JPH02249301A - 多素子整合器を使用するマイクロ波自動負荷整合回路 - Google Patents
多素子整合器を使用するマイクロ波自動負荷整合回路Info
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- JPH02249301A JPH02249301A JP1070232A JP7023289A JPH02249301A JP H02249301 A JPH02249301 A JP H02249301A JP 1070232 A JP1070232 A JP 1070232A JP 7023289 A JP7023289 A JP 7023289A JP H02249301 A JPH02249301 A JP H02249301A
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 23
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 8
- 230000004044 response Effects 0.000 abstract description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 13
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 11
- 239000000523 sample Substances 0.000 description 8
- 238000000034 method Methods 0.000 description 5
- 238000013459 approach Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 238000003908 quality control method Methods 0.000 description 4
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 description 3
- 230000000875 corresponding effect Effects 0.000 description 2
- 230000009118 appropriate response Effects 0.000 description 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 1
- 230000003111 delayed effect Effects 0.000 description 1
- 230000005684 electric field Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 238000003780 insertion Methods 0.000 description 1
- 230000037431 insertion Effects 0.000 description 1
- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
- 238000012544 monitoring process Methods 0.000 description 1
- 230000010287 polarization Effects 0.000 description 1
- 230000035945 sensitivity Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/38—Impedance-matching networks
- H03H7/40—Automatic matching of load impedance to source impedance
Landscapes
- Non-Reversible Transmitting Devices (AREA)
- Plasma Technology (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は例えば導波管や同軸管等の伝送線路におけるマ
イクロ波自動負荷整合回路、特に多素子整合器を使用す
るマイクロ波自動負荷整合回路に関する。
イクロ波自動負荷整合回路、特に多素子整合器を使用す
るマイクロ波自動負荷整合回路に関する。
各種産業のエネルギ源は、品質管理上特に安定であるこ
とを必要とする。マイクロ波電力を各種産業のエネルギ
源として採用することは、他の場合に比し、特殊な効果
を発揮することが多く、有効な利用が期待されているが
、負荷の変化範囲が広く、然も急激に変動することが多
いため、運転中マイクロ波電力を常に安定に供給するこ
とが、品質管理上特に希望されており、そのためにいわ
ゆる負荷整合が行われている。
とを必要とする。マイクロ波電力を各種産業のエネルギ
源として採用することは、他の場合に比し、特殊な効果
