JPH02250664A - Self-excited oscillation converter - Google Patents
Self-excited oscillation converterInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、直流から直流へ絶縁して電力を変換する自励
発振コンバータに関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a self-oscillation converter that converts electric power from direct current to direct current by insulating the converter.
第４図は、電流源的自励発振コンバータの回路構成を示
したものである。FIG. 4 shows the circuit configuration of a current source type self-oscillation converter.
同図において、（１）は直流電源、（２）は発振用飽和
変流器、（３１は変圧器、（４１、ｒ５１はスイッチン
グ用トランジスタであシ、それぞれのペースが変流器（
２１の２次巻線（２ｂ＋）、（２ｂｚ）の一端に接続さ
れ、それぞれのコレクタが変圧器（３）の１次巻線（３
ａ＋）、（３ａ２）を介して直流電源口）の正端子に接
続され、それぞれのエミッタが直流電源（１１の負端子
に接続されている。In the figure, (1) is a DC power supply, (2) is a saturated current transformer for oscillation, (31 is a transformer, (41, r51 is a switching transistor), and each pace is a current transformer (
21's secondary windings (2b+) and (2bz), and each collector is connected to the primary winding (3) of the transformer (3).
a+) and (3a2) to the positive terminal of the DC power source (11), and their respective emitters are connected to the negative terminal of the DC power source (11).
（６） 、 （７）はトランジスタ（４１、ｒ５）のそ
れぞれのエミッタ・コレクタ間に設けられたダイオード
、（８１はトランジスタ（４１、（５１のエミッタとｆ
ｆｆｉ！（２）の２次巻線（２ｔｏ）、（２ｂ２）の他
端との間に設けられたダイオード、（９）はダイオード
（８）に並列に設けられたコンデンサ、αＯは２次巻線
（２ｂ＋）、（２ｂ２）の他端と直流電源口）の正端子
との間に抵抗０１）を介して接続された始動スイッチで
ある。(6) and (7) are diodes provided between the emitters and collectors of transistors (41, r5), (81 is a diode provided between the emitters of transistors (41, (51) and
ffi! (2) is a diode provided between the secondary winding (2to) and the other end of (2b2), (9) is a capacitor provided in parallel with the diode (8), and αO is the secondary winding ( 2b+), a starting switch connected between the other end of (2b2) and the positive terminal of the DC power supply port) via a resistor 01).
０３ 、 （１３は整流用ダイオード、α委及び＾９は
フィルタ回路を構成するりアクト〜及びコンデンサ、α
Ｑ。03, (13 is a rectifier diode, α and ^9 are filter circuits, actuators and capacitors, α
Q.
Ｑ７）は出力端子である。Q7) is an output terminal.
又、変圧器（３）の３次巻線（３Ｃ）は抵抗ａ８１を介
して変流器（２１の１次巻線（２８）に接続され、変圧
器（３１から変流器（２１への帰還巻線を構成している
。In addition, the tertiary winding (3C) of the transformer (3) is connected to the primary winding (28) of the current transformer (21) via a resistor a81, and the voltage from the transformer (31 to the current transformer (21) is It constitutes a feedback winding.
前記コンバータ回路の基本動作を説明する。The basic operation of the converter circuit will be explained.
始動スイッチＩをオンにすると、飽和変流器（２）の２
次巻線（２ｂ＋）、（２ｂｌを通してトランジスタ（４
）。When starting switch I is turned on, 2 of saturation current transformer (2)
Transistor (4
).
（５）にベース電流が供給され、両者の特性差でどちら
かのトランジスタ（４１、（５）が導通するよう正帰還
が働く。A base current is supplied to (5), and positive feedback works so that one of the transistors (41, (5)) becomes conductive due to the difference in their characteristics.
