JPH0199117A - Static type reactive power controller - Google Patents
Static type reactive power controllerInfo
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- 230000003068 static effect Effects 0.000 title description 8
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims abstract description 126
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 claims abstract description 42
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 39
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 29
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 19
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 16
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 10
- 238000010521 absorption reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 6
- 238000013459 approach Methods 0.000 claims description 5
- 238000009738 saturating Methods 0.000 claims 1
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 9
- 239000010410 layer Substances 0.000 description 9
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000006378 damage Effects 0.000 description 3
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 3
- 230000001965 increasing effect Effects 0.000 description 3
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 2
- RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N Copper Chemical compound [Cu] RYGMFSIKBFXOCR-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 1
- 229910000976 Electrical steel Inorganic materials 0.000 description 1
- 230000002159 abnormal effect Effects 0.000 description 1
- 239000002131 composite material Substances 0.000 description 1
- 229910052802 copper Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010949 copper Substances 0.000 description 1
- 230000008878 coupling Effects 0.000 description 1
- 238000010168 coupling process Methods 0.000 description 1
- 238000005859 coupling reaction Methods 0.000 description 1
- 238000013461 design Methods 0.000 description 1
- 238000010304 firing Methods 0.000 description 1
- 238000009499 grossing Methods 0.000 description 1
- 238000007689 inspection Methods 0.000 description 1
- 239000011229 interlayer Substances 0.000 description 1
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 description 1
- 238000010030 laminating Methods 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 230000007935 neutral effect Effects 0.000 description 1
- 238000013021 overheating Methods 0.000 description 1
- 230000002265 prevention Effects 0.000 description 1
- 229920006395 saturated elastomer Polymers 0.000 description 1
Landscapes
- Control Of Electrical Variables (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の対象〕
本発明は無効電力制御装置に関し、とくに、誘導負荷の
無効電力を制御するための静止形無動電力制御装置に関
する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Object of the Invention] The present invention relates to a reactive power control device, and particularly to a static non-active power control device for controlling reactive power of an inductive load.
従来、電気炉等の誘導負荷の無効電力を補償することを
目的として、米国特許第４，３３９，７０５号および同
４，１４３，３１５号および同４．１２１，１５０号に
おいて、リアクトルをサイリスタによって位相制御する
方式が提案されている。Conventionally, for the purpose of compensating the reactive power of an inductive load such as an electric furnace, in U.S. Pat. No. 4,339,705, U.S. Pat. A phase control method has been proposed.
これら無効電力制御装置では、サイリスタにより交流電
圧を直接位相制御するため、負荷電流が多くの高調波成
分を含み、この高調波電流が無効電力制御装置の電力用
コンデンサとリニア・リアクトルに流入して、これら素
子に異常音、振動の発生および過熱、損傷等の障害をひ
き起こしていた。しかも、高調波電流によって受電電源
電圧の波形に歪みが発生して、コンピュータ等の情報機
器やその他の制御装置に多大な障害を与えていた。In these reactive power control devices, since the AC voltage is directly phase controlled by a thyristor, the load current contains many harmonic components, and this harmonic current flows into the power capacitor and linear reactor of the reactive power control device. This caused problems such as abnormal noise, vibration, overheating, and damage to these elements. Moreover, the waveform of the received power supply voltage is distorted by the harmonic current, causing great trouble to information devices such as computers and other control devices.
サイリスタは毎サイクルにおいて電圧に同期して点弧さ
れているが、サイリスタの点弧のための同期信号は電源
電圧からとっているので、同期信号はこの波形歪みのた
めに変動してしまうことがあった。このため負荷の状態
によっては制御が不安定になったり、場合によっては制
御不能となってしまい、安全性ならびに信頼性において
問題があった。これを解決することを目的として、米国
特許第４，６０２，２００号には高調波フィルターを設
けることが提案されているが、この装置では多数の大容
量のコンデンサ、リアクトル、ならびに抵抗を必要とし
、装置全体が大形化するとともに製造コストが極めて高
くついていた。つぎにインダクションモータや誘導コイ
ルの始動時には誘導負荷の定格電流の６倍以上の大きい
始動電流が流れるために、電力用半導体素子の容量を誘
導負荷の定格容量の２〜４倍に相当するものを選択しな
ければならず、このため、半導体素子が高価となり、し
かもそのための制御回路も必然的に大形複雑化し、応答
性も悪かった。The thyristor is fired in synchronization with the voltage in every cycle, but since the synchronization signal for firing the thyristor is taken from the power supply voltage, the synchronization signal may fluctuate due to this waveform distortion. there were. Therefore, depending on the state of the load, control becomes unstable, or in some cases becomes uncontrollable, resulting in safety and reliability problems. To solve this problem, US Pat. No. 4,602,200 proposes providing a harmonic filter, but this device requires a large number of large capacitors, reactors, and resistors. However, the overall size of the device has increased and the manufacturing cost has been extremely high. Next, when starting an induction motor or induction coil, a large starting current that is more than 6 times the rated current of the inductive load flows, so the capacity of the power semiconductor element should be 2 to 4 times the rated capacity of the inductive load. For this reason, the semiconductor element becomes expensive, and the control circuit therefor inevitably becomes large and complicated, and its response is poor.
さらに半導体素子としてサイリスタも用いた制御装置で
は主回路部分に大きな内部発生損失が生じて、主回路部
分の電力消費が大きくなるという欠点があった。とくに
、主回路部分には転流リアクトル、転流コンデンサで構
成される強制転流回路を必要とし、転流回路内で転流の
たびに移動するエネルギーに伴う損失が発生していた。Furthermore, a control device that also uses a thyristor as a semiconductor element has the disadvantage that a large internally generated loss occurs in the main circuit portion, resulting in increased power consumption in the main circuit portion. In particular, the main circuit requires a forced commutation circuit consisting of a commutation reactor and a commutation capacitor, and losses occur due to the energy transferred each time the commutation occurs within the commutation circuit.
さらにこのほか、主回路スナバ回路における損失（抵抗
、ダイオード等）、平滑リアクトル、交流リアクトル等
の損失（鉄損、銅損等）、コンデンサー内部損失の発生
等による電力消費が大きかった。しかも、現在、サイリ
スタ装置として３３ＫＶ、単器容量百数士ＭＶＡ程度の
ものまで実用化されており、今後、ますます大容量化、
高圧化されていく傾向にあるが、サイリスタ装置でさら
に大容量化、高圧化された無効電力補償装置を実現する
のは困難であった。In addition, power consumption was large due to losses in the main circuit snubber circuit (resistance, diode, etc.), losses in the smoothing reactor, AC reactor, etc. (iron loss, copper loss, etc.), and internal loss of the capacitor. Moreover, thyristor devices with a single unit capacity of 33KV and a hundred MVA are currently in practical use, and the capacity will continue to increase in the future.
