JPH02238730A - Two-way call detection system and echo canceller and loudspeaking telephone set using the system - Google Patents
Two-way call detection system and echo canceller and loudspeaking telephone set using the systemInfo
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Landscapes
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は反響消去装置（Ｅｃｈｏ Ｃａｎｃｅｌｌｅｒ
）に係り、特に、装置の反響路特性の推定機能を好適に
制御するための双方向通話検出方式に関する。[Detailed Description of the Invention] [Industrial Application Field] The present invention relates to an echo canceler.
), and particularly relates to a two-way conversation detection method for suitably controlling the echo path characteristic estimation function of a device.
［従来の技術］
反響消去装置は，反響路への入力信号と反響信号（エコ
ー）を用いて、反響路の特性を適応的に推定し、得られ
た反響特性に基づき擬似反響信号（反響信号のレプリカ
）を作成し、実際の反響信号から、反響信号のレプリカ
を差し引くことにより、反響信号を消去するものである
。そして、通信回線における２線−４線変換回路の不平
衡によるまわり込みエコー、あるいは，拡声電話機のス
ピーカ・マイク間の音響結合によるまわり込みエコーを
消去するのに用いられる．
一方，従来のいわゆる反響阻止装ｔｉ！ （ＥｃｈｏＳ
ｕｐｐｒｅｓｓｏｒ）では、話者を送話ならび受話信号
レベルから検出し、レベルの高い方がその時の話者であ
るとし、レベルの低い方の信号線をスイッチにより切断
、あるいは信号線に大きな損失を挿入することによって
、反響を阻止するものである。[Prior Art] An echo cancellation device adaptively estimates the characteristics of the echo path using the input signal to the echo path and the echo signal (echo), and generates a pseudo echo signal (echo signal) based on the obtained echo characteristics. The echo signal is eliminated by creating a replica of the echo signal and subtracting the replica of the echo signal from the actual echo signal. It is used to eliminate echoes caused by unbalanced 2-wire to 4-wire conversion circuits in communication lines, or echoes caused by acoustic coupling between the speaker and microphone of public address telephones. On the other hand, the conventional so-called echo suppression device ti! (EchoS
Uppressor) detects the speaker from the transmitting and receiving signal levels, assumes that the one with the higher level is the current speaker, and disconnects the signal line with the lower level with a switch or inserts a large loss into the signal line. This prevents repercussions.
反響阻止装置は，簡略な回路で構成できるが、信号線の
スイッチングによる語頭・語尾の切断など、各種の通話
障害が生ずるという問題点をもつ。Although echo suppression devices can be constructed with simple circuits, they have the problem of causing various communication disturbances, such as cutting off of the beginning and end of words due to signal line switching.
この点、反響消去装置は上記問題点はなく、反響阻止装
置より優れていることはよく知られている。In this respect, it is well known that echo canceling devices do not have the above-mentioned problems and are superior to echo blocking devices.
反響消去装置の最も大きな問題点は、双方向通話（ｄｏ
ｕｂｌｅ ｔａｌｋ）時に，反響路の適応的推定が乱さ
れ、実際の反響路特性とは異った擬似反響路特性を有す
ることになり、反響消去能力が減少し、ハウリングを起
す、あるいは、装置そのものが不安定となり、誤動作す
ることである．
これは、双方向通話時においては、反響路の特性を算出
するもとになる反響信号に、反響信号以外のレベルの大
きな信号が重畳されることによる。The biggest problem with echo cancellers is the two-way communication (do
When the adaptive estimation of the echo path is disturbed and the echo path characteristics are different from the actual echo path characteristics, the echo cancellation ability is reduced and howling occurs, or the device itself is damaged. becomes unstable and malfunctions. This is because, during two-way communication, a high-level signal other than the echo signal is superimposed on the echo signal, which is the basis for calculating the characteristics of the echo path.
従来の装置においては，反響路の入力、出力側における
それぞれの信号レベルを監視し，そのレベルから双方向
通話を検出し、双方向通話時には反響路の適応的推定を
停止するという方法をとっている．
しかし、実際の回線では、反響路（この場合、２Ｉ！−
４線変換回路）における減衰量（εｃｈｏ Ｒｅｔｕｒ
ｎＬｏｓｓ）が小さい場合があり、非双方向通話時にお
いても、反１ｊｌ出力端における信号レベルは、反響信
号それ自身でかなり大きなレベルになる．また、拡声電
話機では、反響路（この場合，スピーカからマイクに到
る音響経路）における減衰量は、反響路入出力端の位置
関係、つまり、スピーカとマイクの位置関係で大きく変
化する。この位置関係あるいは増幅器等の利得配分によ
っては、先の減衰量は、零あるいは負、つまり、反響信
号が減衰せず逆に増幅される場合も生ずる。Conventional equipment monitors the signal levels at the input and output sides of the echo path, detects bidirectional communication based on these levels, and stops adaptive estimation of the echo path when bidirectional communication occurs. There is. However, in an actual circuit, the echo path (in this case, 2I!-
Attenuation amount (εcho Retur
nLoss) may be small, and even during non-two-way communication, the signal level at the anti-1jl output terminal becomes quite large due to the echo signal itself. Furthermore, in a loudspeaker telephone, the amount of attenuation in the echo path (in this case, the acoustic path from the speaker to the microphone) varies greatly depending on the positional relationship between the input and output ends of the echo path, that is, the positional relationship between the speaker and the microphone. Depending on this positional relationship or gain distribution of amplifiers, etc., the amount of attenuation may be zero or negative, that is, the echo signal may not be attenuated but on the contrary may be amplified.
したがって、単なるレベル比較だけでは、反響信号自身
が大きいため，双方向通話時でない場合にもかかｂらず
、双方向通話時であると判定され、反響路の推定を停止
されてしまう恐れがある．しかし、本来は、このような
場合こそ反響が消去されなければならない．
また、双方向通話時でも、反響信号レベルが大きいため
、本来の送信信号（近端話者信号）の検出が不能となり
，反響路の推定を行ってしまい、実際の反響路特性とは
異ったｉ似反響路特性を有するようになり，反響消去能
力が減少する．したがって，このような単にレベル比較
により双方向通話を検出し、反響消去装置の反響路推定
動作を制御する方法はあまり有効ではない。Therefore, if a simple level comparison is made, the echo signal itself is large, so even if it is not a two-way conversation, it will be determined that a two-way conversation is occurring, and estimation of the echo path may be stopped. be. However, it is precisely in cases like this that echoes must be eliminated. In addition, even during two-way communication, the echo signal level is high, making it impossible to detect the original transmission signal (near-end speaker signal) and estimating the echo path, which may differ from the actual echo path characteristics. It has i-like echo path characteristics, and its echo cancellation ability decreases. Therefore, such a method of detecting two-way communication simply by comparing levels and controlling the echo path estimation operation of the echo canceller is not very effective.
そこで、特開昭６２−２９９１０号公報に記載されるよ
うに、残差エコー（反響信号の消去しきれなかった残り
の信号）のレベル監視を同時に行い、かつそのレベル監
視での比較基準値（しきい値）を可変することが行なわ
れている６
同公報は，このためのダブルトーク検出回路を開示する
．すなわち、このダブルトーク検出回路は，エコーキャ
ンセラの受信入力電力と送信出力電力との差であるエコ
ー消去量の変化を検出する電力比較回路と，検出された
エコー消去量の変化に応じ、ダブルトーク監視基準しき
い値を変化させるしきい値回路とを備えて構成される。Therefore, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 62-29910, the level of the residual echo (remaining signal that has not been completely eliminated from the echo signal) is monitored at the same time, and the comparison standard value ( This publication discloses a double talk detection circuit for this purpose. In other words, this double talk detection circuit includes a power comparison circuit that detects a change in the amount of echo cancellation, which is the difference between the received input power and the transmitted output power of the echo canceller, and a power comparison circuit that detects a change in the amount of echo cancellation, which is the difference between the received input power and the transmitted output power of the echo canceller. and a threshold circuit for changing the monitoring reference threshold.
［発明が解決しようとする課題］
しかし，上記従来技術では，前記特開昭６２−２９９１
０号公報記載のように残差エコーを用いるものであって
も，基本的には、信号のレベル比較によって双方向通話
を検出するため、先に説明したごとくレベル差が大きす
ぎると検出ミスを起す問題があった．
本発明の目的は、信号のレベル比較に依らない双方向通
話の検出方式を提供すると共に、誤動作，性能劣化を回
避した反響消去装置および拡声電話装置を提供すること
にある。[Problem to be solved by the invention] However, in the above-mentioned prior art,
Even if residual echo is used as described in Publication No. 0, two-way communication is basically detected by comparing signal levels, so as explained earlier, if the level difference is too large, detection errors may occur. There was a problem. SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a two-way conversation detection method that does not rely on signal level comparison, and to provide an echo canceling device and a loudspeaker telephone device that avoid malfunctions and performance deterioration.
