JPH0211026A - 可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ - Google Patents
可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラInfo
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- JPH0211026A JPH0211026A JP1071636A JP7163689A JPH0211026A JP H0211026 A JPH0211026 A JP H0211026A JP 1071636 A JP1071636 A JP 1071636A JP 7163689 A JP7163689 A JP 7163689A JP H0211026 A JPH0211026 A JP H0211026A
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B3/00—Line transmission systems
- H04B3/02—Details
- H04B3/20—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other
- H04B3/23—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers
- H04B3/232—Reducing echo effects or singing; Opening or closing transmitting path; Conditioning for transmission in one direction or the other using a replica of transmitted signal in the time domain, e.g. echo cancellers using phase shift, phase roll or frequency offset correction
-
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Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、結合回路により双方向バスに結合さ・れる2
つの一方向送信バスと受信バスとの間に接続され、可変
位相エコー信号を打消すエコー4ヤンセラであって、エ
コー信号の複製を形成する移相手段と協鋤する適応フィ
ルタと、受信バスに挿入されエコー信号とその複製との
差信号を出力する減算器とからなるエコーキャンセラに
関する。
つの一方向送信バスと受信バスとの間に接続され、可変
位相エコー信号を打消すエコー4ヤンセラであって、エ
コー信号の複製を形成する移相手段と協鋤する適応フィ
ルタと、受信バスに挿入されエコー信号とその複製との
差信号を出力する減算器とからなるエコーキャンセラに
関する。
エコーキャンセラには重要な応用がある。、1コーキヤ
ンセラは、トランシーバ構成、例えば合わせて4線回路
を形成する単方向送信バスと受信バスとが、ハイブリッ
ド結合と称される結合回路により通常結合されて、構成
が外部に2線式アクセスをなすモデムにおいて使用され
る。2つのトランシーバ構成がその2線式アクセスによ
り接続される場合は、ハイブリッド結合が不完全であっ
たり接続での信号反射が生じたりする結果、構成の送信
バスを送信された信号の一部分が同一の構成の受信バス
に戻ってくることがあることが知られている。エコー信
号の目的は、受信バスに現われるこの不要信号つまりエ
コー信号を自動的に打消すことにある。このエコー打消
し動作の利点は、211式アクセスにより接続された2
つのトランシーバ構成間で同時送信を可能とすることで
ある。
ンセラは、トランシーバ構成、例えば合わせて4線回路
を形成する単方向送信バスと受信バスとが、ハイブリッ
ド結合と称される結合回路により通常結合されて、構成
が外部に2線式アクセスをなすモデムにおいて使用され
る。2つのトランシーバ構成がその2線式アクセスによ
り接続される場合は、ハイブリッド結合が不完全であっ
たり接続での信号反射が生じたりする結果、構成の送信
バスを送信された信号の一部分が同一の構成の受信バス
に戻ってくることがあることが知られている。エコー信
号の目的は、受信バスに現われるこの不要信号つまりエ
コー信号を自動的に打消すことにある。このエコー打消
し動作の利点は、211式アクセスにより接続された2
つのトランシーバ構成間で同時送信を可能とすることで
ある。
このトランシーバ構成(モデム)はデータ伝送に用いら
れる。
れる。
可変位相エコー信号は、例えば2つのトランシーバ構成
間の接続に伝送が2つの伝送方向のそれぞれで動作する
2つの搬送電流方式で行なわれる部分が含まれる場合に
生じる周波数オフセットから発生する。各搬送電流方式
で変調及びII調に用いられる周波数が正確に同一でな
い場合、トランシーバ構成の送信バス上を送信された信
号は、その構成の受信バスに、搬送電流方式を通過して
きて送信信号の周波数とは異なる周波数及び従って時圓
的に変化する位相を有する信号を発生ぜしめる。
間の接続に伝送が2つの伝送方向のそれぞれで動作する
2つの搬送電流方式で行なわれる部分が含まれる場合に
生じる周波数オフセットから発生する。各搬送電流方式
で変調及びII調に用いられる周波数が正確に同一でな
い場合、トランシーバ構成の送信バス上を送信された信
号は、その構成の受信バスに、搬送電流方式を通過して
きて送信信号の周波数とは異なる周波数及び従って時圓
的に変化する位相を有する信号を発生ぜしめる。
可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラについて
は、本出願人によるフランス国特許出願第247961
7号(ヨーロッパ特許用[iE P−A003669B
)に説明がされている。このエコー4ヤンセラは今日
まで良好に動作しているが、移相の追跡の精度及びエコ
ー信号が低レベルの場合の有効性について改善しなけれ
ばならないことが判明した。つまりかかる改善されたキ
ャンセラならば、データ伝送ユニットにおいてなされる
高速相互接続における新たな要求を満たす。
は、本出願人によるフランス国特許出願第247961
7号(ヨーロッパ特許用[iE P−A003669B
)に説明がされている。このエコー4ヤンセラは今日
まで良好に動作しているが、移相の追跡の精度及びエコ
ー信号が低レベルの場合の有効性について改善しなけれ
ばならないことが判明した。つまりかかる改善されたキ
ャンセラならば、データ伝送ユニットにおいてなされる
高速相互接続における新たな要求を満たす。
本発明の目的は、前述の種類であって従来技術のエコー
キャンセラを越える性能を示すエコーキャンセラを提供
するにある。
キャンセラを越える性能を示すエコーキャンセラを提供
するにある。
本考案の第1の特徴によれば、エコー4ヤンセラは、差
信号の直流成分を抑圧し、適応フィルタ及び移相手段の
111tlを受けて講整滑を出力し、適応計算により動
作する抑圧回路からなることを特徴とする。
信号の直流成分を抑圧し、適応フィルタ及び移相手段の
111tlを受けて講整滑を出力し、適応計算により動
作する抑圧回路からなることを特徴とする。
この第1の特徴によれば、エコーキャンセラの性能が改
善されるだけでなく、得られる調整量によって可変位相
エコー信号を打消すエコー4゛ヤンセラに通常付随する
線型エコーキャンセラの収束速度が促進される。
善されるだけでなく、得られる調整量によって可変位相
エコー信号を打消すエコー4゛ヤンセラに通常付随する
線型エコーキャンセラの収束速度が促進される。
本発明の第2の特徴によれば、時点t+1において位相
見積もり手段が位相値φ(t 4−1 >を前回の値φ
(1)及び位相偏移Δ■(t)に基いて形成してなる可
変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラは、移相手
段が位相偏移Δ■(t)の積分A$(t)を行なう積分
回路からなることを特徴とする。
見積もり手段が位相値φ(t 4−1 >を前回の値φ
(1)及び位相偏移Δ■(t)に基いて形成してなる可
変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラは、移相手
段が位相偏移Δ■(t)の積分A$(t)を行なう積分
回路からなることを特徴とする。
これらの2つの特徴により、可変位相エコー信号を打消
すエコーキャンセラは、スイッチが入れられた時点から
