JPH0219881B2 - - Google Patents

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JPH0219881B2
JPH0219881B2 JP56167533A JP16753381A JPH0219881B2 JP H0219881 B2 JPH0219881 B2 JP H0219881B2 JP 56167533 A JP56167533 A JP 56167533A JP 16753381 A JP16753381 A JP 16753381A JP H0219881 B2 JPH0219881 B2 JP H0219881B2
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circuit
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signal
temperature
oscillation
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Tadashi Hanaoka
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Citizen Watch Co Ltd
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    • G—PHYSICS
    • G02—OPTICS
    • G02F—OPTICAL DEVICES OR ARRANGEMENTS FOR THE CONTROL OF LIGHT BY MODIFICATION OF THE OPTICAL PROPERTIES OF THE MEDIA OF THE ELEMENTS INVOLVED THEREIN; NON-LINEAR OPTICS; FREQUENCY-CHANGING OF LIGHT; OPTICAL LOGIC ELEMENTS; OPTICAL ANALOGUE/DIGITAL CONVERTERS
    • G02F1/00—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics
    • G02F1/01—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour 
    • G02F1/13—Devices or arrangements for the control of the intensity, colour, phase, polarisation or direction of light arriving from an independent light source, e.g. switching, gating or modulating; Non-linear optics for the control of the intensity, phase, polarisation or colour  based on liquid crystals, e.g. single liquid crystal display cells
    • G02F1/133—Constructional arrangements; Operation of liquid crystal cells; Circuit arrangements
    • G02F1/1333—Constructional arrangements; Manufacturing methods
    • G02F1/133382—Heating or cooling of liquid crystal cells other than for activation, e.g. circuits or arrangements for temperature control, stabilisation or uniform distribution over the cell
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K13/00—Thermometers specially adapted for specific purposes
    • G01K13/20—Clinical contact thermometers for use with humans or animals
    • G—PHYSICS
    • G01—MEASURING; TESTING
    • G01K—MEASURING TEMPERATURE; MEASURING QUANTITY OF HEAT; THERMALLY-SENSITIVE ELEMENTS NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • G01K7/00—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements
    • G01K7/16—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements
    • G01K7/22—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor
    • G01K7/24—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit
    • G01K7/245—Measuring temperature based on the use of electric or magnetic elements directly sensitive to heat ; Power supply therefor, e.g. using thermoelectric elements using resistive elements the element being a non-linear resistance, e.g. thermistor in a specially-adapted circuit, e.g. bridge circuit in an oscillator circuit
    • G—PHYSICS
    • G04—HOROLOGY
    • G04G—ELECTRONIC TIME-PIECES
    • G04G3/00—Producing timing pulses
    • G04G3/02—Circuits for deriving low frequency timing pulses from pulses of higher frequency
    • G04G3/022—Circuits for deriving low frequency timing pulses from pulses of higher frequency the desired number of pulses per unit of time being obtained by adding to or substracting from a pulse train one or more pulses

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Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明は電子機器に使用される温度補償の改良
に関するものであり、サーミスタを時定数抵抗に
含み、環境温度の変化により発振周波数を変化す
るCR発振器を使用して温度―周波数変換を行い、
この周波数を測定してアナログ・デジタル変換を
する方式の温度検出手段を有する温度補償回路に
係わるものである。 本発明の目的は、サーミスタを時定数抵抗に含
むCR発振回路の発振周波数をデジタル・アナロ
グ変換して得られる温度データが、環境温度の一
次式に概略比例するような回路を実現すると共
に、温度を変数とするどのような関数式を有する
温度誤差項に対しても温度補償が可能な方式を安
価に提供することである。 従来、サーミスタをCR発振器の時定数抵抗ま
たはその一部として使用し、該CR発振器の発振
周波数の変化によつて環境温度の変化を検出する
方法がよく知られている。この方式は環境温度情
報をアナログ・デジタル変換する上で最も容易で
あると云う利便性を有するため様々なデジタル計
測機器等で多用されているが、後述するようにサ
ーミスタの抵抗値が温度の指数関数で与えられる
変化をするため、CR発振器の発振周波数もまた
温度の指数関数となり、例えば温度に比例した変
化をする温度誤差項の補償をする上では不便であ
つた。 また温度補償の領域を広くとると、低温におけ
る発振周波数と高温における発振周波数の差が非
常に大きくなるため、アナログ・デジタル変換用
のカウンタ回路の構成が大きくなつてしまう欠点
があつた。これらの欠点を補うため、サーミスタ
に直列及び並列に数個の抵抗を組合せ、その合成
抵抗の変化が一定の温度領域で概略温度に比例す
るようにしたり、特定の関数になるようにするこ
とが工夫されている。しかしこのようにして実現
される合成抵抗の温度特性は全て近似特性である
上、実現の不可能な関数も多くあつた。また組合
せの抵抗の数が多く、抵抗値の精度も高いものが
要求されるため温度補償コストが大変高くなつて
しまう欠点があつた。 本発明は以上のような従来の技術の欠点を取り
除き、実用上大変便利な温度補償の回路を実現す
るものである。以下に本発明の詳細な説明をす
る。ここでサーミスタは遷移金属酸化物の複合焼
結体であつて、高温領域で抵抗値が小さくなるい
わゆるNTC（Negative Temperature
Coefficient Thermistor）を指す。 温度センサーとしてサーミスタは非常に優れた
特徴と有している。すなわち小型であり、高感度
であり、抵抗値が使い易い領域にある上かなり自
由に設定でき、量産性に優れているため経済的に
も有利である。しかし多結晶の焼結体であるた
め、熱電対等に比較して工業的再現性については
若干の問題がある。サーミスタの抵抗値Ｒと温度
Ｔ（Ｋ）との間には(1)式のような関係がある。 Ｒ＝R0・exp（Ｂ／Ｔ−Ｂ／Ｔ） ……(1) ここでR0は基準温度T0（Ｋ）におけるサーミス
タの抵抗値（以下基準抵抗値と称す）を示し、Ｂ
はサーミスタ定数と呼ばれる定数である。基準抵
抗値R0とサーミスタ定数Ｂは共にサーミスタの
特性を示す重要な定数であるが、サーミスタの製
造上で工業的なバラツキを生ずる。このバラツキ
による定数R0及びＢの誤差が、サーミスタの抵
抗Ｒを実測して(1)式から温度Ｔを算出する場合測
定結果に誤差を生ずる。△R0及び△Ｂをそれぞ
れ基準抵抗値R0とサーミスタ定数Ｂの誤差とす
れば、温度Ｔにおける温度の測定誤差△Ｔは(2)式
で与えられる。 △Ｔ＝Ｔ／Ｂ・△R0＋T0−Ｔ／T0△Ｂ ……(2) (2)式の右辺第一項は基準抵抗値R0起因の誤差
を示し、同第二項はサーミスタ定数Ｂ起因の誤差
を示す。今、温度T0＝25℃における基準抵抗値
R0の誤差△R0を±５％、サーミスタ定数Ｂの誤
差△Ｂを±２％とした時、温度の測定誤差△Ｔは
第１表のようになる。ただしサーミスタ定数は
4000Kとした。 The present invention relates to improvement of temperature compensation used in electronic equipment, and includes temperature-frequency conversion using a CR oscillator that includes a thermistor as a time constant resistor and changes the oscillation frequency according to changes in environmental temperature.