を発揮することが多く、有効な利用が期待されているが
、負荷の変化範囲が広く、然も急激に変動することが多
いため、運転中マイクロ波電力を常に安定に供給するこ
とが、品質管理上特に希望されており、そのためにいわ
ゆる負荷整合が行われている。
従来、マイクロ波帯における負荷整合は、負荷への進行
波電力および負荷からの反射電力を監視しながら、３個
以上のスタブ整合器やＥ ／ Ｈ整合器等を手動で操作
し、反射電力最小で進行波電力最大の点に調整していた
。
波電力および負荷からの反射電力を監視しながら、３個
以上のスタブ整合器やＥ ／ Ｈ整合器等を手動で操作
し、反射電力最小で進行波電力最大の点に調整していた
。
ところが、上記のような手動による負荷整合操作では、
絶えず負荷の変動を監視し、対応動作を速やかに実施し
なければならず、急激な変動に対して正しく迅速に対応
することは非常に困難である。そのために負荷状態の急
、変に際しての適切な応答が遅れ、品質管理上問題があ
った。
絶えず負荷の変動を監視し、対応動作を速やかに実施し
なければならず、急激な変動に対して正しく迅速に対応
することは非常に困難である。そのために負荷状態の急
、変に際しての適切な応答が遅れ、品質管理上問題があ
った。
そこで本出願人は先に特開昭６３−１５５０２号におい
て上記のような負荷整合を自動的に行うマイクロ波自動
負荷整合回路を提案し、一応の目的は達成したが、な右
整合不可能区域が存在するなど、不満足な点が残った。
て上記のような負荷整合を自動的に行うマイクロ波自動
負荷整合回路を提案し、一応の目的は達成したが、な右
整合不可能区域が存在するなど、不満足な点が残った。
またその後、特開昭６３−２６４８９２号および特開昭
６３−２６４８９３号において、Ｅ／Ｈ整合器を使用す
るものを提案したが、共に制御回路がやや複雑になった
。
６３−２６４８９３号において、Ｅ／Ｈ整合器を使用す
るものを提案したが、共に制御回路がやや複雑になった
。
本発明は上記の問題点を解決すると共に、負荷の急変に
際しても自動的に負荷整合を実施し、常に安定な電力供
給を行い、有効な品質管理を実現することのできる負荷
整合回路を提供することを目的とする。
際しても自動的に負荷整合を実施し、常に安定な電力供
給を行い、有効な品質管理を実現することのできる負荷
整合回路を提供することを目的とする。
上記の目的を達成するために本発明は以下の構成とした
ものである。即ち、本発明は伝送線路系において、信号
源と負荷回路の間に検出回路と整合器を置き、整合器を
含む負荷回路への進行波成分並びに、反射波成分を検出
し、それらの強度並びに位相差に基づき、負荷回路の反
射係数１目とその偏角θの余弦積１ｒ’１ｃｏｓ θ並
びに正弦積１ｒ’１ｓｉｎ θに相当する検出回路出力
を得、この２信号によって整合器を駆動して自動負荷整
合を行わせるもので、その整合器として以下に述べる３
種類の整合器のいずれかを使用する。
ものである。即ち、本発明は伝送線路系において、信号
源と負荷回路の間に検出回路と整合器を置き、整合器を
含む負荷回路への進行波成分並びに、反射波成分を検出
し、それらの強度並びに位相差に基づき、負荷回路の反
射係数１目とその偏角θの余弦積１ｒ’１ｃｏｓ θ並
びに正弦積１ｒ’１ｓｉｎ θに相当する検出回路出力
を得、この２信号によって整合器を駆動して自動負荷整
合を行わせるもので、その整合器として以下に述べる３
種類の整合器のいずれかを使用する。
第１の整合器としては、線路上ほぼ線路内波長の１７８
の奇数倍の間隔に、並列または直列分岐の３個の整合素
子を備え、このうち両端の２個は、それらの入力等価リ
アクタンスまたは等価サセプタンスが共にゼロとなる点
付近から正逆相反する方向に連動せしめ、これを一方の
検出電圧で駆動し、中央の整合素子を他方の検出変圧で
駆動することによって自動整合を行わせる。
の奇数倍の間隔に、並列または直列分岐の３個の整合素
子を備え、このうち両端の２個は、それらの入力等価リ
アクタンスまたは等価サセプタンスが共にゼロとなる点
付近から正逆相反する方向に連動せしめ、これを一方の
検出電圧で駆動し、中央の整合素子を他方の検出変圧で
駆動することによって自動整合を行わせる。
第１／４の整合器としては、偶数個の整合素子を使い、
このうち、線路内波長のほぼ１／４の奇数倍の距離にあ
る２個の整合素子を一対として、この短絡器移動を差動
的に連動させ、これと線路内波長の約１７８の奇数倍を
隔てた他の一対と相対する雨検出電圧によって駆動せし
め自動的に整合を行わせる。
このうち、線路内波長のほぼ１／４の奇数倍の距離にあ
る２個の整合素子を一対として、この短絡器移動を差動
的に連動させ、これと線路内波長の約１７８の奇数倍を
隔てた他の一対と相対する雨検出電圧によって駆動せし
め自動的に整合を行わせる。
第３の整合器においては、伝送線路上、線路内波長の約
スの奇数倍の距離にある並列分岐または直列分岐の２個
の整合素子を上記第１の整合器の場合と同様に短絡層移
動距離を反対方向に連動させ、一方の検出電圧でこれを
駆動し、これらよりも線路内波長の約１７８の奇数倍だ
