JPH02250690A - Vector controller for induction motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To perform torque control highly accurately by producing primary voltage command value for each shaft from the difference of primary current between respective shafts then calculating secondary time constant variation factor based on the primary voltage command value. CONSTITUTION:Vector controller for an induction motor IM comprises a speed detector PG, a current detector 14, a three-phase/two-phase converter 15, a voltage command value generator 16 forming a current control loop, a current controller 21, a phase controller 23, a two-phase/three-phase converter 24, and the like, and the vector controller controls a three-phase inverter 25. In order to compensate for the fluctuation of resistance of secondary winding, an operating section 31 for performing predetermined operation, a coefficient section 32 for correcting the resistance and a multiplying section 33 are provided. A current controller 21 corrects slip rotary angular speed (omegas) corresponding to the outputs from the sections 31, 32, 33.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は誘導電動機のベクトル制御装置に関し、特に、
周波数変換器（インバータ）を用いて誘導電動機に印加
される電圧をその電圧指令値に追従するように誘導電動
機を制御する誘導電動機のベクトル制御装置に関する。[Detailed Description of the Invention] [Field of Industrial Application] The present invention relates to a vector control device for an induction motor, and in particular,
The present invention relates to a vector control device for an induction motor that uses a frequency converter (inverter) to control the induction motor so that the voltage applied to the motor follows the voltage command value.

［従来の技術］ 誘導電動機は、直流電動機に比較して、構造が堅牢でメ
ンテナンスが不要であるとという特長があるため、制御
用としても直流電動機に置換えられることが多くなって
きている。しかしながら、誘導電動機では、直流機の界
磁に相当する二次磁束（ｄ軸二次磁束）とこれと直交し
たトルク発生に寄与し、電機子電流に相当する二次電流
（ｑ軸二次電流）を直接には制御することができない。[Prior Art] Compared to DC motors, induction motors have a more robust structure and require no maintenance, so they are increasingly being replaced by DC motors for control purposes. However, in an induction motor, the secondary magnetic flux (d-axis secondary magnetic flux) corresponding to the field of a DC machine contributes to torque generation orthogonal to this, and the secondary current (q-axis secondary current) corresponds to the armature current. ) cannot be directly controlled.

そのため、誘導電動機を用いて直流電動機と同等の高い
応答性で制御を行う場合、周知のように、ベクトル制御
と呼ばれる手法が、現在広く採用されている。ここで、
ベクトル制御とは、誘導電動機の内蔀定数（−次巻線抵
抗、二次巻線抵抗等）を、予め誘導電動機の制御装置に
与えることにより、誘導電動機を制御するものである。Therefore, when controlling an induction motor with high responsiveness equivalent to that of a DC motor, a method called vector control is currently widely used, as is well known. here,
Vector control is a method of controlling an induction motor by giving internal constants (-order winding resistance, secondary winding resistance, etc.) of the induction motor to a control device of the induction motor in advance.

以下に、従来のベクトル制御装置について説明する。A conventional vector control device will be explained below.

第５図は誘導電動機の等価回路を示している。FIG. 5 shows an equivalent circuit of an induction motor.

第５図において、ｒｌは一次巻線抵抗、σＬ１は一次巻
線漏れインダクタンス、Ｍは相互インダクタンス、「２
／ｓは等価二次巻線抵抗で、σは漏れ係数（σ−１−Ｍ
　２／　Ｌ　ｒ　　・Ｌｌ）、Ｓはすべり、Ｌｌは一次
巻線インダクタンス、Ｌｌは二次巻線インダクタンス、
「２は二次巻線抵抗である。In FIG. 5, rl is the primary winding resistance, σL1 is the primary winding leakage inductance, M is the mutual inductance, and "2
/s is the equivalent secondary winding resistance and σ is the leakage coefficient (σ-1-M
2/ L r ・Ll), S is slip, Ll is the primary winding inductance, Ll is the secondary winding inductance,
``2 is the secondary winding resistance.

