JPH02179276A - Control of power converter and device therefor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To simplify compensation processing presetting dead time compensation patterns and by compensating the current in obtaining a compensated value in a shifted state by the phase difference between applied voltage and actual current. CONSTITUTION:A power converter control device is composed of a modulator 2 to supply a PWM signal to an inverter 3 to convert DC into AC and to drive a three-phase induction motor 4 and a control section 1. This control section 1 is equipped with a three-phase signal modulator 11, a frequency-voltage converter 12, a phase difference table 13, a compensating voltage table 14 where dead time compensating voltage patterns are enclosed, a compensating voltage read-out section 14a, a PWM operation section 17, etc. As a result, no detection of polarity of actual current is needed any more.

Description

【発明の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 この発明は電力変換器制御方法およびその装置に関し、
さらに詳細にいえば、複数のスイツチング素子をブリッ
ジ接続することにより構成され、直流を交流に変換する
ことにより、はぼ一定の負荷がかかっている原動機を駆
動する電力変換器を制御する電力変換器制御方法および
その装置に関する。[Detailed Description of the Invention] <Industrial Application Field> The present invention relates to a power converter control method and device,
More specifically, a power converter is constructed by connecting multiple switching elements in a bridge, and by converting direct current to alternating current, controls a power converter that drives a prime mover that is subject to a more or less constant load. This invention relates to a control method and device.

〈従来の技術、および発明が解決しようとする課題〉 従来から電動機等を駆動するために直流を交流に変換す
る電力変換器が広く使用されている。そして、電力変換
器を制御する方法としてパルス幅変調信号（以下、ＰＷ
Ｍ信号と略称する）をゲート信号として供給する方法が
一般的に採用されている。<Prior Art and Problems to be Solved by the Invention> Power converters that convert direct current to alternating current in order to drive electric motors and the like have been widely used. As a method of controlling the power converter, a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as PW
Generally, a method is adopted in which a gate signal (abbreviated as M signal) is supplied as a gate signal.

この場合において、選択的に導通されるべき１対のスイ
ッチング素子が、スイッチング動作の遅れに起因して、
共に導通させられてしまうという不都合を解消させるた
めに、第５図に示すように、両スイッチング素子の導通
期間を若干ずらせてスイッチング動作させるようにして
いる（以下、このずれ時間をデッドタイムと称する）。In this case, the pair of switching elements to be selectively turned on, due to the delay in the switching operation,
In order to eliminate the inconvenience of both being rendered conductive, as shown in Figure 5, the conduction periods of both switching elements are slightly shifted during switching operation (hereinafter, this time difference is referred to as dead time). ).

尚、第５図Ａは三角波キャリア波形および電圧指令値を
示し、同図Ｂは三角波キャリア波形および電圧指令値に
菖づいて生成されたスイッチングパルス波形を示し、同
図Ｃ，Ｄは互に直列接続された１対のスイッチング素子
のスイッチング状態を示している。そして、第５図Ｃ，
Ｄ中Ｔｄがデッドタイムである。In addition, FIG. 5A shows a triangular wave carrier waveform and a voltage command value, FIG. 5B shows a switching pulse waveform generated based on the triangular wave carrier waveform and voltage command value, and FIG. The switching states of a pair of connected switching elements are shown. And, Fig. 5C,
Td during D is dead time.

このように各スイッチング素子を制御することにより、
スイッチング素子同士の短絡を確実に阻止することがで
きるのであるが、上記デッドタイムＴｄの期間は両スイ
ッチング素子が遮断状態であるから、電流制御を全く行
なうことができない。By controlling each switching element in this way,
Although it is possible to reliably prevent a short circuit between the switching elements, since both switching elements are in a cut-off state during the dead time Td, no current control can be performed at all.

この結果、デッドタイムＴｄの期間において電流波形の
歪が発生し、特に電流値が小さいゼロクロス近傍におい
ては到底無視し得ない電流波形の歪となる。As a result, distortion of the current waveform occurs during the dead time Td, and especially near zero cross where the current value is small, the distortion of the current waveform becomes impossible to ignore.

また、上記各スイッチング素子のスイッチング状態に基
づいて得られる出力電圧波形は第５図Ｅ。Further, the output voltage waveform obtained based on the switching state of each switching element is shown in FIG. 5E.

