JPH02186851A - Spread spectrum communication equipment - Google Patents
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野］
この発明は、スペクトル拡散通信装置、特に直接拡散方
式を用いてスペクトル拡散通信を行う通信装置に関する
ものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a spread spectrum communication device, and particularly to a communication device that performs spread spectrum communication using a direct sequence method.
［従来の技術］
従来のスペクトル拡散通信装置の構成は、例えば以下に
示す文献■及び■に記載されている。[Prior Art] The configuration of a conventional spread spectrum communication device is described, for example, in the following documents (1) and (2).
■ Ｊ、に、ｌＩｏｌｍｅｓ： Ｃｏｂｅｒｅｎｔ
５ｐｒｅａｄ ＳｐｅｃｔｒｕｍＳｙｓｔｅＩＩｌｓ
、 Ｎｅｗ Ｙｏｒｋ、 Ｊｏｈｎ Ｗｌｌｅｙ、
１９８２゜■ 構出： “スペクトル拡散通信システム
“科学技術出版社、 １９８８゜
以下、これらの文献に基づいて従来技術を説明する。■ J, IIolmes: Coberent
5pread Spectrum System IIls
, New York, John Wllley,
1982゜ ■ Construction: "Spread Spectrum Communication System" Science and Technology Publishing, 1988゜ Below, the prior art will be explained based on these documents.
第８図は、従来の直接拡散方式を用いたスペクトル拡散
通信装置の送信部の構成図であり、図において、（１）
は１または−１の値をとる矩形波形の入力データ、（２
）はスペクトル拡散用の任意の擬似雑音信号（以下ＰＮ
信号と略するＰｓｅｕｄＮｏ１ｓｅ信号）を発生するＰ
Ｎ信号発生回路、（３）は矩形波形のＰＮ信号、（４）
は乗算器、（５）はベースバンドスペクトル拡散信号、
（６）は搬送波発振回路、（７）は搬送波、（８）は乗
算器、（９）は送信信号である。FIG. 8 is a configuration diagram of a transmitting section of a spread spectrum communication device using a conventional direct sequence method, and in the figure, (1)
is rectangular waveform input data that takes a value of 1 or -1, (2
) is an arbitrary pseudo-noise signal for spread spectrum (hereinafter referred to as PN
P that generates the PseudNo1se signal)
N signal generation circuit, (3) rectangular waveform PN signal, (4)
is a multiplier, (5) is a baseband spread spectrum signal,
(6) is a carrier wave oscillation circuit, (7) is a carrier wave, (8) is a multiplier, and (9) is a transmission signal.
第９図は、同じ〈従来の直接拡散方式を用いたスペクト
ル拡散通信装置の受信部の構成図であり、図において、
（１０）は受信信号、（１１）は同期捕捉・保持回路、
（１２）は複製ＰＮ信号、（１３）は乗算器、（１４）
は逆拡散後の受信信号、（１５）は搬送波再生回路、（
１６）は再生搬送波、（１７）は乗算器、（１８）はベ
ースバンド受信信号、（１９）は整合フィルタ、（２０
）は判定回路、（２１）は同期検波部、（２２）は復調
データである。FIG. 9 is a block diagram of the receiving section of the same conventional spread spectrum communication device using the direct sequence method, and in the figure,
(10) is the received signal, (11) is the synchronization acquisition/holding circuit,
(12) is the duplicate PN signal, (13) is the multiplier, (14)
is the received signal after despreading, (15) is the carrier recovery circuit, (
16) is a recovered carrier wave, (17) is a multiplier, (18) is a baseband received signal, (19) is a matched filter, (20) is a
) is a determination circuit, (21) is a synchronous detection section, and (22) is demodulated data.
次に動作について説明する。最初に、第８図を用いて送
信部について説明する。Next, the operation will be explained. First, the transmitter will be explained using FIG. 8.
１または−１の値をとる矩形波形の入力データ（１）と
、ＰＮ信号発生回路（２）から出力される矩形波形のＰ
Ｎ信号（３）は乗算器（４）で乗算される。Rectangular waveform input data (1) that takes a value of 1 or -1, and rectangular waveform P output from the PN signal generation circuit (2).
The N signal (3) is multiplied by a multiplier (4).
ここで、入力データ（１）のデータ周期をＴＤＰＮ信号
（３）のチップ周期をＴｃとすると、Ｔ、−ＮＴｃ （
Ｎは整数で、Ｎ〉１）であり、ＰＮ信号の繰り返し周期
は、データ周期ＴＤ−ＮＴＣに等しいものとする。また
、ＰＮ信号（３）は、１または−１の２値をとるものと
する。Here, if the data period of input data (1) is the chip period of TDPN signal (3) Tc, then T, -NTc (
N is an integer (N>1), and the repetition period of the PN signal is equal to the data period TD-NTC. Further, it is assumed that the PN signal (3) takes a binary value of 1 or -1.