また、■、は誘導電動機の一次巻線に印加される一次電
圧、Ｉｌは誘導電動機の一次巻線を流れる一次電流、Ｉ
ｏは励磁に関する励磁電流、Ｅｌは励磁に関するインダ
クタンス成分（相互インダクタンスＭ）に印加される電
圧、及びＩ２は誘導電動機の二次導体を流れる二次電流
である。−次電圧ｖｌは互いに直交するｄ軸−次電圧■
１．とｑ軸−次電圧Ｖ１．の２つの成分で表され、同様
に一次電流１１は互いに直交するｄ軸一次電流１１ｄと
ｑ軸一次電流１１＋の２つの成分で表され、二次電流Ｉ
２は互いに直交するｄ軸二次電流Ｉ２ａとｑ軸二次電流
１２ｑの二つの成分で表される。また、励磁電流Ｉ０に
よって発生する磁束はそれぞれ互いに直交するｄ、ｑ軸
成分に分けられ、二次側に鎖交するｄ軸二次磁束φ２４
、ｑ軸二次磁束φ２．という二つの成分で表される。In addition, ■, is the primary voltage applied to the primary winding of the induction motor, Il is the primary current flowing through the primary winding of the induction motor, and I
o is an excitation current related to excitation, El is a voltage applied to an inductance component (mutual inductance M) related to excitation, and I2 is a secondary current flowing through a secondary conductor of the induction motor. - Next voltage vl is the d-axis - next voltage ■ which is orthogonal to each other
1. and q-axis-order voltage V1. Similarly, the primary current 11 is represented by two components, a d-axis primary current 11d and a q-axis primary current 11+, which are orthogonal to each other, and the secondary current I
2 is represented by two components, a d-axis secondary current I2a and a q-axis secondary current 12q, which are orthogonal to each other. In addition, the magnetic flux generated by the exciting current I0 is divided into d- and q-axis components that are orthogonal to each other, and a d-axis secondary magnetic flux φ24 interlinks with the secondary side.
, q-axis secondary magnetic flux φ2. It is expressed by two components.

ここで、誘導電動機を直流電動機と同等の高い応答性で
制御を行う場合、上述したように、ｄ軸二次磁束φ２．
とｑ軸二次電流１２Ｑを独立に制御しなければならない
。誘導電動機を用いる場合、ｄ軸二次磁束φ２□とｑ軸
二次電流１２．を直接制御することはできない。このた
め、電動機内部定数を用い、直接制御できるｄ軸一次電
流ＩＢ、ｑ軸一次電流Ｉ　ｌ’Ｌによってｄ軸二次磁束
φ２４とｑ軸二次電流Ｉ２．の非干渉化を計り、独立に
制御する方式をベクトル制御という。Here, when controlling the induction motor with high responsiveness equivalent to that of a DC motor, as described above, the d-axis secondary magnetic flux φ2.
and the q-axis secondary current 12Q must be controlled independently. When using an induction motor, the d-axis secondary magnetic flux φ2□ and the q-axis secondary current 12. cannot be directly controlled. Therefore, using the motor's internal constants, the d-axis secondary magnetic flux φ24 and the q-axis secondary current I2. Vector control is a method of non-interfering with each other and controlling them independently.

第６図を参照して従来のベクトル制御装置について説明
する。A conventional vector control device will be explained with reference to FIG.

このベクトル制御装置は、指令値として、励磁に寄与す
るｄ軸一次電流指令値１１’−”と、これと直交したト
ルク発生に寄与するｑ軸一次電流指令値１１♂を得るた
めのモータの回転角速度指令値ω、１とを用いる。ｑ軸
一次電流指令値１１♂は、減算器１１で回転角速度指令
値ω、１と速度検出器ＰＧで検出された角速度ω、との
差をとり、この差信号を増幅器１２と飽和要素１３とを
通すことによりつくられる。誘導電動機ＩＭの一次電流
は、電流検出器１４ｕ、１４ｖ、１４ｗによってそれぞ
れＵ相、　ｖ＃ｉ、及びＷ相−次電流ＩＵ。This vector control device controls the rotation of the motor to obtain, as command values, a d-axis primary current command value 11'-'' that contributes to excitation, and a q-axis primary current command value 11' orthogonal to this that contributes to torque generation. The angular velocity command value ω,1 is used.The q-axis primary current command value 11♂ is obtained by taking the difference between the rotational angular velocity command value ω,1 and the angular velocity ω detected by the speed detector PG in the subtracter 11, and The difference signal is created by passing it through the amplifier 12 and the saturation element 13.The primary current of the induction motor IM is determined by the current detectors 14u, 14v, 14w as the U-phase, v#i, and W-phase primary current IU, respectively.

