JPH02304380A

JPH02304380A - 誘導電動機の定数測定方法

Info

Publication number: JPH02304380A
Application number: JP1125218A
Authority: JP
Inventors: Akira Imanaka; 晶今中; Hidehiko Sugimoto; 英彦杉本
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1989-05-18
Filing date: 1989-05-18
Publication date: 1990-12-18
Anticipated expiration: 2010-07-31
Also published as: JPH0769401B2

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】〔産業上の利用分野〕本発明は、誘導電動機の定数測定方法に係り、特にイン
バータが接続された誘導電動機の定数自動測定方法に関
する。

〔従来の技術〕

誘導電動機の制御方式として、ベクトル制御方式が開発
され、直流電動機と同等の過渡特性と安定置を達成する
ものとして知られている。このベクトル制御方式を用い
た誘導電動機の制御装置では、制御の対象となる誘導電
動機の定数、例えば一次抵抗、二次抵抗、一次漏れイン
ダクタンス、二次漏れインダクタンス、相互インダクタ
ンス等に基づいて、各種制御定数を設定している。

このため、従来は、電動機の設計値、若しくは電気書院
発行の「電気学会、電気規格調査会標準規格Ｊ　ＪＥＣ
−３７−１９７９（話導機）第２編に示されるように、
抵抗測定試験、無負荷試験、拘束試験の測定値から必要
な電動機定数を求め、制御定数の設定を行なっている。

（発明が解決しようとする課題）従来のベトクル制御方式を用いた誘導電動機の制御装置
では、制御対象となる電動機の定数を得るのに、設計値
からの演算や定数測定試験に手間がかかり、煩雑である
などの問題点があった。特に、汎用の可変速ドライブに
おいては、その制御対象となる電動機の定数が未知であ
り、電動機の機種に応じてその都度定数測定試験を行な
い、得られた電動機データに基づいて制御定数の設定を
する必要があった。

また、設計値から得られたデータでは実際値との間の誤
差が大きくなって制御演算誤差を生じることがあり、制
御装置の確認調整や再設定などの必要があった。

本発明は、上記のような問題点を解消するたるめになさ
れたもので、インバータを駆動電源とする誘導電動機に
おいて、実運転前にインバータを電動機定数測定器とし
て機能させ、電動機にトルクを発生させたり、回転させ
たりすることなく高精度に定数を求める誘導電動機の定
数測定方法を士是イ共するものである。

〔課題を解決するための手段〕

この、第１の発明に係る誘導電動機の定数測定方法は、
駆動電源としてインバータが接続された誘導電動機にお
いて、単相給電若しくはそれと等価な給電状態となるよ
うにインバータ出力電圧を発生させ、その電圧と誘導電
動機に流れる電流とを用いてモデル規範適応システムに
基づく誘導電動機の定数同定を行ない、一次抵抗Ｒｓ、
二次抵抗Ｒ１、一次自己インダクタンスし１、二次自己
インダクタンスしｒ及び相互インダクタンスＭを求める
ものである。

また、この第２の発明に係る誘導電動機の定数測定方法
は、上記第１の発明と同様に発生させたインバター出力
電圧と周波数、及び誘導電動機に流れる電流とを用いて
、電圧から電流への周波数に対するゲイン特性を求め、
誘導電動機の伝達関数を示す式に代入演算Ｌｒ一次抵抗
Ｒ８、二次抵抗Ｒｓ、一次自己インダクタンスＬ１、二
次自己インダクタンスＬ　ｒ％及び相互インダクタンス
Ｍを求めるものである。

〔作用〕

この第１の発明におけるモデル規範適応シスムに基づく
誘導電動機の定数同定方法は、同定アルゴリズムに出力
誤差を用いる並列式同定器を採用Ｌｒ単相給電状態にお
ける誘導電動機と、それと同じ形を持つ数学モデルを考
え、その両者に同じ電圧を与えた時の電流誤差が零とな
るように同定器が未知パラメータを演算Ｌｒ誤差がτと
なった時に演算された未知パラメータが実話導電動機の
定数と一致するように動作する。

又、この第２の発明における誘導電動機の定数測定方法
は、単相給電状態におけね誘導電動機の電圧から電流へ
の周波数に対するゲイン特性を求め、その中から複数の
周波数におけるゲインをお導電動機の単相給電状態にお
ける電圧から電流への伝達関数を示す式に代入Ｌｒそれ
らを連立方程式として演算することにより、一次抵抗Ｒ
１、二次抵抗Ｒｓ、一次自己インダクタンスＬｒ、二次
自己インダクタンスＬ、及び相互インダクタンスＭを求
めるものである。