The present invention relates to a temperature compensation circuit having temperature detection means that measures this frequency and performs analog-to-digital conversion. An object of the present invention is to realize a circuit in which temperature data obtained by digital-to-analog conversion of the oscillation frequency of a CR oscillation circuit that includes a thermistor as a time constant resistor is approximately proportional to a linear equation of the environmental temperature, and to It is an object of the present invention to provide a method capable of temperature compensation at low cost for any temperature error term having any function expression with . Conventionally, a method is well known in which a thermistor is used as a time constant resistor of a CR oscillator or as a part thereof, and a change in environmental temperature is detected based on a change in the oscillation frequency of the CR oscillator. This method is often used in various digital measuring instruments because it is the easiest way to convert environmental temperature information from analog to digital, but as will be explained later, the resistance value of the thermistor is an index of temperature. Since the oscillation frequency of the CR oscillator changes as a function, it also becomes an exponential function of temperature, which is inconvenient, for example, when compensating for a temperature error term that changes in proportion to temperature. Furthermore, if the temperature compensation range is widened, the difference between the oscillation frequency at low temperatures and the oscillation frequency at high temperatures becomes very large, resulting in a drawback that the configuration of the counter circuit for analog-to-digital conversion becomes large. To compensate for these shortcomings, it is possible to combine several resistors in series and parallel with a thermistor so that the change in the combined resistance is approximately proportional to temperature in a certain temperature range, or is a specific function. It has been devised. However, the temperature characteristics of the composite resistance realized in this way are all approximate characteristics, and there are many functions that cannot be realized. Furthermore, since there are a large number of resistors to be combined and high accuracy of resistance values is required, the temperature compensation cost becomes very high. The present invention eliminates the above-mentioned drawbacks of the conventional techniques and realizes a temperature compensation circuit that is very convenient in practice. A detailed explanation of the present invention will be given below. Here, the thermistor is a composite sintered body of transition metal oxides, and has a so-called NTC (Negative Temperature
Coefficient Thermistor). As a temperature sensor, thermistor has very good characteristics. That is, it is small in size, has high sensitivity, has a resistance value within an easy-to-use range, can be set fairly freely, and is economically advantageous because it is suitable for mass production. However, since it is a polycrystalline sintered body, there are some problems with industrial reproducibility compared to thermocouples and the like. There is a relationship as shown in equation (1) between the resistance value R of the thermistor and the temperature T (K). R = R 0 · exp (B / T - B / T) ... (1) Here, R 0 indicates the resistance value of the thermistor at the reference temperature T 0 (K) (hereinafter referred to as the reference resistance value), and B
is a constant called the thermistor constant. Both the reference resistance value R 0 and the thermistor constant B are important constants that indicate the characteristics of the thermistor, but they cause industrial variations in the manufacturing of thermistors. Errors in the constants R 0 and B due to this variation cause errors in the measurement results when the resistance R of the thermistor is actually measured and the temperature T is calculated from equation (1). If ΔR 0 and ΔB are the errors between the reference resistance value R 0 and the thermistor constant B, the temperature measurement error ΔT at the temperature T is given by equation (2). △T=T/B・△R 0 +T 0 −T/T 0 △B ...(2) The first term on the right side of equation (2) indicates the error due to the reference resistance value R 0 , and the second term is The error due to thermistor constant B is shown. Now, the standard resistance value at temperature T 0 = 25℃
When the error ΔR 0 of R 0 is ±5% and the error ΔB of the thermistor constant B is ±2%, the temperature measurement error ΔT is as shown in Table 1. However, the thermistor constant is
It was set to 4000K.

【表】 第１表に示される通り、基準抵抗値R0の誤差
△R0を±５％とした場合、温度の測定誤差△Ｔ
は±0.8℃から±1.47℃となり決して小さくない。
したがつて温度補償回路を構成する際に基準抵抗
値R0の補正が必須となるのであるが、後述する
如くその補正は割合簡単である。 一方サーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±２％とし
た場合、温度が基準温度T0から離れるに従つて
温度の測定誤差△Ｔは幾何級数的に増大し、０℃
以下及び50℃以上で約±0.5以上になつてしまう。
したがつてサーミスタ定数Ｂの補正をしてやる必
要があるが、サーミスタ定数Ｂの測定するために
はサーミスタに正確な温度変化を与えて抵抗値の
変化を測定しなければならず、非常に手数がかか
る上、誤差補正の手段も容易には達成されない。
したがつてサーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを補正す
るよりも始めから誤差△Ｂの小さいサーミスタを
選別使用する方が経済的である。 例えばサーミスタ定数Ｂの誤差△Ｂを±１％に
すれば−40℃以上70℃以下の範囲でサーミスタ定
数Ｂ起因の温度測定誤差△Ｔを±0.5℃以下にす
ることができる。またこのようなサーミスタを入
手することも容易である。 以上にサーミスタを温度センサーとして使用す
る場合の温度測定精度について検討したが、以下
に本発明の具体的な実施例について詳細な説明を
する。 第１図は本発明の基本的な構成を示すブロツク
線図である。 図面上１はサーミスタを時定数抵抗に含み環境
温度の変化により発振周波数を変化するCR発振
回路であり、２はCR発振回路１から出力される
信号の周波数の対数すなわち対数周波数Ｆを算
出する対数周波数測定回路である。該対数周波数
測定回路２は温度に依存して変化する周波数を
有するパルス列を計数してその対数をとり、数値