ＩＶ＋　及びＩＷとして検出される。これら検出された
一次電流１１＋　　ＩＶ＋及びＩｗは３相２相変換器１
５に供給され、ｄ軸一次電流１１□、ｑ軸一次電流１１
＋に変換される。Detected as IV+ and IW. These detected primary currents 11+ IV+ and Iw are transferred to the three-phase two-phase converter 1.
5, d-axis primary current 11□, q-axis primary current 11
Converted to +.

電流制御ループを構成している電圧指令値発生器１６で
は、ｄ軸一次電流指令値１１ａ＋Ｑ軸一次電流指令値１
　’ｌ’ｑ”　ｌ　　ｄ軸一次電流１１ｄ＋Ｑ軸一次電
流１１．にもとづいてｄ軸一次電圧指令値Ｖ＋ａ＋Ｑ軸
一次電圧指令値ｖ１２を発生する。In the voltage command value generator 16 that constitutes the current control loop, the d-axis primary current command value 11a + the Q-axis primary current command value 1
'l'q' l Generates d-axis primary voltage command value V+a+Q-axis primary voltage command value v12 based on d-axis primary current 11d+Q-axis primary current 11.

具体的には、減算器１７によりｄ軸一次電圧指令値１１
．′からｄ軸一次電流１．ｄを減算し、この減算結果を
増幅器１８でＰＩ補償して減算結果を０にするようなｄ
軸一次電圧指令値ｖ、、ｔ”を得る。Specifically, the subtracter 17 calculates the d-axis primary voltage command value 11.
．． ' to d-axis primary current 1. d such that the subtraction result is PI-compensated by the amplifier 18 to make the subtraction result 0.
Obtain shaft primary voltage command values v, t''.

同様に、減算器１９によりｑ軸一次電流指令値１１−か
らｑ軸一次電流１’ｌ＋を減算し、この減算結果を増幅
器２０でＰＩ補償して減算結果をＯにするようなｑ軸二
次電圧指令値ｖＩ２を得る。Similarly, the subtracter 19 subtracts the q-axis primary current 1'l+ from the q-axis primary current command value 11-, and the amplifier 20 compensates for the PI of this subtraction result to make the subtraction result O. Obtain voltage command value vI2.

一方、電流制御装置２１′は、ｑ軸一次電流１１ｑに対
ｔで後述する演算を行い、すべり回転角速度ω、を発生
する。このすべり回転角速度ω。On the other hand, the current control device 21' performs a calculation, which will be described later, on the q-axis primary current 11q with respect to t, and generates a slip rotation angular velocity ω. This slip rotational angular velocity ω.

は加算器２２で角速度ω、と加算される。加算結果は、
位相制御装置２３により積分され角度信号θ。に変換さ
れる。is added to the angular velocity ω by the adder 22. The addition result is
The angle signal θ is integrated by the phase control device 23. is converted to

２相−３相変換器２４は、角度信号θ。にもとづいて、
ｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値ｖ１゜ｖ１♂をＵ相、■相
、及びＷ相の一次電圧指令値ＶＵ　、Ｖｖ　、及びｖ、
”ｌ、：：変換する。The two-phase to three-phase converter 24 receives an angle signal θ. Based on
The d-axis and q-axis primary voltage command values v1゜v1♂ are converted into U-phase, ■-phase, and W-phase primary voltage command values VU, Vv, and v,
“l,::Convert.

３相インバータ２５は、電源から電力の供給を受け、誘
導電動機ＩＭに印加されるＵ相、■相。The three-phase inverter 25 receives power from the power supply, and applies the U-phase and ■-phase to the induction motor IM.

