JPH02290582A - Fm―cwレーダ装置 - Google Patents
Fm―cwレーダ装置Info
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- JPH02290582A JPH02290582A JP11149089A JP11149089A JPH02290582A JP H02290582 A JPH02290582 A JP H02290582A JP 11149089 A JP11149089 A JP 11149089A JP 11149089 A JP11149089 A JP 11149089A JP H02290582 A JPH02290582 A JP H02290582A
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- 230000010355 oscillation Effects 0.000 claims description 4
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 abstract description 10
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 abstract description 9
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 16
- 230000035559 beat frequency Effects 0.000 description 4
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 description 3
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 3
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 2
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 2
- 238000000034 method Methods 0.000 description 2
- 230000000737 periodic effect Effects 0.000 description 2
- 230000000630 rising effect Effects 0.000 description 2
- OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N Carbon Chemical compound [C] OKTJSMMVPCPJKN-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 description 1
- 229910052799 carbon Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000010276 construction Methods 0.000 description 1
- 230000009699 differential effect Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 238000001228 spectrum Methods 0.000 description 1
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔概 要〕
送信波の一部を受信局発信号として使用するホモダイン
方式のFM−CWレーダ装置に関し、周波数変調時の振
幅周波数特性の影響でビート信号が振幅変調されるFM
−AM変換ノイズを無調整で除去することを目的とし、 周期性を有する非正弦波のFM信号で搬送波に周波数変
調をかけて送信波を作成すると共に、該送信波の一部を
受信局発信号に使用して受信波とのビート信号を得るセ
ンサ部を備えたホモダイン方式のFM−CWレーダ装置
において、該ビート信号をn次の微分特性を存する系を
通して信号処理部に人力し、該信号処理部では前記FM
信号の極大点および極小点から一定時間内の入力を無視
するよう構成する。
方式のFM−CWレーダ装置に関し、周波数変調時の振
幅周波数特性の影響でビート信号が振幅変調されるFM
−AM変換ノイズを無調整で除去することを目的とし、 周期性を有する非正弦波のFM信号で搬送波に周波数変
調をかけて送信波を作成すると共に、該送信波の一部を
受信局発信号に使用して受信波とのビート信号を得るセ
ンサ部を備えたホモダイン方式のFM−CWレーダ装置
において、該ビート信号をn次の微分特性を存する系を
通して信号処理部に人力し、該信号処理部では前記FM
信号の極大点および極小点から一定時間内の入力を無視
するよう構成する。
本発明は、送信波の一部を受信局発信号として使用する
ホモダイン方式のFM−CWレーダ装置に関する。
ホモダイン方式のFM−CWレーダ装置に関する。
FM−CWレーダは搬送波(CW)を三角波等のFM信
号で周波数変m (FM)Lて送信し、該送信波と目標
からの反射波(受信波)とのビート信号を得ることで、