Although there is a trend toward higher voltage, it has been difficult to realize a reactive power compensator with a larger capacity and higher voltage using a thyristor device.
そこで、本発明の目的は上記問題を解決し、省エネルギ
ー効果の高い静止層無効電力制御装置を提供することを
目的とする。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, an object of the present invention is to solve the above problems and provide a stationary layer reactive power control device with high energy saving effect.
本発明の他の目的は小形軽量にして安価な静止層無効電
力制御装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a static layer reactive power control device that is small, lightweight, and inexpensive.
本発明の他の目的は誘導負荷の変動に高速応答可能な静
止層無効電力制御装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a static layer reactive power control device that can respond quickly to fluctuations in inductive load.
本発明の他の目的は正弦波交流波形への歪みを防止した
静止層無効電力制御装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a stationary layer reactive power control device that prevents distortion to a sinusoidal AC waveform.
本発明の他の目的は大容量、高圧の静止層無効電力制御
装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a large capacity, high voltage static layer reactive power control device.
本発明の他の目的は小形、軽量、低コストの静止層無効
電力制御装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a static layer reactive power control device that is small, lightweight, and low cost.
本発明の他の目的は過負荷耐量が大きく、安定性や信頼
性が高く、しかも保守点検が不要な静止層無効電力制御
装置を提供することを目的とする。Another object of the present invention is to provide a static layer reactive power control device that has a large overload capacity, high stability and reliability, and does not require maintenance or inspection.
本発明の無効電力制御装置は交流ｔａｇと誘導負荷との
間に接続される、第１直列巻線と、この第１直列巻線に
直列接続された分路巻線と、この分路巻線に前記分路巻
線とは逆極性で、接続された第２直列巻線とを備えた出
力巻線と、前記出力巻線の出力電圧をｇａするための制
御巻線を備えた単巻変圧器形電圧ｉ！ｉ１′ｒ１器と、
前記制御巻線に直流励磁電流を供給する直流励磁ｍ源と
、前記制御巻線と前記直流励磁電源との間に接続され、
前記制御巻線に供給される前記直流励磁電流を制御する
半導体スイッチと、前記誘導負荷の無効電力に比例した
出力信号を発生する無効電力負荷検出回路と、前記出力
信号に応答して、前記無効電力がゼロレベルに近づくよ
うに前記半導体スイッチの通流率を制御する制御回路と
を備えたことを特徴とする。The reactive power control device of the present invention includes a first series winding connected between an AC tag and an inductive load, a shunt winding connected in series to the first series winding, and a shunt winding connected in series to the first series winding. an output winding having an opposite polarity to the shunt winding and a second series winding connected thereto; and a control winding for adjusting the output voltage of the output winding to ga. Instrument voltage i! i1′r1 device and
a DC excitation m source that supplies a DC excitation current to the control winding; connected between the control winding and the DC excitation power supply;
a semiconductor switch that controls the DC excitation current supplied to the control winding; a reactive power load detection circuit that generates an output signal proportional to the reactive power of the inductive load; The present invention is characterized by comprising a control circuit that controls the conduction rate of the semiconductor switch so that the electric power approaches zero level.
以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。 Hereinafter, the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
第１図において、本発明の望ましい実施例による静止層
無効電力制御装置１０は交流電源１２に接続される入力
端１４．１６と、誘導負荷１８に接続される出力端２０
．２２と、誘導負荷１８に供給される出力電圧を無効電
力に応じて可変調整する制御巻線２６を備えた単巻変圧
蓋形電圧調整器２４と、制御巻線２６に直流励磁電流を
供給する直流励磁電源２８と、制御巻線２６と直流励磁
電＠２８との間に接続され、制御巻線２６に供給される
直流励磁電流を可変する半導体スイッチ回路３０と、無
効電力に比例した出力信号を発生する無効電力検出回路
３２と、出力信号に応答して半導体スイッチ回路３０の
通魔率を制御して出力電圧を無効電力に応答して調整す
る制御回路３４とを備える。In FIG. 1, a static layer reactive power control device 10 according to a preferred embodiment of the present invention has an input terminal 14, 16 connected to an AC power source 12, and an output terminal 20 connected to an inductive load 18.
．． 22, an autotransformer lid-type voltage regulator 24 equipped with a control winding 26 that variably adjusts the output voltage supplied to the inductive load 18 according to the reactive power, and supplies a DC excitation current to the control winding 26. A DC excitation power supply 28, a semiconductor switch circuit 30 connected between the control winding 26 and the DC excitation power @28, and varying the DC excitation current supplied to the control winding 26, and an output signal proportional to the reactive power. and a control circuit 34 that controls the pass rate of the semiconductor switch circuit 30 in response to an output signal and adjusts the output voltage in response to the reactive power.
第１〜５図において、単巻変圧蓋形電圧調整器２４は主
磁束ループ路を構成する第１可飽和鉄心と、主磁束ルー
プ路の１部をバイパスさせるための磁気分路鉄心４４と
を有し、第１可飽和鉄心４２は巻鉄心からなる。第１可
飽和鉄心４２は第１直列巻線４６と１分路巻線４８と、
第２直列巻線５ｏからなる出力巻線を備える。第１直列
巻線４６は出力端２０に接続された高圧端子と入力端１
４に接続された中圧端子との間に接続され、分路巻線４
８は第１直列巻線４６に同一極性で直列接続される１分
路巻線４８の下端部は入力端１６に接続された中性点に
接続される。第２直列巻線５０は分路巻線４８の下端部
と出力端２２との間において第１直列巻線４６とは逆極
性で接続される。主磁束ループ路の少くとも一部の磁気
飽和状態を変えて、磁気分路鉄心４４の磁束密度を制御
するために巻鉄心からなる第２可飽和鉄心５２が制御巻
線２６により後述の如く制御される。In FIGS. 1 to 5, the autotransformer lid type voltage regulator 24 includes a first saturable iron core forming the main magnetic flux loop path and a magnetic shunt iron core 44 for bypassing a portion of the main magnetic flux loop path. The first saturable core 42 is made of a wound core. The first saturable iron core 42 has a first series winding 46 and a first shunt winding 48,
It has an output winding consisting of a second series winding 5o. The first series winding 46 has a high voltage terminal connected to the output terminal 20 and the input terminal 1.
The shunt winding 4 is connected between the intermediate voltage terminal connected to the shunt winding 4
8 is connected in series with the first series winding 46 with the same polarity, and the lower end of the shunt winding 48 is connected to a neutral point connected to the input end 16 . The second series winding 50 is connected between the lower end of the shunt winding 48 and the output end 22 with opposite polarity to the first series winding 46 . In order to control the magnetic flux density of the magnetic shunt core 44 by changing the magnetic saturation state of at least a portion of the main magnetic flux loop path, a second saturable core 52 consisting of a wound core is controlled by the control winding 26 as described below. be done.
