JPH02216362A - Pwm circuit for electrically driven power steering system - Google Patents
Pwm circuit for electrically driven power steering systemInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は自動車のステアリング制御システムのうち、特
にモータによって運転者の操舵力を補助する電動パワー
ステアリングシステムに使用されるＰＷＭ回路に関する
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Field of the Invention The present invention relates to a PWM circuit used in an automobile steering control system, particularly an electric power steering system that uses a motor to assist a driver's steering force.
従来の技術
近年、自動車運転における操舵力を向上させるためにパ
ワーステアリング装置が一般的に標準装備されるように
なってきた。中でも軽自動車においては、油圧式パワー
ステアリング装置を装備することは、コスト面、スペー
ス面から困難であり、モータによって操舵力を補助する
電動式パワーステアリング装置（以下電動パワステと略
す）をつける動きが見られる。BACKGROUND OF THE INVENTION In recent years, power steering devices have become standard equipment in order to improve steering power when driving a vehicle. In particular, it is difficult to equip light vehicles with hydraulic power steering devices due to cost and space considerations, and there is a trend toward installing electric power steering devices (hereinafter abbreviated as electric power steering) that use a motor to assist the steering force. Can be seen.
第８図に電動パワステの概略システムを示す。Figure 8 shows a schematic diagram of the electric power steering system.
電動式パワーステアリング装置は、トルクセンサ２．モ
ータ３．コントローラ１．減速機４から構成されており
、トルクセンサ２で検出した操舵力に従ってモータをト
ルク制御し、運転者の操舵力を軽減する構成となってい
る。その中でもコントローラは大電流（３０Ａ程度）を
制御するため、そのドライブ段はＰＷＭ駆動するのが従
来の駆動方式であり、このＰＷＭ駆動は、指令信号を三
角波と比較してチョッピング信号をつくるのが普通であ
る。なお、第８図において、５はステアリングホイール
、６はステアリングシャフト、７はステアリングギヤボ
ックス、８は車輪である。The electric power steering device includes a torque sensor 2. Motor 3. Controller 1. It is comprised of a speed reducer 4, and is configured to control the torque of the motor in accordance with the steering force detected by the torque sensor 2, thereby reducing the steering force of the driver. Since the controller controls a large current (approximately 30A), the conventional drive method is PWM drive for the drive stage.This PWM drive involves comparing the command signal with a triangular wave to create a chopping signal. It's normal. In addition, in FIG. 8, 5 is a steering wheel, 6 is a steering shaft, 7 is a steering gear box, and 8 is a wheel.
以下に従来のＰＷＭ信号発生回路と三角波発生回路につ
いて説明する。A conventional PWM signal generation circuit and a conventional triangular wave generation circuit will be explained below.
第６図は従来のＰＷＭ制御によるＤＣモータ駆動回路を
示す。FIG. 6 shows a conventional PWM control DC motor drive circuit.
９はコンパレータ、１０は三角波発振器、１１〜１４は
スイッチング素子、１５はモータである。9 is a comparator, 10 is a triangular wave oscillator, 11 to 14 are switching elements, and 15 is a motor.
まず、以上の様に構成されたＰＷＭ信号発生回路につい
て、以下その動作を説明する。First, the operation of the PWM signal generation circuit configured as described above will be explained below.
まず、指令値はその絶対値とその方向に分けられる。指
令絶対値は、三角波と比較され、ＰＷＭ信号としてＡに
出力される。スイッチング素子は入力ロジックがＨｉｇ
ｈレベルのとき、ＯＮするとする。今、ＣＷ／ＣＣＷ指
令がＨｉｇｈレベルになったとすると、スイッチング素
子１１と１４がＯＮする。１１はＰＷＭロジックにより
チョッピングされている。次にＣＷ／ＣＣＷ指令がＬｏ
ｗレベルになったとすると、反対にスイッチング素子１
２と１３がＯＮする。First, the command value is divided into its absolute value and its direction. The command absolute value is compared with the triangular wave and output to A as a PWM signal. The input logic of the switching element is High
It is assumed that it is turned ON when it is at the h level. Now, if the CW/CCW command becomes High level, the switching elements 11 and 14 are turned on. 11 is chopped by PWM logic. Next, the CW/CCW command goes to Lo.