急速に可変位相エコー信号の打消しを行なう一方CCI
TT勧告V、32の手続きに従うという良好な性能を有
する。
すエコーキャンセラは、スイッチが入れられた時点から
急速に可変位相エコー信号の打消しを行なう一方CCI
TT勧告V、32の手続きに従うという良好な性能を有
する。
第1図は、可変位相エコー信号を発生するデータ伝送方
式のブロック図を例として示すものである。モデム1は
、端子(図示せず)からデータを受信する変調器3を有
する送信バス2と、館記端子にデータを供給する受信器
5を有する受信バス4とからなる。変調器3の出力と受
信器5の入力とは、ハイブリッド結合6く又は結合回路
)により、端子7で表わされるエデムの2線式アクセス
と結合される1、遠隔のモデム8は同一の索子〈図示せ
ず)からなり、端子9で表わされる2線式アクセスを有
する。これら2つのモデム1と8との間に接続がなされ
ると、送信バス2を送信された信号の・一部が、ハイブ
リッド結合6が不完全なこと及び/又は接続における信
号反則の結束■デム1の受信バス4に発生することがあ
る1、エコー信号と称されるこの不要信号は、2つのモ
デL\の間の接続が完全に単〜の2線式伝送ラインで実
現されるなら送信信号と同一の周波数をイ(する。この
場合このエコー信号は位相が不変であって、線型エコー
信号と称される。しかし多くの場合、モデム間の距離が
長大になるとラインは1IEliス電流方式を用いる4
線伝送部分が設けられる。第1図に示される如く、この
部分は両端に2線接続を4線接続に変更するよう2つの
ハイブリッド結合10及び11を有する。−伝送方向の
バスの両端には、それぞれ搬送周波数で1及びf1′を
用いる変調器M1及び復調器D1が設けられる。伯伝送
方向のバスの両端には、それぞれ搬送周波数f2及びf
2′を用いる変調器M2及び復調器D2が設けられる。
式のブロック図を例として示すものである。モデム1は
、端子(図示せず)からデータを受信する変調器3を有
する送信バス2と、館記端子にデータを供給する受信器
5を有する受信バス4とからなる。変調器3の出力と受
信器5の入力とは、ハイブリッド結合6く又は結合回路
)により、端子7で表わされるエデムの2線式アクセス
と結合される1、遠隔のモデム8は同一の索子〈図示せ
ず)からなり、端子9で表わされる2線式アクセスを有
する。これら2つのモデム1と8との間に接続がなされ
ると、送信バス2を送信された信号の・一部が、ハイブ
リッド結合6が不完全なこと及び/又は接続における信
号反則の結束■デム1の受信バス4に発生することがあ
る1、エコー信号と称されるこの不要信号は、2つのモ
デL\の間の接続が完全に単〜の2線式伝送ラインで実
現されるなら送信信号と同一の周波数をイ(する。この
場合このエコー信号は位相が不変であって、線型エコー
信号と称される。しかし多くの場合、モデム間の距離が
長大になるとラインは1IEliス電流方式を用いる4
線伝送部分が設けられる。第1図に示される如く、この
部分は両端に2線接続を4線接続に変更するよう2つの
ハイブリッド結合10及び11を有する。−伝送方向の
バスの両端には、それぞれ搬送周波数で1及びf1′を
用いる変調器M1及び復調器D1が設けられる。伯伝送
方向のバスの両端には、それぞれ搬送周波数f2及びf
2′を用いる変調器M2及び復調器D2が設けられる。
モデム1の変調器3が送信中は、エコー信号はその受信
バス4に現われるが、そのエコー信号は、ハイブリッド
結合11が不完全であることに起因するもので、搬送電
流方式M+ 、D+を一方向に、搬送電流方式M2.D
2を他方向に通過してきている。周波数t’、 、 f
、 ’及びfz。
バス4に現われるが、そのエコー信号は、ハイブリッド
結合11が不完全であることに起因するもので、搬送電
流方式M+ 、D+を一方向に、搬送電流方式M2.D
2を他方向に通過してきている。周波数t’、 、 f
、 ’及びfz。
f2′が(f+ ’ −f+ )+ (「2 ’ −f
z ) −〇を満たすならばエコー信号は変調器3から
送信される信号と同一周波数を有し、不変位相つまり固
定位相の線型エコー信号が発生する。これに対し周波数
fl+fz’及びfz、f2’が(f+ −・f+
) −1−(fz −f’2)≠Oを満たすならば、
エコー信号は、例えば数Hzの周波数オフセットからの
影響を受け、その位相は時間とともに変動する。本発明
によるエコーキャンセラは、受信バス4で発生するかか
る可変位相信号を打消すようモデム1内に設けられる構
成である。
z ) −〇を満たすならばエコー信号は変調器3から
送信される信号と同一周波数を有し、不変位相つまり固
定位相の線型エコー信号が発生する。これに対し周波数
fl+fz’及びfz、f2’が(f+ −・f+
) −1−(fz −f’2)≠Oを満たすならば、
エコー信号は、例えば数Hzの周波数オフセットからの
影響を受け、その位相は時間とともに変動する。本発明
によるエコーキャンセラは、受信バス4で発生するかか
る可変位相信号を打消すようモデム1内に設けられる構
成である。
以下この受信バス4では線型エコー信号は、1口に等し
い一定の位相を有する可変位相信号と等価であるとする
。
い一定の位相を有する可変位相信号と等価であるとする
。
第2図には、本発明によるエコーキャンセラ50が示さ
れている。以下この1コーギヤンセラを、CCITT訪
告V、32の枠組内で説明する1゜このエコーキャンセ
ラは、モデム1内で送(f7バス2と受信バス4との間
に接続される3、端子54及び55においてデータは複
素形式でかつディジタル形式である。端子54にはデー
タの実数部Reが現われ、端子55には虚数部Imが現
われる。
れている。以下この1コーギヤンセラを、CCITT訪
告V、32の枠組内で説明する1゜このエコーキャンセ
ラは、モデム1内で送(f7バス2と受信バス4との間
に接続される3、端子54及び55においてデータは複
素形式でかつディジタル形式である。端子54にはデー
タの実数部Reが現われ、端子55には虚数部Imが現
われる。
第3図はデータが複素平面上で如何に配打されるかを示
す。第3図aには16の点A1.・・・、A16が示さ
れている。これらの点の各々は、実数成分Reと虚数成
分(mで定められる。これらの成分は以下に示す表Iで
は点A1.A2.・・・、A5と記されている。また表
工にはこれらの点の各々に付随する2進ワードが示され
ている。この2進ワードは、伝送されねばならないビッ
トからなる。第3図すは32の点81.・・・832が
ある他の分布を示す。以下の表■は、この後者の組の最
初の5つの点に関する。
す。第3図aには16の点A1.・・・、A16が示さ
れている。これらの点の各々は、実数成分Reと虚数成
分(mで定められる。これらの成分は以下に示す表Iで
は点A1.A2.・・・、A5と記されている。また表
工にはこれらの点の各々に付随する2進ワードが示され
ている。この2進ワードは、伝送されねばならないビッ
トからなる。第3図すは32の点81.・・・832が
ある他の分布を示す。以下の表■は、この後者の組の最
初の5つの点に関する。
表■
表1
ディジタル形式にコード化されたこれらの成分Re及び
Imの大きさは、複素数乗算器58の第1のオペランド
人iEAに供給される。第2のオペランド入力には次の
通りの搬送信号Pが供給される。
Imの大きさは、複素数乗算器58の第1のオペランド
人iEAに供給される。第2のオペランド入力には次の
通りの搬送信号Pが供給される。
P=Po eXp(jωct)
P=Po cosωc t+jPo 5trlωc を
但し、ここでPoは振幅を表わし、ωCはこの搬送信号
の角周波数を表わしく例えば2π、 1800rd/s
)、tは時間を表わし、jはj 2 = = 1となる
数である。
但し、ここでPoは振幅を表わし、ωCはこの搬送信号
の角周波数を表わしく例えば2π、 1800rd/s
)、tは時間を表わし、jはj 2 = = 1となる
数である。
変調器58の出力SRには、転送されるデータの実数部
DR(n)及び虚数部DI(n)が現われる。
DR(n)及び虚数部DI(n)が現われる。
乗算器58の出力SRはエコーキャンセラ500Å力に
接続される。伝送される前に、データDR(n)及びD
I(n>は、ぞれぞれ2つのディジタル低域フィルタ6
o及び62によりP波される。ここでフィルタ60は出
力5RICおける数の実数成分用であり、フィルタ62
は虚数成分用である。
接続される。伝送される前に、データDR(n)及びD
I(n>は、ぞれぞれ2つのディジタル低域フィルタ6
o及び62によりP波される。ここでフィルタ60は出
