JPH02172194A - 放電灯点灯装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、共振回路を有するインバータを用いて放電灯
を高周波点灯させる放電灯点灯装置に関するものである
。

［従来の技術］ 従来、インバータ式の放電灯点灯装置において、放電灯
の状態を検出する手段としては、放電灯のランプ電圧を
高抵抗で分圧して検出する方式や、放電灯と直列に低抵
抗や電流トランスを挿入してランプ電流を検出する方式
などが提案されている。

これらの方式は、放電灯のランプ電圧やランプ電流を直
接的に検出する方式であり、様々な制御に適用されてい
る。一方、放電灯の状態を間接的に検出する方式として
、放電灯の両端に並列接続された共振用コンデンサの電
流の大小を判別することにより、放電灯が半波放電状態
であるか否かを判別する方式が提案されている。

良股匠り 第８図にその回路例（特願昭６２−６４９３号出願参照
）を示す、直流電源Ｅの両端には、トランジスタＱ、、
Ｑ、の直列回路が並列接続されている、各トランジスタ
Ｑ、、Ｑ２には、それぞれ転流ダイオードＤ、、Ｄ、が
逆並列接続されている。駆動回路１はトランジスタＱ、
、Ｑ、を交互にオンさせるような駆動信号を発生させる
。トランジスタＱ、、Ｑ２のオン・オフ動作によって、
インダクタし、とコンデンサＣ３から成る直列共振回路
には矩形波状の高周波電圧が印加され、ＬＣ共振電流が
流れる。放電°灯２はコンデンサＣ８と並列的に接続さ
れ、共１ｉ電圧によって駆動される。この放電灯２が蛍
光灯などの熱電子放出型の放電灯である場かにおいては
、放電、杆の寿命末期に、フィラメントに塗布された熱
電子放出用物質（以下エミッタと称す）が減少すること
によって、放電しにくくな−リ、半波放電と呼ばれる現
象を生じたりあるいは放電が停止したりすることがある
。ここで、蛍光灯寿命末期において、２つのフィラメン
トのエミッタが同時に無くなることは稀れであり、必ず
どちらか１つのフィラメントのエミッタが先に無くなる
ので、半波放電の現象はエミッタが無くなったフィラメ
ントから電子が放出されないために生じる現象である。

このエミッタが無くなった状態をエミレス状態と称する
。

第８図の回路においては、このエミレス状態を検出する
ために、トランジスタＱ２のエミッタ側に第１の検出抵
抗Ｒ０を、また、共振用のコンデンサＣ１と直列に第２
の検出抵抗Ｒ７を接続したものであり、各々の抵抗ｎ　
ｏ　、　Ｒ＋に生ずる電圧降下をダイオードＤ　ｏ　、
　Ｄ　３で整流し、コンパレータＣＭＰＩ、ＣＭｒ’２
で基準電圧Ｖ、、Ｖ之と比較し、オア回路Ｏｒｔを介し
て検出信号を得るようにｔｅｌ成したものである。

今、放電灯２の片側のフィラメントのエミッタが無くな
って、放電灯２が矢印ａに示す方向にのみ導通する半波
放電状態になったとする。この場３には、ランプ電流が
阻止される高周波の半サイクルにおＣ１ては、直列共振
のＱが上昇するため、コンデンサＣ１からインダクタＬ
１の方向へ過大電流が流れることになる。この過大電流
は、１〜ランジスタＱ、の導通時にインダクタＬ１に蓄
積された電磁エネルギーが、検出抵抗Ｒ，，Ｒ，、コン
デンサＣ１を介して流れるものであり、検出抵抗Ｒ０の
電圧降下として、ダイオードＤ０及びコンパレータＣＭ
Ｐ　１によって検出される。