データで出力する機能を有している。該数値デー
タは対数周波数Ｆであり読み出し専用メモリー３
のアドレス入力として使用される。 この結果、該読み出し専用メモリー３のアドレ
スは温度の変化によつて変化することになり、該
読み出し専用メモリー３の出力端からは、温度に
依存した特定の関数関係を有する数値データＤ
（Ｔ）が出力される。該数値データＤ（Ｔ）は温度
補償される機器の状態を変化させる回路、すなわ
ち調整回路４に伝達され、目的に合つた温度補償
を行うのである。 CR発振回路１、対数周波数測定回路２及び調
整回路４は一定の順序に順つて動作をしなければ
ならないが、この制御はタイミング信号発生回路
５によつて行われる。また該タイミング信号発生
回路５は正確な時間基準信号を保有し、対数周波
数測定回路２の基準時間となる信号を作つて供給
する。 このような構成においてCR発振回路１の出力
信号の周波数は、時定数抵抗の値をＲ、時定数
コンデンサの容量値をＣ、ｋを定数として(3)式の
ようになる。 ＝ｋ／CR ……(3) 時定数抵抗がサーミスタのみである場合(3)式に
(1)式を代入して(4)式を得る。 ＝ｋ／CR0・exp（Ｂ／Ｔ−Ｂ／T0） ＝ｋ／CR0・eB/T0・e-B/T＝Ae-B/T …(4) ただしＡは(5)式の通りである。 Ａ＝ｋ／CR0eB/T0 ……(5) 今基準抵抗値R0を1MΩ、容量値Ｃを20PF、基
準温度T0を25℃（＝298K）、サーミスタ定数Ｂを
4000Kとし、ｋ＝0.72とすればＡの値は約2.43×
1010である。この時CR発振回路１の出力信号周
波数は第２図のグラフで表わされ、温度Ｔの上
昇と共に急激に増大する。この例において、温度
Ｔが−20℃から−19℃まで１℃変化する時に、周
波数は0.21KHz変化するが、この変化を単位と
して70℃における周波数と−20℃における周波数
の差を表わすと約971となる。この数値を２進数
で表現するためには10ビツトが必要であるが、70
℃から−20℃までの温度を１℃ステツプで表現す
るには冗長度が大きい。この冗長度を無くするに
は、周波数を対数変換して対数周波数Ｆで表現
すれば良い。対数周波数Ｆは(4)式の対数をとつて
(6)式のようになる。 Ｆ＝log＝logA−Ｂ／Ｔlog ｅ ……(6) この(6)式のラフは第３図に示されるような双曲線
であるが、温度Ｔが−20℃（253K）以上で70℃
（343K）以下の領域では直線に近似している。こ
の場合曲線の勾配は高温領域で小さくなるが、温
度Ｔが69℃から70℃へ１℃変化する時に、対数周
波数Ｆは約0.015変化する。この変化を単位とし
て70℃における対数周波数と−20℃における対数
周波数の差分を表わすと約122となる。この数値
は７ビツトの２進数で表現でき、冗長度は圧縮さ
れる。 このようにCR発振回路１の出力信号周波数
を対数圧縮してデータ長を３ビツト分縮小できる
のであるが、これによつて読み出し専用メモリー
３のアドレスの数は８分の１となり、メモリー３
を大巾に節約できるのである。 また上述した通り、対数周波数Ｆは一定の温度
範囲内においては概略直線と見なすことができる
ので、単に温度計として使用する場合には読み出
し専用メモリーによる関数変換を必要とせず、発
振周波数測定回路２の測定数値をそのまま温度と
して使用することもできる。 以上に第１図のブロツク線図について本発明の
原理を説明したが、以下にブロツク線図の構成要
素について具体的な実施回路を例として更に詳細
な説明を行う。 第４図はサーミスタを時定数抵抗とするCR発
振回路の具体的な実施回路の一例を示す回路図で
ある。 図面上１ａはサーミスタであり、CR発振回路
１の時定数抵抗として使用されており、１ｂはコ
ンデンサであり時定数容量として使用されてい
る。１ｃ，１ｄ，１ｅは共にＣ―MOSのインバ
ータであり、１ｆはＣ―MOSのMANDゲートで
ある。インバータ１ｃの出力はNANDゲート１
ｆの第一の入力に、該NANDゲート１ｆの出力
はインバータ１ｄの入力に、該インバータ１ｄの
出力はインバータ１ｅの入力にそれぞれ接続さ
れ、インバータ１ｅの出力はコンデンサ１ｂを介
してインバータ１ｃの入力に接続されている。 又インバータ１ｄの出力とインバータ１ｃの入
力の間にはサーミスタ１ｄが接続されており、
NANDゲート１ｆの第二の入力には発振制御信
号Ｃが外部のタイミング信号発生回路５より印加
される。このような構成において発振制御信号Ｃ
の論理が“１”になつた時、CR発振回路１は発
振を開始する。このCR発振回路１の出力信号は
インバータ１ｄの出力から取り出される矩形波信
号であり、この矩形波信号の周波数は(3)式で示
した通りである。この場合定数ｋは約0.72であ
る。しかし上述した通りサーミスタ１ａは工業的
な誤差を有しており、コンデンサ１ｂの容量値も
又誤差を保有しているため、誤差補正をする必要
がある。 この補正方法としても最も基本的な手法はコン
デンサ１ｂを可変容量としておき、(3)式のＲ及び
Ｃの積が一定となるように容量値を調整すること
である。この方法は単にコンデンサ１ｂをトリマ
ーコンデンサとして達成されるだけでなく、複数
個のコンデンサを組合せて最適容量を得ることで
も達成される。 また第２の方法としてはCR発振回路１の出力
信号周波数を分周する分周回路を設け、該分周
回路の分周比を適宜選択する方法がある。この場
合(3)式の定数ｋは設定された分周比をｈとして(7)
式のようになる。 ｋ＝0.72／ｈ ……(7) このような分周比可変の分周回路は入力信号の
パルス列の数をプリセツト値から減算計数するダ
ウンカウンタと該ダウンカウンタの内容数値が０
であることを検出する０検出回路と、該０検出回
路が０の検出を行つた時に前記ダウンカウンタに
分周比として指定入力された数値をプリセツトす
る回路とによつて容量に達成される。 又、後述するレートマルチプライヤー2gの応
用によつても更に便利な可変分周比分周回路が実
現できる。 第５図は第４図のCR発振回路１の出力信号又
はその周波数を適当に分周補正した信号の対数周
波数Ｆを測定する対数周波数測定回路２の具体例
を示す回路図である。該対数周波数測定回路２
は、２入力NANDゲートから構成されるゲート
回路２ａ、２進７ビツトの第１のカウンタ２ｂ、
論理ゲートｃ、分周比〔16〕の分周器２ｄ、２進
７ビツトの第２のカウンタ２ｅ及び、ラツチ回路
２ｆから成立つている。このうち第１のカウンタ
２ｂと論理ゲート２ｃとからなり、一点鎖線で囲
つて示される回路は一般にレートマルチプライヤ
ー2gと呼ばれる回路である。 この論理ゲート２ｃの出力信号Ｘは(8)式の論理
式で与えられる。ただし第１のカウンタ２ｂ出力
信号ａ，ｂ，ｃ，ｄ，ｅ，ｆ及びｇはそれぞれ２
０，２1，２2，２3，２4，２5及び２6の重みをもつ
２進数のビツト信号である。 Ｘ＝η（＋ａ＋ab＋abc ＋abcd＋abcde ＋abcdef ……(8) この(8)式の意味はレートマルチプライヤー２ｇ
のレート入力端子，，，，，及び
に対し、論理入力“１”又は“０”を印加した
時、入力パルス信号ηの入力パルス数Ｐと出力信
号Ｘのパルス数Ｘとの間に(9)式で与えられる関係
があることを示す。 Ｘ＝Ｐ／27×（26＋25＋24 ＋23＋22＋21＋20） ……(9) すなわちレートマルチプライヤー２ｇのレート
入力端子〜に設定された２進数に比例した数
のパルス信号を出力信号Ｘとして発生する。レー
トマルチプライヤー２ｇが以上のような機能を有
することを前提として、以下に第５図の対数周波
数測定回路２の動作について説明する。 被測定周波数信号は、図面上F1で示される信
号であり、該信号F1はゲート回路２ａの第１の
入力である。ゲート回路２ａの第２の入力は外部
のタイミング信号発生回路５から与えられる高精
度の時間巾信号ｔであつた、ゲート開閉信号とし
て作用する。 ゲート回路２ａの出力はレートマルチプライヤ
ー２ｇの入力パルス信号ηであり、第１のカウン
タ２ｂの計数入力端子と、論理ゲート２ｃとに印
加される。レートマルチプライヤー２ｇの出力信
号Ｘは分周比〔16〕を有する分周回路２ｄを介
し、第２のカウンタ回路２ｅの計数入力端子に印
加される。該第２のカウンタ回路２ｅの出力信号
Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧはそれぞれ２0，
２1，２2，２3，２4，２5及び２6の重みを持つ２
進数のビツト信号であり、共にラツチ回路２ｆに
伝達されている。一方該カウンタ回路２ｅの出力
信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧはそれぞれ反
転され、論理ゲートｃのレート入力端子，，
Ｃ，，，及びに接続されている。すなわ
ちレートマルチプライヤ２ｇレート入力端子〜
Ｇには第２のカウンタ回路２ｅの内容数値の補数
（２の補数）が印加されている。 第１及び第２のカウンタ回路２ｂ及び２ｅと分
周回路2dにはリセツト信号Ｒが印加され、ラツ
チ回路２ｆにはデータサンプリング信号Ｌが印加
されている。これ等二つの信号Ｒ及びＬも又外部
のタイミング信号発生回路５から与えられる信号
であるが、前記時間巾信号ｔ及び第４図のCR発
振回路１の発振制御信号Ｃと共働する。この動作
は第６図のタイムチヤートに示される通りであ
る。以下に第６図のタイムチヤートに従つて第５
図の回路の動作を説明する。 先ず波形イに示される発振制御信号Ｃが論理
“１”になることにより第４図のCO発振回路１は
動作を始め、その出力信号は被測定信号F1とな
つて第５図の対数周波数測定回路２に印加され
る。次に波形ロに示されるリセツト信号Ｒが一時
的に論理“１”になつて２個のカウンタ回路２
ｂ，２ｅ及び分周回路２ｄをクリアする。 CR発振回路１の発振安定時間t1の後、波形ハ
で示される時間巾信号ｔが論理“１”になるとゲ
ート回路２ａは信号F1を通過させ、パルス信号
ηを発生する。該パルス信号ηはカウンタ２ｂと
論理ゲート２ｃよりなるレートマルチプライヤー
２ｇ及び分周回路２ｄによつて分周され信号Ｙで
示されるパルス列となる。 該パルス列は第２のカウンタ回路２ｅによつて
計数される。この計数によつてレートマルチプラ
イヤー２ｇのレート入力数値は刻々と変化し、レ
ートマルチプライヤー２ｇの分周比が除々に増大
するが、増大速度は除々に遅くなる。やがて測定
時間t0の後時間巾信号ｔは論理“０”となり、ゲ
ート回路２ａを閉じ、パルス信号ηは停止する。
この後波形ニで示されるデータサンプリング信号
Ｌを一時的に論理“１”にし、カウンタ回路２ｅ
の内容数値をラツチ２ｆにセーブすると共に発振
制御信号Ｃを論理“０”にしてCR発振回路１の
動作を停止する。 以上によつて一連の測定動作の一周期が完了
し、ラツチ回路２ｆに入力信号F1の周波数の対
数に比例した数値Ｆが保存される。以後説明の中
では対数周波数と言う言葉を広義にとらえ、この
数値Ｆを指す。 この一連の測定動作は周期的に繰り返えされる
が、通常の民生機器の温度補償を目的とした場合
１分間に１回位の測定で十分な温度追従性が出せ
る。このように測定を間欠的に行うのはCR発振
回路１の消費する電力を節約するためである。 次に第５図の回路の対数周波数回路２としての
性能について検討する。 第７図は第５図の対数周波数測定回路２の主要
部をブロツク線図で示したものである。入力パル
ス信号ηはレートマルチプライヤー２ｇに分周さ
れて信号Ｘとなり、該信号Ｘは分周回路２ｄで更
に分周されて信号Ｙとなる。該信号Ｙのパルスは
カウンタ回路２ｅで計数され、測定結果数値Ｎと
して出力されると共に、該測定結果の数値Ｎは補
数回路２ｊによつて２の補数に変換されてレー
トマルチプライヤー２ｇのレート入力端子〜
に印加されている。ここでレートマルチプライヤ
ー２ｇの最大分周比をＭ＋１とすると、信号η及
びＸの周波数〓及びxの間には、 x＝Ｎ／−／Ｍ＋１〓 ……(10) の関係がある。また分周回路２ｄの分周比をＫと
すると信号Ｙの周波数yは となる。したがつてカウンタ回路２ｅの内容がＮ
の時には信号Ｙが１パルス出力されるために必要
な信号ηのパルス数Poは次式のようになる。 Po＝Ｋ（Ｍ＋１）／Ｎ ……(12) 数Ｎが０から最大値Ｍまで計数する時、信号η
のパルス数は第２表に示される。ただし補数は ＝Ｍ−Ｎ ……(13) である。[Table] As shown in Table 1, when the error △R 0 of the reference resistance value R 0 is ±5%, the temperature measurement error △T
The temperature ranges from ±0.8℃ to ±1.47℃, which is not small at all.
