JPH0143243B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】[Detailed description of the invention]

本発明は長さや角度を測定するためのエンコー
ダに係り、特に測定の高精度化、高分解能化を図
つたエンコーダに関する。 従来エンコーダとしてリニヤエンコーダ、ロー
タリーエンコーダが知られており、リニヤエンコ
ーダは長さ測定に、またロータリーエンコーダは
角度の測定に使用されるが、これら２つは本質的
には同じで、エンコーダの配列が直線上か円周上
かの相違があるだけである。またエンコーダの種
類として、光を利用した光電式、磁気または電磁
誘導を利用したものなどがある。 しかして、長さや角度の読み取り測定を行うと
き、目盛の製作にあたつてその細分化には製造上
の限度があり、従つて最小測定限度は目盛の細分
化の限界によつて定められる。この限度を超えて
さらに微小量の測定を行うには最小目盛間を内挿
する必要があり、そのために従来より種々の方法
が考えられている。 その１つとして、光学式エンコーダの場合コー
ド板の目盛に相当する光学格子あるいは磁気格子
の情報を読み出すためにセンサーを２個設け、そ
の各々によつて互いにコード板の1/4ピツチすな
わち位相角90゜の位相差をもつた情報を読み出し、
これら２つの信号を処理することによつてコード
板の格子パターンの最小目盛間の内挿を行う方法
がある。そしてその内挿の仕方として次の３つの
方法が知られている。すなわち第１は零点基準内
挿法と呼ばれるもので、コード板から読み出した
２つの位相の異なる正弦波状の信号の零電位を切
る点を基準として方形パルスに成形し、２つのパ
ルス系列の方形パルスの立上り、立下りのエツジ
を計数することによつて一周期の間を内挿するも
のである。また第２は振幅基準内挿法と呼ばれる
もので、やはり同様にエンコーダより得られる
90゜の位相差をもつ出力信号の振幅に一定の比の
差をもたせて合成することによつて１周期の間を
内挿するものである。さらに第３は位相基準内挿
法と呼ばれるもので、やはり90゜の位相差をもつ
た２つの信号を一定の周波数をもつた搬送波で変
調し、これらの合成波と搬送波との位相差を検出
して１周期の間を内挿するものである。 しかしながら上述した内挿法の場合に得られる
精度は高くて1/4ピツチまでである。また、これ
を改善するために90゜以外の位相差をもつた信号
を用いることも考えられているが、信号処理回路
が複雑化するのに対しそれほどの高精度は容易に
得られていない。 本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、ア
ブソリユート方式による有効な内挿法を採用した
高精度かつ高分解能なエンコーダを提供すること
を目的とする。 本発明の他の目的は、要求される高精度を構成
の大幅な変更なしで容易に実現できるエンコーダ
を提供することにある。 以下図面を参照しながら本発明を詳細に説明す
る。まず第１図乃至第９図を用い、光学式エンコ
ーダを例にあげて本発明の原理について述べる。
第１図ａにおいて１は光学格子（コード板）で、
光の透過率に差をもたせた部分が周期的に配列さ
れている。ここでこのコード板１の全長をＬ、1/
２ピツチの長さをＷとする。また第１図ｂにおい
て２はＮ＋１個の光電変換素子から成るリニアセ
ンサーで、その全長はＬ、各素子間のピツチＰは
Ｐ＝WN／（Ｎ＋１）である。さらにこれらＮ＋
１個の光電変換素子は各々独立して信号を出力す
るようにされている。すなわち本発明ではコード
板１とリニアセンサー２を設け、コード板である
光学格子１の全長Ｌの間に透明、不透明のスリツ
トを全部でＮ個設け、一方向一長のリニアセンサ
ー２中にＮ＋１個の光学変換素子を存在させ、コ
ード板に光を照射したときにコード板を透過する
光をこれらＮ＋１個の光電変換素子で受光するよ
うにしたものである。従つて本発明では上記リニ
アセンサー２はいわゆる副尺として用いられるこ
とになり、これが本発明の特徴とするところであ
る。なお、本明細書中においては、透過率“１”
の光学格子及び透過率“０”の光学格子のいずれ
をもスリツトと呼ぶ。 次に第２図によつてコード板１とリニアセンサ
ー２の相対的な移動を考える。第２図ａはコード
板を示し、また第２図ｂ〜ｇはリニアセンサーを
示す。そしてコード板１の１つのスリツトの縦方
向の一辺を基準にとり、この基準線Ａとリニアセ
ンサー２の一端が一致している状態（第２図ｂ）
より、順次リニアセンサー２が右の方向に移動す
ると考える。ここで移動量Ｓは格子１のスリツト
幅をＷとし、S₀＝Ｗ／（Ｎ＋１）を長さの１単位
として考える。そして第２図ｃ，ｄ，ｅに示すよ
うにＳ＝S₀、2S₀、3S₀と移動量が増加して第２図
ｆの状態ではＳ＝（Ｎ＋１）S₀＝Ｗすなわちコー
ド板１の1/2周期移動したことになり、さらに第
２図ｇの状態で丁度コード板１の１周期移動した
ことになる。 今コード板１を光の完全透過と不完全透過の規
則格子とし、Ｎ＝10とする。従つてリニアセンサ
ー２の素成数は11（＝Ｎ＋１）となる。このコー
ド板を通過した平行光線をリニアセンサー２で受
光し、その各素子には照射された光量に比例した
電気信号が得られる。この電気信号量の相対値と
移動量Ｓの値との関係を第１表に示す。 The present invention relates to an encoder for measuring length and angle, and more particularly to an encoder that achieves high measurement accuracy and high resolution. Conventionally, linear encoders and rotary encoders are known as encoders. Linear encoders are used to measure length, and rotary encoders are used to measure angles, but these two are essentially the same, and the encoder arrangement is The only difference is whether it is on a straight line or on a circumference. There are also types of encoders, such as a photoelectric type that uses light, and one that uses magnetism or electromagnetic induction. Therefore, when reading and measuring lengths and angles, there is a manufacturing limit to the subdivision of the scale, and therefore the minimum measurement limit is determined by the limit of the subdivision of the scale. In order to measure even smaller amounts beyond this limit, it is necessary to interpolate between the minimum scales, and various methods have been considered for this purpose. For example, in the case of an optical encoder, two sensors are installed in order to read out information on the optical grating or magnetic grating corresponding to the scale of the code plate, and each sensor detects the 1/4 pitch, or phase angle, of the code plate. Read out information with a phase difference of 90°,
There is a method of interpolating between the minimum graduations of the grid pattern of the code plate by processing these two signals. The following three methods are known as methods of interpolation. The first method is called the zero-point reference interpolation method, in which the point where the zero potential of two sinusoidal signals with different phases read from the code plate is cut is used as a reference point to form a square pulse, and the square pulse of the two pulse sequences is This method interpolates one cycle by counting the rising and falling edges of . The second method is called the amplitude-based interpolation method, which is also obtained from the encoder.
