JPH01500952A

JPH01500952A - 適応利得制御増幅器

Info

Publication number: JPH01500952A
Application number: JP62504861A
Authority: JP
Inventors: ターケル，アナトル・ズイグムント
Original assignee: アランダ・オーデイオ・アプリケーションズ・ピー・テイ・ワイ・リミテッド
Priority date: 1986-08-13
Filing date: 1987-08-12
Publication date: 1989-03-30
Also published as: EP0277978A4; WO1988001453A1; EP0277978A1; US4891605A

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】適応利得制御増幅器この発明は、受信した信号を破損する可能性のある外部混信を受けやすい受信器に供給される所望の信号を自動的に増強するための適応利得制御増幅器に関する。特に、この発明は、背景雑音の変動に応答してスピーカの出力音量を自動的に調整することが必要な、拡声装置、電話機、自動車用および家庭用のファイファイ装置のようなオーディオ装置に特に有用な適応利得制御装置および適応利得制御方法に関する。

しかしながら、当業者にはこの発明が、例えば適応ラジオ送信機制御および照明の自動コントラスト制御のように多くの応用を有することは明らかであろう。

信号増強のための公知の電子回路のほとんどは、電子的処理を行っている間、あるいは記憶とか再生の際に信号源での信号の劣化を最少にするように設計されている。例えば、ドルビー（Ｄｏｌｂｙ；登録商標）あるいはＤＮＲ（登録商標）が知られている。しかしながら、これらの技術は、この発明の場合と同様に受信器で直接には信号を増強することは出来ない。

このため適応利得制御増幅器の作用と上述の回路により提供される作用とは互いに補足し合うものである。

拡声装置、インターコム、電話機、自動車用および家庭用のオーディオ装置のような、聴者の耳元で所望の信号増強が行われることが要求される音響システム用に特に設計された回路のほとんどは２つの技術に基づいている。第１の技術では破損した信号を所望の成分と混信成分とに分解することが要求される。簡単なシステムは信号あるいは混信の仮定したあるいは経験的に決定されたスペクトル（または時間的）特性にもとづいたアプリオリ（ａｐｒｉｏｒｉ）分離法を使用している。この技術の例はＨｌｔａｃｈＩ　ＡＳＬＣ（Ａｕｔｏａ＋ａｔｉｃ　５ｏｕｎｄ　ＬｅｖｅｌＣｏｎｔｒｏｌ）及びＡｌｐｉｎｅ　３０１５　（前置増幅器、７バンドコンピユータグラフイツクイコライザ）のような自動車用のオーディオモジュールに見られる。これらのモジュールは特に自動車のオーディオ用に設計され、測定された道路上の雑音のスペクトル特性に依存しており、限定された、し意的な、一般に低い性能になる。理想的には、動的もしくは適応分解法により破損信号を所望成分と混信成分とに分解すればこれらのシステムの性能が改善されよう。しかしながら、はとんどの場合この分解法や分析分離法は実現するには非常に複雑であり、コストが高くなる。

これは、音響的な応用の場合には、破損信号を所望成分と混信成分とに十分に正確に分離することが、変換器および媒体の非直線性、時間遅延、賎響、および物質の性質やその不連続性に起因する反射、屈折および吸収現象により引き起こされる時間的、空間的歪みを招くだけでなく、簡単な空間的分離を妨げる回折や多重通路効果のために複雑になったり、不可能になるためである。分離が不完全であると公知の増強システムのあるものは不安定（拡声装置のファウリングのようなもの）になったり、若しくは効果を減じることになる。

公知のあるシステム（例えば、Ａｌｐｉｎｅ）では、利得制御に厳しい制限を課して例えば単一の離散的ステップ調整に変えることにより前述の最初の影響を回避している。他の技術（雑音相殺）は混信を除去するために制御フィルタを使用すると共に最小平均２乗アルゴリズムを使用して制御信号を得ている。この技術は通常信号源での信号増強に使用されるが受信器でも使用できる。この技術により得られる信号増強の量は現在知られている最高のものである。しかしながら、この知覚される信号増強は聴者の位置により大きく変動し、位置によっては実際に低下を生じることさえある。その上、アルゴリズムとフィルタを実現するとなると高価になり、またシステムはかなり遅く、学習期間を必要とする。