Therefore, when configuring the temperature compensation circuit, it is essential to correct the reference resistance value R 0 , but as will be described later, this correction is relatively simple. On the other hand, when the error △B of the thermistor constant B is set to ±2%, the temperature measurement error △T increases geometrically as the temperature moves away from the reference temperature T0 , and 0℃
Below and above 50℃, it becomes about ±0.5 or more.
Therefore, it is necessary to correct the thermistor constant B, but in order to measure the thermistor constant B, it is necessary to apply an accurate temperature change to the thermistor and measure the change in resistance value, which is very time-consuming. Furthermore, means for error correction are not easily achieved.
Therefore, rather than correcting the error ΔB of the thermistor constant B, it is more economical to select and use a thermistor with a small error ΔB from the beginning. For example, if the error ΔB of the thermistor constant B is set to ±1%, the temperature measurement error ΔT caused by the thermistor constant B can be made below ±0.5°C in the range of -40°C to 70°C. Moreover, it is easy to obtain such a thermistor. Although the temperature measurement accuracy when using a thermistor as a temperature sensor has been discussed above, specific embodiments of the present invention will be described in detail below. FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention. In the drawing, 1 is a CR oscillation circuit that includes a thermistor as a time constant resistor and changes the oscillation frequency according to changes in environmental temperature, and 2 is a logarithm that calculates the logarithm of the frequency of the signal output from the CR oscillation circuit 1, that is, the logarithmic frequency F. This is a frequency measurement circuit. The logarithmic frequency measuring circuit 2 has a function of counting pulse trains having a frequency that changes depending on temperature, taking the logarithm thereof, and outputting the logarithm as numerical data. The numerical data is logarithmic frequency F and is stored in read-only memory 3.
used as address input. As a result, the address of the read-only memory 3 changes with changes in temperature, and from the output end of the read-only memory 3, numerical data D having a specific functional relationship depending on the temperature is output.
(T) is output. The numerical data D(T) is transmitted to a circuit that changes the state of the equipment to be temperature compensated, that is, an adjustment circuit 4, and performs temperature compensation that suits the purpose. The CR oscillation circuit 1, the logarithmic frequency measurement circuit 2, and the adjustment circuit 4 must operate in a fixed order, and this control is performed by the timing signal generation circuit 5. Further, the timing signal generation circuit 5 has an accurate time reference signal, and generates and supplies a signal that becomes the reference time of the logarithmic frequency measurement circuit 2. In such a configuration, the frequency of the output signal of the CR oscillation circuit 1 is expressed by equation (3) where R is the value of the time constant resistor, C is the capacitance value of the time constant capacitor, and k is a constant. =k/CR...(3) When the time constant resistance is only a thermistor, formula (3)
Substitute equation (1) to obtain equation (4). =k/CR 0・exp(B/T−B/T 0 ) =k/CR 0・e B/T0・e -B/T =Ae -B/T …(4) However, A is the formula (5) It is as follows. A=k/CR 0 e B/T0 ...(5) Now, the reference resistance value R0 is 1MΩ, the capacitance value C is 20PF, the reference temperature T0 is 25℃ (= 298K ), and the thermistor constant B is
If it is 4000K and k=0.72, the value of A is approximately 2.43×
10 10 . At this time, the output signal frequency of the CR oscillation circuit 1 is represented by the graph of FIG. 2, and increases rapidly as the temperature T rises. In this example, when the temperature T changes by 1 degree Celsius from -20 degrees Celsius to -19 degrees Celsius, the frequency changes by 0.21 KHz, but using this change as a unit, the difference between the frequency at 70 degrees Celsius and the frequency at -20 degrees Celsius is approximately It becomes 971. To express this number in binary, 10 bits are required, but 70
It takes a lot of redundancy to express temperatures from ℃ to -20℃ in 1℃ steps. In order to eliminate this redundancy, it is sufficient to logarithmically transform the frequency and express it as a logarithmic frequency F. The logarithmic frequency F is obtained by taking the logarithm of equation (4).
It becomes as shown in equation (6). F=log=logA−B/Tlog e...(6) The rough line of equation (6) is a hyperbola as shown in Figure 3, but when the temperature T is -20℃ ( 253K ) or higher, it becomes 70℃.
In the region below (343 K ), it approximates a straight line. In this case, the slope of the curve becomes smaller in the high temperature region, but when the temperature T changes by 1°C from 69°C to 70°C, the logarithmic frequency F changes by about 0.015. Using this change as a unit, the difference between the logarithmic frequency at 70°C and the logarithmic frequency at -20°C is approximately 122. This value can be expressed as a 7-bit binary number, and redundancy is compressed. In this way, the data length can be reduced by 3 bits by logarithmically compressing the output signal frequency of the CR oscillation circuit 1, but as a result, the number of addresses in the read-only memory 3 is reduced to one-eighth, and the memory 3
You can save a lot of money. Furthermore, as mentioned above, the logarithmic frequency F can be regarded as approximately a straight line within a certain temperature range, so when used simply as a thermometer, there is no need for function conversion using a read-only memory, and the oscillation frequency measuring circuit 2 It is also possible to use the measured value as it is as the temperature. The principle of the present invention has been explained above with reference to the block diagram of FIG. 1, and below, the constituent elements of the block diagram will be explained in more detail using a specific implementation circuit as an example. FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a concrete implementation circuit of a CR oscillation circuit using a thermistor as a time constant resistance. In the drawing, 1a is a thermistor, which is used as a time constant resistor of the CR oscillation circuit 1, and 1b is a capacitor, which is used as a time constant capacitor. 1c, 1d, and 1e are all C-MOS inverters, and 1f is a C-MOS MAND gate. The output of inverter 1c is NAND gate 1
The output of the NAND gate 1f is connected to the input of the inverter 1d, the output of the inverter 1d is connected to the input of the inverter 1e, and the output of the inverter 1e is connected to the input of the inverter 1c via the capacitor 1b. It is connected to the. Also, a thermistor 1d is connected between the output of the inverter 1d and the input of the inverter 1c,
An oscillation control signal C is applied from an external timing signal generation circuit 5 to the second input of the NAND gate 1f. In such a configuration, the oscillation control signal C
When the logic becomes "1", the CR oscillation circuit 1 starts oscillating. The output signal of this CR oscillation circuit 1 is a rectangular wave signal extracted from the output of the inverter 1d, and the frequency of this rectangular wave signal is as shown in equation (3). In this case, the constant k is approximately 0.72. However, as described above, the thermistor 1a has an industrial error, and the capacitance value of the capacitor 1b also has an error, so it is necessary to correct the error. The most basic method for this correction is to set the capacitor 1b as a variable capacitor and adjust the capacitance value so that the product of R and C in equation (3) is constant. This method is achieved not only by simply using the capacitor 1b as a trimmer capacitor, but also by combining a plurality of capacitors to obtain the optimum capacitance. A second method is to provide a frequency divider circuit that divides the output signal frequency of the CR oscillation circuit 1, and to appropriately select the frequency division ratio of the frequency divider circuit. In this case, the constant k in equation (3) is set as h, which is the set frequency division ratio (7)
It becomes like the formula. k = 0.72/h ...(7) Such a frequency dividing circuit with a variable frequency division ratio has a down counter that subtracts and counts the number of pulse trains of the input signal from a preset value, and a down counter whose content value is 0.
