JPH01308982A - Method and apparatus for measuring magnetism - Google Patents
Method and apparatus for measuring magnetismInfo
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［産業上の利用分野］
本発明は、例えば漏洩磁束探傷法等に使用される磁気測
定方法及び磁気７Ｉ−１定装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Industrial Application Field] The present invention relates to a magnetic measurement method and a magnetic 7I-1 determination device used, for example, in leakage magnetic flux flaw detection.
［従来の技術］
例えば鋼管や鉄板等の欠陥を検査する方法として、超音
波探傷法、渦電流探傷法、漏洩磁束探傷法等が用いられ
ている。[Prior Art] For example, ultrasonic flaw detection, eddy current flaw detection, leakage magnetic flux flaw detection, and the like are used as methods for inspecting defects in steel pipes, iron plates, and the like.
このうち漏洩磁束探傷法は肉厚鋼板の両面を片面側から
探傷可能であること、また鋼管の内外面に発生する欠陥
に対して高い検出感度を有することから比較的広く使用
されている。Among these methods, the leakage magnetic flux flaw detection method is relatively widely used because it can detect flaws on both sides of a thick steel plate from one side and has high detection sensitivity for defects occurring on the inner and outer surfaces of steel pipes.
漏洩磁束探傷法について従来から公知の技術について述
べると、第１４図に示すように、磁化ヨーク１に巻装さ
れた電磁石用コイル２に直流電源３から直流電力を供給
している。磁化ヨーク１の上には試験片４が設置され磁
化されるようになっている。そして試験片４に欠陥部５
があればその欠陥部５から試験片４の外側に磁束の一部
が図中点線で示すように漏洩する。そこで磁気センサ６
により漏洩磁束を検出して電気信号に変換することによ
って欠陥部５を間接的に検出する。Regarding the conventionally known technique of leakage magnetic flux flaw detection, as shown in FIG. 14, DC power is supplied from a DC power source 3 to an electromagnetic coil 2 wound around a magnetizing yoke 1. A test piece 4 is placed on top of the magnetization yoke 1 and is magnetized. Then, the defective part 5 is placed on the test piece 4.
If there is, a part of the magnetic flux leaks from the defective portion 5 to the outside of the test piece 4 as shown by the dotted line in the figure. Therefore, magnetic sensor 6
The defective portion 5 is indirectly detected by detecting the leakage magnetic flux and converting it into an electric signal.
なお、詳細については非破壊検査便覧（日本非破壊検査
協会綿）第■編（Ｐ５７３〜５９９）を参照。For details, refer to the Nondestructive Testing Handbook (Japanese Nondestructive Testing Association Cotton), Volume 2 (P573-599).
［発明が解決しようとする課題］
ところで欠陥部５から漏洩する磁束密度は第１５図に鋼
材表面と磁気センサであるホール素子との距離との関係
で示されているように非常に微弱である。なお、第１６
図は第１５図の測定に使用される鋼材を示すもので、Ｗ
は欠陥幅、ｄは欠陥の深さを示している。[Problems to be Solved by the Invention] By the way, the magnetic flux density leaking from the defective portion 5 is very weak, as shown in FIG. 15 in relation to the distance between the steel surface and the Hall element, which is a magnetic sensor. . In addition, the 16th
The figure shows the steel used for the measurement in Figure 15, W
represents the defect width, and d represents the depth of the defect.
このことから漏洩磁束を検出する磁気センサ６としては
、■微少磁界に対する検出感度が高いこと、■磁気セン
サの初期バイアス電圧のバラツキが小さいこと、■温度
特性が良好であること、が要求される。For this reason, the magnetic sensor 6 that detects leakage magnetic flux is required to have: 1) high detection sensitivity to minute magnetic fields, 2 small variations in the initial bias voltage of the magnetic sensor, and 2 good temperature characteristics. .
しかし現在市販されている磁気センサの微少磁束に対す
る検出感度は第１７図に示すように極めて小さい。なお
、図中グラフａは磁気センサとして磁気ダイオードを使
用したものであり、グラフｂは磁気抵抗素子を使用した
ものであり、またグラフＣはホール素子を使用したもの
である。However, the detection sensitivity of currently commercially available magnetic sensors to minute magnetic fluxes is extremely low, as shown in FIG. 17. In the figure, graph a uses a magnetic diode as a magnetic sensor, graph b uses a magnetoresistive element, and graph C uses a Hall element.
また磁気抵抗素子の初期バイアス電圧のバラツキについ
て見ると１２個の磁気抵抗素子に対して第１８図に示す
バラツキがあった。すなわち各センサ間で大きなバラツ
キがあり、このため各センサ毎に初期バイアスを調整し
ないと増幅時に飽和して探傷不能となる場合が発生する
。Furthermore, regarding the variation in the initial bias voltage of the magnetoresistive elements, there was variation as shown in FIG. 18 for the 12 magnetoresistive elements. In other words, there are large variations between the sensors, and if the initial bias is not adjusted for each sensor, it may become saturated during amplification, making flaw detection impossible.
さらに第１９図に示すように磁気ダイオード７を抵抗８
を介して直流電源９に接続して温度変化特性を測定した
ところ第２０図に示す特性となり、温度による出力変化
が大きい問題があった。Furthermore, as shown in FIG. 19, the magnetic diode 7 is connected to a resistor 8.