このようにして、乗算器（４）からはベースバンドスペ
クトル拡散信号（５）が出力される。In this way, the baseband spread spectrum signal (5) is output from the multiplier (4).
次いでベースバンドスペクトル拡散信号（５）と、搬送
波発振回路（６）から出力される搬送波（７）は乗算器
（８）により乗算され、２相位相シフトキーイング（以
下、ＢＰＳＫと略称するＢｉｎａｒｙ Ｐｈａｓｅ−８
ｂｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ ）変換波である送信信号（９
）として出力される。Next, the baseband spread spectrum signal (5) and the carrier wave (7) output from the carrier wave oscillation circuit (6) are multiplied by a multiplier (8) to perform binary phase shift keying (hereinafter abbreviated as BPSK). 8
transmission signal (9) which is a converted wave (bift Keying)
) is output as
次に第９図を用いて受信部の動作について説明する。Next, the operation of the receiving section will be explained using FIG. 9.
まず、受信信号（１０）に基づいて同期捕捉・保持回路
（１１）は、第８図のＰＮ信号（３）と同一の、受信信
号（１０）に同期した複製ＰＮ信号（１２）を出力する
。次いで受信信号（１０）と複製ＰＮ信号（１２）は乗
算器（１３）において乗算され、受信信号（１０）の逆
拡散が行われる。First, based on the received signal (10), the synchronization acquisition/holding circuit (11) outputs a duplicate PN signal (12) synchronized with the received signal (10), which is the same as the PN signal (3) in FIG. . The received signal (10) and the duplicate PN signal (12) are then multiplied in a multiplier (13) to despread the received signal (10).
さらに、乗算器（１３）から出力される逆拡散後の受信
信号（１４）、搬送波再生回路（１５）、乗算器（１７
）、整合フィルタ（１９）及び判定回路（２０）より１
１１４成される同期検波部（２１）に人力され、Ｂ Ｐ
Ｓ Ｋ同期検波が行われて復調データ（２２）変えら
れる。Furthermore, the received signal (14) after despreading output from the multiplier (13), the carrier wave recovery circuit (15), and the multiplier (17)
), 1 from the matched filter (19) and the judgment circuit (20)
B P
SK synchronous detection is performed and the demodulated data (22) is changed.
［発明が解決しようとする課題］
従来のスペクトル拡散通信装置は以上のように構成され
ているので、ベースバンド受信信号（１８）は矩形波形
となり、このため同期検波部（２１）内の整合フィルタ
（１つ）には積分放電フィルタを使用することが必要と
なる。しかし、積分放電フィルタをアナログ回路で構成
すると調整に多くの時間を要し、デジタル回路で構成す
ると高速で動作する高１１ｉなＡＤ変換器が必要となる
上に回路規模が極めて大きくなってしまう。また、整合
フィルタ（１９）として積分放電フィルタ以外の調整や
製作の容易なフィルタを使用すると、復調データ（２２
）のビット誤り率特性の劣化が生じてしまう。[Problems to be Solved by the Invention] Since the conventional spread spectrum communication device is configured as described above, the baseband reception signal (18) has a rectangular waveform, and therefore the matched filter in the synchronous detection section (21) (1) requires the use of an integral discharge filter. However, if the integral discharge filter is configured with an analog circuit, it will take a long time for adjustment, and if it is configured with a digital circuit, a high 11i AD converter that operates at high speed will be required and the circuit scale will become extremely large. In addition, if a filter other than an integral discharge filter that is easy to adjust and manufacture is used as the matched filter (19), demodulated data (22
) will result in deterioration of the bit error rate characteristics.
加えて、ビット誤り率特性の劣化を防ぐためには、ベー
スバンド受信信号（１８）を理想的な矩形波形に保つこ
とが要求されるため、逆拡散後の受信信号（１４）及び
ベースバンド受信信号（１８）の信号帯域幅Ｂを
ＢＴｏ−１即ち ＢＴ、−Ｎ
程度以上に制限することは不可能である。このため逆拡
散後の受信信号（１４）やベースバンド受信信号（１８
）は通常のＢ Ｐ Ｓ Ｋ変調通信装置の受信信号と比
較して、Ｓ／Ｎ （信号電力対雑音電力比）が３０ｄＢ
以上低いことも希ではない。従って、同期検波部（２１
）の設計においては、レベルダイアグラムをｒｉＴ号で
はなく雑音の強度により決定する必要がある等、特殊な
設計方法が必要であり、また使用する部品も増幅器等は
ダイナミツクレンジの広いことが要求されるため、必然
的に高価なものになる。In addition, in order to prevent deterioration of bit error rate characteristics, it is required to maintain the baseband received signal (18) in an ideal rectangular waveform, so the received signal (14) after despreading and the baseband received signal It is impossible to limit the signal bandwidth B in (18) to more than about BTo-1, that is, BT,-N. Therefore, the received signal (14) after despreading and the baseband received signal (18)
) has a S/N (signal power to noise power ratio) of 30 dB compared to the received signal of a normal BPSK modulation communication device.