The capacitance is achieved by a 0 detection circuit that detects that 0 is detected, and a circuit that presets a numerical value designated and input as a frequency division ratio to the down counter when the 0 detection circuit detects 0. Further, by applying a rate multiplier 2g, which will be described later, a more convenient variable frequency division ratio frequency division circuit can be realized. FIG. 5 is a circuit diagram showing a specific example of the logarithmic frequency measuring circuit 2 for measuring the logarithmic frequency F of the output signal of the CR oscillation circuit 1 of FIG. 4 or a signal obtained by appropriately dividing and correcting its frequency. The logarithmic frequency measurement circuit 2
is a gate circuit 2a consisting of a 2-input NAND gate, a 7-bit binary first counter 2b,
It consists of a logic gate c, a frequency divider 2d with a frequency division ratio of [16], a second binary 7-bit counter 2e, and a latch circuit 2f. Of these, the circuit consisting of the first counter 2b and the logic gate 2c and surrounded by a dashed line is generally called a rate multiplier 2g. The output signal X of this logic gate 2c is given by the logical equation (8). However, the first counter 2b output signals a, b, c, d, e, f and g are each 2
It is a binary bit signal with weights of 0 , 2 1 , 2 2 , 2 3 , 2 4 , 2 5 and 2 6 . X=η(+a+ab+abc +abcd+abcde +abcdef...(8) The meaning of this equation (8) is rate multiplier 2g
When a logic input "1" or "0" is applied to the rate input terminals , , , , and of , the difference between the input pulse number P of the input pulse signal η and the pulse number ) shows that there is a relationship given by the equation. X = P / 2 7 × (2 6 + 2 5 + 2 4 + 2 3 + 2 2 + 2 1 + 2 0 ) ...(9) In other words, the number of pulses is proportional to the binary number set at the rate input terminal ~ of rate multiplier 2g. A signal is generated as an output signal X. On the premise that the rate multiplier 2g has the above functions, the operation of the logarithmic frequency measuring circuit 2 shown in FIG. 5 will be described below. The frequency signal to be measured is a signal indicated by F 1 in the drawing, and this signal F 1 is the first input of the gate circuit 2a. The second input of the gate circuit 2a is a highly accurate time width signal t given from an external timing signal generation circuit 5, which acts as a gate opening/closing signal. The output of the gate circuit 2a is the input pulse signal η of the rate multiplier 2g, which is applied to the counting input terminal of the first counter 2b and the logic gate 2c. The output signal X of the rate multiplier 2g is applied to the counting input terminal of the second counter circuit 2e via a frequency dividing circuit 2d having a frequency division ratio [16]. The output signals A, B, C, D, E, F and G of the second counter circuit 2e are respectively 2 0 ,
2 with weights of 2 1 , 2 2 , 2 3 , 2 4 , 2 5 and 2 6
These are binary bit signals, and both are transmitted to the latch circuit 2f. On the other hand, the output signals A, B, C, D, E, F and G of the counter circuit 2e are inverted, respectively, and the rate input terminals of the logic gate c, .
It is connected to C, , , and. In other words, rate multiplier 2g rate input terminal ~
The complement (two's complement) of the content value of the second counter circuit 2e is applied to G. A reset signal R is applied to the first and second counter circuits 2b and 2e and the frequency divider circuit 2d, and a data sampling signal L is applied to the latch circuit 2f. These two signals R and L are also provided from the external timing signal generation circuit 5, and work together with the time width signal t and the oscillation control signal C of the CR oscillation circuit 1 shown in FIG. This operation is as shown in the time chart of FIG. Below is the 5th time chart according to the time chart in Figure 6.
The operation of the circuit shown in the figure will be explained. First, when the oscillation control signal C shown in waveform A becomes logic "1", the CO oscillation circuit 1 shown in FIG. applied to the measurement circuit 2. Next, the reset signal R shown in waveform B temporarily becomes logic "1" and the two counter circuits 2
Clear b, 2e and frequency divider circuit 2d. After the oscillation stabilization time t1 of the CR oscillation circuit 1, when the time width signal t shown by waveform C becomes logic "1", the gate circuit 2a passes the signal F1 and generates the pulse signal η. The pulse signal η is frequency-divided by a rate multiplier 2g consisting of a counter 2b and a logic gate 2c, and a frequency dividing circuit 2d, resulting in a pulse train indicated by a signal Y. The pulse train is counted by the second counter circuit 2e. Due to this counting, the rate input value of the rate multiplier 2g changes moment by moment, and the frequency division ratio of the rate multiplier 2g gradually increases, but the rate of increase gradually becomes slower. Eventually, after the measurement time t0 , the time width signal t becomes logic "0", the gate circuit 2a is closed, and the pulse signal η is stopped.
After that, the data sampling signal L shown by waveform D is temporarily set to logic "1", and the counter circuit 2e
The content value of is saved in the latch 2f, and the oscillation control signal C is set to logic "0" to stop the operation of the CR oscillation circuit 1. With the above, one cycle of the series of measurement operations is completed, and a numerical value F proportional to the logarithm of the frequency of the input signal F1 is stored in the latch circuit 2f. In the following explanation, the term logarithmic frequency will be taken in a broad sense and will refer to this number F. This series of measurement operations is repeated periodically, but for the purpose of temperature compensation of ordinary consumer equipment, sufficient temperature followability can be achieved by measuring about once per minute. The reason why the measurement is performed intermittently in this way is to save the power consumed by the CR oscillation circuit 1. Next, the performance of the circuit shown in FIG. 5 as a logarithmic frequency circuit 2 will be discussed. FIG. 7 is a block diagram showing the main parts of the logarithmic frequency measuring circuit 2 of FIG. The input pulse signal η is frequency-divided by a rate multiplier 2g to become a signal X, and the signal X is further frequency-divided by a frequency dividing circuit 2d to become a signal Y. The pulses of the signal Y are counted by a counter circuit 2e and output as a measurement result value N, and the measurement result value N is converted into a two's complement number by a complement circuit 2j and is input as a rate input to a rate multiplier 2g. Terminal~
is applied to. Here, if the maximum frequency division ratio of the rate multiplier 2g is M+1, then the relationship between the frequencies of the signals η and X and x is x = N/-/M+1 (10). Also, if the frequency division ratio of the frequency dividing circuit 2d is K, the frequency y of the signal Y is becomes. Therefore, the content of the counter circuit 2e is N
When , the number of pulses P o of the signal η necessary for outputting one pulse of the signal Y is given by the following equation. P o = K (M + 1) / N ... (12) When the number N counts from 0 to the maximum value M, the signal η
The number of pulses is shown in Table 2. However, the complement is =M-N...(13).

