JPH02123965A - Electric-supply equipment - Google Patents
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- Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
１産業上の利用分野］
本発明は、電源をスイッチ素子を介して負荷に接続し、
スイッチ素子がオンした時に負荷に直接電源供給を竹な
い、負荷の電流又は電圧を検出し、スイッチ素子の制御
を行なう電源装置に関するものである。[Detailed description of the invention] 1. Industrial application field] The present invention connects a power source to a load via a switching element,
The present invention relates to a power supply device that directly supplies power to a load when a switch element is turned on, detects the current or voltage of the load, and controls the switch element.
［従来の技術］
通常、スイッチングレギュレータなどに用いられるパル
ス幅制御方式は第８図に示すような構成となっている。[Prior Art] Usually, a pulse width control method used in a switching regulator or the like has a configuration as shown in FIG.
この回路では、出力電圧Ｅｏを抵抗Ｒ，，Ｒ２によって
検出し、この検出した電圧と基準電圧Ｖｒｅｆとを比較
し、アンプＡ＋ａｐ″Ｃ誤差増幅し、変動分Ｖａを得る
。次に、アンプＡｍｐの出力はコンパレータＣｏｍｐの
非反転入力に入力される。このコンパレータＣｏ＋働ｐ
の反転入力には、三角波発生回路Ｏｓｃからの三角波ｖ
ｂを加えておき、この両者を比較することにより、コン
パレータＣｏｌ１ｐの出力からＨレベル又はＬレベルの
信号が出力されて、トランジスタＱ１をオンオフさせて
パルス幅変調を行なう。この場合、負荷が接続される出
力電圧Ｅｏは、チ３−りり、とコンデンサＣ３によって
完全に直流化されている。In this circuit, the output voltage Eo is detected by the resistors R, , R2, the detected voltage is compared with the reference voltage Vref, and the amplifier A+ap''C error is amplified to obtain the variation Va. The output is input to the non-inverting input of the comparator Comp.
The triangular wave v from the triangular wave generating circuit Osc is input to the inverting input of
By adding b and comparing the two, an H level or L level signal is output from the output of the comparator Col1p, which turns the transistor Q1 on and off to perform pulse width modulation. In this case, the output voltage Eo to which the load is connected is completely converted into direct current by the capacitor C3.
この従来回路においては、次のような問題がある。すな
わち、大容量のチョークＬ１及びコンデンサＣ１が必要
なため高価となる。また、アンプＡｍｐの基準電圧Ｖ
ｒｅｆ及びフンパレータＣｏｍｐの基準電圧となる三角
波が必要であり、構成が複雑となる。また、使用する負
荷は、必ずしも完全直流でなくとも良く、また、その周
期についても多少変動が許容できる場合があり、その例
について以下に述べる。This conventional circuit has the following problems. In other words, the choke L1 and capacitor C1 of large capacity are required, resulting in high cost. Also, the reference voltage V of the amplifier Amp
A triangular wave serving as a reference voltage for ref and the humpparator Comp is required, making the configuration complicated. Further, the load to be used does not necessarily have to be a complete direct current, and some variation in its cycle may be allowed, and an example of this will be described below.
すなわち、電池を電源とし、白熱ランプを負荷とし、電
源と負荷との間にスイッチ素子を介した構成において、
電池電圧の大小に応じてオンオフのデユーティを変化さ
せるようにスイッチ素子を制御することにより、電池の
有効利用と白′熱ランプの寿命の向上を目的としたもの
が考案されている。That is, in a configuration in which a battery is used as a power source, an incandescent lamp is used as a load, and a switch element is interposed between the power source and the load,
A device has been devised that aims to make more effective use of the battery and extend the life of the incandescent lamp by controlling the switching element so as to change the on/off duty depending on the magnitude of the battery voltage.
