JPH01500952A - 適応利得制御増幅器 - Google Patents
適応利得制御増幅器Info
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G3/00—Gain control in amplifiers or frequency changers
- H03G3/20—Automatic control
- H03G3/30—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices
- H03G3/32—Automatic control in amplifiers having semiconductor devices the control being dependent upon ambient noise level or sound level
-
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- H04R2225/00—Details of deaf aids covered by H04R25/00, not provided for in any of its subgroups
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- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
適応利得制御増幅器
この発明は、受信した信号を破損する可能性のある外部混信を受けやすい受信器
に供給される所望の信号を自動的に増強するための適応利得制御増幅器に関する
。特に、この発明は、背景雑音の変動に応答してスピーカの出力音量を自動的に
調整することが必要な、拡声装置、電話機、自動車用および家庭用のファイファ
イ装置のようなオーディオ装置に特に有用な適応利得制御装置および適応利得制
御方法に関する。
しかしながら、当業者にはこの発明が、例えば適応ラジオ送信機制御および照明
の自動コントラスト制御のように多くの応用を有することは明らかであろう。
信号増強のための公知の電子回路のほとんどは、電子的処理を行っている間、あ
るいは記憶とか再生の際に信号源での信号の劣化を最少にするように設計されて
いる。例えば、ドルビー(Dolby;登録商標)あるいはDNR(登録商標)
が知られている。しかしながら、これらの技術は、この発明の場合と同様に受信
器で直接には信号を増強することは出来ない。
このため適応利得制御増幅器の作用と上述の回路により提供される作用とは互い
に補足し合うものである。
拡声装置、インターコム、電話機、自動車用および家庭用のオーディオ装置のよ
うな、聴者の耳元で所望の信号増強が行われることが要求される音響システム用
に特に設計された回路のほとんどは2つの技術に基づいている。第1の技術では
破損した信号を所望の成分と混信成分とに分解することが要求される。簡単なシ
ステムは信号あるいは混信の仮定したあるいは経験的に決定されたスペクトル(
または時間的)特性にもとづいたアプリオリ(apriori)分離法を使用し
ている。この技術の例はHltachI ASLC(Autoa+atic 5
ound LevelControl)及びAlpine 3015 (前置増
幅器、7バンドコンピユータグラフイツクイコライザ)のような自動車用のオー
ディオモジュールに見られる。これらのモジュールは特に自動車のオーディオ用
に設計され、測定された道路上の雑音のスペクトル特性に依存しており、限定さ
れた、し意的な、一般に低い性能になる。理想的には、動的もしくは適応分解法
により破損信号を所望成分と混信成分とに分解すればこれらのシステムの性能が
改善されよう。しかしながら、はとんどの場合この分解法や分析分離法は実現す
るには非常に複雑であり、コストが高くなる。
これは、音響的な応用の場合には、破損信号を所望成分と混信成分とに十分に正
確に分離することが、変換器および媒体の非直線性、時間遅延、賎響、および物
質の性質やその不連続性に起因する反射、屈折および吸収現象により引き起こさ
れる時間的、空間的歪みを招くだけでなく、簡単な空間的分離を妨げる回折や多
重通路効果のために複雑になったり、不可能になるためである。分離が不完全で
あると公知の増強システムのあるものは不安定(拡声装置のファウリングのよう
なもの)になったり、若しくは効果を減じることになる。
公知のあるシステム(例えば、Alpine)では、利得制御に厳しい制限を課
して例えば単一の離散的ステップ調整に変えることにより前述の最初の影響を回
避している。他の技術(雑音相殺)は混信を除去するために制御フィルタを使用