［課題を解決するための手段］
上記目的は、反響消去装置において、反響路の入力端お
よび出力端にそれぞれ施けられた信号パターン抽出手段
と、パターン整合手段と、判定手段とから双方向通話検
出回路を構成し、前記双方向通話検出回路の出力で前記
反響消去装置の反響路の適応推定を制御することにより
達成される．前記信号パターン抽出手段は、信号の特徴
を示ｔ／｛ラメータの時系列パターンを抽出する．この
パラメータの時系列パターンは、信号が反響路を通過し
ても不変であるものを用いる．
［作 用］
次に、本発明の原理について述べる．
今，反響路出力として反響信号のみを考える。[Means for Solving the Problems] The above object is to perform two-way communication from a signal pattern extracting means, a pattern matching means, and a determining means provided at the input end and the output end of the echo path, respectively, in an echo canceling device. This is accomplished by configuring a detection circuit and controlling the adaptive estimation of the echo path of the echo canceller with the output of the two-way conversation detection circuit. The signal pattern extraction means extracts a time-series pattern of t/{ parameters indicating the characteristics of the signal. The time-series pattern of this parameter is one that remains unchanged even when the signal passes through the echo path. [Operation] Next, the principle of the present invention will be described. Now, consider only the echo signal as the echo path output.
この場合，反響路１への入力信号は，反響路１の伝達特
性の影響を受け反響路１から出力される．周知のように
，出力信号波形をｙ （ｔ）、スペクトルをＹ（ω），
入力信号波形をｘ （ｔ）、スペクトルをＸ（ω）、反
響路のインパルス応答をｈ （ｔ）、伝達関数をＨ（ω
）とすれば、出力信号波形ｙ（ｔ）と、スペクトルＹ（
ω）は、次式で表わされる．ｙ （ｔ）＝ ｈ （ｔ）
＊ ｘ （ｔ）Ｙ（ω）＝Ｈ（ω）・Ｘ（ｕ）
すなわち，出力信号は、入力信号とインパルス応答のた
たみ込み積分、出力スペクトルは，入力スペクトルと伝
達関数の積で表わされる．したがって、入出力を、波形
あるいはスペクトルをそのまま比較しても、一致しない
．しかし、たとえば、単一正弦波を反響路に通しても、
振幅、位相は変化するが，その周波数値は変化しない．
音声の場合、音韻を表わすホルマント構造は変化しない
．具体的には、音韻「ア』は反響路を通っても音韻「ア
」に変りない。これは、音韻『ア』を特徴づける各ホル
マント周波数の位置関係およびその時間変化パターンが
保存されるからである．
また，入力信号のエネルギー値そのものは反響路を通る
ことにより変化するが，エネルギーの時間変化パターン
は変らないことも明らかである．本発明は，上記した事
実に基づいて，双方向通話の検出を行なう．
信号パターン抽出回路は、それぞれ反響路の入力および
出力信号の特徴を表わす時系列信号を出力する．この特
徴時系列信号をパターンと呼ぶ．このパターンは、反響
路の伝達関数によって基本的に変化を受けない特徴パラ
メータからなるものを用いる．
パターン整合回路は、前記特徴時系列信号間の距離，す
なわち、相違量を算出し，判定回路に出力する．判断回
路は、予め定められた値、すなわち、しきい値と前記出
力信号とを比較判断する．相違量がしきい値以上であれ
ば、反響路の出力に、反響信号すなわち反響路への入力
信号が反響出力された信号以外の信号が混入された状態
、すなわち、双方向通話と判断し，前記反響消去装置の
反響路推定動作を停止すべきことを知らせる信号を、反
響消去装置に出力する．それによって，前記反響消去装
置は、反響路の推定動作を停止するので、誤動作するこ
とがない。In this case, the input signal to the echo path 1 is affected by the transfer characteristics of the echo path 1 and is output from the echo path 1. As is well known, the output signal waveform is y (t), the spectrum is Y (ω),
The input signal waveform is x (t), the spectrum is X (ω), the impulse response of the echo path is h (t), and the transfer function is H (ω).
), the output signal waveform y(t) and the spectrum Y(
ω) is expressed by the following formula. y(t)=h(t)
* x (t)Y(ω)=H(ω)・X(u) In other words, the output signal is expressed as the convolution integral of the input signal and the impulse response, and the output spectrum is expressed as the product of the input spectrum and the transfer function. Therefore, even if you directly compare the input and output, waveforms, or spectra, they will not match. However, for example, if you pass a single sine wave through the echo path,
The amplitude and phase change, but the frequency value does not change.
In the case of speech, the formant structure that represents phoneme does not change. Specifically, the phoneme "a" does not change to the phoneme "a" even if it passes through the echo path. This is because the positional relationship of each formant frequency that characterizes the phoneme ``a'' and its temporal change pattern are preserved. It is also clear that although the energy value of the input signal itself changes as it passes through the echo path, the temporal change pattern of the energy does not change. The present invention detects two-way calls based on the above facts. The signal pattern extraction circuit outputs time-series signals representing the characteristics of the input and output signals of the echo path, respectively. This characteristic time-series signal is called a pattern. This pattern uses feature parameters that basically do not change depending on the transfer function of the echo path. The pattern matching circuit calculates the distance between the feature time-series signals, that is, the amount of difference, and outputs it to the determination circuit. The judgment circuit compares and judges a predetermined value, that is, a threshold value, with the output signal. If the amount of difference is equal to or greater than the threshold, it is determined that the output of the echo path is mixed with a signal other than the echo signal, that is, the signal input to the echo path and the signal that is reflected and output, that is, a two-way conversation, A signal is output to the echo cancellation device to inform that the echo path estimation operation of the echo cancellation device should be stopped. As a result, the echo canceling device stops estimating the echo path, and therefore does not malfunction.
（以下余白）
［実施例コ
以下，本発明の一実施例を第１図により説明する．
第１図において、１は反響路、２は伝送路、３は反響消
去装置，４は双方向通話検出回路，５は反響路の入力端
子、６は反響路の出力端子、７は信号パターン抽出回路
、８はパターン整合回路、９は判断回路である．
第２図は反響路１の具体例を示す図である．反響路１は
、第２図において、破線より左側を等価的に表現したも
のである．反響路ｌは通信回線における２線４線変換回
路の不平衡によるまわり込み信号（反響信号）、あるい
は，スビーカ・マイク間の音響経路における壁などによ
る反響まわり込み信号によって形成される。(The following is a blank space.) [Example] An example of the present invention will be explained below with reference to Fig. 1. In Figure 1, 1 is an echo path, 2 is a transmission path, 3 is an echo canceller, 4 is a two-way communication detection circuit, 5 is an input terminal of the echo path, 6 is an output terminal of the echo path, and 7 is a signal pattern extraction 8 is a pattern matching circuit, and 9 is a judgment circuit. Figure 2 is a diagram showing a concrete example of the echo path 1. Echo path 1 is an equivalent representation of the left side of the broken line in Figure 2. The echo path 1 is formed by a wrap-around signal (echo signal) due to unbalance of a 2-wire/4-wire conversion circuit in a communication line, or a echo wrap-around signal due to a wall or the like in an acoustic path between a speaker and a microphone.
伝送路２は、信号の伝送路である。The transmission path 2 is a signal transmission path.
反響消去回路３は、反響路への入力信号と反響信号を用
いて反響路の特性を適応的に推定し，得られた反響路特
性に基づき擬似反響信号を作成し、実際の反響信号から
、擬似反響信号を差し引くことにより，反響信号を消去
するものである。第３図に、具体的な反響消去装置の一
例を示す。The echo cancellation circuit 3 adaptively estimates the characteristics of the echo path using the input signal to the echo path and the echo signal, creates a pseudo echo signal based on the obtained echo path characteristics, and generates a pseudo echo signal from the actual echo signal. The echo signal is eliminated by subtracting the pseudo echo signal. FIG. 3 shows an example of a concrete echo canceling device.
反響消去装置３は、擬似反響路回路３−５と、擬似反響
路修正回路３−６と、減算回路３−７とで構成される．
擬似反響路回路３−５は、入力端子３−３に入力される
反響路１に出力する信号から擬似反響信号を作成する。The echo canceling device 3 includes a pseudo echo path circuit 3-5, a pseudo echo path correction circuit 3-6, and a subtraction circuit 3-7. The pseudo echo path circuit 3-5 creates a pseudo echo signal from the signal input to the input terminal 3-3 and output to the echo path 1.
減算回路３−７は、入力端子３−１に入力される反響信
号から擬似反響回路３−５で作成された擬似反響信号を
引き算する。この結果は，誤差信号として出力端子３−
２に出力される。The subtraction circuit 3-7 subtracts the pseudo echo signal created by the pseudo echo circuit 3-5 from the echo signal input to the input terminal 3-1. This result is output as an error signal at output terminal 3-
2 is output.