第９図に示すように、電池Ｂと白熱ランプＬとの開にト
ランジスタＱ１を接続し、このトランジスタＱ、をオペ
アンプｏｐ、、ｏｐ２、トランジスタロ２等でそのオン
オフのデユーティを変化させるようにしている。白熱ラ
ンプ１．と並列に接続された抵抗Ｒ１＋ Ｒ，２の分圧
点電位を、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ） ｌ Ｒ＜より
構成された非反転増幅回路によって増幅し、その出力を
抵抗Ｒ５とコンデンサＣ３によって積分している。この
積分後、定電圧ダイオードＺＤ、により作られた基準電
圧と比較を行ない、基準電圧より積分信号が低ければ、
オペアンプＯＰ２の出力がＨレベルとなり、トランジス
タＱ２がオンする。このトランジスタＱ２のオンにより
、トランジスタＱ、をオンして、電池Ｂ電圧を白熱ラン
プＬに印加する。このスイッチ素子たるトランジスタＱ
、のオンオフによって負荷である白熱ランプＬを制御す
るものである。As shown in FIG. 9, a transistor Q1 is connected between the battery B and the incandescent lamp L, and the on/off duty of this transistor Q is changed using operational amplifiers op, op2, transistor 2, etc. There is. Incandescent lamp 1. The voltage dividing point potential of the resistor R1+ R,2 connected in parallel with is amplified by a non-inverting amplifier circuit composed of an operational amplifier OP1 and a resistor R), and its output is integrated by a resistor R5 and a capacitor C3. ing. After this integration, it is compared with the reference voltage created by the constant voltage diode ZD, and if the integrated signal is lower than the reference voltage, then
The output of the operational amplifier OP2 becomes H level, and the transistor Q2 is turned on. By turning on the transistor Q2, the transistor Q is turned on and the battery B voltage is applied to the incandescent lamp L. This switching element is a transistor Q
The incandescent lamp L, which is the load, is controlled by turning on and off the lamps.
［発明が解決しようとする課題１
第９図においては、先の従来例とは異なり、平滑用のチ
ョークやコンデンサで不要で、しかも、基準電圧も容易
な構成で達成できるが、次のような問題を有している。[Problem to be Solved by the Invention 1] In Fig. 9, unlike the previous conventional example, smoothing chokes and capacitors are unnecessary, and the reference voltage can be achieved with a simple configuration. I have a problem.
すなわち、かかる従来回路において、抵抗Ｒ１とコンデ
ンサＣＩからなる積分回路の信号は定電圧ダイオードＺ
Ｄ、の基準電圧を越えた時点でトランジスタＱ、がオフ
となるように構成されているため、再び積分信号が低下
すると、トランジスタＱ、がオンし、以後これが繰り返
され発振し−Ｃしまうという問題がある。That is, in this conventional circuit, the signal of the integrating circuit consisting of the resistor R1 and the capacitor CI is connected to the constant voltage diode Z.
Since the transistor Q is configured to turn off when the reference voltage of D is exceeded, when the integrated signal drops again, the transistor Q turns on, and this repeats, resulting in oscillation and -C. There is.
本発明は、上述の点に鑑みで提供したものであって、容
易な構成で安定な動作を得ることを目的とした電源装置
を提供するものである。The present invention has been provided in view of the above-mentioned points, and provides a power supply device that aims to obtain stable operation with a simple configuration.
［課題を解決するための手段１
本発明は、フィードバックループに負荷の状態を検出し
た検出信号を積分する複数の積分要素を設けたものであ
る。[Means for Solving the Problems 1] In the present invention, a feedback loop is provided with a plurality of integration elements that integrate a detection signal that detects the state of a load.
［作用］
しかして、本発明は、積分要素により負荷の状態の検出
信号を積分して信号を遅延させるようにしたものである
。[Operation] According to the present invention, the detection signal of the load state is integrated by the integral element to delay the signal.