Ｆの何れかになる。即ち、スイッチング素子同士の接続
点から負荷に向かって電流が流れる場合には同図Ｅに示
すように遮断期間の割合が大きくなり、導通期間と遮断
期間とを考慮した１サイクルの出力電圧が電圧指令値よ
りも小さくなる。逆に、負荷からスイッチング素子同士
の接続点に向かって電流が流れる場合には同図Ｆに示す
ように導通期間の割合が大きくなり、導通期間と遮断期
間とを考慮した１サイクルの出力電圧が電圧指令値より
も大きくなる。即ち、前者の場合には出力電圧Ｖが、 Ｖ　−ＶＬ　−（ＶＴｄ−ＶＴＬ）　　　　　　　　−
（１）となり、後者の場合には Ｖ　−ＶＬ　＋　（ＶＴｄ−ＶＴＬ）　　　　　　　　
−（２）（但し、ＶＬは電圧指令値、ＶＴｄはデッドタ
イムに起因する電圧降下、ＶＴＬはスイッチング素子の
スイッチング遅れに起因する電圧降下）となる。It will be either F. In other words, when current flows from the connection point between the switching elements toward the load, the ratio of the cutoff period becomes large, as shown in E in the figure, and the output voltage of one cycle, taking into account the conduction period and the cutoff period, becomes the voltage. becomes smaller than the command value. Conversely, when current flows from the load toward the connection point between the switching elements, the ratio of the conduction period increases as shown in F in the same figure, and the output voltage of one cycle, taking into account the conduction period and the cutoff period, becomes It becomes larger than the voltage command value. That is, in the former case, the output voltage V is V - VL - (VTd - VTL) -
(1), and in the latter case V −VL + (VTd−VTL)
-(2) (where VL is the voltage command value, VTd is the voltage drop due to dead time, and VTL is the voltage drop due to switching delay of the switching element).

したがって、上記各式の第２項の影響を打消すように電
圧指令値Ｖ！、を変化させることにより、デッドタイム
の存在に拘らず出力電圧を正確に制御することができる
。Therefore, the voltage command value V! By changing , the output voltage can be accurately controlled regardless of the presence of dead time.

具体的には、 ■　各相のＰＷＭ信号出力電圧を検出してＰＷＭパルス
信号電圧指令値とを比較し、ＰＷＭ信号出力電圧検出値
の偏差をＰＷＭ出力電圧指令値に加算する方法、 ■　各相の出力電流極性を検出し、出力電流の極性に対
応して上記各式の第２項の影響を打消すことができる所
定値を出力電圧指令値に加算する方法、および ■　回転磁界座標系の電流指令値と一次角周波数指令値
とに基づいて出力電圧歪を補償すべき補償電圧値を算出
し、回転磁界座標系の電圧指令値に加算する方法 が提案されている。Specifically, ■ a method of detecting the PWM signal output voltage of each phase, comparing it with the PWM pulse signal voltage command value, and adding the deviation of the PWM signal output voltage detection value to the PWM output voltage command value; A method of detecting the output current polarity of and adding a predetermined value corresponding to the polarity of the output current that can cancel the influence of the second term of each of the above equations to the output voltage command value; A method has been proposed in which a compensation voltage value for compensating for output voltage distortion is calculated based on a current command value and a primary angular frequency command value, and is added to a voltage command value in a rotating magnetic field coordinate system.

しかし、上記■の方法を採用する場合には、アナログ・
ディジタル変換器（以下、Ａ／Ｄ変換器と略称する）等
が必須になる関係上、構成が著しく複雑化するという問
題があるのみならず、スイッチングノイズ等の影響を受
けてＰＷＭ出力電圧検出値が誤差を含むことになり、デ
ッドタイムの影響を正確には補償することができなくな
ってしまうという問題がある。また、電流の極性を検出
することが必須であるため、全体として構成が複雑化す
るのみならず、調整作業が繁雑化し、ひいてはコストア
ップを招いてしまうという問題もある。However, when adopting method ■ above, analog
Since a digital converter (hereinafter referred to as an A/D converter) is required, there is a problem that the configuration becomes extremely complicated, and the PWM output voltage detection value is affected by switching noise etc. contains an error, and there is a problem in that it is no longer possible to accurately compensate for the effects of dead time. Furthermore, since it is essential to detect the polarity of the current, there is a problem that not only the overall configuration becomes complicated, but also the adjustment work becomes complicated, leading to an increase in cost.