Interpolation for one period is achieved by combining the amplitudes of output signals having a phase difference of 90° with a fixed ratio difference. The third method is called the phase-based interpolation method, which modulates two signals with a 90° phase difference using a carrier wave with a constant frequency, and detects the phase difference between these combined waves and the carrier wave. and interpolates between one period. However, in the case of the above-mentioned interpolation method, the accuracy obtained is only up to 1/4 pitch. Additionally, in order to improve this, it has been considered to use signals with a phase difference other than 90 degrees, but this would complicate the signal processing circuit, and it is not easy to obtain such high accuracy. The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a highly accurate and high-resolution encoder that employs an effective interpolation method based on the absolute method. Another object of the present invention is to provide an encoder that can easily achieve the required high accuracy without major changes to the configuration. The present invention will be described in detail below with reference to the drawings. First, the principle of the present invention will be described using FIGS. 1 to 9, taking an optical encoder as an example.
In Figure 1a, 1 is an optical grating (code plate);
Portions with different light transmittances are arranged periodically. Here, the total length of this code plate 1 is L, 1/
Let the length of 2 pitches be W. Further, in FIG. 1b, 2 is a linear sensor consisting of N+1 photoelectric conversion elements, the total length of which is L, and the pitch P between each element is P=WN/(N+1). Furthermore, these N+
Each photoelectric conversion element is adapted to output a signal independently. That is, in the present invention, a code plate 1 and a linear sensor 2 are provided, a total of N transparent and opaque slits are provided between the entire length L of the optical grating 1 which is the code plate, and N+1 slits are provided in the linear sensor 2 of one length in one direction. The optical conversion elements are arranged so that when the code plate is irradiated with light, the light that passes through the code plate is received by these N+1 photoelectric conversion elements. Therefore, in the present invention, the linear sensor 2 is used as a so-called vernier scale, and this is a feature of the present invention. In addition, in this specification, transmittance "1"
Both an optical grating with a transmittance of "0" and an optical grating with a transmittance of "0" are called a slit. Next, consider the relative movement between the code plate 1 and the linear sensor 2 with reference to FIG. Figure 2a shows the code plate and Figures 2b-g show the linear sensor. Then, one vertical side of one slit of the code plate 1 is taken as a reference, and this reference line A is aligned with one end of the linear sensor 2 (Fig. 2b)
Therefore, it is assumed that the linear sensor 2 sequentially moves to the right. Here, regarding the movement amount S, let W be the slit width of the grating 1, and consider S ₀ =W/(N+1) as one unit of length. Then, as shown in Figure 2 c, d, and e, the amount of movement increases to S = S ₀ , 2S ₀ , 3S ₀ , and in the state of Figure 2 f, S = (N + 1) S ₀ = W, that is, the code plate 1 This means that the code plate 1 has moved 1/2 period, and furthermore, the code plate 1 has moved exactly one period in the state shown in Fig. 2g. Now let us assume that the code plate 1 is a regular grid with complete and incomplete transmission of light, and N=10. Therefore, the prime component of the linear sensor 2 is 11 (=N+1). The parallel light beams passing through this code plate are received by the linear sensor 2, and each element of the linear sensor 2 receives an electrical signal proportional to the amount of light irradiated. Table 1 shows the relationship between the relative value of the electric signal amount and the value of the movement amount S.