「実施例１１
以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。第
１図はブロック図を示し、電源にスイッチ素子を介して
負荷を接続している。負荷の状態をスイッチ素子にフィ
ードバックさせる制御回路は、負荷の電圧あるいは電流
を検出する負荷状態検出部と、該検出部出力を積分する
積分回路１と、積分出力を増幅する増幅回路２と、増幅
出力を積分する積分回路４と、この積分回路４出力を完
全直流電圧の基準電圧と比較してスイッチ素子をオンオ
フ制御する比較回路５等でｖｔ成されている。Embodiment 11 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 shows a block diagram in which a load is connected to a power source via a switch element. The control circuit that feeds back the output includes a load state detection section that detects the voltage or current of the load, an integration circuit 1 that integrates the output of the detection section, an amplifier circuit 2 that amplifies the integrated output, and an integration circuit that integrates the amplified output. 4 and a comparator circuit 5, etc., which compares the output of this integrating circuit 4 with a reference voltage of a complete DC voltage to control on/off of a switching element.
尚、積分回路１と増幅回路２と積分回路４とは順序を入
れ替えてもよく、また、別の要素を挿入しても良いが、
積分回路は複数を必要とする。Note that the order of the integrating circuit 1, the amplifier circuit 2, and the integrating circuit 4 may be changed, or another element may be inserted.
Multiple integration circuits are required.
本発明は、従来の欠点である平滑要素を除いているため
、負荷にはスイッチ素子の応動により零又は電源に等し
い値が電圧あるいは、負荷と電源との間との関係で定ま
る電流が不連続な負荷状態が検出される。従って、負荷
状態の検出はスイッチ素子のオンオフに同期して変化す
る。この検出した信号を積分すると、その積分信号のピ
ーク及びボトム点もスイッチ素子のオンオフに同期して
いる。Since the present invention eliminates the smoothing element, which is a drawback of the conventional method, the voltage at the load is zero or equal to the power supply due to the response of the switching element, or the current determined by the relationship between the load and the power supply is discontinuous. A heavy load condition is detected. Therefore, the detection of the load state changes in synchronization with the on/off of the switch element. When this detected signal is integrated, the peak and bottom points of the integrated signal are also synchronized with the on/off of the switch element.
従って、更に別の積分回路を付加することにより、適度
な位相差を作ることができ、安定な回路動作を行なわせ
ることができる。Therefore, by adding another integrating circuit, an appropriate phase difference can be created and stable circuit operation can be achieved.
第２図は具体実施例を示し、電源を電池Ｂとし、負荷を
白熱ランプＩ−とした場合である。白熱フツブＬは電池
Ｂにスイッチ素子であるトランジスタＱ、を介して接続
され、また、上記積分回路１は抵抗Ｒ３、コンデンサＣ
１からなり、オペアンプｏｐ、′ｉｖ１から構成される
増幅回路２の出力を比較する比較回路３は、抵抗Ｒ，，
Ｒ，、オペアンプＯＰ２からなり、積分回路４は抵抗Ｒ
５、コンデンサＣ２から構成され、比較回路５は抵抗Ｒ
＋ｏ−ＲオペアンプＯＰ、などから構成されている。ま
た、オペアンプＯＰ、・・・の電源や、基準電圧用に３
１＃子レギユレ一タＲｅｇが設けである。FIG. 2 shows a specific example, in which the power source is battery B and the load is an incandescent lamp I-. The incandescent tube L is connected to the battery B via a transistor Q, which is a switching element, and the integrating circuit 1 is connected to a resistor R3 and a capacitor C.
A comparator circuit 3 for comparing the outputs of an amplifier circuit 2 consisting of operational amplifiers op and 'iv1 includes resistors R, .
R,, consists of an operational amplifier OP2, and the integrating circuit 4 has a resistor R.
5. It is composed of a capacitor C2, and the comparison circuit 5 is a resistor R.
+o-R operational amplifier OP, etc. In addition, 3
The 1# child regulator Reg is provided.