If the level is W, on the other hand, switching element 1
2 and 13 are turned on.
次に三角波発振回路を説明する。Next, the triangular wave oscillation circuit will be explained.
第７図は従来の三角波発振回路を示す。FIG. 7 shows a conventional triangular wave oscillation circuit.
第７図において、１６はオペアンプもしくはコンパレー
タ、１８はオペアンプ、１７は゛ンエナーダイオードで
ある。In FIG. 7, 16 is an operational amplifier or a comparator, 18 is an operational amplifier, and 17 is an energy diode.
まず、Ｂ点が基準電位に対して＋Ｖｚ（Ｖｚはツェナー
電圧）だったとする。Ｃ１のチャージが最初０とすると
、オペアンプ１８の出力は＋Ｖｚである。するとＡ点の
電位は、０点とＢ点の電位差をＲ２とＲ−１で分圧した
ものだから＋Ｖｚである。First, assume that point B is +Vz (Vz is Zener voltage) with respect to the reference potential. If the charge of C1 is initially 0, the output of the operational amplifier 18 is +Vz. Then, the potential at point A is +Vz because the potential difference between point 0 and point B is divided by R2 and R-1.
次に０１はＲ＋Ｃｔの時定数でチャージされ始め、０点
の電位は徐々に下がっていく。Next, 01 begins to be charged with a time constant of R+Ct, and the potential at the 0 point gradually decreases.
Ｖｓ＝Ｖｃ＋ （Ｖｅ−Ｖｃ） ・Ｒ＊／（Ｒ２＋Ｒ３
）であり、Ｖ＾の電位が基準電位より低下したとき、オ
ペアンプもしくはコンパレータ１６の出力は反転する。Vs=Vc+ (Ve-Vc) ・R*/(R2+R3
), and when the potential of V^ falls below the reference potential, the output of the operational amplifier or comparator 16 is inverted.
よって０点の電位は今までとは反対に上り始める。Therefore, the potential at the 0 point begins to rise in the opposite direction.
このようにして三角波が発生する。In this way, a triangular wave is generated.
発明が解決しようとする課題
上記の従来構成のＰＷＭロジックについて述べる。電動
パワステでは、ステアリングホイールの切り始めの部分
が操舵フィーリングに大きな影響を与える。モータのア
シストが突然入ったり、突然方向が変わったのでは、違
和感があり乗りごこちが悪い。Problems to be Solved by the Invention The PWM logic of the above conventional configuration will be described. With electric power steering, the part where the steering wheel starts turning has a big impact on the steering feel. If the motor suddenly becomes assisted or the direction suddenly changes, it will feel strange and make the ride uncomfortable.
つまり、アシストを開始するとき、滑らかにモータトル
クが上昇していかなければならず、モータトルク制御に
おける微小トルク制御が必要となって（る。従来例の様
にトルク方向を指令する方式では微小トルク領域でその
トルク発生方向を含めて滑らかに制御することは無理が
あった。In other words, when starting assist, the motor torque must rise smoothly, and minute torque control is required for motor torque control. It was impossible to smoothly control the torque region, including the direction of torque generation.
次に三角波発振回路である。この回路は三角波発生手段
として、原理的にＯＰアンプを２個使用している。まず
方形波をつくり、その方形波によって積分器を働かせて
いるが、部品点数が多い。さらに、コンデンサがＯＰア
ンプの出力と入力にまたがっているため、例えばハイブ
リッドＩＣ（以下ＨＩ Ｃと略す〉化する場合、コンデ
ンサが外付けになった時を考えると、出力ビンが２つ必
要となり、コストアップにつながってくる。Next is the triangular wave oscillation circuit. This circuit basically uses two OP amplifiers as triangular wave generating means. First, a square wave is created and the integrator is operated by that square wave, but it requires a large number of parts. Furthermore, since the capacitor spans the output and input of the OP amplifier, for example, when building a hybrid IC (hereinafter abbreviated as HIC), two output bins are required when the capacitor is externally attached. This will lead to increased costs.