〔実施例〕

以下、図面を参照してこの第１の発明の実施例を詳細に
説明する、第１図は本実施例による誘導電動機の定数測
定装置を示す構成図である。図において、（１）は定数
測定の対象となる誘導電動機、（２）はＰＷＭインバー
タ、（３ａ）　、　（３ｂ）　、　（３ｃ）はそれぞれ
誘導電動機（１）のＵ相、■相、Ｗ相の一次電流に応答
した電流期間信号１１ｘ、ｌｖ、１ｗを出力する電流検
出器、（４）は上記電流帰還信号ｉ。、　Ｌ　、　ｉｖ
を固定した直交軸からθだけずれた直交軸成分（ｄ。

軸一次電流成分ｉｄ＠、およびｑａ軸一次電流成分ｉ　
ｑ　ａ−に変換する３相／　ｄ”ｑ’座標変換器、（５
）は位相角指令θに対応した正弦波信号ｓｉｎθおよび
ｃｏｓθを出力する関数発生器、（６）　は一次電圧指
令のｄ＠軸成分Ｖｄ’、”を３相電圧指令ｖｕ”、ｖｖ
”、ｖ、”に変換するｄ＠ｑ″／３相座標変換器、（７
）はこれら電圧と電流から話導電ｖＪｍ定数を同定する
定数チューニング装置である。

ここでは、誘導電動機（１）を単相給電状態と等価にす
るため、位相角指令θ＝０とする、そして、固定した直
交軸（ｄ軸、ｑ軸）からθだけずれた直交軸であるｄ＠
軸、ｑ＠軸（ここではｄ軸、ｑ軸と一致する）上の電圧
Ｖｄ”　、に所定値を印加ＬｒＶＱ″ｇは０とする。こ
の時、誘導電動機（１）のＵ相、■相、Ｗ相には、次式
で示される電圧Ｖｕ、Ｖｖ。

Ｖ、が印加される。

Ｖ、＝　ｆｆＶｄ”、＝　Ｖ。

ｖＶ＝ｖ、＝　−ＪＸｖａ８．　　　　　　　　　　　
　　　・　（＋）また、誘導電動機（１）のＵ相、■相
、Ｗ相に流れる電流１ｕ、ｌｖ、１ｗは次式で現われる
。

ｉｕ＝　Ｆ可ｉｄ＠、＝　ｉ。

ｌｖ＝　ｉｗ＝　−−ｒｒＸｘｄ＠＊　　　　　　　　
　　”・（２）このようにして、単相給電状態が構成で
きる。

次に、定数チューニング装置（７）による定数の同定方
法を詳細に説明する。

本発明では、第２図に示すように同定アルゴリズムに出
力誤差を用いる並列式同定器を用いて電動機定数の同定
を行なう。第２図において、数学モデルは単相給電状態
の誘導電動機（１）と全く同じ形を持ち、両者に同じ入
力（ここでは電圧）を与えた時の出力（ここでは電流）
の誤差が；となるよう、同定器が未知パラメータを計算
する、また、計算された未知パラメータは数学モデルに
フィードバックされる。

数学モデルが決まると、以下の手順で定数同定法が導出
できる。

（１’）等価非線形フィードバック系を決定する。

その構成を第３図に示す。

（２）等価非線形フィードバック系の内、線形定常ブロ
ックは、その伝達関数が強正実となるように決定する。

（３）等価非線形フィードバックの内、非線形ブロック
は次式で表されるボボフの積分不等式を満足するように
決定する。

ｔＶ”Ｗｄｔ≧−ｒｏ’　　　　　　　　　　　””　
（３）ここで、ｒ　０２は有限の正の定数である。

誘導電動機（１）の単相分の等価回路は第４図で示され
、その状態方程式は次式で表される。

ここで、Ｒｓ、Ｒ，は一次及び二次抵抗、Ｌ、、Ｌ、は
一次及び二次自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタ
ンス、ａ　＝　１−　Ｍ２／Ｌ、Ｌ、は漏れ係数、１．
．１１は一次及び二次電流、ｖ３は一次電圧、Ｐ＝−は
微分演算子である。