次に、動作を説明する。白熱ランプＬの両端電圧を抵抗
Ｒ，，Ｒ２で分圧し、抵抗Ｒ１とコンデンサＣ１によっ
て積分し、オペアンプＯＰ１と抵抗Ｒ１，Ｒ５によって
増幅する。次に、このオペアンプＯＰ１の出力をオペア
ンプＯＰ２によって反転比較、つまり、オペアンプＯＰ
、の出力が抵抗Ｒ，，Ｒ，の接続点電位である完全に直
流化された基準電圧より高ければＬレベルを出力する。Next, the operation will be explained. The voltage across the incandescent lamp L is divided by resistors R, , R2, integrated by resistor R1 and capacitor C1, and amplified by operational amplifier OP1 and resistors R1 and R5. Next, the output of the operational amplifier OP1 is inverted and compared by the operational amplifier OP2, that is, the output of the operational amplifier OP1 is
If the output of , is higher than the completely DC reference voltage, which is the potential at the connection point of the resistors R, , R, an L level is output.
オペアンプＯＰ２による反転比較の出力は、電池Ｂ電圧
の出力の変化にかかわらずレベルが一定であるＨレベル
又はＬレベルのいずれかであり、正規化（デジタル化）
されたものとなる。さらに、オペアン７’ ＯＰ ２の
出力を抵抗Ｒ５とコンデンサＣ２で積分する。この積分
信号は抵抗Ｒ２゜、Ｒ１１との接続点電位の完全に直流
化された基準電圧と比較される。ここで、オペアンプＯ
Ｐ２の出力は、電池Ｂ電圧が十分高い時には、Ｈｉｇｈ
／ Ｌ ｏｗのデユーティは電池Ｂ電圧が低い時に比べ
て、Ｈレベルのデユーティ比が小さくなる。The output of the inverted comparison by operational amplifier OP2 is either H level or L level, which remains constant regardless of changes in the output of battery B voltage, and is normalized (digitized).
It becomes what is given. Further, the output of the operational amplifier 7' OP 2 is integrated by the resistor R5 and the capacitor C2. This integrated signal is compared with a completely DC reference voltage at the potential at the connection point between the resistors R2° and R11. Here, operational amplifier O
The output of P2 is High when the battery B voltage is high enough.
/ For the low duty ratio, the H level duty ratio is smaller than when the battery B voltage is low.
しかし、オペアンプＯＰ２の出力を更に抵抗Ｒ９、コン
デンサＣ２からなる積分回路４を介して、オペアンプＯ
Ｐ、などからなる非反転比較回路５によって、オペアン
プＯＰ２の正規化された電圧で充放電するため、前段の
積分回路１に対して適当な遅延を持たせることができて
、発振を防止することができ、回路の安定化を図ること
ができる。However, the output of the operational amplifier OP2 is further connected to the operational amplifier OP2 through an integrating circuit 4 consisting of a resistor R9 and a capacitor C2.
Since the non-inverting comparison circuit 5 consisting of P, etc., charges and discharges with the normalized voltage of the operational amplifier OP2, it is possible to provide an appropriate delay with respect to the integration circuit 1 in the previous stage, and prevent oscillation. This makes it possible to stabilize the circuit.
同時に積分回路４の充放電が一定となるため、少なくと
もオペアンプＯＰ、の出力がＬレベルとなる時間は、電
池Ｂ電圧の変動にかかわらず略一定となる。すなわち、
比較回路３のオペアンプＯＰ２の出力は、入力のランプ
電圧の積分値（アナログ信号）からデジタル化（正規化
）されたＨレベルあるいはＬレベルの信号となるため、
積分回路４の充電あるいは放電時間が一定になる。従っ
て、第２（図（ａ）に示す電池Ｂ電圧が大の場合でも、
また、ＰＩＳ３図（ｂ）に示す電池Ｂ電圧が小の場合で
も、ランプ電圧ＶＱａが０となる時間、つまり、トラン
ジスタＱ１のオフ時間Ｔｏｆｆ、、Ｔｏｆｆ２を電池Ｂ
電圧の変動に対して一定化することができる（Ｔｏ［＃
Ｔｏｆｆ２）。尚、白熱ランプしには第３図に示すよう
に、矩形波を印加しているが、ランプ電圧がＯとなる区
間（休止区間）を、電池Ｂ電圧が変動しても一定化させ
ることで、チラッキを抑えることができる。At the same time, since the charging and discharging of the integrating circuit 4 becomes constant, at least the time during which the output of the operational amplifier OP is at the L level becomes substantially constant regardless of fluctuations in the battery B voltage. That is,
The output of the operational amplifier OP2 of the comparator circuit 3 is an H level or L level signal that is digitized (normalized) from the integral value (analog signal) of the input lamp voltage.