け負荷側に寄った距離にある１個の整合素子を他方の検
出電圧で駆動することによって、自動的に整合を行わせ
る。
スの奇数倍の距離にある並列分岐または直列分岐の２個
の整合素子を上記第１の整合器の場合と同様に短絡層移
動距離を反対方向に連動させ、一方の検出電圧でこれを
駆動し、これらよりも線路内波長の約１７８の奇数倍だ
け負荷側に寄った距離にある１個の整合素子を他方の検
出電圧で駆動することによって、自動的に整合を行わせ
る。
なお、このとき前者の連動整合素子のうち１個の移動量
は他方よりも一定比率少なくすると効果的である。
は他方よりも一定比率少なくすると効果的である。
〔作 用］
負荷の反射係数ベクトルｒとその偏角θとから余弦積１
１”１ｃｏｓ θと正弦積１ｒｌｓ＋ｎ θを検出回路
で作り、この両者を駆動電圧として上記各整合器におけ
る整合素子のモータ等を駆動することによって自動整合
を行わせることが可能となる。
１”１ｃｏｓ θと正弦積１ｒｌｓ＋ｎ θを検出回路
で作り、この両者を駆動電圧として上記各整合器におけ
る整合素子のモータ等を駆動することによって自動整合
を行わせることが可能となる。
負荷の反射係数を抽出するには、多探針法や方向性結合
器回路を使用するもの等積々あるが、ここではその−例
として四探針法を説明する。これはインピーダンス直視
装置用として使用されたもので、例えば、小口文−・太
田正光共著°マイクロ波・ミリ波測定″ （コロナ社版
）８４〜８Ｇ頁に記載されており、このうち本発明の実
施例においては第１図に例示する四探針法を利用した。
器回路を使用するもの等積々あるが、ここではその−例
として四探針法を説明する。これはインピーダンス直視
装置用として使用されたもので、例えば、小口文−・太
田正光共著°マイクロ波・ミリ波測定″ （コロナ社版
）８４〜８Ｇ頁に記載されており、このうち本発明の実
施例においては第１図に例示する四探針法を利用した。
なお以後の実施例では伝送線路として方形導波管を例に
して説明するが、同軸管線路などにおいても効果は同様
である。
して説明するが、同軸管線路などにおいても効果は同様
である。
第１０において、１は方形導波管で、その電界に沿って
１７８管内波長間隔に探針２Ｉ ・２．・２・２４が並
んでいる。この各探針出力には検波ａ ３ ＋ ・３
．・３．・３．が接続されている。各検波特性が二乗特
性だとすると、各出力電圧は検波感度をＫ、入射波振幅
をＶｉ、探針２．から見た整合器５を含む負荷の反射係
数をｌｒｌ ｅｘｐ（ｊθ）として、次式で示される。
１７８管内波長間隔に探針２Ｉ ・２．・２・２４が並
んでいる。この各探針出力には検波ａ ３ ＋ ・３
．・３．・３．が接続されている。各検波特性が二乗特
性だとすると、各出力電圧は検波感度をＫ、入射波振幅
をＶｉ、探針２．から見た整合器５を含む負荷の反射係
数をｌｒｌ ｅｘｐ（ｊθ）として、次式で示される。
Ｖ＋ ＝Ｋｌｖ ｉｌ” （１＋Ｉｒｌ” ＋
２１「１ｃｏｓ θ）Ｖｇ ＝ＫｌＶｉ” （１＋
「ｌ” −２１”１ｓｉｎ θ）■ｓ −ＫＩＶ ｌ”
（１＋ｌｒｌ” −２１「１ｃｏｓθ）Ｖａ ＝
ＫＩＶ ｉ ’ （１ｔｌ「ｌ’ ＋ ２１ｒ’１ｓ
ｉｎθ）差動増幅器４．の入力にＶ、と■１、同４ｔの
入力に■、と■４を印加すると、差動増幅器４．と４□
の出力は、 Ｖｃ＝Ｖｔ −Ｖｘ ＝４ＫＩＶ ｔｌ”ｌ［Ｉｃｏｓ
θＶ ｓ ＝ Ｖａ −Ｖｘ ＝ ４ ＫＩＶ ｉｆ
” ｌｒ’１ｓｉｎ θとなり、余弦積Ｖｃと正弦積Ｖ
ｓに比例するものとなる。これらを駆動電圧として整合
器５内の２絹の整合素子にそれぞれ印加して、自動整合
を行わせる。
２１「１ｃｏｓ θ）Ｖｇ ＝ＫｌＶｉ” （１＋
「ｌ” −２１”１ｓｉｎ θ）■ｓ −ＫＩＶ ｌ”
（１＋ｌｒｌ” −２１「１ｃｏｓθ）Ｖａ ＝
ＫＩＶ ｉ ’ （１ｔｌ「ｌ’ ＋ ２１ｒ’１ｓ
ｉｎθ）差動増幅器４．の入力にＶ、と■１、同４ｔの
入力に■、と■４を印加すると、差動増幅器４．と４□
の出力は、 Ｖｃ＝Ｖｔ −Ｖｘ ＝４ＫＩＶ ｔｌ”ｌ［Ｉｃｏｓ
θＶ ｓ ＝ Ｖａ −Ｖｘ ＝ ４ ＫＩＶ ｉｆ
” ｌｒ’１ｓｉｎ θとなり、余弦積Ｖｃと正弦積Ｖ
ｓに比例するものとなる。これらを駆動電圧として整合
器５内の２絹の整合素子にそれぞれ印加して、自動整合
を行わせる。
整合素子は、例えば方形導波管の広面に設けた直列分岐
や狭面に設けた並列分岐導波管６中に可動短絡片（短絡
器）７を入れ、外部の電動ｍ８によって短絡片を移動さ
せる。
や狭面に設けた並列分岐導波管６中に可動短絡片（短絡
器）７を入れ、外部の電動ｍ８によって短絡片を移動さ
せる。
今、並列分岐導波管内で短絡位置を移動させたときの入
カサセブタンスの変化、ｂ＝−ｊＹｏｃ。
カサセブタンスの変化、ｂ＝−ｊＹｏｃ。
ｔ（２πＥ／λ）を第２図に示している。即ち、短絡長
ｌが管内波長λの１／４のとき、入カサセブタンスはゼ
ロとなり、それよりも長くなると、容量性サセプタンス
となり、短くなると誘導性サセプタンスとなって、負荷
アドミッタンスに付加されることになる。
ｌが管内波長λの１／４のとき、入カサセブタンスはゼ