目標との距離および速度を測定できる.このときホモダ
イン方式のFM−CWレーダでは、送信波の一部を受信
局発信号に使用して受信波とのビート信号を得るため、
該局発信号の振幅が安定していないとFM−AM変換ノ
イズとなる。
号で周波数変m (FM)Lて送信し、該送信波と目標
からの反射波(受信波)とのビート信号を得ることで、
目標との距離および速度を測定できる.このときホモダ
イン方式のFM−CWレーダでは、送信波の一部を受信
局発信号に使用して受信波とのビート信号を得るため、
該局発信号の振幅が安定していないとFM−AM変換ノ
イズとなる。
第7図は従来のFM−CWレーダの構成図で、10はレ
ーダセンサ部、20は信号処理部である.センサ部10
にはバラクタダイオードを用いた発振器11があり、そ
こに信号処理部20からガン電圧を印加して搬送波(C
W)を発振させる.このとき信号処理部20から三角波
、台形波、方形波等の周期性のあるFM信号(正弦波は
除く)を供給して搬送波CWに周波数変調(FM)をか
ける。
ーダセンサ部、20は信号処理部である.センサ部10
にはバラクタダイオードを用いた発振器11があり、そ
こに信号処理部20からガン電圧を印加して搬送波(C
W)を発振させる.このとき信号処理部20から三角波
、台形波、方形波等の周期性のあるFM信号(正弦波は
除く)を供給して搬送波CWに周波数変調(FM)をか
ける。
このようにして周波数変調された搬送波は送信波TFと
して送信アンテナl3から送信される.送信波TFの目
標からの反射波(受信波)RFは受信アンテナ14で受
信され、ミキサl5に入力する。このミキサ15の他方
の入力は受信局発信号LOであり、ここでは方向性結合
器l2で分岐された送信波TFの一部を用いる。
して送信アンテナl3から送信される.送信波TFの目
標からの反射波(受信波)RFは受信アンテナ14で受
信され、ミキサl5に入力する。このミキサ15の他方
の入力は受信局発信号LOであり、ここでは方向性結合
器l2で分岐された送信波TFの一部を用いる。
ミキサ15の出力IFは受信波RFと局発信号LO(送
信波TF)との周波数差に相当するビート信号であり、
目標との間の距離だけが変化しているときは第8図(a
)のようにアップビート周波数f1とダウンビート周波
数f.が等しい。これに対し目標との相対速度も同時に
変化してすると同図い)のようにr. 矢raとなり、
距離は(f1十f 4)/ 2の関数として算出され、
また相対速度は( f ,− f .)/2の関数とし
て算出される。
信波TF)との周波数差に相当するビート信号であり、
目標との間の距離だけが変化しているときは第8図(a
)のようにアップビート周波数f1とダウンビート周波
数f.が等しい。これに対し目標との相対速度も同時に
変化してすると同図い)のようにr. 矢raとなり、
距離は(f1十f 4)/ 2の関数として算出され、
また相対速度は( f ,− f .)/2の関数とし
て算出される。
上述したビート信号IFはn段のアンプA H . A
z.・・・・・・Anを通して信号処理部20側に入
力し、波形整形回路2lでビートパルスに変換されてC
PU22に取込まれる,CPU22はビートパルスの周
波数から第8図の原理に従い距離又は速度を算出し、例
えば目標との距離を示す信号を出力する。
z.・・・・・・Anを通して信号処理部20側に入
力し、波形整形回路2lでビートパルスに変換されてC
PU22に取込まれる,CPU22はビートパルスの周
波数から第8図の原理に従い距離又は速度を算出し、例
えば目標との距離を示す信号を出力する。
ところで発振器11で搬送波CWに周波数変調をかける
と、第9図ら)に示すように搬送波CWの周波数fがF
M信号によってΔfだけ周波数変化するのに伴ない、同
図(a)に示すようにパワーPの電圧■依存性(振幅周
波数特性)が一様でないためこれもΔPだけ変動し、振
幅変m (AM)がかかった状態になる。この影響は局
発信号LOにも当然波及し、ミキサ15におけるFM−
AM変換ノイズとしてビート信号IFのレベル変動要因
となる。このFM−AM変換ノイズの影響を避けるため
に波形整形回路21のしきい値を高くすると、遠方の目
標からの弱い反射波を検出できなくなるので、有効探知
距離が短かくなる. この点を改善するために第10図のように結合器12に
炭素棒Cと金属棒Mからなる調整器を設け、反射成分R
を調整して局発信号LOの振幅を平坦化する方法がある
. 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら第10図の方法では1台毎に調整する手間
がかかる上、炭素棒Cと金属棒Mを用いるためMIC(
マイクロ集積回路)化しにくく、また振幅周波数特性の
傾き変化に弱い(再調整しないとノイズが増大する)と
いう改善すべき点がある. 本発明は結合器l2に振幅補償用の調整器を設けること
なく無調整で、FM−AM変換ノイズを除去し、波形整
形回路2lのしきい値を低く設定可能とするものである
. 〔課題を解決するための手段〕 第1図は本発明の原理図で、10はレーダセンサ部、2
0は信号処理部、30はn次の微分特性を有する系であ
る。レーダセンサ部10は第7図と同様に発振器11、
方向性結合器l2、送信アンテナ13、受信アンテナ1