【表】 信号ＹのＮ番目のパルスが出るまでに信号ηが
入力するパルス数は次式で計算される。 N 〓n=0 Po＝M-1 〓n=0 Ｋ（Ｍ＋１）／Ｍ−ｎ−M-1 〓n=N+1 Ｋ（Ｍ＋１）／Ｍ−ｎ＝M 〓m=1 Ｋ（Ｍ＋１）／ｍ−M-N-1 〓m=1 Ｋ（Ｍ＋１）／ｍ ＝Ｋ（Ｍ＋１）｛ｒ＋loＭ＋１／2M−a2／Ｍ（Ｍ＋
１）−a3／Ｍ（Ｍ＋１）（Ｍ＋２）…｝ −Ｋ（Ｍ＋１）｛ｒ＋lo（Ｍ−Ｎ−１）＋１／２（
Ｍ−Ｎ−１） −a2／（Ｍ−Ｎ−１）（Ｍ−Ｎ）−a3／（Ｍ−Ｎ−
１）（Ｍ−Ｎ）（Ｍ−Ｎ＋１）……｝……(14) 但し、γ＝0.5772…（オイラー定数） a2＝１／12 a3＝１／12 (14)式を第５図の実施回路例にあてはめると、
Ｍは124、Ｋは16であり、数値Ｎを対数周波数Ｆ
として、 F 〓 〓n=0 po≒2048｛4.8481−lo（126−Ｆ）−１／２（126−
Ｆ）＋１／12（126−Ｆ）（127−Ｆ） ＋１／12（126−Ｆ）（127−Ｆ）（128−Ｆ）｝
……(15) となる。 第８図は(15)式をグラフに示したものであり、
縦軸に第５図の第２のカウンタ回路２ｅの内容数
値Ｆをとり、横軸にNANDゲート２ａから出力
されるパルス信号ηのパルス数ΣPoを対数目盛り
で示してある。 グラフは信号ηの500パルスから5000パルスの
範囲において概略直線であり、カウンタ２ｅの内
容数値Ｆはパルス数ΣPoの対数に概略比例関係に
あることを示している。一定の時間内にゲート回
路２ａから出力されるパルスの数ΣPoは信号ηの
周波数とみなせるからカウンタ回路２ｅの内容数
値Ｆはその対数に比例した数値、すなわち対数周
波数である。 第９図は第２図のような温度周波数特性を有す
る信号を第５図の回路によつて対数周波数に変換
した場合の、温度Ｔと対数周波数Ｆとの関係を示
すグラフである。ただしNANDゲート２ａの開
放時間t0は１／32秒間とした。 グラフより明らかなように−20℃から70℃の温
度Ｔが、〔６〕から〔122〕までの整数値に変換さ
れている。変換曲線は常温の領域では直線的で、
低温領域及び高温領域でやや曲がる。このため−
３℃以下の領域及び65℃以上の領域では温度Ｔに
関する分解能が２℃となるが、常温近くでは0.5
℃の分解能が得られる。このようにして得られた
対数周波数Ｆは７ビツトの２進数であり、これを
アドレス入力とした読み出し専用メモリー３によ
つて温度補償に直接必要なデータに変換される。 第１０図は電子時計の時間精度の温度補償を本
発明の温度補償回路で実現する場合の具体的ブロ
ツク線図を示すもので、特に第１図に示した読み
出し専用メモリー３と調整回路４の部分について
詳細に説明するための回路例である。 図面上、１は第４図のCR発振回路であり、２
は第５図の対数周波数測定回路である。３は読み
出し専用メモリーであり、対数周波数測定回路２
の出力で対数周波数Ｆを示す２進数の７個のビツ
ト信号Ａ，Ｂ，Ｃ，Ｄ，Ｅ，Ｆ及びＧをそれぞれ
アドレス入力信号A1，A2，A3，A4，A5，A6及
びA7としている。 該読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）
はD1，D2，D3，D4，D5及びD6の６ビツトであ
り、各ビツト信号は時計回路の時間精度調整回路
４の６個の２入力ANDゲート４ａ，４ｂ，４ｃ，
４ｄ，４ｅ及び４ｆのそれぞれ１入力となつてい
る。６個の２入力ANDゲート４ａ，４ｂ，４ｃ，
４ｄ，４ｅ及び４ｆの出力はそれぞれフリツプフ
ロツプ回路FF1，FF2，FF3，FF4，FF5及びFF6
のダイレクトセツト端子Ｓに接続されている。 該６個のフリツプフロツプ回路FF1〜FF6は、
時計の時間基準信号源である水晶発振回路７の信
号を順次分周する分周回路８を構成している。該
分周回路８の出力信号は時計回路の主要部分であ
る計時回路９に伝えられ、時間の基準単位として
計数される。 ５はタイミング信号発生回路であり、計時回路
９から特定の条件を受けて発振制御信号Ｃ、ゲー
ト開閉信号ｔ、リセツト信号Ｒ、ラツチ信号Ｌ及
び調整タイミング信号Ｓを出力する。信号Ｃ，
ｔ，Ｒ及びＬは上述した通りの機能を有するので
説明を省略する。調整タイミング信号Ｓは時間精
度調整回路４の動作タイミングを指示する信号で
あり、インパルス化回路４ｇによつて水晶発振回
路７の出力パルス巾よりも小さいインパルス信号
に変換され、６個の２入力ANDゲート４ａ〜４
ｆの第二の入力となつている。 ６は可変分周回路であり、CR発振回路１に含
まれるサーミスタの基準抵抗値R0と時定数コン
デンサの容量値Ｃとの積の誤差を補正する回路で
ある。該可変分周回路６は５ビツトのレートマル
チプライヤー２ｇであり、３本の調整端子６ａ，
６ｂ及び６ｃに入力される論理値を適宜選択する
ことによつて、入力周波数の31／32、30／32、
29／32、28／32、27／32、26／32、25／32及び
24／32の周波数のどれかを取り出すことができ
る。設計中央値として、出力周波数が28／32とす
ると時定数CR0の誤差の補正範囲は＋16％から−
12.5％であり、合せ込みの精度は約±1.8％とな
る。このような回路構成において時計の時間精度
の温度補償は次のように行われる。 タイミング信号発生回路５から一連のタイミン
グ制御信号Ｃ，ｔ，Ｒ及びＬが第６図に示した如
く出力されることにより、CR発振回路１から温
度の指数関数である周波数を有する信号が出力
された後、該信号の周波数を可変分周回路６で
補正した後、対数周波数測定回路２で対数周波数
Ｆが測定される。該対数周波数Ｆは読み出し専用
メモリー３のアドレスとなり測定結果に対応した
温度補償データが読み出し専用メモリー３から出
力される。この出力データＤ（Ｔ）の構成ビツト
のうちD1はフリツプフロツプ回路FF1に入力する
クロツクパルスの数を１分に付き１個増加するし
かないかを制御する信号であり、ビツトD2，D3，
D4，D5及びD6はそれぞれフリツプフロツプFF2，
FF3，FF4，FF5及びFF6に入力するクロツクパル
スを１分につき１個増加するかどうかを制御する
信号である。各フリツプフロツプFF1〜FF6に入
力するクロツクパルスは水晶発振回路７の発生す
るパルスの１倍、、２倍、４倍、８倍、16倍及び
32倍の重みを保有しているから、読み出し専用メ
モリー３の出力データＤ（Ｔ）は１分間に分周回
路８に対し水晶発振回路７から何個余計にパルス
を加算してやるかを指定している数値データと見
なすことができる。該数値データＤ（Ｔ）は、１
分間に１回出力される調整タイミング信号Ｓの発
生時に、６個の２入力ANDゲート４ａ〜ｆを介
して分周回路８にダイレクトセツトする方法で加
算演算されるのである。これは等価的に水晶発振
回路７の発振周波数が高くなつたことを意味する
が、その平均的周波数増大分は読み出し専用メモ
リー３の出力データＤ（Ｔ）を使つてＤ（Ｔ）／60Hzと なる。水晶発振回路の基準発振周波数を32768Hz
とすれば、周波数の調整率Ｅ（PPM）は次式のよ
うになる。 Ｅ＝Ｄ（Ｔ）／60×32768×106≒0.51×Ｄ（Ｔ）(PPM)
……(16) 一方32KHz帯の音叉形水晶振動子を用いた場合
水晶発振回路７の周波数の温度特性式は次式のよ
うになる。ここで△0（Hz）は水晶発振回路７の
発振周波数の温度Ｔ（Ｋ）に依存する誤差項であ
り、通常温度296Kにおいて０になるように調整
されている。 △0＝−ａ（Ｔ−296）2 (Hz) …(17) (17)式のａは２次温度係数と呼ばれる定数で約
1100である。(17)式の△0が０になるようにする
には、 Ｅ×32768＝△0 ……(18) とすれば良い。従つて次式を得る。 Ｄ(T)＝ａ／0.51×32768（Ｔ−296）2 ≒0.066（Ｔ−296）2 ……(19) 読み出し専用メモリー３の出力データＤ（Ｔ）
は、アドレス入力としての対数周波数Ｆの数値に
対応する温度Ｔを(19)式に代入して得られる数値
を２進数表現したものである。 第３表は第９図の換算グラフによつて読み出し
専用メモリー３のアドレス入力が決定される場合
の出力データＤ（Ｔ）及び周波数補正率Ｅを示す。
第３表より−８℃以下と＋54℃以上では温度補償
の限界を越えて温度誤差が大きくなることがわか
る。[Table] The number of pulses input by the signal η until the Nth pulse of the signal Y is output is calculated by the following formula. N 〓 n=0 P o = M-1 〓 n=0 K(M+1)/M-n- M-1 〓 n=N+1 K(M+1)/M-n= M 〓 m=1 K(M+1 )/m− MN-1 〓 m=1 K(M+1)/m =K(M+1) {r+l o M+1/2M−a 2 /M(M+
1) −a 3 /M(M+1)(M+2)…} −K(M+1) {r+l o (M-N-1)+1/2(
M-N-1) -a 2 /(M-N-1)(M-N)-a 3 /(M-N-
1) (M-N) (M-N+1)...}...(14) However, γ=0.5772...(Euler's constant) a 2 = 1/12 a 3 = 1/12 Expression (14) is shown in Figure 5. Applying to the implementation circuit example of
M is 124, K is 16, and the number N is the logarithmic frequency F
As, F 〓 〓 n=0 p o ≒2048{4.8481−l o (126−F)−1/2(126−
F) +1/12 (126-F) (127-F) +1/12 (126-F) (127-F) (128-F)}
...(15) becomes. Figure 8 shows equation (15) in a graph,
The vertical axis shows the content value F of the second counter circuit 2e in FIG. 5, and the horizontal axis shows the number of pulses ΣP o of the pulse signal η output from the NAND gate 2a on a logarithmic scale. The graph is approximately a straight line in the range from 500 pulses to 5000 pulses of the signal η, indicating that the content value F of the counter 2e is approximately proportional to the logarithm of the pulse number ΣP o . Since the number ΣP o of pulses output from the gate circuit 2a within a certain period of time can be regarded as the frequency of the signal η, the content value F of the counter circuit 2e is a value proportional to its logarithm, that is, a logarithmic frequency. FIG. 9 is a graph showing the relationship between temperature T and logarithmic frequency F when a signal having temperature-frequency characteristics as shown in FIG. 2 is converted into a logarithmic frequency by the circuit of FIG. However, the opening time t 0 of the NAND gate 2a was set to 1/32 seconds. As is clear from the graph, the temperature T from -20°C to 70°C is converted into an integer value from [6] to [122]. The conversion curve is linear in the room temperature region;
It bends slightly in low temperature and high temperature areas. For this reason-
In the region below 3℃ and in the region above 65℃, the resolution regarding temperature T is 2℃, but near room temperature it is 0.5℃.