When the temperature change characteristics were measured by connecting the device to the DC power source 9 via the power source, the characteristics shown in FIG. 20 were obtained, and there was a problem in that the output change was large due to temperature.
そこで本発明は、微小磁界に対する検出感度が高く、し
かも温度変化に対する出力変化が小さく温度変化特性の
良好な磁気測定方法及び磁気測定装置を提供しようとす
るものである。SUMMARY OF THE INVENTION Therefore, it is an object of the present invention to provide a magnetic measurement method and a magnetic measurement apparatus that have high detection sensitivity to minute magnetic fields, small output changes due to temperature changes, and good temperature change characteristics.
［課題を解決するための手段］
請求項（１）記載の発明は、固定インピーダンスを介し
て強磁性体コアに巻回されたコイルに定周波でかつ定電
圧の交流電力を供給し、コイルの両端に発生する電圧の
直流分レベルにより磁気＋１−１定を行うことにある。[Means for Solving the Problem] The invention described in claim (1) supplies constant frequency and constant voltage AC power to a coil wound around a ferromagnetic core via a fixed impedance, and The purpose is to perform magnetic +1-1 constant by the level of the DC component of the voltage generated at both ends.
また請求項（２）記載の発明は、強磁性体をコアとする
コイルとこのコイルと直列に接続された固定インピーダ
ンスとからなる直列接続体と、この直列接続体に交流電
力を供給する定周波・定電圧電源と、コイルの両端に発
生する電圧の直流分を検出する直流分検出手段を設け、
直流分検出手段が検出した直流分レベルにより磁気測定
を行なうものである。The invention according to claim (2) also provides a series connection body consisting of a coil having a core of a ferromagnetic material and a fixed impedance connected in series with the coil, and a constant frequency power source that supplies alternating current power to the series connection body.・Equipped with a constant voltage power supply and a DC component detection means for detecting the DC component of the voltage generated at both ends of the coil,
Magnetic measurement is performed based on the level of the DC component detected by the DC component detection means.
また請求項（３）記載の発明は、コイルの両端に発生す
る電圧波形が予め設定された正の基準電圧に達したとき
ハイレベルとなり、予め設定された負の基準電圧に達し
たときローレベルとなる電圧信号を出力するヒステリシ
ス特性を有するレベル弁別回路を設け、このレベル弁別
回路から出力される電圧信号のパルス幅により磁気ｉ’
ｌ）Ｉ定を行なうものである。Furthermore, the invention according to claim (3) provides a high level when the voltage waveform generated at both ends of the coil reaches a preset positive reference voltage, and a low level when it reaches a preset negative reference voltage. A level discrimination circuit having a hysteresis characteristic is provided to output a voltage signal that becomes , and the magnetic i'
l) It performs I-determination.
さらに請求項（４）記載の発明は、上記各発明において
固定インピーダンスを強磁性体をコアとする第２のコイ
ルに置換したものである。Furthermore, the invention according to claim (4) is the invention in which the fixed impedance in each of the above inventions is replaced with a second coil having a ferromagnetic material as a core.
［作用］
まず本発明の基本原理について述べると、第１図に示す
ように定周波・定電圧電源としての発振器１１に固定イ
ンピーダンス１２と強磁性体コア１３に巻回されたコイ
ル１４との直列接続体を接続した回路において、発振器
１１から第２図の（ａ）に示すような波形の交流電力を
コイル１４に供給したとすると、コイル１４の両端に発
生ずる電圧は固定インピーダンス１２の抵抗値Ｒとコイ
ル１４のインピーダンスＺ、に対応して決定される。す
なわち、
ｅ□ −ｅ−Ｚｓ ／ （Ｒ＋Ｚｓ ）で示される。な
お、ｅｏはコイル１４の両端電圧、ｅは発振器１１の出
力電圧である。[Function] First, to describe the basic principle of the present invention, as shown in FIG. In a circuit in which the connecting body is connected, if AC power with a waveform as shown in FIG. R and the impedance Z of the coil 14. That is, it is expressed as e□ −e−Zs / (R+Zs). Note that eo is the voltage across the coil 14, and e is the output voltage of the oscillator 11.
そしてコイル１４は強磁性体コア１３に巻回されている
のでその強磁性体コア１３の透磁率に比例してコイル１
４のインピーダンスが変化する。Since the coil 14 is wound around the ferromagnetic core 13, the coil 14 is wound in proportion to the magnetic permeability of the ferromagnetic core 13.
4 impedance changes.
今、外部磁界を与えるための磁石１５を離した状態で、
すなわち外部磁界を加えない状態でコイル１４に交流電
流を流したとすると、第３図の（ａ）に示すように強磁
性体コア１３のヒステリシス特性によって強磁性体コア
１３の透磁率特性は第３図の（ｂ）に示すようになる。Now, with the magnet 15 for applying an external magnetic field released,
In other words, when an alternating current is passed through the coil 14 without applying an external magnetic field, the magnetic permeability characteristic of the ferromagnetic core 13 becomes The result is as shown in FIG. 3(b).