仮に、一方のトランジスタ（４）がオンすると、この時
、変流器（２）の２次巻線（２ｂｌ）からトランジスタ
（４１０ペース、エミッタ及びダイオード（８１１１Ｃ
ヘー スミ流が流れ、変圧器１３ｊの１次巻線（３ａｌ
）にコレクタ電流が流れることにより変圧器１３１が励
磁され、同時に帰還巻線を介して変流器（２）も励磁さ
れる。従つて変流器（２）の誘起電流によって一方のト
ランジスタ（４）のベース電流が増加すると共に他方の
トランジスタ（５）のベース電流が減少するよう正帰還
が働く。If one transistor (4) turns on, at this time, the transistor (410 pace, emitter and diode (8111C)
The Hesumi current flows, and the primary winding (3al
), the transformer 131 is excited, and at the same time, the current transformer (2) is also excited via the feedback winding. Therefore, positive feedback works so that the base current of one transistor (4) increases and the base current of the other transistor (5) decreases due to the induced current of the current transformer (2).
この時、ダイオード１８１の電圧降下分がコンデンサ（
９）にチャージされる。At this time, the voltage drop of the diode 181 is caused by the capacitor (
9) will be charged.
その後、変流器（２＋が磁気飽和に達すると、２次巻線
（２ｂＯのインダクタンスが急激に減少することからそ
の誘起電圧も急激に低下し、トランジスタ（４１がコン
デンサ（９）により逆バイアスされ、逆バイアス電流が
コンデンサ（９）からトランジスタ（４）のエミッタ、
ベース及び２次巻線（２ｂ＋）に流れ、トランジスタ（
４）のベース・エミッタ間に蓄積された少数キャリアを
追い出す。この結果、トランジスタ（４）のストレージ
フォールタイムが短縮される。After that, when the current transformer (2+) reaches magnetic saturation, the inductance of the secondary winding (2bO) decreases rapidly, so its induced voltage also decreases rapidly, and the transistor (41) becomes reverse biased by the capacitor (9). , the reverse bias current flows from the capacitor (9) to the emitter of the transistor (4),
The current flows to the base and secondary winding (2b+), and the transistor (
4) Eliminate the minority carriers accumulated between the base and emitter. As a result, the storage fall time of transistor (4) is shortened.
第５図はこのトランジスタ（４）の動作波形を示すもの
であり、ｖＣＩｌはコレクタ・エミッタ間電圧。FIG. 5 shows the operating waveform of this transistor (4), where vCIl is the collector-emitter voltage.
Ｉｃはコレクタ電流、 Ｉｎはペース電流、■Ｂ′は逆
バイアスベース電流をそれぞれ示し、ＴＩが変流器（２
１の飽和時間、Ｔ２が逆バイアス時間となる。Ic is the collector current, In is the pace current, ■B' is the reverse bias base current, and TI is the current transformer (2
The saturation time of 1 and T2 are the reverse bias time.
尚、トランジスタ（４１の逆バイアス時には他方のトラ
ンジスタ（５）も逆バイアスされるため、これらが同時
にオンすることはない。Note that when the transistor (41) is reverse biased, the other transistor (5) is also reverse biased, so these are not turned on at the same time.
そして、一方のトランジスタ（４１がオフになると、変
流器（２１に逆電圧が誘起され、その２次巻線（２ｂ２
）より他方のトランジスタＣ５νにベース電流が流れ、
これがオン状態になる。When one transistor (41) is turned off, a reverse voltage is induced in the current transformer (21) and its secondary winding (2b2
), the base current flows to the other transistor C5ν,
This turns on.
このようにして、トランジスタ（ａ＋ 、 （５）が交
互にオンオフし、変圧器（３）の２次巻線（８ｂｌ）、
０−に交流電圧が誘起され、ダイオード（２）、Ｑ３で
整流されると共にフィルタ回路α４） 、 ６１で平滑
され、出力端子（２）、Ｑ″／）より矩形波電力が出力
される。In this way, the transistor (a+, (5)) is turned on and off alternately, and the secondary winding (8bl) of the transformer (3),
An alternating current voltage is induced at 0-, which is rectified by the diode (2) and Q3, smoothed by the filter circuit α4) and 61, and rectangular wave power is output from the output terminal (2) and Q''/).