これとは反対に、放電灯２の他側のフィラメントのエミ
ッタが無くなって、放電灯２が矢印すに示す方向にのみ
導通する半波放電状態になったとする。この場合には、
同様の理由によってインダクタし、からコンデンサＣ１
の方向へ過大電流が流れる。この過大電流は、トランジ
スタＱ、の導通時に、直流電源ＥからＩ・ランジスタＱ
、、インダクタＬ、、コンデンサＣ３、検出抵抗Ｒ３を
介して流れるものであり、検出抵抗Ｒ１の電圧降下とし
て、ダイオードＤ、及びコンパレータＣＭＰ２によって
検出される。

コンパレータＣＭＰＩ、ＣＭＰ２の検出出力はオア回路
ＯＲを介して駆動回路１に入力されて、エミレス時には
トランジスタＱ、、Ｑ、を共にオフさせて、インバータ
回路の発振動作を停止させるものである。

従迷］」工 第９図は他の従来例の回路図である。この回路にあって
は、抵抗Ｒ１、ダイオードＤ５、基準電圧Ｖ２、コンパ
レータＣＭＰ２により、共振用のコンデンサＣ３に流れ
る電流の大小を判別し、共振が強くなり過ぎると、ｌ・
ランジスタＱ、、Ｑ２に過電流が流れる恐れがあるので
、駆動回路１に対して動作停止信号を伝達するようにし
ている。また、抵抗Ｒｓ　、ダイオードＤ！、基準電圧
Ｖ１、コンパレータＣＭＰ３により、放電灯２に流れる
ランプ電流の大小を判別し、その判別結果を駆動回路１
に伝達している。さらに、抵抗Ｒ，，，Ｒ，，、ダイオ
ードＤ、。、基準電圧Ｖ１、コンパレータＣＭＰ４によ
り、放電灯２に印加されるランプ電圧の大小を判別し、
その判別結果を駆動回路１に伝達している。１３ｉ１１
えば、高圧放電灯では始動直後から安定状態に近付くに
つれてランプ電圧が変化するが、その状態を駆動回路１
に伝達する。なお、ランプ電流やランプ電圧は２値的な
判別に限らず、リニアに検出されて、駆動回路１の制御
に用いられることもある。

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来例１にあっては、放電灯２の状態を共振用の
コンデンサＣ１に流れる電流により間接的に検出するも
のであるが、放電灯２がエミレス状態に陥ったことを検
出するに過ぎず、放電灯２が正常状態であるときに、放
電灯２の状態を検出して制御を行っているものではない
。

また、上述の従来Ｓ２にあっては、共振用のコンデンサ
ＣＩの電流は何ら制御には用いられておらず、単に過電
流が流れたときに、発振を停止させるために用いられて
いるに過ぎない、そして、放電灯２の状態を制御するた
めに、ランプ電流及びランプ電圧を共に検出しているの
で、検出回路の構成が複雑になるという問題がある。ま
た、ランプ電流又はランプ電圧のいずれか一方のみを検
出する場合には、ランプ電流又はランプ電圧を一定にす
る程度の制御しか出来ないという問題がある。さらにま
た、ランプ電圧の検出に抵抗による分圧回路を用いると
、例えば始動に高電圧を必要とする放電灯にあっては、
十分に耐圧の高い抵抗を用いる必要があり、高価になる
という問題がある。

以上のように、従来例にあっては、放電灯２と並列に接
続された共振用のコンデンサＣ１に流れる電流を検出す
ることはあっても、単に２値的に過電流の有無を判別す
るだけであり、放電灯２の状態をｉ’１ｔｌｌｔｉｌｌ
することはできなかった。このため、放電灯２の状態を
検出し制御するための構成が複雑になるという問題があ
った。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、放電灯と並列に接続された共振
用のコンデンサに流れる電流を検出することによって、
放電灯の状態を制御することを可能とした放電灯点灯装
置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 本発明にあっては、上記の課題を解決するために、第１
図に示すように、インダクタＬ１とコンデンサＣ１の直
列共振回路を含み、前記コンデンサＣＩと並列に放電灯
２を接続された負荷回路を備えるインバータ回路を有し
、インバータ回路のスイッチング周波数ｆを負荷回路の
固有振動周波数よりも高く設定した放電灯点灯装置にお
いて、前記コンデンサＣ３に流れる電流を検出する電流
検出手段と、電流検出値が増加するとスイッチング周波
数「を高くする周波数制御手段を設けたことを特徴とす
るものである。