なお、ｎはコイル巻数、ｉはコイル電流である。Note that n is the number of turns of the coil, and i is the coil current.
このためコイル１４の両端に発生する出力電圧は第２図
の（ｂ）に示すような波形となる。そして外部磁界を加
えられない状態では波形は正、負対称波形となり、正方
向の電圧Ｖ、と負方向の電圧ｖ２は等しくなる。Therefore, the output voltage generated across the coil 14 has a waveform as shown in FIG. 2(b). In a state where no external magnetic field is applied, the waveform becomes a positive and negative symmetrical waveform, and the voltage V in the positive direction and the voltage v2 in the negative direction are equal.
しかし磁石１５を第１図中点線で示すようにコイル１４
に近接させると強磁性体コア１３を交差する磁束はコイ
ル１４で発生する磁界と外部磁界との合成磁束となる。However, the magnet 15 is connected to the coil 14 as shown by the dotted line in FIG.
When brought close to the magnetic core 13, the magnetic flux crossing the ferromagnetic core 13 becomes a composite magnetic flux of the magnetic field generated by the coil 14 and the external magnetic field.
このためコイル１４の両端に発生する波形は第２図の（
Ｃ）に示すようにｖ、＞Ｖ２となる。Therefore, the waveform generated at both ends of the coil 14 is shown in FIG.
As shown in C), v>V2.
従ってコイル１４の両端に発生する出力電圧の正側の電
圧Ｖ、と負側の電圧ｖ２を比較しその差を求めることに
よって間接的に外部磁界を計測できる。従ってこの原理
を漏洩磁束探傷法に適用すれば外部磁界は欠陥によって
発生するので結局欠陥を探傷できることになる。Therefore, the external magnetic field can be indirectly measured by comparing the positive side voltage V and the negative side voltage V2 of the output voltage generated across the coil 14 and finding the difference. Therefore, if this principle is applied to the leakage magnetic flux flaw detection method, the external magnetic field is generated by the flaw, so that flaws can be detected after all.
このような原理に基づいて為されたのが請求項（１）及
び（２）記載の発明で、固定周波数でかつ定電圧の交流
電力を固定インピーダンスを介してコイルに供給しその
時コイルの両端に発生する電圧の直流分レベルを検出す
ることによって磁気測定ができることになる。The inventions described in claims (1) and (2) are based on this principle, in which AC power of a fixed frequency and constant voltage is supplied to the coil via a fixed impedance, and at that time, the power is applied to both ends of the coil. Magnetism can be measured by detecting the level of the DC component of the generated voltage.
またコイル１４の両端に発生する波形について別の見方
をすれば外部磁界を加えない場合には第４図の（ａ）に
示すように電圧レベルが一定の基１７１ｉ圧ＥＩ（、−
Ｅ、と各々なる時間τ、τ７がτＴ−２τとなる。Looking at the waveform generated at both ends of the coil 14 from another perspective, when no external magnetic field is applied, the voltage level is constant at the base 171i pressure EI (, -
E, and the respective times τ and τ7 become τT−2τ.
しかして外部磁界を加えた場合には第４図の（Ｃ）に示
すように電圧レベルが一定の基準電圧ＥＲ、−ＥＲとな
る時間τ、τ７がτＴ≠２τとなる。When an external magnetic field is applied, as shown in FIG. 4C, the times τ and τ7 at which the voltage levels reach constant reference voltages ER and -ER become τT≠2τ.
従って第４図の（ｂ）及び（ｄ）に示すようにコイル１
４の両端に発生する電圧波形をヒステリシス特性をもつ
コンパレータ等のレベル弁別回路で基準電圧ＥＲ，−Ｅ
、により、一定振幅の電圧１、ｉ号に変換し、その電圧
信号によりＥＲから−Ｅ、になるまでの時間τ１と、−
Ｅ７からＥＲになるまでの時間τ２をパルス幅として測
定しそれに基づいて外部磁界を計７１１１１できる。Therefore, as shown in FIG. 4(b) and (d), the coil 1
The voltage waveform generated at both ends of 4 is converted to reference voltages ER, -E using a level discrimination circuit such as a comparator with hysteresis characteristics.
, it is converted into a voltage 1, i with a constant amplitude, and the time τ1 from ER to -E due to that voltage signal is -
The time τ2 from E7 to ER is measured as a pulse width, and the external magnetic field can be calculated based on the pulse width.
このような原理に基づいて為されたのが請求項（３）記
載の発明で、上述した構成とすることによってレベル弁
別回路によりコイルの両端に発生する電圧波形に応じた
電圧信号を出力しその電圧信号のパルス幅を検出するこ
とによって磁気１１−１定かできることになる。The invention as claimed in claim (3) is based on this principle, and with the above-described configuration, the level discrimination circuit outputs a voltage signal according to the voltage waveform generated at both ends of the coil. The magnetism 11-1 can be determined by detecting the pulse width of the voltage signal.