擬似反響路修正回路３−６は、この誤差信号と端子３−
３からの反響路１への出力信号との相関値により擬似反
響回路３−５内の擬似反響特性を修正する。この修正は
，誤差信号が最小となるように行われる。また，端子３
−４は、双方向通話入力端子で双方向通話が検出された
時、擬似反響路修正回路３−６の動作を停止する。The pseudo echo path correction circuit 3-6 receives this error signal and the terminal 3-
The pseudo-echo characteristics in the pseudo-echo circuit 3-5 are corrected based on the correlation value with the output signal from the echo path 1 from the pseudo-echo circuit 3-5. This modification is performed in such a way that the error signal is minimized. Also, terminal 3
-4 stops the operation of the pseudo echo path correction circuit 3-6 when two-way communication is detected at the two-way communication input terminal.
なお，端子３−１に入力される信号のうち、反響信号以
外は，そのまま端子３−２に出力される。Note that of the signals input to the terminal 3-1, the signals other than the echo signal are output as they are to the terminal 3-2.
双方向通話検出回路４は、信号パターン抽出回路７、パ
ターン整合回路８および判断回路９を有して構成される
。The two-way conversation detection circuit 4 includes a signal pattern extraction circuit 7, a pattern matching circuit 8, and a determination circuit 9.
信号パターン抽出回路７は、反響路１の入力および出力
信号の特徴を表わす時系列信号を抽出する。この特徴時
系列信号をパターンと呼ぶ。The signal pattern extraction circuit 7 extracts time-series signals representing the characteristics of the input and output signals of the echo path 1. This characteristic time-series signal is called a pattern.
パターン整合回路８は，前記特徴時系列信号間の距離す
なわち相違量を算出し、判断回路９に出力する。The pattern matching circuit 8 calculates the distance between the characteristic time series signals, that is, the amount of difference, and outputs it to the judgment circuit 9.
判断回路９は、予め定められた値，すなわち，しきい値
と前記出力信号とを比較判断する。相違量がしきい値以
上であれば、反響路１の出力に反響信号（すなわち，反
響路１への入力信号が反響出力される信号）以外の信号
が混入された状態，すなわち、双方向通話と判断し、反
響消去装置３の端子３−４に双方向通話検出信号を出力
する。The judgment circuit 9 compares and judges a predetermined value, that is, a threshold value, with the output signal. If the amount of difference is equal to or greater than the threshold value, the output of echo path 1 is mixed with a signal other than the echo signal (i.e., the signal that is reflected from the input signal to echo path 1), i.e., two-way communication is established. It is determined that this is the case, and a two-way conversation detection signal is output to the terminal 3-4 of the echo canceling device 3.
そして、これにより、擬似反響路修正回路３−６の動作
が停止され、推定した擬似反響路が反響信号以外の信号
で乱されることが防止される．なお，双方向通話状態と
は、第２図を参考にして述べれば、送信信号と受信信号
（近端と遠端話者信号）とが同時に存在する状態をいう
。As a result, the operation of the pseudo echo path correction circuit 3-6 is stopped, and the estimated pseudo echo path is prevented from being disturbed by signals other than the echo signal. Note that the two-way communication state, referring to FIG. 2, refers to a state in which a transmission signal and a reception signal (near-end and far-end talker signals) exist simultaneously.
本発明は、前述した原理に基づき、双方向通話の検出を
行う。信号パターン抽出回路７は，反響路の伝達関数に
よって基本的に変化を受けない特徴パラメータの時系列
パターンを抽出する。The present invention detects two-way communication based on the principle described above. The signal pattern extraction circuit 7 extracts a time-series pattern of characteristic parameters that is basically not changed by the transfer function of the echo path.
抽出された時系列パターンは、パターン整合回路でパタ
ーン間の相違が算出される．反響路出力端子６に反響信
号のみ入力されるとき、反響路入力端子５および出力端
子６に接続されるそれぞれの信号パターン抽出回路７は
、ほぼ同じ時系列パターンを出力するため、パターン整
合回路６の出力は、ほぼ零である。反響信号にそれ以外
の信号が混存すると、出力端子６に接続される信号パタ
ーン抽出回路７の出力は、入力端子５に接続さる信号パ
ターン抽出回路７の出力とは異なり，パターン整合回路
６の出力は，零から大きく偏移する。The extracted time-series patterns are used in a pattern matching circuit to calculate the differences between the patterns. When only the echo signal is input to the echo path output terminal 6, each signal pattern extraction circuit 7 connected to the echo path input terminal 5 and the output terminal 6 outputs almost the same time series pattern, so the pattern matching circuit 6 The output of is almost zero. When other signals coexist with the echo signal, the output of the signal pattern extraction circuit 7 connected to the output terminal 6 is different from the output of the signal pattern extraction circuit 7 connected to the input terminal 5, and the output of the pattern matching circuit 6 is different from the output of the signal pattern extraction circuit 7 connected to the input terminal 5. The output deviates significantly from zero.
判断回路９は、この偏移を、予め定めたしきい値と比較
判断し、反響消去装置３に双方向通話検出信号を出力し
、擬似反響路の修正動作を停止させる。The judgment circuit 9 compares and judges this deviation with a predetermined threshold value, outputs a two-way communication detection signal to the echo canceling device 3, and stops the correction operation of the pseudo echo path.
以上本発明によれば、単なるレベル比較でなく、パター
ン間の相違により，双方向通話検出を行うため，反響信
号のレベルによる誤検出を起すことがないため、反響消
去装置が誤動作することがない。As described above, according to the present invention, two-way communication is detected not only by level comparison but also by the difference between patterns, so there is no possibility of false detection due to the level of the echo signal, and therefore the echo canceller does not malfunction. .
第４図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、反
響路での減衰量の補正を行なってパターンの整合を行な
う例である。他の構成は、前記第１図に示すものと同じ
である。なお、第４図において第１図と同一符号は同一
物を示す。FIG. 4 shows another embodiment of the present invention. This embodiment is an example in which pattern matching is performed by correcting the amount of attenuation in the echo path. The other configurations are the same as those shown in FIG. 1 above. In FIG. 4, the same reference numerals as in FIG. 1 indicate the same parts.
１０は増幅回路である．信号パターン抽出回路７が抽出
する時系列パターンが信号エネルギーの時間変化パター
ンのごとく、形は同じであるが絶対値が異なるものにつ
いては，いわゆる反響路１での減衰量（Ｅｃｈｏ Ｒｅ
ｔａｒｎ Ｌｏｓｓ）を補正してからパターン整合を行
う必要がある．これを行うのが増幅回路１０の役目であ
る。予め、反響路出力端子６には反響信号のみが印加さ
れる状態において、パターン整合回路８の出力信号が零
になるべく、増幅回路１０の利得を調整する。10 is an amplifier circuit. When the time-series pattern extracted by the signal pattern extraction circuit 7 has the same shape but different absolute values, such as a time-varying pattern of signal energy, the so-called attenuation amount in the echo path 1 (Echo Re
It is necessary to perform pattern matching after correcting (turn loss). The role of the amplifier circuit 10 is to do this. In advance, in a state where only the echo signal is applied to the echo path output terminal 6, the gain of the amplifier circuit 10 is adjusted so that the output signal of the pattern matching circuit 8 becomes zero.
本実施例は、増幅回路１０以外の動作は、第１図と同一
のため説明を省略する。In this embodiment, the operations other than the amplifier circuit 10 are the same as those in FIG. 1, so the explanation will be omitted.
第５図は本発明の他の一実施例である．本実施例は，時
系列パターン間の時間ずれを補正する例である。他の構
成は、前記第１図に示す実施例と同じである。第５図に
おいて第１図と同一符号は同一物を示す。FIG. 5 shows another embodiment of the present invention. This embodiment is an example of correcting a time shift between time series patterns. The other configurations are the same as the embodiment shown in FIG. 1 above. In FIG. 5, the same symbols as in FIG. 1 indicate the same parts.
１１は遅延回路である．この遅延回路１１は、時系列パ
ターン間の時間ずれを補正する。11 is a delay circuit. This delay circuit 11 corrects the time difference between time-series patterns.
一般に，反響路１には時間遅延がある。いわゆるフラッ
トディレイであり，具体的には、スピー力とマイクの音
響経路では，スピーカとマイクの距離を音速で割った時
間の遅れを生ずる。スピーカとマイクが近接していれば
問題ないが、数十ｍの距離であれば数百１ｌｓの遅れと
なる。したがって、この場合には、信号パターン抽出回
路７の抽出する時系列パターン間に数百１ｌ１５のずれ
が生じ，パターン整合回路８の出力が零とならない。Generally, there is a time delay in the echo path 1. This is a so-called flat delay, and specifically, between the speaker power and the acoustic path of the microphone, there is a time delay equal to the distance between the speaker and the microphone divided by the speed of sound. There is no problem if the speaker and microphone are close to each other, but if the distance is several tens of meters, there will be a delay of several hundred ls. Therefore, in this case, a difference of several hundred l15 occurs between the time series patterns extracted by the signal pattern extraction circuit 7, and the output of the pattern matching circuit 8 does not become zero.