第２〜３図において、第１可飽和鉄心４２は主磁束ルー
プ路を構成するセンター・レッグ５４とアウター・レッ
グ５６，５８を備える。センター・レッグ５４は磁気分
路鉄心４４により区分された第１コア部５４ａと第２コ
ア部５４ｂを備える。さらに、センター・レッグ５４は
アウター・レッグ５６，５８の外側に延びる延長部、す
なわち、第３コア部５４ｃを備える。センター・レッグ
５４は第１可飽和鉄心４２の上に配置されて、固定具６
０．６２で互いに固定されて一体化される。第２．３．
５図より明らかなように、磁気分路鉄心４４は多枚数の
ケイ素鋼板を積層した断面Ｃ形状の鉄心からなる。磁気
分路鉄心４４の溝４４ａはセンター・レッグ５４と磁気
的に結合するように配置しである。磁気分路鉄心４４の
端部４４ｂ。In FIGS. 2-3, the first saturable core 42 includes a center leg 54 and outer legs 56, 58 forming a main magnetic flux loop path. The center leg 54 includes a first core portion 54a and a second core portion 54b separated by the magnetic shunt core 44. Furthermore, the center leg 54 includes an extension portion extending outwardly from the outer legs 56, 58, ie, a third core portion 54c. The center leg 54 is disposed above the first saturable core 42 and the fixture 6
0.62 and are fixed to each other and integrated. Section 2.3.
As is clear from FIG. 5, the magnetic shunt core 44 is made up of a C-shaped cross-sectional core made by laminating a large number of silicon steel plates. Groove 44a of magnetic shunt core 44 is arranged to magnetically couple with center leg 54. End portion 44b of magnetic shunt core 44.
４４ｃは第１直列巻線４６および分路巻線４８の第１コ
イルブロツクと第２直列巻線５ｏの第２コイルブロツク
との間で一定のエアギャップに相当する所要の厚みの間
装物６４．６６を挾んで第１可飽和鉄心４２のアウター
・レッグ５６，５８上に配置され、固定具６８．７０に
よってアウター・レッグ５６，５８に固定されて、各鉄
心は一体化される。磁気分路鉄心６４は主磁束ループ路
の磁束の一部を高リラクタンスをなすギャップ（間装物
６４，６６により形成される）を介してアウター・レッ
グ５６，５８に分路させて出力電圧を調整するとともに
、高調波を減衰させ、出方電圧の波形歪みを少なくする
ように機能する。第２可飽和鉄心５２は磁気分路鉄心５
４の下側において、すなわち、第１直列巻線４６および
分路巻線４８の第１コイルブロツクと第２直列巻線５ｏ
の第２コイルブロツクとの間でセンター・レッグ５４の
第２コア部５４ｂの上部と第３コア部５４ｃの下端部の
上に配置されて、固定具７２．７４によって各鉄心は一
体化されて磁気的に結合される。このように、第２可飽
和鉄心５２は第１可飽和鉄心４２の下半部とオーバーラ
ツプするように配置され、第１可飽和鉄心の一部を磁気
飽和させて第２直列巻線５０の磁束が第１直列巻線４６
と分路巻線４８の磁束に作用しないようにするとともに
、第１直列巻ｇ４６と分路巻線４８の磁束を磁気分路鉄
心４４にシフトさせるように機能する。44c is an interlayer 64 having a required thickness corresponding to a constant air gap between the first coil block of the first series winding 46 and the shunt winding 48 and the second coil block of the second series winding 5o. .66 is placed on the outer legs 56, 58 of the first saturable core 42, and is fixed to the outer legs 56, 58 by fixtures 68, 70, so that each core is integrated. Magnetic shunt core 64 shunts a portion of the magnetic flux in the main flux loop path through high reluctance gaps (formed by intersperses 64 and 66) to outer legs 56 and 58 to provide an output voltage. It also functions to attenuate harmonics and reduce waveform distortion of the output voltage. The second saturable core 52 is the magnetic shunt core 5
4, i.e. the first coil block of the first series winding 46 and the shunt winding 48 and the second series winding 5o.
The cores are arranged between the second coil block of the center leg 54 on the upper part of the second core part 54b and the lower end of the third core part 54c, and the respective cores are integrated by fixing devices 72 and 74. magnetically coupled. In this way, the second saturable core 52 is arranged so as to overlap the lower half of the first saturable core 42, and magnetically saturates a portion of the first saturable core to increase the magnetic flux of the second series winding 50. is the first series winding 46
It functions so as not to act on the magnetic flux of the shunt winding 48 and to shift the magnetic flux of the first series winding g46 and the shunt winding 48 to the magnetic shunt core 44.
第１直列巻線４６および分路巻線４８．第２直列巻線５
０ならびに制御巻線２Ｇはそれぞれセンター・レッグ５
４の第１〜第３コア部５４ａ、５４ｂ、５４ｃ上に巻か
れて、はぼ同一平面内に配置される。さらに、各巻線の
上面と下面は第２可飽和鉄心５２の上面と第１可飽和鉄
心４２の下面とにそれぞれ整列するように配置される。First series winding 46 and shunt winding 48 . Second series winding 5
0 and control winding 2G are each connected to the center leg 5.
The first to third core portions 54a, 54b, and 54c of No. 4 are wound around each other and are arranged substantially in the same plane. Further, the upper surface and the lower surface of each winding are arranged so as to be aligned with the upper surface of the second saturable iron core 52 and the lower surface of the first saturable iron core 42, respectively.