さらに請求項（４）記載の発明においては、強磁性体を
コアとする第２のコイルを固定インピーダンスに代えて
使用することにより、２つのコイルのインピーダンスは
そのコイルに交差する外部磁界に対応して変化し、各コ
イルの接続点にはそれぞれのコイルに交差する磁界強度
の差分に比例した出力電圧が発生する。従ってこの電圧
をご求項（２）記載の発明と同様の直流分検出手段や請
求項（３）記載の発明と同様のパルス幅変調手段を使用
して信号処理することによって磁気δ−１定ができるこ
とになる。Furthermore, in the invention set forth in claim (4), by using a second coil having a ferromagnetic material core instead of a fixed impedance, the impedance of the two coils corresponds to the external magnetic field crossing the coil. An output voltage proportional to the difference in magnetic field strength crossing each coil is generated at the connection point of each coil. Therefore, by processing this voltage using a DC component detection means similar to the invention described in claim (2) or a pulse width modulation means similar to the invention described in claim (3), magnetic δ-1 can be determined. will be possible.
そして各発明においては、温度が変動するとコイルの巻
線抵抗と強磁性体コアの透磁率が微小ではあるが変化す
る。しかしこの変化によるコイルのインピーダンスは磁
化電流の正負極性とも等しく変化するので相互に補償し
合い、その結果温度変化による出力電圧のドリフトは発
生しない。In each invention, when the temperature changes, the winding resistance of the coil and the magnetic permeability of the ferromagnetic core change, albeit minutely. However, since the impedance of the coil due to this change changes equally for both the positive and negative polarities of the magnetizing current, they mutually compensate, and as a result, no drift in the output voltage occurs due to temperature change.
また強磁性体コアをコイルに流す電流で充分飽和するま
で磁化するとコイルの両端に発生する出力電圧は一定値
にクリップされ、コイル両端の出力電圧は外部磁界の強
弱のみによって正極と負極との振幅及び位相が変化する
。従って固定周波数・定電圧電源の出力電圧や固定イン
ピーダンスの抵抗値が多少変化しても検出感度は変化し
ない。In addition, when the ferromagnetic core is magnetized to saturation with the current flowing through the coil, the output voltage generated at both ends of the coil is clipped to a constant value, and the output voltage at both ends of the coil varies in amplitude between the positive and negative poles depending only on the strength of the external magnetic field. and the phase changes. Therefore, even if the output voltage of the fixed frequency/constant voltage power supply or the resistance value of the fixed impedance changes somewhat, the detection sensitivity does not change.
［実施例コ 以下、本発明の一実施例を図面を参照して説明する。[Example code] Hereinafter, one embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
第５図に示すように、固定周波数・定電圧電源である発
振器２１に固定インピーダンスとしての抵抗２２と強磁
性体コア２３に巻回されたコイル２４との直列接続体を
接続している。As shown in FIG. 5, a series connection body of a resistor 22 as a fixed impedance and a coil 24 wound around a ferromagnetic core 23 is connected to an oscillator 21 which is a fixed frequency/constant voltage power supply.
前記コイル２４の両端に発生する出力電圧を正電圧検波
器２５及び負電圧検波器２６にそれぞれ供給している。The output voltage generated at both ends of the coil 24 is supplied to a positive voltage detector 25 and a negative voltage detector 26, respectively.
そして前記各検波器２５．２６からの検波出力を加算器
２７に供給して加算し出力ｉＩ圧Ｖｏを出力するように
なっている。Then, the detection outputs from each of the detectors 25 and 26 are supplied to an adder 27 and added together to output an output iI pressure Vo.
この実施例においては、先ず発振器２１からコイル２４
に抵抗２２を介して交流電流を供給して強磁性体２３を
飽和するまで磁化する。In this embodiment, first the oscillator 21 is connected to the coil 24.
An alternating current is supplied to the ferromagnetic material 23 through the resistor 22 to magnetize the ferromagnetic material 23 until it is saturated.
そしてコイル２４の両端に発生した出力電圧ｅｏをそれ
ぞれ検波器２５．２６で検波する。正電圧検波器２５で
はコイル２４に発生する出力電圧ｅ。の正電圧ｖ１に比
例した直流電圧Ｖ１を得る。また負電圧検波器２６では
コイル２４に発生する出力電圧ｅ。の正電圧ｖ２に比例
した直流電圧ｖ２を得る。The output voltage eo generated at both ends of the coil 24 is detected by detectors 25 and 26, respectively. In the positive voltage detector 25, the output voltage e generated in the coil 24. A DC voltage V1 proportional to the positive voltage v1 of is obtained. Further, in the negative voltage detector 26, the output voltage e generated in the coil 24. A DC voltage v2 proportional to the positive voltage v2 of is obtained.
しかしてこの各直流電圧Ｖ、、Ｖ２が加算器２７１：
Ｏｔ給され、Ｖ ＋ 十（Ｖ ２ ） （７）加ＦＩＧ
理カ行われその結果が出力電圧Ｖ。とじて出力される。Therefore, each DC voltage V, , V2 of the lever is added to the adder 271:
Ot supplied, V + ten (V 2 ) (7) added FIG
The result is the output voltage V. The output will be closed.
従って強磁性体コア２３に外部磁界が交差しなければＩ
ＶＩ １−ＩＶ２ １となっているので出力電圧■ｏ
はＯＶとなる。Therefore, if the external magnetic field does not cross the ferromagnetic core 23, I
Since VI 1-IV2 1, the output voltage ■o
becomes OV.