従って、この発明の目的は、公知の装置の上述の不利益を回避するか、もしくは１つ以上を少なくとも減らそうとする改良された自動信号増強プロセッサを提供することである。

このためこの発明は、破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネルと、破損信号を処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御された出力信号に変換　′する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロセッサが破損信号の時間平均と制御された出力信号との比を計算して制御電圧を発生する割り算器を具備することを特徴とする適応利得制御増幅器を提供する。

この発明は更に、出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況に対して所望の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損信号を検知処理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制す御信号を発生するステップを具備し、破損信号の処理が破損信号の時間平均と制御された出力信号のブリスケールされたものとの比を計算して制御信号を発生させることを具備することを特徴とする方法を提供する。

この発明の理解を容易にするために実施例を以下の図面を参照して説明する。

第１図は、この発明による自動信号増強プロセッサのブロック図である。

第２図は、第１図に示され、そして特に音響への応用に向けられたこの発明のより具体的なブロック図である。

第３（ａ）図、第３（ｂ）図および第３（ｃ）図は、第１図および第２図の利得制御増幅器の具体的な回路例を示す。

第４図は、第１図および第２図の対数割り算器の詳細な回路図を示す。

第５図は、第２図の精密整流器の詳細な回路図である。

第６図は、第５図の精密整流器の周波数応答を示すグラフである。そして第７図は、第２図のゲート積分器の詳細な回路図である。

第１図において、送信器１０が信号１１を送信する。この信号は、この実施例ではオーディオ信号であるが、他の実施例では、例えば、無線周波数信号若しくは光信号であっても良い。この実施例の信号プロセッサは破線１２で囲まれてお吟、送信信号１１と受信器１３との間に配置される。この場合受信器１３は聴者の耳である。この実施例は、例えば、拡声装置（Ｐｕｂｌｉｃ　Ａｄｄｒｅｓｓ　ｓｙｓｔｅｍ）の実施例と考えても良い。

信号プロセッサ１２の幾つかの構成素子は従来のオーディオ装置で使用される信号増幅用である。入力変換器１４、利得制御増幅器１５および出力変換器１６は通常のようにオーディオ信号の変換および増幅を行うものであり、このオーディオ信号は出力変換器１６から出力されると空気中を伝ばんして受信器１３に到達する。すなわち、入力変換器１４は所望信号１１を受信し、これを電気信号に変換して接続線１７に出力する。この電気信号は増幅器１５で線１８上の制御電圧が乗算され、これにより増強が行われる。線１９上の増幅器１５の増強出力は出力変換器１６により聴者により聴取されるオーディオ信号２０に変換される。

制御電圧１８は、破損信号と所望信号それぞれの統計的平均値間の商を計算することにより誘導される。以後、上述の平均値の抽出に関係した回路を、破損信号の検知に関する“検知チャンネル”、そして所望信号に関する“基準チャンネル ”と称する。

オーディオ信号２０と混信信号２１とが混合した破損信号は検知変換器２２により検知されて電気信号に変換される。

混信信号２１は２３で示した源から放出される。破損信号の電気信号は接続線２４を介して関数変換器及び時間平均器２５に印加される。ここでの目的は変換器２２で傍受された破損信号が受信器１３に入る信号を表わすということを保証することである。線２４上の信号は関数変換器及び時間平均器２５により受信器１３の感度関数に適合する関数形式に変換される。この信号はその後練２６上のクロック信号により決定されるゲート期間にわたり必要な信号統計値にしたがって時間平均される。このため装置２５からの線２７上の出力は、線２６上のクロックにより制御される平均化動作の持続時間またはゲート期間ｔにわたる破損信号の必要な尺度を表わす。

同様な処理が基準チャンネル内の他の関数変換及び時間平均器２８で行われ、強調（所望の）信号が同様な変換と平均化を受ける。回路２８の出力は線２９を介して線２７と共に割り算器３０に接続され、ここで２つの変換された信号と平均化された信号の間の比が計算される。この商（比）は、線１８上の制御電圧として適するようにインターフェース回路３１により調整される。線１９及び２４上の信号は回路２８と２５にそれぞれ印加される前に（３３と同じ従利得制御増幅器により）ブリスケールするようにしても良い。これにより異なる種類の増強がもたらされ、異なる制御式および漸近的、過渡的動作が生じる。