A resolution of °C is obtained. The logarithmic frequency F obtained in this manner is a 7-bit binary number, and is converted into data directly necessary for temperature compensation by the read-only memory 3, which uses this as an address input. FIG. 10 shows a concrete block diagram when temperature compensation of the time accuracy of an electronic watch is realized by the temperature compensation circuit of the present invention, and in particular, the read-only memory 3 and adjustment circuit 4 shown in FIG. It is an example of a circuit for explaining a part in detail. In the drawing, 1 is the CR oscillation circuit in Figure 4, and 2
is the logarithmic frequency measuring circuit shown in FIG. 3 is a read-only memory, and the logarithmic frequency measurement circuit 2
Address input signals A 1 , A 2 , A 3 , A 4 , A 5 , A are used as address input signals A 1 , A 2 , A 3 , A 4 , A 5 , A respectively. 6 and A7 . Output data D(T) of the read-only memory 3
are 6 bits D 1 , D 2 , D 3 , D 4 , D 5 and D 6 , and each bit signal is sent to six 2-input AND gates 4 a , 4 b , 4 c ,
Each of 4d, 4e and 4f has one input. 6 2-input AND gates 4a, 4b, 4c,
The outputs of 4d, 4e and 4f are flip-flop circuits FF 1 , FF 2 , FF 3 , FF 4 , FF 5 and FF 6 respectively.
is connected to the direct set terminal S of the The six flip-flop circuits FF 1 to FF 6 are
It constitutes a frequency dividing circuit 8 that sequentially divides the frequency of a signal from a crystal oscillation circuit 7, which is a time reference signal source of a clock. The output signal of the frequency dividing circuit 8 is transmitted to a clock circuit 9, which is a main part of a clock circuit, and is counted as a reference unit of time. Reference numeral 5 denotes a timing signal generation circuit, which outputs an oscillation control signal C, a gate opening/closing signal t, a reset signal R, a latch signal L, and an adjustment timing signal S in response to specific conditions from the clock circuit 9. signal C,
t, R, and L have the same functions as described above, so their explanation will be omitted. The adjustment timing signal S is a signal that instructs the operation timing of the time precision adjustment circuit 4, and is converted into an impulse signal smaller than the output pulse width of the crystal oscillation circuit 7 by the impulse conversion circuit 4g, Gate 4a-4
It is the second input of f. Reference numeral 6 denotes a variable frequency dividing circuit, which corrects an error in the product of the reference resistance value R 0 of the thermistor included in the CR oscillation circuit 1 and the capacitance value C of the time constant capacitor. The variable frequency dividing circuit 6 is a 5-bit rate multiplier 2g, and has three adjustment terminals 6a,
By appropriately selecting the logical values input to 6b and 6c, the input frequency can be set to 31/32, 30/32,
29/32, 28/32, 27/32, 26/32, 25/32 and
Any of 24/32 frequencies can be extracted. If the output frequency is 28/32 as the design median value, the correction range for the error of time constant CR 0 is +16% to -
12.5%, and the matching accuracy is approximately ±1.8%. In such a circuit configuration, temperature compensation for the time accuracy of the clock is performed as follows. By outputting a series of timing control signals C, t, R, and L from the timing signal generation circuit 5 as shown in FIG. 6, a signal having a frequency that is an exponential function of temperature is output from the CR oscillation circuit 1. After that, the frequency of the signal is corrected by the variable frequency divider circuit 6, and then the logarithmic frequency F is measured by the logarithmic frequency measuring circuit 2. The logarithmic frequency F becomes an address of the read-only memory 3, and temperature compensation data corresponding to the measurement result is output from the read-only memory 3. Of the constituent bits of this output data D(T), D1 is a signal that controls whether the number of clock pulses input to the flip-flop circuit FF1 must be increased by one per minute, and bits D2 and D3 ，
D 4 , D 5 and D 6 are flip-flops FF 2 ,
This signal controls whether or not the clock pulses input to FF 3 , FF 4 , FF 5 and FF 6 are increased by one per minute. The clock pulses input to each flip-flop FF 1 to FF 6 are 1 times, 2 times, 4 times, 8 times, 16 times, and 1 times as large as the pulses generated by the crystal oscillator circuit 7.
Since it has 32 times the weight, the output data D(T) of the read-only memory 3 specifies how many extra pulses are added from the crystal oscillator circuit 7 to the frequency divider circuit 8 per minute. It can be considered as numerical data. The numerical data D(T) is 1
When the adjustment timing signal S, which is output once per minute, is generated, addition is performed by directly setting it to the frequency dividing circuit 8 via six two-input AND gates 4a to 4f. This equivalently means that the oscillation frequency of the crystal oscillator circuit 7 has become higher, but the average frequency increase can be calculated by using the output data D(T) of the read-only memory 3 to D(T)/60Hz. Become. The reference oscillation frequency of the crystal oscillation circuit is 32768Hz
Then, the frequency adjustment rate E (PPM) is as follows. E=D(T)/60×32768×10 6 ≒0.51×D(T) (PPM)
...(16) On the other hand, when a 32KHz tuning fork crystal resonator is used, the frequency temperature characteristic equation of the crystal oscillation circuit 7 is as follows. Here, Δ 0 (Hz) is an error term that depends on the temperature T (K) of the oscillation frequency of the crystal oscillation circuit 7, and is normally adjusted to be 0 at a temperature of 296K. △ 0 = -a (T-296) 2 ( Hz ) ...(17) In equation (17), a is a constant called the quadratic temperature coefficient and is approximately
It is 1100. To make △ 0 in equation (17) become 0, E×32768=△ 0 ...(18). Therefore, we obtain the following equation. D(T)=a/0.51×32768(T-296) 2 ≒0.066(T-296) 2 ...(19) Output data of read-only memory 3 D(T)
is a binary representation of the numerical value obtained by substituting the temperature T corresponding to the numerical value of the logarithmic frequency F as an address input into equation (19). Table 3 shows the output data D(T) and the frequency correction factor E when the address input of the read-only memory 3 is determined by the conversion graph of FIG.
From Table 3, it can be seen that below -8°C and above +54°C, the temperature error exceeds the limit of temperature compensation and becomes large.