また強磁性体コア２３に外部磁界が交差すると外部磁界
の極性とその強さに対応して直流電圧Ｖ、、Ｖ２が変化
するので、加算Ｊ：ｔｉ ２７からの出力電圧Ｖ。−■
＋ ＋ （−Ｖ２ ）は外部磁界に対応した値となる。Further, when an external magnetic field crosses the ferromagnetic core 23, the DC voltage V, V2 changes depending on the polarity and strength of the external magnetic field, so the output voltage V from the addition J:ti 27. −■
+ + (-V2) is a value corresponding to the external magnetic field.
しかしてこの出力電圧■ｏによってコイル２４に交差し
た微小磁束を計測することができる。However, the minute magnetic flux that crosses the coil 24 can be measured by the output voltage (Io) of the lever.
そして本実施例の方式を使用したところ第６図に示すよ
うに０〜１０ガウスという微小な磁束密度に対してＯ〜
略５００ｍＶという高い出力電圧ｖｏが得られ検出感度
の向上を図ることができた。When the method of this embodiment is used, as shown in Figure 6, for a minute magnetic flux density of 0 to 10 Gauss, O~
A high output voltage vo of approximately 500 mV was obtained, making it possible to improve detection sensitivity.
従ってこの磁気４ｐ１定を鋼管や鋼板等の欠陥を検査す
る漏洩磁束探傷法に適用すれば精度の高い欠陥検査が可
能となる。Therefore, if this magnetic 4p1 constant is applied to the leakage magnetic flux flaw detection method for inspecting defects in steel pipes, steel plates, etc., highly accurate defect inspection becomes possible.
ところで本実施例において発振器２１の出力電圧ｅを３
０ Ｖ ＰＰ （ｐｅａｋ ｔｏ ｐｅａｋ電圧）とし
、磁束密度を１０ガウスに一定にして抵抗２２の抵抗値
Ｒ３を５０Ω、１００Ω、１５０Ω、２００Ωと変化し
てコイル２４の両端に発生する出力電圧ｅｏを測定した
ところ第７図に示すように抵抗値が４倍変化したのに対
して出力電圧ｅ□は０．５Ｖ−０，２Ｖ程度の変化であ
り、微小磁界強度に対する検出感度差は約６０％程度で
あった。そして実用上では抵抗２２として金属波Ｍ抵抗
を使用すれば０〜８０℃の温度変化による抵抗値の変化
は１％以下であるから温度変化によって検出感度はほと
んど変化しないことが分る。By the way, in this embodiment, the output voltage e of the oscillator 21 is set to 3
Set to 0 V PP (peak to peak voltage), keep the magnetic flux density constant at 10 Gauss, change the resistance value R3 of the resistor 22 from 50 Ω, 100 Ω, 150 Ω, and 200 Ω, and measure the output voltage eo generated across the coil 24. As shown in Fig. 7, while the resistance value changed four times, the output voltage e□ changed by about 0.5V - 0.2V, and the difference in detection sensitivity for minute magnetic field strength was about 60%. Met. In practice, if a metal wave M resistor is used as the resistor 22, the change in resistance value due to a temperature change from 0 to 80 DEG C. is less than 1%, so it can be seen that the detection sensitivity hardly changes due to a temperature change.
また抵抗２２の抵抗ｒＩｉＲ＋ ＝ １００Ωとして発
振器２１の出力電圧ｅを２０〜３ｏｖ＋、ｐと変化した
ときのコイル２４のバイアス電圧ＶＢの変化を測定した
ところ第８図に示す結果が得られた。すなわちバイアス
電圧ＶＢの変化は最大で０．１７Ｖであった。Further, when the resistance rIiR+ of the resistor 22 was set to 100Ω and the output voltage e of the oscillator 21 was varied from 20 to 3 ov+, p, the change in the bias voltage VB of the coil 24 was measured, and the results shown in FIG. 8 were obtained. That is, the maximum change in bias voltage VB was 0.17V.
これは実用する発振器２１の出力電圧ｅの変動は通常の
使用において最大でも１％以下であり、従って磁気測定
にはほとんど影響しないことが分る。This shows that the variation in the output voltage e of the oscillator 21 in practical use is at most 1% or less in normal use, and therefore has almost no effect on magnetic measurements.
さらに発振器２１の出力電圧を３０Ｖ、、として抵抗２
２の抵抗値Ｒ３を５０Ω、１００Ω、１５０Ω、２００
Ωと変化してコイル２４のバイアス電圧Ｖｌ］を測定し
たところ第９図に示す結果が得られた。すなわちバイア
ス電圧Ｖ、の変化は０．１ｖであった。Furthermore, the output voltage of the oscillator 21 is set to 30V, and the resistor 2
The resistance value R3 of 2 is 50Ω, 100Ω, 150Ω, 200
When the bias voltage Vl of the coil 24 was measured, the results shown in FIG. 9 were obtained. That is, the change in bias voltage V was 0.1v.
これは実用する抵抗２２の温度変化は最大でも１９６以
下であり、温度変化に対するドリフト電圧の変化は無視
できることが分る。This shows that the temperature change of the resistor 22 in practical use is at most 196 or less, and the change in drift voltage with respect to temperature change can be ignored.
