JPH02215221A - 波形整形回路 - Google Patents
波形整形回路Info
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- JPH02215221A JPH02215221A JP1037010A JP3701089A JPH02215221A JP H02215221 A JPH02215221 A JP H02215221A JP 1037010 A JP1037010 A JP 1037010A JP 3701089 A JP3701089 A JP 3701089A JP H02215221 A JPH02215221 A JP H02215221A
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- 238000007493 shaping process Methods 0.000 title claims abstract description 34
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 36
- 230000010354 integration Effects 0.000 abstract description 6
- 230000001052 transient effect Effects 0.000 abstract description 5
- 230000002238 attenuated effect Effects 0.000 abstract description 4
- 230000007423 decrease Effects 0.000 abstract 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 238000007599 discharging Methods 0.000 description 5
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-
- G—PHYSICS
- G11—INFORMATION STORAGE
- G11B—INFORMATION STORAGE BASED ON RELATIVE MOVEMENT BETWEEN RECORD CARRIER AND TRANSDUCER
- G11B20/00—Signal processing not specific to the method of recording or reproducing; Circuits therefor
- G11B20/10—Digital recording or reproducing
- G11B20/10009—Improvement or modification of read or write signals
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
- H03K5/01—Shaping pulses
- H03K5/08—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding
- H03K5/082—Shaping pulses by limiting; by thresholding; by slicing, i.e. combined limiting and thresholding with an adaptive threshold
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L25/00—Baseband systems
- H04L25/02—Details ; arrangements for supplying electrical power along data transmission lines
- H04L25/06—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection
- H04L25/061—Dc level restoring means; Bias distortion correction ; Decision circuits providing symbol by symbol detection providing hard decisions only; arrangements for tracking or suppressing unwanted low frequency components, e.g. removal of dc offset
- H04L25/062—Setting decision thresholds using feedforward techniques only
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Nonlinear Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Manipulation Of Pulses (AREA)
- Dc Digital Transmission (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は、間欠的に作動する波形整形回路に関するもの