［作用］ 本発明にあっては、放電灯２と並列に接続されたコンデ
ンサＣＩに流れる電流を検出する電流検出手段を設けた
ので、放電灯２のランプ電圧Ｖ１ａを検出することがで
きる。つまり、共振用のコンデンサＣ２に流れている電
流Ｉｃは、 Ｉ　ｅ＝　２　ｙｒ　ｒｘ　Ｃ＋　Ｘ　ＶｌｒＬであり
、これを電圧ＶｄＬとして取り出せば、Ｖｄｔ　ｃｃ　
ｆＸＶｉ’ａ となり、検出電圧Ｖｄｔはランプ電圧■ムに比例すると
共に、インバータ回路のスイッチング周波数ｒにも比例
する。したがって、検出電圧Ｖｄｔに基づいて、スイッ
チング周波数ｒを変化させることによって、放電灯２を
適切な状態に制御することができるものである。

例えば、放電灯２がＨＩＤ（高輝度放電灯）である場合
には、始動直後に放電灯２が略短絡状！ふとなるので、
ランプ電圧Ｖｉｍが低くなる。これを検出して、放電灯
２が安定状態に近付くまでの間は、スイッチング周波数
ｒを変化させて、放電灯２をスムーズに安定状態に近付
けることができる。

なお、第６図の実施例のように、ランプ電流工１ｕとコ
ンデンサＣ６の電流Ｉｃを算術的に合成することにより
、更に放電灯２の安定点灯のための制御を行うこともで
きる。

［実施例１］ 第１図は本発明の第１実施例の回路図であり、第２図（
ａ）〜（ｃ）はその要部回路図、第３図（ｎ）　、　（
ｂ）はその動作説明図である８本実施例において、従来
例と同一の機能を有する部分には同一の符号を付して重
複する説明は省略する０本実施例では、コンデンサＣ１
に流れる電流■ｃを、抵抗Ｒ１にて電圧降下分として取
り出し、ダイオードＤ、を介して抵抗Ｒ２、Ｒ３及びコ
ンデンサＣ２で精分し、検出電圧Ｖｄｔを得ている。こ
の検出電圧Ｖｄｔは、反転増幅器５により反転増幅され
、電流Ｔｅが増加すると、反転増幅器５の出力電圧は減
少し、電流Ｉｃが減少すると、反転増幅器５の出力電圧
は増加する１反転増幅器５の出力電圧は、Ｖ−Ｆ変換器
６に入力されて、その電圧変化を発振周波数の変化に変
換される。Ｖ−Ｆ変換器６は、周知のタイマーＩＣ（シ
ダネティクス社製ＮＥ５５５又はこれとコンパチブルの
日本電気層μＰＣｌ５５５）よりなり、このタイマーＩ
Ｃ４に動作電源Ｅ　＋　、　Ｅ　ｉと抵抗Ｒ＝　、　Ｒ
ｓ及びコンデンサＣ３を付加して無安定マルチバイブレ
ータを構成している。タイマーＩＣ４の５番ビンは周波
数制御端子であり、この５番ビンの電圧を高くすると、
発振周波数は低くなり、５番ビンの電圧を低くすると、
発振周波数は高くなる。したがって、電流Ｉｃが増加す
ると、Ｖ−Ｆ変換器６の発振周波数は高くなり、電流Ｉ
ｃが減少すると、Ｖ−Ｆ変換器６の発振周波数は低くな
る。このＶ−Ｆ変換器６から出力される発振周波数は、
分周回路３にて２分周されて、各分周出力を１駆動回路
ＩＡ、ＩＢを介してｌ・ランジスタＱ、、Ｑ２の制御端
にそれぞれ入力し、トランジスタＱ、、Ｑ、を交互にオ
ン・オフ制御するものである。