次に本発明の他の実施例を図面の簡単な説明する。なお
、前記実施例と同一部分には同一符号を付して詳細な悦
明は省略する。。Next, another embodiment of the present invention will be briefly described with reference to the drawings. It should be noted that the same parts as in the previous embodiment are given the same reference numerals and detailed explanations will be omitted. .
他の実施例の１つは第１０図に示すように、コイル２４
の両端に発生する出力電圧ｅ□を差動増幅器２８で増幅
することによって正電圧ｖ１と負電圧Ｖ２との差の電圧
を増幅し、それを抵抗２９とコンデンサ３０からなるロ
ーパスフィルタ回路を介して出力して出力電圧Ｖｏを得
るようにしたものである。Another embodiment is as shown in FIG.
The differential amplifier 28 amplifies the output voltage e□ generated across the terminals, thereby amplifying the difference between the positive voltage v1 and the negative voltage V2. The output voltage Vo is obtained by outputting the voltage Vo.
従ってこの実施例においても前記実施例と同様に外部磁
界をコイル２４に発生する出力電圧ｅ。Therefore, in this embodiment as well, the output voltage e that generates an external magnetic field in the coil 24 is the same as in the previous embodiment.
の正電圧Ｖ、と負電圧ｖ２との差の電圧として取り出す
ことができ、前記実施例と同様の効果が得られるもので
ある。The voltage can be extracted as the difference between the positive voltage V and the negative voltage v2, and the same effect as in the embodiment described above can be obtained.
また他の実施例の別の１つは第１１図に示すように、コ
イル２４の両端に発生する出力電圧ｅ（。In another embodiment, as shown in FIG. 11, the output voltage e() is generated across the coil 24.
をレベル弁別回路であるコンパレータ３１に供給してい
る。前記コンパレータ３１は演算増幅器３２と２つの抵
抗３３．３４からなり、前記コイル２４からの出力電圧
ｅ０を演算増幅器３２の反転入力端子（−）に人力して
いる。また前記抵抗３３を演算増幅器３２の出力端子と
非反転入力端子（１）との間に接続し、前記抵抗３４を
非反転入力端子（１）と接地点との間に接続している。is supplied to a comparator 31 which is a level discrimination circuit. The comparator 31 consists of an operational amplifier 32 and two resistors 33 and 34, and outputs the output voltage e0 from the coil 24 to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 32. Further, the resistor 33 is connected between the output terminal of the operational amplifier 32 and the non-inverting input terminal (1), and the resistor 34 is connected between the non-inverting input terminal (1) and the ground point.
そして前記コンパレータ３１の出力をローパスフィルタ
回路３５を介して出力電圧Ｖ。とじて取り出すようにし
ている。The output of the comparator 31 is then passed through a low-pass filter circuit 35 to an output voltage V. I close it and take it out.
この実施例はパルス幅変調方式を動作原理とするもので
、コイル２４の両端に発生する出力電圧ｅ（、が演算増
幅器３２の反転入力端子（−）に入力されると、その演
算増幅器３２からの出力電圧Ｅｏが抵抗３３．３４で分
割されて非反転入力端子（１）に正帰還される。The operating principle of this embodiment is the pulse width modulation method, and when the output voltage e (, generated at both ends of the coil 24 is input to the inverting input terminal (-) of the operational amplifier 32, The output voltage Eo is divided by resistors 33 and 34 and is positively fed back to the non-inverting input terminal (1).
ここで抵抗３３．３４の抵抗値Ｒ２，Ｒ，の比を、
ＩＥＲｌ”ＩＥＰ ｌ
＝ Ｉ Ｅｏ ｌ ＸＲＩ ／ （Ｒ２＋Ｒ１）の式が
成立するように設定する。なお、ｌＥＲｌは基準電圧、
１Ｅｐｌは正帰還電圧である。Here, the ratio of the resistance values R2 and R of the resistors 33.34 is set so that the formula IERl''IEPl = IEo l
1Epl is a positive feedback voltage.
そしてコンパレータ３１からの出力電圧は正負の出力電
圧であるから演算増幅器３２の非反転入力端子（１）に
は第４図に示す基準電圧ＥＲｓ−ＥＲが自動的に印加さ
れることになる。従ってコンパレータ３１はヒステリシ
ス特性を有することになる。Since the output voltage from the comparator 31 is a positive and negative output voltage, the reference voltage ERs-ER shown in FIG. 4 is automatically applied to the non-inverting input terminal (1) of the operational amplifier 32. Therefore, the comparator 31 has hysteresis characteristics.
しかしてコンパレータ３１からは外部磁界が無いか加わ
るこ、とによって第４図の（ｂ）、（ｄ）に示すような
電圧信号が出力され、パルス幅変調された出力電圧が発
生することになる。Therefore, the comparator 31 outputs a voltage signal as shown in FIG. 4 (b) and (d) depending on whether an external magnetic field is applied or not, and a pulse width modulated output voltage is generated. .
こうして得られた出力電圧をローパスフィルタ回路３５
を介すことによってパルス幅τｌ、τ２の比（τｌ／τ
２）に対応した直流出力電圧ｖ。The output voltage thus obtained is passed to the low-pass filter circuit 35.