力5RICおける数の実数成分用であり、フィルタ62
は虚数成分用である。
加算器64は、フィルタ60及び62から供給された数
を加算する。ディジタルアナログ変換器66は、結合回
路6を介して端子7へ実際に伝送される信号を形成する
。結合回路6は、受信バス4にも接続されている。サン
プルアンドホールド回路70は、結合回路6から入来す
る受信信号のアナログシンプルを出力する。各サンプル
は、キャンセラ50により再構成されたエコー信号を除
去するようアナログ信号減算器72を通される。
を加算する。ディジタルアナログ変換器66は、結合回
路6を介して端子7へ実際に伝送される信号を形成する
。結合回路6は、受信バス4にも接続されている。サン
プルアンドホールド回路70は、結合回路6から入来す
る受信信号のアナログシンプルを出力する。各サンプル
は、キャンセラ50により再構成されたエコー信号を除
去するようアナログ信号減算器72を通される。
低域フィルタ73は、減算器72の出力にあるサンプル
信号の不連続性を除去する。フィルタ73の出力の信号
e1 (n)は、実数部が端子74に現われ虚数部が端
子75に現われる伝送データを復元するのに用いられる
。つまり、信qe1(n)はまず可変利得増幅器77に
供給され、次いで増幅器77の出力信号は、アナログデ
ィジタル変換器78によりディジタル信号に変換される
。変換器78からのディジタル信号は、増幅器77の利
得制御に供給され、またこのディジタル信号の虚数部を
形成するヒルベルト変換器79の入力に供給される。こ
の虚数成分及び変換器78からの実数成分を供給される
復調器80は、データを搬送信号の関数として端子74
及び75へ供給する。
信号の不連続性を除去する。フィルタ73の出力の信号
e1 (n)は、実数部が端子74に現われ虚数部が端
子75に現われる伝送データを復元するのに用いられる
。つまり、信qe1(n)はまず可変利得増幅器77に
供給され、次いで増幅器77の出力信号は、アナログデ
ィジタル変換器78によりディジタル信号に変換される
。変換器78からのディジタル信号は、増幅器77の利
得制御に供給され、またこのディジタル信号の虚数部を
形成するヒルベルト変換器79の入力に供給される。こ
の虚数成分及び変換器78からの実数成分を供給される
復調器80は、データを搬送信号の関数として端子74
及び75へ供給する。
複素数乗算器の形式である復調580は、複素数乗法の
規則に従って前記の実数成分及び虚数成分に信号Po
eXp(Jωct)を乗算することで乗算器58の演算
と逆の演nを行なう。
規則に従って前記の実数成分及び虚数成分に信号Po
eXp(Jωct)を乗算することで乗算器58の演算
と逆の演nを行なう。
エコーキャンセラ50の調節のため信号e2(n)71
¥号e1 (n)から導かれ、アナログディジタル変換
器82によりディジタル変換器82によりディジタル信
号e3 (n)に変換される。
¥号e1 (n)から導かれ、アナログディジタル変換
器82によりディジタル変換器82によりディジタル信
号e3 (n)に変換される。
変換器78及び82は、・受信データ及び伝送データの
速度で動作する。
速度で動作する。
本実施例のエコーキャンセラ50は、2つの部分90及
び92からなる。部分90は、固定位相エコー信号、つ
まり、ハイブリッド結合(第1図)に起因し可変位相を
有さないエコー信号を打消し、部分92は遠隔のハイブ
リッド結合11に起因し可変位相を有するエコー信号を
打消す。
び92からなる。部分90は、固定位相エコー信号、つ
まり、ハイブリッド結合(第1図)に起因し可変位相を
有さないエコー信号を打消し、部分92は遠隔のハイブ
リッド結合11に起因し可変位相を有するエコー信号を
打消す。
部分90はトランスバーづルフィルタからなるが、部分
92はトランスバーサル部分に加えて複素数乗W器から
なる移相回路95からなる。部分90及び92のトラン
スバーサルフィルタは同一の遅延線100を共用する。
92はトランスバーサル部分に加えて複素数乗W器から
なる移相回路95からなる。部分90及び92のトラン
スバーサルフィルタは同一の遅延線100を共用する。
遅延線100の働きは、復調器58の出力SRに供給さ
れる期間T内の特定数の一連のデータを記憶することで
ある。部分90で打消させるエコーは近くの障害に起因
するため、記憶時間は部分92におけるよりもはるかに
短くなる。この遅延線周囲において、部分90は、実数
部OR(n) 、 DR(n−1) 、−、DR(n−
nF)及び虚数部DI (n>、 DI (nl )
、−、D I (n−nF)で表わされる異なったデー
タに、第1の計鼻コニット 152が形成する第1の係
数の列a−0,a−1,・・・、a−nfを乗尊する第
1の重み付はバンク150を右する。
れる期間T内の特定数の一連のデータを記憶することで
ある。部分90で打消させるエコーは近くの障害に起因
するため、記憶時間は部分92におけるよりもはるかに
短くなる。この遅延線周囲において、部分90は、実数
部OR(n) 、 DR(n−1) 、−、DR(n−
nF)及び虚数部DI (n>、 DI (nl )
、−、D I (n−nF)で表わされる異なったデー
タに、第1の計鼻コニット 152が形成する第1の係
数の列a−0,a−1,・・・、a−nfを乗尊する第
1の重み付はバンク150を右する。
第1の加算器155は、バンク150がら供給される結
果全てを合算し、見積られた固定位相〕エコー信号の複
製をその出力に出力する。
果全てを合算し、見積られた固定位相〕エコー信号の複
製をその出力に出力する。
同様に部分92は、実数部OR(n−k>、[)R(n
−に−1) 、−、DR(n−に−nV>及び虚数部D
l <n−k) 、 D I (n−に−1> 。
−に−1) 、−、DR(n−に−nV>及び虚数部D
l <n−k) 、 D I (n−に−1> 。
・・・、 DI (n−に−nv)で表わされる異なっ
たデータに、第2の31算コニツト162が形成する第
2の係数の列C−0,0−1,−,C−nVを乗算する
第2の重み付はバンク160を有する。第2の加算器1
65は、バンク160から供給される結果を合算して移
相回路95へ供給する。加算器200は、部分90中の
第1の加算器155の出力と部分92中の移相回路95
の出力とに現われる1コ一信号を固定位相の複製と可変
位相の複製とを加算する。加算器200により加算され
た複製は、可変位相エコー信号及び固定位相エコー信号
を抑圧するよう変換器74により変換される。第2の加
算器165の出力信号に行なわる移相を決定するために
、移相見積りユニット222と、ユニット222が形成
する位相角φ(n)に基づいて移相回路95の動作の必
要なficosφ(n)及びSlnφ(n)を出力する
トランスコードユニット224からなる移相見積もり回
路220が設けられる。
たデータに、第2の31算コニツト162が形成する第
2の係数の列C−0,0−1,−,C−nVを乗算する
第2の重み付はバンク160を有する。第2の加算器1
65は、バンク160から供給される結果を合算して移
相回路95へ供給する。加算器200は、部分90中の
第1の加算器155の出力と部分92中の移相回路95
の出力とに現われる1コ一信号を固定位相の複製と可変
位相の複製とを加算する。加算器200により加算され
た複製は、可変位相エコー信号及び固定位相エコー信号
を抑圧するよう変換器74により変換される。第2の加
算器165の出力信号に行なわる移相を決定するために
、移相見積りユニット222と、ユニット222が形成
する位相角φ(n)に基づいて移相回路95の動作の必
要なficosφ(n)及びSlnφ(n)を出力する
トランスコードユニット224からなる移相見積もり回
路220が設けられる。
かかるエコー信号の動作を改善するため本発明では次の
手段がとられる。
手段がとられる。
第1に、信号e2 (n)の直流成分を抑圧する抑圧回
路300が設けられる。
路300が設けられる。
第2に、位相偏移Δφ(n)で動作する種類の位相見積
もりユニット222に対し、これらの位相偏移の積分回
路310が設けられる。
もりユニット222に対し、これらの位相偏移の積分回
路310が設けられる。
第3に、アナログディジタル変換器82の入力とフィル
タ73の出力との間に介装され一般には差信号に、特に
信号e3 (n)に応する利得を有する可変利得増幅器
320からなる自動利得制御回路が設けられる。
タ73の出力との間に介装され一般には差信号に、特に
信号e3 (n)に応する利得を有する可変利得増幅器
320からなる自動利得制御回路が設けられる。
部分92に設けられたこれらの手段は、部分90に対し