ところで、前記ペース電流ＩＢは、変圧器（３）の３次
巻線（３Ｃ）の電圧をＶ？ 、抵抗（至）の抵抗値をＲ
９変流器（２）の１次巻線（２ａ）及び２次巻線（２ｂ
＋）、（２ｂ２） （７）巻線数をＮ＋及びＮ２とする
と、次式で得られる。By the way, the pace current IB changes the voltage of the tertiary winding (3C) of the transformer (3) to V? , the resistance value of the resistor (to) is R
9 Primary winding (2a) and secondary winding (2b) of current transformer (2)
+), (2b2) (7) When the number of windings is N+ and N2, it is obtained by the following formula.
Ｉｎ −（Ｖｔ／Ｒ） ｘＮｘ／Ｎｇ
又、変流器（２１の１次巻線（２ａ）の電圧Ｖｃτは、
トランジスタ（４） 、 （５）のベース・エミッタ順
方向電圧降下をＶＢＩ 、ダイオード（８１の順方向電
圧降下をＶｃｎとすると、次式のようになる。In - (Vt/R) xNx/Ng In addition, the voltage Vcτ of the primary winding (2a) of the current transformer (21) is
Assuming that the base-emitter forward voltage drop of the transistors (4) and (5) is VBI, and the forward voltage drop of the diode (81 is Vcn), the following equation is obtained.
Ｖａｔ ＝ （ＶＢＩｌ＋ＶＣＲ） ＸＮＩ／Ｎ
２従って、電圧ＶＣＴは電圧７丁や直流電源（１）の入
力電圧ＶＰに＃１とんど関係なく一定となシ、変流器（
２）は一定電圧時間積で飽和することになるため、飽和
時間と相関するコンバータの発振周波数もほとんど一定
となる。Vat = (VBIl+VCR) XNI/N
2 Therefore, the voltage VCT is almost constant regardless of the voltage 7 or the input voltage VP of the DC power supply (1), and the current transformer (
2) is saturated at a constant voltage-time product, so the oscillation frequency of the converter, which correlates with the saturation time, also becomes almost constant.
さて、前述したような自励発振コンバータにおいては、
トランジスタ（４１、（５）等を過電流から保護する必
要があるため、従来では、飽和変流器（２）の１次巻線
（２ａ）を短絡する短絡回路を設け、コレクタ電流の平
均値が基準値を上回った場合に１次巻線（２ａ）を短絡
し、発振動作を停止するように設計されている。Now, in the self-oscillating converter as mentioned above,
Since it is necessary to protect the transistors (41, (5), etc.) from overcurrent, conventionally, a short circuit is provided to short the primary winding (2a) of the saturated current transformer (2), and the average value of the collector current is is designed to short-circuit the primary winding (2a) and stop the oscillation operation when the value exceeds a reference value.
又、特開昭６２−２９６７６９号公報（ＨＯ２Ｍ ８／
２８）に見られる自励式コンバータにあっては、起動時
。Also, Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-296769 (HO2M 8/
For the self-excited converter shown in 28), at startup.
トランジスタに流れる電流が一定値を越える期間飽和変
流器を短絡して自励発振を停止させ、定常運転時、過電
流の検出により変流器を短絡して自励発振を停止させる
ように構成されている。It is configured to short-circuit the saturated current transformer and stop self-oscillation during the period when the current flowing through the transistor exceeds a certain value, and during steady operation, short-circuit the current transformer and stop self-oscillation when overcurrent is detected. has been done.
従来の自励発振コンバータにあっては、コレクタ電流の
平均値を監視して過電流を防止するものの場合、平均値
を得るために時間遅れが生じるから、この時間遅れを見
込んで過電流が生じる以前に自励発振を停止させる必要
があり、トランジスタの電流定格を十分に活用すること
ができない欠点があり、又他の回路部品のストレスも検
討しなければならない欠点がある。In conventional self-oscillation converters, which prevent overcurrent by monitoring the average value of the collector current, there is a time delay to obtain the average value, so overcurrent occurs in anticipation of this time delay. There is a drawback that self-oscillation must be stopped beforehand, the current rating of the transistor cannot be fully utilized, and stress on other circuit components must also be considered.