【表】【table】

【表】 この表の数値はリニアセンサー２の１つの素子
の全面が完全に光で照射された場合の信号を10と
し、光の入射が無い場合の信号を０として相対値
である。 第３図ａ〜ｖは、リニアセンサー２の各素子よ
りの信号を時系列に読み出したときのその波高値
を示すものである。第４図ａ〜ｄは第３図ａ〜ｖ
のうちのａ，ｂ，ｌ，ｍに対応した図で、リニア
センサー２の各素子のうち奇数番目の素子から得
られる信号を第１の系列とし、また偶数番目の素
子から得られる信号を第２の系列として、移動に
伴なうこれら第１及び第２の系列の変化の様子を
示している。これらの図において第１の系列と第
２の系列の信号レベルが同一になる点が移動量Ｓ
の変化とともに変化していることがわかる。すな
わちたとえばＳ＝０のときは素子番号６の位置に
交点が存在し、またＳ＝S₀のときは素子番号７の
位置に交点が存在する。ここで第４図ａ〜ｄにお
ける交点は、第３図ａ〜ｖにおける位相反転点に
相当する。従つて交点（位相反転点）がたとえば
素子番号６の位置にあるときを基準として交点
（位相反転点）の移動量を測定することにより、
格子１とリニアセンサー２との相対移動量を高精
度に測定することができる。また交点を求める場
合、第５図に示すようにリニアセンサー２よりの
パルス信号の波高値を例えば50±５％のレベルで
デイスクリミネトし、その波高値のパルスの位置
を求めるようにしてもよい。 以上が本発明の測定原理であるが、実際のリニ
アセンサーの各受光エレメントは分割されている
ので光の不感帯が存在する。すなわち第６図ａ，
ｂに示すようにコード板１のスリツト幅をＷと
し、これと副尺関係にあるリニアセンサー２の各
素子の幅をＰとしたとき、幅Ｐのうちの幅ｌが光
の不感帯となる。このように不感帯がある場合に
ついて簡単に説明する。今ｌが長さの１単位S₀＝
Ｗ／（Ｎ＋１）の倍数すなわちｌ＝αS₀として考
える。ここでＮ＝10、α＝３とすると、Ｐ＝
WN／（Ｎ＋１）であるからｌ＝0.3Pとなり、副
尺的関係にあるリニアセンサー２の各素子幅の30
％が光に対して感度をもたないことになる。この
リニアセンサーでコード板を透過する光を受けた
場合の信号は第７図ａ〜ｆの如くとなる。第７図
ａ〜ｆはＳ＝０、S₀、2S₀、11S₀、12S₀、13S₀の
みについて例示したものであるがこれらの図から
わかるように、この場合にも位相の反転が検出さ
れ、前述の測定原理と同様、この位相反転点の移
動量を用いて高精度、高分解能の内挿を行うこと
ができる。 次にリニアセンサー２の各素子の幅ＰがWN／
（Ｎ−１）の場合及びWN／（Ｎ＋２）の場合に
ついて以下に述べる。先ずＰ＝WN／（Ｎ−１）、
（Ｎ＝10、α＝０）の場合のリニアセンサーの信
号は第８図ａ〜ｊのようになる。但し第８図ａ〜
ｊはＳ＝０、S₀、…、9S₀の場合を例示したもの
である。これらの図から明らかなようにこの場合
もやはり位相の反転が検出され、この位相反転点
がＳの量に従つて移動していることがわかる。例
えばＳ＝０のときの位相反転点は素子番号５の位
置にあり、またＳ＝S₀のときは４、Ｓ＝2S₀のと
きは３の如くである。ここでわかるようにＰ＝
WN／（Ｎ−１）の場合の位相反転点の移動量Ｓ
の方向と逆になつている。しかしこの事実は測定
原理を何ら否定するものではない。次にＰ＝
WN／（Ｎ＋２）、（Ｎ＝10、α＝２）の場合を考
える。この場合のリニアセンサー２の出力信号は
第９図ａ〜ｌに示すようになる。これらの図が示
す如く、この場合は位相反転が２個所に現れる。
すなわちＳ＝０のときの位相反転は素子番号3.5
と9.5の位置に現われる。（実際には3.5や9.5とい
う素子はないが、素子番号３と４の出力が同じで
あること、また素子番号９と10の出力が同じであ
ることを検出すればそれらの中間位置が位相反転
点であるとして決定できる。）従つてこの２個所
の平均位置あるいは片方の位置を検出すれば、こ
の位相と相対移動量Ｓとが１対１に対応すること
になり、コード板の目盛を内挿することができ
る。 以上の本発明の測定原理の説明は、コード板が
直線的に配列されている場合であるが、円形のコ
ード板とこれに副尺として円弧状又は直線状のリ
ニアセンサーを設けた場合でも全く同様であるこ
とは容易に理解できるところである。そして円形
コード板とこれに副尺として円弧状又は直線状の
リニアセンサーを配列することによつて回転角の
高精度な測定を行うことを可能とする。 次に上記測定原理を用いた本発明の光学式エン
コーダの一実施例を第１０図ａ，ｂ及び第１１図
ａ〜ｅを用いて説明する。第１０図ａにおいて１
はコード板で、移動量を測定しようとする部材例
えば工作機類の移動台、回転テーブルあるいは投
影機や工具顕微鏡類の微動載物台などの一部に固
定される。また２はリニアセンサーで、コード板
１に並行して設置される。ここでリニアセンサー
２は静止しておりコード板１が部材の移動ととも
に移動するので両者は相対移動を行う。そして光
源３の光を、レンズ４を介して平行光としてコー
ド板１を照射する。コード板１を透過した光はコ
ード板１上のパターンに対応した光強度のパター
ンをもつた光となり、レンズ５を経てコード板１
の背後にあるCCDリニアセンサー２の受光面上
に投射される。レンズ５の倍率を変えることによ
りコード板とリニアセンサー間の副尺関係を任意
に設定できる。ここで今第１０図ｂに示すように
コード板１の光学格子を幅10μｍの白黒等間隔の
スリツトを配列したものとし、またこのコード板
１に副尺的関係にあるリニアセンサー２をコード
板の長さ100μｍに対して光電変換素子11個を配
列したものとする。すなわちコード板１の５ピツ
チ（Ｎ＝10）内に11個（Ｎ＋１個）の素子が配列
されるものとする。 コード板１とリニアセンサー２とが第１０図ｂ
に示す位置関係にある場合のリニアセンサー２の
出力は、第１１図ａに示すようになる。この波形
はコード板１とリニアセンサー２との相対位相で
決まる。そして、コード板が１周期（Ｎ＝１から
Ｎ＝10まで）移動する間はその波形は第１１図ａ
に示す波形から移動量に応じて順次変化してい
き、コード板が１周期移動すると再び第１１図ａ
に示す波形のようになり、以後順次これを繰返
す。 次に、上記の如きリニアセンサー２の出力信号
を用いて相対移動量を測定する方法について説明
する。 第１０図ａに示す本発明の装置によれば、イン
クリメンタル方式によつて「粗読」が行われ、ア
ブソリユート方式によつて「微読」が達成され
る。すなわちある時点からコード板のスリツトが
何個移動したかによつて先ず粗読を行い、コード
板が静止した時点における微読を前述の内挿原理
によつて行おうとするものである。 先ず粗読の方法から説明する。これまでの説明
からも明らかなように、リニアセンサー２上の特
定の１つの素子の出力だけに注目すると、その素
子のリニアセンサ１走査毎の出力は、2Wの移動
量を１周期とした正弦波状の出力となる。このこ
とは第１表に示した11個の素子のいずれか１個に