ても有用である。従って本発明は固定位相エコー信号及
び可変位相エコー信号の両方を打消す、特に高速で効率
的なエコーキャンセラを提供する。部分90及び92で
用いられる誤差信号は、好ましくは変換器82から供給
されるディジタル信号に応じて動作する直流成分を抑圧
する抑圧回路300の出力である信号e3 (n)であ
る。
ても有用である。従って本発明は固定位相エコー信号及
び可変位相エコー信号の両方を打消す、特に高速で効率
的なエコーキャンセラを提供する。部分90及び92で
用いられる誤差信号は、好ましくは変換器82から供給
されるディジタル信号に応じて動作する直流成分を抑圧
する抑圧回路300の出力である信号e3 (n)であ
る。
この信号は、部分90及び92の誤差信号人力330及
び332にそれぞれ供給される。
び332にそれぞれ供給される。
以下第2図に示される本発明のエコーキャンセラにつき
詳述する。
詳述する。
まず複素数乗算器58の構造につき詳述する。。
本発明で用いられる他の複素数乗算器は同一の構造を有
する。第4図を参照するに、乗t3器58の出力SRに
おける積の実数部は、乗算器402からの積を供給され
る(+)入力と、乗算器404からの積を供給される(
−)入力とを有する減算器400の出力に現われる。乗
算器402は、入力EA及びEBに現われる数の実数成
分の積をとる。乗算器404は、入力EA及びEBに現
われる虚数の成分の積をとる。出力SRにおける積の虚
数部は、2つの乗算器412及び414からの積を供給
される2つの入力を有する加算器410の出力に現われ
る。
する。第4図を参照するに、乗t3器58の出力SRに
おける積の実数部は、乗算器402からの積を供給され
る(+)入力と、乗算器404からの積を供給される(
−)入力とを有する減算器400の出力に現われる。乗
算器402は、入力EA及びEBに現われる数の実数成
分の積をとる。乗算器404は、入力EA及びEBに現
われる虚数の成分の積をとる。出力SRにおける積の虚
数部は、2つの乗算器412及び414からの積を供給
される2つの入力を有する加算器410の出力に現われ
る。
乗算器412は、入力EAにおける信号の実数成分と入
力EBにおける信号の虚数成分との積をとる。
力EBにおける信号の虚数成分との積をとる。
乗算器414は、入力EBにおける信号の実数成分と入
力EAにおける信号の虚数成分との積をとる。
力EAにおける信号の虚数成分との積をとる。
第5図は、計算ユニット152の一実施例を詳細に示す
図である。このユニットは、それぞれが係数a−1乃至
a−nfの値を決定するnfllの計算ユニットUa−
1乃至Ua−nfからなる。第5図中にはユニットUa
−1のみが詳細に示されているが他のユニットの構造は
これと同一である。
図である。このユニットは、それぞれが係数a−1乃至
a−nfの値を決定するnfllの計算ユニットUa−
1乃至Ua−nfからなる。第5図中にはユニットUa
−1のみが詳細に示されているが他のユニットの構造は
これと同一である。
a−1のif I[には、遅延線100の入力に現われ
るデータOR(n)及びDI(n>が必要である。
るデータOR(n)及びDI(n>が必要である。
a−2の計算には、データDR(n>及びDI(n)に
対してJflfflT遅延されたデータOR(nl)及
びDI(n−1)が必要であり、以下同様にしてnf+
1個の係数に対して同様のことがいえる。データDI(
n)は後述するアルゴリズムに従って反転器500によ
り符号反転され、次いでこの虚数部DI(n)は乗算器
501により、入力330に供給される誤差信号e3
(n)と乗算され、その積は乗算器505により定数α
と乗算される。次いでa−1の虚数部を出すために乗算
器505の乗算結果は、加算器507により、レジスタ
509が保持する前回の結果に加算される。実数部DR
(n)は乗算器511により値e3(n)を乗算され、
さらに乗算器515により値αを乗約され、そして加算
器517によって、レジスタ509と結合されるレジス
タ519が保持する前回の結果に加算される。a−1の
実数部は、加算器517の結果で与えられる。
対してJflfflT遅延されたデータOR(nl)及
びDI(n−1)が必要であり、以下同様にしてnf+
1個の係数に対して同様のことがいえる。データDI(
n)は後述するアルゴリズムに従って反転器500によ
り符号反転され、次いでこの虚数部DI(n)は乗算器
501により、入力330に供給される誤差信号e3
(n)と乗算され、その積は乗算器505により定数α
と乗算される。次いでa−1の虚数部を出すために乗算
器505の乗算結果は、加算器507により、レジスタ
509が保持する前回の結果に加算される。実数部DR
(n)は乗算器511により値e3(n)を乗算され、
さらに乗算器515により値αを乗約され、そして加算
器517によって、レジスタ509と結合されるレジス
タ519が保持する前回の結果に加算される。a−1の
実数部は、加算器517の結果で与えられる。
第6図はユニット162の構造を示す。この素子は、各
々が係数G−l乃至C−nVの値の1つを決定する同一
構造のnV個の計算ユニットUC−1乃至Llc−nv
からなる。第6図中にはユニットLlc−1のみが詳細
に示されている。C−1を計算するには、打消そうとす
るエコーの遅延に対し期間KTN延されたデータD I
(n−k)及びDR(n−k)を用いる。C−2を計
算するには、DI(n−k)及びDR(n−k)に対し
期間T遅延されたデータD I (n−に−1)及び0
R(n−に−1)が用いられ、以)nV−1個の他の計
数についても同様にされる。
々が係数G−l乃至C−nVの値の1つを決定する同一
構造のnV個の計算ユニットUC−1乃至Llc−nv
からなる。第6図中にはユニットLlc−1のみが詳細
に示されている。C−1を計算するには、打消そうとす
るエコーの遅延に対し期間KTN延されたデータD I
(n−k)及びDR(n−k)を用いる。C−2を計
算するには、DI(n−k)及びDR(n−k)に対し
期間T遅延されたデータD I (n−に−1)及び0
R(n−に−1)が用いられ、以)nV−1個の他の計
数についても同様にされる。
データDI(n−k)はまず反転器600により符号反
転される。実数部がOR(n−k)であり虚数部が反転
器600の出力である複素数は、複素数乗算器602に
より、虚数部が乗算器603から得られ実数部が乗算器
604から得られる複素数と乗算される。乗算器603
及び604は、端子332に供給される信号e3に、ト
ランスコードユニット224が出力する移相角sin及
びCOSをそれぞれ乗算する。複素数乗算器602から
得られる結果の実数部は乗算器615により定数βが乗
算され、その後その結果は、加算器611により、レジ
スタ619が保持する前回の係数の値の実数部に加算さ
れる。同様にして1乗算器602による積のIR数部に
は、乗算器625により定数βが乗算される。乗算器6
25の結果は、加算器627により、レジスタ619に
結合されるレジスタ629が保持する値C−1の虚数部
に加算される。係数G−1の実数部は、加算器617の
出力から引出され、虚数部は加算器627の出力から引
出される。
転される。実数部がOR(n−k)であり虚数部が反転
器600の出力である複素数は、複素数乗算器602に
より、虚数部が乗算器603から得られ実数部が乗算器
604から得られる複素数と乗算される。乗算器603
及び604は、端子332に供給される信号e3に、ト
ランスコードユニット224が出力する移相角sin及
びCOSをそれぞれ乗算する。複素数乗算器602から
得られる結果の実数部は乗算器615により定数βが乗
算され、その後その結果は、加算器611により、レジ
スタ619が保持する前回の係数の値の実数部に加算さ
れる。同様にして1乗算器602による積のIR数部に
は、乗算器625により定数βが乗算される。乗算器6
25の結果は、加算器627により、レジスタ619に
結合されるレジスタ629が保持する値C−1の虚数部
に加算される。係数G−1の実数部は、加算器617の
出力から引出され、虚数部は加算器627の出力から引
出される。
直流成分を抑圧する回路300は、変換器82の出力に
接続される減算器650から形成される。変換器82の
出力における量は、乗算器652によりp(1であるI
pを乗算される。この乗算器からの結果は、加算器65
4の入力に供給される。加算器654の他方の入力には
、素子654の入力に接続されて遅延Tを起こさせしめ
る遅延素子658の出力である数に1−pを乗算する乗
算器656からの出力が供給される。素子654の出力