The charging or discharging time of the integrating circuit 4 becomes constant. Therefore, even if the second battery B voltage shown in Figure (a) is large,
In addition, even when the battery B voltage shown in PIS 3 (b) is small, the time when the lamp voltage VQa becomes 0, that is, the off time Toff, , Toff2 of the transistor Q1, is the battery B voltage.
It can be made constant against voltage fluctuations (To[#
Toff2). Incidentally, as shown in Figure 3, a rectangular wave is applied to the incandescent lamp, but by keeping the section where the lamp voltage is O (the rest section) constant even if the battery B voltage fluctuates. , it is possible to suppress flickering.
この結果、白熱ランプＬに電圧が印加されない時間は、
電池Ｂ電圧に変動にかかわらず略一定となり、白熱ラン
プＬのフィラメントの熱慣性により、所定値以内では、
光束ら者しい低下がなく、チラッキも感じないばかりか
、フィラメント温度が低下しないということは、白熱ラ
ンプＬ特有のラッシュ電流もない。従って、ラッシ、電
流に伴うトランジスタＱ、のスイッチングロスの増加も
防止できるものである。また、休止時間Ｔｏｆｆを所定
値以下にすれば、７ ’） ・ｙ力を防１ヒすることが
できる。尚、比較回路５の基準電圧として完全に直流化
した電圧を用いているので、構成が容易となる。また、
−船釣に用いられる負荷への電力供給を平滑するために
大容量の平滑要素が不要となり、安価な構成とすること
ができる。As a result, the time when no voltage is applied to the incandescent lamp L is
Regardless of fluctuations in battery B voltage, it remains approximately constant, and due to the thermal inertia of the filament of incandescent lamp L, within a predetermined value,
Not only is there no noticeable drop in luminous flux and no flickering, but the fact that the filament temperature does not drop also means that there is no rush current characteristic of incandescent lamps L. Therefore, it is possible to prevent an increase in switching loss of the transistor Q due to lash and current. Furthermore, if the pause time Toff is set to a predetermined value or less, 7') y force can be prevented. Note that since a completely DC voltage is used as the reference voltage of the comparator circuit 5, the configuration is easy. Also,
- A large-capacity smoothing element is not required to smooth the power supply to the load used for boat fishing, and an inexpensive configuration can be achieved.
［実施例２１
先の実施例では、電源として電池のような直流電源とし
、負荷としては白熱ランプを用いたが、本発明は、電源
及び負荷が先の実施例に限定されるものではない。その
例として、本実施例では、商用電源を降圧整流したもの
を電源とし、負荷として例えば、ニッケルカドミウム電
池のような二次電池を用いている。本実施例は、電源電
圧変動及び電池電圧変化に応じて充電電流を一定に制御
する例である。[Example 21 In the previous example, a DC power source such as a battery was used as the power source, and an incandescent lamp was used as the load, but the present invention is not limited to the power source and the load in the previous example. As an example, in this embodiment, the power source is a step-down rectified commercial power source, and a secondary battery such as a nickel-cadmium battery is used as the load. This embodiment is an example in which the charging current is controlled to be constant according to power supply voltage fluctuations and battery voltage changes.