すると共に最小平均2乗アルゴリズムを使用して制御信号を得ている。この技術
は通常信号源での信号増強に使用されるが受信器でも使用できる。この技術によ
り得られる信号増強の量は現在知られている最高のものである。しかしながら、
この知覚される信号増強は聴者の位置により大きく変動し、位置によっては実際
に低下を生じることさえある。その上、アルゴリズムとフィルタを実現するとな
ると高価になり、またシステムはかなり遅く、学習期間を必要とする。
従って、この発明の目的は、公知の装置の上述の不利益を回避するか、もしくは
1つ以上を少なくとも減らそうとする改良された自動信号増強プロセッサを提供
することである。
このためこの発明は、破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネ
ルと、破損信号を処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御され
た出力信号に変換 ′する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロ
セッサが破損信号の時間平均と制御された出力信号との比を計算して制御電圧を
発生する割り算器を具備することを特徴とする適応利得制御増幅器を提供する。
この発明は更に、出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況
に対して所望の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損
信号を検知処理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制す
御信号を発生するステップを具備し、破損信号の処理が破損信号の時間平均と制
御された出力信号のブリスケールされたものとの比を計算して制御信号を発生さ
せることを具備することを特徴とする方法を提供する。
この発明の理解を容易にするために実施例を以下の図面を参照して説明する。
第1図は、この発明による自動信号増強プロセッサのブロック図である。
第2図は、第1図に示され、そして特に音響への応用に向けられたこの発明のよ
り具体的なブロック図である。
第3(a)図、第3(b)図および第3(c)図は、第1図および第2図の利得
制御増幅器の具体的な回路例を示す。
第4図は、第1図および第2図の対数割り算器の詳細な回路図を示す。
第5図は、第2図の精密整流器の詳細な回路図である。
第6図は、第5図の精密整流器の周波数応答を示すグラフである。そして
第7図は、第2図のゲート積分器の詳細な回路図である。
第1図において、送信器10が信号11を送信する。この信号は、この実施例で
はオーディオ信号であるが、他の実施例では、例えば、無線周波数信号若しくは
光信号であっても良い。この実施例の信号プロセッサは破線12で囲まれてお吟
、送信信号11と受信器13との間に配置される。この場合受信器13は聴者の
耳である。この実施例は、例えば、拡声装置(Public Address
system)の実施例と考えても良い。
信号プロセッサ12の幾つかの構成素子は従来のオーディオ装置で使用される信
号増幅用である。入力変換器14、利得制御増幅器15および出力変換器16は
通常のようにオーディオ信号の変換および増幅を行うものであり、このオーディ
オ信号は出力変換器16から出力されると空気中を伝ばんして受信器13に到達
する。すなわち、入力変換器14は所望信号11を受信し、これを電気信号に変
換して接続線17に出力する。この電気信号は増幅器15で線18上の制御電圧
が乗算され、これにより増強が行われる。線19上の増幅器15の増強出力は出
力変換器16により聴者により聴取されるオーディオ信号20に変換される。
制御電圧18は、破損信号と所望信号それぞれの統計的平均値間の商を計算する
ことにより誘導される。以後、上述の平均値の抽出に関係した回路を、破損信号
の検知に関する“検知チャンネル”、そして所望信号に関する“基準チャンネル
”と称する。
オーディオ信号20と混信信号21とが混合した破損信号は検知変換器22によ
り検知されて電気信号に変換される。
混信信号21は23で示した源から放出される。破損信号の電気信号は接続線2
4を介して関数変換器及び時間平均器25に印加される。ここでの目的は変換器
22で傍受された破損信号が受信器13に入る信号を表わすということを保証す
ることである。線24上の信号は関数変換器及び時間平均器25により受信器1
3の感度関数に適合する関数形式に変換される。この信号はその後練26上のク
ロック信号により決定されるゲート期間にわたり必要な信号統計値にしたがって
時間平均される。このため装置25からの線27上の出力は、線26上のクロッ