であって、出力信号のデユーティがそろい、動作時の過
渡特性が改善された波形整形回路に係る。
であって、出力信号のデユーティがそろい、動作時の過
渡特性が改善された波形整形回路に係る。
第5図は、従来の波形整形回路の一例を示す回路図であ
り、入力信号が供給される入力端子2に抵抗25.26
が接続され、それらの他端が夫々差動増幅器lの反転型
入力端子と非反転型入力端子に接続される。差動増幅器
1は、その反転型入力端子と出力端子との間に負帰還抵
抗28が接続されて負帰還回路を構成している。抵抗2
5と非反転型入力端子との接続点がコンデンサ16とト
ランジスタ29のコレクタに接続されている。トランジ
スタ29のエミッタである端子20は、基準電圧源■8
が接続され、端子13は、トランジスタ29のベースで
あり、急速充電の為の制御信号が供給されている。3は
、入力信号を波形整形した出力を得る出力端子である。
り、入力信号が供給される入力端子2に抵抗25.26
が接続され、それらの他端が夫々差動増幅器lの反転型
入力端子と非反転型入力端子に接続される。差動増幅器
1は、その反転型入力端子と出力端子との間に負帰還抵
抗28が接続されて負帰還回路を構成している。抵抗2
5と非反転型入力端子との接続点がコンデンサ16とト
ランジスタ29のコレクタに接続されている。トランジ
スタ29のエミッタである端子20は、基準電圧源■8
が接続され、端子13は、トランジスタ29のベースで
あり、急速充電の為の制御信号が供給されている。3は
、入力信号を波形整形した出力を得る出力端子である。
電源投入に同期して端子13に急速充電する為の制御信
号が印加され、トランジスタ29を介してコンデンサ1
6に充電電流iCが供給される。
号が印加され、トランジスタ29を介してコンデンサ1
6に充電電流iCが供給される。
差動増幅器1の反転型入力端子に抵抗26を介して入力
信号が供給される。抵抗25とコンデンサ16は、積分
回路27を構成しており、その積分回路によって入力信
号が平滑され非反転型入力端子を介して差動増幅器に供
給され、入力信号が波形整形されている。
信号が供給される。抵抗25とコンデンサ16は、積分
回路27を構成しており、その積分回路によって入力信
号が平滑され非反転型入力端子を介して差動増幅器に供
給され、入力信号が波形整形されている。
第5図の波形整形回路は、入力信号が入力端子2に供給
され、その波形が第6図(b)の(イ)に示されている
。又、第6図(a)に示されているように急速充電の為
の制御信号が制御端子13に印加されると、トランジス
タ29が作動して、コンデンサ16に充電電流icが急
速に流れ込み、コンデンサ16の充電電圧は、充電曲線
(ロ)を描いて上昇する。その充電電圧は、基準電圧■
えからトランジスタ29の飽和電圧V CE (3Al
を引いた電圧(■え−V CE ($A41 )の近
傍に達する。
され、その波形が第6図(b)の(イ)に示されている
。又、第6図(a)に示されているように急速充電の為
の制御信号が制御端子13に印加されると、トランジス
タ29が作動して、コンデンサ16に充電電流icが急
速に流れ込み、コンデンサ16の充電電圧は、充電曲線
(ロ)を描いて上昇する。その充電電圧は、基準電圧■
えからトランジスタ29の飽和電圧V CE (3Al
を引いた電圧(■え−V CE ($A41 )の近
傍に達する。
制御信号がオフとなると、コンデンサ16の充電電圧は
、放電曲線(ハ)を描いて降下して、入力信号が平滑さ
れて直流バイアス電圧に重畳された電圧レベル(ニ)に
達する(第6図(b)参照)。
、放電曲線(ハ)を描いて降下して、入力信号が平滑さ
れて直流バイアス電圧に重畳された電圧レベル(ニ)に
達する(第6図(b)参照)。
第6図から明らかなように、データエラーの発生する期
間は、t+””tzの期間であり、この充放電期間は、
積分回路27の時定数に比例する。この種の波形整形回
路にあっては、デユーティがそろった出力信号を得るに
は、積分回路27の時定数が大きいほど安定しているが
、時定数を大きくするとデータエラーが発生する期間D
+−t r )即ち、急速充電後の基準電圧レベルが過
渡的に不安定となる期間が長くなる欠点がある。
間は、t+””tzの期間であり、この充放電期間は、
積分回路27の時定数に比例する。この種の波形整形回
路にあっては、デユーティがそろった出力信号を得るに
は、積分回路27の時定数が大きいほど安定しているが
、時定数を大きくするとデータエラーが発生する期間D
+−t r )即ち、急速充電後の基準電圧レベルが過
渡的に不安定となる期間が長くなる欠点がある。
本発明は、上述の如き課題に基づきなされたもので、そ
の主な目的は、短時間で出力信号のデユーティがそろい
、過渡変動の少ない波形整形回路を提供するものである
。
の主な目的は、短時間で出力信号のデユーティがそろい
、過渡変動の少ない波形整形回路を提供するものである
。
又、他の目的は、データエラーが発生する期間を可能な
限り短縮できる波形整形回路を提供するものである。
限り短縮できる波形整形回路を提供するものである。
〔課題を解決する為の手段]
本発明の波形整形回路は、入力信号が供給される入力端
子と第1の積分回路により該入力信号が積分された出力