反響路１への入力信号遅延回路１１で時間遅れを与えら
れ，信号パターン抽出回路７に入力される．そして、反
響路１を通過した入力信号は、反響信号として、反響路
１の出力端子６に接続された信号パターン抽出回路７に
入力される。遅延回路７と反響路１の遅延時間が同一で
あれば、パターン整合回路８の出力を零とすることがで
きる．予め、反響路出力端子６には反響信号のみが印加
される状態において、パターン整合回路８の出力が零に
なるべく、遅延回路１１の遅延量を調整する．
それ以外の動作は、第１図の実施例と同一のため説明を
省略する．
第６図は本発明の他の一実施例である．本実施例は、第
４図実施例の増幅回路１０を利得調整を自動的に行うよ
うにしたものである．他の構成は、前記第４図に示す実
施例と同じである．第１図と同一符号は同一物を示す．
第６図において，１２は可変利得増幅回路、１３は可変
利得増幅回路１２の利得を制御する利得制御回路、１４
は信号線の電力を検出する電力検出回路、１５は反響消
去量算出回路である。The input signal to the echo path 1 is given a time delay by the delay circuit 11 and is input to the signal pattern extraction circuit 7. The input signal that has passed through the echo path 1 is input as a echo signal to the signal pattern extraction circuit 7 connected to the output terminal 6 of the echo path 1. If the delay times of the delay circuit 7 and the echo path 1 are the same, the output of the pattern matching circuit 8 can be made zero. In advance, in a state where only the echo signal is applied to the echo path output terminal 6, the delay amount of the delay circuit 11 is adjusted so that the output of the pattern matching circuit 8 becomes zero. The other operations are the same as those in the embodiment shown in FIG. 1, so the explanation will be omitted. FIG. 6 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the amplifier circuit 10 of the embodiment shown in FIG. 4 is adapted to automatically adjust the gain. The other configurations are the same as the embodiment shown in FIG. 4 above. The same symbols as in Figure 1 indicate the same items. In FIG. 6, 12 is a variable gain amplifier circuit, 13 is a gain control circuit that controls the gain of the variable gain amplifier circuit 12, and 14 is a gain control circuit that controls the gain of the variable gain amplifier circuit 12.
1 is a power detection circuit that detects the power of the signal line, and 15 is an echo cancellation amount calculation circuit.
反響消去装置３の入力端子３−１および出力端子３−２
に接続される電力検出回路１４は、それぞれの信号線の
電力を検出する。それぞれの電力値をもとに反響消去量
算出回路１５は、反響消去装置３の反響信号消去量すな
わち入力端子３−１に入力される反響信号が出力端子３
−２に゜どれだけ減衰されて出力されるのかを示す量を
算出する。Input terminal 3-1 and output terminal 3-2 of echo canceller 3
A power detection circuit 14 connected to detects the power of each signal line. Based on the respective power values, the echo cancellation amount calculation circuit 15 calculates the echo signal cancellation amount of the echo cancellation device 3, that is, the echo signal inputted to the input terminal 3-1, to the output terminal 3.
Calculate the amount that indicates how much the output is attenuated by −2°.
反響消去量は，反響信号とそれ以外の信号との比に比例
する。これは、反響信号以外の信号は消去されず入力端
子３−１から出力端子３−２にそのまま表われることか
らもわかる。したがって、反響消去量が十分大きい時は
、反響路出力端子６に印加される信号は、ほとんど反響
信号であると考えてよい。The amount of echo cancellation is proportional to the ratio of the echo signal to other signals. This can be seen from the fact that signals other than the echo signal are not erased and appear as they are from the input terminal 3-1 to the output terminal 3-2. Therefore, when the amount of echo cancellation is sufficiently large, the signal applied to the echo path output terminal 6 can be considered to be almost an echo signal.
この時、パターン整合回路８の出力は零であるべきで、
利得制御回路１３は，反響消去量算出回路１５の出力す
る反響消去量と、パターン整合回路８の出力をもとに可
変利得増幅回路１２の利得を制御する．反響消去量があ
る値以上であるとき、パターン整合回路８の出力が零に
なるように，可変利得増幅回路１２の利得が自動的に！
！！Ｉ！！される。At this time, the output of the pattern matching circuit 8 should be zero,
The gain control circuit 13 controls the gain of the variable gain amplifier circuit 12 based on the echo cancellation amount output from the echo cancellation amount calculation circuit 15 and the output from the pattern matching circuit 8. When the amount of echo cancellation exceeds a certain value, the gain of the variable gain amplifier circuit 12 is automatically adjusted so that the output of the pattern matching circuit 8 becomes zero!
! ! I! ! be done.
本実施例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、反
響路の減衰量が変化する拡声装置などで有効である。This embodiment is effective in a public address system where the positional relationship between the microphone and the speaker changes, and the amount of attenuation in the echo path changes.
本実施例の作用は、本実施例において固有に付加された
もの以外については、第４図と同一のため説明を省略す
る．
第７図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、第
６図実施例に加えて、遅延回路の遅延量も自動調整する
ようにしたものである。他の構成は，前記第５図および
第６図に示すものと同じである．第７図において第６図
と同一符号は同一物を示す．
第７図において、１６は可変遅延回路、１７は遅延量制
御回路である。The operation of this embodiment is the same as that shown in FIG. 4 except for what is uniquely added to this embodiment, so a description thereof will be omitted. FIG. 7 shows another embodiment of the present invention. In addition to the embodiment shown in FIG. 6, this embodiment also automatically adjusts the delay amount of the delay circuit. The other configurations are the same as those shown in Figures 5 and 6 above. In Figure 7, the same symbols as in Figure 6 indicate the same items. In FIG. 7, 16 is a variable delay circuit, and 17 is a delay amount control circuit.
反響消去量がある値以上であるとき，遅延量制御回路１
７は、パターン整合回路８の出力が零となるように，可
変遅延回路１６の遅延量を調整する。When the amount of echo cancellation exceeds a certain value, the delay amount control circuit 1
7 adjusts the delay amount of the variable delay circuit 16 so that the output of the pattern matching circuit 8 becomes zero.
可変利得増幅回路１２の利得と可変遅延回路１６の遅延
量とは、時間的にずらして行うことが望ましい。たとえ
ば、まず利得の自動調整を行い、パターン整合回路８の
出力を最少となるようにし、次に遅延量の自動調整を行
い、パターン整合回路８の出力をほぼ零にするという手
順をとる。It is desirable that the gain of the variable gain amplifier circuit 12 and the amount of delay of the variable delay circuit 16 be shifted in time. For example, first, the gain is automatically adjusted to minimize the output of the pattern matching circuit 8, and then the delay amount is automatically adjusted to make the output of the pattern matching circuit 8 almost zero.
本実施例は、マイクとスピーカの位置関係が変化し、そ
れに伴って，反響路の減衰量、遅延量が変化する拡声装
置などで有効となる。This embodiment is effective in a public address system where the positional relationship between a microphone and a speaker changes, and the amount of attenuation and delay in the echo path changes accordingly.
本実施例の他の動作は，第５，６図と同一のため説明を
省略する．
第８図は本発明の他の一実施例である。本実施例は，第
４図に示す実施例で抽出する時系列パターンを信号エネ
ルギーパターンとし，反響路１，信号パターン抽出回路
７、パターン整合回路８、判断回路９を具体的にしたも
のである。第８図において第４図と同一符号は同一物を
示す。The other operations of this embodiment are the same as those in FIGS. 5 and 6, so their explanation will be omitted. FIG. 8 shows another embodiment of the present invention. In this embodiment, the time series pattern extracted in the embodiment shown in FIG. 4 is a signal energy pattern, and the echo path 1, signal pattern extraction circuit 7, pattern matching circuit 8, and judgment circuit 9 are made concrete. . In FIG. 8, the same symbols as in FIG. 4 indicate the same parts.
第８図において、１８はスピーカ、１９はマイク、２０
は整流回路、２１は平滑回路、２２は差動増幅回路、２
３は比較回路、２４はしきい値回路、３５は音量調整回
路である。In FIG. 8, 18 is a speaker, 19 is a microphone, and 20
is a rectifier circuit, 21 is a smoothing circuit, 22 is a differential amplifier circuit, 2
3 is a comparison circuit, 24 is a threshold circuit, and 35 is a volume adjustment circuit.