である数は、減算器650の(−)入力に供給されて、
変換器82から(+)入力に供給される信号の直流成分
を除去せしめる。
接続される減算器650から形成される。変換器82の
出力における量は、乗算器652によりp(1であるI
pを乗算される。この乗算器からの結果は、加算器65
4の入力に供給される。加算器654の他方の入力には
、素子654の入力に接続されて遅延Tを起こさせしめ
る遅延素子658の出力である数に1−pを乗算する乗
算器656からの出力が供給される。素子654の出力
である数は、減算器650の(−)入力に供給されて、
変換器82から(+)入力に供給される信号の直流成分
を除去せしめる。
第7図は移相見積もり回路220を詳細に示す図である
。この回路は、差信号e3 (n)を供給される入力と
、乗算器95の演算結果の虚数部を供給さる入力とを有
する。これら2つの量は、乗算器700により互いに乗
算される。乗算器100からの積は、位相φ(n)及び
その変動Δt(n)に関する2つの計剪支部701及び
702により用いられる。
。この回路は、差信号e3 (n)を供給される入力と
、乗算器95の演算結果の虚数部を供給さる入力とを有
する。これら2つの量は、乗算器700により互いに乗
算される。乗算器100からの積は、位相φ(n)及び
その変動Δt(n)に関する2つの計剪支部701及び
702により用いられる。
乗算器700の演紳結果は支部701内において、乗算
器705に供給され、マルチプレクサ701由来の数γ
1.γ2及びγ3の1つを乗算される。次に乗算器10
5の結果は、反転器111により反転される。加算器7
13は、反転器711の出力である数を、支部102か
らの数に加評する。加算器715は、加算器113の出
力である数を、その加算器715の出力結果を記憶する
レジスタ117が保持している△ 前回の位相φ(n−1>に加算する。トランスコード素
子224は、コード変換に加算器715の出力で見積ら
れる位相φ(n)に基づいて演Bcos、へ φ(n)及びsinφ(n)を行なう。
器705に供給され、マルチプレクサ701由来の数γ
1.γ2及びγ3の1つを乗算される。次に乗算器10
5の結果は、反転器111により反転される。加算器7
13は、反転器711の出力である数を、支部102か
らの数に加評する。加算器715は、加算器113の出
力である数を、その加算器715の出力結果を記憶する
レジスタ117が保持している△ 前回の位相φ(n−1>に加算する。トランスコード素
子224は、コード変換に加算器715の出力で見積ら
れる位相φ(n)に基づいて演Bcos、へ φ(n)及びsinφ(n)を行なう。
また乗算器100の演算結果は、支部102内において
、乗算器718に供給されてマルチプレクサ19の由来
の数δ1.δ2及びδ3の1つを乗算される。次に乗算
器718の結果は、反転器721により反転される。加
算器725は、反転器721の出力である数を、加算器
の出力結果を記憶するレジスタ121が保持している△
φ(n−1)であるか積分回路310からの△φである
前回の移相へ加算する。この選択はスイッチ150の位
置により決定される。
、乗算器718に供給されてマルチプレクサ19の由来
の数δ1.δ2及びδ3の1つを乗算される。次に乗算
器718の結果は、反転器721により反転される。加
算器725は、反転器721の出力である数を、加算器
の出力結果を記憶するレジスタ121が保持している△
φ(n−1)であるか積分回路310からの△φである
前回の移相へ加算する。この選択はスイッチ150の位
置により決定される。
積分回路310は、レジスタ727が保持する位相偏移
△φ(n−1)にm (m< 1 )を乗すする乗算器
760からなる。加算器762は、この乗算器760の
結果を乗算器γ64の結果に加算する。@算器764は
、加算器762の出力である数を記憶するレジスタ76
6が保持している数にl−mを乗算する。加算器762
の出力が、積分回路310の出力となる。
△φ(n−1)にm (m< 1 )を乗すする乗算器
760からなる。加算器762は、この乗算器760の
結果を乗算器γ64の結果に加算する。@算器764は
、加算器762の出力である数を記憶するレジスタ76
6が保持している数にl−mを乗算する。加算器762
の出力が、積分回路310の出力となる。
第8図は、マルチプレクサ707及び119とスイッチ
750が動作する態様を示す。第8図においては、マル
チプレクリの出力における値が、値δ1゜γ1から値δ
2.γ2へ、及びδ2.γ2から値δ3.γ3へと移る
際に積分回路310からの量△φが見積もりユニット2
22に対する初期値として用いられることが考慮に入れ
られている。
750が動作する態様を示す。第8図においては、マル
チプレクリの出力における値が、値δ1゜γ1から値δ
2.γ2へ、及びδ2.γ2から値δ3.γ3へと移る
際に積分回路310からの量△φが見積もりユニット2
22に対する初期値として用いられることが考慮に入れ
られている。
本発明は、特に部分90とは独立して部分92(第2図
)で行なわれる4算についての以下の理論的考察に基づ
いている。
)で行なわれる4算についての以下の理論的考察に基づ
いている。
時点nを考えると、この時点ではサンプルアンドホール
ド回路70のレベルにおける可変位相エコー信号ε(n
)は次のように表わされる。
ド回路70のレベルにおける可変位相エコー信号ε(n
)は次のように表わされる。
エコーバスのインパルス応答の要集は、これらのN個の
サンプルに対応する。、このインパルス応つ 答を表わすベクトルhは次の通りに書ける。
サンプルに対応する。、このインパルス応つ 答を表わすベクトルhは次の通りに書ける。
q・0(1)
ベクトル記法を用いると、これらNサンプルはり
ベクトルD (n)の成分と考えられて、次の通りにな
る。
る。
次の通りになる。
’8 (n) づD(n) 、 D(n−1)
、−D (n−N+1)]従って式(1)は次に
ようになる。
、−D (n−N+1)]従って式(1)は次に
ようになる。
■
才を素子162により計算される係数のベクトル、→へ
相互作用的な手続により値C及びφを調整することでe
(n>(より多くの場合その平均平プJ(直)を最小に
しうろことが示される。
(n>(より多くの場合その平均平プJ(直)を最小に
しうろことが示される。
この手続は次の通りに表わされる。
c (n+1) == c (n)+β、 e(n)、
D (n)exa[jφ(n)1 ■ とすると、見積もられるエコーεは次のように表わされ
る。
D (n)exa[jφ(n)1 ■ とすると、見積もられるエコーεは次のように表わされ
る。
ε(n) =Re [”?) (n) 、 c (n)
、 exp[j ’3(n)]]■ 減算器72の出力に残る信号e(n)は次の通りである
。
、 exp[j ’3(n)]]■ 減算器72の出力に残る信号e(n)は次の通りである
。
e(n)=ε(n)−ε(n)
(A)ε(n) =Re[tl!1(n)、(h(n)
、eXI)(jφ(n)]−1tn)、 exp(j
6(no)1’ (4bis) の 但しD” (n) −DR(n) −j D I(n)
テある1゜位相の4算は、王の全期間かかる係数の5
1算より高速であるのは明らかであるから、これを示す
ために文字nの代わりに文字kを用いた。式(6)の/
\ 位相φ(k)は、時点nに最も近い時点にで考えられて
いる。
(A)ε(n) =Re[tl!1(n)、(h(n)
、eXI)(jφ(n)]−1tn)、 exp(j
6(no)1’ (4bis) の 但しD” (n) −DR(n) −j D I(n)
テある1゜位相の4算は、王の全期間かかる係数の5
1算より高速であるのは明らかであるから、これを示す
ために文字nの代わりに文字kを用いた。式(6)の/
\ 位相φ(k)は、時点nに最も近い時点にで考えられて
いる。
ユニット152は次の演算を行なう。
a(n+1)−奮(n)+α、 e(n) 、 t”
(n) ■次f3)及びのから2次の位相υ1nが問
題となっていることが分る。従ってこの種のループを演
算の説明のためのモデルとして用いる。以下の説明をよ
りよく理解するためには、プ[1シーデイングズオブ
ジ IEEE、第69巻第4号、1981年4月410
頁乃至431頁のウィリアム C,リンゼイ他により記
事「ア サーベイ オブ ディジタルフェーズドロラク
トループ」を参照されたい。
(n) ■次f3)及びのから2次の位相υ1nが問
題となっていることが分る。従ってこの種のループを演
算の説明のためのモデルとして用いる。以下の説明をよ