すなわち、第１直列巻ｓ４６と分路巻線４８のコイル・
ブロックと第２直列巻線５０からなる第２コイル・ブロ
ックと、制御巻線２６の第３コイル・ブロックはセンタ
ー・レッグ５４、第１、第２可飽和鉄心４２．５２の厚
み内にほぼ配置される。センター・レッグ５４の第３コ
ア部５４ｃは第１可飽和鉄心４２の外側に延びていて、
制御巻線２６はセンター・レッグ５４の下端部５４ｃ上
に巻かれている。第２可飽和鉄心５２は第２直列巻線５
０の第２コイル・ブロックと制御巻線２６の第３コイル
・ブロックを囲んでいる。第２．３図において第２可飽
和鉄心５２の上部と下部はそれぞれ固定具７２．７４に
よりセンター・レッグ５４とともに補助磁束ループ路を
構成し、制御巻線２６に直流励磁電流が供給されたとき
に制御巻線２６の磁束の通路として機能する。すなわち
、制御巻線２６の磁束はセンター・レッグ５４の第２コ
ア部５４ｂを部分的に磁気飽和させ、もって第１直列巻
線４６および分路巻線４８の磁束を主磁束ループから磁
気分路鉄心４４を介してアウター・レッグ５６，５８に
シフトさせる。That is, the coils of the first series winding s46 and the shunt winding 48
The second coil block consisting of the block and the second series winding 50 and the third coil block of the control winding 26 are arranged substantially within the thickness of the center leg 54 and the first and second saturable cores 42.52. be done. The third core portion 54c of the center leg 54 extends outside the first saturable iron core 42,
The control winding 26 is wound on the lower end 54c of the center leg 54. The second saturable iron core 52 is the second series winding 5
0 and a third coil block of control winding 26. In FIG. 2.3, the upper and lower portions of the second saturable core 52 constitute an auxiliary flux loop path with the center leg 54 by means of fixtures 72 and 74, respectively, when the control winding 26 is supplied with a DC excitation current. It functions as a path for the magnetic flux of the control winding 26. That is, the magnetic flux in the control winding 26 partially magnetically saturates the second core portion 54b of the center leg 54, thereby causing the magnetic flux in the first series winding 46 and shunt winding 48 to be magnetically shunted from the main flux loop. The outer legs 56 and 58 are shifted through the iron core 44.
第１直列巻線４６と分路巻線４８はセンター・レッグ５
４の第１コア部５４ａ上に巻かれて単巻変圧器を構成し
、第２直列巻線５ｏが第２コア５４ｂ上に第１直列巻線
４６とは逆極性で巻かれて、いわゆる、差動結合される
。The first series winding 46 and the shunt winding 48 are connected to the center leg 5.
The second series winding 5o is wound on the second core 54b with the opposite polarity to the first series winding 46, so as to form a so-called autotransformer. Differentially coupled.
上記構成において、入力端１４．１６が交流型１ｇ１２
に接続されて、出力端２０．２２が誘導負荷１８に接続
されると、第１、第２直列巻線４６゜５０に大電流が流
れ、分路巻線４８には入力電流と出力電流との差電流が
流れる。In the above configuration, the input terminals 14 and 16 are AC type 1g12
When the output end 20.22 is connected to the inductive load 18, a large current flows through the first and second series windings 46.50, and the shunt winding 48 has an input current and an output current. A difference current flows.
第１，２図において、制御巻線２６に直流励磁電流が供
給されないときは、第１直列巻線４６と分路巻線４８お
よびこの分路巻線４８に差動結合された第２直列巻線５
０により生じた磁束がセンター・レッグ５４からアウタ
ー・レッグ５６，５８を通過して、センター・レッグ５
４に循還する。In FIGS. 1 and 2, when no DC excitation current is supplied to the control winding 26, the first series winding 46, the shunt winding 48, and the second series winding differentially coupled to the shunt winding 48 line 5
The magnetic flux generated by 0 passes from the center leg 54 to the outer legs 56 and 58, and
Cycle to 4.
このとき、第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁
束と第２直列巻線５０の生ずる磁束とは逆方向になって
いるから、相互磁束全体としては、差になって作用する
。したがって、このときの出力電圧は最少となる。At this time, since the magnetic flux generated by the first series winding 46 and the shunt winding 48 and the magnetic flux generated by the second series winding 50 are in opposite directions, the mutual magnetic flux as a whole acts as a difference. . Therefore, the output voltage at this time is the minimum.
つぎに、制御巻線２６に直流励磁電流が供給されると、
第２可飽和鉄心５２はセンター・レッグ５４の第２、第
３コア部５４ｂ、５４ｃとともに磁気飽和されるため、
第１直列巻線４６と分路巻線４８の生ずる磁束は磁気分
路鉄心４４にシフトされる。このとき、磁束は第１コア
部５４ａ、アウター・レッグ５６，５８および磁気分路
鉄心４４を介して循還し、出力端２０，２２の出力電圧
は最大となる。制御巻線２６に供給される直流励磁電流
を少なくすると、それに応じて出力巻線の出力端出方電
圧は低下する。このように、センター・レッグ５４の第
２、第３コア部５４ｂ、５４Ｃの磁気飽和状態を可変制
御することにより、第１直列巻線４６と分路巻線４８か
らなる出力巻線に対する第２直列巻線５０の差動結合状
態を変化させて磁気分路鉄心４４にシフトされる第１直
列巻ＲＩＡ４６および分路巻線４８の磁束を制御し、出
力端の出力電圧を可変制御できる。Next, when the DC excitation current is supplied to the control winding 26,
Since the second saturable iron core 52 is magnetically saturated together with the second and third core portions 54b and 54c of the center leg 54,
The magnetic flux produced by first series winding 46 and shunt winding 48 is shifted to magnetic shunt core 44 . At this time, the magnetic flux circulates through the first core portion 54a, the outer legs 56, 58, and the magnetic shunt core 44, and the output voltage at the output ends 20, 22 becomes maximum. When the DC excitation current supplied to the control winding 26 is reduced, the voltage at the output end of the output winding is reduced accordingly. In this manner, by variably controlling the magnetic saturation states of the second and third core portions 54b and 54C of the center leg 54, the second By changing the differential coupling state of the series winding 50, the magnetic flux of the first series winding RIA 46 and the shunt winding 48 shifted to the magnetic shunt core 44 can be controlled, and the output voltage at the output end can be variably controlled.
第１図にもどって、直流励磁電＠２８は単巻変圧器形電
圧調整器２４の出力側に接続された変流器８０と、変圧
器８１を介して接続された交流リアクトル８２とを備え
る。変流器８０は誘導負荷１８の電流に依存した成分を
とり出すための電流成分回路として機能する。交流リア
クトル８２は変圧器８１を介して高圧から低圧に変圧さ
れた電圧を電圧調整器２４の出力電圧に依存した成分を
とり出すための電圧成分回路として機能する。両成分は
整流器８４の交流入力側でベクトル合成される。整流器
８４の直流出力電流は両成分の合成電流を整流したもの
に相当し、コンデンサ８６によって平滑され、制御者８
２６の直流励磁電流工として用いられる。整流器８４の
直流出力電流に含まれる電流依存成分と電圧依存成分と
により、負荷の投入、遮断、あるいは負荷の急激な変動
時に直流出力電流の変化によって高速応答でその負荷変
動を補償させることができる。Returning to FIG. 1, the DC excitation electric @28 includes a current transformer 80 connected to the output side of the autotransformer type voltage regulator 24, and an AC reactor 82 connected via a transformer 81. . The current transformer 80 functions as a current component circuit for extracting a component dependent on the current of the inductive load 18. The AC reactor 82 functions as a voltage component circuit for extracting a component dependent on the output voltage of the voltage regulator 24 from the voltage transformed from high voltage to low voltage via the transformer 81. Both components are vector-combined on the AC input side of rectifier 84. The DC output current of the rectifier 84 corresponds to a rectified composite current of both components, is smoothed by a capacitor 86, and is supplied to the controller 8.