クにより制御される平均化動作の持続時間またはゲート期間tにわたる破損信号
の必要な尺度を表わす。
同様な処理が基準チャンネル内の他の関数変換及び時間平均器28で行われ、強
調(所望の)信号が同様な変換と平均化を受ける。回路28の出力は線29を介
して線27と共に割り算器30に接続され、ここで2つの変換された信号と平均
化された信号の間の比が計算される。この商(比)は、線18上の制御電圧とし
て適するようにインターフェース回路31により調整される。線19及び24上
の信号は回路28と25にそれぞれ印加される前に(33と同じ従利得制御増幅
器により)ブリスケールするようにしても良い。これにより異なる種類の増強が
もたらされ、異なる制御式および漸近的、過渡的動作が生じる。
制御ループは再帰的であり、検知後1計算サイクル(約Δt)生じる線18上の
制御電圧が更新される。ループの安定性を保証するためには補正を信号の低下の
単調関数にしたがって行うべきである。信号増強プロセッサ12が線18上の制
御電圧について量子化された、すなわち連続的可変調整を行うことに注意すべき
である。プロセッサの詳細な内部動作は第2図および第3図の回路の説明から明
らかになろう。音響応用をより詳細に示す第2図において第1図と共通する部分
または類似する部分については同じ参照番号で示す。はとんどのオーディオ応用
の場合には所望信号はすでに電気信号であり、それ故利得制御増幅器15による
増強に利用できる。利得制御増幅器15は、コスト、歪み、入力線17と出力線
19上の信号と線18上の制御電圧との間の絶縁、そしてダイナミック増強範囲
に依存しているいろな形をとることができる。第3(a)図、第3(b)図およ
び第3<c>図は特に(a)低価格、(b)高忠実度および(C)単純性のため
に設計された利得制御増幅器15の例を示している。線19上の増強信号は通常
電力増幅器(図示せず)により増幅され、スピーカ16(第1図の出力変換器)
により音響出力に変換される。はとんどのオーディオシステムのダイナミックレ
ンジは50dBを越えており、制御ループは比率計による演算に依存するので商
のダイナミックレンジは100dBを越えることがある。このため演算の過程で
何等かの圧縮を施すのが好ましい。この圧縮は、後述するように、対数比回路3
0の使用により達成できる。安定性および許容漸近的、過渡的動作を保証するた
めに、利得G のプリスケーラの形の利得制御増幅器が基準チャンネルに付加さ
れる(制御電圧は主利得制御増幅器15の制御電圧と共通であり、両増幅器の特
性はよく一致しているものとする)。n番目のゲート期間直後の制御電圧(18
)の電圧調整値ΔVに対する制御方程式は次式によって与えられる。
二二にnはn番目のゲート期間を、n+1はN+1番目のゲート期間を、Snは
入力信号(17)を、Nnは検知された混信成分(21)を、εは対数比回路(
30)と後段の増幅器(31)の利得係数である。mは基準チャンネルのプリス
ケーラの個数である(プリスケーラが検知チャンネルにある場合には負である)
。(全変換器の比例係数は簡単にするため1であると仮定している)。
もし雑音がゲート期間にわたって信号と相関関係にない場静的漸近解はΔv−0
に対する解であり、それ故G、−G。
m−1については次式が証明される。
これは、例えば、高S/N比については以下の望ましい特性(プリスケーラの利
得−Gn)を有する。
Goo→1
高N/S比の場合には
この機能の実現をその過渡的動作について検討したところ、ε< 0.65の場
合にはオーバシュートが無いことが確認された。
(εはダンピング係数と同様な性質を有する)。
急速な収束と不適当なリンギングとの折衷案としてε−〇、6が実用値として選
択された。必要に応じてΔVに上限および加減をそれぞれリミタおよびデッドバ
ンド回路(いずれも図示せず)により適用することができる。実用値はそれぞれ
15dBと1.5dBである。
プリスケーラ33に加えて基準チャンネルは利得ステージとフィルタ34を有し
ており、これにより線35上の所望のの出力信号の大きさを増減すると共にその
帯域幅を適切な周波数範囲、例えば、第1図の受信器13の周波数特性に整合す
るように制限する。これは精密整流器、すなわち絶対値回路36に接続されてお
り、これは検知マイクロフォン22(第1図の検知変換器)と人の耳の特性によ
り課せられた要件である信号の極性依存性を除去する。回路36からの線37上
の出力は積分器28により線26上のクロック信号により制御されるゲート期間
にわたって時間平均が取られ、この結果平均偏差(MAD)が得られる。この代
わりにRMSまたは平均2乗MSを用いることもできる。
平均化期間は約200m5に選択される。これは平均化の正確さと所望の応答速