注目して、相対移動量Ｓに伴なう素子出力の値を
みても明らかである。そこで本発明では第１０図
ａに示すように、リニアセンサー２の出力を増幅
器６を介してサンプルアンドホールド回路７に導
びき、このサンプルアンドホールド回路７によつ
てある特定の素子の出力をリニアセンサーの走査
毎に繰り返してサンプルホールドし、その出力を
サンプル間隔に応じた適当な時定数をもつ積分器
８によつて包絡線検波して上記正弦波状の信号を
得るようにしている。ここでサンプルアンドホー
ルド回路７によつてサンプルホールドすべき時点
の決定（すなわちその出力がサンプルホールドさ
れるところの素子の決定）は駆動回路９より送ら
れてくるサンプリング信号によつてなされる。す
なわち駆動回路９は例えばリニアセンサー２の内
容を読み出すためのクロツクパルスをカウンタで
数え、そのカウント数とレジスタ中に貯えられた
所定の値とを比較器で比較して、その一致信号を
サンプリング信号として得るようにされている。
従つてレジスタ中に例えば３なる値を記憶させて
おくことにより、リニアセンサーの３番目の素子
内容が読み出される毎にその値がサンプルホール
ドされることになる。 積分器８の出力は次にシユミツトトリガー回路
１０に加えられ、適当なスライスレベル（例えば
50％のレベル）で方形波に変換され、この方形波
の立上り、立下りエツジが計数器１１によつて計
数される。すなわちこの方形波の立上りから立下
りまであるいは立ち下りから立上りまでがコード
板１のスリツト幅Ｗに１対１に対応するため、上
記計数器１１の計数値から、スリツト幅Ｗを最小
単位とした移動量の測定が可能となる。計数器１
１はコード板１が移動している間計数を進め、コ
ード板１が停止すると計数器１１の計数も停止す
る。そして計数器１１によつて得られた計数値は
換算回路１２に加えられ、実際の移動量が求めら
れる。なお粗読の際の上記計数器１１の計数方向
の判定、つまり立上り、立下りエツジを加算計数
するか減算計数するかの判定は、注目した１つの
素子の出力と位相のずれを生ずるような任意の素
子の出力とを合せて調べ、両方の位相の進みある
いは遅れの状態より容易に行える。 以上が粗読の方法についてであるが、上述の説
明から明らかなように粗読における測定の最小単
位はスリツト幅Ｗである。従つてそれ以上の精度
で読み取るために先に述べた原理による内挿が行
われる。以下この微読の方法について説明する。 第１０図ａにおいて増幅器６の出力は信号分配
器１３に加えられる。この信号分配器１３はリニ
アセンサー２の偶数番目の素子の信号と寄数番目
の素子の信号とに分配するための回路で、簡単な
ゲート回路によつて構成されている。この分配器
１３によつて分配された２つのパルス系列の信号
は各々包絡線検波器１４，１５に供給されて包絡
線検波される。その結果第１１図ａに示すリニア
センサー２の出力信号は第１１図ｂ及び第１１図
ｃに示すようになる。これらの信号は次に比較器
１６によつて比較され、２つの信号が同一電位に
なる点で比較出力が発生される。そしてこの比較
出力は計数器１７に加えられ、計数器１７は、そ
の時点で、それまでカウントしていたクロツクパ
ルスの数（カウント数）を換算回路１２に出力す
る。第１１図ｄは包絡線検波器１４，１５の出力
を比較器１６で比較している状態を示し、第１１
図ｅは計数器１７のカウント状態を示す。第１１
図ｅは６個のクロツクパルスを数えたとき比較出
力が発生される例を示したものである。 このようにしてコード板のスリツト幅Ｗ内を
１／（Ｎ＋１）（Ｎ＝10）の分解能で読み取るこ
とにより微読が行われる。 こうして得られた微読結果は上述の粗読結果と
同様に換算回路１２によつて実際の移動量に換算
され、表示装置１８に表示される。 なお、包絡線検波器１４，１５の一構成例を第
１６図に示す。これらはサンプルアンドホールド
回路２３及び積分器２４とからなり、サンプルア
ンドホールド回路２３には奇数番目毎のクロツク
パルス（検波器１４の場合）又は偶数番目毎のク
ロツクパルス（検波器１５の場合）が供給され
る。 以上詳しく説明したように上記実施例は、光の
透過率に一定の比をもたせたスリツトを周期的に
配例した光学格子と、これに副尺的関係をもたせ
た光電変換素子を上記光学格子に並行して配列し
た光電変換装置とを備え、上記光学格子に光を照
射したときに上記光電変換装置から得られる電気
信号を用いて上記光学格子のスリツト幅内を内挿
読み取りするようにしたものである。この場合光
電変換素子（Ｎ＋１）個上には、Ｎ個のスリツト
の像が投影されているので、センサーのピツチの
１／Ｎという高精度な内挿が可能である。 第１２図は本発明の他の実施例を示す図であ
る。但し本実施例は微読のための回路のみが示さ
れている。この実施例の場合も光源３から発され
た光はレンズ４を介して平行光とされ、この平行
光でコード板１が照射される。そしてコード板１
の像はレンズ５でリニアセンサー２上に結像され
る。結像することによりコード板１のパターンと
リニアセンサー素子構造との副尺関係を発生させ
る。コード板１のパターンとリニアセンサー２の
構造は第１０図ｂに示すものと同じであるとす
る。本実施例において増幅器６の出力は第１３図
ａに示すようなパルス列となる。この信号は包絡
線検波器１９に供給されて第１３図ｂに示すよう
な信号とされる。そしてこの信号は位相反転弁別
器２０に加えられ、第１３図ｂの信号のうちの位
相反転点Ｐを検出する。計数器１７は予め定めら
れた始点からクロツクパルスを計数しており、位
相反転弁別器２０によつて位相反転点Ｐが検出さ
れたとき計数動作を停止する。この様子を第１３
図ｃに示す。しかして計数器１７の計数結果は換
算回路１２に供給されて実際の移動量が求められ
る。換算回路１２の出力は表示装置１８によつて
表示される。なお包絡線検波器１９としては第１
６図に示すものを用いることができる。 第１４図は本発明のさらに他の実施例を示す図
である。但し本実施例も微読のための回路のみを
示している。この実施例の場合は増幅器６の出力
（第１５図ａ）はパルス成形器２１に加えられて
第１５図ｂに示すような信号に成形される。そし
てこの信号は次にパルス波高分析器２２に加えら
れて、50％±△の波高値を持つ信号が到来する時
点が検出され、その時点までのクロツクパルス数
が計数器１７で計数される。 また、第１５図ｂに示す信号の波高値を50％の
レベルで弁別し、50％以上のものを“１”レベ
ル、以下のものを“０”レベルとした２値のパル
スコードに変換して第１５図ｂの信号を第１５図
ｃに示すような“１”、“０”のパルス系列となる
ように第１４図中のパルス波高分析器を構成すれ
ば、この信号から位相の反転点を容易に検出する
ことができる。 第１７図に上記各実施例で用いられる換算回路
１２の一構成例を示す。計数器１１による計数値
をＡ、計数器１７による計数値をＢとすれば、Ａ
は粗読による計数結果、Ｂは微読による計数結果
である。Ａ及びＢはそれぞれレジスタ１２１，１
２２にセツトされる。次にレジスタ１２２の値Ｂ
をアドレス信号としてROM１２３より対応する
内挿値を読み出し、レジスタ１２４にセツトす
る。ROM１２３は第２表に示すような対応表を
収容している。[Table] The values in this table are relative values, where the signal when the entire surface of one element of the linear sensor 2 is completely irradiated with light is 10, and the signal when no light is incident is 0. FIGS. 3 a to 3 v show the peak values of the signals when the signals from each element of the linear sensor 2 are read out in time series. Figures 4 a to d are Figures 3 a to v.