及びＷ相の一時電圧をそれぞれ、Ｕ相、■相、及びＷ相
の一次電圧指令値Ｖｕ”　　Ｖｖ　　　Ｖｗに追従する
ように制御する。The temporary voltages of the and W phases are controlled to follow the primary voltage command values Vu'' Vv Vw of the U phase, ■ phase, and W phase, respectively.

ところで、誘導電動機の電源が電流源であると考えた場
合、誘導電動機の内部は第７図のようなモデル図で表わ
され、出力トルクＴ、は、周知のように、 Ｔ　・　−φ　２ａ”ｌ　　ｌ喝−φ　２Ｑ　　　　Ｉ
　　１４で与えられる。ここで、トルクＴｅを線形制御
するためには、φ２６−一定、φ２．−〇として制御を
行う必要がある。By the way, if we consider that the power source of the induction motor is a current source, the inside of the induction motor is represented by a model diagram as shown in Fig. 7, and the output torque T, as is well known, is T ・ -φ 2a ”l l cheer-φ 2Q I
It is given by 14. Here, in order to linearly control the torque Te, φ26-constant, φ2. − It is necessary to control as 〇.

φ２Ｑ−〇とするためには、次の式（１）で与えられる
状態量Ｘを０にすれば良い。In order to set φ2Q−〇, it is sufficient to set the state quantity X given by the following equation (1) to 0.

以下参日 但し、φ２６：ｄ軸二次鎖発磁束 ここで、φ２．−Ｍ・■１−で表わされるので、を満足
すれば、ｘ−０となる。Hereinafter, φ26: d-axis secondary chain magnetic flux, φ2. Since it is expressed as -M·■1-, if it satisfies x-0.

電流制御装置２１′は上記（２）式の演算を行なってす
べり回転角速度ω、を制御するものである。The current control device 21' calculates the above equation (2) to control the slip rotation angular velocity ω.

［発明が解決しようとする課題］ ところで、このような従来の誘導電動機のベクトル制御
装置では、誘導電動機の温度変動に伴って、誘導電動機
の内部定数（二次巻線抵抗ｒ２等）の値が２０％〜３０
％も変化するので、ｑ発磁次鎖交磁束φ２．の値が零か
らずれてきて、結果として高精度のトルク制御を行うこ
とが困難になるという欠点がある。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, in such a conventional induction motor vector control device, the value of the internal constants (secondary winding resistance r2, etc.) of the induction motor changes as the temperature of the induction motor changes. 20%~30
% also changes, so the q magnetic flux linkage φ2. The disadvantage is that the value of deviates from zero, and as a result, it becomes difficult to perform highly accurate torque control.

従来、この誘導電動機の内部定数を補償するため゛、誘
導電動機の内部に温度センサを埋め込み、誘導電動機の
温度を測定することにより、誘導電動機の内部定数の変
動を検出し、それを補正するという方法がとられていた
。Conventionally, in order to compensate for the internal constants of the induction motor, a temperature sensor was embedded inside the induction motor, and by measuring the temperature of the induction motor, fluctuations in the internal constants of the induction motor were detected and corrected. A method was taken.

しかしながら、この方法では、温度センサを必要とする
ため、制御装置が高価で複雑なものとなった。また、温
度センサと制御装置とを接続するための信号線が存在す
ることにより、誘導電動機の信頼性を低下させてしまう
という欠点がある。However, this method requires a temperature sensor, making the control device expensive and complicated. Furthermore, the presence of a signal line for connecting the temperature sensor and the control device has the disadvantage of reducing the reliability of the induction motor.

本発明の課題は、温度センサを用いることなく、内部定
数の変化を補正することができる誘導電動機のベクトル
制御装置を提供することにある。An object of the present invention is to provide a vector control device for an induction motor that can correct changes in internal constants without using a temperature sensor.