本発明は上記従来の問題点を解決するもので、まず、微
小トルク領域でも精度よ（制御でき、また、ＨＩＣ化及
びＩＣ化に対しても外付は部品のためのビン数が少なく
なり、部品点数も少な（なる三角波発振回路、及びＰＷ
Ｍ信号出力回路を提供するものである。The present invention solves the above-mentioned conventional problems.Firstly, it is possible to control accuracy even in a minute torque range, and also reduces the number of bins for external parts for HIC and IC. The number of parts is small (triangular wave oscillation circuit and PW
This provides an M signal output circuit.
課題を解決するための手段
この目的を達成するために本発明のＰＷＭ信号発生器は
、指令信号をアンプにより反転信号と非反転信号に什け
、それぞれをレベルシフトした２つの三角波によって比
較して４つのＰＷＭロジックをつくり、モータのフルブ
リッジ回路のＶｃｃｍとＧｎｄ側にそれぞれ別のＰＷＭ
信号を与え、両者のロジックのＡＮＤをとってスイッチ
ングする構成としたものである。また三角波発振器は、
原理的に１個のＯＰアンプで構成し、外付はコンデンサ
用の出力ビンを１個とすることのできる回路を用い、そ
れをレベルシフト回路によって２つのレベルの違う三角
波として出力するものである。Means for Solving the Problems To achieve this object, the PWM signal generator of the present invention uses an amplifier to feed a command signal into an inverted signal and a non-inverted signal, and compares each signal with two level-shifted triangular waves. Create four PWM logics, with separate PWM logics on the Vccm and Gnd sides of the motor's full bridge circuit.
The configuration is such that a signal is applied, and the logic of both is ANDed to perform switching. Also, the triangular wave oscillator is
In principle, it consists of one OP amplifier, uses an external circuit that can have one output bin for the capacitor, and uses a level shift circuit to output it as a triangular wave with two different levels. .
作用
この構成によって、微小トルク領域の制御が正確に行わ
れ、かつＨＩＣ化、ＩＣ化に適したコントローラが実現
できる。Function: With this configuration, control in the minute torque region can be performed accurately, and a controller suitable for HIC and IC can be realized.
実施例
以下本発明の一実施例について、図面を参照しながら説
明する。EXAMPLE Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明の一実施例におけるＰＷＭロジック回路
を示すものである。第１図において、２０は非反転アン
プ、２１は反転アンプ、２２〜２５はコンパレータ、２
６は三角波発振器２８で作られた三角波を＋側にレベル
シフトするレベルシフト回路、２７は三角波発振器２８
で作られた三角波を一側にレベルシフトするレベルシフ
ト回路、２９〜３２はスイッチング素子で、３３はモー
タである。FIG. 1 shows a PWM logic circuit in one embodiment of the present invention. In FIG. 1, 20 is a non-inverting amplifier, 21 is an inverting amplifier, 22 to 25 are comparators, 2
6 is a level shift circuit that shifts the level of the triangular wave generated by the triangular wave oscillator 28 to the + side; 27 is the triangular wave oscillator 28;
29 to 32 are switching elements, and 33 is a motor.
以上の様に構成された本実施例のＰＷＭロジック回路に
ついて、以下その動作を説明する。The operation of the PWM logic circuit of this embodiment configured as described above will be explained below.
まず、三角波発振器２８で作られた三角波はレベルシフ
ト回路２６．２７により、＋側と一例にそれぞれ一定量
だけレベルシフトされた２つの三角波となる。＋側をＴ
Ｈｌ−側をＴＬと表すことにする。一方、指令信号は反
転及び非反転アンプによってそれぞれ逆相の２つの指令
となる。First, the triangular wave generated by the triangular wave oscillator 28 is turned into two triangular waves whose level is shifted by a certain amount to the + side and, for example, by the level shift circuits 26 and 27, respectively. T on the + side
The Hl- side will be expressed as TL. On the other hand, the command signal is converted into two commands with opposite phases by the inverting and non-inverting amplifiers.