In the diagram corresponding to a, b, l, and m, the signals obtained from the odd-numbered elements of the linear sensor 2 are the first series, and the signals obtained from the even-numbered elements are the first series. As the second series, changes in the first and second series as a result of movement are shown. In these figures, the point where the signal levels of the first series and the second series are the same is the amount of movement S.
It can be seen that it changes with the change in. That is, for example, when S=0, the intersection exists at the element number 6 position, and when S=S ₀ , the intersection exists at the element number 7 position. Here, the intersection points in FIGS. 4a to 4d correspond to the phase inversion points in FIGS. 3a to 3v. Therefore, by measuring the amount of movement of the intersection (phase inversion point) with reference to when the intersection (phase inversion point) is at the position of element number 6, for example,
The amount of relative movement between the grating 1 and the linear sensor 2 can be measured with high precision. In addition, when finding the intersection point, the peak value of the pulse signal from the linear sensor 2 may be discriminated at a level of, for example, 50±5%, as shown in FIG. 5, and the position of the pulse at that peak value may be found. good. The above is the measurement principle of the present invention, but since each light-receiving element of an actual linear sensor is divided, a dead zone of light exists. That is, Fig. 6a,
As shown in b, when the slit width of the code plate 1 is W and the width of each element of the linear sensor 2 in a vernier relationship with the slit width is P, the width l of the width P becomes a light dead zone. A case where there is such a dead zone will be briefly explained. Now l is 1 unit of length S ₀ =
Consider it as a multiple of W/(N+1), that is, l=αS ₀ . Here, if N=10 and α=3, then P=
Since WN/(N+1), l=0.3P, and 30
% have no sensitivity to light. When this linear sensor receives light transmitted through the code plate, the signals are as shown in FIGS. 7a to 7f. Figures 7 a to f show examples only for S = 0, S ₀ , 2S ₀ , 11S ₀ , 12S ₀ , and 13S ₀ , but as can be seen from these figures, phase reversal is detected in this case as well. Similarly to the measurement principle described above, interpolation with high precision and high resolution can be performed using the amount of movement of this phase inversion point. Next, the width P of each element of linear sensor 2 is WN/
The case of (N-1) and the case of WN/(N+2) will be described below. First, P=WN/(N-1),
The signals of the linear sensor in the case (N=10, α=0) are as shown in FIG. 8 a to j. However, Figure 8 a~
j is an example of the case where S=0, S ₀ , . . . , 9S ₀ . As is clear from these figures, phase inversion is detected in this case as well, and it can be seen that this phase inversion point moves in accordance with the amount of S. For example, when S=0, the phase inversion point is at element number 5, when S=S ₀ it is 4, when S=2S ₀ it is 3, and so on. As you can see here, P=
Movement amount S of phase inversion point in case of WN/(N-1)
is in the opposite direction. However, this fact does not deny the measurement principle in any way. Then P=
Consider the case of WN/(N+2), (N=10, α=2). The output signals of the linear sensor 2 in this case are as shown in FIGS. 9a to 9l. As these figures show, phase inversion appears in two places in this case.
In other words, the phase inversion when S=0 is element number 3.5
and appears at position 9.5. (Actually, there are no elements called 3.5 or 9.5, but if you detect that the outputs of element numbers 3 and 4 are the same, or that the outputs of element numbers 9 and 10 are the same, the phase will be reversed at the intermediate position.) (It can be determined as a point.) Therefore, if the average position of these two positions or one position is detected, this phase and the relative movement amount S correspond one-to-one, and the scale of the code plate can be determined as a point. It can be inserted. The above description of the measurement principle of the present invention is based on the case where the code plates are arranged linearly, but even when a circular code plate is provided with an arc-shaped or linear linear sensor as a vernier, there is no problem. It is easy to understand that they are similar. By arranging a circular code plate and arc-shaped or linear linear sensors as verniers on the circular code plate, it is possible to measure the rotation angle with high precision. Next, an embodiment of the optical encoder of the present invention using the above measurement principle will be described with reference to FIGS. 10a and 10b and FIGS. 11a to 11e. 1 in Figure 10a
is a code plate, which is fixed to a part of the member whose displacement is to be measured, such as a moving table of machine tools, a rotary table, or a fine movement stage of a projector or tool microscope. Further, 2 is a linear sensor, which is installed in parallel to the code board 1. Here, the linear sensor 2 is stationary and the code plate 1 moves with the movement of the member, so that the two move relative to each other. Then, the code plate 1 is irradiated with the light from the light source 3 through the lens 4 as parallel light. The light transmitted through the code plate 1 becomes light with a pattern of light intensity corresponding to the pattern on the code plate 1, and passes through the lens 5 to the code plate 1.
is projected onto the light-receiving surface of the CCD linear sensor 2 located behind. By changing the magnification of the lens 5, the vernier relationship between the code plate and the linear sensor can be set arbitrarily. Now, as shown in FIG. 10b, the optical grating of the code plate 1 is assumed to be an array of black and white slits with a width of 10 μm at equal intervals, and the linear sensor 2, which is in a vernier relationship with the code plate 1, is attached to the code plate 1. Assume that 11 photoelectric conversion elements are arranged for a length of 100 μm. That is, it is assumed that 11 (N+1) elements are arranged within 5 pitches (N=10) of the code plate 1. The code plate 1 and the linear sensor 2 are shown in Fig. 10b.
The output of the linear sensor 2 in the positional relationship shown in FIG. 11a is as shown in FIG. 11a. This waveform is determined by the relative phase between the code plate 1 and the linear sensor 2. Then, while the code plate moves for one period (from N=1 to N=10), the waveform is as shown in Figure 11a.