4、ミキサ15を備え、また信号処理部20も第7図と
同様に波形整形回路21とCPU2 2を有する。但し
、cpu22は後述する第6図のような割込処理機能を
追加してある. また第7図の構成ではミキサ15から波形整形回路21
の間が振幅を揃える目的で挿入したアンプ列A,−An
であったが、本発明ではこれをn次(nは2以上)の微
分特性を有する系30に変更してある.例えば信′号処
理部20側の回路83〜Bnを第7図のA,〜Anと同
様の単なるアンプとした場合、センサ部10側の2段の
回路Bl+82は微分回路、又は微分特性を有するアン
プで実現する。尚、この場合の微分特性はHPF (ハ
イバスフィルタ)特性と考えても差し支えない。
と、第9図ら)に示すように搬送波CWの周波数fがF
M信号によってΔfだけ周波数変化するのに伴ない、同
図(a)に示すようにパワーPの電圧■依存性(振幅周
波数特性)が一様でないためこれもΔPだけ変動し、振
幅変m (AM)がかかった状態になる。この影響は局
発信号LOにも当然波及し、ミキサ15におけるFM−
AM変換ノイズとしてビート信号IFのレベル変動要因
となる。このFM−AM変換ノイズの影響を避けるため
に波形整形回路21のしきい値を高くすると、遠方の目
標からの弱い反射波を検出できなくなるので、有効探知
距離が短かくなる. この点を改善するために第10図のように結合器12に
炭素棒Cと金属棒Mからなる調整器を設け、反射成分R
を調整して局発信号LOの振幅を平坦化する方法がある
. 〔発明が解決しようとする課題〕 しかしながら第10図の方法では1台毎に調整する手間
がかかる上、炭素棒Cと金属棒Mを用いるためMIC(
マイクロ集積回路)化しにくく、また振幅周波数特性の
傾き変化に弱い(再調整しないとノイズが増大する)と
いう改善すべき点がある. 本発明は結合器l2に振幅補償用の調整器を設けること
なく無調整で、FM−AM変換ノイズを除去し、波形整
形回路2lのしきい値を低く設定可能とするものである
. 〔課題を解決するための手段〕 第1図は本発明の原理図で、10はレーダセンサ部、2
0は信号処理部、30はn次の微分特性を有する系であ
る。レーダセンサ部10は第7図と同様に発振器11、
方向性結合器l2、送信アンテナ13、受信アンテナ1
4、ミキサ15を備え、また信号処理部20も第7図と
同様に波形整形回路21とCPU2 2を有する。但し
、cpu22は後述する第6図のような割込処理機能を
追加してある. また第7図の構成ではミキサ15から波形整形回路21
の間が振幅を揃える目的で挿入したアンプ列A,−An
であったが、本発明ではこれをn次(nは2以上)の微
分特性を有する系30に変更してある.例えば信′号処
理部20側の回路83〜Bnを第7図のA,〜Anと同
様の単なるアンプとした場合、センサ部10側の2段の
回路Bl+82は微分回路、又は微分特性を有するアン
プで実現する。尚、この場合の微分特性はHPF (ハ
イバスフィルタ)特性と考えても差し支えない。
第2図に示すように(a)の三角波を1回微分すると(
ロ)の矩形波になり、それを更に微分すると(e)の2
次微分波形となる。第1図の系30がこのような2次微
分特性を有していると、ビート信号IFがFM信号の影
響で三角波状に振幅変調されている場合、波形整形回路
21の入力は第2図(C)のようになり、一部に微分パ
ルスの現われる区間tがあるものの、それ以外は平坦な
区間Tとなる.そこで、CPU2 2は区間tの入力を
無視し、区間Tの入力だけで距離または速度の演算を行
うようにする。このようにすれば、波形整形回路21の
しきい値を低くしても、FM−AM変換ノイズの影響を
回避できる。
ロ)の矩形波になり、それを更に微分すると(e)の2
次微分波形となる。第1図の系30がこのような2次微
分特性を有していると、ビート信号IFがFM信号の影
響で三角波状に振幅変調されている場合、波形整形回路
21の入力は第2図(C)のようになり、一部に微分パ
ルスの現われる区間tがあるものの、それ以外は平坦な
区間Tとなる.そこで、CPU2 2は区間tの入力を
無視し、区間Tの入力だけで距離または速度の演算を行
うようにする。このようにすれば、波形整形回路21の
しきい値を低くしても、FM−AM変換ノイズの影響を
回避できる。
無効区間tのタイムゲートは簡単である。つまり、第2
図(C)の2次微分波形は(a)の三角波(FM信号)
の極大点または極小点を基準に一定時間内に集中してい
るので、その部分をカバーするタイミングの区間tを予
め設定しておけばよいからである。
図(C)の2次微分波形は(a)の三角波(FM信号)
の極大点または極小点を基準に一定時間内に集中してい
るので、その部分をカバーするタイミングの区間tを予
め設定しておけばよいからである。
第3図〜第6図は本発明の一実施例を示す説明図で、基
本構成は第1図を前提としている.第3図は微分特性(
HPF特性)を有するアンプの回路例である.この回路
は帰還抵抗R,を有するオペアンプOPの反転入力(一
)にコンデンサCIと抵抗R1からなる直列回路を通し
て入力を加え、非反転端子(+)は抵抗R3とコンデン
サC!からなる並列回路を通して接地することで、カッ
トオフ周波数fc以下の成分を減衰させるHPF機能が
ある. 第4図の破線はこのアンプの周波数特性を示している.