Ａ信号は第１のロジック信号で、非反転指令がＴＨより
も大きいときにスイッチング素子２９をＯＮする。The A signal is a first logic signal that turns on the switching element 29 when the non-inversion command is greater than TH.
Ｂ信号は第２のロジック信号で、非反転指令がＴＬより
も小さいときにスイッチング素子３０をＯＮする。The B signal is a second logic signal that turns on the switching element 30 when the non-inversion command is smaller than TL.
Ｄ信号は第３のロジック信号で、反転指令がＴＨよりも
大きいときにスイッチング素子３１をＯＮする。The D signal is a third logic signal that turns on the switching element 31 when the inversion command is greater than TH.
Ｃ信号は第４のロジック信号で反転指令がＴＬよりも小
さいときにスイッチング素子３２をＯＮする。The C signal is a fourth logic signal that turns on the switching element 32 when the inversion command is smaller than TL.
第２図はその動作波形図を示したものである。FIG. 2 shows its operating waveform diagram.
三角波をレベルシフトしてＴＨとＴＬをつくったことに
より、スイッチング素子２９と３０又は３１と３２の間
で起こる貫通電流を防ぐことができる。By level-shifting the triangular wave to create TH and TL, it is possible to prevent a through current occurring between switching elements 29 and 30 or 31 and 32.
第２図の説明でＢとＡは必ず休止期間が存在するので貫
通することはない。また、ＤとＣも同じである。モータ
にかかる電圧はＡとＣの論理積およびＢとＤの論理積で
ある。第２図の場合はＡ−Ｃだけに電圧がかかっており
、モータは一方向にまわっているときである。この方式
は２つの信号の論理積をとっているので、０クロス付近
のトルクが細かく制御できる。In the explanation of FIG. 2, there is always a rest period between B and A, so they never intersect. Further, D and C are also the same. The voltage across the motor is the AND of A and C and the AND of B and D. In the case of FIG. 2, voltage is applied only to A-C, and the motor is rotating in one direction. Since this method calculates the logical product of two signals, it is possible to finely control the torque near the 0 cross.
第３図はモータの回転方向の切換えの様子を示す。わか
りやす（するため、三角波は１つとして図を描いている
。FIG. 3 shows how the direction of rotation of the motor is switched. To make it easier to understand, the triangle wave is drawn as one.
もし、三角波をレベルシフトしない場合は、第４図の様
にＡ−Ｄ各出力にＣＲを付け、スイッチング遅れ時間を
つくらなければならないので、例えばＨＩＣ化又はＩＣ
化するときは外付は部品が増え不利である。If the level of the triangular wave is not shifted, it is necessary to attach a CR to each A-D output as shown in Figure 4 and create a switching delay time.
When converting to an external device, the number of external parts increases, which is disadvantageous.
次に三角波発振回路について述べる。Next, we will discuss the triangular wave oscillation circuit.
第５図は本発明の一実施例における三角波出力回路であ
る。第５図において、４６はＯＰアンプ、４７はバッフ
ァ、４８はレベルシフト回路である。FIG. 5 shows a triangular wave output circuit in one embodiment of the present invention. In FIG. 5, 46 is an OP amplifier, 47 is a buffer, and 48 is a level shift circuit.