第４図は具体回路図を示し、オペアンプＯＰ、抵抗Ｒ２
−Ｒ１等で増幅回路２を構成し、また、抵抗Ｒ６とコン
デンサＣＩとで積分回路１を構成し、オペアンプＯＰ２
、抵抗Ｒ８、コンデンサ０２等で積分回路４を構成し、
オペアンプＯＰ、、抵抗Ｒ９ｙＲ１゜等で比較回路５を
構成している。また、比較回路５に完全に直流化した基
準電圧を供給すべく３４子レギユレ一タＲｅｇが設けで
ある。第５図はタイムチャートを示し、第４図の（イ）
〜（す）と第５図（ａ）〜（１１）に示す（イ）〜（す
）の波形とは対応している。Figure 4 shows a specific circuit diagram, including operational amplifier OP and resistor R2.
-R1 etc. constitute an amplifier circuit 2, and a resistor R6 and a capacitor CI constitute an integrator circuit 1, and an operational amplifier OP2
, resistor R8, capacitor 02, etc. constitute an integrating circuit 4,
A comparator circuit 5 is composed of an operational amplifier OP, resistors R9yR1°, and the like. Further, a 34-element regulator Reg is provided to supply the comparator circuit 5 with a completely DC reference voltage. Figure 5 shows the time chart, and (a) in Figure 4
-(S) correspond to the waveforms (A) to (S) shown in FIGS. 5(a) to (11).
降圧トランスＴにて降圧した電圧を整流した整流器Ｒｅ
の出力端（イ）には第５図（ａ）に示すような波形が出
力され、トランジスタＱ、のオンオフにより（ロ）点に
は第５図（ｂ）に示すような波形が、（ハ）点には電池
Ｂの電圧ＶＢにより規制された第５図（ｃ）に示すよう
な波形が夫々現れる。本実施例では充電電流検出用とし
て抵抗Ｒ２を用い、この抵抗Ｒ１の両端の電圧を抵抗Ｒ
２〜Ｒ３とオペアンプＯＰ、からなる差動増幅回路１で
増幅し、第５図（ｄ）に示すように充電電流に比例した
電圧を得ている。この（ニ）点に現れる電圧を第５図（
ｅ）に示すように、抵抗Ｒ６とコンデンサＣ１によって
積分する。さらにこの積分した信号をオペアンプＯＰ
２と抵抗Ｒ６とコンデンサＣ２からなる積分回路３によ
って（ホ）と（へ）のリップル位相差ψを生じさせてい
る（第５図（ｆ））。このようにして得られた充電電流
に比例した信号（へ）と定電圧電源を抵抗Ｒｓ 、Ｒ＋
。で分圧して得られる基準電圧（ト）と比較し、第５図
（ｇ）に示すように、基準電圧より低ければＨレベルが
、高ければＬレベルがオペアンプＯＰ、より出力される
。そして、オペアンプＯＰ、の出力によりトランジスタ
Ｑ２．Ｑ、をオンオフして、電池Ｂに抵抗Ｒ５とグイオ
ードＤ１を介して第５図（ｈ）に示すような充電電流を
流すようにしている。尚、抵抗Ｒ７はオペアンプＯＰ２
のバラツキを吸収するためのものである。このように構
成することで、比較回路５の前に積分回路１，４を設け
ているために、適度な遅延時間を設けることができ、そ
のため、降圧トランスＴの逆起電圧の抑制を図ることが
でき、また、回路動作の安定化を図ることができる。A rectifier Re that rectifies the voltage stepped down by the step-down transformer T.
A waveform as shown in FIG. 5(a) is output at the output terminal (A) of the transistor Q, and a waveform as shown in FIG. 5(b) is output at the point (B) by turning on and off the transistor Q. ) waveforms as shown in FIG. 5(c) regulated by the voltage VB of battery B appear. In this embodiment, a resistor R2 is used for detecting the charging current, and the voltage across this resistor R1 is determined by the resistor R2.