りよく理解するためには、プ[1シーデイングズオブ
ジ IEEE、第69巻第4号、1981年4月410
頁乃至431頁のウィリアム C,リンゼイ他により記
事「ア サーベイ オブ ディジタルフェーズドロラク
トループ」を参照されたい。
このループにおいて位相φ(k)からループ人力におい
て現われる位相誤差eψ(k)と表わし、eψ(k)と
φ(k)との7変換をそれぞれE(Z)とv(7)で表
わすと、雑音等の擾乱のない場合E(Z)は’U (Z
)より次の式で導かれる(リンビイの記事の式4−5に
対応)。
て現われる位相誤差eψ(k)と表わし、eψ(k)と
φ(k)との7変換をそれぞれE(Z)とv(7)で表
わすと、雑音等の擾乱のない場合E(Z)は’U (Z
)より次の式で導かれる(リンビイの記事の式4−5に
対応)。
E (Z)= [1−H(Z)]’l’ (Z)但し、
ここでHはループのフィルタリング圓数である。動作す
る2次ループは応答としてH(Z)を有するからA及び
Bを定数値として次の式が成り立つ。
ここでHはループのフィルタリング圓数である。動作す
る2次ループは応答としてH(Z)を有するからA及び
Bを定数値として次の式が成り立つ。
(Z−A)7 +8’
次の差分方程式が得られる。
eψ(k)−2A eψ(k−1)+(^2 十82
) 6ψ(k−2)=φ(k)−2φ(k−1)十φ(
k−2)その初期条件は次の通りである。
) 6ψ(k−2)=φ(k)−2φ(k−1)十φ(
k−2)その初期条件は次の通りである。
eψ(−1>−eψ(−・2)=0
パラメータA及びBは、2次制御ループの固有周波数ω
1及び減衰率こと次の関係がある。
1及び減衰率こと次の関係がある。
A=exp(−ζ(c) TI T ) 、C03(ω
q°rmコ′)B == eXI)(−ζQ)* T
) 、 5tn(ωv T (T”C” )この結果H
<p)、p=jωに対して次の通りになる。
q°rmコ′)B == eXI)(−ζQ)* T
) 、 5tn(ωv T (T”C” )この結果H
<p)、p=jωに対して次の通りになる。
p2 +2ζωn、p+ωT12
かかるループの振舞いを表現するために、時点に=0に
おけるQ0rad/secの角周波数変動の位相制御を
、ω(n)=φ(n)−φ(n−1)として初期条件e
ψ(0)=、O,ω(0)=Oで考えることにより単純
化する。
おけるQ0rad/secの角周波数変動の位相制御を
、ω(n)=φ(n)−φ(n−1)として初期条件e
ψ(0)=、O,ω(0)=Oで考えることにより単純
化する。
リンビイの記事(表■参照)は、これらの条件では位相
誤差eψ(k)はu−tにJ’ [B/A]として次の
式で表わされる。
誤差eψ(k)はu−tにJ’ [B/A]として次の
式で表わされる。
この位相誤差eψ(k)に対応して周波数誤差△ωは次
の通りになる。
の通りになる。
θk
ωTI−r (CFて”” 、 coskμmζ、5i
nkμ)これらの式ではMe等の擾乱が考慮されていな
いことに注意されたい。
nkμ)これらの式ではMe等の擾乱が考慮されていな
いことに注意されたい。
本発明による第1の手段は、υシブラフ0及び変換器か
ら離れた回路から入来する直流成分を除去する。実際回
路82で測定される値e(n)が、Δを直流成分: I
t e IIをe (n)の平均型プノ値として △ pb= If e II で表わされる確率で誤まった符号を有しうろことが考慮
に入れられている。
ら離れた回路から入来する直流成分を除去する。実際回
路82で測定される値e(n)が、Δを直流成分: I
t e IIをe (n)の平均型プノ値として △ pb= If e II で表わされる確率で誤まった符号を有しうろことが考慮
に入れられている。
e(n)の符号の誤まり毎に式■、(6)及び■の計算
に誤まりが生じる。
に誤まりが生じる。
単一の線型エコー信号と単一の線型1:1− t ty
ンセラしかない場合には、△はランダム惟音信号とみな
しえ、エコーキャンセラの収束が良好であるのに必要と
なるのは次の通りである1゜Bを低減すること。
ンセラしかない場合には、△はランダム惟音信号とみな
しえ、エコーキャンセラの収束が良好であるのに必要と
なるのは次の通りである1゜Bを低減すること。
一高域P波を行なうこと。
コレら2つの方法は従来用いられてきている。
高域2波は比較的単純な性格を有する。
一方位粗制御回路ではその存在は、制御Il調整におい
て直流成分に比例しエコー信号の平均レベルに反比例す
る誤差により表わされる。
て直流成分に比例しエコー信号の平均レベルに反比例す
る誤差により表わされる。
この直流成分の誤差信号に対する比は、それ自体は訂正
されうる制御回路なしに出てくる。これらの条件におい
て、残りのオフセットの量△ωlaXで収束するには、
Aを比例係数とし、Nを方式制御に用いられるサンプル
の数とじて△ である必要がある。
されうる制御回路なしに出てくる。これらの条件におい
て、残りのオフセットの量△ωlaXで収束するには、
Aを比例係数とし、Nを方式制御に用いられるサンプル
の数とじて△ である必要がある。
従って前記の制約と両立する性能(例えば70出の減衰
)を有する高域フィルタは、構成がli雑になり、計算
負荷又は特別の回路が余分に付は加わることになる。
)を有する高域フィルタは、構成がli雑になり、計算
負荷又は特別の回路が余分に付は加わることになる。
このオフセットを訂正するため、制御方式の入力におけ
る直流成分を適応的に訂正する回路300が設けられて
いる。回路300は、△なくすための墨Of fse
tを発生する。
る直流成分を適応的に訂正する回路300が設けられて
いる。回路300は、△なくすための墨Of fse
tを発生する。
直流成分を適応的に除去するため、回路は次の但し、こ
こでpは1より小さい定数値、Qfrset(n)は時
点nにおけるfh Off5etの値、及びc2(n)
はアナログディジタル変換器82の人力で・の信号であ
る。この回路の構成は非常に単純であり非常に良好な性
能を示す。これにより△は低減する。この場合 aN△ωmax T If e If >△が成り立ち
、その結果△ω□8xが低減する、。
こでpは1より小さい定数値、Qfrset(n)は時
点nにおけるfh Off5etの値、及びc2(n)
はアナログディジタル変換器82の人力で・の信号であ
る。この回路の構成は非常に単純であり非常に良好な性
能を示す。これにより△は低減する。この場合 aN△ωmax T If e If >△が成り立ち
、その結果△ω□8xが低減する、。
制御回路が追跡しうる最高周波数については、前記の式
から出発してリンビイは、 eψ(k)=、Q。T 、 5inkLa 2 q 8
2 k;μ=ωnT、flコ2 であることを示している。
から出発してリンビイは、 eψ(k)=、Q。T 、 5inkLa 2 q 8
2 k;μ=ωnT、flコ2 であることを示している。
eψ(k)<πであって制御回路がロックしうるのが望
ましい。5in(kμ) =sin(π/2) −14
7)?!:きeψ(k)が最大値を有するとすると、k
に対して次の値が得られる。
ましい。5in(kμ) =sin(π/2) −14
7)?!:きeψ(k)が最大値を有するとすると、k
に対して次の値が得られる。
このに′の値に対し、
あるいはeψ(k’)=πに対し、
である。
従って1131111回路が訂正しうる最大値QoIl
axは次の通りである。
axは次の通りである。
小さい値のωn王に対してはBはωnに比例するから、
QI、laXはループの固有周波数であるωnに比例す
る、つまり微細収束(ωnの量は小さい)少さいQoを
通る。
QI、laXはループの固有周波数であるωnに比例す
る、つまり微細収束(ωnの量は小さい)少さいQoを
通る。
最大許容周波数偏移の値は大きい方が望ましい。
この目的のため、第1の期間で大きいQOに収束するよ
うにし、次いで第1の収束が終端で1qられる特定の期
間後に伝送の特性的特徴に応じて固定される限界値内で
収束がなされるように第2の期間内で定数を制御するよ
うに制御調整の利得を変化ゼしめるようにする構成が設
けられている。ざらにその構成により、全二重伝送が可
能となろう所望の値QolaXから値Q n+axまで
徐々に移るように数回の一連の切換え動作が行なえる3
、従って大なる利得では5Hzの周波数オフセットが追
跡でき、小なる11得では1 / 1000Hzより良
好なオフセットが得られる。
うにし、次いで第1の収束が終端で1qられる特定の期
間後に伝送の特性的特徴に応じて固定される限界値内で
収束がなされるように第2の期間内で定数を制御するよ
うに制御調整の利得を変化ゼしめるようにする構成が設