It is used as a 26 DC excitation electrician. Due to the current-dependent component and voltage-dependent component included in the DC output current of the rectifier 84, it is possible to compensate for load fluctuations with a high-speed response by changing the DC output current when the load is turned on or off, or when the load suddenly fluctuates. .
半導体スイッチ回路３ｏは半導体スイッチ８８を備え、
この半導体スイッチ８８は整流器８４の直流出力端子間
に直流励磁電流工を制御するために接続される。半導体
スイッチ８８としてはトランジスタやサイリスタを使用
することができる。The semiconductor switch circuit 3o includes a semiconductor switch 88,
This semiconductor switch 88 is connected between the DC output terminals of the rectifier 84 to control the DC exciting current. As the semiconductor switch 88, a transistor or a thyristor can be used.
第１図において、半導体スイッチ８８はインバーテツド
ダーリントン回路を形成する第１と第２の制御用トラン
ジスタ８８ａ、８８ｂを備える。In FIG. 1, semiconductor switch 88 includes first and second control transistors 88a and 88b forming an inverted Darlington circuit.
ここで、インバーテツドダーリントン回路とは、ＰＮＰ
型トランジスタとＮＰＮ型トランジスタを相補的に接続
した回路を云う、すなわち、第１の制御用トランジスタ
８８ａのベース電流を制御するために第２の制御用トラ
ンジスタ８８ｂがインバーテツドダーリントン接続され
、インバーテツドダーリントン回路を形成している。直
流励磁電流工を供給される制御巻線２６には電流吸収回
路９０が並列接続されている。電流吸収回路９ｏとして
はコンデンサが用いられる。この電流吸収回路９０は半
導体スイッチ８８がオフ時に整流器８４の直流出力電流
と直流励磁電流との等電流分を吸収する作用をする。電
流吸収回路８８と並列に電圧制限素子９２が接続される
。この電圧制御素子９２は励磁電圧が電圧制限素子９２
により制限される電圧に達すると導通し、半導体スイッ
チ８８と電流吸収回路９０に過電圧が加わらないように
するために設けられる。電圧制限素子９２として定電圧
ダイオードを用いた場合の実施例が第１図に示されてい
る。第１図において、電流吸収回路９０としてのコンデ
ンサと半導体スイッチ８８との間に逆流防止用ダイオー
ド９４が挿入されている。ダイオード９４は半導体スイ
ッチ８８のオン時にコンデンサ９０からの放電電流がこ
の半導体スイッチ８８を介して流れるのを阻止する。こ
れにより半導体スイッチ８８として用いられる例えば図
示の如きトランジスタなどの素子の破壊の危険性を防止
する。Here, the inverted Darlington circuit is a PNP
In other words, in order to control the base current of the first control transistor 88a, the second control transistor 88b is connected in an inverted Darlington manner. It forms the Doderlington circuit. A current absorption circuit 90 is connected in parallel to the control winding 26 that is supplied with a DC excitation current. A capacitor is used as the current absorption circuit 9o. This current absorption circuit 90 functions to absorb an equal current of the DC output current of the rectifier 84 and the DC excitation current when the semiconductor switch 88 is off. A voltage limiting element 92 is connected in parallel with current absorption circuit 88 . This voltage control element 92 is such that the excitation voltage is
This is provided to prevent overvoltage from being applied to the semiconductor switch 88 and the current absorption circuit 90, since it becomes conductive when a voltage limited by the voltage is reached. An embodiment in which a constant voltage diode is used as the voltage limiting element 92 is shown in FIG. In FIG. 1, a backflow prevention diode 94 is inserted between a capacitor serving as a current absorption circuit 90 and a semiconductor switch 88. Diode 94 prevents discharge current from capacitor 90 from flowing through semiconductor switch 88 when semiconductor switch 88 is on. This prevents the risk of destruction of elements such as the illustrated transistor used as the semiconductor switch 88.
第１図の無効電力検出回路３２は特開昭第６０−６８７
７号、同第６１−８６８０号または特公昭筒６１−５２
９５０号に開示されたもので良く。The reactive power detection circuit 32 in FIG.
No. 7, No. 61-8680 or Special Public Shotsutsu No. 61-52
The one disclosed in No. 950 is sufficient.
無効電力に比例した直流の出力信号ｆを発生する。この
直流信号（ｆ）は制御回路３４に供給される。A DC output signal f proportional to the reactive power is generated. This DC signal (f) is supplied to the control circuit 34.
第１図において制御回路３４はトランジスタ１０８と、
三角波発振器１１０と、無効電力検出回路３２の出力信
号（ｆ）と三角波発振器１１０の三角波形出力ｇとを比
較して、トランジスタ１０８のベースにパルス巾の異な
る駆動パルスを出力する差動増幅器１１２を備える。ト
ランジスタ１０８のコレクターは抵抗Ｒ１，Ｒ２を介し
てトランジスタ８８ａのコレクタ側に接続され、トラン
ジスタ８８ｂのオン・オフによって半導体スイッチ８０
の通流率を制御する。これにより制御巻線２６の励磁電
流が調整される。この場合に通流率制御は無効電力が零
に近づくように制御回路３４により制御される。In FIG. 1, the control circuit 34 includes a transistor 108,
A differential amplifier 112 is configured to compare the output signal (f) of the triangular wave oscillator 110, the reactive power detection circuit 32, and the triangular waveform output g of the triangular wave oscillator 110, and output driving pulses with different pulse widths to the base of the transistor 108. Be prepared. The collector of the transistor 108 is connected to the collector side of the transistor 88a via resistors R1 and R2, and the semiconductor switch 80 is turned on and off by turning on and off the transistor 88b.
control the conduction rate. This adjusts the excitation current of the control winding 26. In this case, the conduction rate is controlled by the control circuit 34 so that the reactive power approaches zero.
つぎに、第６図に示す各部の電圧電流波形例を参照しな
がら動作を説明する。Next, the operation will be explained with reference to examples of voltage and current waveforms of each part shown in FIG.
整流器８４の直流出力電流Ｔはいかなる場合でも制御巻
線２６の励磁電流工′の所要値よりも大きくなるように
回路定数が選ばれる。半導体スイッチ８８がオンのとき
には整流器８４の直流出力電流Ｉはこの半導体スイッチ
８８によって分路され、励磁電流工′は減少してゆく、
つぎに、半導体スイッチ８８がオフすると、整流器出力
型ｆｉＩは増加してゆきながら制御巻線２６に流入する
。制御巻線２６のインダクタンスのために励磁電流工′
は徐々にしか増大できないため、等電流分Ｉ−Ｉ’は電
流吸収コンデンサ９０に流入する。このようにして、励
磁電流工′は半導体スイッチ８８のベース信号によって
目樟値に保たれるように瞬時値制御される。The circuit constants are chosen such that the DC output current T of the rectifier 84 is in any case greater than the required value of the excitation current max of the control winding 26. When the semiconductor switch 88 is on, the DC output current I of the rectifier 84 is shunted by the semiconductor switch 88, and the exciting current 'is reduced.