更に、前記公報に示されたものの場合、電流の瞬時値を
監視できるが、定常運転時に過電流が生じると発振動作
が停止してしまう難点がある。Furthermore, in the case of the device disclosed in the above-mentioned publication, the instantaneous value of the current can be monitored, but there is a drawback that the oscillation operation stops if an overcurrent occurs during steady operation.
本発明は、従来の技術の有するこのような問題点に留意
してなされたものであシ、飽和変流器の帰還巻線を短絡
する短絡回路をパルス制御することによシ自励発振周波
数が変化することに着目し、スイッチング素子に流れる
電流のピーク値を瞬時制御して過電流を防止できる自動
発振コンバータを提供することを目的とする。The present invention has been made in consideration of such problems of the conventional technology, and it is possible to reduce the self-excited oscillation frequency by pulse-controlling a short circuit that shorts the feedback winding of a saturated current transformer. It is an object of the present invention to provide an automatic oscillation converter that can prevent overcurrent by instantaneously controlling the peak value of the current flowing through a switching element.
前記目的を達成するために、本発明の自励発振コンバー
タにおいては、スイッチング素子の負荷側の素子電流を
検出する電流検出手段と、変圧器の電流を帰還する飽和
変流器の帰還巻線の両端子間を短絡指令により短絡する
短絡回路と、前記素子電流が基準値を上回った時にオン
状態のスイッチング素子がオフするに必要な時間幅の短
絡指令パルスを前記短絡回路に出力し一方のスイッチン
グ素子をオンからオフに他方のスイッチング素子をオフ
からオンにそれぞれ移行させて発振周波数を上昇させる
制御回路とを備えたことを特徴とするものである。In order to achieve the above object, the self-oscillation converter of the present invention includes a current detection means for detecting the element current on the load side of the switching element, and a feedback winding of the saturated current transformer for feeding back the current of the transformer. A short-circuit circuit that short-circuits both terminals by a short-circuit command, and a short-circuit command pulse having a time width necessary for turning off a switching element in an on state when the element current exceeds a reference value is output to the short circuit, and one switching The present invention is characterized by comprising a control circuit that increases the oscillation frequency by shifting one switching element from on to off and the other switching element from off to on, respectively.
〔作用〕
前述のように構成された自励発振コンバータにあっては
、スイッチング素子に流れる電流が基準値を上回ると、
これを検知した制御回路より短絡指令パルスが出力され
、飽和変流器の帰還巻線が短絡される。このため、変流
器の２次側に誘起される電圧が減少し、オン状態の一方
のスイッチング素子がオフになる。[Operation] In the self-oscillating converter configured as described above, when the current flowing through the switching element exceeds the reference value,
The control circuit that detects this outputs a short-circuit command pulse, and the feedback winding of the saturated current transformer is short-circuited. Therefore, the voltage induced on the secondary side of the current transformer decreases, and one switching element that is in the on state turns off.
前記短絡指令パルスはスイッチング素子をオフするに必
要な時間幅に設定されているので、一方のスイッチング
素子がオフになると、帰還巻線の短絡が解除され、変流
器に誘起された逆電圧により他方のスイッチング素子が
オフからオンになる。The short-circuit command pulse is set to the time width necessary to turn off the switching elements, so when one switching element is turned off, the short circuit in the feedback winding is released, and the reverse voltage induced in the current transformer releases the short circuit. The other switching element is turned on from off.
このようにして両スイッチング素子が交互にオンオフす
ることにより、発振周波数が上昇し、素子電流のピーク
値が制限され、過電流が防止される。By alternately turning on and off both switching elements in this way, the oscillation frequency increases, the peak value of the element current is limited, and overcurrent is prevented.
本発明の実施例につき第１図ないし第３図を用いて説明
する。Embodiments of the present invention will be explained using FIGS. 1 to 3.
第１図において、第４図と同一記号は同一もしくは相当
するものを示すものとし、０９は飽和変流器（２）の１
次巻線（々）の両端間を短絡する短絡回路であり、双方
向スイッチを用いて構成されている。In Figure 1, the same symbols as in Figure 4 indicate the same or equivalent items, and 09 is 1 of the saturated current transformer (2).