The ratio of pulse widths τl and τ2 (τl/τ
2) DC output voltage v corresponding to.
として取り出すことができる。It can be extracted as
従ってこの出力電圧Ｖ。によって外部に発゛生した微小
磁束を計ｎ１することができる。Therefore, this output voltage V. The minute magnetic flux generated externally can be calculated by n1.
そして本実施例の方式を使用したところ第１２図に示す
ように０〜１００ガウスという微小な磁束密度に対して
０〜６００ｍＶ以上という高い出力電圧ｖｏが得られ検
出感度の向上を図ることができた。When the method of this embodiment is used, as shown in Fig. 12, a high output voltage vo of 0 to 600 mV or more can be obtained for a minute magnetic flux density of 0 to 100 Gauss, and the detection sensitivity can be improved. Ta.
従って本実施例においても前記実施例と同様の効果が得
られるものである。Therefore, in this embodiment, the same effects as in the previous embodiment can be obtained.
また他の実施例のさらに別の１つは第１３図に示すよう
に、固定インピーダンスとしての抵抗２２に代えて強磁
性体コア３６に巻回されたコイル３７を第２のコイルと
して使用したもので、各コイル２４．３７のインピーダ
ンスをＺＳｉｎ ２８２とし、発振器２１の出力電圧
をｅとすると、コイル２４の両端に発生する出力電圧ｅ
□は、ｅｏ ””ｅ−ＺＳ２／ （Ｚ！ｌｌ＋Ｚｓ２）
となる。そして各コイル２４．３７のインピーダンスＺ
４＋＋ ＺＳ２は、交差する外部磁界に対応して変化
するので、結局各コイル２４．３７に交差する磁界強度
の差分に比例した出力電圧ｅ０が得られることになる。In yet another example, as shown in FIG. 13, a coil 37 wound around a ferromagnetic core 36 is used as the second coil instead of the resistor 22 as a fixed impedance. If the impedance of each coil 24.37 is ZSin 282 and the output voltage of the oscillator 21 is e, then the output voltage e generated across the coil 24 is
□ is eo ””e-ZS2/ (Z!ll+Zs2)
becomes. And the impedance Z of each coil 24.37
4++ ZS2 changes in response to the intersecting external magnetic field, resulting in an output voltage e0 proportional to the difference in magnetic field strength intersecting each coil 24.37.
しかしてこの出力電圧ｅ。を上述した各実施例に示した
ように電圧（振幅）検、波するがパルス幅変調すること
によって各コイル２４．３７に交差する磁界強度の差分
のみを計測できることになる。However, this output voltage e. By detecting the voltage (amplitude) and modulating the pulse width of the wave as shown in each of the above-described embodiments, it is possible to measure only the difference in the strength of the magnetic field crossing each coil 24, 37.
このように固定インピーダンスを使用しないで強磁性体
コアに巻回されたコイルを２個使用することによっても
微小磁束を高い検出感度で測定することができる。By using two coils wound around a ferromagnetic core without using a fixed impedance in this way, minute magnetic flux can also be measured with high detection sensitivity.
［発明の効果］
以上詳述したように本発明によれば、微小磁界に対する
検出感度が高く、しかも温度変化に対する出力変化が小
さく温度変化特性の良好な磁気測定方法及び磁気測定装
置を提供できるものである。[Effects of the Invention] As detailed above, according to the present invention, it is possible to provide a magnetic measuring method and a magnetic measuring device that have high detection sensitivity to minute magnetic fields, small output changes with temperature changes, and good temperature change characteristics. It is.
第１図は本発明の基本原理を説明するための回路図、第
２図は本発明の基本原理を説明するための発振器及びコ
イルの出力電圧波形図、第３図は第１図における強磁性
体コアのヒステリシス特性及び透磁率特性を示す特性図
、第４図は本発明のもう１つの基本原理を説明する発振
器及びコイルの出力電圧波形図、第５図乃至第９図は本
発明の一実施例を示すもので、第５図は回路図、第６図
は磁束密度−出力電圧特性（検出感度特性）を示す特性
図、第７図は抵抗変化に対するコイルの出力電圧変化特
性を示す特性図、第８図は発振器の出力電圧変化に対す
るコイルのバイアス電圧変化特性を示す特性図、第９図
は抵抗変化に対するコイルのバイアス電圧変化特性を示
す特性図、第１０図乃至第１３図は本発明の他の実施例
を示すもので、第１０図、第１１図及び第１３図は回路
図、第１２図は第１１図における磁束密度−出力電圧特
性（検出感度特性）を湿す特性図、第１４図は従来の漏
洩磁束探傷法を説明するための構成図、第１５図は第１
４図における鋼材表面とホール素子との距離に対する漏
れ磁束密度特性を示す特性図、第１６図は第１５図の特
性を得るための鋼材における欠陥例を示す図、第１７図
は従来の各種センサーの磁束密度−出力電圧特性を示す
特性図、第１８図は従来の磁気抵抗素子の初期バイアス
電圧のバラツキを示すグラフ、第１９図は従来の磁気ダ
イオードの温度−出力電圧特性をａｌ定するための測定
回路図、第２０図は第１９図での温度−出力電圧特性を
示す特性図である。
１１．２１・・・発振器（定周波・定電圧電源）、２２
・・・抵抗（固定インピーダンス）、２３．３６・・・
強磁性体コア、
２４．３７・・・コイル、
２５・・・正電圧検波器、
２６・・・負電圧検波器、
２７・・・加算器、
２８・・・差動増幅器、
２つ・・・抵抗、
３０・・・コンデンサ、
３１・・・コンパレータ（レベル弁別回路）、３５・・
・ローパスフィルタ回路。
出願人代理人 弁理士 鈴江武彦
第 ４ 口
第１ 図
１□
第３ 図
第２ 図
第１４図
第１５図
第２０図
閂ρ−虫〉