Next, when the semiconductor switch 88 is turned off, the rectifier output type fiI flows into the control winding 26 while increasing. For the inductance of the control winding 26, the excitation current
can only increase gradually, so the equal current I-I' flows into the current absorption capacitor 90. In this way, the excitation current generator' is instantaneously controlled by the base signal of the semiconductor switch 88 so that it is maintained at the target value.
増幅器１１２のプラス入力端に加えられた無効電力に比
例した出力信号ｆとマイナス入力端に加えられた三角波
形信号ｇとが比較されて、出力パルスｈが生ずる０時間
ｔ１のとき、増幅器１１２は“１″信号を出力し。At time t1, when the output signal f proportional to the reactive power applied to the positive input terminal of the amplifier 112 is compared with the triangular waveform signal g applied to the negative input terminal, and an output pulse h is generated, the amplifier 112 Output “1” signal.
時間ｔ２のとき１１０”信号を出力する。増幅器１１２
がら゛′１′信号が出力されると、トランジスタ１０８
がオンとなり、トランジスタ８８ａ。Outputs a 110" signal at time t2. Amplifier 112
When the '1' signal is output, the transistor 108
is turned on, and the transistor 88a is turned on.
８８ｂがオンとなる。88b is turned on.
ある瞬時での半導体スイッチ８８の通流率αはオン時間
をＴ ｏ ｎ 、周期をＴとすると。The conduction rate α of the semiconductor switch 88 at a certain moment is as follows: Let T on be the on time and T be the period.
ｏｎ
α＝ □
と表わすことができ、励磁Ｗｉ流１′の平均値Ｉ’
ａｖは、ｌＩ流器出カＩの平均値１ａｖとすると
Ｉ’ ａｖ＝ａ０Ｉａｖ
なる関係にある。すなわち、平均値としてみると、整流
器出力電流工のうち励磁にはαＩａｖだけ流れ、半導体
スイッチ８８には残りの（１−α）Ｉａｖが分流してい
ることが分かる。このように半導体スイッチ８８は無効
電力検出回路３２により検出された無効電力に比例した
出力信号に応答してオン・オフされて、無効電力が常に
ゼロレベルに近づくように制御回路３４により制御され
る。すなわち、無効電力が大きいときは、無効電力検出
回路３２の出力ｆは高くなる。このとき、第８図より明
らかなように、トランジスタ１０８の出力ｊのパルス巾
が大きくなるため、半導体スイッチ８８の通流率が大き
くなって励磁電流の分流量が大きくなる。したがって、
制御巻線２６に供給される制御電流工′が少なくなって
、電圧調整器２４のセンター・レッグ５４の第２コア部
５４ｂの磁気飽和度が少なくなる。このとき、第２図に
おける第１直列巻線４６および分路巻線４８の磁束は第
２直列巻線５０による逆極性の磁束により打ち消されて
電圧調整器２４の出力電圧が低下する。つぎに誘導負荷
が増大して、無効電力が小さくなると、無効電力検出回
路３２の出力ｆは低くなる。このとき、増幅器１１２の
出力りのパルス幅が小さくなるため、半導体スイッチ８
８の通流率が小さくなって励磁電流工′が増加して電圧
調整器２４の出力電圧が増加する。このように、制御回
路３４は無効電力検出回路３２の出力信号ｆに応答して
、半導体スイッチ８８の通流率を制御することにより励
磁電流工２を制御し、もって、電圧調整器２４から誘導
負荷１８に供給される出力電圧を無効電力がゼロに近づ
くように調整する。It can be expressed as on α= □, and the average value I' of the excitation Wi current 1'
When av is the average value 1av of the lI flow output I, the relationship is I'av=a0Iav. That is, when viewed as an average value, it can be seen that only αIav of the rectifier output current flows for excitation, and the remaining (1-α)Iav flows to the semiconductor switch 88. In this way, the semiconductor switch 88 is turned on and off in response to the output signal proportional to the reactive power detected by the reactive power detection circuit 32, and is controlled by the control circuit 34 so that the reactive power always approaches zero level. . That is, when the reactive power is large, the output f of the reactive power detection circuit 32 becomes high. At this time, as is clear from FIG. 8, since the pulse width of the output j of the transistor 108 becomes large, the conduction rate of the semiconductor switch 88 becomes large, and the amount of divided excitation current becomes large. therefore,
Since less control current is supplied to the control winding 26, the magnetic saturation of the second core portion 54b of the center leg 54 of the voltage regulator 24 is reduced. At this time, the magnetic fluxes of the first series winding 46 and the shunt winding 48 in FIG. 2 are canceled by the magnetic flux of opposite polarity caused by the second series winding 50, and the output voltage of the voltage regulator 24 decreases. Next, when the inductive load increases and the reactive power decreases, the output f of the reactive power detection circuit 32 decreases. At this time, since the pulse width of the output of the amplifier 112 becomes small, the semiconductor switch 8
The conductivity of the voltage regulator 24 decreases, the excitation current power increases, and the output voltage of the voltage regulator 24 increases. In this way, the control circuit 34 controls the excitation current generator 2 by controlling the conduction rate of the semiconductor switch 88 in response to the output signal f of the reactive power detection circuit 32, thereby controlling the induced current from the voltage regulator 24. The output voltage supplied to the load 18 is adjusted so that the reactive power approaches zero.
以上１本発明について単相用の実施例を説明したが、上
述の単巻変圧器形電圧調整器を３相結線して３相交流電
源に接続することもできる。Although a single-phase embodiment of the present invention has been described above, the autotransformer type voltage regulator described above can also be connected to a three-phase AC power source by three-phase wiring.
以上より明らかなように、本発明による静止層無効電力
制御装置はつぎのような効果をもたらす。As is clear from the above, the stationary layer reactive power control device according to the present invention provides the following effects.
（１）負荷電圧が無効電力に応じて直接に最適レベルに
瞬時制御されるため、誘導負荷の電圧変動を最小限度に
おさえることができる。(1) Since the load voltage is instantaneously controlled directly to the optimum level according to the reactive power, voltage fluctuations in the inductive load can be suppressed to a minimum.