制御ループは再帰的であり、検知後１計算サイクル（約Δｔ）生じる線１８上の制御電圧が更新される。ループの安定性を保証するためには補正を信号の低下の単調関数にしたがって行うべきである。信号増強プロセッサ１２が線１８上の制御電圧について量子化された、すなわち連続的可変調整を行うことに注意すべきである。プロセッサの詳細な内部動作は第２図および第３図の回路の説明から明らかになろう。音響応用をより詳細に示す第２図において第１図と共通する部分または類似する部分については同じ参照番号で示す。はとんどのオーディオ応用の場合には所望信号はすでに電気信号であり、それ故利得制御増幅器１５による増強に利用できる。利得制御増幅器１５は、コスト、歪み、入力線１７と出力線１９上の信号と線１８上の制御電圧との間の絶縁、そしてダイナミック増強範囲に依存しているいろな形をとることができる。第３（ａ）図、第３（ｂ）図および第３＜ｃ＞図は特に（ａ）低価格、（ｂ）高忠実度および（Ｃ）単純性のために設計された利得制御増幅器１５の例を示している。線１９上の増強信号は通常電力増幅器（図示せず）により増幅され、スピーカ１６（第１図の出力変換器）により音響出力に変換される。はとんどのオーディオシステムのダイナミックレンジは５０ｄＢを越えており、制御ループは比率計による演算に依存するので商のダイナミックレンジは１００ｄＢを越えることがある。このため演算の過程で何等かの圧縮を施すのが好ましい。この圧縮は、後述するように、対数比回路３０の使用により達成できる。安定性および許容漸近的、過渡的動作を保証するために、利得Ｇ　のプリスケーラの形の利得制御増幅器が基準チャンネルに付加される（制御電圧は主利得制御増幅器１５の制御電圧と共通であり、両増幅器の特性はよく一致しているものとする）。ｎ番目のゲート期間直後の制御電圧（１８）の電圧調整値ΔＶに対する制御方程式は次式によって与えられる。

二二にｎはｎ番目のゲート期間を、ｎ＋１はＮ＋１番目のゲート期間を、Ｓｎは入力信号（１７）を、Ｎｎは検知された混信成分（２１）を、εは対数比回路（３０）と後段の増幅器（３１）の利得係数である。ｍは基準チャンネルのプリスケーラの個数である（プリスケーラが検知チャンネルにある場合には負である）。（全変換器の比例係数は簡単にするため１であると仮定している）。

もし雑音がゲート期間にわたって信号と相関関係にない場静的漸近解はΔｖ−０に対する解であり、それ故Ｇ、−Ｇ。

ｍ−１については次式が証明される。

これは、例えば、高Ｓ／Ｎ比については以下の望ましい特性（プリスケーラの利得−Ｇｎ）を有する。

Ｇｏｏ→１高Ｎ／Ｓ比の場合にはこの機能の実現をその過渡的動作について検討したところ、ε＜　０．６５の場合にはオーバシュートが無いことが確認された。

（εはダンピング係数と同様な性質を有する）。

急速な収束と不適当なリンギングとの折衷案としてε−〇、６が実用値として選択された。必要に応じてΔＶに上限および加減をそれぞれリミタおよびデッドバンド回路（いずれも図示せず）により適用することができる。実用値はそれぞれ１５ｄＢと１．５ｄＢである。

プリスケーラ３３に加えて基準チャンネルは利得ステージとフィルタ３４を有しており、これにより線３５上の所望のの出力信号の大きさを増減すると共にその帯域幅を適切な周波数範囲、例えば、第１図の受信器１３の周波数特性に整合するように制限する。これは精密整流器、すなわち絶対値回路３６に接続されており、これは検知マイクロフォン２２（第１図の検知変換器）と人の耳の特性により課せられた要件である信号の極性依存性を除去する。回路３６からの線３７上の出力は積分器２８により線２６上のクロック信号により制御されるゲート期間にわたって時間平均が取られ、この結果平均偏差（ＭＡＤ）が得られる。この代わりにＲＭＳまたは平均２乗ＭＳを用いることもできる。

平均化期間は約２００ｍ５に選択される。これは平均化の正確さと所望の応答速度との妥協を反映している。前者は賎響や環境により引き起こされる結果により影響される。後者については適切に選択する必要がある。これはあまりにも急速な応答の更新は変調歪みを生じやすく、またあまりにも遅い応答は非常に長い修正遅延を招き、過渡抑制を失うことがあるからである。修正を徐々に加えることが可能性のある解決策であるが、平均化動作中の利得の時間依存性を補償するために統計上の平均値を適切に重み付けることが必要になる。