信号が入力される他の入力端子とを有する差動増幅器と
、該第1の積分回路の時定数より小さく設定した第2の
積分回路とを具え、該第2の積分回路の出力で該第1の
積分回路のコンデンサを急速充電するようになされたも
のである。
子と第1の積分回路により該入力信号が積分された出力
信号が入力される他の入力端子とを有する差動増幅器と
、該第1の積分回路の時定数より小さく設定した第2の
積分回路とを具え、該第2の積分回路の出力で該第1の
積分回路のコンデンサを急速充電するようになされたも
のである。
本発明の波形整形回路は、差動増幅器の一方の入力端子
に接続された第1の積分回路のコンデンサを、入力信号
の振幅より減衰した積分出力を得る該第1の積分回路よ
り時定数の小さい第2の積分回路の出力電圧で急速充電
することによって、前記コンデンサの充放電期間を短縮
し、データエラーの低減を図るものである。
に接続された第1の積分回路のコンデンサを、入力信号
の振幅より減衰した積分出力を得る該第1の積分回路よ
り時定数の小さい第2の積分回路の出力電圧で急速充電
することによって、前記コンデンサの充放電期間を短縮
し、データエラーの低減を図るものである。
第1図は、本発明に係る波形整形回路の一実施例であり
、入力信号が供給される入力端子2に抵抗4,5.9が
接続されている。抵抗4,5の他端が差動増幅器1の反
転型入力端子と非反転型入万端子に夫々接続され、その
反転型入力端子とその出力端子3間に負帰還抵抗8が接
続されている。
、入力信号が供給される入力端子2に抵抗4,5.9が
接続されている。抵抗4,5の他端が差動増幅器1の反
転型入力端子と非反転型入万端子に夫々接続され、その
反転型入力端子とその出力端子3間に負帰還抵抗8が接
続されている。
抵抗5の他端は、コンデンサ6に接続され、抵抗5とコ
ンデンサ6とによって積分回路7を構成している。抵抗
9の他端は、コンデンサ10に接続され、抵抗9とコン
デンサ10とにより積分回路11を形成している。抵抗
9とコンデンサIOとの接続点P、は、ボルテージホロ
ワ型のバッファ回路を形成する差動増幅器12の非反転
型入力端子に接続され、差動増幅器12の反転型入力端
子と出力端子間が接続されて抵抗5とコンデンサ6との
接続点P2に接続されている。差動増幅器12は、急速
充電の為の制御信号が供給される制御端子13を具えて
いる。又、積分回路11と差動増幅器12は、コンデン
サ6に急、速充電する為の急速充電回路15を構成して
いる。3は、波形整形された出力波形を得る出力端子で
ある。
ンデンサ6とによって積分回路7を構成している。抵抗
9の他端は、コンデンサ10に接続され、抵抗9とコン
デンサ10とにより積分回路11を形成している。抵抗
9とコンデンサIOとの接続点P、は、ボルテージホロ
ワ型のバッファ回路を形成する差動増幅器12の非反転
型入力端子に接続され、差動増幅器12の反転型入力端
子と出力端子間が接続されて抵抗5とコンデンサ6との
接続点P2に接続されている。差動増幅器12は、急速
充電の為の制御信号が供給される制御端子13を具えて
いる。又、積分回路11と差動増幅器12は、コンデン
サ6に急、速充電する為の急速充電回路15を構成して
いる。3は、波形整形された出力波形を得る出力端子で
ある。
さて、第2図は、積分回路7.11の周波数特性を示す
ものであって、第2図の横軸が入力信号の周波数であり
、縦軸が積分回路の入力電圧V。
ものであって、第2図の横軸が入力信号の周波数であり
、縦軸が積分回路の入力電圧V。
と出力電圧■2との振幅の比を示しており、fI。
ftは、夫々積分回路7,11の遮断周波数であり、r
、は、入力信号の最低周波数であり、f4は、入力信号
の最大周波数を示している。以下、図に基づき積分回路
について説明する。
、は、入力信号の最低周波数であり、f4は、入力信号
の最大周波数を示している。以下、図に基づき積分回路
について説明する。
負帰還抵抗8の抵抗値を無限大とすると、差動増幅器l
の反転型入力端子には、入出力電圧の振幅の比(V、/
Vl )が1となる信号が入力されることになる。入力
信号をデユーチーのそろった出力パルスに波形整形する
為には、差動増幅器1の非反転型入力端子に入力される
入力信号の振幅レベルを、より平滑した積分出力とする
必要性がある。即ち、入力信号の周波数より積分回路1
1の時定数CbRsの遮断周波数f2が小さ(なるよう
に設定する必要がある。
の反転型入力端子には、入出力電圧の振幅の比(V、/
Vl )が1となる信号が入力されることになる。入力
信号をデユーチーのそろった出力パルスに波形整形する
為には、差動増幅器1の非反転型入力端子に入力される
入力信号の振幅レベルを、より平滑した積分出力とする
必要性がある。即ち、入力信号の周波数より積分回路1
1の時定数CbRsの遮断周波数f2が小さ(なるよう
に設定する必要がある。
積分回路7,11は、夫々抵抗5とコンデンサ6及び抵
抗9とコンデンサ10から構成されており、その時定数
C,R,,C,。R5は、次のような関係式が成り立つ
ように設定する。
抗9とコンデンサ10から構成されており、その時定数
C,R,,C,。R5は、次のような関係式が成り立つ
ように設定する。
Cb Rs > CloRw・−−−一−−−−・
−−−−−−・−・(1)但し、RsRqは、夫々抵抗