This is a short circuit that shorts both ends of the next winding (each winding), and is constructed using a bidirectional switch.
（ホ）はトランジスタ（４１、（５１のコレクタ電流を
検出スる変流器、ｃ！９は変流器■の検出電流を基に短
絡回路ａ９の短絡動作を制御する制御回路、（支）は負
荷電流を検出する変流器である。(e) is a current transformer that detects the collector current of transistors (41, (51); c!9 is a control circuit that controls the short circuit operation of short circuit a9 based on the detected current of current transformer (■); is a current transformer that detects the load current.
前記制御回路＠においては、変流器（１）の検出電流（
コレクタ電流）を全波整流回路ので全波整流したのち、
これと変流’Ｉｎ翰の検出電流（負荷電流）に比例した
加算器＠からの基準信号１ ｒｅｆ Ｉとを第１コンパ
レータ（ハ）で比較し、コレクタ電流が基準値ｌ ｒｅ
ｆＩ以上になった時に第１ワンショット回路（至）をト
リガし、このパルス信号をオア回路＠を通して短絡可路
四に出力するようにしている。In the control circuit @, the detection current (
After full-wave rectification of the collector current) using a full-wave rectifier circuit,
The first comparator (c) compares this with the reference signal 1 ref I from the adder @ which is proportional to the detected current (load current) of the transformer, and the collector current is set to the reference value l ref
When the value exceeds fI, the first one-shot circuit (to) is triggered, and this pulse signal is outputted to the short-circuitable circuit 4 through the OR circuit @.
第２図はこの動作波形を示したものであり、全波整流さ
れたコレクタ電流が同図（ａ）のような信号波形になる
と、コンパレータ（ハ）ではこれが基準値１ｒｅｒ＋以
上になる間ハイレベル信号を出力し、この立上りで第１
ワンショット回路（至）がトリガして同図（ｂ）の短絡
指令パルスを出力する。Figure 2 shows this operating waveform. When the full-wave rectified collector current has a signal waveform as shown in Figure 2 (a), the comparator (c) outputs a high level signal as long as it exceeds the reference value 1rer+. output the signal, and at this rising edge the first
The one-shot circuit (to) is triggered and outputs the short-circuit command pulse shown in FIG.
、この短絡指令パルスは、オン状態のトランジスタ（４
１、（５１がオフするのに必要な時間幅Ｔ３に設定され
ており、短絡回路ａ９ではこのパルスが入力されている
間！次巻線（２ａ）を短絡する。, this short circuit command pulse is transmitted to the transistor (4) in the on state.
1, (51) is set to the time width T3 necessary for turning off, and the short circuit a9 short-circuits the next winding (2a) while this pulse is input.
第３図は飽和変流器（２）の磁束−と磁界Ｈとの関係を
示しており、通常は同図実線の軌跡をとるが、変流器（
２１が飽和する前に１次巻線（２ａ）を短絡すると、例
えば同図破線の軌跡になると考えられ、コンバータの動
作は変流器（２）が飽和した時の動作と同様に考えるこ
とができる。Figure 3 shows the relationship between the magnetic flux - of the saturated current transformer (2) and the magnetic field H. Normally, it follows the trajectory of the solid line in the figure, but the current transformer (
If the primary winding (2a) is short-circuited before the current transformer (2) is saturated, the trajectory shown by the broken line in the same figure will occur, for example, and the operation of the converter can be thought of in the same way as the operation when the current transformer (2) is saturated. can.
しかし、実際には、変流器（２）は電圧時間積で飽和す
るのではなく、短絡回路ｏ呻による短絡で２次側の誘起
電圧を減少させる。However, in reality, the current transformer (2) is not saturated by the voltage-time product, but the induced voltage on the secondary side is reduced by a short circuit caused by a short circuit.
従って、変流器（２ンの１次巻線（２ａ）の短絡によっ
て２次側の電圧が減少するため、これがコンデンサ（９
）にチャージされた電圧以下になると、トランジスタ（
４） 、 （５１に逆バイアス電流が流れ、トランジス
タ（４１、（５）の一方がオンからオフに、他方がオフ
からオンにそれぞれ移行する。Therefore, the voltage on the secondary side decreases due to a short circuit in the primary winding (2a) of the current transformer (2), which causes the capacitor (9) to decrease in voltage.