The waveform shown in Figure 11a changes sequentially according to the amount of movement, and when the code plate moves one cycle,
The waveform will look like the one shown below, and this process will be repeated one after another. Next, a method of measuring the amount of relative movement using the output signal of the linear sensor 2 as described above will be explained. According to the apparatus of the present invention shown in FIG. 10a, "coarse reading" is performed by the incremental method, and "fine reading" is achieved by the absolute method. That is, rough reading is first performed depending on how many slits on the code plate have moved from a certain point in time, and fine reading is performed at the time when the code plate is stationary based on the above-mentioned interpolation principle. First, I will explain the rough reading method. As is clear from the previous explanation, if we focus only on the output of one specific element on the linear sensor 2, the output for each linear sensor scan of that element is a sine whose movement amount is 2W as one cycle. The output is wavy. This is clear even when focusing on any one of the 11 elements shown in Table 1 and looking at the value of the element output as a function of the relative movement amount S. Therefore, in the present invention, as shown in FIG. Samples and holds are repeated every time the sensor scans, and the output is envelope-detected by an integrator 8 having an appropriate time constant depending on the sampling interval to obtain the sinusoidal signal. Here, the determination of the point in time to be sampled and held by the sample-and-hold circuit 7 (that is, the determination of the element whose output is to be sampled and held) is made by the sampling signal sent from the drive circuit 9. That is, the drive circuit 9 uses a counter to count clock pulses for reading the contents of the linear sensor 2, for example, and compares the counted number with a predetermined value stored in a register using a comparator, and uses the matching signal as a sampling signal. It's like getting.
Therefore, by storing, for example, a value of 3 in the register, that value will be sampled and held every time the contents of the third element of the linear sensor are read. The output of the integrator 8 is then applied to a Schmitt trigger circuit 10 to set the appropriate slice level (e.g.
50% level) into a square wave, and the counter 11 counts the rising and falling edges of this square wave. In other words, since the period from the rise to the fall or from the fall to the rise of this square wave corresponds one-to-one to the slit width W of the code plate 1, from the count value of the counter 11, the slit width W is taken as the minimum unit. It becomes possible to measure the amount of movement. Counter 1
1 continues counting while the code plate 1 is moving, and when the code plate 1 stops, the counting of the counter 11 also stops. The count value obtained by the counter 11 is then added to a conversion circuit 12 to determine the actual amount of movement. Note that the determination of the counting direction of the counter 11 at the time of rough reading, that is, the determination of whether to add or subtract the rising and falling edges, is performed in such a way as to cause a phase shift with respect to the output of one element of interest. This can be easily done by checking the output of any element together and checking whether the phases of both are leading or lagging. The above is about the method of rough reading, and as is clear from the above explanation, the minimum unit of measurement in rough reading is the slit width W. Therefore, in order to read with higher precision, interpolation is performed according to the principle described above. This method of fine reading will be explained below. In FIG. 10a, the output of amplifier 6 is applied to signal splitter 13. In FIG. This signal distributor 13 is a circuit for distributing signals of even-numbered elements and signals of odd-numbered elements of the linear sensor 2, and is constituted by a simple gate circuit. The two pulse sequence signals distributed by the divider 13 are respectively supplied to envelope detectors 14 and 15 and subjected to envelope detection. As a result, the output signal of the linear sensor 2 shown in FIG. 11a becomes as shown in FIGS. 11b and 11c. These signals are then compared by comparator 16 and a comparison output is generated at the point where the two signals are at the same potential. This comparison output is then added to the counter 17, and the counter 17 outputs the number of clock pulses (count number) that it has been counting up to that point to the conversion circuit 12. FIG. 11d shows a state in which the outputs of the envelope detectors 14 and 15 are compared by the comparator 16,
Figure e shows the counting state of the counter 17. 11th
Figure e shows an example where a comparison output is generated when six clock pulses are counted. Fine reading is thus performed by reading the inside of the slit width W of the code plate with a resolution of 1/(N+1) (N=10). The fine reading result obtained in this way is converted into an actual movement amount by the conversion circuit 12 and displayed on the display device 18 in the same way as the rough reading result described above. An example of the configuration of the envelope detectors 14 and 15 is shown in FIG. 16. These consist of a sample-and-hold circuit 23 and an integrator 24, and the sample-and-hold circuit 23 is supplied with every odd clock pulse (in the case of the detector 14) or every even clock pulse (in the case of the detector 15). Ru. As explained in detail above, in the above embodiment, an optical grating in which slits having a certain ratio of light transmittance are arranged periodically, and a photoelectric conversion element having a vernier relationship with the optical grating, are connected to the optical grating. and photoelectric conversion devices arranged in parallel with each other, and the electrical signal obtained from the photoelectric conversion device when the optical grating is irradiated with light is used to interpolate and read within the slit width of the optical grating. It is something. In this case, since N slit images are projected onto (N+1) photoelectric conversion elements, highly accurate interpolation of 1/N of the sensor pitch is possible. FIG. 12 is a diagram showing another embodiment of the present invention. However, in this embodiment, only a circuit for fine reading is shown. In this embodiment as well, the light emitted from the light source 3 is converted into parallel light through the lens 4, and the code plate 1 is irradiated with this parallel light. and code board 1
The image is formed on the linear sensor 2 by the lens 5. By imaging, a vernier relationship between the pattern of the code plate 1 and the linear sensor element structure is generated. It is assumed that the pattern of the code plate 1 and the structure of the linear sensor 2 are the same as those shown in FIG. 10b. In this embodiment, the output of the amplifier 6 becomes a pulse train as shown in FIG. 13a. This signal is supplied to the envelope detector 19 to produce a signal as shown in FIG. 13b. This signal is then applied to the phase inversion discriminator 20 to detect the phase inversion point P of the signal shown in FIG. 13b. The counter 17 counts clock pulses from a predetermined starting point, and stops counting when the phase inversion point P is detected by the phase inversion discriminator 20. This situation can be seen in Chapter 13.
Shown in Figure c. The counting result of the counter 17 is then supplied to the conversion circuit 12 to determine the actual amount of movement. The output of conversion circuit 12 is displayed by display device 18. Note that the envelope detector 19 is the first one.