上記■の方法を採用する場合には、電流極性を正確に検
出することが著しく困難であり、この結果、デッドタイ
ムの影響を増長するような補償がなされる可能性があり
、かえってリップルを増加させてしまうという問題があ
る。特に、離散時間系システムを採用した場合において
は、電流極性を検出するタイミングと、検出された電流
極性に基づく補償が行なわれるタイミングとが必然的に
ずれてしまい、この結果、デッドタイムの影響を増長す
るような補償がなされる可能性がある。また、電流の極
性を検出することが必須であるため、全体として構成が
複雑化するのみならず、調整作業が繁雑化し、ひいては
コストアップを招いてしまうという問題もある。When adopting the above method (■), it is extremely difficult to accurately detect the current polarity, and as a result, compensation may be made that increases the effect of dead time, which may actually increase the ripple. There is a problem with letting it happen. In particular, when a discrete time system is adopted, the timing at which current polarity is detected and the timing at which compensation is performed based on the detected current polarity inevitably lag, and as a result, the effects of dead time are reduced. Compensation may be made in an accretive manner. Furthermore, since it is essential to detect the polarity of the current, there is a problem that not only the overall configuration becomes complicated, but also the adjustment work becomes complicated, leading to an increase in cost.

上記■の方法を採用する場合には、電流指令値および一
次角周波数指令値に基づいて出力電圧歪の発生を予Ａ−
１シ、この予測に基づいて補償を行なうフィードフォワ
ード補償を採用しているので、必ずしも正確な補償を行
なうことができるという保障がないのみならず、出力電
圧歪の発生を予ａｊするための構成が複雑化し、コスト
アップを招いてしまうという問題がある。When adopting method (■) above, the generation of output voltage distortion can be predicted based on the current command value and the primary angular frequency command value.
1. Since feedforward compensation is used to perform compensation based on this prediction, not only is there no guarantee that accurate compensation can be performed, but also a configuration for predicting the occurrence of output voltage distortion is required. There is a problem that the process becomes complicated and costs increase.

〈発明の目的〉 この発明は上記の問題点に鑑みてなされたものであり、
離散時間系システムによる電力変換器制御を行なう場合
において、著しく簡単に、かつかなり正確にデッドタイ
ムの影響を補償することができる電力変換器制御方法お
よびその装置を提供することを目的としている。<Object of the invention> This invention was made in view of the above problems,
It is an object of the present invention to provide a power converter control method and apparatus that can compensate for the effects of dead time extremely simply and fairly accurately when controlling a power converter using a discrete time system.

く課題を解決するための手段〉 上記の目的を達成するための、この発明の電力変換器制
御方法は、予め基準となるデッドタイム補償パターンを
作成しておき、速度指令値に基づいて印加電圧と実電流
との位相差を得、得られた位相だけ基準となるデッドタ
イム補償パターンをシフトさせてデッドタイム補償を行
なう方法である。Means for Solving the Problems> In order to achieve the above object, the power converter control method of the present invention creates a reference dead time compensation pattern in advance, and adjusts the applied voltage based on the speed command value. In this method, dead time compensation is performed by obtaining the phase difference between the current and the actual current, and shifting the reference dead time compensation pattern by the obtained phase.

上記の目的を達成するための、この発明の電力変換器制
御装置は、基準となるデッドタイム補償パターンが格納
されているパターン保持手段と、速度指令値に基づいて
印加電圧と実電流との位相差を得る位相差検出手段と、
得られた位相だけ基準となるデッドタイム補償パターン
をシフトさせるシフト手段と、シフトされたデッドタイ
ム補償パターンに基づいてデッドタイム補償を行なうデ
ッドタイム補償手段とを有している。In order to achieve the above object, the power converter control device of the present invention includes a pattern holding means in which a dead time compensation pattern serving as a reference is stored, and a position between an applied voltage and an actual current based on a speed command value. a phase difference detection means for obtaining a phase difference;
It has a shift means for shifting a reference dead time compensation pattern by the obtained phase, and a dead time compensation means for performing dead time compensation based on the shifted dead time compensation pattern.

く作用〉 以上の電力変換器制御方法であれば、直流を交流に変換
することによりほぼ一定の負荷がかかつている原動機を
駆動する電力変換器を、離散時間系システムにより制御
する場合において、実電流と印加電圧との位相差を速度
指令値に基づいて得、得られた位相差だけ基準となるデ
ッドタイム補償パターンをシフトさせ、シフトさせられ
たデッドタイム補償パターンに基づいてデッドタイム補
償を行なうことにより、デッドタイムの影響を大巾に打
消すことができる。したがって、実電流の極性を検出す
る必要がなくなり、全体として処理を大巾に簡素化する
ことができる。The above power converter control method can be used in practice when controlling a power converter that drives a prime mover, which is subjected to an almost constant load by converting direct current to alternating current, using a discrete time system. Obtain the phase difference between the current and the applied voltage based on the speed command value, shift the reference dead time compensation pattern by the obtained phase difference, and perform dead time compensation based on the shifted dead time compensation pattern. By doing so, the effects of dead time can be largely canceled out. Therefore, there is no need to detect the polarity of the actual current, and the overall process can be greatly simplified.