), the transistor (
4) A reverse bias current flows through (51), and one of the transistors (41, (5) turns from on to off, and the other turns from off to on.
この結果、全波整流されたコレクタ電流は第２１ｍ （
０）のようになシ、コンバータの発振周波数が増加し、
コレクタ電流のピーク値が制限される。As a result, the full-wave rectified collector current is the 21st m (
0), the oscillation frequency of the converter increases,
The peak value of collector current is limited.
このとキ、トランジスタＣ４）、Ｃ５）のオフタイムに
ヨリトランジスタ（４） 、 Ｃ５１のコレクタ電流が
Ｔ４の時間遅れを生じて立下ると考えられる。At this time, it is considered that the collector currents of the transistors (4) and C51 fall with a time delay of T4 during the off-time of the transistors C4) and C5).
さて、前述のようにして、コンバータの発振周波数を上
昇させてトランジスタ（４） 、 Ｃ５）に流れる電流
値を制限するのであるが、この発振周波数はトランジス
タ（４）、Ｃ５）のオンオフ時間から制約される周波数
の上限を超えることはできない。Now, as mentioned above, the oscillation frequency of the converter is increased to limit the current value flowing through the transistors (4) and C5), but this oscillation frequency is limited by the on/off time of the transistors (4) and C5). cannot exceed the upper limit of the frequency.
このため、前記制御回路ｃ２１）では、全波整流された
コレクタ電流と前記基準値１ ｒｅｆ Ｉより低いレベ
ルの規定値１ｒｅｆ２とをコンパレータ翰で比較し、こ
の立上りで第２ワンショット回路翰をトリガさせて第２
図（４１１）のようなパルスを形成している。Therefore, in the control circuit c21), the full-wave rectified collector current is compared with the specified value 1ref2, which is lower than the reference value 1refI, using the comparator wire, and the second one-shot circuit wire is triggered at the rising edge of the comparator wire. Let me be the second
A pulse as shown in the figure (411) is formed.
このパルスはコンバータの最大周波数を規定するｔ＜ｆ
ｉｔス幅Ｔ６に設定されており、両ワンショット回路（
ホ）、翰からの出力をアンド回路（至）に入力してそれ
ぞれのパルスが重なった時に第３ワンショット回路ｆ３
１）をトリガさせ、コンバータの発振を確実に停止させ
るに必要なパルス幅の短絡パルスを短絡回路Ｑｌに入力
するようにしている。This pulse defines the maximum frequency of the converter t<f
It is set to width T6, and both one-shot circuits (
e), the output from the wire is input to the AND circuit (to), and when the respective pulses overlap, the third one-shot circuit f3
1) is triggered, and a short circuit pulse having a pulse width necessary to reliably stop the oscillation of the converter is input to the short circuit Ql.
従って、コンバータの発振周波数が上限値を上回ると、
第２ワンショット回路翰がトリガされて時間Ｔ６が経過
するまでに第１ワンショット回路■がトリガされるため
、両者の信号により第３ワンショット回路！３Ｉがトリ
ガし、変流器（２１の１次巻線（２ａ）が短絡され、発
振が停止する。Therefore, when the converter's oscillation frequency exceeds the upper limit,
Since the first one-shot circuit (2) is triggered by the time T6 elapses after the second one-shot circuit is triggered, the third one-shot circuit is triggered by both signals! 3I is triggered, the primary winding (2a) of the current transformer (21) is shorted, and the oscillation stops.
本発明は、以上説明したように構成されているため、次
に記載する効果を奏する。Since the present invention is configured as described above, it produces the effects described below.