5,9の抵抗値であり、Cb、CIoは、夫々コンデン
サ6.10の容量である。
−−−−−−・−・(1)但し、RsRqは、夫々抵抗
5,9の抵抗値であり、Cb、CIoは、夫々コンデン
サ6.10の容量である。
又、積分回路11,7の周波数特性は、第2図の(1)
、 (2)に示されており、積分回路7.11の関係を
遮断周波数f、、ftで示せば、 fI<fz となる。
、 (2)に示されており、積分回路7.11の関係を
遮断周波数f、、ftで示せば、 fI<fz となる。
積分回路11の時定数CIoRqは、入力信号が最低と
なる周波数f3を勘案して設定すればよい。
なる周波数f3を勘案して設定すればよい。
積分回路11の時定数C0゜R7の遮断周波数f2と入
力信号が最低となる周波数f、との関係は、次のような
関係式が成り立つように積分回路11の時定数01゜R
9を設定する。
力信号が最低となる周波数f、との関係は、次のような
関係式が成り立つように積分回路11の時定数01゜R
9を設定する。
ft < fz ’−−・・−−一−
−−・−−−・−−−−−・−−−−−〜(3)因に、
積分回路7,11の遮断周波数f、、f。
−−・−−−・−−−−−・−−−−−〜(3)因に、
積分回路7,11の遮断周波数f、、f。
は、次のような関係にある。
fl−1/2πChRs
f z= 1 /2 K Cl0R1無論、本発明の
波形整形回路は、遮断周波数f8を基準として入力信号
の最低周波数r3と最大周波数f4が、 fz <fz <fa ’−−−・・−一−−−−−
−−−−−−・−−−−−−−−(4)の関係となる場
合であっても作動することは言うまでもない。
波形整形回路は、遮断周波数f8を基準として入力信号
の最低周波数r3と最大周波数f4が、 fz <fz <fa ’−−−・・−一−−−−−
−−−−−−・−−−−−−−−(4)の関係となる場
合であっても作動することは言うまでもない。
上述のように設定された波形整形回路の動作を第3図に
基づき説明する。
基づき説明する。
波形整形回路に電源が投入され、第3図(a)に示すよ
うにtlからt4の期間、波形整形回路が作動する。こ
のような間欠受信信号に同期して急速充電する為の制御
信号が1.からt2の期間、印加される(第3図(b)
参照)。このとき、入力端子2の入力信号の波形は、(
イ)のような波形となる。又、積分回路11の接続点P
、点の波形は、零電位から上昇し、入力信号を積分する
。
うにtlからt4の期間、波形整形回路が作動する。こ
のような間欠受信信号に同期して急速充電する為の制御
信号が1.からt2の期間、印加される(第3図(b)
参照)。このとき、入力端子2の入力信号の波形は、(
イ)のような波形となる。又、積分回路11の接続点P
、点の波形は、零電位から上昇し、入力信号を積分する
。
この積分回路11の出力の振幅は、積分回路11の周波
数特性に基づいて入力信号より減衰したものとなる。積
分回路11のPt点の電圧が急速充電用バッファ回路で
ある差動増幅器12を通してコンデンサ6を充電するの
で、充電期間(tl〜tiの22点の波形は、(ロ)の
ような波形となる。又、制御信号が遮断される時刻L2
で22点の波形は、点線(ハ)のような放電曲線を描い
て降下する。その後、Pz点の電位は、時刻t。
数特性に基づいて入力信号より減衰したものとなる。積
分回路11のPt点の電圧が急速充電用バッファ回路で
ある差動増幅器12を通してコンデンサ6を充電するの
で、充電期間(tl〜tiの22点の波形は、(ロ)の
ような波形となる。又、制御信号が遮断される時刻L2
で22点の波形は、点線(ハ)のような放電曲線を描い
て降下する。その後、Pz点の電位は、時刻t。
で直流バイアス電圧に平滑された入力信号が重畳された
電位である(二)のレベルとなり、入力信号は、波形整
形され、時刻し、からは、デユーチーのそろった出力信
号が得られる。このコンデンサ6の充放電は、積分回路
11によって減衰した信号レベルから放電を開始する為
に、従来の波形整形回路が、(V* VcttsAt
)電圧から放電を開始するのに対して、放電時間(tz
−ts)を短縮することが可能である。従って、データ
エラーが発生する期間を短くすることができる。
電位である(二)のレベルとなり、入力信号は、波形整
形され、時刻し、からは、デユーチーのそろった出力信
号が得られる。このコンデンサ6の充放電は、積分回路
11によって減衰した信号レベルから放電を開始する為
に、従来の波形整形回路が、(V* VcttsAt
)電圧から放電を開始するのに対して、放電時間(tz
−ts)を短縮することが可能である。従って、データ
エラーが発生する期間を短くすることができる。
第4図は、波形整形回路の他の実施例を示すものである
。第4図の実施例は、急速充電回路15の構成が、第1
図の実施例と異なっており、入力端子2がボルテージホ
ロワ型のバッファ回路である差動増幅回路12の入力端
子に接続され、その出力端子が抵抗14に接続され、そ
の他端がコンデンサ6に接続されている。抵抗14とコ
ンデンサ6によって積分回路11を構成している。コン
デンサ6は、積分回路7のコンデンサと共用されており
、積分回路7と11の時定数の差異は、抵抗5と14の
抵抗値によって設定される。他の回路は、第1図の実施
例と同じ回路構成となっている。