［課題を解決するための手段］ 本発明による誘導電動機のベクトル制御装置は、励磁に
寄与するｄ軸一次電流指令値と、これと直交したトルク
発生に寄与するｑ軸一次電流指令値と、ｄ軸−時電流の
検出値、及びｑ軸一次電流の検出値とにもとづいてｄ軸
及びｑ軸一次電圧指令値を算出し、前記ｑ軸一次電流の
検出値から求められたすべり回転角速度と電動機回転角
速度にもとづく角度信号にもとづいて前記算出されたｄ
軸及びｑ軸一次電圧指令値を２相−３相変換してＵ相、
■相、及びＷ相一次電圧指令値を求め、求められたこれ
らの一次電圧指令値を入力とする周波数変換器を用いて
誘導電動機を制御するベクトル制御装置において、前記
ｄ軸及びｑ軸一次電流の各検出値、前記ｄ軸及びｑ軸一
次電圧指令値、及び前記回転角速度をもとにあらかじめ
定められた演算を行なって二次時定数変動係数を算出す
る手段と、該算出された二次時定数変動係数にもとづい
て前記回転角速度を補償する手段とを有することを特徴
とする。[Means for Solving the Problems] A vector control device for an induction motor according to the present invention has a d-axis primary current command value that contributes to excitation, a q-axis primary current command value that contributes to torque generation orthogonal to this, and a d-axis primary current command value that contributes to torque generation. The d-axis and q-axis primary voltage command values are calculated based on the detected value of the axial current and the detected value of the q-axis primary current, and the slip rotation angular velocity and the motor are calculated based on the detected value of the q-axis primary current. The calculated d is based on the angle signal based on the rotational angular velocity.
The axis and q-axis primary voltage command values are converted from 2-phase to 3-phase, and the U-phase,
In a vector control device that determines phase and W phase primary voltage command values and controls an induction motor using a frequency converter that inputs these determined primary voltage command values, the d-axis and q-axis primary currents are means for calculating a secondary time constant variation coefficient by performing a predetermined calculation based on each detected value, the d-axis and q-axis primary voltage command values, and the rotational angular velocity; It is characterized by comprising means for compensating the rotational angular velocity based on a time constant variation coefficient.

［作用］ 第３図、第４図を参照して本発明の原理２作用について
説明する。[Operation] The principle 2 operation of the present invention will be explained with reference to FIGS. 3 and 4.

前述した（２）式では誘導電動機の二次巻線抵抗「２．
二次巻線インダクタンスＬ２を内部定数（二次時定数）
として用いており、特、に二次巻線抵抗「２が温度変化
により大幅に変動することは上述した通りである。この
ため、二次時定数の同定が必要であり、以下に本発明に
よる同定法の原理について説明する。In the above-mentioned equation (2), the secondary winding resistance of the induction motor is ``2.
Secondary winding inductance L2 is an internal constant (secondary time constant)
As mentioned above, it is used as The principle of the identification method will be explained.

第３図は二次時定数が一致してベクトル制御が成立して
いる場合のモデル図であり、制御装置があるｄ軸一次電
流ＩＩａ、ｑ軸一次電流１１．を供給した場合にｄ軸−
次電圧、ｑ軸−次電圧がどのように表現されるかを示す
ものである。FIG. 3 is a model diagram when the secondary time constants match and vector control is established, where the d-axis primary current IIa, the q-axis primary current 11. When supplying d-axis -
This shows how the next voltage and q-axis-order voltage are expressed.

第３図においては、ベクトル制御が成立していることか
らｄ軸−次電圧Ｖ１．．ｑ軸−次電圧ｖ１Ｑはそれぞれ
、ｄ軸一次電圧指令値ｖ＋４．４軸一次電圧指令値ｖ１
♂と見なしても良く、ｄ軸一次電流ｌ１ａｒ　　ｑ軸一
次電流１１１．及び内部定数とにより次式で表わされる
。In FIG. 3, since vector control is established, the d-axis-order voltage V1. ．． The q-axis-order voltage v1Q is the d-axis primary voltage command value v+4.4-axis primary voltage command value v1, respectively.
It may be considered as ♂, d-axis primary current l1ar, q-axis primary current 111. and internal constants, it is expressed by the following equation.

Ｖ＋ｄ−ｒ　１”　Ｉ　、ａ−ａ　ｅ　ω。−Ｌ、−Ｉ
＋、　　（ａ）Ｖｌ。−「１　・Ｉ、Ｑ＋（σ・ＬＩ＋
Ｍ２／Ｌ２　）・ωｏ　　ｘ、、　　　　　　　　　　
　　（４）第４図はベクトル制御が不成立の場合のモデ
ル図である。V+d-r 1" I, a-a e ω.-L,-I
+, (a) Vl. -“1 ・I, Q+(σ・LI+
M2/L2)・ωo x,,
(4) FIG. 4 is a model diagram when vector control is not established.

この場合、ｑ発磁次鎖交磁束φ２．≠０であることによ
る他への干渉分を考慮しなければならない。In this case, q magnetic flux φ2. Interference with others due to ≠0 must be considered.

この干渉分は次式で表わされる二次時定数変動係数ＲＫ
を用いて計算される。This interference component is the quadratic time constant variation coefficient RK expressed by the following formula:
Calculated using

このようにして得られた二次時定数変動係数Ｒにを用い
て第４図の破線で囲まれた部分の状態量を計算すると、
ｄ軸−次電圧ｖ、、’　、ｑ軸−次電圧ｖ３．はそれぞ
れ次式で与えられる。Using the second-order time constant variation coefficient R obtained in this way, the state quantity of the part surrounded by the broken line in Fig. 4 is calculated as follows.
d-axis-order voltage v,,', q-axis-order voltage v3. are given by the following equations.

ｖｌｑ　　ｍｊ、　　　　ｒ＋、＋ａ　　・　Ｌｌ　　
ｅ　　ω。　　　Ｉ、ｄ式（３）、（４）及び式（６）
、（７）について考えると、ここでは電源として電流源
形を考えており、ｄ軸一次電流Ｉ＋ｄ＋　　ｑ軸一次電
流ＩＩｑを供給している。vlq mj, r+, +a・Ll
e ω. I, d formulas (3), (4) and formula (6)
, (7), a current source type power source is considered here, and a d-axis primary current I+d+ and a q-axis primary current IIq are supplied.

ベクトル制御が成立していれば、実際のｄ軸一次電圧指
令値ｖ、、　　　ｑ軸一次電圧指令値ｖ１゜は１１ｄ、
１１Ｑという一次電流が流れている場合、（３）、（４
）式で表される値となる。しかし、二次時定数が変動す
ると、上述したのと同じｄ軸一次電流１＋ａ＋　　９輪
−次電流１１＋が流れていても、ｄ軸一次電圧指令値ｖ
、、、ｑ軸一次電圧指令値ｖ１．！はそれぞれ、式（３
）、（４）で表わされる値ではなく式（６）、（７）で
表わされる値となる。そこで、６輪−次電流１＋ａ、ｑ
軸一次電流Ｉ３．が流れている時に式（３）、（４）に
よりｄ軸一次電圧指令値”＋ａ＋Ｑ軸一次電圧指令値ｖ
１゜を計算し、ｄ軸一次電流指令値Ｉ、％とｄ軸一次電
流１１ｄとを用いて減算器１７、増幅器１８を通して得
られた電圧Ｖ、、、及び電流Ｉ　ＩＱ　　　Ｉ　Ｉｌｌ
とを用いて減算器１９、増幅器２０を通して得られた電
圧ｖ１♂とそれぞれ差をとってｄ軸−火蓋電圧Δｖ１４
、ｑ軸−火蓋電圧Δｖ１．とする。そして、これらの差
電圧が０であれば二次時定数一致、すなわちベクトル制
御成立と判断し、差電圧が０でなければベクトル制御不
成立と判定できる。If vector control is established, the actual d-axis primary voltage command value v,, q-axis primary voltage command value v1° is 11d,
When a primary current of 11Q is flowing, (3), (4
) is the value expressed by the formula. However, if the secondary time constant changes, even if the same d-axis primary current 1+a+ and 9-wheel-order current 11+ as described above are flowing, the d-axis primary voltage command value v
, , q-axis primary voltage command value v1. ! are respectively expressed by the formula (3
), (4), but the values expressed by equations (6) and (7). Therefore, the 6th wheel-order current 1+a, q
Shaft primary current I3. is flowing, the d-axis primary voltage command value ``+a+Q-axis primary voltage command value v'' is calculated by equations (3) and (4).
1°, and using the d-axis primary current command value I,% and the d-axis primary current 11d, the voltage V, , and the current IIQ IIll are obtained through the subtracter 17 and the amplifier 18.
The difference between the voltage v1♂ obtained through the subtracter 19 and the amplifier 20 using
, q-axis-fire lid voltage Δv1. shall be. If the voltage difference is 0, it is determined that the second-order time constant matches, that is, vector control is established, and if the voltage difference is not 0, it is determined that vector control is not established.