以上の構成の電力変換器制御装置であれば、直流を交流
に変換することによりほぼ一定の負荷がかかっている原
動機を駆動する電力変換器を、離散時間系システムによ
り制御する場合において、位相差検出手段により、速度
指令値に基づいて印加電圧と実電流との位相差を得、得
られた位相差に基づいてシフト手段により、基準となる
デッドタイム補償パターンをシフトさせ、シフトされた
デッドタイム補償パターンをデッドタイム補償手段に供
給することにより、デッドタイムの影響を大巾に打消す
デッドタイム補償を行なうことができる。また、電流の
方向を検出する必要がなくなるから、電流の極性を検出
するための回路が不要となり、電力変換器制御装置全体
としての構成を簡素化することができる。With the power converter control device configured as described above, when controlling a power converter that drives a prime mover, which is subjected to an almost constant load by converting DC to AC, using a discrete time system, the phase difference The detection means obtains the phase difference between the applied voltage and the actual current based on the speed command value, and the shift means shifts the reference dead time compensation pattern based on the obtained phase difference, and the shifted dead time By supplying the compensation pattern to the dead time compensation means, it is possible to perform dead time compensation that largely cancels out the effects of dead time. Furthermore, since there is no need to detect the direction of the current, a circuit for detecting the polarity of the current is not required, and the overall configuration of the power converter control device can be simplified.

尚、はぼ一定の負荷がかかっている原動機としては、空
気調和機用のコンプレッサを駆動する誘導機等が例示さ
れる。An example of a prime mover to which a fairly constant load is applied is an induction machine that drives a compressor for an air conditioner.

〈実施例〉 以下、実施例を示す添付図面によって詳細に説明する。<Example> Hereinafter, embodiments will be described in detail with reference to the accompanying drawings showing examples.

第１図はこの発明の電力変換器制御方法の一実施例を示
すフローチャートであり、ステップ■において周波数指
令値ｆ＊が供給されるまで待ち、ステップ■において周
波数指令値ｆ＊に基づいて印加電圧と実電流との位相差
φを得、ステップ■において位相差φに基づいて基準と
なるデッドタイム補償電圧パターンをシフトさせ、ステ
ップ■において、周波数指令値ｆ＊に基づいて定まる電
圧指令値Ｖ＊およびシフトさせられたデッドタイム補償
電圧パターンを加算してデッドタイム補償が施された電
圧指令値を得、ステップ■において、デッドタイム補償
が施された電圧指令値に基づいてパルス幅変調信号（以
下、ＰＷＭ信号と略称する）を得、ステップ■において
ＰＷＭ信号によりインバータを構成するスイッチング素
子を制御する。そして、ステップ■において周波数指令
値が変化したか否かを判別し、周波数指令値が変化して
おれば再びステップ■助下の処理を行なう。逆に、周波
数指令値が変化していなければステップ■以下の処理を
行なう。FIG. 1 is a flowchart showing an embodiment of the power converter control method of the present invention, in which step (2) waits until the frequency command value f* is supplied, and in step (2) the applied voltage is applied based on the frequency command value f*. Obtain the phase difference φ between the current and the actual current, shift the standard dead time compensation voltage pattern based on the phase difference φ in step 2, and set the voltage command value V* determined based on the frequency command value f* in step 2. and the shifted dead time compensation voltage patterns are added to obtain a voltage command value subjected to dead time compensation, and in step 2, a pulse width modulation signal (hereinafter referred to as , PWM signal) is obtained, and in step (2), the switching elements constituting the inverter are controlled by the PWM signal. Then, in step (2), it is determined whether or not the frequency command value has changed, and if the frequency command value has changed, the processing under step (2) is performed again. On the other hand, if the frequency command value has not changed, the processing from step (2) onwards is performed.

尚、上記インバータは、コンプレッサ駆動用の誘導機の
ようにほぼ一定の負荷を有する原動機を駆動するもので
ある。The inverter described above is for driving a prime mover having a substantially constant load, such as an induction machine for driving a compressor.