第４図に示す反響路１は、本実施例ではスピーカ１８と
マイク１９との間の音響経路である．整流回路２０と平
滑回路２１は、第４図の信号パターン抽出回路７に相当
し，スピーカ５から放声される信号およびマイク１９に
入力される信号の平均振幅パターンをそれぞれ抽出する
．これは，信号のエネルギー（電力）パターンに相当す
ることは明らかである．
今，マイクとスピーカが近接して置かれ、遅延は無視で
き、損失は増幅回路１０で補償できるとする．この場合
、マイク１９に入力される信号が、スピーカ１８から出
力されて反響した信号（反響信号）のみであれば、各々
の平滑回路２１の出力するパターンは同じとなる．反響
信号以外の音がマイク１９に入力されると、マイク１９
に接続される整流回路１９および平滑回路２０の出力す
るパターンは、反響信号とそれ以外の信号の重畳された
信号のエネルギーパターンとなり、スピーカ１８に接続
される整流回路２０および平滑回路２１の出力するエネ
ルギーパターンと異なるものとなる．
差動増幅回路２２は、第４図のパターン整合回路に相当
するもので、上記平滑回路２１のそれぞれのパターン（
時系列信号）が入力される．マイク１９に入力される信
号が反響信号のみのとき．パターンは同一であるので、
差動増幅回路２２の出力はほぼ零である．マイク１９に
反響信号とそれ以外の信号が入力される双方向通話のと
き、差動増幅回路２２の出力は零から偏移する。The echo path 1 shown in FIG. 4 is an acoustic path between the speaker 18 and the microphone 19 in this embodiment. The rectifier circuit 20 and the smoothing circuit 21 correspond to the signal pattern extraction circuit 7 in FIG. 4, and extract the average amplitude pattern of the signal emitted from the speaker 5 and the signal input to the microphone 19, respectively. It is clear that this corresponds to the energy (power) pattern of the signal. Now assume that the microphone and speaker are placed close to each other, the delay can be ignored, and the loss can be compensated for by the amplifier circuit 10. In this case, if the signal input to the microphone 19 is only a signal output from the speaker 18 and echoed (echo signal), the patterns output by each smoothing circuit 21 will be the same. When a sound other than the echo signal is input to the microphone 19, the microphone 19
The output pattern of the rectifier circuit 19 and smoothing circuit 20 connected to the speaker 18 is an energy pattern of a signal in which the echo signal and other signals are superimposed, and the output pattern of the rectifier circuit 20 and the smoothing circuit 21 connected to the speaker 18 The energy pattern will be different. The differential amplifier circuit 22 corresponds to the pattern matching circuit shown in FIG.
time series signal) is input. When the signal input to the microphone 19 is only a echo signal. Since the patterns are the same,
The output of the differential amplifier circuit 22 is approximately zero. During two-way communication in which the echo signal and other signals are input to the microphone 19, the output of the differential amplifier circuit 22 deviates from zero.
比較回路２３としきい値回路２４は，第４図の判断回路
９に相当する。比較回路２３は，差動増輻回路２２の出
力を，予め定めたしきい値回路２４のしきい値と比較し
、差動増幅回路２２の出力がこれを越えたとき，双方向
通話であると判断し，これを反響消去装置３に出力する
。Comparison circuit 23 and threshold circuit 24 correspond to determination circuit 9 in FIG. 4. The comparison circuit 23 compares the output of the differential amplification circuit 22 with a predetermined threshold of the threshold circuit 24, and when the output of the differential amplification circuit 22 exceeds this threshold, it is determined that two-way communication is established. This is output to the echo canceller 3.
音量調整回路３５は，スピーカの音量を調整するもので
ある．音量調整回路３５をこの位置に挿入するのは、整
流回路２０．２０間の利得をスピーカ音量の大小で変化
させないためである。もし、音量調整回路３５を反響路
入力端子５に接続される整流回路２０とスピーカ１８の
間に挿入した場合には、先の利得を変化させないように
、増幅回路１０の利得を音量の大小に比例して増減する
必要が生ずる．
本実施例の他の動作は、第４図および第１図に示す実施
例と同様なため説明を省略する。The volume adjustment circuit 35 is for adjusting the volume of the speaker. The reason for inserting the volume adjustment circuit 35 at this position is to prevent the gain between the rectifier circuits 20 and 20 from changing depending on the volume of the speaker. If the volume adjustment circuit 35 is inserted between the rectifier circuit 20 connected to the echo path input terminal 5 and the speaker 18, the gain of the amplifier circuit 10 should be adjusted to increase or decrease the volume so as not to change the previous gain. It becomes necessary to increase or decrease proportionately. The other operations of this embodiment are similar to those of the embodiment shown in FIG. 4 and FIG. 1, and therefore their explanation will be omitted.
第９図は本発明の他の一実施例を示す．本実施例は、零
交差波の性質を用いて双方向通話を検出するものである
。第９図において第８図と同一符号は同一物を示す。FIG. 9 shows another embodiment of the present invention. This embodiment detects two-way communication using the properties of zero-crossing waves. In FIG. 9, the same symbols as in FIG. 8 indicate the same parts.
２５は信号を零交差波に変換する零交差波回路、２６は
計数回路、２７は計数差算出回路，２８は１０〜３０ｍ
ｓの一定間隔のタイミング信号を発生するフレーム周期
回路である。25 is a zero crossing wave circuit that converts the signal into a zero crossing wave, 26 is a counting circuit, 27 is a count difference calculation circuit, and 28 is 10 to 30 m.
This is a frame periodic circuit that generates a timing signal at regular intervals of s.
零交差波回路２５は、信号ｆ （ｔ）の振幅を、ｆ （
ｔ）≦０のとき常に一定値Ａ．ｆ（ｔ）＜Ｏのとき−Ａ
、となるように変換するものである。この零交差波は周
知のように音声のホルマント構造を反映したものである
ことが数理的にも、受聴的にも確められている。そして
反響路を通しても受聴的にはあまり変化しない．
スピーカ１８への信号（すなわち反響路への入力信号）
とマイク１９からの信号（すなわ゛ち反響路からの出力
信号）は、零交差波回路２５でそれぞれ零交差波に変換
される。そして、計数回路２６で零を交差する回数をそ
れぞれ計数する。そして、各々の計数値の差が計数差算
出回路２７で算出され、それに比例した信号が比較回路
２３に出力される。これらの計数および計算差の算出は
、フレーム周期回路２８が出力する一定間隔（１０〜３
０ｍｓ）毎に同期して行われる。The zero-crossing wave circuit 25 converts the amplitude of the signal f (t) into f (
t)≦0, the constant value A. When f(t)<O -A
, so that it becomes . As is well known, it has been confirmed both mathematically and aurally that this zero-crossing wave reflects the formant structure of speech. Even if it passes through the echo path, it does not change much in terms of audibility. Signal to speaker 18 (i.e. input signal to echo path)
The signals from the microphone 19 and the microphone 19 (ie, the output signal from the echo path) are converted into zero-crossing waves by a zero-crossing wave circuit 25, respectively. Then, the counting circuit 26 counts the number of times each crosses zero. Then, the difference between the respective count values is calculated by the count difference calculation circuit 27, and a signal proportional to the difference is outputted to the comparison circuit 23. These counts and calculation of the calculation difference are performed at fixed intervals (10 to 3
This is done synchronously every 0ms).
マイク１９に入力される信号が反響信号のみのとき、こ
れら計数値はほぼ等しく、計数差算出回路２７の出力は
ほぼ零である．マイク１９に反響信号とそれ以外の信号
が同時に加えられる（双方向通話時）ときには、計数値
は大きく異なり，計数差算出回路２７の出力は零から大
きく偏移する．この偏移は，比較回路２３でしきい値回
絡２４のしきい値と比較され、検出される．そして、こ
の双方向通話検出信号は、反響消去装置３に伝えられる
。When the signal input to the microphone 19 is only the echo signal, these count values are approximately equal, and the output of the count difference calculation circuit 27 is approximately zero. When the echo signal and other signals are applied to the microphone 19 at the same time (during two-way communication), the count values differ greatly, and the output of the count difference calculation circuit 27 deviates significantly from zero. This deviation is compared with the threshold value of the threshold circuit 24 in the comparator circuit 23 and detected. This two-way communication detection signal is then transmitted to the echo canceling device 3.
零交差波回路２５および計数回路２６は、第１図に示す
実施例の信号パターン抽出回路７に相当し、計数差算出
回路２７は、第１図に示すパターン整合回路８に相当す
る。The zero crossing wave circuit 25 and the counting circuit 26 correspond to the signal pattern extraction circuit 7 of the embodiment shown in FIG. 1, and the count difference calculation circuit 27 corresponds to the pattern matching circuit 8 shown in FIG.
本実施例は、零交差波に変換することにより、振幅レベ
ルに依存しない、つまり、スピーカとマイク間の減衰量
の変化に依存しないパターンを得られることが特徴であ
る．すなわち、本実施例は，第８図のような増幅回路１
０を必要としない。また、計数も一定時間毎に行うため
、スピーカ・マイク間の遅延がこの間隔時間より小であ
れば、計数値そのものに大きな影響を与えることもない
。This embodiment is characterized in that by converting to a zero-crossing wave, a pattern that does not depend on the amplitude level, that is, a pattern that does not depend on changes in the amount of attenuation between the speaker and the microphone, can be obtained. That is, in this embodiment, the amplifier circuit 1 as shown in FIG.
Does not require 0. Further, since counting is also performed at regular intervals, if the delay between the speaker and the microphone is smaller than this interval time, it will not have a large effect on the counted value itself.