けられている。ざらにその構成により、全二重伝送が可
能となろう所望の値QolaXから値Q n+axまで
徐々に移るように数回の一連の切換え動作が行なえる3
、従って大なる利得では5Hzの周波数オフセットが追
跡でき、小なる11得では1 / 1000Hzより良
好なオフセットが得られる。
本方法によれば、潜在的能力については位相制御の正し
い収束が可能であるが、切換え動性間の各段階の一連の
収束期間については良好であって、良好な収束が外的に
設定された期間外でのみ可能となる危険性がある。
い収束が可能であるが、切換え動性間の各段階の一連の
収束期間については良好であって、良好な収束が外的に
設定された期間外でのみ可能となる危険性がある。
この欠点を除去するため制御に非臨竹利得(ζ< 1
/Je >が設(プられて、周波数オフセットの実効値
付近でより高速な収束が起こるようにされる。しかしこ
のより高速な収束は、ζが小さいと振幅が大きくなる減
衰振動の形状をとり始めるという事実と対立する。この
欠点は第9図に表わされている。
/Je >が設(プられて、周波数オフセットの実効値
付近でより高速な収束が起こるようにされる。しかしこ
のより高速な収束は、ζが小さいと振幅が大きくなる減
衰振動の形状をとり始めるという事実と対立する。この
欠点は第9図に表わされている。
従って本発明は、周波数の瞬時値が、公称値付近の振動
の周期に略等しい期間積分されるという方法をとる。こ
の場合、オフセット値近傍の収束速度の改善はこの値近
傍のうなりを伴なうので、1つのうなりに等しい期間に
ついての瞬時値Δφにの平均が、瞬時値へφにの代わり
とされるため、臨界的減衰に基づく収束と等価である収
束がはるかに短時間に得られる。このことは、Δφ△ の変動がΔφの変動よりも頻繁に0にはるかに近付くこ
とを示す第9図から分かる。従ってΔφを利得変化の初
期値とするならば平均して収束時間は短縮される。
の周期に略等しい期間積分されるという方法をとる。こ
の場合、オフセット値近傍の収束速度の改善はこの値近
傍のうなりを伴なうので、1つのうなりに等しい期間に
ついての瞬時値Δφにの平均が、瞬時値へφにの代わり
とされるため、臨界的減衰に基づく収束と等価である収
束がはるかに短時間に得られる。このことは、Δφ△ の変動がΔφの変動よりも頻繁に0にはるかに近付くこ
とを示す第9図から分かる。従ってΔφを利得変化の初
期値とするならば平均して収束時間は短縮される。
この構成によれば、位相制御回路の雑音感受性が低下す
る。
る。
本発明の第3の改善として、エコー信号のレベルが低い
場合、特に変換器の分解自が制限されている時に制御回
路を動作せしめるようにするという方法がとられる。
場合、特に変換器の分解自が制限されている時に制御回
路を動作せしめるようにするという方法がとられる。
この目的のため第2図においては、増幅器320の利得
を調整することで残留エコー信号を適応的に増幅する構
成が挿入される。この増幅の効果は、エコー信号のサン
プリング中に非常に小さい値についての精度に関する。
を調整することで残留エコー信号を適応的に増幅する構
成が挿入される。この増幅の効果は、エコー信号のサン
プリング中に非常に小さい値についての精度に関する。
実際、非常に低いレベルの信号が受信されると、信号が
アナログディジタル変換器820間値以下になり、この
変換器82が出力する値がピ01つまりエネルギーを検
出しなかったことになる可能性があきらかに生じる。エ
コーキャンセラの動作については、制御回路の良好な収
束を確保するにはこの変換器82が符号検出器として動
作するだけで足りる。従って、アナログディジタル変l
!iIi器82の入力における残留エコー信号ORが、
変換器82の出力値がゼロにならないよう特定の最小値
e sinより小さくない場合には符号検出の問題とな
る。変換器82がエネルギーを検出しない確率はpb
(es <eg+in )と表わされる。
アナログディジタル変換器820間値以下になり、この
変換器82が出力する値がピ01つまりエネルギーを検
出しなかったことになる可能性があきらかに生じる。エ
コーキャンセラの動作については、制御回路の良好な収
束を確保するにはこの変換器82が符号検出器として動
作するだけで足りる。従って、アナログディジタル変l
!iIi器82の入力における残留エコー信号ORが、
変換器82の出力値がゼロにならないよう特定の最小値
e sinより小さくない場合には符号検出の問題とな
る。変換器82がエネルギーを検出しない確率はpb
(es <eg+in )と表わされる。
この値e ll1nから、収束した1コーキヤンセラ及
び位相制御回路が符号検出を開始しない角度誤差θが得
られる。つまりθはe (n)が変換器82の検出閾値
より僅かに小さくなるε(n)の角度誤差である。
び位相制御回路が符号検出を開始しない角度誤差θが得
られる。つまりθはe (n)が変換器82の検出閾値
より僅かに小さくなるε(n)の角度誤差である。
変換器82の出力において、θは次のようにして表わさ
れる(式■、 (4bis)、 (6)及び■参照)
。
れる(式■、 (4bis)、 (6)及び■参照)
。
ε(n)=Rc[tD(n)、f(n)、exp(jφ
(n)+ jφ)]=Re[tf(n)、T(n)、c
Xp(jφ(n))]従ってθは変換器の精度及びエコ
ー信号のレベルの関数であって、それから e (n)・−ε(n)−ε(n) =Ret ” T(n)、イ(n)、exl)(jφ(
n)+j O)−c(n)、exp(jφ(n)))]
が得られ、収束の柊わりにエコーキャンセラの線型部が
正しく収束する場合、つまりNを全収束期間中のサンプ
ルの数としてn=Nに対し、暑(。)=7(n ) 、
。(。)−0である場合には、e (n)に対する前回
の式から次の式を導くことかできる。
(n)+ jφ)]=Re[tf(n)、T(n)、c
Xp(jφ(n))]従ってθは変換器の精度及びエコ
ー信号のレベルの関数であって、それから e (n)・−ε(n)−ε(n) =Ret ” T(n)、イ(n)、exl)(jφ(
n)+j O)−c(n)、exp(jφ(n)))]
が得られ、収束の柊わりにエコーキャンセラの線型部が
正しく収束する場合、つまりNを全収束期間中のサンプ
ルの数としてn=Nに対し、暑(。)=7(n ) 、
。(。)−0である場合には、e (n)に対する前回
の式から次の式を導くことかできる。
ある程度の近似を認めることで値θ/Nに等しい期間T
毎の角度誤差を △φ(N)=△φ(N)(θ/N。
毎の角度誤差を △φ(N)=△φ(N)(θ/N。
のように評価できる。この誤差θ/Hには周波数誤差θ
/(NT)が対応する。これから良好な収束を得るには θ/(訂、)〈Δωl1la× とするのが望ましい。
/(NT)が対応する。これから良好な収束を得るには θ/(訂、)〈Δωl1la× とするのが望ましい。
つまり、収束時間(NT>を犠牲にせずにΔωlaXを
低減するには、θつまり変換器82がエネルギーを検出
しない確率Db (eR<amin )を低減すればよ
い。
低減するには、θつまり変換器82がエネルギーを検出
しない確率Db (eR<amin )を低減すればよ
い。
ORが小であるならば、適応利得があることで適用され
た利得に比例してe winが低減され、従って収束の
終端におけるΔωmaxが低減される。
た利得に比例してe winが低減され、従って収束の
終端におけるΔωmaxが低減される。
第1図は可変位相エコー信号を発生する伝送方式の図、
第2図は固定位相エコー信号用T」−キャンセラと組み
合わせられる本発明による可変位相エコー信号用エコー
キャンセラの図、第3図aは本発明によるエコーキャン
セラにより処理されるデータの復木平面での第1の信号
配置の図、第3図すは可能な別の信号配lの図、第4図
は本発明によるキャンセラで用いられる復木数の乗算器
の詳細な図、第5図は固定位相エコーキャンセラの係教
訓1コニットの詳細な図、第6図は可変位相エコー1ヤ
ンセラの係数計算ユニットの詳細な図、第7図は位相見
積もりコニットの構成の訂細な図、第8図は位相見積も
りユニットの利得値の変化を時間の関数として表わす図
、第9図は位相偏移及びその積分値の推移を示す図であ
る。 1.8・・・王デム、2・・・送信バス、3・・・変調
器、4・・・受信バス、5・・・受信器、6,10.1
1・・・ハイブリッド結合、7.9.54.55,74
.75・・・端子、50・・・エコーキャンセラ、58
.80゜602・・・復集数乗算器、60.62.73
・・・フィルタ、64. 155. 165. 200
. 410. 507. 517゜617、 627.