It is not uncommon for it to be even lower. Therefore, the synchronous detection section (21
) requires a special design method, such as the need to determine the level diagram based on the noise intensity rather than the riT number, and the components used, such as the amplifier, are required to have a wide dynamic range. Therefore, it is inevitably expensive.
以上のように、従来のスペクトル拡散通信装置において
は、ビット誤り率特性の劣化を防ぐためには、ＢＰＳＫ
変調方式を使用しているにも拘らず、同期検波部（２１
）に対する設計方法や回路・部品は通常のＢＰＳＫ変調
通信装置の復調部に対するものとは異なる特殊なものと
なってしまい、設計や制作に時間を要するという課題が
あった。As described above, in conventional spread spectrum communication devices, in order to prevent deterioration of bit error rate characteristics, BPSK
Although the modulation method is used, the synchronous detection section (21
) The design method and circuits/components for the demodulator are special and different from those for the demodulator of a normal BPSK modulation communication device, which poses a problem in that it takes time to design and produce.
この発明は上記のような課題を解決するために成された
ものであり、ビット誤り率特性の劣化を防ぐことができ
ると共に、設計・制作の容易な同期検波部を使用するこ
との出来るスペクトル拡散通信装置を得ることを目的と
する。This invention was made to solve the above-mentioned problems, and is a spread spectrum technology that can prevent deterioration of bit error rate characteristics and use a synchronous detection section that is easy to design and manufacture. The purpose is to obtain communication equipment.
［課題を解決するための手段］
この発明にかかるスペクトル拡散通信装置は、送信部に
おいて、データをアパーチャイコライズ特性を付加した
ルートロールオフ特性を有する送信部データ波形整形フ
ィルタにより波形整形し、ＰＮ信号をアパーチャイコラ
イズ特性を付加したルートロールオフ特性を有する送信
部チップ波形整形フィルタにより波形整形すると共に、
受信部において、受信信号を送信部チップ波形整形フィ
ルタに整合したルートロールオフ特性を有する受信部チ
ップ波形整形フィルタにより波形整形し、逆拡散後の受
信信号を送信部データ波形整形フィルタに整合したルー
トロールオフ特性を有する受信部データ波形整形フィル
タにより波形整形するようにしたものである。[Means for Solving the Problems] A spread spectrum communication device according to the present invention shapes the waveform of data in a transmitting section by a transmitting section data waveform shaping filter having a root roll-off characteristic with an aperture equalization characteristic added, and converts the data into a PN signal. The waveform is shaped by a transmitter chip waveform shaping filter that has root rolloff characteristics with added aperture equalization characteristics, and
In the receiving section, the received signal is waveform-shaped by a receiving section chip waveform shaping filter having a route roll-off characteristic that matches the transmitting section chip waveform shaping filter, and the received signal after despreading is waveform-shaped by a route matching the transmitting section data waveform shaping filter. The waveform is shaped by a receiving section data waveform shaping filter having roll-off characteristics.
［作用］
この発明における送信すべき人力データは、送信部デー
タ波形整形フィルタによりルートロールオフ波形整形さ
れる。また、受信信号は、送信部及び受信部チップ波形
整形フィルタによりフルロールオフ波形整形され、チッ
プ間干渉の発生が防止される。このため、逆拡散後の受
信信号の包路線は、送信部におけるルートロールオフ波
形整形されたデータ波形と同一になる。従って、受信部
データ波形整形フィルタは逆拡散後の受信信号に対する
整合フィルタとしても作用し、この結果、受信部データ
波形整形フィルタからは、データ間干渉の存在しない、
Ｓ／Ｎ最大のデータ波形が出力される。[Operation] In the present invention, the human data to be transmitted is subjected to root roll-off waveform shaping by the transmitter data waveform shaping filter. Further, the received signal is subjected to full roll-off waveform shaping by the transmitter and receiver chip waveform shaping filters, thereby preventing inter-chip interference from occurring. Therefore, the envelope of the received signal after despreading becomes the same as the data waveform that has undergone root roll-off waveform shaping in the transmitter. Therefore, the receiving section data waveform shaping filter also acts as a matched filter for the received signal after despreading, and as a result, there is no inter-data interference from the receiving section data waveform shaping filter.