【表】 以上に第１０図の回路例について動作説明をし
たが、この回路においては時間精度の調整が１分
間毎に瞬間的に行われるので、調整データを連続
して保存しておく必要はない。したがつて第５図
の対数周波数測定回路に示したラツチ回路２ｆは
不要であり、ラツチ信号Ｌを調整タイミング信号
Ｓに代替えすることが可能となる。これと同じよ
うな温度補償回路はエレクトロクロミツクデイス
プレイ（ECD）の表示濃度の温度補償にも使用
される。これはECDの表示濃度が表示の変更を
する一定時間の温度によつてのみ影響されること
によるもので、表示の変更をしない時には温度補
償のためのデータを必要としないためである。し
かし一般的には温度補償データを常時必要とする
場合が多いので第５図にはその場合の例を示し
た。 以上に本発明の詳細な説明を行つたが、本発明
によれば、電子機器の温度補償が極めて容易にか
つ安価に達成できる。すなわち温度センサーにサ
ーミスタを使用し、温度感度をサーミスタの特性
に依存してしまうことによつて感度調整のための
複雑な作業を必要としなくなつたこと。サーミス
タの抵抗値の変化をCR発振回路によつて周波数
に変換したためアナログデジタル変換が極めて容
易になると同時にサーミスタ抵抗値の誤差の補正
もデジタル処理できるようになつたこと。周波数
を対数周波数に変換することで有効数字を減らす
ことができ、このため読み出し専用メモリーのメ
モリー量が大巾に節約できたこと。温度補償のた
めに直接必要となる温度の関数が、どのような複
雑な形をもつていても読み出し専用メモリーにプ
ログラムすることで達成できるようになつたこと
等様々な技術上の問題点が解決された。 また第１０図に示したような回路は、サーミス
タと水晶発振以外の殆んど全ての部品が集積回化
できるため、大量生産によつて極めて安価に入手
できるのである。このような優れた特徴を有する
本発明の温度補償回路は上記した電子時計の時間
精度や、ECDの表示濃度の温度補償ばかりでな
く、多分割マトリクス駆動の液晶表示装置の温度
補償や、ストレンゲージ、ホトトランジスタ、ホ
ール素子等のセンサーの温度補償にも極めて有用
である。また温度計そのものとしての利用範囲も
寒暖計や体温計として広く考えられる。[Table] The operation of the circuit example shown in Figure 10 has been explained above, but since the time accuracy is adjusted instantaneously every minute in this circuit, there is no need to continuously save the adjustment data. do not have. Therefore, the latch circuit 2f shown in the logarithmic frequency measuring circuit of FIG. 5 is unnecessary, and the latch signal L can be replaced with the adjustment timing signal S. Similar temperature compensation circuits are used to temperature compensate the display density of electrochromic displays (ECDs). This is because the displayed concentration of the ECD is affected only by the temperature during a certain period of time when the display is changed, and data for temperature compensation is not required when the display is not changed. However, since temperature compensation data is generally required at all times, an example of such a case is shown in FIG. The present invention has been described in detail above, and according to the present invention, temperature compensation of electronic equipment can be achieved extremely easily and at low cost. In other words, by using a thermistor as the temperature sensor and making the temperature sensitivity dependent on the characteristics of the thermistor, there is no longer a need for complicated work to adjust the sensitivity. Since changes in the thermistor's resistance value are converted into frequency using a CR oscillation circuit, analog-to-digital conversion is extremely easy, and at the same time, correction of errors in thermistor resistance values can also be digitally processed. By converting the frequency to a logarithmic frequency, the number of significant digits can be reduced, thereby saving a large amount of read-only memory. Various technical problems have been solved, such as the fact that the temperature function directly required for temperature compensation can now be achieved by programming it into read-only memory, no matter how complex its shape. It was done. Furthermore, in the circuit shown in FIG. 10, almost all the components other than the thermistor and the crystal oscillation can be integrated, so it can be mass-produced at an extremely low cost. The temperature compensation circuit of the present invention, which has such excellent features, can not only compensate for the time accuracy of the electronic clock mentioned above and temperature compensation for the display concentration of ECD, but also can be used for temperature compensation for multi-division matrix driven liquid crystal display devices, and for strain gauges. It is also extremely useful for temperature compensation of sensors such as , phototransistors, and Hall elements. Furthermore, the scope of its use as a thermometer itself can be broadly considered as a thermometer or a thermometer.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の基本的構成を示すブロツク線
図であり、第２図と第３図はサーミスタCR発振
回路の周波数特性を示すグラフ、第４図はCR発
振回路を示す回路図、第５図は対数周波数測定回
路を示す回路図、第６図と第７図は第５図の回路
動作を説明するための信号波形図とブロツク線
図、第８図と第９図は第５図の回路の特性を示す
グラフ、第１０図は電子時計に適用した本発明の
実施例を示すブロツク線図である。 １……CR発振回路、１ａ……サーミスタ、１
ｂ……コンデンサ、２……対数周波数測定回路、
２Ａ……ゲート制御信号発生回路、２ａ……ゲー
ト回路、２ｄ……分周回路、２ｅ……カウンタ回
路、２ｇ……レートマルチプライヤー、２ｊ……
補数回路、３……読み出し専用メモリー、４……
調整回路、５……タイミング信号発生回路、Ｆ…
…対数周波数、F1……被測定周波数信号、〜
Ｇ……レート入力端子。 FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, FIGS. 2 and 3 are graphs showing the frequency characteristics of the thermistor CR oscillation circuit, and FIG. 4 is a circuit diagram showing the CR oscillation circuit. Figure 5 is a circuit diagram showing the logarithmic frequency measurement circuit, Figures 6 and 7 are signal waveform diagrams and block diagrams to explain the circuit operation of Figure 5, and Figures 8 and 9 are Figure 5. FIG. 10 is a block diagram showing an embodiment of the present invention applied to an electronic timepiece. 1...CR oscillation circuit, 1a...Thermistor, 1
b... Capacitor, 2... Logarithmic frequency measurement circuit,
2A...Gate control signal generation circuit, 2a...Gate circuit, 2d...Divider circuit, 2e...Counter circuit, 2g...Rate multiplier, 2j...
Complement circuit, 3...Read-only memory, 4...
Adjustment circuit, 5... Timing signal generation circuit, F...
…logarithmic frequency, F 1 …measured frequency signal, ~
G...Rate input terminal.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ 少なくとも、サーミスタを時定数抵抗に含
み、環境温度の変化によつて発振周波数を変化す
るようにしたCR発振回路と、該CR発振回路の出
力信号の周波数の対数を測定して概略環境温度に
比例した対数周波数を出力する対数周波数測定回
路と前記対数周波数をアドレス入力として環境温
度に対応する温度補償データを出力する読み出し
専用メモリーとにより構成され、かつ前記対数周
波数測定回路は、被測定周波数信号の通過を制御
するゲート回路と、該ゲート回路の出力信号を入
力信号とするレートマルチプライヤーと、該レー
トマルチプライヤーの出力信号を分周する分周回
路と、該分周回路の出力信号のパルス数を計数す
るカウンタ回路とを有し、該カウンタ回路の内容
数値の増大に伴つて、増大する出力値を前記レー
トマルチプライヤーのレート入力端子に印加して
なり、前記カウンタ回路をクリアをした後に前記
ゲート回路を一定時間開放して前記被測定周波数
信号を通過せしめ、その間に前記カウンタ回路に
入力されるパルス数を計数するよう構成されてい
ることを特徴とする温度補償回路。1 At least, a CR oscillation circuit that includes a thermistor as a time constant resistor and whose oscillation frequency changes according to changes in the environmental temperature, and the logarithm of the frequency of the output signal of the CR oscillation circuit are measured to approximate the environmental temperature. It is composed of a logarithmic frequency measuring circuit that outputs a proportional logarithmic frequency and a read-only memory that uses the logarithmic frequency as an address input and outputs temperature compensation data corresponding to the environmental temperature, and the logarithmic frequency measuring circuit is configured to output a frequency signal under measurement. a rate multiplier that takes the output signal of the gate circuit as an input signal, a frequency divider circuit that divides the output signal of the rate multiplier, and a pulse of the output signal of the frequency divider circuit. and a counter circuit for counting the number of numbers, and as the content value of the counter circuit increases, an increasing output value is applied to the rate input terminal of the rate multiplier, and after the counter circuit is cleared. A temperature compensation circuit characterized in that the gate circuit is opened for a certain period of time to allow the frequency signal to be measured to pass through, and the number of pulses input to the counter circuit is counted during that period.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5857777A (en) * 1996-09-25 1999-01-12 Claud S. Gordon Company Smart temperature sensing device
JP5981319B2 (en) * 2012-11-22 2016-08-31 日立オートモティブシステムズ株式会社 Intake air temperature sensor device and flow rate measuring device
CN118009742B (en) * 2024-04-08 2024-07-02 湘潭新大粉末冶金技术有限公司 Mobile terminal service system of full-digital vacuum dewaxing and pressurizing sintering furnace

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS50131576A (en) * 1974-04-03 1975-10-17
JPS517950A (en) * 1974-06-29 1976-01-22 Casio Computer Co Ltd
JPS5310474A (en) * 1976-07-16 1978-01-30 Japan Synthetic Rubber Co Ltd Interval pulse generator corresponding to logarithm value of time
JPS54103068A (en) * 1978-01-31 1979-08-14 Zenri Kk Measured value controller for instrument

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS50131576A (en) * 1974-04-03 1975-10-17
JPS517950A (en) * 1974-06-29 1976-01-22 Casio Computer Co Ltd
JPS5310474A (en) * 1976-07-16 1978-01-30 Japan Synthetic Rubber Co Ltd Interval pulse generator corresponding to logarithm value of time
JPS54103068A (en) * 1978-01-31 1979-08-14 Zenri Kk Measured value controller for instrument

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