ロとなり、それよりも長くなると、容量性サセプタンス
となり、短くなると誘導性サセプタンスとなって、負荷
アドミッタンスに付加されることになる。
また、直列分岐導波管内の短絡片の移動特性は第３図の
如く、挿入長ゼロから４管内波長までは誘導性リアクタ
ンスを呈するが、それを越すと容量性リアクタンスとな
り、２管内波長の点で等価リアクタンスはゼロとなり、
これ以上挿入されると再び誘導性リアクタンスを呈する
。この場合には、負荷インピーダンスに等価リアクタン
スが付加されることになる。
如く、挿入長ゼロから４管内波長までは誘導性リアクタ
ンスを呈するが、それを越すと容量性リアクタンスとな
り、２管内波長の点で等価リアクタンスはゼロとなり、
これ以上挿入されると再び誘導性リアクタンスを呈する
。この場合には、負荷インピーダンスに等価リアクタン
スが付加されることになる。
前記第１の整合器は、例えば第４図の如く方形導波管１
上にほぼ１７８管内波長の奇数倍の間隔で、共に直列ま
たは並列分岐導波管６を取り付け、その内部に短絡片７
を設けて３個の整合素子として使用する。このうち両端
の２個は短絡片が反対方向に移動する如くする。即ち、
並列分岐導波管整合素子の場合には、短絡片位相が共に
ほぼＸ管内波長にある所から、一方は正方向、他方は逆
方向に移動する如く、電動機の接続方向を変更するなど
しておき、余弦積出力電圧または正弦積出力で駆動し、
中央の整合素子の電動機は他方の出力電圧で駆動する。
上にほぼ１７８管内波長の奇数倍の間隔で、共に直列ま
たは並列分岐導波管６を取り付け、その内部に短絡片７
を設けて３個の整合素子として使用する。このうち両端
の２個は短絡片が反対方向に移動する如くする。即ち、
並列分岐導波管整合素子の場合には、短絡片位相が共に
ほぼＸ管内波長にある所から、一方は正方向、他方は逆
方向に移動する如く、電動機の接続方向を変更するなど
しておき、余弦積出力電圧または正弦積出力で駆動し、
中央の整合素子の電動機は他方の出力電圧で駆動する。
第４図はこの状態の概略図で、整合素子は信号源側から
Ｓ、・Ｓ２ ・Ｓ、とし、それぞれ電動機Ｍ、・Ｍ２
・Ｍ、で駆動され、例えばＭｌ とＭ。
Ｓ、・Ｓ２ ・Ｓ、とし、それぞれ電動機Ｍ、・Ｍ２
・Ｍ、で駆動され、例えばＭｌ とＭ。
は正弦積出力電圧Ｖｓで、またＭ、は余弦積電圧Ｖｃで
駆動されるものとし、このうちＭｌによる短絡片の移動
は、Ｓｓの逆方向としている。この３個の整合素子は空
間的に１．ノ８管内波長ずれているから、第５図のスミ
ス線図で見ると、Ｓｌが中心からのまでの線上を中心と
して移動するのに対して、Ｓ２はこれより信号源方向へ
図上で９０度面回転た所の軌跡上を移動し、Ｓ、は更に
９０度面持計方向に回転する。
駆動されるものとし、このうちＭｌによる短絡片の移動
は、Ｓｓの逆方向としている。この３個の整合素子は空
間的に１．ノ８管内波長ずれているから、第５図のスミ
ス線図で見ると、Ｓｌが中心からのまでの線上を中心と
して移動するのに対して、Ｓ２はこれより信号源方向へ
図上で９０度面回転た所の軌跡上を移動し、Ｓ、は更に
９０度面持計方向に回転する。
今、第４図の各分岐は並列分岐とし、正弦積電圧Ｖｓの
増加で、整合素子Ｓ、の短絡片距離１ ｍｌは減少し、
整合素子Ｓ、の短絡片距離２８．は増大するとし、中央
の整合素子Ｓオの短絡片距離！３２は余弦積電圧Ｖｃの
増加で増大するように設定したとする。このときＶｃと
Ｖｓの増加による各整合素子のサセプタンス変化は、第
２図を参照して下表のようになる。
増加で、整合素子Ｓ、の短絡片距離１ ｍｌは減少し、
整合素子Ｓ、の短絡片距離２８．は増大するとし、中央
の整合素子Ｓオの短絡片距離！３２は余弦積電圧Ｖｃの
増加で増大するように設定したとする。このときＶｃと
Ｖｓの増加による各整合素子のサセプタンス変化は、第
２図を参照して下表のようになる。
従って、いま第１図の如き検出回路で、整合器を含む負
荷回路の反射係数Ｆ、が第６図の第■象限内にあって、
その規準化アドミッタンスが（１，２−トｊ ０．８）
だったとする。この第１象限内では１「１１ｃｏｓ θ
とＩＩ’、１ｓｉｎ θは共に正値だから、整合素子Ｓ
、はｌ□が減少し、サセプタンスを減少させるので、第
６図上ｇ−］、、１／４の円上をサセプタンスが０．８
よりも減少の方向へ移動し、整合素子Ｓ２は！８．が増
加し、サセプタンスが増加するが、第６図上でｒ、の点
はＳ１／４の地点では、負のサセプタンス領域なので時
計廻りとなり、整合に近付ける方向となり、その上Ｓ２
上の回転によって、コンダクタンス分もｇ−１，２から
１．１の方向へ減少する。
荷回路の反射係数Ｆ、が第６図の第■象限内にあって、
その規準化アドミッタンスが（１，２−トｊ ０．８）
だったとする。この第１象限内では１「１１ｃｏｓ θ
とＩＩ’、１ｓｉｎ θは共に正値だから、整合素子Ｓ
、はｌ□が減少し、サセプタンスを減少させるので、第
６図上ｇ−］、、１／４の円上をサセプタンスが０．８
よりも減少の方向へ移動し、整合素子Ｓ２は！８．が増
加し、サセプタンスが増加するが、第６図上でｒ、の点
はＳ１／４の地点では、負のサセプタンス領域なので時