654. 713. 715. 725. 762・
・・加算器、66・・・ディジタルアナログ変換器、7
0・・・サンプルアンドホールド回路、72 、 ’7
7 、 400゜650・・・減算器、78.82・・
・アナログディジタル変換器、79・・・ヒルベルト変
換器、95・・・移相回路、100・・・遅延線、15
0. 160・・・バンク、152゜162・・・計算
ユニット、220・・・移相見積もり回路、222・・
・位相見積もりコニット、224・・・トランスコード
ユニット、300・・・抑圧回路、310・・・積分回
路、320・・・自動利得制御回路、330. 332
・・・誤差信号入力、402. 404. 412.
414. 501. 505゜511、 515. 6
03. 604. 615. 625. 652゜65
6、 700. 705. 718. 760. 76
4・・・乗算器、500、 600. 711. 72
1・・・反転器、509. 519゜619、 629
. 717. 727. 766・・・レジスタ、65
8・・・遅延集子、707. 719・・・マルチプレ
クサ、150・・・スイッチ。 FIG、 1 F旧、6 jl nコ Uコ
第2図は固定位相エコー信号用T」−キャンセラと組み
合わせられる本発明による可変位相エコー信号用エコー
キャンセラの図、第3図aは本発明によるエコーキャン
セラにより処理されるデータの復木平面での第1の信号
配置の図、第3図すは可能な別の信号配lの図、第4図
は本発明によるキャンセラで用いられる復木数の乗算器
の詳細な図、第5図は固定位相エコーキャンセラの係教
訓1コニットの詳細な図、第6図は可変位相エコー1ヤ
ンセラの係数計算ユニットの詳細な図、第7図は位相見
積もりコニットの構成の訂細な図、第8図は位相見積も
りユニットの利得値の変化を時間の関数として表わす図
、第9図は位相偏移及びその積分値の推移を示す図であ
る。 1.8・・・王デム、2・・・送信バス、3・・・変調
器、4・・・受信バス、5・・・受信器、6,10.1
1・・・ハイブリッド結合、7.9.54.55,74
.75・・・端子、50・・・エコーキャンセラ、58
.80゜602・・・復集数乗算器、60.62.73
・・・フィルタ、64. 155. 165. 200
. 410. 507. 517゜617、 627.
654. 713. 715. 725. 762・
・・加算器、66・・・ディジタルアナログ変換器、7
0・・・サンプルアンドホールド回路、72 、 ’7
7 、 400゜650・・・減算器、78.82・・
・アナログディジタル変換器、79・・・ヒルベルト変
換器、95・・・移相回路、100・・・遅延線、15
0. 160・・・バンク、152゜162・・・計算
ユニット、220・・・移相見積もり回路、222・・
・位相見積もりコニット、224・・・トランスコード
ユニット、300・・・抑圧回路、310・・・積分回
路、320・・・自動利得制御回路、330. 332
・・・誤差信号入力、402. 404. 412.
414. 501. 505゜511、 515. 6
03. 604. 615. 625. 652゜65
6、 700. 705. 718. 760. 76
4・・・乗算器、500、 600. 711. 72
1・・・反転器、509. 519゜619、 629
. 717. 727. 766・・・レジスタ、65
8・・・遅延集子、707. 719・・・マルチプレ
クサ、150・・・スイッチ。 FIG、 1 F旧、6 jl nコ Uコ
Claims (7)
- (1)結合回路により双方向バスに結合される2つの一
方向送信バスと受信バスとの間に接続され、エコー信号
の複製を形成する移相手段と協働する適応フィルタと、
受信バスに挿入されエコー信号とその複製との差信号を
出力する減算器とからなるエコーキャンセラであって、
差信号の直流成分を抑圧し、適応フィルタ及び移相手段
の制御を受けて調整量を出力し、適応計算により動作す
る抑圧回路からなることを特徴とする可変位相エコー信
号を打消すエコーキャンセラ。 - (2)時点t+1において位相見積もり手段が位相値■
(t+1)を前回の値■(t)及び位相偏移Δ■(t)
に基づいて形成するエコーキャンセラであつて、移相手
段が位相偏移Δ■(t)の積分@Δφ@(t)を行なう
積分回路からなることを特徴とする請求項1記載の可変
位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。 - (3)使用者に伝送データが供給されるよう受信バスに
アナログディジタル変換器が設けられるエコーキャンセ
ラであって、変換器の入力側に設けられ利得が前記差信
号に依存する可変利得増幅器からなる自動利得制御回路
からなることを特徴とする請求項1又は2に記載の可変
位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。 - (4)直流成分抑圧回路は、pを1より小さい定数値(
p≪1)、e(n)を差信号、Offset(t)を時
点tで得られる信号の値、Offset(t−1)を前
記信号の直流成分の前回の値として Offset(t)=(1−p).Offset(t−
1)+p.e(n)となるオフセット信号より直流成分
を抑圧するよう構成されることを特徴とする請求項1乃
至3のいずれか一項記載の可変位相エコー信号を打消す
エコーキャンセラ。 - (5)積分回路は、mを1より小なる定数値(m<1)
、@Δφ@(t)を時点tにおける位相偏移積分値、Δ
■(t−1)を位相偏移の前回の値、@Δφ@(t−2
)を前々回の位相偏移積分値として、 @Δφ@(t)=m.Δ■(t−1)+(1−m).@
Δφ@(t−2)という演算を行なうよう構成されるこ
とを特徴する請求項2乃至4のいずれか一項記載の可変
位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ。 - (6)f(e、■)及びf′(e、■)を差信号e及び
エコー信号の複製■の関数として、 ■(t+1)=Δ■(t)−γ.f(e、■)+Δ■(
t) ■(t+1)=Δ■(t)−δ.f′(e、■)の種類
の演算を行なう手段を有する位相見積もりユニットから
なるエコーキャンセラであって、見積もりユニットには
値γ及びδを変更するスイッチと、これらの変更中Δ■
(t)の代わりに値@Δφ@(t)を供給する回路とが
設けられることを特徴とする請求項5記載の可変位相エ
コー信号を打消すエコーキャンセラ。 - (7)前記の差信号に基づいて調整される固定位相エコ
ー打消し部を有することを特徴とする請求項1乃至6の
いずれか一項記載の可変位相エコー信号を打消すエコー
キャンセラ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FR8803938 | 1988-03-25 | ||
FR8803938A FR2629293A1 (fr) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | Annuleur d'echo pour signal d'echo a phase variable |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0211026A true JPH0211026A (ja) | 1990-01-16 |
Family
ID=9364642
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP1071636A Pending JPH0211026A (ja) | 1988-03-25 | 1989-03-23 | 可変位相エコー信号を打消すエコーキャンセラ |
Country Status (5)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4965786A (ja) |
EP (1) | EP0334442B1 (ja) |
JP (1) | JPH0211026A (ja) |
DE (1) | DE68917502T2 (ja) |
FR (1) | FR2629293A1 (ja) |
Families Citing this family (6)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5388092A (en) * | 1989-06-27 | 1995-02-07 | Nec Corporation | Echo canceller for two-wire full duplex digital data transmission |
FR2682251B1 (fr) * | 1991-10-02 | 1997-04-25 | Prescom Sarl | Procede et systeme de prise de son, et appareil de prise et de restitution de son. |
IT1254819B (it) * | 1992-02-24 | 1995-10-11 | Sits Soc It Telecom Siemens | Procedimento e dispositivo per la cancellazione numerica adattativa dell'eco generato in collegamenti telefonici non stazionari |
FR2710210A1 (fr) * | 1993-09-13 | 1995-03-24 | Trt Telecom Radio Electr | Procédé pour la mise en route d'un modem comportant un annuleur d'écho à phase variable et modem dans lequel un tel procédé est mis en Óoeuvre. |
US6826390B1 (en) * | 1999-07-14 | 2004-11-30 | Fujitsu Limited | Receiver, transceiver circuit, signal transmission method, and signal transmission system |
TWI424696B (zh) * | 2010-11-29 | 2014-01-21 | Realtek Semiconductor Corp | 抵消信號之時間關聯性的通訊系統與方法 |
Family Cites Families (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4072830A (en) * | 1976-10-04 | 1978-02-07 | Bell Telephone Laboratories, Incorporated | Variable phase shifter for adaptive echo cancellers |
NL7903759A (nl) * | 1979-05-14 | 1980-11-18 | Philips Nv | Echocompensator met hoogdoorlaatfilter. |
FR2479617A1 (fr) * | 1980-03-26 | 1981-10-02 | Trt Telecom Radio Electr | Annuleur d'echo pour signal d'echo a phase variable |
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