ｔ（４）において、検出可能な変数はｖ８と１１であり、
ｌ、は検出不可能である。そこで（４）式を次式のよう
に変形する。

ここでλ、　＝　Ｌ、ｉ、＋　Ｍｉ、は一次鎖交磁束で
ある。

（５）式に対応する数学モデルの状態方程式は次式で表
される。

ここで、添字へは数学モデル内の定数及び変数を表す。

但Ｌｒ入力変数であるＶ、は実機、数学モデルとも同じ
である。

線形定常ブロックの状態方程式は実機の状態方程式（５
）式から数学モデルの状態方程式（６）式を引き算して
次式で表される。

・・・（７）（７）式の右辺第２項及び第３項は実機と数学モデルの
状態変数の間に誤差を生じさせる入力を示しており、そ
れらの人力と検出できる状態変数の誤差、つまり−、−
１，の間には次式の関係がある。

先に述べたように線形定常ブロックの伝達関数は強正実
でなければならない。この場合、その伝達関数Ｇ　（ｓ
）は（８）式の一部と線形補償器の伝達関数Ｃ（ｓ）　
とから次式で表される。

・・・（９）Ｇ　＜ｓ）はＣ（ｓ）が次式を満足するとき強正実であ
る。

（：（ｓ）　　　−Ｃ＋　　”　　Ｃｏ／Ｓ　　　　　
　　　　　　　　　　　　　　　　　　　・”　　（１
０）但ＬｒＧｏ＞　Ｏ、Ｃ＋／Ｇｏ　＞　１　／　（Ｒ
−／　σＩ−ｍ”Ｒｒ／　ＯＬｒ）される。

ｖ−Ｃ（ｓ）　　（ｉ、−１ｓ）　　　　　　　　　　
　＝　（１１）次に、非線形時変ブロックは（３）式で
表されたボボフの積分不等式を満足するように決定する
。

（３）式のＶは（１１）の式で表され、Ｗは（８）式よ
り次式で表される。

■、Ｗが（１１）　、　（１２）式で表されるとき、（
３）式を満足させるためには（１４）式中の操作できる
量、即ち、ｌ／σＬ、　、　１／Ｒｓ、Ｒ＃／σＬｇ＋
Ｒｒ／σＬ、。

Ｒ，Ｒｒ／σＬ、Ｌ、を（１３）〜（１６）式のように
操作することで可能になる。

・・・（１３）ｆｒ、　　Ｒ，Ｒ，Ｐ・・・（１４）・・・（１５）・・・（１６）ココテ、ｋＰｌ　〜ｋＰ４≧０、ｋ１１〜に１４〉ｏテ
する。後者が０を含まないのは、定数同定の定常偏差を
Ｏにするためである。また、各定数の添字０は積分器の
初期値を表Ｌｒそれらは任意の定数でよい。さらに、（
１４）式中のｋＰ２°、に１２°につぃては、それらと
σＬ、Ｌｒ／Ｒ，Ｒ，との積を（１７）、（１８）式の
ようにｋＰ２＋ｋ１２と扱って構わない。

ｋｐ２＝　（σＬ−Ｌ−／Ｒ−Ｒｒ　）　ｋｐ２’　　
　　　　・・・（１７）ｋ＋ｚ　＝　（σＬ−Ｌｒ／Ｒ
ｍＲｒ）　ｋ＋２’　　　　　　・・・（１８）以上を
まとめると同定アルゴリズムは（１９）〜（２２）式の
ように決定できる。

・・・（２１）・・・（２２）なお、（６）式から得られる数字モデルのブロック線図
例を第５図に示す。定数同定に必要なｉ−１λ、、／Ｒ
，が得られるようになっていると共に、同定する定数が
配置されている。第６図は（１９）〜（２２）式から得
られる定数同定器のブロック線図例である。第７図は同
定に必要なＶ、の積分器の例である。ここでは、たまた
ま車なる積分器を用いたときに生じるオフセットの影響
を避けるため、時定数Ｔの一次遅れを用いた。第１図（
８）の定数同定装置はこれら第５図、第６図、第７図の
組合ゎせとじて構成される。（１９）〜（２２）式から
直接同定される定数は、モードル定数の積和、つまり１
　　１　　　Ｒ，Ｒ，Ｒ，Ｒ。