The one shown in Figure 6 can be used. FIG. 14 is a diagram showing still another embodiment of the present invention. However, this embodiment also shows only a circuit for fine reading. In this embodiment, the output of amplifier 6 (FIG. 15a) is applied to pulse shaper 21 and shaped into a signal as shown in FIG. 15b. This signal is then applied to a pulse height analyzer 22 to detect the time point at which a signal having a pulse height value of 50%±Δ arrives, and a counter 17 counts the number of clock pulses up to that point. In addition, the peak value of the signal shown in Fig. 15b is discriminated at a 50% level, and converted into a binary pulse code with 50% or more as a "1" level and below as a "0" level. If the pulse height analyzer in FIG. 14 is configured so that the signal in FIG. 15b becomes a pulse sequence of "1" and "0" as shown in FIG. 15c, the phase inversion can be obtained from this signal. Points can be easily detected. FIG. 17 shows an example of the configuration of the conversion circuit 12 used in each of the above embodiments. If the counted value by the counter 11 is A and the counted value by the counter 17 is B, then A
is the counting result obtained by coarse reading, and B is the counting result obtained by fine reading. A and B are registers 121 and 1, respectively.
It is set to 22. Next, the value B of register 122
The corresponding interpolated value is read from the ROM 123 using as an address signal and set in the register 124. The ROM 123 stores a correspondence table as shown in Table 2.

【表】 第２表においては説明の便宜上アドレスＢ及び
そのアドレスの内容ともに10進数で表現した。但
し、計数値Ｂはリニアセンサ２の左端から第何番
目に位相変化点があるかを示している。この対応
表は計数値Ｂ（すなわち、位相変化点の位置）と
内挿値Ｃとの関係を示している。例えば、計数値
Ｂが７であれば、これは第３図ｂに示すように位
相変化点が第７ビツトにある場合であり、このと
きリニアセンサー２とコード板１とはS₀だけずれ
ている。よつて内挿値はコード板１のスリツト幅
Ｗに対して1/11である。 次にレジスタ１２４の内容Ｃとレジスタ１２１
の内容Ａとは加算器１２５によつて加算される。
この加算結果は乗算器１２６に供給される。乗算
器１２６は加算器１２５の出力にレジスタ１２７
の内容を乗じることにより、位置又は角度データ
に変換する。レジスタ１２７はコード板１のスリ
ツト幅Ｗに相当する長さデータ又は角度データが
予じめ収容されており、例えば、第１０図ｂに示
すような場合Ｗは10μｍである。加算器１２５の
出力にこの値を掛ければ実際の位置が求められ
る。この乗算結果は表示装置１８に送られて表示
される。 以上詳細に説明したように、この発明は“１”、
“０”情報が周期的に配列されてなる格子パター
ンを有するコード板に対してこのコード板の格子
パターンを読み取るセンサーに副尺関係を持たせ
たことに特徴を有するものである。これによつて
従来のものでは得られなかつた高精度な内挿が可
能である。また格子パターンのスリツト数とセン
サーの素子数との対応関係を変化きせるだけで任
意の精度を容易に実現することができる。 本発明は上記実施例に何ら限定されるものでは
なく、以下に示すように種々変形して実施するこ
とができる。 (1) コード板及びセンサーとしては実施例のよう
に光学的なものではなく、磁気又は電磁誘導を
利用してもよい。特に磁気を利用するエンコー
ダは特殊な用途に用いられ光学式のものに較べ
て精度が低いという欠点があつたが本発明を適
用することにより充分な精度向上が計れる。 (2) 上記実施例では直線上もしくは円弧状のコー
ド板及びセンサーを相対的に移動させた場合の
位置又は角度を測定するものとしたが、コード
板及びセンサーを固定しておき、コード板の像
が変位可能物体例えば反射鏡で反射した後セン
サーに投影されるように構成すれば、その物体
の変位量を高精度で読み取るこことができる。 (3) 光学式エンコーダとしては、コード板の透過
像を用いることなく、コード板による反射像を
センサーに投影するように構成することができ
る。 (4) 本発明は微読による内挿読に特徴を有するも
のであるから、従来から知られているコード板
の１ピツチまでの測定方法であるインクリメン
タル方式もしくはアブソリユート方式等からな
る粗読方法を併用して用いてもよい。 その他、リニアセンサーからの出力信号を処理
する信号処理系についても上記実施例以外の種々
の回路構成を用いることができることは言うまで
もない。[Table] In Table 2, for convenience of explanation, both address B and the contents of that address are expressed in decimal numbers. However, the count value B indicates the position of the phase change point from the left end of the linear sensor 2. This correspondence table shows the relationship between the count value B (that is, the position of the phase change point) and the interpolated value C. For example, if the count value B is 7, this means that the phase change point is at the 7th bit as shown in _FIG. There is. Therefore, the interpolated value is 1/11 of the slit width W of the code plate 1. Next, the contents C of register 124 and register 121
is added to the content A by the adder 125.
This addition result is supplied to multiplier 126. Multiplier 126 connects register 127 to the output of adder 125.