（２）負荷電圧の制御が単巻変圧器形電圧調整器の制御
巻線に流れる励磁電流の制御により行なわれ、電源ライ
ンにおける交流電圧を直接位相制御することがないため
、負荷電流が高調波成分を含まず、交流電圧波形に歪み
を与えない、したがって、コンピュータ等の情報機器や
その他の制御装置に障害を与えない。(2) The load voltage is controlled by controlling the excitation current flowing through the control winding of the autotransformer voltage regulator, and there is no direct phase control of the AC voltage in the power supply line, so the load current is caused by harmonics. It does not contain any components, does not distort the AC voltage waveform, and therefore does not cause any damage to information equipment such as computers or other control devices.
（３）負荷電流が高調波成分を含まないため、大形で高
価な大容量の高調波フィルタを省略でき、信頼性と安全
性の向上を図れるとともに、大幅な小形軽量化が図れる
。(3) Since the load current does not include harmonic components, a large and expensive high-capacity harmonic filter can be omitted, improving reliability and safety, as well as significantly reducing size and weight.
（４）半導体スイッチは直接に電源ラインの交流電圧を
制御せず、単巻変圧器形電圧調整器の制御巻線の低電圧
、低電流の励磁電流を制御するため、半導体スイッチと
制御回路の著しい小容量化と大幅な低コスト化が図れる
。(4) The semiconductor switch does not directly control the AC voltage of the power line, but rather controls the low voltage and low excitation current of the control winding of the autotransformer type voltage regulator. Significantly smaller capacity and significantly lower costs can be achieved.
また回路設計も容易となる。Also, circuit design becomes easier.
（５）大きな負荷容量の無効電力制御装置が数十分の１
の極めて小さな自己容量の単巻変圧器形電圧調整器で制
御できるため、装置全体が小形軽量化されるとともに大
きな電磁波ノイズを発生させず、信頼性が高い。(5) Reactive power control device with large load capacity is several tenths
Since it can be controlled by an autotransformer type voltage regulator with an extremely small self-capacity, the entire device is smaller and lighter, does not generate large electromagnetic noise, and is highly reliable.
（６）低電圧、小容量の半導体スイッチと単巻変圧器形
電圧調整器の制御巻線と組み合わせて３３ＫＶ以上の裔
電圧、百数士ＭＶＡ以上の大容量の電圧制御が可能なた
め、安全で信頼性が高く、シかも、極めて安価な電子部
品で従来不可能であった大容量の無効電力の制御が可能
となるため、実用上の効果が極めて大きい。(6) By combining a low voltage, small capacity semiconductor switch and the control winding of an autotransformer type voltage regulator, it is possible to control a descendant voltage of 33KV or more and a large capacity of more than 100 MVA, making it safe. The practical effect is extremely large because it is possible to control a large amount of reactive power, which was previously impossible, with highly reliable, low-cost, and extremely inexpensive electronic components.
（７）大きな負荷容量に対して小さな自己容量の単巻変
圧器形電圧調整器と小電力の制御回路の採用を可能とし
て、エネルギー損失を最小としたため、大幅な高効率化
が図れる。(7) Enables the adoption of an autotransformer voltage regulator with a small self-capacity and a low-power control circuit for a large load capacity, minimizing energy loss, resulting in significantly higher efficiency.
第１図は本発明による無効電力制御装置の望ましい実施
例の結線図、第２図は第１図の単巻変圧器財電圧調整器
の１例を示す平面図、第３図は第２図の電圧調整器の側
面図、第４図は第２図の電圧調整器の底面図、第５図は
第２図のＶ−Ｖ線の断面図、および第６図は第１図の電
流電圧波形図をそれぞれ示す。
２４・・・・・・・・・電圧調整器
２８・・・・・・・・・直流励磁電源
３０・・・・・・・半導体スイッチ回路３２・・・・・
・・・・無効電力検出回路３４・・・・・・・・制御回
路
特許出願人 アレックス電子工業株式会社第４［！１１
尾５２１
基６図
スフ スフ 入７ 八／ λ）Fig. 1 is a wiring diagram of a preferred embodiment of the reactive power control device according to the present invention, Fig. 2 is a plan view showing an example of the autotransformer voltage regulator shown in Fig. 1, and Fig. 3 is the diagram shown in Fig. 2. 4 is a bottom view of the voltage regulator in FIG. 2, FIG. 5 is a sectional view taken along line V-V in FIG. 2, and FIG. 6 is a side view of the voltage regulator in FIG. 1. Waveform diagrams are shown for each. 24... Voltage regulator 28... DC excitation power supply 30... Semiconductor switch circuit 32...
... Reactive power detection circuit 34 ... Control circuit patent applicant Alex Electronics Industry Co., Ltd. No. 4 [! 11 tail 521 base 6 figure suf suf enter 7 8/λ)
Claims (1)
１直列巻線と、この第１直列巻線に直列接続された分路
巻線と、この分路巻線に前記分路巻線とは逆極性で、接
続された第２直列巻線とを備えた出力巻線と、前記出力
巻線の出力電圧を調整するための制御巻線を備えた単巻
変圧器形電圧調整器と、（ｂ）前記制御巻線に直流励磁
電流を供給する直流励磁電源と、（ｃ）前記制御巻線と
前記直流励磁電源との間に接続され、前記制御巻線に供
給される前記直流励磁電流を制御する半導体スイッチと
、（ｄ）前記誘導負荷の無効電力に比例した出力信号を
発生する無効電力検出回路と、（ｅ）前記出力信号に応
答して、前記無効電力がゼロレベルに近づくように前記
半導体スイッチの通流率を制御する制御回路と、を備え
た無効電力制御装置。 ２、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
れて前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す変流
器と、前記変流器に接続された整流器を備えたことを特
徴とする特許請求の範囲第１項記載の無効電力制御装置
。 ３、前記直流励磁電源が前記誘導負荷の入力側に接続さ
れて前記出力電圧に依存した成分を取り出す交流リアク
トルと、前記誘導負荷の電流に依存した成分を取り出す
変流器と、両成分をベクトル合成した電流を整流して前
記直流励磁電流となす整流器とを備えたことを特徴とす
る特許請求の範囲第２項記載の無効電力制御装置。 ４、前記半導体スイッチが前記直流励磁電源の直流出力
端子に接続されて、前記直流励磁電流の一部を前記半導
体スイッチに分流させたことを特徴とする特許請求の範
囲第１項または第２項記載の無効電力制御装置。 ５、前記半導体スイッチに並列に電流吸収回路が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第４項記載の無効
電力制御装置。 ６、前記半導体スイッチに並列に電圧制限素子が接続さ
れたことを特徴とする特許請求の範囲第５項記載の無効
電力制御装置。 ７、前記制御回路が前記出力信号に応答したパルス巾の
出力パルスを発生する増幅器と、前記増幅器の出力に応
答して前記半導体スイッチの通流率を制御するトランジ
スタとを備えたことを特徴とする特許請求の範囲第１項
または第２項記載の無効電力制御装置。 ８、前記単巻変圧器形電圧調整器が前記第１直列巻線と
、前記分路巻線と、前記第２直列巻線とを有する第１可
飽和鉄心を備えた主磁束ループ路と、前記分路巻線と前
記第２直列巻線との間に配置されて前記主磁束ループ路
の一部をバイパスさせるためのエアギャップを備えた少
くとも１つの磁気分路鉄心と、前記磁気分路鉄心と前記
第２直列巻線との間の前記第１可飽和鉄心の一部に磁気
的に結合された第２可飽和鉄心からなる補助磁束ループ
路とを備え、前記制御巻線が前記第２可飽和鉄心を介し
て前記第１可飽和鉄心の前記一部を磁気飽和させて前記
第１直列巻線と前記分路巻線の磁束を前記磁気分路鉄心
にシフトさせることを特徴とする特許請求の範囲第１項
または第２項記載の無効電力制御装置。 ９、前記第１可飽和鉄心がセンター・レッグとアウター
・レッグを有する第１巻鉄心を備え、前記補助磁束ルー
プ路が前記センター・レッグ上に前記第２直列巻線と前
記制御巻線を囲むように配置された第２巻鉄心とを備え
、前記センター・レッグが前記第１巻鉄心の外方に延び
る延長部を備え、前記制御巻線が前記延長部に巻装され
たことを特徴とする特許請求の範囲第８項記載の無効電
力制御装置。 １０、前記第１巻鉄心と前記センター・レッグとを固定
する第１の固定具と、前記第２巻鉄心と前記センター・
レッグとを固定する第２の固定具とをさらに備えたこと
を特徴とする特許請求の範囲第９項記載の無効電力制御
装置。 １１、前記センター・レッグの一方の側に前記第１巻鉄
心が配置され、前記センター・レッグの他方側に前記第
２巻鉄心が配置されたことを特徴とする特許請求の範囲
第１０項ないし第１１項記載の無効電力制御装置。 １２、前記第１直列巻線および前記分路巻線と、前記第
２直列巻線と、前記制御巻線とがほぼ同一平面内に配置
されたことを特徴とする特許請求の範囲第１１項記載の