計廻りとなり、整合に近付ける方向となり、その上Ｓ２
上の回転によって、コンダクタンス分もｇ−１，２から
１．１の方向へ減少する。
また、整合素子Ｓ、の方もＶｓの正値によってＥｏが増
加し、サセプタンスが増加するが、ｒｌはＳｓにとって
負サセプタンス領域だから、整合に近付けることになり
、３個の整合素子が共同してｒ＋ｌをＯ即ち（１＋ｊＯ
）点の整合に導くように動作する。
加し、サセプタンスが増加するが、ｒｌはＳｓにとって
負サセプタンス領域だから、整合に近付けることになり
、３個の整合素子が共同してｒ＋ｌをＯ即ち（１＋ｊＯ
）点の整合に導くように動作する。
また負荷の反射係数Ｆ、が、第■象限内にあって（ｙ
＝ ０．５＋ ｊ Ｏ，４）だったとする。このとき余
弦積１ｒＩｃｏｓ θくＯで、正弦積１ｒ’１ｓｉｎ
θ〉Ｏだから、Ｓ、の１１１は減少しサセプタンスは減
少するので、ｇ−０，５の円上をサセプタンスが減少す
る方向即ち下方へ動き、素子Ｓ８では正サセプタンス領
域だから、Ｖｃの減少で２■が減少しサセプタンスが減
少する。また素子Ｓ３ではＶｓの増加で負サセプタンス
領域からサセプタンスが増加し整合に近付く、このとき
素子Ｓ！とＳ、の動きによって、図から判るようにｇも
１に近付いて行き、 １ｒｌ−０即ちＹ−１＋ｊＯの整
合点に到達する。
＝ ０．５＋ ｊ Ｏ，４）だったとする。このとき余
弦積１ｒＩｃｏｓ θくＯで、正弦積１ｒ’１ｓｉｎ
θ〉Ｏだから、Ｓ、の１１１は減少しサセプタンスは減
少するので、ｇ−０，５の円上をサセプタンスが減少す
る方向即ち下方へ動き、素子Ｓ８では正サセプタンス領
域だから、Ｖｃの減少で２■が減少しサセプタンスが減
少する。また素子Ｓ３ではＶｓの増加で負サセプタンス
領域からサセプタンスが増加し整合に近付く、このとき
素子Ｓ！とＳ、の動きによって、図から判るようにｇも
１に近付いて行き、 １ｒｌ−０即ちＹ−１＋ｊＯの整
合点に到達する。
第■象限や第■象限内の負荷に対しても同様に、２種の
余弦積電圧Ｖｃと正弦積電圧Ｖｓによって３個の整合素
子が同時に短絡点移動を開始して速やかに整合に到るの
である。
余弦積電圧Ｖｃと正弦積電圧Ｖｓによって３個の整合素
子が同時に短絡点移動を開始して速やかに整合に到るの
である。
次に第７図では方形導波管１上、２管内波長の奇数倍の
距離にある並列または直列分岐導波管６内に短絡片７を
入れ、両者が共にサセプタンスゼロまたはリアクタンス
ゼロ付近を中心として相反する方向に短絡片を移動させ
るとする。このとき信号源側の整合素子Ｓ１の地点で負
荷側を見たイミッタンスＩ Ｍは実数部を３１虚数部を
ｂモして、となり、スミス線図上においては第８図実線
のように円形の上下を引伸ばした線群となる。またこの
一対の整合素子Ｓ１ ・Ｓ３よりも、管内波長の１７８
の奇数倍の距離だけ負荷側に近付いた一対の整合素子Ｓ
、・Ｓ、の動きは同スミス線図上で９０度ずれるから、
第８回の点線群のように示される。従ってこの一方が余
弦積、他方が正弦積電圧で駆動されれば、駆動電圧同志
も動作点同志もその変化が共に直角の関係にあるから、
容易に整合即ち（１＋ｊＯ）点に到達する。これが前記
第１／４の整合器の作用である。
距離にある並列または直列分岐導波管６内に短絡片７を
入れ、両者が共にサセプタンスゼロまたはリアクタンス
ゼロ付近を中心として相反する方向に短絡片を移動させ
るとする。このとき信号源側の整合素子Ｓ１の地点で負
荷側を見たイミッタンスＩ Ｍは実数部を３１虚数部を
ｂモして、となり、スミス線図上においては第８図実線
のように円形の上下を引伸ばした線群となる。またこの
一対の整合素子Ｓ１ ・Ｓ３よりも、管内波長の１７８
の奇数倍の距離だけ負荷側に近付いた一対の整合素子Ｓ
、・Ｓ、の動きは同スミス線図上で９０度ずれるから、
第８回の点線群のように示される。従ってこの一方が余
弦積、他方が正弦積電圧で駆動されれば、駆動電圧同志
も動作点同志もその変化が共に直角の関係にあるから、
容易に整合即ち（１＋ｊＯ）点に到達する。これが前記
第１／４の整合器の作用である。
前記第３の整合器は第９図の如く上記と同様ほぼ管内波
長のＸの奇数倍の距離にある並列または直列分岐導波管
６内に短絡片７を入れ、両者が共にサセプタンスゼロま
たはリアクタンスゼロ付近を中心として相反する方向に
短絡片を移動させるが、その一方には反転減衰回路９を
使用するか或いは、機構的にその短絡片移動距離をに倍
（Ｋ＜１）として、相反する方向に移動させる。このと
き、信号源側の整合素子Ｓｌの地点で負荷側を見たイミ
ックンスＩＭは実数部を１、虚数部をｂとして、 となり、Ｋ＝０．１５．０．２および０．３としたとき
の特性変化は第１０図のように（１＋ｊＯ）点を通りほ
ぼ直角に並ぶ。従って、これらよりも管内波長で１７８
の奇数倍の所に他の１個の整合素子を置く第９図の回路
では、第１０図中点線で示す小円でさえもに＝Ｏ，１５
〜０．３の特性曲線と交わるので、その一方を余弦積出
力、他方を正弦積出力電圧で電動機により短絡点を移動
させれば、ほぼ全域の自動整合が行われる。
長のＸの奇数倍の距離にある並列または直列分岐導波管