第２図（ａ）は反転増幅器５の回Ｉ１品構成を示してい
る。この反転増幅器５はオペアンプＯＰの反転入力端子
に入力抵抗ｒ、及び帰還抵抗ｒ、を接続すると共に、非
反転入力端子に基準電圧Ｅ「を印加したものであり、入
力電圧の位相を反転した出力電圧を発生する。

第２図（ｂ）は分周回路３の回ＦＩ３Ｗｉ成を示してい
る０分周回路３の入力は、ＴフリップフロップＦＦｌの
トリガー人力に接続されると共に、ＡＮＤ回路Ｇ、、Ｇ
、の一方の入力に接続されている。ＡＮＤ回路Ｇ　＋　
、　Ｇ　２の他方の入力には、ＴフリップフロップＦＦ
、の出力Ｑ、’Ｑが接続されており、ＡＮＤ回路Ｇ、、
Ｇ２の出力が一対の分周出力となっている。

第２図（ｅ）は駆動回路ＩＡ、ＩＢの回路構成を示して
いる。入力信号はベース抵抗ｒ、を介してトランジスタ
Ｑ、のベースに印加される。トランジスタＱｊがオンさ
れると、動作４電源Ｅ、からの電流がパルストランスＰ
Ｔの１次巻線に流れ、その２次巻線出力がベース抵抗ｒ
４を介してトランジスタＱ又はＧ２のベース・エミッタ
間に供給されるようになっている。

第３図（ａ）、（ｂ）は本実施例の動作説明図である。

同図（ｎ）は放電灯２のランプ電圧Ｖ１ａと検出電圧Ｖ
ｄｔ及びスイッチング周波数ｆの関係を示している。同
図から明らかなように、ランプ電圧Ｖ１ａが上昇すると
、共振用のコンデンサｃ１に流れる電流Ｉｃが増加する
ので、検出電圧ＶｄＬが上昇し、スイッチング周波数ｆ
も上昇するものであり、逆もまた真である。

第３図（ｂ）は異なる放電灯１１．．１２，１．を同じ
点灯装置で点灯した場合のランプ電圧■ｉａとスイッチ
ング周波数ｒの関係を示している。今、ある放電灯ｌ、
を周波数ｒ＝ｒ、で点灯し、ランプ電圧がＶｔ’ａ。

になったとする、同じ点灯装置で、別の放電灯１２を点
灯させたとする。ここで、放電灯！、　、１．はそのば
らつきにより必ずしもインピーダンスは同一でない、放
電灯１２のインピーダンスが放電灯！、のインピーダン
スよりも高い場合には、周波数ｔ＝　ｒ。

では放電灯１２のランプ電圧Ｖ１ａ２が放電灯１１のラ
ンプ電圧Ｖ　１　ａ　＋よりも高くなる。このため、放
電灯１２の点灯時におけるコンデンサＣ８の電流の検出
値ＶｄＬ、は、放電灯１１の点灯時におけるコンデンサ
Ｃ１の電流の検出値Ｖｄｔ、よりも高くなる。この結果
、反転増幅器５の出力電圧は低くなり、ＶＦ変換器６の
発振周波数はｒ＝ｒ、＞ｒ、と高くなり、動作点は第３
図（ｂ）の点Ａから点Ｂの方向に移動し、ランプ電圧Ｖ
ｌ’ａ、が下がる。これとは反対に、放電灯１１よりも
インピーダンスの低い放電灯！、を同じ点灯装置で点灯
させた場合には、周波数ｒ＝　ｒ、ではランプ電圧Ｖｉ
ａ、がＶ１ａ＋よりも低くなるので、発振周波数はｒ＝
ｒ、＜ｆ＋と低くなり、動゛作点は第３図（ｂ）の点Ａ
から点Ｃの方向に移動して、ランプ電圧Ｖｆａ、が高く
なる。