本実施例の他の動作は、第８図に示す実施例と同様なた
め説明を省略する．
第１０図は本発明の他の一実施例を示す、本実施例は，
第９図に示す実施例と同様に、零交差波の性質を利用し
て双方向通話の検出を行うものである。第１０図におい
て第９図と同一符号は同一物を示す。The other operations of this embodiment are the same as those of the embodiment shown in FIG. 8, so the explanation will be omitted. FIG. 10 shows another embodiment of the present invention.
Similar to the embodiment shown in FIG. 9, two-way communication is detected using the properties of zero-crossing waves. In FIG. 10, the same reference numerals as in FIG. 9 indicate the same parts.
２９は零交差波分析回路、３０はパターン間距離算出回
路である。他の構成は，第９図に示すものと同じである
．
零交差波分析回路２９は、零交差波信号の零交差点間の
間隔を計測し、分類出力するものである。29 is a zero crossing wave analysis circuit, and 30 is an inter-pattern distance calculation circuit. The other configurations are the same as shown in Figure 9. The zero-crossing wave analysis circuit 29 measures the interval between zero-crossing points of the zero-crossing wave signal and outputs the classified output.
零交差点間の間隔は、ホルマント周波数に関係する。従
って、これを計測分類することは，振幅レベルに依存し
ないでホルマント構造を分析することに相当する，
零交差波分析回路２９の動作を具体的に説明する。The spacing between zero crossings is related to the formant frequency. Therefore, measuring and classifying this corresponds to analyzing the formant structure without depending on the amplitude level, and the operation of the zero-crossing wave analysis circuit 29 will be specifically explained.
まず，予め決められた複数の間隔時間、たとえば、１０
〜５ＩＩｌｓ，５〜ＩＩＩＩｓ，１ｍｓ〜５００μｓ，
５００μｓ〜２５０μｓ，・・・の間隔を定める。そし
て、一定のフレーム時間内の零交差信号の零交差点間の
時間を計測し、上記間隔に分類する。たとえば、１０〜
５＋ｍｓの零交差点間隔はａエ回，５〜ｌｍｓの零交差
点間隔はａ２回，・・・のように行う。First, a plurality of predetermined interval times, for example, 10
~5IIls, 5~IIIs, 1ms~500μs,
An interval of 500 μs to 250 μs, . . . is determined. Then, the time between zero-crossing points of the zero-crossing signal within a certain frame time is measured and classified into the above-mentioned intervals. For example, 10~
The zero crossing interval of 5+ms is performed ae times, the zero crossing interval of 5 to lms is performed a2 times, and so on.
１０〜５ａｓの間隔は，周波数で言うと１００〜２００
Ｈｚに相当する．この間隔時間があったことは、上記周
波数成分が存在したことを意味する。The interval of 10 to 5 as is 100 to 200 in terms of frequency.
Corresponds to Hz. The presence of this interval time means that the above frequency component was present.
こうして、零交差波分析回路２９は、フレーム周期毎に
（ ａｌｌ ａａｙ・・・）のベクトルを、時系列パタ
ーンとして出力する．
パターン間距離算出回路３０は、これら時系列ベクトル
パターン間の相違すなわち距離を、算出し、それに比例
した信号を比較回路２３に出力する。In this way, the zero-crossing wave analysis circuit 29 outputs (all aay...) vectors as a time-series pattern for each frame period. The inter-pattern distance calculation circuit 30 calculates the difference, that is, the distance, between these time-series vector patterns, and outputs a signal proportional to the difference to the comparison circuit 23.
マイク１９に入力される信号が反響信号のみのとき，こ
れら時系列ベクトルパターンはほぼ等しく、パターン間
距離算出回路３０の出力はほぼ零である．マイク１９に
反響信号とそれ以外の信号が同時に加えられると、時系
列ベクトルパターンは大きく異なり、パターン間距離算
出回路２３で，しきい値回路２４のしきい値と比較され
検出される．そして，この双方向通話検出信号は、反響
消去装置３に伝えられる．
本実施例は、第９図に比べ、より高精度な検出を行うこ
とができる。When the signal input to the microphone 19 is only the echo signal, these time-series vector patterns are approximately equal, and the output of the inter-pattern distance calculation circuit 30 is approximately zero. When a reverberant signal and other signals are simultaneously applied to the microphone 19, the time-series vector patterns differ greatly and are detected by an inter-pattern distance calculating circuit 23 by comparison with a threshold value of a threshold circuit 24. This two-way conversation detection signal is then transmitted to the echo canceller 3. This embodiment allows more accurate detection than that shown in FIG. 9.
零交差波回路２５および零交差波分析回路２９は，第１
図に示す信号パターン抽出回路７に相当し、パターン間
距離算出回路３０は、第１図に示すパターン整合回路に
相当する。The zero-crossing wave circuit 25 and the zero-crossing wave analysis circuit 29
This corresponds to the signal pattern extraction circuit 7 shown in the figure, and the inter-pattern distance calculation circuit 30 corresponds to the pattern matching circuit shown in FIG.
本実施例の他の動作は、第９図と同様なため説明を省略
する。The other operations of this embodiment are the same as those shown in FIG. 9, so their explanation will be omitted.
第１１図は本発明の他の一実施例を示す。本実施例は、
声道の共鳴特性を表現するパラメータの時系列パターン
を利用して双方向通話を検出するものである。第１１図
において第１０図と同一符号は同一物を示す。FIG. 11 shows another embodiment of the present invention. In this example,
Two-way communication is detected using time-series patterns of parameters that express the resonance characteristics of the vocal tract. In FIG. 11, the same reference numerals as in FIG. 10 indicate the same parts.
３１は音声パラメータ抽出回路である。他の構成は、前
記第１０図に示すものと同じである。31 is a voice parameter extraction circuit. The other configurations are the same as those shown in FIG. 10 above.
音声パラメータ抽出回路３１は、声道の共鳴特性を表現
するパラメータを抽出するものであり、線形予測係数、
ＰＡＲＣＯＲ係数、ＬＳＰ係数などがパラメータとして
知られている。これらパラメータは、人ののどの形を等
価的に表現することも知られ、反響路を通過しても変ら
ない．本実施例では、まずスピーカ１８への信号とマイ
ク１９からの信号とについて、音声パラメータ抽出回路
３１により、予め設定したパラメータを抽出する。抽出
されたパラメータは，パターン間距離検出回路３０でこ
れらパラメータ間の相違が算出される．この算出結果が
比較回路２３に送られ、前記第１０図に示す実施例と同
様にして、双方向通話検出がなされ、その結果が反響消
去装置３に伝達される．
本実施例の音声パラメータ抽出回路３１の構成および動
作について具体的に説明する．第１４図はパラメータと
して線形予測係数あるいはＰＡＲＣＯＲ係数を抽出する
音声パラメータ抽出回路３１の一実施例である．
第１４図において，１４−１は入力データを一時記憶す
るバッファメモリで，デイジタル値に変換された値が記
憶される，１４−２は自己相関係数を抽出する自己相関
係数計算回路である．１４−３は自己相関係数より線形
予測係数あるいはＰＡＲＣＯＲ係数を抽出する線形予測
計算回路である．
１フレーム周期時間の入力データは、バツファメモリ１
４−１に一時記憶される。次に、自己相関係数計算回路
１４−２で自己相関係数ρ．が下式の計算式で算出され
る。The voice parameter extraction circuit 31 extracts parameters expressing the resonance characteristics of the vocal tract, and extracts parameters expressing the resonance characteristics of the vocal tract, and includes linear prediction coefficients,
PARCOR coefficients, LSP coefficients, etc. are known as parameters. It is also known that these parameters equivalently express the shape of the human throat, and do not change even when passing through the echo path. In this embodiment, first, the audio parameter extraction circuit 31 extracts preset parameters for the signal to the speaker 18 and the signal from the microphone 19. The extracted parameters are used in an inter-pattern distance detection circuit 30 to calculate the difference between these parameters. This calculation result is sent to the comparison circuit 23, where two-way communication is detected in the same manner as in the embodiment shown in FIG. The configuration and operation of the audio parameter extraction circuit 31 of this embodiment will be specifically explained. FIG. 14 shows an embodiment of the audio parameter extraction circuit 31 that extracts linear prediction coefficients or PARCOR coefficients as parameters. In Fig. 14, 14-1 is a buffer memory that temporarily stores input data, and the value converted to a digital value is stored. 14-2 is an autocorrelation coefficient calculation circuit that extracts the autocorrelation coefficient. ．． 14-3 is a linear prediction calculation circuit that extracts linear prediction coefficients or PARCOR coefficients from autocorrelation coefficients. The input data for one frame cycle time is stored in buffer memory 1.
4-1. Next, the autocorrelation coefficient calculation circuit 14-2 calculates the autocorrelation coefficient ρ. is calculated using the formula below.
ここで、Ｎは１フレーム時間のデータサンプル数であり
、Ｘ，は１データサンプルを示す。Here, N is the number of data samples in one frame time, and X, indicates one data sample.