。第4図の実施例は、急速充電回路15の構成が、第1
図の実施例と異なっており、入力端子2がボルテージホ
ロワ型のバッファ回路である差動増幅回路12の入力端
子に接続され、その出力端子が抵抗14に接続され、そ
の他端がコンデンサ6に接続されている。抵抗14とコ
ンデンサ6によって積分回路11を構成している。コン
デンサ6は、積分回路7のコンデンサと共用されており
、積分回路7と11の時定数の差異は、抵抗5と14の
抵抗値によって設定される。他の回路は、第1図の実施
例と同じ回路構成となっている。
熱論、第1図及び第4図の実施例の波形整形回路では、
積分回路を用いて構成されているが、整流回路を用いて
もよいことは、明らかである。
積分回路を用いて構成されているが、整流回路を用いて
もよいことは、明らかである。
本発明の波形整形回路は、一方の入力端子に入力信号が
入力される差動増幅器の他方の入力端子に接続された時
定数の異なる二種の積分回路を具えたものである。それ
らの積分回路で、時定数を小さく設定した積分回路によ
り入力信号を減衰してその積分回路の出力電圧を、時定
数を大きく設定した積分回路のコンデンサに印加して急
速充電することにより、間欠動作時の積分回路の過渡変
動を小さくできる。これによってコンデンサの充放電に
よる過渡的な変動で発生するデータエラ期間を短縮する
ことが可能であり、極めて効果的である。
入力される差動増幅器の他方の入力端子に接続された時
定数の異なる二種の積分回路を具えたものである。それ
らの積分回路で、時定数を小さく設定した積分回路によ
り入力信号を減衰してその積分回路の出力電圧を、時定
数を大きく設定した積分回路のコンデンサに印加して急
速充電することにより、間欠動作時の積分回路の過渡変
動を小さくできる。これによってコンデンサの充放電に
よる過渡的な変動で発生するデータエラ期間を短縮する
ことが可能であり、極めて効果的である。
第1図は、本発明に係る波形整形回路の一実施例を示す
回路図、第2図は、積分回路の周波数特性を示す図、第
3図は、本発明に係る波形整形回路の動作を説明する為
の図、第4図は、本発明に係る波形整形回路の他の実施
例を示す回路図、第5図は、従来の波形整形回路の一例
を示す回路図、第6図は、従来の波形整形回路の動作を
説明する為の図である。 奮 1 図 第2 図 12:差動増幅器、 2:入力端子。 出力端子、 4,5,9.14:抵抗。 10:コンデンサ。 11:積分回路、 8:負帰還抵抗。 :制御端子、 15:急速充電回路 イ1 +2 子。 子4 CHxl
回路図、第2図は、積分回路の周波数特性を示す図、第
3図は、本発明に係る波形整形回路の動作を説明する為
の図、第4図は、本発明に係る波形整形回路の他の実施
例を示す回路図、第5図は、従来の波形整形回路の一例
を示す回路図、第6図は、従来の波形整形回路の動作を
説明する為の図である。 奮 1 図 第2 図 12:差動増幅器、 2:入力端子。 出力端子、 4,5,9.14:抵抗。 10:コンデンサ。 11:積分回路、 8:負帰還抵抗。 :制御端子、 15:急速充電回路 イ1 +2 子。 子4 CHxl
Claims (4)
- (1)入力信号が供給される第1の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第2の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号の振幅を減衰して直流バイアス電圧に
重畳した出力電圧によって、前記積分回路のコンデンサ
を急速充電することを特徴とする波形整形回路。 - (2)入力信号が供給される第1の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第2の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号を積分して該第2の入力端子を介し該
差動増幅器に供給する第2の積分回路を具えており、前
記第1の積分回路に対し該第2の積分回路の時定数を小
さく設定したことを特徴とする波形整形回路。 - (3)入力信号が供給される第1の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第2の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、該入力信号が入力される第2の積分回路を具え、
該第2の積分回路を構成する抵抗とコンデンサとの接続
点が急速充電の為の制御信号が供給されるバッファ回路
に接続され、該バッファ回路の出力端が該第1の積分回
路を構成する抵抗とコンデンサとの接続点に接続されて
なることを特徴とする波形整形回路。 - (4)入力信号が供給される第1の入力端子と、積分回
路を介して該入力信号の積分出力が供給される第2の入
力端子とを具える差動増幅器を有する波形整形回路に於
いて、前記入力信号がバッファ回路を介して抵抗に接続
され、該抵抗の他端が該第1の積分回路を構成する抵抗
とコンデンサとの接続点に接続されてなることを特徴と
する波形整形回路。
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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