第２図の検知チャンネルは検知マイクロフォン２２（第１図の検知変換器）から成り、利得ステージおよびフィルタ３８、精密整流器／フィルタ３９及びゲート積分器４０に接続されている。これらの機能は基準チャンネルの対応する素子３４．３６及び２８の機能とそれぞれ同じであるが、マイクロフォンの特性やチャンネルの必要な周波数応答を補償するためにパラメータを僅かに変えである。回路４０と２８からの線２７と２９上の出力は、それぞれ基準チャンネルと検知チャンネルに関係する前期間Δｔに対するＭＡＤ値を表わしている。

これらの出力は第１図の割り算器に相当する精密対数比回路３０に印加される。

ここで動作ダイナミックレンジを増大し、且つ典型的な人の耳の振幅応答関数に対する整合性を最適化するために上述の対数特性が実現されている。回路３０の出力は条件付は回路３１により処理されるが、この回路の目的は回路３０の出力をサンプルし、これを線Ｃ上のクロックにより決定される利得調整期間の間保持することである。

必要であれば、この保持された出力の条件付けは回路１５と３３に対する線１８上の制御入力の応答特性に整合するように行うべきである。これはスケーリングとオフセットの調整、最少と最大の補正に対する限界設定、対数−線形のような関数変換、インピーダンスマツチング、デグリッチング、アタックタイム制御等を含む。

第３（ａ）図、第３（ｂ）図、および第３（ｃ）図は、利得制御増幅器１５の回路例を示している。各回路においてコンデンサ４１の容量は１μＦであり、第３（ｂ）図のコンデンサ４２の容量は０．Ｏ１μＦである。第３（ａ）図のトランジスタ４３は２Ｎ３９０４、そしてダイオード４４はｌＮ９１４である。

抵抗器の値は４７０にΩ、抵抗器４６の値は２２にΩである。

第３（ｃ）図の回路の演算増幅器４７はｌＮ３１８であり、ＦＥＴ４８はＰＮ４３９１である。抵抗器４９はＩＯＫΩ、抵抗器５０は２０にΩ、２つの抵抗器５１はＩＭΩである。

第３（ｃ）図の回路はかなり簡略化された回路で、ギルバート型相互コンダクタンス乗算器を使用したＭＣ３３４０の集積回路パッケージ５２を具備している。

第４図に対数比回路３０の詳細な回路図を示す。回路３０に対する入力は第２図にも示した線２７と２９に現われる。

この回路は、破線により分離された２つの部分６０と６１に分割されている。第１の部分６０は電圧−電流変換回路であり、第２の部分６１は対数回路である。

出力は線６２上に生じる。回路３０において抵抗５３はＩＯＫΩ、抵抗器５４は１にΩ、抵抗器５５は１２にΩである。（全ての抵抗器は１％の公差を有する。

）トランジスタ５６はｌＮ３９４のマツチドトランジスタである。集積回路は全てＴＬＯ７４の演算増幅器である。

コンデンサ５７は１００ｐＰ　、コンデンサ５８は０．００１μＦである。　線２７．２８上の入力電圧は、電圧−電流変換回路により電流１１．Ｉ２に変換される。これ等電流は、ペースエミッタ電圧が電流の対数に依存するマツチドベアトランジスタ５６に印加される。これ等ペースエミッタ電圧は最終段で減算されて比がめられる。この方法によれば広いダイナミックレンジ、おおよそチャンネル当たり８０ｄＢ、商に於ては１６０ｄＢが得られる。抵抗器の公差と演算増幅器のオフセットは全体回路を適切に動作させるのに重要である。

第５図は精密整流器／フィルタ３９を詳細に示している。

絶対値回路３６（第２図）の回路は精密整流器／フィルタ回路３９の回路と非常に似ており、異なる利得要件のため素子の値が異なるだけである。第５図の集積回路は低オフセットをめるならタイプ０ＰＯ７の、又は経済性をめるならタイプＬＦ４１２の演算増幅器である。抵抗器６４は抵抗器６５と同じ＜１０にΩである。コンデンサ６６は０．００１μＦであり、コンデンサは１ｎＦである。ダイオード６８はｌＮ９１４である。この回路の特性は次式によって表わされる。

第５図の回路のフィルタ特性は第６図のグラフにより示されており、スロープ７０はオクターブ当たり６ｄＢのスロープであり、スロープ６９はオクターブ当たり１２ｄＢのスロープである。

第７図は積分回路４０を示しているが、ここでこの回路は基準チャンネルの積分回路２８と同じものであることを指摘しておく。抵抗器７１は２７にΩであり、コンデンサ７３は１μＦである。集積回路７２はＬＰ４１２であり、スイッチ７４はＣＤ４０６Ｂである。スイッチ７４に対する接続線２６は第２図に示したようにクロック用である。この回路の特性は次式に積分回路２８と４０の要件は、スイッチの洩れが少ないことそして演算増幅器のオフセットが低いことである。

電子回路の不完全性はさておきこの発明の信号増強プロセッサの総合的効果は検知マイクロフォン２２による破損信号の完全表現からのずれに依存する。破損信号を完全に表現するにはこのマイクロフォンが実際の受信器（聴者の耳）と完全に同一でなければならない。これは不可能であるから、この場合や適応相殺方式の場合のように破損信号のサンプリングに依存したどんなシステムもある程度の不完全表現はやむをえない。この影響が静的なものである場合にはこれはあまり重要ではない。というのは初期の校正が十分な補正策を確立し、実施するのに十分であるからである。動的な不完全表現は補正がもっと困難である。これはマイクロフォンの混信あるいは所望信号に対する結合の変動から生じることがある。

前者の影響は、複合検出器を注意深く設計して使用し、適切な出力を平均化し、若しくは選択することにより低減することができる。一定しない信号結合による変動は動的制御ループにより補正できる。校正信号は増強信号に加えることにより導入できる。この信号は可聴周波以下にすることにより聴こえなくすることができる（例えば、広帯域技術によって）。

この信号は決定的（ｄｅｔｅｒｍｉｎｉｓｔｉｃ）であるので、それを検知マイクロフォン２２によりピックアップし、増幅器３８により増幅されたフィルタからマツチドフィルタにより抽出することは困難ではない。これを１５または３３のような電圧制御増幅器に変換すべきである。利得制御はマツチドフィルタの出力の大きさから導出される。その結果のループは３８からの校正信号出力を一定レベルに維持させる通常のＡＧＣと同様に作用して、マイクロフォンと信号の結合の変動を補償する。

この発明による聴者の耳もとでの信号対混信比の増強の具体的結果は了解度とノイズマスキングの改良にある。通常の状態では、許容認識に必要な最小比はプラス７ｄＢであり、聴力に難がある聴者の場合にはプラス１５ｄＢまでである。したがって人間の音声の電気機械源は上の基準が満たされる地域内では聞き取ることができる。能動的に源を制御しないときには地域の境界は一定でない混信と音声の内容に応答して移動する。能動的に源を制御することにより信号増強プロセッサはこれ等の変動を抑制して地域の境界を源のパワー或いは歪み特性やその許容範囲の限度内でできるだけ遠くに拡張した状態に維持する。能動的ノイズ相殺に使用されるような二次的源は同様な方法で制御して相殺アルゴリズムの性能を高めることができる。信号増強プロセッサの効果は混信のレベルが減少するにつれて次第に低下する。ノイズマスキングにおいてはプロセッサは混信の音響心理学的な悪影響を弱めることに役立てることができる。その利用は美的或いは治療上の理由によって示される。

要するに、この発明の自動信号増強プロセッサは非常に簡単な、コスト対性能比に秀れた高性能の信号増強システムである。全てのビルディングブロックを構成するために使用された回路は、アナッログ型またはプレタル型でも良いし、在庫品又は注文品でも良いし、精密なものでもまた経済的なものでも良い。経済的なものでも良いと述べたことは閉ループ動作が、その固有の補正及び抑制能力のために個々の素子の誤差に耐えられることの結果である。勿論、当業者にはこの発明の範囲から逸脱することなく前述の実施例に幾多の変更を行うことができることは明らかであろう。例えば、集積回路を改良すれば単純化や改良された性能が得られよう。すなわち、この発明は例として上述した特別の実施例に限定されるものではないことを理解すべきである。

この明細書の解釈の手助けとなるようこれまで使用された幾つかの用語の用語集を以下に示す。

増強これは、信号によって伝達される情報の理解を良くするような特性の改良を意味する。

信号これは、情報を伝達するいかなる手段をも含む。例えば、音響、光、電気、無線周波数、或いは、もし電気信号に明確に変換できるものであれば刺激などである。

所望これは、信号が必要なメツセージを伝達すること、或いは信号が先夜する歪みを持たず完全なる正確さで必要な変化を表わすことを意味する。適切な保全性のある信号が利用できない場合にはそれを入りまじった状態から抽出する技術を利用して適切なものにすることができる。この発明のプロセッサにより傍受される信号は所望の信号であると仮定している。