線形予測計算回路１４−３は、先の自己相関係数ρ、を
用い、次式に示す漸化式を計算し、線形予測係数α。，
ＰＡＲＣＯＲ係数Ｋ。を算出する。The linear prediction calculation circuit 14-3 uses the above autocorrelation coefficient ρ to calculate the recurrence formula shown in the following equation to obtain the linear prediction coefficient α. ，
PARCOR coefficient K. Calculate.
この漸化式は、公知の文献（板倉他， ｒＰＡＲＣＯＲ
形音声分析・合成系」，ｉ！！電公社通研研究実用他報
告，Ｖｏｌ．２７−６．１９７８年）に提示されている
．
ｗ，＝ρ、，Ｕ，＝ρａ ｌ （Ｘ００ ＝ １ １
αｌ：′＋ｒ ＝ Ｏ ・＝ （２）Ｋ ａ ＋ ｒ
＝Ｗ ａ ／ Ｕ ＊ ； ｎ ＝０〜ｐ−１
−（３）Ｕ ． ＋、＝Ｕ，−Ｋ．．１−
Ｗ．＝Ｕ，（１−Ｋ２．．Ｉ）−（４）ατ ＝α”Ｉ
Ｋ＠＋１’ ＋！’ａ＋１−、；ｉ＝１〜ｎ＋１
・（ｓ）ここで、（２）式で初期値を設定し、（３）〜
（６）の漸化式で順次α７，Ｋ８を計算する。通常．
ｎ＝１０．つまりα、，α２ ，・・・，α１。、ある
いは、Ｋエ，Ｋ２，・・・，Ｋ１。の１０個程度のパラ
メータを用いる。This recurrence formula is based on the known literature (Itakura et al., rPARCOR
"Formal speech analysis/synthesis system", i! ! Electric Corporation Tsuken Research Practical Report, Vol. 27-6.1978). w,=ρ,,U,=ρa l (X00 = 1 1
αl:'+r = O ・= (2) Ka + r
=Wa/U*; n=0~p-1
-(3)U. +, =U, -K. ．． 1-
W. =U, (1-K2..I)-(4)ατ =α”I
K@+1'+! 'a+1-,;i=1~n+1
・(s) Here, set the initial value using formula (2), and (3) ~
Calculate α7 and K8 sequentially using the recurrence formula (6). usually.
n=10. In other words, α,,α2,...,α1. , or K, K2,..., K1. About 10 parameters are used.
このパラメータをフレーム周期毎に抽出し、パターン間
距離算出回路３０に出力する。This parameter is extracted for each frame period and output to the inter-pattern distance calculation circuit 30.
他の動作は第１０図と同様なため説明を省略する。The other operations are the same as those in FIG. 10, so their explanation will be omitted.
第１２図は本発明の他の一実施例である。本実施例は、
音響経路に設けた双方向通話検出回路４の検出信号を音
響反響消去装置と回線反響消去装置の双方に供給した場
合の例である。第１２図において第８図と同一符号は同
一物を示す。FIG. 12 shows another embodiment of the present invention. In this example,
This is an example in which the detection signal of the two-way communication detection circuit 4 provided in the acoustic path is supplied to both the acoustic echo canceling device and the line echo canceling device. In FIG. 12, the same symbols as in FIG. 8 indicate the same parts.
３２は音響反響消去装置，３３は回線反響消去装置、３
４は２線４線変換回路である。本実施例は拡声電話機に
適用した例である。なお、他の構成は，第８図に示すも
のと同じである。32 is an acoustic echo canceler, 33 is a line echo canceler, 3
4 is a 2-wire 4-wire conversion circuit. This embodiment is an example applied to a public address telephone. Note that the other configurations are the same as those shown in FIG.
音響反響消去装置３２は、反響消去装置３と同一であり
、スピーカ１８とマイク１９間の音響経路での反響信号
を消去する．回線反響消去装置３３は、反響消去装置３
と同一で２線４線変換回路３４の不平衡による反￥Ｉ信
号を消去する。２線４線変換回路３４は、拡声電話機の
４線信号を電話回線の双方向２線信号に変換する一種の
ブリッジ回路である。The acoustic echo canceler 32 is the same as the echo canceler 3 and cancels the echo signal in the acoustic path between the speaker 18 and the microphone 19. The line echo canceling device 33 is the echo canceling device 3
This is the same as and eliminates the anti-\I signal due to the unbalance of the 2-wire 4-wire conversion circuit 34. The 2-wire/4-wire conversion circuit 34 is a type of bridge circuit that converts a 4-wire signal of a public address telephone into a bidirectional 2-wire signal of a telephone line.
双方向通話検出回路４は、第８図に示すものと同様に構
成され、同様に動作するため動作説明は省略する。The two-way communication detection circuit 4 is constructed in the same manner as that shown in FIG. 8, and operates in the same manner, so a description of its operation will be omitted.
拡声電話機では、送信信号と受信信号のみが存在し、送
信信号と受信信号が時間的に重なったときが双方向通話
時である。したがって、音響反響消去装置３２にとって
の双方向通話時と回線反響消去装置３３にとっての双方
向通話時は、同一である．つまり，スピーカ・マイク間
の反響路あるいは２線４線変換回路での反響路のいずれ
か一方に双方向通話検出回路４を設け、この検出信号を
双方の反響消去装置に供給することが可能となる．第１
３図は本発明の他の一実施例である．第１３図において
，第１２図と同一符号は同一物を示す．本実施例は、２
線４Ｉｓ回路での反ｖＩＭに設けた双方向検出回路４の
検出信号を音響反響消去装置３２と回線反響消去装置３
３の双方に供給した場合である．
以上説明した各実施例は、各々電話装置、特に、拡声電
話装置に適用することができる。拡声電話装置としては
、例えば、ハンズフリー自動車電話装置が挙げられる。In a loudspeaker telephone, only a transmitted signal and a received signal exist, and a two-way call occurs when the transmitted signal and the received signal overlap in time. Therefore, the two-way conversation for the acoustic echo canceller 32 and the two-way conversation for the line echo canceler 33 are the same. In other words, it is possible to provide the two-way communication detection circuit 4 on either the echo path between the speaker and the microphone or the echo path in the 2-wire 4-wire conversion circuit, and supply this detection signal to both echo cancelers. Become. 1st
Figure 3 shows another embodiment of the present invention. In Figure 13, the same symbols as in Figure 12 indicate the same items. In this example, 2
The detection signal of the bidirectional detection circuit 4 provided in the anti-vIM in the line 4Is circuit is transmitted to the acoustic echo canceler 32 and the line echo canceler 3.
This is the case when supplying to both of 3. Each of the embodiments described above can be applied to a telephone device, particularly a loudspeaker telephone device. Examples of the loudspeaker telephone device include a hands-free car telephone device.
［発明の効果］
以上、本発明によれば、信号のレベル比較によらず、反
響路の入出力信号のパターン（形）の相違により双方向
通話の検出を行うため、反響信号レベルが大きい場合で
も検出ミスを起すことはない．そして、その結果、反響
消去装置の誤動作，性能劣化を回避できる効果がある。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, two-way communication is detected based on the difference in the pattern (shape) of the input and output signals of the echo path, not based on signal level comparison. However, there will be no detection error. As a result, malfunctions and performance deterioration of the echo canceling device can be avoided.
第１図は本発明の一実施例を示すブロック図、第２図は
反響路の具体例を示す説明図、第３図は反響消去装置の
一例を示すブロック図、第４〜１３図はそれぞれ本発明
の他の一実施例を示すブロック図、第１４図は音声パラ
メータ抽出回路の一例を示すブロック図である。
１・・・反響路、３・・・反響消去装置、７・・・信号
パターン抽出回路、８・・・パターン整合回路、９・・
・判断回路、１０・・・増幅回路、１１・・・遅延回路
、１２・・可変利得増幅回路、１３・・・利得制御回路
，１４・電力検出回路、１５・・・反響消去量算畠回路
、１６・・可変遅延回路、１７・・・遅延量制御回路、
１８・・スピーカ、１９・・・マイク、２０・・・整流
回路、２１・・・平滑回路，２２・・・差動増幅回路、
２４・・・しきい値回路、２５・・・零交差波回路、２
６・・・計数回路、２７・・計数差算出回路、２８・・
・フレーム周期回路、２９・・・零交差分析回路、３０
・・・パターン間距雌算出回路，３１・・・音声パラメ
ータ抽出回路，３２・・音響反響消去装置，３３・・・
回線反響消去装置、３４・・・２線４線変換回路，３５
・・・音量調整回路。
第１図
第２図
第
図
第
図
第４図
第８図
第９図
第１１
図
ムFig. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention, Fig. 2 is an explanatory diagram showing a specific example of an echo path, Fig. 3 is a block diagram showing an example of an echo canceling device, and Figs. 4 to 13 are respectively FIG. 14 is a block diagram showing another embodiment of the present invention. FIG. 14 is a block diagram showing an example of an audio parameter extraction circuit. DESCRIPTION OF SYMBOLS 1... Echo path, 3... Echo cancellation device, 7... Signal pattern extraction circuit, 8... Pattern matching circuit, 9...