ここで、 Δ　Ｖｌａ−Ｖ＋ａ　　　　　　　　　（ｒ＋　　　　
　　　Ｉ＋ａ−（７”（ｃｕｅＬ　＋　　’Ｉ　＋ｑ） ΔＶ１．−ＶＢ、’−（、ｒｌ　　　ＩＨ＋（ｃｙ　　
・、Ｌ１＋　Ｍ　２／　Ｌ　２　　）　　・　ω。　　
　■　１．）ベクトル制御不成立の場合、次式にもとづ
いて求めた二次時定数変動係数Ｒににもとづいて二次時
定数の変動分を補償することができる。Here, Δ Vla−V+a (r+
I+a-(7"(cueL+'I+q) ΔV1.-VB,'-(, rl IH+(cy
・,L1+M2/L2)・ω.
■ 1. ) When vector control is not established, it is possible to compensate for the fluctuation of the secondary time constant based on the secondary time constant fluctuation coefficient R obtained based on the following equation.

［実施例］ 第１図を参照して本発明の一実施例について説明する。[Example] An embodiment of the present invention will be described with reference to FIG.

本発明では、温度センサを用いることなく、二次巻線抵
抗「２の変動分を補償するために、従来の構成に加えて
、あらかじめ定められた演算を行う演算部３１、この演
算部３１の出力信号にもとづいて二次巻線抵抗ｒ２を補
正するための係数部３２及び乗算器３３とを有し、乗算
器３３の出力に応じて電流制御装置２１はすべり回転角
速度ω１を補正する。In the present invention, in order to compensate for fluctuations in the secondary winding resistance "2" without using a temperature sensor, in addition to the conventional configuration, a calculation section 31 that performs a predetermined calculation is provided. It has a coefficient section 32 and a multiplier 33 for correcting the secondary winding resistance r2 based on the output signal, and the current control device 21 corrects the slip rotation angular velocity ω1 according to the output of the multiplier 33.

演算部３１は、前述した（１０）式の演算を行うもので
あり、第２図で表わすことができる。具体的には、演算
部３１は、ｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値ｖ１６．及びＶ
、、、ｄ軸及びｑ軸一次電流１１ｄ＋及びＩ　ｌｑ＋及
び磁束回転角速度ω。を入力とし、差電圧ΔＶ、、、　
ΔＶＩＱが発生している時、すなわちベクトル制御不成
立時に上記演算結果として二次時定数変動係数Ｒにを生
成する。The arithmetic unit 31 performs the arithmetic operation of the above-mentioned equation (10), and can be represented as shown in FIG. Specifically, the calculation unit 31 calculates the d-axis and q-axis primary voltage command values v16. and V
, , d-axis and q-axis primary currents 11d+ and Ilq+ and magnetic flux rotation angular velocity ω. As input, the differential voltage ΔV, ,
When ΔVIQ is occurring, that is, when vector control is not established, the second-order time constant variation coefficient R is generated as the above calculation result.

係数部３２１乗算器３３．及び電流制御装置２１により
前述した（２）式の演算が行われ、二次巻線抵抗「２の
変動分が補正される。Coefficient section 321 multiplier 33. The above-mentioned equation (2) is calculated by the current control device 21, and the variation in the secondary winding resistance "2" is corrected.