ｏＰアンプ４６の出力が基準電圧よりも＋側であるとこ
れを＋Ｖｚとする。ＯＰアンプ４６の非反転入力の電位
はＶｚを第２の抵抗Ｒ６と第３の抵抗Ｒ７で分圧した値
である。もし、Ｃ１のチャージがＯとすれば、Ｃ１はＲ
５・Ｃ４の時定数でチャージされ、反転入力は基準電位
から上昇を始める。、それが非反転側の電位を越えると
出力は反転し、Ｃ１はディスチャージされ、再び電位が
下がる。If the output of the oP amplifier 46 is on the positive side of the reference voltage, this is defined as +Vz. The potential of the non-inverting input of the OP amplifier 46 is a value obtained by dividing Vz by the second resistor R6 and the third resistor R7. If the charge of C1 is O, then C1 is R
It is charged with a time constant of 5.C4, and the inverting input starts rising from the reference potential. , when it exceeds the non-inverting side potential, the output is inverted, C1 is discharged, and the potential drops again.
以上の動作をくり返して三角波が形成され、コンデンサ
Ｃ６は基準電位と回路の間にあり、ＨＩＣ化もしくはＩ
Ｃ化するとき、通常基準電圧端子は外部へビンが出てい
るので、外付は用のビンは１個でよいことになる。By repeating the above operation, a triangular wave is formed, and the capacitor C6 is between the reference potential and the circuit, and is converted into HIC or I
When converting to a C, the reference voltage terminal usually has a bottle protruding to the outside, so only one external bottle is required.
４８はレベルシフト回路であり、これは定電流回路から
構成されている。この回路構成によれば、Ｒ５のＶｃｅ
側からはＶｏ／Ｒ，２（ＶｏはＤｌのダイオード電圧）
の電流が流れ込み、Ｒ４のＧｎｄ側からはＶ ｏ ／
Ｒｚの電流が吸い込まれる。よってＲ３とＲ２の電位は
不定となり、三角波によってのみ決まる。レベルシフト
量はＶｏ−Ｒ，３／Ｒ２又１１ ＶＤ−Ｒ４／ Ｒ２で
ある。48 is a level shift circuit, which is composed of a constant current circuit. According to this circuit configuration, Vce of R5
From the side, Vo/R, 2 (Vo is the diode voltage of Dl)
A current flows in, and from the Gnd side of R4, V o /
A current of Rz is sucked. Therefore, the potentials of R3 and R2 become unstable and are determined only by the triangular wave. The level shift amount is Vo-R, 3/R2 or 11 VD-R4/R2.
本回路はまさにＩＣ化向きの回路となっている。This circuit is suitable for IC implementation.
以上の様に本実施例によれば、それぞれ逆相の２つの指
令信号を２つのレベルシフトした三角波で比較するとと
もに、三角波発振器を１つのＯＰアンプで形成したので
、まず、微小トルク領域の制御が正確になったことと、
ＨＩＣ化及びＩＣ化に向いた回路構成となったことがあ
げられる。As described above, according to this embodiment, two command signals having opposite phases are compared using two level-shifted triangular waves, and the triangular wave oscillator is formed by one OP amplifier. is now accurate, and
The circuit configuration is suitable for HIC and IC.
なお、第１図の２２〜２５はコンパレータで構成したが
、部品の関係でＯＰアンプでもよい。また、第５図の４
９はダイオードリミッタで、ツェナーダイオードの逆直
列接続でもよい。Although 22 to 25 in FIG. 1 are constructed of comparators, they may also be OP amplifiers depending on the number of components. Also, 4 in Figure 5
9 is a diode limiter, which may be an anti-series connection of Zener diodes.
また、バッファ４７はＲ３側から流れ込む電流と、Ｒ１
側から吸い込む電流がまったく同じであれば必要としな
い。In addition, the buffer 47 receives the current flowing from the R3 side and the current flowing from the R1 side.
It is not necessary if the current drawn from both sides is exactly the same.