度との妥協を反映している。前者は賎響や環境により引き起こされる結果により
影響される。後者については適切に選択する必要がある。これはあまりにも急速
な応答の更新は変調歪みを生じやすく、またあまりにも遅い応答は非常に長い修
正遅延を招き、過渡抑制を失うことがあるからである。修正を徐々に加えること
が可能性のある解決策であるが、平均化動作中の利得の時間依存性を補償するた
めに統計上の平均値を適切に重み付けることが必要になる。
第2図の検知チャンネルは検知マイクロフォン22(第1図の検知変換器)から
成り、利得ステージおよびフィルタ38、精密整流器/フィルタ39及びゲート
積分器40に接続されている。これらの機能は基準チャンネルの対応する素子3
4.36及び28の機能とそれぞれ同じであるが、マイクロフォンの特性やチャ
ンネルの必要な周波数応答を補償するためにパラメータを僅かに変えである。回
路40と28からの線27と29上の出力は、それぞれ基準チャンネルと検知チ
ャンネルに関係する前期間Δtに対するMAD値を表わしている。
これらの出力は第1図の割り算器に相当する精密対数比回路30に印加される。
ここで動作ダイナミックレンジを増大し、且つ典型的な人の耳の振幅応答関数に
対する整合性を最適化するために上述の対数特性が実現されている。回路30の
出力は条件付は回路31により処理されるが、この回路の目的は回路30の出力
をサンプルし、これを線C上のクロックにより決定される利得調整期間の間保持
することである。
必要であれば、この保持された出力の条件付けは回路15と33に対する線18
上の制御入力の応答特性に整合するように行うべきである。これはスケーリング
とオフセットの調整、最少と最大の補正に対する限界設定、対数−線形のような
関数変換、インピーダンスマツチング、デグリッチング、アタックタイム制御等
を含む。
第3(a)図、第3(b)図、および第3(c)図は、利得制御増幅器15の回
路例を示している。各回路においてコンデンサ41の容量は1μFであり、第3
(b)図のコンデンサ42の容量は0.O1μFである。第3(a)図のトラン
ジスタ43は2N3904、そしてダイオード44はlN914である。
抵抗器の値は470にΩ、抵抗器46の値は22にΩである。
第3(c)図の回路の演算増幅器47はlN318であり、FET48はPN4
391である。抵抗器49はIOKΩ、抵抗器50は20にΩ、2つの抵抗器5
1はIMΩである。
第3(c)図の回路はかなり簡略化された回路で、ギルバート型相互コンダクタ
ンス乗算器を使用したMC3340の集積回路パッケージ52を具備している。
第4図に対数比回路30の詳細な回路図を示す。回路30に対する入力は第2図
にも示した線27と29に現われる。
この回路は、破線により分離された2つの部分60と61に分割されている。第
1の部分60は電圧−電流変換回路であり、第2の部分61は対数回路である。
出力は線62上に生じる。回路30において抵抗53はIOKΩ、抵抗器54は
1にΩ、抵抗器55は12にΩである。(全ての抵抗器は1%の公差を有する。
)トランジスタ56はlN394のマツチドトランジスタである。集積回路は全
てTLO74の演算増幅器である。
コンデンサ57は100pP 、コンデンサ58は0.001μFである。 線
27.28上の入力電圧は、電圧−電流変換回路により電流11.I2に変換さ
れる。これ等電流は、ペースエミッタ電圧が電流の対数に依存するマツチドベア
トランジスタ56に印加される。これ等ペースエミッタ電圧は最終段で減算され
て比がめられる。この方法によれば広いダイナミックレンジ、おおよそチャンネ
ル当たり80dB、商に於ては160dBが得られる。抵抗器の公差と演算増幅
器のオフセットは全体回路を適切に動作させるのに重要である。
第5図は精密整流器/フィルタ39を詳細に示している。
絶対値回路36(第2図)の回路は精密整流器/フィルタ回路39の回路と非常
に似ており、異なる利得要件のため素子の値が異なるだけである。第5図の集積
回路は低オフセットをめるならタイプ0PO7の、又は経済性をめるならタイプ
LF412の演算増幅器である。抵抗器64は抵抗器65と同じ<10にΩであ
る。コンデンサ66は0.001μFであり、コンデンサは1nFである。ダイ
オード68はlN914である。この回路の特性は次式によって表わされる。
第5図の回路のフィルタ特性は第6図のグラフにより示されており、スロープ7
0はオクターブ当たり6dBのスロープであり、スロープ69はオクターブ当た
り12dBのスロープである。
第7図は積分回路40を示しているが、ここでこの回路は基準チャンネルの積分
回路28と同じものであることを指摘しておく。抵抗器71は27にΩであり、