［発明の効果］ 以上の説明で明らかなように、本発明によれば、ｄ軸及
びｑ軸一次電流を検出し、これらの検出値とｄ軸一次電
流指令値、ｑ軸一次電流指令値との偏差を求め、これら
の偏差を用いてｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値を出力する
と共に、ベクトル制御不成立時には上記各位にもとづい
て二次時定数変動係数を算出するようにしたことにより
、温度センサを用いることなく、二次巻線抵抗の変動分
を補正することができ、このことにより高精度のトルク
制御を行うことができた。[Effects of the Invention] As is clear from the above description, according to the present invention, the d-axis and q-axis primary currents are detected, and these detected values, d-axis primary current command value, and q-axis primary current command value are By determining the deviation of It was possible to correct the fluctuations in the secondary winding resistance without using a sensor, and this made it possible to perform highly accurate torque control.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明によるベクトル制御装置の一実施例の構
成を示すブロック図、第２図は第１図に示された演算部
３１の演算内容を説明するためのブロック図、第３図は
ベクトル制御成立時の誘導電動機の内部モデルを説明す
るためのブロック図、第４図はベクトル制御不成立時の
誘導電動機の内部モデルを説明するためのブロック図、
第５図は一般的な誘導電動機の等価回路図、第６図は従
来のベクトル制御装置の構成を示すブロック図１．第７
図は駆動源を電流源とした場合の誘導電動機の内部モデ
ルを説明するための図。 図中、１２，１８．２０は増幅器、２１は電流制御装置
、２３は位相制御装置、３１は演算部。 竺５図 第７図 “０ 〉 ミFIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a vector control device according to the present invention, FIG. 2 is a block diagram for explaining the calculation contents of the calculation section 31 shown in FIG. 1, and FIG. FIG. 4 is a block diagram for explaining the internal model of the induction motor when vector control is established; FIG. 4 is a block diagram for explaining the internal model of the induction motor when vector control is not established;
FIG. 5 is an equivalent circuit diagram of a general induction motor, and FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a conventional vector control device. 7th
The figure is a diagram for explaining an internal model of an induction motor when a current source is used as a drive source. In the figure, 12, 18, and 20 are amplifiers, 21 is a current control device, 23 is a phase control device, and 31 is an arithmetic unit. Figure 5 Figure 7 “0 〉 Mi

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １、励磁に寄与するｄ軸一次電流指令値と、これと直交
したトルク発生に寄与するｑ軸一次電流指令値と、ｄ軸
一次電流の検出値、及びｑ軸一次電流の検出値とにもと
づいてｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値を算出し、前記ｑ軸
一次電流の検出値から求められたモータのすべり回転角
速度とモータ回転角速度にもとづく角度信号にもとづい
て前記算出されたｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値を２相−
３相変換してＵ相、Ｖ相、及びＷ相一次電圧指令値を求
め、求められたこれらの一次電圧指令値を入力とする周
波数変換器を用いて誘導電動機を制御するベクトル制御
装置において、前記ｄ軸及びｑ軸一次電流の各検出値、
前記ｄ軸及びｑ軸一次電圧指令値、及び前記回転角速度
をもとにあらかじめ定められた演算を行なって二次時定
数変動係数を算出する手段と、該算出された二次時定数
変動係数にもとづいて前記回転角速度を補償する手段と
を有することを特徴とする誘導電動機のベクトル制御装
置。1. Based on the d-axis primary current command value that contributes to excitation, the q-axis primary current command value that is perpendicular to this and contributes to torque generation, the detected value of the d-axis primary current, and the detected value of the q-axis primary current. The d-axis and q-axis primary voltage command values are calculated based on the motor slip rotation angular velocity obtained from the detected value of the q-axis primary current and the angle signal based on the motor rotation angular velocity. Change the shaft primary voltage command value to 2-phase
In a vector control device that performs three-phase conversion to obtain U-phase, V-phase, and W-phase primary voltage command values, and controls an induction motor using a frequency converter that inputs these obtained primary voltage command values, each detected value of the d-axis and q-axis primary current,
means for calculating a secondary time constant variation coefficient by performing a predetermined calculation based on the d-axis and q-axis primary voltage command values and the rotational angular velocity; A vector control device for an induction motor, comprising means for compensating the rotational angular velocity based on the rotational angular velocity.