The data waveform with the maximum S/N is output.
［発明の実施例］ 以下、この発明の一実施例を図について説明する。[Embodiments of the invention] An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図は、この発明にかかるスペクトル拡散通信装置の
第１の実施例装置の送信部の構成図である。第１図にお
いて、（１ａ）は人力データ信号（１）か後述するフィ
ルタ（２３）によって波形整形されたデータ信号、（３
ａ）はＰＮ信号（３）か後述するフィルタ（２４）によ
って波形整形されたＰＮ信号、（２３）は送信部データ
波形整形フィルタ、（２４）は送信部チップ波形整形フ
ィルタである。FIG. 1 is a configuration diagram of a transmitting section of a first embodiment of a spread spectrum communication device according to the present invention. In FIG. 1, (1a) is a human data signal (1) or a data signal whose waveform has been shaped by a filter (23), which will be described later.
a) is a PN signal (3) or a PN signal whose waveform has been shaped by a filter (24) to be described later; (23) is a transmitter data waveform shaping filter; and (24) is a transmitter chip waveform shaper.
また、第２図は第１の実施例装置の受信部の構成図であ
る。第２図において、（１０ａ）は受信信号（１０）が
後述するフィルタ（２５）によって波形整形された受信
信号、（１４ａ）は逆拡散後の受信信号（１４）が後述
のフィルタ（２７）によって雑音が制限された逆拡散後
の受信信号、（１８ａ）はベースバンド受信信号（１８
）が後述のフィルタ（２８）によって波形整形されたベ
ースバンド受信信号、（２５）は受信部チップ波形整形
フィルタ、（２６）は再生クロック信号、（２７）は雑
音制限フィルター （２８）は受信部データ波形整形フ
ィルタであり、同期検波部（２］）は通常のＢＰＳＫ変
調通信装置の復調部と同一の回路構成となっている。Moreover, FIG. 2 is a block diagram of the receiving section of the apparatus of the first embodiment. In FIG. 2, (10a) is a received signal (10) whose waveform has been shaped by a filter (25) described later, and (14a) is a received signal (14) after despreading which is processed by a filter (27) described later. The received signal after despreading with limited noise, (18a) is the baseband received signal (18
) is the baseband reception signal whose waveform has been shaped by the filter (28) described later, (25) is the receiving section chip waveform shaping filter, (26) is the recovered clock signal, (27) is the noise limiting filter, and (28) is the receiving section This is a data waveform shaping filter, and the synchronous detection section (2) has the same circuit configuration as the demodulation section of a normal BPSK modulation communication device.
次に動作について説明する。第３図及び第４図は、それ
ぞれ第１図に示された送信部の、送信部データ波形整形
フィルタ（２３）及び送信部チップ波形整形フィルタ（
２４）の振幅特性を示す特性図である。また、第５図、
第６図及び第７図は、それぞれ第２図に示された受信部
の、受信部チップ波形整形フィルタ（２５）、雑音制限
フィルタ（２７）及び受信データ波形整形フィルタ（２
８）の振幅特性を示す特性図である。Next, the operation will be explained. FIGS. 3 and 4 respectively show the transmitting part data waveform shaping filter (23) and the transmitting part chip waveform shaping filter (23) of the transmitting part shown in FIG.
24) is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of 24). Also, Figure 5,
FIG. 6 and FIG. 7 show the receiving section chip waveform shaping filter (25), noise limiting filter (27), and received data waveform shaping filter (2) of the receiving section shown in FIG. 2, respectively.
FIG. 8) is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of 8).
かかるｔ１■成において、最初に第１図、第３図及び第
４図を用いて送信部の動作を説明する。In this t1 configuration, the operation of the transmitter will first be explained using FIGS. 1, 3, and 4.
まず、データ周期ＴＤである矩形入力データ（１）は、
第３図に示すアパーチャイコライズ付き４０％ルートロ
ールオフ特性を有する送信部データ波形整形フィルタ（
２３）にて、ルートロールオフ波形整形された入力デー
タ（１ａ）となる。First, rectangular input data (1) with a data period TD is
The transmitter data waveform shaping filter (
In step 23), the input data (1a) is obtained after root roll-off waveform shaping.
また、ＰＮ信号発生回路（２）から出力される矩形（チ
ップ周期Ｔｃ）ＰＮ信号（３）は、第４図に示すアパー
チャイコライズ付き４０％ルートロールオフ特性を有す
る送信部チップ波形整形フィルター（２４）にてルート
ロールオフ波形整形されたＰＮ信号（３ａ）となる。In addition, the rectangular (chip period Tc) PN signal (3) output from the PN signal generation circuit (2) is generated by the transmitter chip waveform shaping filter (24) having a 40% root roll-off characteristic with aperture equalization shown in FIG. ) becomes the PN signal (3a) whose root roll-off waveform has been shaped.
次いで、波形整形された人力データ（１９）は、乗算器
（４）により波形整形されたＰＮ信号（３ａ）と乗算さ
れ、ベースバンドスペクトル拡散信号（５）となる。さ
らに、ベースバンドスペクトル拡散信号（５）と、搬送
波発振回路（６）より出力される周波数がｆ、である搬
送波（７）は、乗算器（８）により乗算されることによ
りＢＰＳＫ変調波である送信信号（９）が出力される。Next, the waveform-shaped manual data (19) is multiplied by the waveform-shaped PN signal (3a) by a multiplier (4) to become a baseband spread spectrum signal (5). Further, the baseband spread spectrum signal (5) and the carrier wave (7) whose frequency is f output from the carrier wave oscillation circuit (6) are multiplied by the multiplier (8) to become a BPSK modulated wave. A transmission signal (9) is output.
次に、第２図、第５図、第６図及び第７図を用いて、受
信部の動作を説明する。Next, the operation of the receiving section will be explained using FIG. 2, FIG. 5, FIG. 6, and FIG. 7.
まず、受信信号（１０）は、送信部チップ波形整形フィ
ルタ（２４）に整合した、第５図に示す４０％ルートロ
ールオフ特性を有する中心周波数ｆ。の帯域通過フィル
タである受信チップ波形整形フィルタ（２５）により波
形整形された受信信号（１０ａ）となる。波形整形され
た受信信号（１０ａ）に含まれるＰＮ信号のチップ波形
は、送信部チップ波形整形フィルタ（２４）及び受信部
チップ波形整形フィルタ（２５）によりフルロールオフ
波形整形されており、このためチップ間干渉は生じない
。First, the received signal (10) has a center frequency f having a 40% root roll-off characteristic shown in FIG. 5, which is matched to the transmitter chip waveform shaping filter (24). The received signal (10a) is waveform-shaped by a receiving chip waveform shaping filter (25) which is a band-pass filter. The chip waveform of the PN signal included in the waveform-shaped received signal (10a) has been subjected to full roll-off waveform shaping by the transmitter chip waveform shaping filter (24) and the receiver chip waveform shaping filter (25). Inter-chip interference does not occur.
次いで、波形整形された受信信号（１０ａ）に基づいて
同期捕捉・保持回路（１１）は、矩形ＰＮ信号（３）と
同一の、波形整形された受信信号（１０ａ）に同期した
複製ＰＮ信号（１２）を出力する。そして、波形整形さ
れた受信信号（１０ａ）は複製ＰＮ信号（１２）と乗算
器（１３）において乗算されることにより逆拡散が行わ
れ、逆拡散後の受信信号（１４）が出力される。前述の
通り、波形整形された受信信号（１０ａ）に含まれるＰ
Ｎ信号のチップ波形はチップ間干渉を生じておらず、こ
のため、逆拡散後の受信信号（１４）の包路線は波形整
形された人力データ（１ａ）の信号波形と同一になる。Next, based on the waveform-shaped received signal (10a), the synchronization acquisition/holding circuit (11) generates a duplicate PN signal ( 12) is output. The waveform-shaped received signal (10a) is despread by being multiplied by the duplicate PN signal (12) in a multiplier (13), and a despread received signal (14) is output. As mentioned above, P contained in the waveform-shaped received signal (10a)
The chip waveform of the N signal does not cause inter-chip interference, so the envelope line of the received signal (14) after despreading becomes the same as the signal waveform of the waveform-shaped human input data (1a).
次いで、逆拡散後の受信信号（１４）は同期検波部（２
１）に入力される。同期検波部（２１）において、まず
、第６図に示す特性を有する中心周波数ｆｃの帯域通過
フィルタである雑音制限フィルタ（２７）により、逆拡
散後の受信信号（１４）は、通常のＢ Ｐ Ｓ Ｋ変調
方式の受信信号と同程度のＳ／Ｎを有するところの雑音
を制限された逆拡散後の信号（１４ａ）となる。前述の
ように、逆拡散後の受信信号（１４）の包路線、第３図
に示された特性を有する送信部データ波形整形フィルタ
（２３）による波形整形された入力データ（１ａ）の信
号波形と同一である。このことは逆拡散後の受信信号（
１４）の電カスベクトルがの帯域内に集中していること
を示しており、また、第６図に示すように雑音制限フィ
ルタ（２７）はこの帯域の周波数成分はすべて通過する
ような特性を有している。従って、雑音の制限された逆
拡散後の受信信号（１４ａ）の信号電力や包絡線波形は
、逆拡散後の受信信号（１４）と同一であり、雑音のみ
除去されることになる。Next, the received signal (14) after despreading is sent to the coherent detection section (2).
1) is input. In the synchronous detection section (21), first, the received signal (14) after despreading is converted into a normal B P The despread signal (14a) is a noise-limited despread signal having a S/N ratio comparable to that of the received signal of the SK modulation method. As mentioned above, the envelope of the received signal (14) after despreading, and the signal waveform of the input data (1a) waveform-shaped by the transmitter data waveform-shaping filter (23) having the characteristics shown in FIG. is the same as This means that the received signal after despreading (
This shows that the electric scum vector of 14) is concentrated within the band of have. Therefore, the signal power and envelope waveform of the despread received signal (14a) with limited noise are the same as the despread received signal (14), and only noise is removed.
そして、搬送波再生回路（１５）は雑音を１９限された
逆拡散後の受信信号（１４ａ）に同期した再生搬送波（
１６）を発生し、乗算器（１７）において雑音を制限さ
れた逆拡散後の受信信号（１４ａ）と再生搬送波（１６
）が乗算され、このようにして波形整形された人力デー
タ（１ａ）と同一の信号波形を有するところのベースバ
ンド受信信号（１８）が乗算器（１７）より出力される
。Then, the carrier wave regeneration circuit (15) generates a regenerated carrier wave (
16), and the multiplier (17) despreads the noise-limited reception signal (14a) and the recovered carrier wave (16).
), and the multiplier (17) outputs a baseband received signal (18) having the same signal waveform as the human input data (1a) whose waveform has been shaped in this way.
さらに、ベースバンド受信信号（１８）は、送信データ
波形整形フィルタ（２３）に整合した、第７図に示す４
０％ルートロールオフ特性を有する受信部データ波形整
形フィルタ（２８）により波形整形されたベースバンド
受信信号（１８ａ）となる。ベースバンド受信信号（１
８）の波形は、送信部データ波形整形フィルタ（２３）
による波形整形された入力データ（１ａ）と同一の波形
であり、従って、受信部データ波形整形フィルタ（２８
）はベースバンド受信信号に対する整合フィルタとなり
、また、波形整形されたベースバンド受信信号（１８ａ
）の波形はフルロールオフ波形整形されたものとなる。Furthermore, the baseband received signal (18) is matched to the transmitted data waveform shaping filter (23), and the baseband received signal (18) is
The baseband received signal (18a) is waveform-shaped by a receiving section data waveform shaping filter (28) having a 0% root roll-off characteristic. Baseband received signal (1
The waveform of 8) is the transmitter data waveform shaping filter (23)
It has the same waveform as the input data (1a) whose waveform was shaped by the receiver data waveform shaping filter (28).
) serves as a matched filter for the baseband received signal, and the waveform-shaped baseband received signal (18a
) has been subjected to full roll-off waveform shaping.
このため、波形整形されたベースバンド受信信号（１８
ａ）はＳ／Ｎが最大で、かつ符号量干渉のないものとな
る。For this reason, the waveform-shaped baseband reception signal (18
In a), the S/N is maximum and there is no code amount interference.
最後に、判定回路（２０）により、同期捕捉・保持回路
（１１）から得られるデータ周期に同期した再生クロッ
ク信号（２６）に基づき、１デ一タ周期に付き１回の割
合で波形整形されたベースバンド信号（１８ａ）の標本
化及び量子化が行われ、復調データ（２２）が出力され
る。前述のように、波形整形されたベースバンド受信信
号（１８ａ）はＳ／Ｎが最大で符号量干渉が存在しない
ため、復調データ（２２）のビット誤り率特性の劣化は
発生しない。Finally, the determination circuit (20) shapes the waveform once per data period based on the reproduced clock signal (26) synchronized with the data period obtained from the synchronization acquisition/holding circuit (11). The sampled baseband signal (18a) is sampled and quantized, and demodulated data (22) is output. As described above, since the waveform-shaped baseband received signal (18a) has the maximum S/N and no code amount interference, no deterioration of the bit error rate characteristics of the demodulated data (22) occurs.
なお、上記実施例では位相シフトキーイング変調方式と
してＢＰＳＫ変調方式を使用したものを示したが、他の
位相シフトキーイング変調方式、例えば４相位相シフト
キーイング変調方式等を使用しても良い。Note that although the above embodiment uses the BPSK modulation method as the phase shift keying modulation method, other phase shift keying modulation methods such as a four-phase phase shift keying modulation method may be used.
また、上記実施例では送信部データ波形整形フィルタ（
２３）及び受信部データ波形整形フィルタ（２８）とし
て４０％ルートロールオフフィルタを使用したものを示
したが、他のロールオフ率を有する、例えば１００％ル
ートロールオフフィルタを使用しても良い。このことは
、送信部チップ波形整形フィルタ（２４）及び受信部チ
ップ波形フィルタ（２５）に関しても同様である。In addition, in the above embodiment, the transmitter data waveform shaping filter (
23) and the receiving section data waveform shaping filter (28) are shown using a 40% root roll-off filter, but a 100% root roll-off filter having another roll-off rate, for example, may be used. This also applies to the transmitter chip waveform shaping filter (24) and the receiver chip waveform filter (25).
次に、通常のＢＰＳＫ変調通信装置を利用して受信部を
構成した第２の実施例について説明する。Next, a second embodiment will be described in which a receiving section is configured using a normal BPSK modulation communication device.
上記第１実施例においては、同期検波部（２１）は通常
のＢＰＳＫ変調通信装置の復調部と同一の回路構成とな
っている。従って、既存のＢＰＳＫ変調通信装置の復調
器内の受信信号波形整形フィルタが、第１実施例の送信
部データ波形整形フィルタ（２３）と整合している場合
には、この通常のＢ Ｐ Ｓ Ｋ変調通信装置の復調器
を同期検波部（２１）として使用可能であり、このよう
にして構成した受信部を使用しても、第１実施例と同様
にビット誤り率特性の劣化は発生しない。従って、通常
のＢＰＳＫ変調通信装置が既存している場合は、受信部
の構成が簡単なものとなる。In the first embodiment, the synchronous detection section (21) has the same circuit configuration as the demodulation section of a normal BPSK modulation communication device. Therefore, if the received signal waveform shaping filter in the demodulator of the existing BPSK modulation communication device matches the transmitter data waveform shaping filter (23) of the first embodiment, this normal BPSK The demodulator of the modulation communication device can be used as the synchronous detection section (21), and even if the receiving section configured in this manner is used, the bit error rate characteristics will not deteriorate as in the first embodiment. Therefore, if a normal BPSK modulation communication device already exists, the configuration of the receiving section will be simple.
［発明の効果コ
以上のように、この発明によればデータを送信部及び受
信部のデータ波形整形フィルタにより波形整形し、ＰＮ
信号のチップ波形を送信部及び受信部のチップ波形整形
フィルタにより波形整形するように構成したので、同期
検波部を通常のＢＰＳ Ｋ変調通信装置の復調部と同一
の回路構成としてもビット誤り率特性の劣化を防ぐこと
ができ、同期検波部の針設及び製作が容易でありながら
ビット誤り率特性の劣化がないスペクトル拡散通信装置
が得られる効果がある。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, data is waveform-shaped by the data waveform-shaping filters of the transmitting section and the receiving section, and the PN
Since the chip waveform of the signal is configured to be waveform-shaped by the chip waveform shaping filters in the transmitting section and the receiving section, the bit error rate characteristics can be improved even if the synchronous detection section has the same circuit configuration as the demodulating section of a normal BPS K modulation communication device. This has the effect of providing a spread spectrum communication device in which the deterioration of the bit error rate characteristics is not deteriorated while the synchronous detection section is easy to install and manufacture.
【図面の簡単な説明】
第１図はこの発明の第１実施例によるスペクトル拡散通
信装置の送信部を示す構成図、第２図は第１実施例装置
の受信部を示す構成図、第３図は第１実施例装置中の送
信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性図、
第４図は第１実施例中の送信部チップ波形整形フィルタ
の振幅特性を示す特性図、第５図は第１実施例装置中の
受信部チップ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性図
、第６図は第１実施例装置受信部中の雑音制限フィルタ
の振幅特性を示す特性図、第７図は第１実施例装置中の
受信部データ波形整形フィルタの振幅特性を示す特性図
、第８図は従来のスペクトル拡散通信装置の送信部を示
す構成図、第９図は従来例装置の受信部を示す構成図で
ある。
図において、（１）は人力データ、（１ａ）は波形整形
された人力データ、（２）はＰＮ信号発生回路、（３）
はＰＮ信号、（３ａ）は波形整形されたＰＮ信号、（４
）、（８）、（１３）、及び（１７）は乗算器、（５）
はベースバンドスペクトル拡散信号、（６）は搬送波発
振回路、（７）は搬送波、（９）は送信信号、（１０）
は受信信号、（１１）は同期捕捉・保持回路、（１２）
は複製ＰＮ信号、（１４）は逆拡散後の受信信号、（１
４ａ）は雑音が制限された逆拡散後の受信信号、（１５
）は搬送波再生回路、（１６）は再生搬送波、（１８）
はベースバンド受信信号、（１８ａ）は波形整形された
ベースバンド受信信号、（１９）は整合フィルタ、（２
０）は判定回路、（２１）は同期検波部、（２２）は復
調データ、（２３）は送信部データ波形整形フィルタ、
（２４）は送信部チップ波形整形フィルタ、（２５）は
受信部チップ波形整形フィルタ、（２６）は再生クロッ
ク信号、（２７）は雑音制限フィルタ、（２８）は受信
部データ波形整形フィルタである。
なお、図中、同一符号は同一または相当部分を示す。[BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS] FIG. 1 is a configuration diagram showing a transmitting section of a spread spectrum communication device according to a first embodiment of the present invention, FIG. 2 is a configuration diagram showing a receiving section of the device according to the first embodiment, and FIG. The figure is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of the transmitter data waveform shaping filter in the device of the first embodiment;
FIG. 4 is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of the transmitter chip waveform shaping filter in the first embodiment; FIG. 5 is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of the receiver chip waveform shaping filter in the first embodiment; 6 is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of the noise limiting filter in the receiving section of the device of the first embodiment, FIG. 7 is a characteristic diagram showing the amplitude characteristics of the data waveform shaping filter of the receiving section in the device of the first embodiment, and FIG. FIG. 9 is a block diagram showing a transmitting section of a conventional spread spectrum communication device, and FIG. 9 is a block diagram showing a receiving section of the conventional device. In the figure, (1) is human data, (1a) is waveform-shaped human data, (2) is a PN signal generation circuit, and (3)
is a PN signal, (3a) is a waveform-shaped PN signal, (4
), (8), (13), and (17) are multipliers, (5)
is a baseband spread spectrum signal, (6) is a carrier wave oscillation circuit, (7) is a carrier wave, (9) is a transmission signal, (10)
is the received signal, (11) is the synchronization acquisition/holding circuit, (12)
is the duplicate PN signal, (14) is the received signal after despreading, (1
4a) is the received signal after noise limited despreading, (15
) is a carrier wave regeneration circuit, (16) is a regenerated carrier wave, (18)
is the baseband received signal, (18a) is the waveform-shaped baseband received signal, (19) is the matched filter, (2
0) is a determination circuit, (21) is a synchronous detection section, (22) is demodulated data, (23) is a transmitter data waveform shaping filter,
(24) is a transmitter chip waveform shaping filter, (25) is a receiver chip waveform shaping filter, (26) is a recovered clock signal, (27) is a noise limiting filter, and (28) is a receiver data waveform shaping filter. . In addition, in the figures, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.
Claims (1)
ペクトル拡散通信装置において、 データに対して波形整形を行うアパーチャイコライズ特
性を付加したルートロールオフ特性を有する送信部デー
タ波形整形フィルタと、スペクトル拡散用の擬似雑音信
号に対して波形整形を行う、アパーチャイズ特性を付加
したルートロールオフ特性を有する送信部チップ波形整
形フィルタとを備えた送信部と、 受信信号に対して波形整形を行う前記送信部チップ波形
整形フィルタに整合したルートロールオフ特性を有する
受信部チップ波形整形フィルタと、逆拡散後の受信信号
に対して波形整形を行う、前記送信部データ波形整形フ
ィルタに整合したルートロールオフ特性を有する受信部
データ波形整形フィルタとを備えた受信部とからなるこ
とを特徴とするスペクトル拡散通信装置。[Claims] In a direct sequence spread spectrum communication device using a phase shift key ink modulation method, there is provided a transmitter data waveform shaping filter having a root roll-off characteristic and an aperture equalization characteristic that shapes the waveform of data. , a transmitter chip having a root roll-off characteristic with an aperture characteristic that performs waveform shaping on a pseudo-noise signal for spread spectrum; and a transmitter chip that performs waveform shaping on a received signal. a receiver chip waveform shaping filter having a root roll-off characteristic that matches the transmitter chip waveform shaping filter that performs waveform shaping on the received signal after despreading; and a route that matches the transmitter data waveform shaping filter that performs waveform shaping on the received signal after despreading. 1. A spread spectrum communication device comprising: a receiving section having a receiving section data waveform shaping filter having roll-off characteristics.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1006808A JP2667895B2 (en) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | Spread spectrum communication equipment |
Applications Claiming Priority (1)
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| JP1006808A JP2667895B2 (en) | 1989-01-13 | 1989-01-13 | Spread spectrum communication equipment |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02186851A true JPH02186851A (en) | 1990-07-23 |
| JP2667895B2 JP2667895B2 (en) | 1997-10-27 |
Family
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