コンデンサ73は1μFである。集積回路72はLP412であり、スイッチ7
4はCD406Bである。スイッチ74に対する接続線26は第2図に示したよ
うにクロック用である。この回路の特性は次式に積分回路28と40の要件は、
スイッチの洩れが少ないことそして演算増幅器のオフセットが低いことである。
電子回路の不完全性はさておきこの発明の信号増強プロセッサの総合的効果は検
知マイクロフォン22による破損信号の完全表現からのずれに依存する。破損信
号を完全に表現するにはこのマイクロフォンが実際の受信器(聴者の耳)と完全
に同一でなければならない。これは不可能であるから、この場合や適応相殺方式
の場合のように破損信号のサンプリングに依存したどんなシステムもある程度の
不完全表現はやむをえない。この影響が静的なものである場合にはこれはあまり
重要ではない。というのは初期の校正が十分な補正策を確立し、実施するのに十
分であるからである。動的な不完全表現は補正がもっと困難である。これはマイ
クロフォンの混信あるいは所望信号に対する結合の変動から生じることがある。
前者の影響は、複合検出器を注意深く設計して使用し、適切な出力を平均化し、
若しくは選択することにより低減することができる。一定しない信号結合による
変動は動的制御ループにより補正できる。校正信号は増強信号に加えることによ
り導入できる。この信号は可聴周波以下にすることにより聴こえなくすることが
できる(例えば、広帯域技術によって)。
この信号は決定的(deterministic)であるので、それを検知マイ
クロフォン22によりピックアップし、増幅器38により増幅されたフィルタか
らマツチドフィルタにより抽出することは困難ではない。これを15または33
のような電圧制御増幅器に変換すべきである。利得制御はマツチドフィルタの出
力の大きさから導出される。その結果のループは38からの校正信号出力を一定
レベルに維持させる通常のAGCと同様に作用して、マイクロフォンと信号の結
合の変動を補償する。
この発明による聴者の耳もとでの信号対混信比の増強の具体的結果は了解度とノ
イズマスキングの改良にある。通常の状態では、許容認識に必要な最小比はプラ
ス7dBであり、聴力に難がある聴者の場合にはプラス15dBまでである。し
たがって人間の音声の電気機械源は上の基準が満たされる地域内では聞き取るこ
とができる。能動的に源を制御しないときには地域の境界は一定でない混信と音
声の内容に応答して移動する。能動的に源を制御することにより信号増強プロセ
ッサはこれ等の変動を抑制して地域の境界を源のパワー或いは歪み特性やその許
容範囲の限度内でできるだけ遠くに拡張した状態に維持する。能動的ノイズ相殺
に使用されるような二次的源は同様な方法で制御して相殺アルゴリズムの性能を
高めることができる。信号増強プロセッサの効果は混信のレベルが減少するにつ
れて次第に低下する。ノイズマスキングにおいてはプロセッサは混信の音響心理
学的な悪影響を弱めることに役立てることができる。その利用は美的或いは治療
上の理由によって示される。
要するに、この発明の自動信号増強プロセッサは非常に簡単な、コスト対性能比
に秀れた高性能の信号増強システムである。全てのビルディングブロックを構成
するために使用された回路は、アナッログ型またはプレタル型でも良いし、在庫
品又は注文品でも良いし、精密なものでもまた経済的なものでも良い。経済的な
ものでも良いと述べたことは閉ループ動作が、その固有の補正及び抑制能力のた
めに個々の素子の誤差に耐えられることの結果である。勿論、当業者にはこの発
明の範囲から逸脱することなく前述の実施例に幾多の変更を行うことができるこ
とは明らかであろう。例えば、集積回路を改良すれば単純化や改良された性能が
得られよう。すなわち、この発明は例として上述した特別の実施例に限定される
ものではないことを理解すべきである。
この明細書の解釈の手助けとなるようこれまで使用された幾つかの用語の用語集
を以下に示す。
増強
これは、信号によって伝達される情報の理解を良くするような特性の改良を意味
する。
信号
これは、情報を伝達するいかなる手段をも含む。例えば、音響、光、電気、無線
周波数、或いは、もし電気信号に明確に変換できるものであれば刺激などである
。
所望
これは、信号が必要なメツセージを伝達すること、或いは信号が先夜する歪みを
持たず完全なる正確さで必要な変化を表わすことを意味する。適切な保全性のあ
る信号が利用できない場合にはそれを入りまじった状態から抽出する技術を利用
して適切なものにすることができる。この発明のプロセッサにより傍受される信
号は所望の信号であると仮定している。
受信器
これは混信に対していかなる制御を持たない人若しくは装置であって良い。受信