このように制御すれば、例えば高演色性の高圧ナトリウ
ム灯のように、ランプ電圧ＶＮａによって発光する色温
度が著しく異なる放電灯を点灯させる場合においても、
放電灯間のばらつきによるランプ電圧のばらつきが低減
され、放電灯間の色温度の違いを少なくすることができ
る。

なお、本発明において、スイッチング周波数ｆを負荷回
路の固有振動周波数よりも高く設定しているのは、仮に
スイッチング周波数ｆが負荷回路の固有振動周波数より
も低く設定されていると、トランジスタＱ、、Ｑ、がオ
ンされた瞬間には、それぞれダイオードＤ２．Ｄ、に電
流が流れていることになるため、ダイオードＤ２．Ｄ、
の逆回復時間が経過するまでは、トランジスタＱ、とダ
イオードＤ、又はトランジスタＱ２とダイオードＤＩの
同時オンが生じるので、これを防止するためである。

このように、スイッチング周波数ｆをインバータ回路の
固有振動周波数よりも高く設定した場合には、負荷回路
に流れる電流は負荷回路に印加される電圧よりも位相が
遅れるので、これを遅相モードと呼んでいる。遅相モー
ドでは、第３図（ｂ）に示すように、スイッチング周波
数「が増加するにつれて、共振用のコンデンサＣ１に印
加される電圧が減少するので、共振電流ｒｅも減少する
。したがって、共振電流Ｉｃの検出値ＶＣＩｔが増加し
たときには、スイッチング周波数ｒを増加させるように
制御することにより、共振電流Ｉｅを安定化するように
制御することができるものである。

［実施例２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図であり、第５図（
ｕ）、（ｂ）はその動作説明図である０本実施例では、
始動に高電圧の必要な高圧放電灯を用いている。そこで
、本実施例にあっては、始動時に間欠的に始動用の高電
圧を発生させるために、低周波発振回路７を設けている
。この低周波発振回路７は、周知のタイマーＩＣ４０（
シグネティクス社製ＮＥ５５５又はこれとコンパチブル
の日本電気製μＰＣｌ５５５）に、抵抗Ｒ，，ｒ（、、
とコンデンサＣｓ、ダイオードＤ、及び動作電源Ｅ２を
付加して成る無安定マルチバイブレークを含み、その出
力端子（３番ビン）に低周波の矩形波信号を得ている。

動作電源Ｅ２は抵抗Ｒ，，，Ｒ，３にて分圧され、その
分圧点には抵抗Ｒ１２を介してタイマー■Ｃ４０の出力
端子（３番ビン）が接続されている。

したがって、低周波発振回路７から出力される電圧信号
■６は出力端子（３番ビン）が“Ｈｉｇｌ＋”レベルの
ときには高くなり、“Ｌｏｗ”レベルのときには低くな
る。この電圧信号Ｖ、は始動時においては、電圧信号Ｖ
、、Ｖ、よりも高くなり、ダイオードＤＩはオン、ダイ
オードＤ、、Ｄ、はオフとなる。このため、始動時には
スイッチング周波数ｆは第５図（ｎ）に示すように電圧
信号■、に従って変化し、電圧信号Ｖ６が低いときには
［＝１１となり、電圧信号■６が高いときにはｒ＝ｒ２
＜ｒ、となる、今、周波数ｒ、　、ｒ、が第５図（ｂ）
に示すように、インバータ回路の無負荷時の固有振動周
波数ｒ０に対して、「。＜「。

＜　ｒ　２という関係にあるものとすると、ｒ＝ｒ２と
なったときにはコンデンサＣ３に発生する共振電圧は高
くなり、放電灯２には高電圧が印加される。この高電圧
により放電灯２が始動する。