６内に短絡片７を入れ、両者が共にサセプタンスゼロま
たはリアクタンスゼロ付近を中心として相反する方向に
短絡片を移動させるが、その一方には反転減衰回路９を
使用するか或いは、機構的にその短絡片移動距離をに倍
（Ｋ＜１）として、相反する方向に移動させる。このと
き、信号源側の整合素子Ｓｌの地点で負荷側を見たイミ
ックンスＩＭは実数部を１、虚数部をｂとして、 となり、Ｋ＝０．１５．０．２および０．３としたとき
の特性変化は第１０図のように（１＋ｊＯ）点を通りほ
ぼ直角に並ぶ。従って、これらよりも管内波長で１７８
の奇数倍の所に他の１個の整合素子を置く第９図の回路
では、第１０図中点線で示す小円でさえもに＝Ｏ，１５
〜０．３の特性曲線と交わるので、その一方を余弦積出
力、他方を正弦積出力電圧で電動機により短絡点を移動
させれば、ほぼ全域の自動整合が行われる。
〔発明の効果］
以上説明したように本発明によれば、全域の自動負荷整
合回路が可能となった。整合器を含む負荷回路の反射波
を検出し、その余弦積電圧１目ｃｏｓθと正弦積電圧１
｜Γ｜ｓｉｎ θを求めることにより、例えば２組の多
素子整合器を駆動し、全自動に負荷整合が行えることに
なった。応答速度も通常の使用に当たり、急速な負荷変
動に対しても満足する結果を示した。例えば、周波数２
．４５ＧＨｚで、ＶＳＷＲＩＯの負荷を接続したところ
、本発明の前記第１〜第３の整合器による整合回路は共
に１秒以内にＶＳＷＲｌ、０５以内に整合できた。
合回路が可能となった。整合器を含む負荷回路の反射波
を検出し、その余弦積電圧１目ｃｏｓθと正弦積電圧１
｜Γ｜ｓｉｎ θを求めることにより、例えば２組の多
素子整合器を駆動し、全自動に負荷整合が行えることに
なった。応答速度も通常の使用に当たり、急速な負荷変
動に対しても満足する結果を示した。例えば、周波数２
．４５ＧＨｚで、ＶＳＷＲＩＯの負荷を接続したところ
、本発明の前記第１〜第３の整合器による整合回路は共
に１秒以内にＶＳＷＲｌ、０５以内に整合できた。
尚、並列分岐整合器を有する同軸管回路においても同様
の結果が得られた。
の結果が得られた。
第１図は四探針法を採用した場合の制御電圧検出回路の
一例を示す説明図、第２図は並列形整合器の短絡長変化
に基づくサセプタンス変化特性を示すグラフ、第３図は
直列形整合器の同リアクタンス変化特性を示すグラフ、
第４図は本発明に基づく第１の整合器の構成例を示す説
明図、第５図はその整合器の各短絡片移動によるスミス
線図上の変化特性を示す図、第６図はその整合器の動作
説明図、第７図は第１／４の整合器の構成例を示す説明
図、第８図はその整合器の動作説明図、第９図は第３の
整合器の構成例を示す説明図、第１０図はその整合器の
動作説明図である。 ■は方形導波管、２１ ・２□ ・２．・２４は検出用
探針、３．・３．・３．・３．は検波器、４゜・４□は
差動増幅器、５は整合器、６は整合素子の分岐導波管、
７は可変短絡片、８は駆動用電動機、９は反転減衰回路
。 第 図 第 図 第 図 第 図 第 ３図 第６図 第 図 第８図 第９ 図 第１０図
一例を示す説明図、第２図は並列形整合器の短絡長変化
に基づくサセプタンス変化特性を示すグラフ、第３図は
直列形整合器の同リアクタンス変化特性を示すグラフ、
第４図は本発明に基づく第１の整合器の構成例を示す説
明図、第５図はその整合器の各短絡片移動によるスミス
線図上の変化特性を示す図、第６図はその整合器の動作
説明図、第７図は第１／４の整合器の構成例を示す説明
図、第８図はその整合器の動作説明図、第９図は第３の
整合器の構成例を示す説明図、第１０図はその整合器の
動作説明図である。 ■は方形導波管、２１ ・２□ ・２．・２４は検出用
探針、３．・３．・３．・３．は検波器、４゜・４□は
差動増幅器、５は整合器、６は整合素子の分岐導波管、
７は可変短絡片、８は駆動用電動機、９は反転減衰回路
。 第 図 第 図 第 図 第 図 第 ３図 第６図 第 図 第８図 第９ 図 第１０図
Claims (3)
- （１）負荷回路を接続した整合器の信号源側に信号検出
回路を置き、整合器を含む負荷回路への進行波成分並び
に反射波成分を検出し、それらの強度および位相差に基
づき、反射係数の絶対値｜Γ｜とその偏角θの余弦積｜
Γ｜ｃｏｓθおよび正弦積｜Γ｜ｓｉｎθに相当する検
出回路出力を得、これらによって整合器を調整して負荷
回路を自動的に整合せしめる回路において、 伝送線路上、ほぼ線路内波長の１／８の奇数倍の間隔で
３個の整合素子を備え、両端の整合素子はその短絡長変
化が互いに相反する如く連結して、余弦積出力か正弦積
出力の内の何れか一方でこれを駆動し、他方の出力をも
って中央の整合素子を駆動する如く構成したマイクロ波
自動負荷整合回路。 - （２）負荷回路を接続した整合器の信号源側に信号検出
回路を置き、整合器を含む負荷回路への進行波成分並び
に反射波成分を検出し、それらの強度および位相差に基
づき、反射係数の絶対値｜Γ｜とその偏角θの余弦積｜
Γ｜ｃｏｓθおよび正弦積｜Γ｜ｓｉｎθに相当する検
出回路出力を得、これらによって整合器を調整して負荷