発明の効果
以上の説明から明らかなように本発明は、２つの逆相の
指令信号と、２つのレベルシフトされた三角波を比較し
て、４つのＰＷＭ信号をつくることにより、
■トルク微小領域での微細制御
■外付けＣＲを廃止した貫通電流防止
■ＨＩＣ化及びＩＣ化の容易さ
の３点があげられる。特に■はレベルシフトした三角波
を２つ生成して、上下のスイッチング素子に休止期間を
設けたものであり、■のＨＩＣ化及びＩＣ化に大いに効
果がある。Effects of the Invention As is clear from the above explanation, the present invention compares two anti-phase command signals and two level-shifted triangular waves to create four PWM signals. There are three points to mention: - Fine control of - Preventing through current by eliminating external CR - Ease of converting to HIC and IC. In particular, (2) generates two level-shifted triangular waves and provides a rest period for the upper and lower switching elements, which is very effective in converting (2) into HIC and IC.
さらに、三角波発振器はＯＰアンプ１個で構成している
ので、部品が少なくてすみ、又、ＨＩＣ化及びＩＣ化す
る場合は、コンデンサの外付けが容易となる。Furthermore, since the triangular wave oscillator is composed of one OP amplifier, the number of parts can be reduced, and when converting into an HIC or an IC, external capacitors can be easily attached.
よって、電動パワステのコントローラをより安く、より
小型につくることができる。Therefore, the electric power steering controller can be made cheaper and smaller.
第１図は本発明の一実施例におけるＰＷＭロジックの回
路図、第２図、第３図はその動作波形図、第４図は本発
明の貫通電流対策をＣＲで構成した回路図、第５図は三
角波発振回路とレベルシフト回路図、第６図は従来のＰ
ＷＭロジックの回路図、第７図は従来の三角波発振回路
図、第８図は電動パワステの概略図である。
２２〜２５．３６〜３９・・・・・・コンパレータ、２
８．４０・・・・・・三角波発振器、２９〜３２．４１
〜４４・・・・−・スイッチング素子、３３．４５・・
・・・・モータ、２０．３４・・・・・・非反転アンプ
、２１．３５・・・・・・反転アンプ、２６．２７．４
８・・・・・・レベルシフト回路、４９・・・・・・リ
ミッタ、５０・・・・・・第１の抵抗、５】・・・・・
・第２の抵抗、５２・・・・・・第３の抵抗。FIG. 1 is a circuit diagram of a PWM logic according to an embodiment of the present invention, FIGS. 2 and 3 are its operation waveform diagrams, FIG. 4 is a circuit diagram in which the through current countermeasure of the present invention is configured with CR, and FIG. The figure shows a triangular wave oscillation circuit and level shift circuit diagram, and Figure 6 shows the conventional P
WM logic circuit diagram, FIG. 7 is a conventional triangular wave oscillation circuit diagram, and FIG. 8 is a schematic diagram of electric power steering. 22-25.36-39... Comparator, 2
8.40...Triangle wave oscillator, 29-32.41
~44...Switching element, 33.45...
...Motor, 20.34...Non-inverting amplifier, 21.35...Inverting amplifier, 26.27.4
8... Level shift circuit, 49... Limiter, 50... First resistor, 5]...
- Second resistor, 52...Third resistor.
Claims (3)
る電動パワーステアリングシステムにおいて、システム
基準電圧に対するモータ指令信号から第１の指令信号を
つくる非反転アンプと、システム基準電圧に対して逆位
相となる第２の指令信号をつくる反転アンプと、前記シ
ステム基準電圧に対して正負に変化する三角波発振器の
任意出力値をシステム基準電圧より正側にレベルシフト
した第１の三角波をつくるレベルシフト回路と、同じ値
だけ負側にレベルシフトした第２の三角波をつくるレベ
ルシフト回路と第１の指令信号が第１の三角波より大き
いときにモータ駆動回路のブリッジのスイッチング素子
をＯＮさせる第１のロジック信号と、第１の指令信号が
第２の三角波より小さいときにスイッチング素子をＯＮ
させる第２のロジック信号と、第２の指令信号が第１の
三角波より大きいときにスイッチング素子をＯＮさせる
第３のロジック信号と、第２の指令信号が第２の三角波
より小さいときにスイッチング素子をＯＮさせる第４の
ロジック信号をつくり、前記４つのロジック信号によっ
て、ＤＣモータのフルブリッジ回路を駆動させるコンパ
レータとを備えた電動パワーステアリングシステムのＰ
ＷＭ回路。(1) In an electric power steering system that uses a DC motor to assist the driver's steering force, a non-inverting amplifier generates a first command signal from a motor command signal relative to the system reference voltage, and the phase is opposite to the system reference voltage. an inverting amplifier that generates a second command signal; a level shift circuit that generates a first triangular wave by level-shifting an arbitrary output value of a triangular wave oscillator that changes in positive and negative directions with respect to the system reference voltage to the positive side with respect to the system reference voltage; a level shift circuit that generates a second triangular wave whose level is shifted to the negative side by the same value; and a first logic signal that turns on a switching element of a bridge of the motor drive circuit when the first command signal is larger than the first triangular wave. , the switching element is turned on when the first command signal is smaller than the second triangular wave.