σＬ、、　Ｒｓ、σＬＲ２σＬｒ、σＬ、Ｌｒの４つで
あるが、これらは一般によく行なわれているり、〜Ｌ、
とする近似化により、四則演算でＲ３゜Ｒｓ、Ｌ、　Ｊ
＝ｒＬ、、Ｍに分解することができる。

また、モデル規範適応システムに基づく同定では同定の
収束性は１人力１出力の場合、人力が同定したいものの
半数以上の異なった周波数成分を含むとき補償される。

従って、■、は２ｆ！類以上の周波数成分を含んでいれ
ばよく、例えば異なる正弦波の重畳波形、方形波、三角
波またはその他の合成波形等様々な与え形が可能である
。または、直流分を重畳させても構わない。このＶ、は
実際のインバータ出力電圧を測定して用いてもよく、ま
た、インバータへの指令を用いてもかまわない。

さらに、同定は、４つ同時に行なわず、１つだけ、又は
２．３個だけを任意に組合わせて同定、その他は同定を
行なわせないようにすることもできる。

（ｌＯ）式の００がＯの場合、線形定常ブロックは正実
であるが、（９）式のＧ　（ｓ）はω≠０でＲｏ（Ｇ（
ｊｗ）　）　＞　Ｏであり、交流入力である場合は同定
可能であるからＣ０＝０でも構わない。

なお、上記実施例では、単相給電状態を構成するのにｄ
軸とｑ軸とｄ＠軸、ｑ＠軸を一致させるようにしたが、
これら両者の間に一定の位相角を与えてもよい。

また、第５図、第６図、第７図に定数同定装置を構成す
る各部分のブロック線図を示したが、本発明で述べた同
定アルゴリズムを逸脱しない範囲で任意に構成できるこ
とは勿論である。

次に、この第２の発明の一実施例を図について説明する
。第８図は本実施例による諺導電動機の定数測定装置を
示す構成図である。図中、第１図と同一符号は同一、又
は相当部分を示す。図において、（９）は電圧と電流、
及び周波数から誘導電動機定数を演算する定数演算装置
である。

次に上記構成に基づき動作について説明する。

ここでは第１の発明同様誘導電動機（１）を単相給電状
態と等価にするため、位相角指令θ＝０とする。そして
、固定した直交軸（ｄ軸、ｑ釉）からθだけずれた直交
軸であるｄ”軸、ｑａ軸（ここではｄ軸、ｑ＠と一致す
る）上の電圧Ｖｄ”、に所定値を印加ＬｒＶｑ″′８は
０とする。この時、誘導電動機（１）のＵ相、■相、Ｗ
相には次式で示される電圧！、、Ｖｖ、Ｖ、が印加され
る。

ｖ、＝　ＦＨｖａ”、＝　ｖ。

Ｖｖ　＝　Ｖｗ＝−ＦＫＶｄ”ｇ　　　　　　　　　　
　”・（ｌａ）また、誘導電動機（１）のＵ相、■相、
Ｗ相に流れる電流ｉＬｌ＋ｌｖ＋１ｗは次式で現われる
。

Ｉ　ｕ　＝　ｌｆｄ”　＊　＝　１１ｉｖ＝　ｉ、＝　−−／”７ｉｄ＠ｍ　　　　　　　　
　　＝　（２ａ）このようにして、単相給電状態が構成
できる。

次に、この単相給電状態の下で定数演算装置（８）　に
よる定数の演算方法を詳細に説明する。

誘導電動機（１）の単相分の等価回路は第４図で′示さ
れ、その状態方程式は次式で表される。

ここで、Ｒｓ、Ｒ，は一次及び二次抵抗、Ｌ、、Ｌｒは
一次及び二次自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタ
ンス、σ＝　１−Ｍ”／Ｌ、Ｌ、は漏れ係数、ｉ。

１１は一次及び二次電流、■、は一次電圧、Ｐ＝−は微
分演算子である。

ｔ（３ａ）式において、１８が一定（直流量）である場合
はＰｉ、　＝Ｐｉ、　＝　Ｏとなり、次式が成り立つ。

）１，１．＝　ｖ、　　　　　　　　　　　　　　　”
’　（４ａ）従って、一次抵抗Ｒ８は、ｉ、が一定（直
流量）となるようにＶ、を一定（直流電圧）として与え
ることにより、（４ａ）式から求まる。よって、これ以
後はＲ１が測定されたものとして、それ以外の電動機定
数つまり二次抵抗Ｒｒ、一次自己シンダクタンスし３、
二次自己インダクタンスＬｒ％相互インダクタンスＭに
ついての測定方法を説明する。