ところで、この踵の高圧放電灯は、始動直後において非
常にインピーダンスが低くなる。このときに十分なラン
プ電流を流すことにより、放電灯２を速やかに安定点灯
状態にｔ’Ａ　１５させることが重要である。ところが
、安定点灯時の点灯周波数ｆ４のままでは、この十分な
電流が始動時に流れないことがあり、始動時には周波数
ｆを低く設定する二とが望まれる。

そこで、本実施例にあっては、共振用のコンデンサＣ１
に流れる電流Ｉｃを、カレントトランスＴ１と抵抗Ｒ１
〜Ｒ１、ダイオードＤ３、コンデンサＣ２にて検出し、
反転増幅器５にて反転増幅して、電圧信号Ｖ、を得てお
り、この電圧信号■、をダイオードＤ、を介してＶ−Ｆ
変換器６の周波数制御端子（５番ピン）に印加している
。始動直後においては、電圧信号■、は池の電圧信号Ｖ
、、Ｖ、に比べて高くなるように回路定数を設計されて
おり、したがって、ダイオードＤ　ｓ　、　Ｄ　ｔはオ
フ、ダイオードＤ、はオンとなり、電圧信号ｖ書に応じ
てスイッチング周波数ｆが制御される。やがて、放電灯
２が安定状態に達すると、電圧信号Ｖ、が電圧信号Ｖ７
よりも低くなり、ダイオードＤ、がオン、ダイオードＤ
　＝　、　Ｄ　Ｉがオフとなって、Ｖ−Ｆ変ＩＡ器６の
発振周波数ｒは電圧信号Ｖ７で決まる一定の周波数ｒ４
となる。ここで、電圧信号Ｖ、は、放電灯２のランプ電
流をカレントトランスＴ３、抵抗Ｒ５〜Ｒ，、ダイオー
ドＤ１、コンデンサＣ４にて検出し、その検出電圧の有
無をコンパレータＣＭＰと基準電圧Ｅ４により２値的に
判別することにより得られる定電圧であり、放電灯２が
点灯しているときには電圧信号Ｖ６よりも高い電圧とな
る。そして、電圧信号■、は放電灯２の始動直後から安
定状態に達する時点り、までの期間では電圧信号■７よ
りも高く、放電灯２が安定状態に達した時点し、以降は
電圧信号Ｖ、よりも低くなるように、回路定数を設計さ
れている。

なお、放電灯２の始動直後から安定状態に達する時点り
、までの期間においては、放電灯２の温度が上昇するこ
とによりランプ電圧■１ａが上昇して、周波数ｒが上昇
することにより、コンデンサＣ１の電流も増加するので
、周波数ｆは加速度的に高くなるものであり、不必要に
長い時間に亘って周波数ｒが低く設定されることはなく
、放電灯２の状ＩＢに応じて速やかに安定状態に遷移さ
せることができるものである。

［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図であり、第７図は
その動作説明図である６本実施例にあっては、電流１〜
ランスＴの第１の入力巻線Ｎ、により共振用のコンデン
サＣＩに流れる共振電流１ｃを検出し、第２の入力巻線
Ｎ２により放電灯２に流れるランプ電流ＴＮｕを検出し
、出力巻線Ｎ、から共振電流Ｉｃとランプ電流１１ｎの
合成電流工、を出力している。この合成重Ｋ　Ｉ　−に
比例する電圧信号を抵抗Ｒ１の両端に発生させ、ダイオ
ードＤ１、抵抗Ｒｔ　、　Ｒ２及びコンデンサＣ１にて
整流平滑して、検出電圧Ｖｄｔを得ている。その他の構
成については、実施例１と同様である。