スイッチング素子に流れる電流が基準値を上２回った時
に飽和変流器の帰還巻線をオン状態のスイッチング素子
がオフするに必要な時間短絡して発振周波数を上昇させ
、電流値を制限するようにしたため、スイッチング素子
に流れる電流を瞬時制御してその電流定格を有効に利用
できるうえ、自動発振を停止することなく過電流を確実
に防止することができる。When the current flowing through the switching element exceeds the reference value by two times, the feedback winding of the saturated current transformer is short-circuited for the time required for the on-state switching element to turn off, increasing the oscillation frequency and limiting the current value. Therefore, the current flowing through the switching element can be instantaneously controlled and its current rating can be effectively utilized, and overcurrent can be reliably prevented without stopping automatic oscillation.
しかも、素子電流の瞬時値を監視するための基準値を適
宜変更すれば、これに応じて発振周波数を変化させるこ
とができるため、コンバータの出力を任意に制限するこ
とが可能になる効果が得られる。Furthermore, by appropriately changing the reference value for monitoring the instantaneous value of the element current, the oscillation frequency can be changed accordingly, making it possible to arbitrarily limit the output of the converter. It will be done.
第１図ないし第３図は本発明による自励発振コンバータ
の１実施例を示し、第１図は回路図、第２図（ａ）〜（
ｅ）は動作説明用タイムチャート、第３図は飽和変流器
の特性図、第４図は従来例の回路図、第５図はトランジ
スタの動作説明用の波形図である。
（２）・・・飽和変流器、（２ａ）・・・１次巻線、（
３）・・・変圧器、（４）、１５ト・・トランジスタ、
０１・・・短絡回路、翰・・・変流器、Ｃ２１）・・・
制御回路。1 to 3 show one embodiment of a self-oscillation converter according to the present invention, FIG. 1 is a circuit diagram, and FIGS. 2(a) to (
e) is a time chart for explaining the operation, FIG. 3 is a characteristic diagram of the saturated current transformer, FIG. 4 is a circuit diagram of a conventional example, and FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the operation of the transistor. (2)...Saturated current transformer, (2a)...Primary winding, (
3)...Transformer, (4), 15...Transistor,
01...Short circuit, wire...Current transformer, C21)...
control circuit.
Claims (1)
チング素子を交互にオンオフさせて変圧器を駆動すると
共に、前記変圧器から前記変流器へ帰還する巻線を設け
て自励発振させる自励発振コンバータにおいて、 前記両スイッチング素子の負荷側の素子電流を検出する
電流検出手段と、短絡指令により前記変流器の帰還巻線
の両端子間を短絡する短絡回路と、前記素子電流が基準
値を上回つた時にオン状態の前記スイッチング素子がオ
フするに必要な時間幅の短絡指令パルスを前記短絡回路
に出力し一方の前記スイッチング素子をオンからオフに
他方の前記スイッチング素子をオフからオンにそれぞれ
移行させて発振周波数を上昇させる制御回路とを備えた
ことを特徴とする自励発振コンバータ。(1) A pair of switching elements are alternately turned on and off by the induced voltage of the oscillating saturation current transformer to drive the transformer, and a winding is provided to feed back from the transformer to the current transformer to generate self-oscillation. In the self-excited oscillation converter, the current detecting means detects the element current on the load side of both the switching elements, a short-circuit circuit that short-circuits both terminals of the feedback winding of the current transformer in response to a short-circuit command, and the element current When exceeds a reference value, outputs a short circuit command pulse to the short circuit with a time width necessary to turn off the switching element in the on state, and turns one of the switching elements from on to off and turns off the other switching element. A self-excited oscillation converter comprising: a control circuit that increases the oscillation frequency by shifting the oscillation frequency from 1 to 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6796389A JPH02250664A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-excited oscillation converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6796389A JPH02250664A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-excited oscillation converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02250664A true JPH02250664A (en) | 1990-10-08 |
Family
ID=13360129
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6796389A Pending JPH02250664A (en) | 1989-03-20 | 1989-03-20 | Self-excited oscillation converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02250664A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1085648A1 (en) * | 1995-10-04 | 2001-03-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
-
1989
- 1989-03-20 JP JP6796389A patent/JPH02250664A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP1085648A1 (en) * | 1995-10-04 | 2001-03-21 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Switching power supply apparatus |
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