（３ａ）式より、Ｖ、を入力、ｉ、を出力とする伝達関
数Ｇ　（ｓ）は次式となる。

１トＳ◆− ここで、今後の式の展開を見やすくするため、誘導電動
機定数の積和、つまりＲ，Ｒ１−＝　−ｃ、　　　　　　　　　　−（６ａ）
σＬ、　σＬ。

”　　、　−Ｃ，・”　（７ａ） σＬ、Ｌ。

一　・　Ｃ３・・・（８ａ） σＬ３この時、（５ａ）式は次式のように表すことができる。

５２−（：ＩＳ＋Ｒ５Ｃ２また、Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３が決まれば、Ｒ３は（４ａ）式
により測定された値を用いることにより、Ｌ、、Ｒ，／
Ｌ、、σを演算することができる。

さらに、一般に良く使われている近似り、＝Ｌ、を用い
ることにより、（１０ａ）〜（ｔＺａ）式によってＲｓ
、Ｌ、　＝Ｌ、、Ｍが求まる。

ＩＲｒ＝　−−Ｒｓ　　　　　　　　　　　・・・（１０
ａ）Ｖｔ＋１ｇが一定（直流量）であれば、（４ａ）式
のようにｖｌとｉｓの関係にはＲ，シか影響しない。従
って、ＣＩ、（：２．Ｃ３を得るためにｖｌを交流正弦
波電圧として与える。この時のＶ、の角周波数をω−と
Ｌｒ（９ａ）式でＳをｊω伽と入れ替えた周波数伝達関
数は（１３ａ）式となる。

・・・（１３ａ）また、ゲインは次式となる。

いま、Ｒ８は既に測定された値を用いることができ、未
知数はＣＩ、Ｃ２，Ｃ３の３つとなるから、（１４ａ）
式を３元連立方程式とすればそれらを求めることができ
る。つまり、Ｖ、を異なる３つの角周波数ω６−１．ω
諷２．ωに３の交流電圧として与え、それぞれのＶ、か
らｉ、へのゲインＧ、、Ｇ２．Ｇ、を測定することによ
り、（１４ａ）式に対して次の３元連立方程式が成立す
る。

ここで、（１５ａ）〜（１７ａ）式を展開Ｌｒ整理する
と（１８ａ）　〜（２０ａ）式となる。

＝　Ｃｌ−２Ｒ−ｈ　　　　”・（１８ａ）−ＣＩ　−
２Ｒ−Ｃ２”’　（１９ａ）−ＣＩ　　−２Ｒ−Ｃ２・
・’　（２０ａ）Ｌ、Ｌ。

あるから、Ｃ１〉０、Ｃ２〉０、Ｃ５〉０の条件が成立
Ｌｒこの条件の下で（１８ａ）〜（２０ａ）式を解くと
Ｃ，、Ｃ２，Ｃ３は次のように求まる。

但Ｌｒ・・・（２４ａ）Ｙｌ−−・・・（２６ａ）Ｇ、　　　Ｇ２Ｙ２讃　　　　−・・・　（２７ａ）ＧＩ　　　Ｇ３ｚ、＝−０把　〒　＋ω〜２　　　　　　　　・・・（
２８ａ）Ｚ２　＝−０ｍ　　ｌ　　＋ωａ４　３　　　
　　　　−（２９ａ）（２１ａ）　〜（２９ａ）式より
求まったＣＩ、Ｃ２，Ｃ３を用し）で（１０ａ）〜（１
２ａ）式によりｒｔｒ、Ｌ、　＝Ｌｒ、Ｍが演算できる
。