器は所望信号源に対して手動の制御を持っても持たなくても良い。この発明の目
的はこの制御を自動化することであり、この結果は、手動制御を排除するもので
はないが受信器をこの負担から解放することである。
混信
これは、受信器に入るいかなる不所望或いは競合信号を含むと解釈され、受信信
号の質を破損する。混信は自然的或いは人工的、偶発的或いは故意的、静的或い
は動的、決定的或いは確立的であっても良い。混信は、利用できる遮蔽技術或い
は抑制技術を実施した後に残っていても良い。混信は加法的、乗算的或いはこれ
等が複合したものでも良い。プロセッサ内部での所望信号の(不可避の)劣化は
外部で生じるより小さいと仮定している。
表わす
混信信号の代表的サンプルは、その関数の統計的平均値が受信器により測定され
た相対物に密接に関係したものである。
1つの例は、人の耳と同様な特性を有し聴者の居る場所に置かれた検知マイクロ
フォンの出力であるかもしれない。
160Hz 16KHz
補正書の翻訳文提出書(特許法第184条の7)1、国際出願番号
PCT/AU87100256
2、発明の名称
3、特許出願人
住所 オーストラ97I!1ヒクトリ’f9’A 3oob )ル*”tVン。
スワンストン、又トリート ++87
国籍 オーストラリア国
4、代理人
住所 東京都千代田区霞が関3丁目7番2号UBEビル5、補正書の提出年月日
1987年12月19日、
6、添付書類の目録
(1) 補正書の翻訳文 1通
−一一へ(
補正請求の範囲
1.破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネルと、破損信号を
処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御された出力信号に変換
する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロセッサが破損信号(2
0,21)の時間平均値と制御された出力信号(2o)との比を計算して制御電
圧(18)を発生する割り算器(30)及びプリスケーラ回路(33)を具備し
、そして割り算回路が対数比回路を具備し、このプリスケーラ回路と割り算回路
とが破損信号の時間平均値と制御された出力信号の比を対数比にすることを特徴
とする適応利得制御増幅器。
2、請求の範囲第1項記載の適応利得制御増幅器であり、対数比が次式にしたが
うことを特徴とする適応利得制御増幅器。
ここにΔVはn番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、nはn
番目のゲート期間を、n+1はn+1番目のゲート期間を、Snは所望の入力信
号を、mはプリスケーラの制御電圧乗数であり、Nnは出力信号と結合して破損
信号を生成する混信信号であり、そしてGnは破損信号の処理に適用される利得
係数である。
3、請求の範囲第2項記載の適応利得制御増幅器であり、破損信号は混信により
劣化したオーディオ信号であり、制御された出力はスピーカの出力であり、モし
てセンサはマイクロフォンであることを特徴とする適応利得制御増幅器。
4、請求の範囲第3項記載の適応利得制御増幅器であり、増幅器が割り算器に印
加される前に制御された出力信号を表わす電気信号を修正するための基準チャン
ネルを具備し、そして基準チャンネルが電気信号に制御電圧を乗算して電気信号
をブリスケールするプリスケーラ回路(33)を具備することを特徴とする適応
利得制御増幅器。
5、請求の範囲第4項記載の適応利得制御増幅器であり、基準チャンネルが、電
気信号の大きさをスケールし、そしてその帯域幅を制限する利得ステージおよび
フィルタ回路(34) 、電気信号の極性依存性を除去する精密整流器/フィル
タ回路(36)及び電気信号を時間平均する積分回路(28)を更に具備するこ
とを特徴とする適応利得制御増幅器。
6、請求の範囲第5項記載の適応利得制御増幅器であり、検知チャンネルが利得
ステージ及びフィルタ回路(38)、精密整流器/フィルタ回路(39)および
積分回路(40)を具備して割り算回路に印加される前に更なる電気信号を修正
し、この更なる電気信号が制御された電気信号と同様な方法で修正されるマイク
ロフォンの出力であることを特徴とする適応利得制御増幅器。
7、出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況に対して所望
の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損信号を検知処
理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制御信号を発生す