電流トランスＴの出力巻線Ｎ３に得られる電流Ｉ、の値
は、共振電流Ｉｃとランプ電流１１ａの位相差を無視す
れば、 Ｎ　２Ｘ　Ｉ　１ｍ　　Ｎ　＋Ｘ　Ｉ　ｃ＝　Ｎ３Ｘ　
Ｉ　３となる。故に、検出電圧ＶｄＬは、 Ｖｄｔ−（Ｒ＋／　Ｎｚ）（ＮｔＸ　ｒ　ｔ’ａ−Ｎ、
ｘ　Ｉ　ｃ）となる、放電灯２のインピーダンスをＺと
すると、ＶｌｒＬ＝　Ｉ　ｌａ／　Ｚであるから、Ｖｄ
ｔ＝（Ｒ＋／Ｎ５）（Ｎｔｘ　ｒ　１ａＮ　＋　Ｘ　２
　ｘ　ｒ　Ｘ　ｒ　ｌａ／　Ｚ　）＝（ｋ　　ｆ）ＸＩ
ｔ’ａ となる、ここで、ｋは定数である。

本実施例において、直流電源Ｅが定格電圧のときに、ス
イッチング周波数がｒ＝　ｒ、で動作していたとする。

今、直流電ＨＥの電圧が何らかの原因でＥＬ４（＞Ｅ）
に上昇すると、放電灯２が例えば高圧ナトリウム灯であ
る場合には、インピーダンス２はほとんど変化しないの
で、ｒ−ｒ、のままではランプ電圧Ｖｉａが上昇し、ラ
ンプ電流１１ｍが増加するので、検出電圧ＶｄＬが上昇
する。このため、ス、イツチング周波数ｆが上昇し、ス
イッチング周波数がｒ＝ｒ、に変化して、ランプ電圧Ｖ
ｊ’ａが下がり、ランプ電流１１ａも減少して、検出電
圧ＶｄＬを一定値に保つように動作する０反対に、直流
電源Ｅの電圧が何らかの原因でＥＬ（＜Ｅ）に下がると
、逆の動作を行う、これによって、電源電圧変動に対す
るランプ電圧Ｖ１ａの補償回路を容易に実現することが
できる。

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、放電灯と並列接続さ
れた共振用のコンデンサを備え、遅相モードで動作する
インバータ回路を有する放電灯点灯装置において、共振
用のコンデンサに流れる電流を検出し、検出電流の増加
につれてスイッチング周波数が高くなるように制御して
いるので、簡単な構成で放電灯を状態を検出し制御する
ことができるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１実施例の回路図、第２図（ａ）乃
至（ｃ）は同上の要部回路図、第３図（ａ）、（ｂ）は
同上の動作説明図、第４図は本発明の第２実施例の回Ｉ
Ｐ１図、第５図（ａ）、（ｂ）は同上の動作説明図、第
６図は本発明の第３実施例の回路図、第７図は同上の動
作説明図、第８図は従来例の回路図、第９図は他の従来
例の回路図である。 Ｑ、、Ｑ、はｌ・ランジスタ、Ｅは直流電源、Ｌ、はイ
ンダクタ、Ｃ３はコンデンサ、Ｒ１は抵抗、２は放電灯
、６はＶ−Ｆ変換器である。

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）インダクタとコンデンサの直列共振回路を含み、
   前記コンデンサと並列に放電灯を接続された負荷回路を
   備えるインバータ回路を有し、インバータ回路のスイッ
   チング周波数を負荷回路の固有振動周波数よりも高く設
   定した放電灯点灯装置において、前記コンデンサに流れ
   る電流を検出する電流検出手段と、電流検出値が増加す
   るとスイッチング周波数を高くする周波数制御手段を設
   けたことを特徴とする放電灯点灯装置。
2. （２）前記放電灯は高圧放電灯よりなり、前記電流検出
   手段及び周波数制御手段を高圧放電灯の始動直後から安
   定状態に達するまでの期間に動作させる制御手段を備え
   ることを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装置。