・Judgment circuit, 10... Amplification circuit, 11... Delay circuit, 12... Variable gain amplifier circuit, 13... Gain control circuit, 14. Power detection circuit, 15... Echo cancellation amount calculation circuit , 16... variable delay circuit, 17... delay amount control circuit,
18... Speaker, 19... Microphone, 20... Rectifier circuit, 21... Smoothing circuit, 22... Differential amplifier circuit,
24...Threshold circuit, 25...Zero crossing wave circuit, 2
6... Counting circuit, 27... Counting difference calculation circuit, 28...
・Frame period circuit, 29...Zero crossing analysis circuit, 30
... Inter-pattern distance calculating circuit, 31... Audio parameter extraction circuit, 32... Acoustic echo canceller, 33...
Line echo canceller, 34...2-wire 4-wire conversion circuit, 35
...Volume adjustment circuit. Figure 1 Figure 2 Figure 4 Figure 8 Figure 9 Figure 11
Claims (1)
出する第１、第２の信号パターン抽出手段と、前記第１
、第２の信号パターン抽出手段が出力する時系列パター
ン間の相違を示す距離を算出するパターン整合手段と、
前記パターン整合手段の出力を予め定めたしきい値に基
づきパターン間の相違を判断する判断手段とを設け、前
記第１の信号パターン抽出手段を反響路の入力端子に接
続し、前記第２の信号パターン抽出手段を反響路の出力
端子に接続し、前記パターン間の相違がしきい値を越え
たとき、双方向通話と判断することを特徴とする双方向
通話検出方式。 ２、前記パラメータの時系列パターンは、信号が反響路
を通過しても不変であるものを用いることを特徴とする
請求項１記載の双方向通話検出方式。 ３、信号を遅延する遅延手段を設け、前記反響路の入力
端子と前記第１の信号パターン抽出手段とを前記遅延手
段を介して接続したことを特徴とする請求項２記載の双
方向通話検出方式。 ４、信号を増幅する増幅手段を設け、前記反響路の出力
端子と前記第２の信号パターン抽出手段とを前記増幅手
段を介して接続したことを特徴とする請求項２記載の双
方向通話検出方式。 ５、前記パラメータの時系列パターンが、信号の電力の
時系列パターンであることを特徴とする請求項２または
４記載の双方向通話検出方式。 ６、前記パラメータの時系列パターンが、一定時間ごと
の零交差回数の時系列パターンであることを特徴とする
請求項２または３記載の双方向通話検出方式。 ７、前記パラメータの時系列パターンが、一定時間ごと
の零交差点間の時間分類パラメータの時系列パターンで
あることを特徴とする請求項２または３記載の双方向通
話検出方式。 ８、前記パラメータの時系列パターンが、声道の共鳴特
性を表現するパラメータの時系列パターンであることを
特徴とする請求項２または４記載の双方向通話検出方式
。 ９、反響消去装置の反響信号消去量を算出する反響消去
量算出手段を設け、前記反響消去量が予め定めた値を越
えたとき、前記パターン整合手段の出力が零となるよう
に前記遅延手段の遅延量を制御することを特徴とする請
求項３記載の双方向通話検出方式。 １０、前記反響消去量算出手段を設け、前記反響消去量
が予め定めた値を越えたとき、前記パターン整合手段の
出力が零となるように前記増幅手段の利得を制御するこ
とを特徴とする請求項４記載の双方向通話検出方式。 １１、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
出方式を有することを特徴とする反響消去装置。 １２、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
出方式を有することを特徴とする音響反響消去装置。 １３、請求項２〜１０のいずれかに記載の双方向通話検
出方式を有することを特徴とする回線反響消去装置。 １４、請求項１１記載の反響消去装置を有することを特
徴とする拡声電話機。 １５、スピーカとマイク間の音響結合により生ずる音響
路における反響信号を消去する音響反響消去装置と、２
線４線変換での不平衡により生ずる回線反響路における
反響信号を消去する回線反響消去装置とをもつ拡声電話
機において、前記音響反響路あるいは前記回線反響路の
いずれか１の反響路に対し、請求項２〜１０のいずれか
に記載の双方向通話検出方式を適用し、この検出信号を
もとに前記音響反響消去装置と前記回線反響消去装置の
双方を同時に制御することを特徴とする拡声電話機。 １６、請求項１６記載の拡声電話機を備えた自動車電話
装置。[Claims] 1. First and second signal pattern extraction means for extracting time-series patterns of parameters indicating characteristics of signals;
, pattern matching means for calculating a distance indicating a difference between the time series patterns output by the second signal pattern extraction means;
determining means for determining a difference between patterns based on the output of the pattern matching means based on a predetermined threshold; the first signal pattern extracting means is connected to an input terminal of the echo path; A two-way call detection method, characterized in that a signal pattern extraction means is connected to an output terminal of an echo path, and when a difference between the patterns exceeds a threshold value, a two-way call is determined. 2. The two-way conversation detection method according to claim 1, wherein the time-series pattern of the parameters is one that remains unchanged even when the signal passes through an echo path. 3. Two-way call detection according to claim 2, characterized in that a delay means for delaying the signal is provided, and the input terminal of the echo path and the first signal pattern extraction means are connected via the delay means. method. 4. Two-way call detection according to claim 2, characterized in that an amplification means for amplifying the signal is provided, and the output terminal of the echo path and the second signal pattern extraction means are connected via the amplification means. method. 5. The two-way call detection method according to claim 2 or 4, wherein the time-series pattern of the parameters is a time-series pattern of signal power. 6. The two-way call detection method according to claim 2 or 3, wherein the time series pattern of the parameters is a time series pattern of the number of zero crossings at fixed time intervals. 7. The two-way call detection method according to claim 2 or 3, wherein the time-series pattern of the parameters is a time-series pattern of time classification parameters between zero crossing points at regular time intervals. 8. The two-way conversation detection method according to claim 2 or 4, wherein the time-series pattern of the parameters is a time-series pattern of parameters expressing resonance characteristics of the vocal tract. 9. An echo cancellation amount calculation means for calculating the amount of echo signal cancellation of the echo cancellation device is provided, and the delay means is configured such that the output of the pattern matching means becomes zero when the amount of echo cancellation exceeds a predetermined value. 4. The two-way call detection method according to claim 3, further comprising controlling the amount of delay. 10. The device is characterized by providing the echo cancellation amount calculation means, and controlling the gain of the amplification means so that the output of the pattern matching device becomes zero when the echo cancellation amount exceeds a predetermined value. The two-way call detection method according to claim 4. 11. An echo canceling device comprising the two-way conversation detection method according to any one of claims 2 to 10. 12. An acoustic echo canceling device comprising the two-way conversation detection method according to any one of claims 2 to 10. 13. A line echo canceling device characterized by having the two-way conversation detection method according to any one of claims 2 to 10. 14. A loudspeaker telephone comprising the echo canceling device according to claim 11. 15. an acoustic echo canceler for canceling echo signals in the acoustic path caused by acoustic coupling between the speaker and the microphone;
In a loudspeaker telephone equipped with a line echo cancellation device that cancels echo signals in a line echo path caused by unbalance in line four-wire conversion, a claim is made for any one of the acoustic echo path or the line echo path. A loudspeaker telephone, characterized in that it applies the two-way conversation detection method according to any one of Items 2 to 10, and simultaneously controls both the acoustic echo canceling device and the line echo canceling device based on this detection signal. . 16. A car telephone device comprising the loudspeaker telephone according to claim 16.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1060090A JP2585786B2 (en) | 1989-03-13 | 1989-03-13 | Two-way call detection system, echo canceller and loudspeaker using the same |
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|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02238730A true JPH02238730A (en) | 1990-09-21 |
| JP2585786B2 JP2585786B2 (en) | 1997-02-26 |
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| JP1060090A Expired - Fee Related JP2585786B2 (en) | 1989-03-13 | 1989-03-13 | Two-way call detection system, echo canceller and loudspeaker using the same |
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Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007104167A (en) * | 2005-10-03 | 2007-04-19 | Oki Electric Ind Co Ltd | Method for judging message transmission state |
| JP2011103679A (en) * | 2010-12-28 | 2011-05-26 | Oki Electric Industry Co Ltd | Method for determining transmission state |
-
1989
- 1989-03-13 JP JP1060090A patent/JP2585786B2/en not_active Expired - Fee Related
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2007104167A (en) * | 2005-10-03 | 2007-04-19 | Oki Electric Ind Co Ltd | Method for judging message transmission state |
| JP2011103679A (en) * | 2010-12-28 | 2011-05-26 | Oki Electric Industry Co Ltd | Method for determining transmission state |
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| JP2585786B2 (en) | 1997-02-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |