JPH0212057B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 本発明は傾斜信号発生器、特に可変周期且つ定
振幅の傾斜信号を発生する回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION The present invention relates to a ramp signal generator, and more particularly to a circuit for generating a ramp signal of variable period and constant amplitude.

傾斜信号の発生にはミラー積分器、ブートスト
ラツプ回路又は定電流源とコンデンサの組合せ等
の種々の回路が提案されている。これら傾斜信号
はオシロスコープの水平掃引発生器又はCRT（陰
極線管）表示装置の走査発生器等の多くの電子機
器に使用されている。例えば走査型表示装置にあ
つては、傾斜信号発生器を水平及び垂直帰線プラ
ンキングパルス（制御信号）に同期させてCRT
スクリーン上に走査線を形成する。この走査周期
は各方式毎に異なるが、画像サイズが同じであれ
ば走査期間に拘らず傾斜信号振幅を一定にする必
要がある。換言すると、傾斜信号の傾斜を走査周
期に応じて変更する必要がある。 Various circuits have been proposed for generating the slope signal, such as a Miller integrator, a bootstrap circuit, or a combination of a constant current source and a capacitor. These gradient signals are used in many electronic devices, such as horizontal sweep generators in oscilloscopes or scan generators in CRT (cathode ray tube) displays. For example, in the case of a scanning display device, a tilt signal generator is synchronized with horizontal and vertical retrace blanking pulses (control signals) to
Form scanning lines on the screen. This scanning period differs for each method, but if the image size is the same, it is necessary to keep the gradient signal amplitude constant regardless of the scanning period. In other words, it is necessary to change the slope of the slope signal according to the scanning period.

異なる方式の表示装置にも同一発生器が共用で
きるので、一つの傾斜信号発生器により傾斜が自
由に可変できれば極めて便利である。従来回路で
は回路定数、例えばタイミング・コンデンサ、タ
イミング抵抗器又は電源電圧を手動又は制御パル
スにより自動的に切換えて傾斜信号の傾斜を切換
えているが、この場合には回路が複雑、大型化す
ると共に任意周期に正確に変化することが容易で
ない。 Since the same generator can be used in common for display devices of different types, it would be extremely convenient if the slope could be freely varied using a single slope signal generator. In conventional circuits, the slope of the slope signal is changed by manually or automatically changing circuit constants such as timing capacitors, timing resistors, or power supply voltages using control pulses, but in this case, the circuit becomes complicated and large, and It is not easy to change accurately at any period.

この欠点を解決するため第１図に示す傾斜信号
発生器が提案されている。 In order to solve this drawback, a gradient signal generator shown in FIG. 1 has been proposed.

演算増幅器の如き比較器１０の反転入力端に抵
抗器１４及びダイオード１６を介してポテンシヨ
メータ１２の摺動子を接続する。ポテンシヨメー
タ１２の両端は所望正電源及び接地に接続する。
抵抗器１４とダイオード１６の中点を抵抗器１８
を介して接地する。比較器１０の出力端と反転入
力端間に補償コンデンサ２０を接続する。比較器
１０の出力をタイミング抵抗器２４を介して演算
増幅器２２の反転入力端に接続し、タイミング・
コンデンサ２６を増幅器２２の出力端と反転入力
端間に接続し、更に非反転入力端を抵抗器２８を
介して接地して周知のミラー積分器を構成する。
スイツチングトランジスタ（TR）３０のエミツ
タ・コレクタをコンデンサ２６の両端に接続し、
そのベースを抵抗器３２を介して水平帰線ブラン
キングパルスの如き制御信号Ａの印加される制御
端子３４へ接続する。増幅器２２の出力を出力端
子３６へ及び尖頭値（ピーク）検出器３８を介し
て増幅器１０の非反転入力端へ接続する。検出器
３８はダイオード４０、コンデンサ４２、抵抗器
４４を含む従来回路であるを可とする。 A slider of a potentiometer 12 is connected through a resistor 14 and a diode 16 to the inverting input terminal of a comparator 10 such as an operational amplifier. Both ends of potentiometer 12 are connected to the desired positive power supply and ground.
Connect the midpoint between resistor 14 and diode 16 to resistor 18
Ground through. A compensation capacitor 20 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the comparator 10. The output of the comparator 10 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 22 via the timing resistor 24, and the timing resistor 24 is connected to the inverting input terminal of the operational amplifier 22.
A capacitor 26 is connected between the output terminal and the inverting input terminal of the amplifier 22, and the non-inverting input terminal is grounded via a resistor 28 to form a well-known Miller integrator.
The emitter and collector of the switching transistor (TR) 30 are connected to both ends of the capacitor 26,
Its base is connected through a resistor 32 to a control terminal 34 to which a control signal A, such as a horizontal retrace blanking pulse, is applied. The output of amplifier 22 is connected to an output terminal 36 and via a peak detector 38 to the non-inverting input of amplifier 10. Detector 38 may be a conventional circuit including a diode 40, a capacitor 42, and a resistor 44.

第１図の回路の動作を第２図を参照すればよく
理解できよう。制御端子３４の水平パルスＡが
「高」レベルのとき、TR３０がオンとなりコン
デンサ２６を放電する。増幅器２２の非反転入力
端を接地しているので、端子３６の出力信号Ｂは
急速に０へ減少する。パルスＡが「高」レベルに
ある期間は水平帰線時間に対応する。パルスＡが
「低」レベルとなると、TR３０はオフとなりミ
ラー積分器は第２Ｂ図に示す線形傾斜信号を発生
する。傾斜信号Ｂの傾斜は抵抗器２４、コンデン
サ２６及び比較器１０の出力電圧により決まる。
水平帰線ブランキングパルスＡが再び「高」レベ
ルとなると、TR３０はオンとなつてコンデンサ
２６の電荷を放電する。検出器３８は傾斜信号Ｂ
の尖頭電圧を検出し、比較器１０は検出器３８の
出力をポテンシヨメータ１２で設定した基準電圧
Ｖと比較する。ダイオード１６は検出器３８内の
ダイオード４０の両端電圧を補償する。傾斜信号
Ｂの尖頭値が基準電圧Ｖ以下であれば、比較器１
０の出力電圧が低下する（一層負電圧となる）の
で、積分器への電流が増加し、高速の傾斜信号Ｂ
となり、その出力尖頭値が増加する。傾斜信号Ｂ
の尖頭値が基準電圧Ｖ以上になると、演算増幅器
１０の出力電圧が増加（より正方向）して積分器
への電流を減少させるので、その尖頭値も減少す
る。よつて、傾斜信号Ｂの正の尖頭電圧を基準電
圧Ｖへ維持し、その負尖頭電圧を接地レベルとな
す。 The operation of the circuit of FIG. 1 can be better understood by referring to FIG. When the horizontal pulse A at the control terminal 34 is at a "high" level, the TR 30 is turned on and the capacitor 26 is discharged. Since the non-inverting input of amplifier 22 is grounded, the output signal B at terminal 36 rapidly decreases to zero. The period during which pulse A is at a "high" level corresponds to the horizontal retrace time. When pulse A goes low, TR 30 is turned off and the Miller integrator generates the linear slope signal shown in FIG. 2B. The slope of slope signal B is determined by resistor 24, capacitor 26, and the output voltage of comparator 10.
When horizontal retrace blanking pulse A goes high again, TR 30 turns on and discharges the charge on capacitor 26. Detector 38 receives slope signal B
The comparator 10 compares the output of the detector 38 with a reference voltage V set by the potentiometer 12. Diode 16 compensates for the voltage across diode 40 in detector 38. If the peak value of the slope signal B is below the reference voltage V, comparator 1
Since the output voltage of 0 decreases (becomes more negative), the current to the integrator increases and the fast ramp signal B
, and its output peak value increases. Incline signal B
When the peak value of V becomes equal to or higher than the reference voltage V, the output voltage of the operational amplifier 10 increases (in a more positive direction) and the current to the integrator decreases, so that the peak value also decreases. Therefore, the positive peak voltage of the slope signal B is maintained at the reference voltage V, and its negative peak voltage is set at the ground level.

上記説明から明らかなように、傾斜信号Ｂの振
幅は水平パルスＡの周期に関係なく基準電圧Ｖの
みで決まる。波形A′及びB′はパルスA′の周波数
がＡのそれより高い場合の例を示す。傾斜信号
B′の振幅は傾斜信号Ｂのそれと等しいことに留
意されたい。傾斜信号の振幅はポテンシヨメータ
１２を制御することにより変更できる。 As is clear from the above description, the amplitude of the slope signal B is determined only by the reference voltage V, regardless of the period of the horizontal pulse A. Waveforms A' and B' show examples where the frequency of pulse A' is higher than that of A. slope signal
Note that the amplitude of B' is equal to that of ramp signal B. The amplitude of the ramp signal can be changed by controlling potentiometer 12.

第１図の傾斜信号発生器からの出力信号は制御
信号の周波数に無関係に一定最大振幅であるの
で、それは走査表示装置の瞬時ビーム位置情報と
して水平又は垂直偏向回路の基準信号として使用
できる。第３図の波形Ａ及びＢは夫々前述した制
御信号（水平帰線ブランキングパルス）及び傾斜
信号である。波形Ｃは偏向コイルに流れる典型補
正電流信号を示し、これは入力信号Ｂを使用する
掛算回路を用いて簡単に発生できる。ここで破線
は印加電圧、実線は実際の電流波形を示す。波形
Ｄは偏向コイルの両端電圧である。偏向コイルは
インダクタであるので、電流は急激に変化できず
非常に大きい電圧スパイクが生ずる。電圧の有限
性の為にこれを制限することは不可能である。よ
つて、コイルの変換電流は電流を急激に変化する
とき歪が生ずる。波形Ｃに示すとおり、パルスＡ
の後縁で生じる。 Since the output signal from the tilt signal generator of FIG. 1 is of constant maximum amplitude regardless of the frequency of the control signal, it can be used as a reference signal for horizontal or vertical deflection circuits as instantaneous beam position information for a scanning display. Waveforms A and B in FIG. 3 are the aforementioned control signal (horizontal retrace blanking pulse) and slope signal, respectively. Waveform C shows a typical correction current signal flowing through the deflection coil, which can be easily generated using a multiplication circuit using input signal B. Here, the broken line shows the applied voltage, and the solid line shows the actual current waveform. Waveform D is the voltage across the deflection coil. Since the deflection coil is an inductor, the current cannot change rapidly, resulting in very large voltage spikes. It is not possible to limit this due to the finite nature of the voltage. Therefore, distortion occurs in the converted current of the coil when the current changes rapidly. As shown in waveform C, pulse A
Occurs at the trailing edge of.

したがつて、本発明の目的は、定振幅・可変周
期で、制御パルスにより決まる時点にスパイク等
の影響が現れない傾斜波信号発生器の提供にあ
る。 SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, it is an object of the present invention to provide a gradient wave signal generator with constant amplitude and variable period, which does not exhibit effects such as spikes at times determined by control pulses.

本発明によれば、出力傾斜波信号は、例えば、
水平帰線ブランキングパルスの如き制御パルスの
後縁前に開始するので、偏向コイル内の電流に
は、水平帰線ブランキングパルスの後縁において
理想波形に近づくための時間的余裕が生じる。 According to the invention, the output gradient signal is e.g.
By starting before the trailing edge of a control pulse, such as the horizontal retrace blanking pulse, the current in the deflection coil has time to approach the ideal waveform at the trailing edge of the horizontal retrace blanking pulse.

以下、第４図及び第５図を参照して本発明の好
適な実施例を説明する。素子１０乃至２６，３
０，４０，４２及び４４は第１図の対応素子と同
一である。端子３４の水平帰線ブランキングパル
スＡをバツフア３５を介してMMV５２及びスイ
ツチングTR３０のベースへ印加する。前述の如
く、演算増幅器２２、抵抗器２４、及びコンデン
サ２６を含む積分器は傾斜信号Ｃを発生し、その
振幅はポテンシヨメータ１２の基準電圧Ｖで決ま
る。比較器１０からの出力DC電圧をダイオード
５４を介してタイミング抵抗器５６−５８、タイ
ミング・コンデンサ６０及び演算増幅器６４より
成る他の積分器へ印加する。この第２積分器は
MMV５２から第２制御パルスＢを受けるスイツ
チングTR６６により制御される。例えば、パル
スＡ，Ｂのパルス幅は夫々6μs及び3μsであり、パ
ルスＢの後縁はパルスＡのそれより3μs早い。第
２積分器の時定数は、可変抵抗器５６を用いてタ
イミイグ素子２４，２６及び演算増幅器２２を含
む第１積分器のそれと一致するようにしている。
よつて、第２積分器は第１積分器の傾斜信号Ｃよ
り早く傾斜信号Ｄを発生するが、両信号の傾斜は
同一である。ここで傾斜信号Ｃは信号Ｄの傾斜制
御の目的のみに使用している。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described with reference to FIGS. 4 and 5. Elements 10 to 26,3
0, 40, 42 and 44 are the same as the corresponding elements in FIG. A horizontal retrace blanking pulse A at terminal 34 is applied via buffer 35 to MMV 52 and the base of switching TR 30. As previously mentioned, an integrator including operational amplifier 22, resistor 24, and capacitor 26 generates a ramp signal C, the amplitude of which is determined by the reference voltage V of potentiometer 12. The output DC voltage from comparator 10 is applied through diode 54 to another integrator consisting of timing resistors 56-58, timing capacitor 60, and operational amplifier 64. This second integrator is
It is controlled by switching TR66 which receives second control pulse B from MMV52. For example, the pulse widths of pulses A and B are 6 μs and 3 μs, respectively, and the trailing edge of pulse B is 3 μs earlier than that of pulse A. The time constant of the second integrator is made to match that of the first integrator, which includes timing elements 24 and 26 and operational amplifier 22, using variable resistor 56.
Thus, although the second integrator generates the slope signal D earlier than the slope signal C of the first integrator, the slopes of both signals are the same. Here, the slope signal C is used only for the purpose of controlling the slope of the signal D.

傾斜信号Ｄをコンデンサ６８、ダイオード接続
TR７０、エミツタフオロワTR７２より成るク
ランプ回路に印加する。ここで、両TR７０，７
２は同一カプセルに入れ温度補償を行つている。
傾斜信号Ｄの正尖頭値（Ｖ＋△Ｖ）を接地レベル
へクランプする。演算増幅器７４の反転入力端は
抵抗器７６を介してクランプされた傾斜信号Ｅを
受けると共に抵抗器７８−８０を介して基準電圧
を受ける。帰還抵抗器８２を演算増幅器７４の出
力端及び反転入力端間に接続する。抵抗器７６〜
８２の抵抗を適当に選択して傾斜信号Ｅに対する
利得を１、基準電圧Ｖに対するそれを1/2にする。
そこで傾斜信号ＥのDCレベルは移動して出力端
子に出力波形Ｆが現われる。傾斜信号Ｆの電圧は
＋Ｖ／２〜−Ｖ／２へ水平帰線ブランキングパル
スＡの前縁及び後縁間で変化し、傾斜信号Ｆは水
平パルスＡの後縁前に開始するので、第４図の回
路は、上述の電圧スパイクの問題を解決する。ま
た、傾斜信号Ｆの中心が０ボルトになるので、
CRTの中点に対応する。 Connect slope signal D to capacitor 68 and diode
It is applied to a clamp circuit consisting of TR70 and emitter follower TR72. Here, both TR70,7
2 are placed in the same capsule and temperature compensation is performed.
The positive peak value (V+ΔV) of the slope signal D is clamped to the ground level. The inverting input of operational amplifier 74 receives the clamped slope signal E through resistor 76 and the reference voltage through resistors 78-80. A feedback resistor 82 is connected between the output and the inverting input of operational amplifier 74. Resistor 76~
By appropriately selecting the resistor 82, the gain for the slope signal E is set to 1, and the gain for the reference voltage V is set to 1/2.
Therefore, the DC level of the slope signal E moves and an output waveform F appears at the output terminal. The voltage of the slope signal F changes from +V/2 to -V/2 between the leading and trailing edges of the horizontal retrace blanking pulse A, and since the slope signal F starts before the trailing edge of the horizontal pulse A, The circuit of Figure 4 solves the voltage spike problem mentioned above. Also, since the center of the slope signal F is 0 volts,
Corresponds to the midpoint of the CRT.

傾斜信号Ｆが水平帰還ブランキングパルスＡに
より発生する正常動作中は、ダイオード５４及び
８４は夫々オン及びオフであるが、若しパルスＡ
が停止すると比較器１０の出力電圧は比較器１０
に印加した正電源電圧に制限される。第２積分器
は負電圧を必要とするので、ダイオード５４及び
８４が夫々オフ及びオンとなり、第２積分器は、
ダイオード８４から負電圧を受ける。更に、第２
積分器のスイツチングTR６６はプログラマブ
ル・ユニジヤンクシヨンTR（PUT）８８及び抵
抗器９０〜９４とダイオード９６を含むバイアス
回路より成る自走回路からの制御パルスを受け
る。ダイオード９６はPUT８８のアノード・ゲ
ート間電圧を補償する。傾斜信号Ｄの電圧がダイ
オード９６のアノード電圧に達すると、PUT８
８はオンとなりTR６６のベースに電流を供給す
る。コンデンサ６０の放電が止むと、PUT８８
はオフとなる。ダイオード９６のアノード電圧は
ポテンシヨメータ１２で設定した基準電圧より高
いことに留意されたい。この自走動作により、第
２積分器は水平帰線ブランキングパルスＡが停止
するとき傾斜信号を発生する。 During normal operation, when ramp signal F is generated by horizontal feedback blanking pulse A, diodes 54 and 84 are on and off, respectively;
When the comparator 10 stops, the output voltage of the comparator 10 becomes
limited to the positive supply voltage applied to the Since the second integrator requires a negative voltage, diodes 54 and 84 are turned off and on, respectively, and the second integrator
A negative voltage is received from diode 84. Furthermore, the second
Integrator switching TR 66 receives control pulses from a free running circuit consisting of programmable union TR (PUT) 88 and a bias circuit including resistors 90-94 and diode 96. Diode 96 compensates for the anode-to-gate voltage of PUT 88. When the voltage of slope signal D reaches the anode voltage of diode 96, PUT8
8 turns on and supplies current to the base of TR66. When capacitor 60 stops discharging, PUT88
is off. Note that the anode voltage of diode 96 is higher than the reference voltage set by potentiometer 12. This free-running operation causes the second integrator to generate a ramp signal when the horizontal retrace blanking pulse A stops.

上述したように、本発明によれば、次のような
効果がある。即ち、第１積分器２２，２６の傾斜
波出力の尖頭値を基準電圧と比較し、この比較結
果に応じて第１及び第２積分器６０，６４の充電
電流を制御している。また、第１及び第２積分器
の時定数は同じである。したがつて、第１及び第
２積分器からの傾斜波出力の尖頭値は制御パルス
の周波数に関係なく一定になる。 As described above, the present invention has the following effects. That is, the peak values of the slope wave outputs of the first integrators 22 and 26 are compared with a reference voltage, and the charging currents of the first and second integrators 60 and 64 are controlled according to the comparison result. Further, the time constants of the first and second integrators are the same. Therefore, the peak values of the gradient wave outputs from the first and second integrators are constant regardless of the frequency of the control pulse.

一方、第２積分器からの傾斜波出力は、制御パ
ルスの後縁以前に開始するので、制御パルスの後
縁時点においては、この傾斜波出力は既に安定し
ており、傾斜波出力開始時点におけるスパイク等
の不安定な影響がなくなる。したがつて、走査表
示装置の水平及び垂直偏向回路での使用に適す
る。 On the other hand, since the ramp output from the second integrator starts before the trailing edge of the control pulse, the ramp output is already stable at the trailing edge of the control pulse, and the ramp output is already stable at the trailing edge of the control pulse. Unstable effects such as spikes are eliminated. It is therefore suitable for use in horizontal and vertical deflection circuits of scanning display devices.

尚、以上は本発明の好適実施例につき行つたも
のであるが、当業者には本発明の要旨を逸脱する
ことなく種々の変更変形が可能であり、且つ更に
多くの用途があることは容易に理解できよう。 Although the above description has been made regarding preferred embodiments of the present invention, it will be readily apparent to those skilled in the art that various changes and modifications can be made without departing from the gist of the present invention, and that there are many more applications. I can understand it.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来例を示す回路図、第２図は第１図
を説明するための波形図、第４図は本発明に係る
傾斜信号発生器の回路図、第３図及び第５図は本
発明を説明するための波形図である。 図中、１０は比較器、３２，６４は夫々演算増
幅器、２６，６０は夫々コンデンサ、３０，６６
は夫々スイツチング素子、３８は検出器を示す。 FIG. 1 is a circuit diagram showing a conventional example, FIG. 2 is a waveform diagram for explaining FIG. 1, FIG. 4 is a circuit diagram of a slope signal generator according to the present invention, and FIGS. 3 and 5 are FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the present invention. In the figure, 10 is a comparator, 32 and 64 are operational amplifiers, 26 and 60 are capacitors, and 30 and 66 are respectively operational amplifiers.
38 and 38 respectively indicate switching elements and a detector.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ 第１コンデンサを含む第１積分器と、 第２コンデンサを含み、上記第１積分器と時定
数が同じ第２積分器と、 制御パルスに基づき上記第１コンデンサの両端
を短絡する第１スイツチと、 上記制御パルスの前縁によりトリガされ、上記
制御パルスの後縁以前に終了するパルスを発生す
る単安定マルチバイブレータと、 該単安定マルチバイブレータの出力パルスに基
づき上記第２コンデンサの両端を短絡する第２ス
イツチと、 上記第１積分器の傾斜信号出力の尖頭値を検出
する検出器と、 該検出器の出力を基準電圧と比較して比較出力
により上記第１及び第２積分器の充電電流を制御
する比較器とを具え、 上記第１及び第２積分器の傾斜信号出力の振幅
は、上記制御パルスの周波数に拘らず一定であ
り、上記第２積分器の傾斜信号出力は、上記第１
積分器の傾斜信号出力よりも前に開始することを
特徴とする傾斜信号発生器。[Scope of Claims] 1: a first integrator including a first capacitor; a second integrator including a second capacitor and having the same time constant as the first integrator; a monostable multivibrator that generates a pulse that is triggered by the leading edge of the control pulse and ends before the trailing edge of the control pulse; a second switch that shorts both ends of the two capacitors; a detector that detects the peak value of the slope signal output of the first integrator; and a detector that compares the output of the detector with a reference voltage and uses the comparison output to and a comparator for controlling the charging current of the second integrator, wherein the amplitude of the slope signal output of the first and second integrators is constant regardless of the frequency of the control pulse, and the second integrator The slope signal output of the first
A slope signal generator characterized in that it starts before the slope signal output of an integrator.