2 to R3 and an operational amplifier OP, the differential amplifier circuit 1 obtains a voltage proportional to the charging current as shown in FIG. 5(d). The voltage appearing at this point (d) is shown in Figure 5 (
As shown in e), integration is performed by resistor R6 and capacitor C1. Furthermore, this integrated signal is sent to the operational amplifier OP.
2, a resistor R6, and a capacitor C2, an integrating circuit 3 generates a ripple phase difference ψ between (E) and (E) (FIG. 5(f)). A signal proportional to the charging current obtained in this way and a constant voltage power source are connected to resistors Rs, R+
. As shown in FIG. 5(g), if it is lower than the reference voltage, an H level is output, and if it is higher, an L level is output from the operational amplifier OP. Then, the output of the operational amplifier OP causes the transistor Q2. Q is turned on and off to cause a charging current as shown in FIG. 5(h) to flow through the battery B via the resistor R5 and the guide D1. In addition, resistor R7 is operational amplifier OP2
This is to absorb the variation in the With this configuration, since the integrating circuits 1 and 4 are provided before the comparator circuit 5, an appropriate delay time can be provided, and therefore, the back electromotive voltage of the step-down transformer T can be suppressed. In addition, it is possible to stabilize the circuit operation.
ところで、本回路の定数は、トランジスタＱのオンオフ
が商用電源の半サイクルに１回の割合に設定している。By the way, the constants of this circuit are set such that the transistor Q is turned on and off once every half cycle of the commercial power supply.
これは、頻繁にオンオフを繰り返すと、前述の通り、降
圧トランスＴの逆起電圧が増加し、回路素子の破壊や回
路動作が不安定となるため、トランジスタＱ、のオンオ
フを商用電源の半サイクルの１回の割合で行なうことで
、これらを防止している。逆に第５図（ｎに示すリップ
ル位相差ψを９０’以上にすると、整流器Ｒｅの利用率
の低下と、降圧トランスＴの偏磁等によって損失が低下
することを防止するためである。As mentioned above, if the transistor Q is turned on and off frequently, the back electromotive voltage of the step-down transformer T increases, causing damage to circuit elements and unstable circuit operation. These can be prevented by doing this at a rate of once. Conversely, if the ripple phase difference ψ shown in FIG. 5 (n) is set to 90' or more, this is to prevent a decrease in the utilization rate of the rectifier Re and a decrease in loss due to biased magnetization of the step-down transformer T.
ところで、第６図は上記第２図の回路を点灯制御回路１
２として、また、第４図の回路を充電制御回路１１とし
て夫々一部に用いた非常灯点灯装置のブロック図を示し
、非常灯点灯装置は商用電源ＡＣを降圧トランスＴで降
圧し、整流平滑回路１０ａにて平滑して直流電源を形成
する直流電源回路１０と、この直流電源から二次電池Ｂ
をトリクル充電する充電制御回路１１と、二次電池Ｂ出
力によって白熱ランプＬを点灯させる点灯制御回路１２
と、商用電源ＡＣの停電を検出する停電検出回路１３出
力及び電池Ｂ電圧が所定値以上かどうかを検出する電池
電圧検出回路１４出力に基づいて充電制御回路１１及び
点灯制御回路１２の動作を切り替え制御する切り替え制
御回路１５と、正常な白熱ランプＬが接続されているか
どうかを検出する接続検出回路１６と、充電が正常に行
なわれているかどうか及び正常な白熱ランプＬが接続さ
れているを表示する動作表示回路１７とで構成されてい
る。また、第７図は列体回路例を示すもので、直流電源
回路１０、動作表示回路１７の発光ダイオードＬＤ、点
灯制御回路１２のトランジスタＱ３、回路電源を形成す
る３端子レギュレータＲｅｇを除く各回路は１枚のプリ
ント板に実装されている。By the way, FIG. 6 shows the circuit shown in FIG. 2 above as a lighting control circuit 1.