第２図は電力変換器制御動作を概略的に説明するタイミ
ングチャートであり、周波数指令値Ｃ＊に基づいて定ま
る指令電圧パターンが同図人中破線で示すとおりであり
、インバータから出力される実電流Ｉが同図Ａ中実線で
示すとおりであれば、スイッチング素子の短絡を防止す
るためにデッドタイムが設定されることに伴なって、実
際の印加電圧Ｖは同図Ａ中二点鎖線で示すように、実電
流１が正の期間に対応して指令電圧Ｖ＊よりも小さくな
り、逆に実電流ｌが負の期間に対応して指令電圧Ｖ＊よ
りも大きくなる。したがって、指令電圧Ｖ＊に対する印
加電圧Ｖの偏差△Ｖは、第２図Ｂに示すように、実電流
■が正の期間に対応して負となり、逆に実電流■が負の
期間に対応して正となる。Fig. 2 is a timing chart schematically explaining the power converter control operation, and the command voltage pattern determined based on the frequency command value C* is as shown by the broken line in the figure, and the actual output from the inverter is shown in Fig. 2. If the current I is as shown by the solid line in Figure A, the actual applied voltage V is as shown by the two-dot chain line in Figure A, as a dead time is set to prevent short circuits in the switching elements. As shown, the actual current 1 becomes smaller than the command voltage V* corresponding to the positive period, and conversely, the real current 1 becomes larger than the command voltage V* corresponding to the negative period. Therefore, as shown in Figure 2B, the deviation △V of the applied voltage V with respect to the command voltage V* is negative when the actual current ■ corresponds to a positive period, and conversely, it corresponds to a negative period when the actual current ■ corresponds to a negative period. becomes positive.

また、印加電圧Ｖに対する実電流Ｉの位相差（位相遅れ
）φは周波数指令値ｆ＊の増加に対応、して増加するこ
とが知られており、しかも位相差φの増加パターンも知
られているのであるから、上記偏差Δ■を解消するため
のデッドタイム補償電圧■τの基準パターンを予め設定
しておいて、上記位相差φだけシフトさせ（第２図Ｃ参
照）、指令電圧Ｖ＊と加算することにより、第２図りに
示すように、電圧リップルを大巾に低減させることがで
きる。Furthermore, it is known that the phase difference (phase delay) φ of the actual current I with respect to the applied voltage V increases in response to an increase in the frequency command value f*, and the pattern of increase in the phase difference φ is also known. Therefore, a reference pattern of the dead time compensation voltage ■τ to eliminate the above deviation Δ■ is set in advance, and the command voltage V* is shifted by the above phase difference φ (see Fig. 2C). As shown in the second diagram, the voltage ripple can be significantly reduced.

また、位相差φが大きくなりすぎるとデッドタイム補償
電圧Ｖτを加算することとによりかえって電圧リップル
を増加させることになるのであるが、無負荷状態になる
ことはないのであるから位相差φが９０″になることは
あり得す、一般的にかなり小さい値となるので、上記の
電力変換器制御方法を適用することにより、著しく簡単
に、かなり高いデッドタイム補償を行なうことができる
。Furthermore, if the phase difference φ becomes too large, the addition of the dead time compensation voltage Vτ will actually increase the voltage ripple, but since there will be no no-load state, the phase difference φ will be 90 '', which is generally a fairly small value, so that by applying the power converter control method described above, a fairly high dead time compensation can be achieved in a very simple manner.

尚、上記周波数指令値ｆ＊は速度指令値に基づいて算出
されるので、周波数指令値ｆ＊に代えて速度指令値に基
づいて上記一連の処理を行なわせることもできる。Incidentally, since the frequency command value f* is calculated based on the speed command value, the series of processes described above can be performed based on the speed command value instead of the frequency command value f*.

さらに、上記の説明から明らかなように、実電流Ｉの極
性を検出する必要がないので、処理を簡素化することが
でき、しかも離散時間系システムを採用した場合に必然
的に発生する時間遅れに起因する実電流Ｉの極性の誤認
も解消されることになる。Furthermore, as is clear from the above explanation, since there is no need to detect the polarity of the actual current I, processing can be simplified, and the time delay that inevitably occurs when a discrete time system is adopted. Misidentification of the polarity of the actual current I caused by this will also be eliminated.

第３図はこの発明の電力変換器制御装置の一実施例を組
込んだコンプレッサ駆動装置の電気的構成を示す概略ブ
ロック図であり、直流を交流に変換して３相誘導機（４
）を駆動するインバータ（３）に対してパルス幅変調が
施されたＰＷＭ制御信号を供給する変調部（２）と、周
波数指令値ｆ＊に対応する制御信号を生成して変調部（
２）に供給する制御部（１）とを有している。尚、６）
は３相誘導機（４）により回転駆動させられるコンプレ
ッサ、（６）は交流電源、（７）は平滑整流部である。FIG. 3 is a schematic block diagram showing the electrical configuration of a compressor drive device incorporating an embodiment of the power converter control device of the present invention.
), the modulator (2) supplies a PWM control signal subjected to pulse width modulation to the inverter (3) that drives the inverter (3), and the modulator (2) generates a control signal corresponding to the frequency command value f*.
2). Furthermore, 6)
is a compressor rotationally driven by a three-phase induction machine (4), (6) is an AC power supply, and (7) is a smooth rectifier.