Convert to position or angle data by multiplying by the contents of . The register 127 stores in advance length data or angle data corresponding to the slit width W of the code plate 1. For example, in the case shown in FIG. 10b, W is 10 μm. Multiplying the output of adder 125 by this value yields the actual position. This multiplication result is sent to the display device 18 and displayed. As explained in detail above, this invention has “1”
It is characterized in that the sensor that reads the lattice pattern of the code plate has a vernier relationship with respect to the code plate that has a lattice pattern in which "0" information is periodically arranged. This enables highly accurate interpolation that could not be achieved with conventional methods. Further, arbitrary accuracy can be easily achieved by simply changing the correspondence between the number of slits in the grid pattern and the number of elements in the sensor. The present invention is not limited to the above embodiments, and can be implemented with various modifications as shown below. (1) The code plate and sensor are not optical as in the embodiment, but may use magnetism or electromagnetic induction. In particular, encoders that utilize magnetism have the disadvantage of being used for special purposes and have lower accuracy than optical encoders, but by applying the present invention, the accuracy can be sufficiently improved. (2) In the above embodiment, the position or angle was measured when the code plate and sensor were moved relatively in a straight line or in an arc, but the code plate and sensor were fixed and the code plate was If the image is reflected by a displaceable object, such as a reflecting mirror, and then projected onto the sensor, the amount of displacement of the object can be read with high accuracy. (3) The optical encoder can be configured to project the image reflected by the code plate onto the sensor without using the transmitted image of the code plate. (4) Since the present invention is characterized by interpolation reading by fine reading, a coarse reading method consisting of an incremental method or an absolute method, which is a conventionally known method of measuring up to one pitch of a code plate, is used. They may be used in combination. It goes without saying that various circuit configurations other than the above-described embodiments can also be used for the signal processing system that processes the output signal from the linear sensor.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図乃至第９図ａ〜ｌは本発明の原理を説明
するための図、第１０図ａは本発明の一実施例を
示す図、第１０図ｂは第１０図ａで用いられるコ
ード板とリニアセンサーの配置関係を説明するた
めの図、第１１図ａ〜ｅは第１０図ａに示した実
施例の各部信号波形図、第１２図は本発明の他の
実施例を示す図、第１３図ａ〜ｃは第１２図に示
した実施例の各部信号波形図、第１４図は本発明
のさらに他の実施例を示す図、第１５図ａ〜ｃは
第１４図に示した実施例の各部信号波形図、第１
６図及び第１７図は本発明の一実施例の一部分の
具体的構成例を示す図である。 １……コード板、２……リニアセンサー、３…
…光源、４，５……レンズ、６……増幅器、９…
…駆動回路、１２……換算回路、１３……信号分
配器、１４，１５……包絡線検波器、１６……比
較器、１７……計数器、１８……表示装置。 FIGS. 1 to 9 a to l are diagrams for explaining the principle of the present invention, FIG. 10 a is a diagram showing an embodiment of the present invention, and FIG. 10 b is a code used in FIG. 10 a. A diagram for explaining the arrangement relationship between the plate and the linear sensor, FIGS. 11a to 11e are signal waveform diagrams of various parts of the embodiment shown in FIG. 10a, and FIG. 12 is a diagram showing another embodiment of the present invention. , FIGS. 13a to 13c are signal waveform diagrams of various parts of the embodiment shown in FIG. 12, FIG. 14 is a diagram showing still another embodiment of the present invention, and FIGS. 15a to c are shown in FIG. Signal waveform diagrams of each part of the example, Part 1
6 and 17 are diagrams showing specific configuration examples of a part of an embodiment of the present invention. 1... Code board, 2... Linear sensor, 3...
...Light source, 4, 5...Lens, 6...Amplifier, 9...
... Drive circuit, 12 ... Conversion circuit, 13 ... Signal distributor, 14, 15 ... Envelope detector, 16 ... Comparator, 17 ... Counter, 18 ... Display device.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ それぞれ同一幅を有する“１”の情報をもつ
担体と“０”の情報をもつ担体とが交互に所定の
ピツチで直列的に配列されてなる担体列パターン
を有するコード板と、該コード板の前記担体列パ
ターンを読み取るためのセンサーとを用いて長さ
や角度を測定する装置において； 前記センサーは前記担体列パターンと並行に、
実質上連続的に配列された多数のセンサー素子か
ら構成され； 前記担体の1/2ピツチ（Ｗ）と前記センサー素
子のピツチ（Ｐ）との間にわずかな差をもたせて
構成され前記センサー素子列から読み出される出
力信号レベルから作られる振動波形の位相反転点
の位置を検出する装置と、検出された位相反転点
の位置を１ピツチ内の変位量に変換する装置とを
具備することを特徴とするエンコーダ。 ２ 前記内挿を行なうための手段は、前記センサ
ーの各素子によつて得られる電気信号をクロツク
パルスによつて順次取り出す手段と； この手段によつて取り出された信号の位相反転
点を検出する手段と； 前記クロツクパルスを計数する計数手段とを備
え； この計数手段は予め定められた始点から前記位
相反転点が検出されるまでもしくは前記位相反転
点から予め定めた終点まで前記クロツクパルスを
計数することを特徴とする特許請求の範囲第１項
記載のエンコーダ。 ３ 前記位相反転点を検出する手段は、前記クロ
ツクパルスによつて前記センサーから取り出され
た信号を波形成形する手段と； この手段によつて成形された信号のうち最大波
高値をとる信号と最小波高値をとる信号とのほぼ
中間の波高値をとる信号を検出する手段とを備
え； 前記ほぼ中間の波高値をとる信号が検出された
ときを位相反転点として定めることを特徴とする
特許請求の範囲第２項記載のエンコーダ。 ４ 前記コード板の担体は光の透過率に一定の比
をもたせたスリツト群で構成されるとともに、前
記センサーが光電変換素子群で構成され、前記ス
リツト群がその1/2ピツチ（Ｗ）が前記光電変換
素子群のピツチ（Ｐ）と異なる幅となるように投
影されるよう構成されたことを特徴とする特許請
求の範囲第１項ないし第３項いずれかに記載のエ
ンコーダ。[Scope of Claims] 1. A code having a carrier row pattern in which carriers having information of “1” and carriers having information of “0” each having the same width are alternately arranged in series at a predetermined pitch. In an apparatus for measuring length and angle using a plate and a sensor for reading the carrier row pattern of the code plate; the sensor is arranged parallel to the carrier row pattern;
Consisting of a large number of sensor elements arranged substantially continuously; configured with a slight difference between the 1/2 pitch (W) of the carrier and the pitch (P) of the sensor elements; A device for detecting the position of a phase inversion point of a vibration waveform created from an output signal level read from a column, and a device for converting the position of the detected phase inversion point into a displacement within one pitch. An encoder that does this. 2. The means for performing the interpolation includes means for sequentially extracting electrical signals obtained by each element of the sensor using clock pulses; and means for detecting a phase inversion point of the signal extracted by this means. and; counting means for counting the clock pulses; the counting means counts the clock pulses from a predetermined starting point until the phase reversal point is detected or from the phase reversal point to a predetermined end point. An encoder according to claim 1, characterized in that: 3. The means for detecting the phase reversal point includes means for waveform-shaping the signal taken out from the sensor by the clock pulse; and a signal having a maximum peak value and a minimum waveform among the signals shaped by this means. and means for detecting a signal that takes a peak value that is approximately midway between a signal that takes a high value; and a time when the signal that takes a peak value that is approximately midway is determined as a phase inversion point. Encoder according to range 2. 4. The carrier of the code plate is composed of a group of slits having a certain ratio of light transmittance, and the sensor is composed of a group of photoelectric conversion elements, and the slit group has a 1/2 pitch (W). 4. The encoder according to claim 1, wherein the encoder is configured to be projected to have a width different from a pitch (P) of the photoelectric conversion element group.