2 shows a block diagram of an emergency light lighting device that partially uses the circuit shown in FIG. 4 as the charging control circuit 11. A DC power supply circuit 10 that smoothes in a circuit 10a to form a DC power supply, and a secondary battery B from this DC power supply.
a charging control circuit 11 that performs trickle charging, and a lighting control circuit 12 that lights an incandescent lamp L using the output of a secondary battery B.
The operations of the charging control circuit 11 and the lighting control circuit 12 are switched based on the output of the power failure detection circuit 13, which detects a power failure of the commercial power supply AC, and the output of the battery voltage detection circuit 14, which detects whether the battery B voltage is higher than a predetermined value. A switching control circuit 15 for controlling, a connection detection circuit 16 for detecting whether a normal incandescent lamp L is connected, and a display indicating whether charging is being performed normally and whether a normal incandescent lamp L is connected. and an operation display circuit 17. FIG. 7 shows an example of a series circuit, in which each circuit except the DC power supply circuit 10, the light emitting diode LD of the operation display circuit 17, the transistor Q3 of the lighting control circuit 12, and the three-terminal regulator Reg forming the circuit power supply. is mounted on a single printed board.
［発明の効果］
本発明は上述のように、フィードバックループに負荷の
状態を検出した検出信号を積分する複数の積分要素を、
設けたものであるから、積分要素により負衡の状態の検
出信号を積分して信号を遅延させることができて、従来
のように発振させることなく、安価な構成で回路を安定
化することができる効果を奏するものである。[Effects of the Invention] As described above, the present invention includes a plurality of integral elements that integrate a detection signal that detects a load state in a feedback loop.
Because of this, the detection signal in the negative balance state can be integrated using the integral element and the signal can be delayed, making it possible to stabilize the circuit with an inexpensive configuration without causing oscillation like in the past. It is effective.
第１図は本発明の実施例のブロック図、第２図は同上の
具体回路図、第３図は同上の動作波形図、第４図は同上
の他の実施例の具体回路図、第５図は同上の動作波形図
、第６図は同上の非常灯点灯装置のブロック図、＠７図
は同上の具体回路図、第８図は従来例の具体回路図、第
９図は他の従来例の具体回路図である。
代理人 弁理士 百 １）長 七
第１
図
第２図
○
第３図
第９
図
第８図FIG. 1 is a block diagram of an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a specific circuit diagram of the same as above, FIG. 3 is an operation waveform diagram of the same as above, FIG. 4 is a specific circuit diagram of another embodiment of the same as above, and FIG. Figure 6 is a block diagram of the same emergency light lighting device as above, Figure 7 is a specific circuit diagram of the same as above, Figure 8 is a specific circuit diagram of the conventional example, and Figure 9 is another conventional example. FIG. 3 is a specific circuit diagram of an example. Agent Patent Attorney 100 1) Head 7 1 Figure 2 ○ Figure 3 9 Figure 8
Claims (1)
、負荷の状態を検出した信号を上記スイッチ素子にフィ
ードバックして該スイッチ素子をオンオフ制御すること
により、負荷に一定値の電源を供給するようにした電源
装置において、上記フィードバックループに負荷の状態
を検出した検出信号を積分する複数の積分要素を設けた
ことを特徴とする電源装置。(1) By connecting the power source and the load via a switch element, and feeding back a signal that detects the state of the load to the switch element to control on/off of the switch element, a constant value of power is supplied to the load. What is claimed is: 1. A power supply device configured to supply a load, wherein the feedback loop is provided with a plurality of integration elements for integrating a detection signal that detects a load state.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63275746A JPH02123965A (en) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | Electric-supply equipment |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63275746A JPH02123965A (en) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | Electric-supply equipment |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02123965A true JPH02123965A (en) | 1990-05-11 |
Family
ID=17559818
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63275746A Pending JPH02123965A (en) | 1988-10-31 | 1988-10-31 | Electric-supply equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH02123965A (en) |
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1988
- 1988-10-31 JP JP63275746A patent/JPH02123965A/en active Pending
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