上記制御部（１）は、３相信号変調器（１１）と、周波
数−電圧変換器（以下、ｆ−ｖ変換器と略称する）（１
２）と、周波数に対する位相差パターンが格納されてい
る位相差テーブル（１３）と、デッドタイム補償電圧パ
ターンが格納されている補償電圧テーブル（１４）と、
補償電圧読出し部（１４ａ）と、乗算器（１５）と、加
算器（１Ｂ）と、パルス幅変調のためのパルス幅指令信
号を生成するＰＷＭ演算部（１７）とを有している。さ
らに詳細に説明すると、上記３相信号変調器（１１）お
よびｆ−ｖ変換器（【２）に周波数指令値ｆ＊が供給さ
れており、両者の出力信号が乗算器（１５）に供給され
ている。また、位相差テーブル（１３）に上記周波数指
令値ｆ本が供給されており、位相差テーブル（１３）か
らの読出し値φが補償電圧読出し部（１４ａ）に供給さ
れている。さらに、補償電圧テーブル（１４）からの読
出し値および乗算器（１５）からの出力値Ｖ＊が加算器
（１Ｂ）に供給され、加算器（ＩＢ）からの出力値が三
角波キャリア信号と共にＰＷＭ演算部（１７）に供給さ
れている。The control unit (1) includes a three-phase signal modulator (11) and a frequency-voltage converter (hereinafter abbreviated as f-v converter) (1).
2), a phase difference table (13) in which phase difference patterns for frequencies are stored, and a compensation voltage table (14) in which dead time compensation voltage patterns are stored.
It has a compensation voltage reading section (14a), a multiplier (15), an adder (1B), and a PWM calculation section (17) that generates a pulse width command signal for pulse width modulation. To explain in more detail, the frequency command value f* is supplied to the three-phase signal modulator (11) and the f-v converter ([2), and the output signals of both are supplied to the multiplier (15). ing. Further, the f frequency command values are supplied to the phase difference table (13), and the read value φ from the phase difference table (13) is supplied to the compensation voltage reading section (14a). Further, the read value from the compensation voltage table (14) and the output value V* from the multiplier (15) are supplied to the adder (1B), and the output value from the adder (IB) is used together with the triangular wave carrier signal to perform PWM calculation. (17).

上記の構成のコンプレッサ駆動装置の動作は次のとおり
である。The operation of the compressor drive device having the above configuration is as follows.

外部から供給される周波数指令値ｆ＊に基づいて３相信
号変調器（１１）により変調信号が生成されるとともに
、ｆ−ｖ変換器（１２）により電圧指令レベル■＊が生
成されるので、変調信号および電圧指令レベルＶ＊を乗
算器（１５）により乗算することにより、電圧指令値Ｖ
＊を生成することができる。A modulation signal is generated by the three-phase signal modulator (11) based on the frequency command value f* supplied from the outside, and a voltage command level ■* is generated by the f-v converter (12). By multiplying the modulation signal and the voltage command level V* by the multiplier (15), the voltage command value V
* can be generated.

また、上記周波数指令値ｆ＊が続出し指示データとして
位相差テーブル（１３）に供給されるので、周波数指令
値ｆ本に対応する位相φが読出され、シフト量指示デー
タとして補償電圧読出し部（１４ａ）に供給される。し
たがって、補償電圧テーブル（１４）に格納されている
基準となる補償電圧パターンが位相φだけシフトさせら
れた状態で読出される。Further, since the frequency command value f* is supplied to the phase difference table (13) as successive instruction data, the phase φ corresponding to f frequency command values is read out, and the compensation voltage readout unit ( 14a). Therefore, the standard compensation voltage pattern stored in the compensation voltage table (14) is read out while being shifted by the phase φ.

その後は、上記電圧指令値Ｖ＊および位相φだけシフト
された状態で読出された補償電圧パターンが加算器（１
６）により加算され、デッドタイム補償を考慮した電圧
指令値が得られる。Thereafter, the compensation voltage pattern read out with the voltage command value V* and the phase φ shifted is sent to the adder (1
6) to obtain a voltage command value that takes dead time compensation into consideration.

したがって、このようにして得られた電圧指令値および
三角波、キャリア信号に基づいてＰＷＭ演算部（１７）
において所定の演算を行なうことによりパルス幅指令信
号を得ることができ、このパルス幅指令信号に基づいて
変調器（２）によりパルス幅変調を行なってインバータ
（３）を構成するスイッチング素子のスイッチング動作
を行なわせるＰＷＭ信号を生成することができ、良好な
コンプレッサ駆動特性を達成することができる。Therefore, based on the voltage command value, triangular wave, and carrier signal obtained in this way, the PWM calculation unit (17)
A pulse width command signal can be obtained by performing a predetermined calculation at , and based on this pulse width command signal, the modulator (2) performs pulse width modulation to control the switching operation of the switching elements constituting the inverter (3). It is possible to generate a PWM signal to perform the following steps, and it is possible to achieve good compressor drive characteristics.

また、離散時間系システムを採用した場合にゼロクロス
近傍で極性誤認が発生し易い実電流ｌの極性検出回路を
全く不要にすることができ、全体として構成の簡素化お
よびコストダウンを達成することができる。In addition, it is possible to completely eliminate the need for a polarity detection circuit for the actual current l, which tends to misidentify the polarity near zero crossing when a discrete time system is adopted, and it is possible to achieve overall simplification of the configuration and cost reduction. can.

〈実施例２〉 第４図は電力変換器制御装置の他の実施例を組込んだコ
ンプレッサ駆動装置の電気的構成を示す概略ブロック図
であり、第３図の実施例と異なる点は、加算器（１６）
の出力をＰＷＭ演算部（１７）に供給し、ＰＷＭ演算部
（１７）の出力信号を変調部（２１に供給する代わりに
、乗算器（１５）の出力信号Ｖ＊をそのままＰＷＭ演算
部（１７）に供給し、補償電圧テーブル（１４）からの
読出し電圧を電圧−パルス幅指令値変換器（１８）に供
給し、ＰＷＭ演算部（１７）および電圧−パルス幅指令
値変換器（１８）からの出力信号を加算器（１６）に供
給し、加算器（１Ｂ）の出力信号をそのまま変調部（２
）に供給している点のみである。<Embodiment 2> Fig. 4 is a schematic block diagram showing the electrical configuration of a compressor drive device incorporating another embodiment of the power converter control device. Vessel (16)
Instead of supplying the output signal of the PWM calculation unit (17) to the PWM calculation unit (17) and supplying the output signal of the PWM calculation unit (17) to the modulation unit (21), the output signal V* of the multiplier (15) is directly supplied to the PWM calculation unit (17). ), the voltage read from the compensation voltage table (14) is supplied to the voltage-pulse width command value converter (18), and the voltage read from the compensation voltage table (14) is supplied to the voltage-pulse width command value converter (18). The output signal of the adder (1B) is supplied to the adder (16), and the output signal of the adder (1B) is directly transmitted to the modulator (2).
).

したがって、この実施例の場合には、ＰＷＭ演算部（Ｉ
７）から出力されるパルス幅指令値に対してデッドタイ
ム補償を施し、デッドタイム補償が施されたパルス幅指
令値に基づいてインバータ（３）のスイッチング素子を
動作させることができる。Therefore, in the case of this embodiment, the PWM calculation section (I
Dead time compensation is applied to the pulse width command value outputted from 7), and the switching elements of the inverter (3) can be operated based on the dead time compensated pulse width command value.

以上の説明から明らかなように、この実施例においても
実電流Ｉの極性検出回路が不要であり、全体として構成
の簡素化およびコストダウンを達成することができる。As is clear from the above description, this embodiment also eliminates the need for a polarity detection circuit for the actual current I, making it possible to simplify the configuration and reduce costs as a whole.

尚、第４図の実施例において補償電圧テーブル（１４）
に代えて、基準となる補償パルス幅指令値が格納されて
いる補償パルス幅テーブルを使用し、電圧−パルス幅指
令値変換器（１８）を省略しても同様にデッドタイム補
償を行なうことができ、しかも構成を一層簡素化するこ
とができる。In addition, in the embodiment of FIG. 4, the compensation voltage table (14)
Instead, it is possible to perform dead time compensation in the same way by using a compensation pulse width table in which the standard compensation pulse width command value is stored and omitting the voltage-pulse width command value converter (18). In addition, the configuration can be further simplified.

〈発明の効果〉 以上のように第１の発明は、予め基準となるデッドタイ
ム補償パターンを設定しておき、速度指令値に基づいて
定まる印加電圧と実電流との位相差だけシフトさせた状
態で補償値を得てデッドタイム補償を行なうので、実電
流の極性検出を行なう必要がなくなり、全体としてのデ
ッドタイム補償処理を簡素化することができるとともに
、かなり高いデッドタイム補償効果を達成することがで
きるという特有の効果を奏する。<Effects of the Invention> As described above, in the first invention, a reference dead time compensation pattern is set in advance, and a state is shifted by the phase difference between the applied voltage and the actual current determined based on the speed command value. Since the dead time compensation is performed by obtaining the compensation value at It has the unique effect of being able to

第２の発明は、位相差のパターンおよび基準となるデッ
ドタイム補償パターンを予めテーブル化しておき、実電
流の極性を検出することなくデッドタイム補償を行なう
ので、全体として構成を簡素化することができるととも
にコストダウンを達成することができ、しかもかなり高
いデッドタイム補償効果を達成することができるという
特有の効果を奏する。In the second invention, the phase difference pattern and the reference dead time compensation pattern are tabulated in advance, and dead time compensation is performed without detecting the polarity of the actual current, so the overall configuration can be simplified. It has the unique effect of being able to reduce costs and achieve a considerably high dead time compensation effect.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の電力変換器制御方法の一実施例を示
すフローチャート、 第２図は電力変換器制御動作を概略的に説明するタイミ
ングチャート、 第３図はこの発明の電力変換器制御装置の一実施例を組
込んだコンプレッサ駆動装置の電気的構成を示す概略ブ
ロック図、 第４図は電力変換器制御装置の他の実施例を組込んだコ
ンプレッサ駆動装置の電気的構成を示す概略ブロック図
、 第５図はデッドタイムおよびその影響を説明するタイミ
ングチャート。 （３）・・・インバータ、（ｔａ）・・・位相差テーブ
ル、（１４）・・・補償電圧テーブル、 （１４ａ）・・・補償電圧読出し部、 （１６）・・・加算器 第２図 第 図FIG. 1 is a flowchart showing an embodiment of the power converter control method of the present invention, FIG. 2 is a timing chart schematically explaining the power converter control operation, and FIG. 3 is the power converter control device of the present invention. A schematic block diagram showing the electrical configuration of a compressor drive device incorporating one embodiment; FIG. 4 is a schematic block diagram showing the electrical configuration of a compressor drive device incorporating another embodiment of the power converter control device. Figure 5 is a timing chart explaining dead time and its effects. (3)...Inverter, (ta)...Phase difference table, (14)...Compensation voltage table, (14a)...Compensation voltage reading section, (16)...Adder Fig. 2 Diagram

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、複数のスイッチング素子をブリッジ接 続することにより構成され、直流を交流 に変換することによりほぼ一定の負荷が かかっている原動機を駆動する電力変換 器（３）を、離散時間系システムにより制御する電力変
換器制御方法において、予め 基準となるデッドタイム補償パターンを 作成しておき、速度指令値（ｆ＊）に基 づいて印加電圧（Ｖ）と実電流（Ｉ）と の位相差（φ）を得、得られた位相（φ） だけ基準となるデッドタイム補償パター ンをシフトさせてデッドタイム補償を行 なうことを特徴とする電力変換器制御方 法。 ２、複数のスイッチング素子をブリッジ接 続することにより構成され、直流を交流 に変換することによりほぼ一定の負荷が かかっている原動機を駆動する電力変換 器（３）を、離散時間系システムにより制御する電力変
換器制御装置において、基準 となるデッドタイム補償パターンが格納 されているパターン保持手段（１４）と、速度指令値（
ｆ＊）に基づいて印加電圧 （Ｖ）と実電流（Ｉ）との位相差（φ） を得る位相差検出手段（１３）と、得られた位相（φ）
だけ基準となるデッドタイム 補償パターンをシフトさせるシフト手段 （１４ａ）と、シフトされたデッドタイム補償パターン
に基づいてデッドタイム補償 を行なうデッドタイム補償手段（１６）とを有すること
を特徴とする電力変換器制御 装置。[Claims] 1. A power converter (3) that is configured by connecting a plurality of switching elements in a bridge and drives a prime mover that is subjected to a substantially constant load by converting direct current to alternating current, In a power converter control method using a time-based system, a standard dead time compensation pattern is created in advance, and the applied voltage (V) and actual current (I) are adjusted based on the speed command value (f*). A power converter control method characterized in that dead time compensation is performed by obtaining a phase difference (φ) and shifting a reference dead time compensation pattern by the obtained phase (φ). 2. The power converter (3), which is constructed by bridge-connecting multiple switching elements and drives a prime mover that is subjected to a nearly constant load by converting direct current to alternating current, is controlled by a discrete time system. In the power converter control device, a pattern holding means (14) storing a reference dead time compensation pattern and a speed command value (
a phase difference detection means (13) that obtains the phase difference (φ) between the applied voltage (V) and the actual current (I) based on f*), and the obtained phase (φ).
A power conversion device characterized in that it has a shifting means (14a) for shifting a dead time compensation pattern serving as a reference, and a dead time compensation means (16) for performing dead time compensation based on the shifted dead time compensation pattern. instrument control device.