回路を自動的に整合せしめる回路において、 伝送線路上、ほぼ線路内波長の１／４の奇数倍の距離に
ある２個の整合素子を一対として、その短絡長変化が相
反する如く連結し、これを二対以上ほぼ線路内波長の１
／８の奇数倍の距離に配置し、その一方を余弦積出力を
もって駆動し、他方を正弦積出力で駆動する如く構成し
たマイクロ波自動負荷整合回路。 - （３）負荷回路を接続した整合器の信号源側に信号検出
回路を置き、整合器を含む負荷回路への進行波成分並び
に反射波成分を検出し、それらの強度および位相差に基
づき、反射係数の絶対値｜Γ｜とその偏角θの余弦積｜
Γ｜ｃｏｓθおよび正弦積｜Γ｜ｓｉｎθに相当する検
出回路出力を得、これらによって整合器を調整して負荷
回路を自動的に整合せしめる回路において、 伝送線路上、ほぼ線路内波長の１／４の奇数倍の距離に
ある２個の整合素子の短絡長変化が一定比率をもって相
反する如く連結し、これらよりも負荷側に線路内波長の
１／８の奇数倍付近の距離に１個の整合素子を置き、一
方を余弦積出力電圧、他方を正弦積出力電圧で駆動する
如く構成したマイクロ波自動負荷整合回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070232A JPH0793525B2 (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 多素子整合器を使用するマイクロ波自動負荷整合回路 |
| US07/497,001 US5041803A (en) | 1989-03-22 | 1990-03-21 | Automatic load matching circuit for microwaves using multi-element matching device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1070232A JPH0793525B2 (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 多素子整合器を使用するマイクロ波自動負荷整合回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02249301A true JPH02249301A (ja) | 1990-10-05 |
| JPH0793525B2 JPH0793525B2 (ja) | 1995-10-09 |
Family
ID=13425611
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1070232A Expired - Lifetime JPH0793525B2 (ja) | 1989-03-22 | 1989-03-22 | 多素子整合器を使用するマイクロ波自動負荷整合回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5041803A (ja) |
| JP (1) | JPH0793525B2 (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030294A1 (fr) * | 2001-09-28 | 2003-04-10 | Tokyo Electron Limited | Dispositif d'adaptation d'impedance et appareil de traitement de plasma |
| US7545226B2 (en) | 2004-09-24 | 2009-06-09 | Nihon Koshuha Co., Ltd. | Magnetron oscillator |
| JP2018032974A (ja) * | 2016-08-24 | 2018-03-01 | 古河電気工業株式会社 | 自動整合装置および自動整合方法 |
| US10109463B2 (en) | 2015-03-12 | 2018-10-23 | Tokyo Electron Limited | Microwave automatic matcher and plasma processing apparatus |
Families Citing this family (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5274333A (en) * | 1992-03-17 | 1993-12-28 | La Corporation De L'ecole Polytechnique | Frequency balanced six-port reflectometer with a variable test port impedance |
| JP3920420B2 (ja) * | 1996-10-08 | 2007-05-30 | 富士通株式会社 | Ｅｈ整合器、マイクロ波自動整合方法、半導体製造装置 |
| GB0812864D0 (en) | 2008-07-15 | 2008-08-20 | Cxr Ltd | Coolign anode |