a third logic signal that turns on the switching element when the second command signal is larger than the first triangular wave; and a third logic signal that turns on the switching element when the second command signal is smaller than the second triangular wave. P of an electric power steering system comprising a comparator that generates a fourth logic signal that turns on the circuit, and drives a full bridge circuit of the DC motor using the four logic signals.
WM circuit.
正負に変化する三角波が第１の抵抗と第２の抵抗の接続
点に入力され、第１の抵抗の他端には任意の電流値を吐
き出す第１の電流源が接続され、第２の抵抗の他端には
上記と同じ値の電流値を吸い込む第２の電流源が接続さ
れ、第１の電流源と第１の抵抗の接続点から第１の三角
波が出力され、第２の電流源と第２の抵抗の接続点から
第２の三角波が出力される構成とした請求項１記載の電
動パワーステアリングシステムのＰＷＭ回路。(2) In the level shift circuit, a triangular wave that changes positive or negative with respect to the system reference voltage is input to the connection point between the first resistor and the second resistor, and an arbitrary current value is input to the other end of the first resistor. A first current source for discharging current is connected, and a second current source for sinking the same current value as above is connected to the other end of the second resistor, and a connection point between the first current source and the first resistor is connected to the second resistor. 2. The PWM circuit for an electric power steering system according to claim 1, wherein the first triangular wave is output from the second current source and the second triangular wave is output from the connection point between the second current source and the second resistor.
ミッタ又はツェナーダイオードリミッタによってシステ
ム基準電圧に対して正負同量だけリミットされ、前記Ｏ
Ｐアンプの出力側と非反転入力に第１の抵抗が接続され
、非反転入力とシステム基準電圧に第２の抵抗が接線さ
れ、出力と反転入力に第３の抵抗が接線され、反転入力
とシステム基準電圧にコンデンサが接続され、三角波出
力はＯＰアンプの反転入力から取り出される構成とした
請求項１記載の電動パワーステアリングシステムのＰＷ
Ｍ回路。(3) The OP amplifier output of the triangular wave oscillation circuit is limited by a diode limiter or a Zener diode limiter by the same amount on the positive and negative sides with respect to the system reference voltage, and the
A first resistor is connected to the output side and the non-inverting input of the P amplifier, a second resistor is connected to the non-inverting input and the system reference voltage, a third resistor is connected to the output and the inverting input, and a third resistor is connected to the inverting input. PW of the electric power steering system according to claim 1, wherein a capacitor is connected to the system reference voltage, and the triangular wave output is taken out from the inverting input of the OP amplifier.
M circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1036855A JPH02216362A (en) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Pwm circuit for electrically driven power steering system |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP1036855A JPH02216362A (en) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Pwm circuit for electrically driven power steering system |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02216362A true JPH02216362A (en) | 1990-08-29 |
Family
ID=12481399
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP1036855A Pending JPH02216362A (en) | 1989-02-15 | 1989-02-15 | Pwm circuit for electrically driven power steering system |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02216362A (en) |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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1989
- 1989-02-15 JP JP1036855A patent/JPH02216362A/en active Pending
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