無効電力制御装置。[Claims] 1. (a) A first series winding connected between an AC power source and an inductive load, a shunt winding connected in series to the first series winding, and a shunt winding connected in series to the first series winding, and a shunt winding connected in series to the first series winding. an output winding having a second series winding connected to the shunt winding with a polarity opposite to that of the shunt winding; and a control winding for adjusting the output voltage of the output winding. an autotransformer type voltage regulator; (b) a DC excitation power supply that supplies a DC excitation current to the control winding; and (c) a DC excitation power supply connected between the control winding and the DC excitation power supply, and a semiconductor switch that controls the DC excitation current supplied to the winding; (d) a reactive power detection circuit that generates an output signal proportional to the reactive power of the inductive load; and (e) a reactive power detection circuit responsive to the output signal. , a control circuit that controls the conduction rate of the semiconductor switch so that the reactive power approaches zero level. 2. The DC excitation power source is characterized by comprising a current transformer connected to the input side of the inductive load to take out a component depending on the current of the inductive load, and a rectifier connected to the current transformer. A reactive power control device according to claim 1. 3. An AC reactor to which the DC excitation power source is connected to the input side of the inductive load to take out a component dependent on the output voltage, and a current transformer to take out a component dependent on the current of the inductive load; 3. The reactive power control device according to claim 2, further comprising a rectifier that rectifies the combined current to form the DC excitation current. 4. Claim 1 or 2, wherein the semiconductor switch is connected to a DC output terminal of the DC excitation power source, and a part of the DC excitation current is shunted to the semiconductor switch. The reactive power control device described. 5. The reactive power control device according to claim 4, wherein a current absorption circuit is connected in parallel to the semiconductor switch. 6. The reactive power control device according to claim 5, wherein a voltage limiting element is connected in parallel to the semiconductor switch. 7. The control circuit includes an amplifier that generates an output pulse with a pulse width responsive to the output signal, and a transistor that controls the conduction rate of the semiconductor switch in response to the output of the amplifier. A reactive power control device according to claim 1 or 2. 8. A main magnetic flux loop path in which the autotransformer type voltage regulator includes a first saturable iron core having the first series winding, the shunt winding, and the second series winding; at least one magnetic shunt core with an air gap disposed between the shunt winding and the second series winding to bypass a portion of the main flux loop path; an auxiliary magnetic flux loop path consisting of a second saturable iron core magnetically coupled to a part of the first saturable iron core between the control winding and the second series winding; The magnetic flux of the first series winding and the shunt winding is shifted to the magnetic shunt core by magnetically saturating the part of the first saturable core via the second saturable core. A reactive power control device according to claim 1 or 2. 9. The first saturable core comprises a first-turn core having a center leg and an outer leg, and the auxiliary flux loop path surrounds the second series winding and the control winding on the center leg. a second-volume core arranged as shown in FIG. A reactive power control device according to claim 8. 10. A first fixture for fixing the first volume core and the center leg, and a first fixture for fixing the first volume core and the center leg;
10. The reactive power control device according to claim 9, further comprising a second fixture for fixing the legs. 11. The first volume iron core is arranged on one side of the center leg, and the second volume iron core is arranged on the other side of the center leg. 12. The reactive power control device according to item 11. 12. Claim 11, characterized in that the first series winding, the shunt winding, the second series winding, and the control winding are arranged in substantially the same plane. The reactive power control device described.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25458787A JPH0199117A (en) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | Static type reactive power controller |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP25458787A JPH0199117A (en) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | Static type reactive power controller |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0199117A true JPH0199117A (en) | 1989-04-18 |
Family
ID=17267110
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP25458787A Pending JPH0199117A (en) | 1987-10-12 | 1987-10-12 | Static type reactive power controller |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0199117A (en) |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS471942U (en) * | 1971-01-19 | 1972-08-22 | ||
| JPS57196323A (en) * | 1981-05-28 | 1982-12-02 | Fuji Electric Co Ltd | Power-factor controlling system of overvoltage suppressing device for reactive power compensating power converter |
| JPS62254586A (en) * | 1986-04-28 | 1987-11-06 | Mitsubishi Electric Corp | Still picture transmission equipment |
-
1987
- 1987-10-12 JP JP25458787A patent/JPH0199117A/en active Pending
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS471942U (en) * | 1971-01-19 | 1972-08-22 | ||
| JPS57196323A (en) * | 1981-05-28 | 1982-12-02 | Fuji Electric Co Ltd | Power-factor controlling system of overvoltage suppressing device for reactive power compensating power converter |
| JPS62254586A (en) * | 1986-04-28 | 1987-11-06 | Mitsubishi Electric Corp | Still picture transmission equipment |
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