ここで、ｖ８の３つの角周波数の選び方で大きな演算誤
差を生じる場合がある。従って、最適な３つの角周波数
の選び方について説明する。

（５ａ）式において、ｌ、＝Ｌ、−ＬとＬｒ（比例＋積
分）要素と一次遅れ要素の積に展開すると（３０ａ）式
になる。

２σ　Ｌ　　　　　　　　　　　　　　　２σ　Ｌ・・
・（３０ａ）但ＬｒＣ＝　　　、＋Ｒ，−４σＲ，Ｒ。

（３０ａ）式の右辺第１．２．３項をそれぞれＧ１（ｓ
）　、　Ｇ２　（ｓ）　、　Ｇｓ　（ｓ）　とすれば、
ソレソレノケイント時定数は次のようになる。

Ｇ　（ｓ）　＝　Ｇ、　（ｓ）・Ｇ２　（ｓ）・Ｇ３　
（Ｓ）１”Ｔ２Ｓ　　　１＋Ｔ３Ｓ但ＬｒＣ１２Ｒｒこれらのゲイン曲線を描くと、第９図のようになる。Ｇ
　（ｓ）は、それぞれ ωｒ　＝１／Ｔ＋、ω２　＝１／Ｔ２．ω３＝１／Ｔ３
の折点角周波数をもったゲイン曲線２０１ｏｇｌＧ＋　
ｌ　。

２０１ｏｇｌＧ２１．２０１ｏｇｌＧｓｌの合成となる
。

いま、Ｇ　（ｓ）のゲイン曲線を、各折点角周波数で挟
まれた領域に分け、それぞれ ωくＣ３（・１／Ｔ３　）　　　　　　　　　・・・Ｉ
領域ω３（−１／Ｔ３）　＜ω〈Ｃ１（・１／ＴＩ）　
　・・弓■領域ωＩ（−１／ＴＩ）　＜ω〈Ｃ２（−１
／Ｔ２）　　−・・ｎｒＷ１ｆｆｃωくＣ２（・１／Ｔ
２）　　　　　　　　　・・・■領域とする。

このとき、各領域におけるＧ　（ｓ）のゲインは次のよ
うになる。

■領域２０１ｏｇｌ　Ｇｘ　ｌ〜２０１ｏｇにｒ”　２０１ｏ
ｇに２◆２０１ｏｇＫ＝＝　　２０１ｏｇ（に１・Ｋ２
・Ｋ３）Ｒ３Ｉｆ領領域０１ｏｇｌ　Ｇｇ　ｌ　舛２０１ｏｇ　Ｋ＋４２０１
ｏｇＫ２＋　（２０１ｏｇＫ。

−２０１ｏｇＴ３−２０１ｏｇω ＝　２０１ｏｇ（Ｋ＋”に２・に３） −２０１ｏｇＴｓ　　２０１ｏｇω ・・・（３３ａ）Ｉ１１領域２０１ｏｇｌ　Ｇｇ　ｌ　幻（２０１ｏｇに、＋２Ｑｌ
ｏｇＴ、＋　２０１ｏｇω）＋２０１ｏｇにｚ”（２０
１ｏｇに３−２０１ｏｇＴ３３−２０１ｏω）＝２０１ｏｇ（にＩ’ｌ’［２’に３）＋２０１０ｇ　
（ＴＩ／Ｔ３）・・・（３４ａ） ■領域２０１ｏｇＩＧｔ　ｌ　’＝　　（２０１ｏｇにｒ＋　
２０１ｏｇＴ、＋２０１ｏｇω）＋　（２０１ｏｇＫ２
−２０１ｏｇＴｚ−２０１ｏｇω）＋　（２０１ｏｇに
、−２０１ｏｇＴ、−２０１ｏｇω）＝　２０１ｏｇ　
（Ｋ＋　”ＫｆＫ、）＋２０１０ｇ（Ｔ＋／Ｔ３）−２
０１０ｇω　　　　　−（３５ａ）従って５　■領域で
はゲインはＲ８のみの関数となる。いま、Ｒ９は（４ａ
）式により求めることができ、（２１ａ）　〜（２９ａ
）式で未知数Ｃ，，Ｃ２，Ｃ，を求める段階では既知と
している。■領域のゲンイにはこれら未知数の情報は含
まれておらず、この領域でのゲインを演算に用いること
はできない。

■、■領域において、ｖ８の角周波数を２つ選んだ場合
、それらの差はωの関数となり、そこに上記未知数は現
われてこない。また、■領域で２つの角周波数を選んだ
場合、そのゲインの差は零となり、未知数に関係しなく
なる。

よって、３元連立方程式を立てる際に用いるＶ。

の３つの角周波数は、■、■、■の各領域から１つずつ
選ぶ必要がある。本発明では、これらの傾城を判断する
ために、幾つかの角周波数における■３からｉ、へのゲ
インを測定Ｌｒ第９図Ｏのゲイン曲線における折点角周
波数ｔ／Ｔ、　、　１／Ｔ２　、　ｌ／Ｔ３を見つける
。これは第１０図に示すように、対数目盛上でほぼ等間
隔となるように複数点の角周波数を選び、各測定点の間
のｖ８からｉ、へのゲインの変化量が大きくなる点とし
て見つけることかできる。

なお、上記実施例では単相給電状態を構成するのにｄ軸
、ｑ軸とｄ＠軸、ｑ″軸を一致させるようにしたが、こ
れら両者の間に一定の位相角を与えてもよい。

また、■、に異なる３つの角周波数を与え、それぞれの
ｖｌからｉ、へのゲインを求めた後、それらを（１４ａ
）式に当てはめて３元連立方程式としたあとは、上記実
施例以外の解法で未知数を求めてもよく、上記実施例と
同様の効果を奏するのは持ち論である。

（発明の効果〕以上のとおり、第１の発明によれば、誘導電動機の駆動
電源になるインバータから単相給電状態になるよう出力
電圧を発生させ、その電圧と読導機に流れる電流とを用
いてモデル規範適応システムに基づく誘導電動機の定数
同定を行なうようにしたため、該定数未知の電動機でも
その停止状態自動測定を確実・容易にＬｒさらには該定
数の自動設定をするというセルフチューニングを容易に
するという効果がある。

又、この第２の発明によれば、誘導電動機の駆動電源に
なるインバータから単相給電状態になるよう出力電圧を
発生させ、その電圧と周波数及び該誘導電動機に流れる
電流とを用いて電圧から電流への周波数に対するゲイン
特性を求め、誘導電動機の伝達関数を示す式に代入演算
Ｌｒ誘導電動機定数を求めるようにしたため、該定数未
知の電動機でもその停止状態自動測定を確実・容易にＬ
ｒさらには該定数の自動設定をするというセルフチュー
ニングを容易にするという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は第１の発明の一実施例による誘導電動機の定数
測定装置を示す回路図、第２図は同定器の構成図、第３
図は等価非線形フィードバック系ブロック線図、第４図
は誘導電動機の単相分等価回路図、第５図は数学モデル
のブロック線図、第６図は定数同定器のブロック線図、
第７図はり、の積分器ブロック線図、第８図は第２の発
明の一実施例による誘導電動機の定数測定装置を示す回
路図、第９図はＧ　（ｓ）のゲイン曲線図、第１θ図は
折点角周波数の求め方を示す図である。（１）は誘導電動機、（２）はＰＶＩＭインバータ、（
３ａ）　、　（３ｂ）　、　（３ｃ）はそれぞれＵ、Ｖ
、Ｗ相の電流検出器、（４）は３相／ｄ＠ｑ＠座標変換
器、（５）は関数発生器、（６）はｄｏｑ”／　３相座
標変換器、（７）ハ定数チューニング装置、（８）は定
数演算装置。尚、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。

Claims

【特許請求の範囲】

（１）インバータを駆動電源とする誘導電動機において
、単相給電もしくはそれと等価な給電状態となるように
インバータ出力電圧を発生させ、その電圧と誘導電動機
に流れる電流とを用いてモデル規範適応システムに基づ
く誘導電動機の定数同定を行ない、一次抵抗Ｒ＿ｓ、二
次抵抗Ｒ＿ｒ、一次自己インダクタンスＬ＿ｓ、二次自
己インダクタンスＬ＿ｒ及び相互インダクタンスＭを求
めることを特徴とする誘導電動機の定数測定方法。
（２）前記測定に用いるインバータの出力電圧は、２つ
以上の周波数成分を含むことを特徴とする特許請求の範
囲第１項記載の誘導電動機の定数測定方法。
（３）インバータを駆動電源とする誘導電動機において
、単相給電状態もしくはそれと等価な給電状態となるよ
うにインバータ出力電圧を発生させ、その電圧と周波数
、及び誘導電動機に流れる電流とを誘導電動機の伝達関
数式に代入演算し、一次抵抗Ｒ＿ｓ、二次抵抗Ｒ＿ｒ、
一次自己インダクタンスＬ＿ｓ、二次自己インダクタン
スＬ＿ｒ、及び相互インダクタンスＭを求めることを特
徴とする誘導電動機の定数測定方法。
（４）前記測定に用いるインバータ出力電圧の周波数は
、複数の周波数における電圧と電流の比を求めることに
より、演算誤差が最小となる周波数を見い出し、それを
用いることを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の誘
導電動機の定数測定方法。