このアンプを第1図のB+.Bzに使用すると、ビート
信号IFが第4図の実線のように高次のノイズスペクト
ラムを有する場合、1段目のアンプB,でfc以下の成
分が減衰され、同時にfc以上の成分が増幅されるため
1階微分となる.この出力を2段目のアンブB,に入力
すると、fc以下の成分が更に減衰され、fc以上は更
に増幅されるため、2階微分となる. このように第4図のアンプは微分回路として機能するの
で、これを更に多段に使用してfc以下のノイズ成分を
減衰させるとその効果は一層顕著になる。尚、カットオ
フ周波数fcは最小限必要なビート周波数と許容される
ノイズレベルとの兼ね合いから決定される. 第5図は動作波形図で、(a)(ロ)は第1図の(a)
(C)に対応する。第5図(C)のFMパルスは(a)
のFM信号を発生するタイミングであり、(ΦのFMパ
ルスはこれを反転したものである。(e)のビートパル
スは波形整形回路2lの出力であり、これは系30の出
力を所定のしきい値で2値化したものである.CPU2
2は第5図(C)のFMパルスの立上りと(d)のF
Mパルスの立上りで起動される毎に第6図の割込処理を
行う.この割込処理はステップS1でupビートかdo
wnビートかを判別し、いずれの場合もt秒タイマを始
動させる(ステップS2,S3).そして、upビート
のときはt秒経過後にステップS4でupビート周波数
(又はパルス数)をカウントし、またdownビ一トの
ときはt秒経過後にステップS5でdownビート周波
数(又はパルス数)をカウントする.つまり、ステップ
S2.33でt秒タイマが動作している間はビート周波
数のカウントを行わないので、自動的にt秒間のノイズ
が除去される。
本構成は第1図を前提としている.第3図は微分特性(
HPF特性)を有するアンプの回路例である.この回路
は帰還抵抗R,を有するオペアンプOPの反転入力(一
)にコンデンサCIと抵抗R1からなる直列回路を通し
て入力を加え、非反転端子(+)は抵抗R3とコンデン
サC!からなる並列回路を通して接地することで、カッ
トオフ周波数fc以下の成分を減衰させるHPF機能が
ある. 第4図の破線はこのアンプの周波数特性を示している.
このアンプを第1図のB+.Bzに使用すると、ビート
信号IFが第4図の実線のように高次のノイズスペクト
ラムを有する場合、1段目のアンプB,でfc以下の成
分が減衰され、同時にfc以上の成分が増幅されるため
1階微分となる.この出力を2段目のアンブB,に入力
すると、fc以下の成分が更に減衰され、fc以上は更
に増幅されるため、2階微分となる. このように第4図のアンプは微分回路として機能するの
で、これを更に多段に使用してfc以下のノイズ成分を
減衰させるとその効果は一層顕著になる。尚、カットオ
フ周波数fcは最小限必要なビート周波数と許容される
ノイズレベルとの兼ね合いから決定される. 第5図は動作波形図で、(a)(ロ)は第1図の(a)
(C)に対応する。第5図(C)のFMパルスは(a)
のFM信号を発生するタイミングであり、(ΦのFMパ
ルスはこれを反転したものである。(e)のビートパル
スは波形整形回路2lの出力であり、これは系30の出
力を所定のしきい値で2値化したものである.CPU2
2は第5図(C)のFMパルスの立上りと(d)のF
Mパルスの立上りで起動される毎に第6図の割込処理を
行う.この割込処理はステップS1でupビートかdo
wnビートかを判別し、いずれの場合もt秒タイマを始
動させる(ステップS2,S3).そして、upビート
のときはt秒経過後にステップS4でupビート周波数
(又はパルス数)をカウントし、またdownビ一トの
ときはt秒経過後にステップS5でdownビート周波
数(又はパルス数)をカウントする.つまり、ステップ
S2.33でt秒タイマが動作している間はビート周波
数のカウントを行わないので、自動的にt秒間のノイズ
が除去される。
以上述べたように本発明によれば、送信波の一部を受信
局発信号として使用するホモダイン方式のFM−CWレ
ーダ装置において、無調整でFM−AM変換ノイズの影
響を低減でき、この結果しきい値を低くして探知距離を
延ばすことができる.また温度変動等によって搬送波発
振器の振幅周波数特性が変化してノイズ成分が増大した
場合でも、結合器や波形整形回路の再調整を必要としな
い.さらに、結合器に振幅補償用の調整器を要しないた
め、MIC化に適している等の利点がある.