るステップを具備し、破損信号の処理が、最初に制御された出力信号のブリスケ
ールされたものを生成すること、そして破損信号のモジュールの時間平均と制御
された出力信号のモジュールとの比を計算して制御信号を発生させることを具備
することを特徴とする方法。
8、請求の範囲第7項記載の方法であり、制御信号が制御電圧であり、そして比
が次式による対数であることを特徴とする方法。
ここにΔVはn番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、nはn
番目のゲート期間を、n+1はn+1番目のゲート期間を、Snは所望信号を、
Nnは混信信号であり、mは制御された出力信号のブリスケールされたものを生
成する際に使用される制御電圧乗数であり、そしてεは破損信号の処理に適用さ
れる利得係数である。
国際調査報告
M、、、、、、、、、、、、、1.0.、、PCT/AU 87100259A
NNEX工工フごジへにゴα幼り圧スにΣだP】けONm−α(1! WCff
iGi No、 KT AIJ 87 0025923@26/1
Claims (8)
- 1.破損した出力信号を検出する検出器を有する検知チャンネルと、破損信号を 処理して、増幅器の利得を制御して所望の入力信号を制御された出力信号に変換 する制御電圧を発生するプロセッサとを具備し、このプロセッサが破損信号(2 0,21)の時間平均値と制御された出力信号(20)との比を計算して制御電 圧(18)を発生する割り算器(30)を具備することを特徴とする適応利得制 御増幅器。
- 2.請求の範囲第1項記載の適応利得制御増幅器であり、プロセッサがプリスケ ーラ回路(33)を、そして割り算回路が対数比回路を具備し、このプリスケー ラ回路と割り算回路とが破損信号の時間平均値と制御された出力信号の比を次式 に従って対数比にすることを特徴とする適応利得制御増幅器。 ▲数式、化学式、表等があります▼ ここにΔVはn番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、nはn 番目のゲート期間を、n+1はn+1番自のゲート期間を、Snは所望の入力信 号を、Nnは出力信号と結合して破損信号を生成する混信信号であり、そしてG nは破損信号の処理に適用される利得係数である。
- 3.請求の範囲第2項記載の適応利得制御増幅器であり、破損信号は混信により 劣化したオーディオ信号であり、制御された出力はスピーカの出力であり、そし てセンサはマイクロフォンであることを特徴とする適応利得制御増幅器。
- 4.請求の範囲第3項記載の適応利得制御増幅器であり、増幅器が割り算器に印 加される前に制御された出力信号を表わす電気信号を修正するための基準チャン ネルを具備し、そして基準チャンネルが電気信号に制御電圧を乗算して電気信号 をプリスケールするプリスケーラ回路(33)を具備することを特徴とする適応 利得制御増幅器。
- 5.請求の範囲第4項記載の適応利得制御増幅器であり、基準チャンネルが、電 気信号の大きさをスケールし、そしてその帯域幅を制限する利得ステージおよび フィルタ回路(34)、電気信号の極性依存性を除去する精密整流器/フィルタ 回路(36)及び電気信号を時間平均する積分回路(28)を更に具備すること を特徴とする適応利得制御増幅器。
- 6.請求の範囲第5項記載の適応利得制御増幅器であり、検知チャンネルが利得 ステージ及びフィルタ回路(38)、精密整流器/フィルタ回路(39)および 積分回路(40)を具備して割り算回路に印加される前に更なる電気信号を修正 し、この更なる電気信号が制御された電気信号と同様な方法で修正されるマイク ロフォンの出力であることを特徴とする適応利得制御増幅器。
- 7.出力信号が混信信号と結合して受信器で破損信号を生じる状況に対して所望 の信号を処理して制御された出力信号を発生する方法であり、破損信号を検知処 理して、混信信号を相殺するために所望信号の処理を制御する制御信号を発生す るステップを具備し、破損信号の処理が破損信号のモジュールの時間平均と制御 された出力信号のモジュールとの比を計算して制御信号を発生させることを具備 することを特徴とする方法。
- 8.請求の範囲第7項記載の方法であり、制御信号が制御電圧であり、そして比 が次式による対数であることを特徴とする方法。 ▲数式、化学式、表等があります▼ ここにΔVはn番目のゲート期間直後の制御電圧における調整値であり、nはn 番目のゲート期間を、n+1はn+1番目のゲート期間を、Snは所望信号を、 Nnは混信信号であり、そしてεは破損信号の処理に適用される利得係数である 。
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