| US8094784B2 (en) | 2003-04-25 | 2012-01-10 | Rapiscan Systems, Inc. | X-ray sources |
| US9208988B2 (en) | 2005-10-25 | 2015-12-08 | Rapiscan Systems, Inc. | Graphite backscattered electron shield for use in an X-ray tube |
| JP4111401B1 (ja) * | 2007-11-19 | 2008-07-02 | 日本高周波株式会社 | フェライト移相器及び自動整合装置 |
| GB0901338D0 (en) | 2009-01-28 | 2009-03-11 | Cxr Ltd | X-Ray tube electron sources |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6315502A (ja) * | 1986-07-08 | 1988-01-22 | Nippon Koshuha Kk | マイクロ波自動負荷整合回路 |
Family Cites Families (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US2438912A (en) * | 1942-06-29 | 1948-04-06 | Sperry Corp | Impedance transformer |
| FR980870A (fr) * | 1948-12-23 | 1951-05-18 | Csf | Dispositif d'adaptation automatique de la charge aux lignes d'alimentation à hyperfréquences |
| US2941169A (en) * | 1958-10-15 | 1960-06-14 | Bruno O Weinschel | Rapidly converging wide-range doublestub microwave impedance matching device |
| US4311972A (en) * | 1980-01-21 | 1982-01-19 | Rockwell International Corporation | High speed antenna coupler |
| US4485360A (en) * | 1982-07-16 | 1984-11-27 | Cincinnati Electronics Corporation | Apparatus for and method of impedance matching |
-
1989
- 1989-03-22 JP JP1070232A patent/JPH0793525B2/ja not_active Expired - Lifetime
-
1990
- 1990-03-21 US US07/497,001 patent/US5041803A/en not_active Expired - Lifetime
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6315502A (ja) * | 1986-07-08 | 1988-01-22 | Nippon Koshuha Kk | マイクロ波自動負荷整合回路 |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2003030294A1 (fr) * | 2001-09-28 | 2003-04-10 | Tokyo Electron Limited | Dispositif d'adaptation d'impedance et appareil de traitement de plasma |
| US7545226B2 (en) | 2004-09-24 | 2009-06-09 | Nihon Koshuha Co., Ltd. | Magnetron oscillator |
| US10109463B2 (en) | 2015-03-12 | 2018-10-23 | Tokyo Electron Limited | Microwave automatic matcher and plasma processing apparatus |
| JP2018032974A (ja) * | 2016-08-24 | 2018-03-01 | 古河電気工業株式会社 | 自動整合装置および自動整合方法 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0793525B2 (ja) | 1995-10-09 |
| US5041803A (en) | 1991-08-20 |
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