受信器これは混信に対していかなる制御を持たない人若しくは装置であって良い。受信器は所望信号源に対して手動の制御を持っても持たなくても良い。この発明の目的はこの制御を自動化することであり、この結果は、手動制御を排除するものではないが受信器をこの負担から解放することである。

混信これは、受信器に入るいかなる不所望或いは競合信号を含むと解釈され、受信信号の質を破損する。混信は自然的或いは人工的、偶発的或いは故意的、静的或いは動的、決定的或いは確立的であっても良い。混信は、利用できる遮蔽技術或いは抑制技術を実施した後に残っていても良い。混信は加法的、乗算的或いはこれ等が複合したものでも良い。プロセッサ内部での所望信号の（不可避の）劣化は外部で生じるより小さいと仮定している。

表わす混信信号の代表的サンプルは、その関数の統計的平均値が受信器により測定された相対物に密接に関係したものである。

１つの例は、人の耳と同様な特性を有し聴者の居る場所に置かれた検知マイクロフォンの出力であるかもしれない。

１６０Ｈｚ　１６ＫＨｚ補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の７）１、国際出願番号ＰＣＴ／ＡＵ８７１００２５６２、発明の名称３、特許出願人住所　オーストラ９７Ｉ！１ヒクトリ’ｆ９’Ａ　３ｏｏｂ　）ル＊”ｔＶン。

スワンストン、又トリート　＋＋８７国籍　オーストラリア国４、代理人住所　東京都千代田区霞が関３丁目７番２号ＵＢＥビル５、補正書の提出年月日１９８７年１２月１９日、６、添付書類の目録（１）　補正書の翻訳文　１通 −一一へ（補正請求の範囲１．破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネルと、破損信号を処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御された出力信号に変換する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロセッサが破損信号（２０，２１）の時間平均値と制御された出力信号（２ｏ）との比を計算して制御電圧（１８）を発生する割り算器（３０）及びプリスケーラ回路（３３）を具備し、そして割り算回路が対数比回路を具備し、このプリスケーラ回路と割り算回路とが破損信号の時間平均値と制御された出力信号の比を対数比にすることを特徴とする適応利得制御増幅器。

２、請求の範囲第１項記載の適応利得制御増幅器であり、対数比が次式にしたがうことを特徴とする適応利得制御増幅器。

ここにΔＶはｎ番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、ｎはｎ番目のゲート期間を、ｎ＋１はｎ＋１番目のゲート期間を、Ｓｎは所望の入力信号を、ｍはプリスケーラの制御電圧乗数であり、Ｎｎは出力信号と結合して破損信号を生成する混信信号であり、そしてＧｎは破損信号の処理に適用される利得係数である。

３、請求の範囲第２項記載の適応利得制御増幅器であり、破損信号は混信により劣化したオーディオ信号であり、制御された出力はスピーカの出力であり、モしてセンサはマイクロフォンであることを特徴とする適応利得制御増幅器。

４、請求の範囲第３項記載の適応利得制御増幅器であり、増幅器が割り算器に印加される前に制御された出力信号を表わす電気信号を修正するための基準チャンネルを具備し、そして基準チャンネルが電気信号に制御電圧を乗算して電気信号をブリスケールするプリスケーラ回路（３３）を具備することを特徴とする適応利得制御増幅器。

５、請求の範囲第４項記載の適応利得制御増幅器であり、基準チャンネルが、電気信号の大きさをスケールし、そしてその帯域幅を制限する利得ステージおよびフィルタ回路（３４）　、電気信号の極性依存性を除去する精密整流器／フィルタ回路（３６）及び電気信号を時間平均する積分回路（２８）を更に具備することを特徴とする適応利得制御増幅器。

６、請求の範囲第５項記載の適応利得制御増幅器であり、検知チャンネルが利得ステージ及びフィルタ回路（３８）、精密整流器／フィルタ回路（３９）および積分回路（４０）を具備して割り算回路に印加される前に更なる電気信号を修正し、この更なる電気信号が制御された電気信号と同様な方法で修正されるマイクロフォンの出力であることを特徴とする適応利得制御増幅器。