局発信号として使用するホモダイン方式のFM−CWレ
ーダ装置において、無調整でFM−AM変換ノイズの影
響を低減でき、この結果しきい値を低くして探知距離を
延ばすことができる.また温度変動等によって搬送波発
振器の振幅周波数特性が変化してノイズ成分が増大した
場合でも、結合器や波形整形回路の再調整を必要としな
い.さらに、結合器に振幅補償用の調整器を要しないた
め、MIC化に適している等の利点がある.
第1図は本発明の原理図、
第2図はその説明図、
第3図〜第6図は本発明の一実施例を示す説明図、
第7図は従来のFM−CWレーダの構成図、第8図はF
M−CWレーダの原理図、 第9図は周波数変調に伴うパワー変動の説明図、第10
図は従来の改良された結合器を示す構成図である. 図中、10はレーダセンサ部、20は信号処理部、30
はn次の微分特性を有する系である.出 願 人 富士
通テン株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔iatg 第5閃 n次の微分特性を有する系 本発明の説明図 第2図 第3図の周波数特性図 jI6wJ (a)距離だけ変化 (b)距離と速度が変化 従来のFM−CWレ ダの構成図 Wi7図 (a) m幅周波数特性 従来の結合器の一例を示す構成図 向V イ八 剛
M−CWレーダの原理図、 第9図は周波数変調に伴うパワー変動の説明図、第10
図は従来の改良された結合器を示す構成図である. 図中、10はレーダセンサ部、20は信号処理部、30
はn次の微分特性を有する系である.出 願 人 富士
通テン株式会社 代理人弁理士 青 柳 稔iatg 第5閃 n次の微分特性を有する系 本発明の説明図 第2図 第3図の周波数特性図 jI6wJ (a)距離だけ変化 (b)距離と速度が変化 従来のFM−CWレ ダの構成図 Wi7図 (a) m幅周波数特性 従来の結合器の一例を示す構成図 向V イ八 剛
Claims (1)
- 1、周期性を有する非正弦波のFM信号で搬送波に周波
数変調をかけて送信波を作成すると共に、該送信波の一
部を受信局発信号に使用して受信波とのビート信号を得
るセンサ部(10)を備えたホモダイン方式のFM−C
Wレーダ装置において、該ビート信号をn次の微分特性
を有する系(30)を通して信号処理部(20)に入力
し、該信号処理部(20)では前記FM信号の極大点お
よび極小点から一定時間(t)内の入力を無視するよう
に処理することを特徴とするFM−CWレーダ装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11149089A JPH02290582A (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | Fm―cwレーダ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP11149089A JPH02290582A (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | Fm―cwレーダ装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH02290582A true JPH02290582A (ja) | 1990-11-30 |
Family
ID=14562591
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP11149089A Pending JPH02290582A (ja) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | Fm―cwレーダ装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH02290582A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH05223930A (ja) * | 1992-02-10 | 1993-09-03 | Fujitsu Ten Ltd | レーダ信号処理方式 |
US7728762B2 (en) | 2007-03-20 | 2010-06-01 | Denso Corporation | Method for detecting interference in radar system and radar using the same |
WO2019193898A1 (ja) * | 2018-04-05 | 2019-10-10 | 株式会社デンソー | 移動体レーダ受信機 |
Citations (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS53103394A (en) * | 1977-02-22 | 1978-09-08 | Sumitomo Heavy Industries | Method of counting beat frequency of microwave |
JPS5979176A (ja) * | 1982-10-27 | 1984-05-08 | Fujitsu Ten Ltd | Fm−cwレ−ダ |
-
1989
- 1989-04-28 JP JP11149089A patent/JPH02290582A/ja active Pending
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