７、出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況に対して所望の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損信号を検知処理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制御信号を発生するステップを具備し、破損信号の処理が、最初に制御された出力信号のブリスケールされたものを生成すること、そして破損信号のモジュールの時間平均と制御された出力信号のモジュールとの比を計算して制御信号を発生させることを具備することを特徴とする方法。

８、請求の範囲第７項記載の方法であり、制御信号が制御電圧であり、そして比が次式による対数であることを特徴とする方法。

ここにΔＶはｎ番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、ｎはｎ番目のゲート期間を、ｎ＋１はｎ＋１番目のゲート期間を、Ｓｎは所望信号を、Ｎｎは混信信号であり、ｍは制御された出力信号のブリスケールされたものを生成する際に使用される制御電圧乗数であり、そしてεは破損信号の処理に適用される利得係数である。

国際調査報告Ｍ、、、、、、、、、、、、、１．０．、、ＰＣＴ／ＡＵ　８７１００２５９ＡＮＮＥＸ工工フごジへにゴα幼り圧スにΣだＰ】けＯＮｍ−α（１！　ＷＣｆｆｉＧｉ　Ｎｏ、　ＫＴ　ＡＩＪ　８７　００２５９２３＠２６／１

Claims

【特許請求の範囲】

１．破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネルと、破損信号を処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御された出力信号に変換する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロセッサが破損信号（２０，２１）の時間平均値と制御された出力信号（２０）との比を計算して制御電圧（１８）を発生する割り算器（３０）を具備することを特徴とする適応利得制御増幅器。
２．請求の範囲第１項記載の適応利得制御増幅器であり、プロセッサがプリスケーラ回路（３３）を、そして割り算回路が対数比回路を具備し、このプリスケーラ回路と割り算回路とが破損信号の時間平均値と制御された出力信号の比を次式に従って対数比にすることを特徴とする適応利得制御増幅器。 ▲数式、化学式、表等があります▼ ここにΔＶはｎ番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、ｎはｎ番目のゲート期間を、ｎ＋１はｎ＋１番自のゲート期間を、Ｓｎは所望の入力信号を、Ｎｎは出力信号と結合して破損信号を生成する混信信号であり、そしてＧｎは破損信号の処理に適用される利得係数である。
３．請求の範囲第２項記載の適応利得制御増幅器であり、破損信号は混信により劣化したオーディオ信号であり、制御された出力はスピーカの出力であり、そしてセンサはマイクロフォンであることを特徴とする適応利得制御増幅器。
４．請求の範囲第３項記載の適応利得制御増幅器であり、増幅器が割り算器に印加される前に制御された出力信号を表わす電気信号を修正するための基準チャンネルを具備し、そして基準チャンネルが電気信号に制御電圧を乗算して電気信号をプリスケールするプリスケーラ回路（３３）を具備することを特徴とする適応利得制御増幅器。
５．請求の範囲第４項記載の適応利得制御増幅器であり、基準チャンネルが、電気信号の大きさをスケールし、そしてその帯域幅を制限する利得ステージおよびフィルタ回路（３４）、電気信号の極性依存性を除去する精密整流器／フィルタ回路（３６）及び電気信号を時間平均する積分回路（２８）を更に具備することを特徴とする適応利得制御増幅器。
６．請求の範囲第５項記載の適応利得制御増幅器であり、検知チャンネルが利得ステージ及びフィルタ回路（３８）、精密整流器／フィルタ回路（３９）および積分回路（４０）を具備して割り算回路に印加される前に更なる電気信号を修正し、この更なる電気信号が制御された電気信号と同様な方法で修正されるマイクロフォンの出力であることを特徴とする適応利得制御増幅器。
７．出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況に対して所望の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損信号を検知処理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制御信号を発生するステップを具備し、破損信号の処理が破損信号のモジュールの時間平均と制御された出力信号のモジュールとの比を計算して制御信号を発生させることを具備することを特徴とする方法。
８．請求の範囲第７項記載の方法であり、制御信号が制御電圧であり、そして比が次式による対数であることを特徴とする方法。 ▲数式、化学式、表等があります▼ ここにΔＶはｎ番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、ｎはｎ番目のゲート期間を、ｎ＋１はｎ＋１番目のゲート期間を、Ｓｎは所望信号を、Ｎｎは混信信号であり、そしてεは破損信号の処理に適用される利得係数である。