−と大Ｎ区−くｙFigure 1 is a circuit diagram for explaining the basic principle of the present invention, Figure 2 is an output voltage waveform diagram of an oscillator and coil for explaining the basic principle of the present invention, and Figure 3 is a diagram of the ferromagnetism in Figure 1. FIG. 4 is a characteristic diagram showing the hysteresis characteristics and magnetic permeability characteristics of the body core. FIG. 4 is an output voltage waveform diagram of the oscillator and coil that explains another basic principle of the present invention. FIGS. Fig. 5 is a circuit diagram, Fig. 6 is a characteristic diagram showing magnetic flux density-output voltage characteristics (detection sensitivity characteristics), and Fig. 7 is a characteristic diagram showing coil output voltage change characteristics with respect to resistance changes. Figure 8 is a characteristic diagram showing the bias voltage change characteristics of the coil with respect to changes in the output voltage of the oscillator. Figure 9 is a characteristic diagram showing the bias voltage change characteristics of the coil with respect to resistance changes. 10, 11 and 13 are circuit diagrams, and FIG. 12 is a characteristic diagram showing the magnetic flux density-output voltage characteristics (detection sensitivity characteristics) in FIG. 11. , Fig. 14 is a configuration diagram for explaining the conventional leakage magnetic flux flaw detection method, and Fig. 15 is a block diagram for explaining the conventional leakage magnetic flux flaw detection method.
Figure 4 is a characteristic diagram showing the leakage magnetic flux density characteristics with respect to the distance between the steel material surface and the Hall element, Figure 16 is a diagram showing examples of defects in steel materials to obtain the characteristics shown in Figure 15, and Figure 17 is a diagram showing various conventional sensors. Fig. 18 is a graph showing the variation in the initial bias voltage of a conventional magnetoresistive element, Fig. 19 is a graph showing the temperature - output voltage characteristic of a conventional magnetic diode. FIG. 20 is a characteristic diagram showing the temperature-output voltage characteristics in FIG. 19. 11.21... Oscillator (constant frequency/constant voltage power supply), 22
...Resistance (fixed impedance), 23.36...
Ferromagnetic core, 24.37...Coil, 25...Positive voltage detector, 26...Negative voltage detector, 27...Adder, 28...Differential amplifier, two...・Resistor, 30... Capacitor, 31... Comparator (level discrimination circuit), 35...
-Low pass filter circuit. Applicant's representative Patent attorney Takehiko Suzue No. 4 Part 1 Figure 1 □ Figure 3 Figure 2 Figure 14 Figure 15 Figure 20 Bar ρ - Insect > - and Large N Ward - Kuy
Claims (4)
されたコイルに定周波でかつ定電圧の交流電力を供給し
、前記コイルの両端に発生する電圧の直流分レベルによ
り磁気測定を行うことを特徴とする磁気測定方法。(1) Supplying constant frequency and constant voltage AC power to a coil wound around a ferromagnetic core via a fixed impedance, and performing magnetic measurements based on the level of the DC component of the voltage generated across the coil. A magnetic measurement method characterized by:
に接続された固定インピーダンスとからなる直列接続体
と、この直列接続体に交流電力を供給する定周波・定電
圧電源と、前記コイルの両端に発生する電圧の直流分を
検出する直流分検出手段を設け、前記直流分検出手段が
検出した直流分レベルにより磁気測定を行なう磁気測定
装置。(2) a series connection body consisting of a coil having a core of ferromagnetic material and a fixed impedance connected in series with the coil; a constant frequency/constant voltage power source that supplies alternating current power to the series connection body; and the coil. 1. A magnetic measuring device that is provided with a DC component detection means for detecting a DC component of a voltage generated at both ends of the magnetic field, and performs magnetic measurement based on the DC component level detected by the DC component detection means.
に接続された固定インピーダンスとからなる直列接続体
と、この直列接続体に交流電力を供給する定周波・定電
圧電源と、前記コイルの両端に発生する電圧波形が予め
設定された正の基準電圧に達したときハイレベルとなり
、予め設定された負の基準電圧に達したときローレベル
となる電圧信号を出力するヒステリシス特性を有するレ
ベル弁別回路を設け、前記レベル弁別回路から出力され
る電圧信号のパルス幅により磁気測定を行なう磁気測定
装置。(3) A series connection body consisting of a coil having a core of ferromagnetic material and a fixed impedance connected in series with this coil, a constant frequency/constant voltage power source that supplies alternating current power to this series connection body, and the coil A level with hysteresis characteristics that outputs a voltage signal that becomes high level when the voltage waveform generated at both ends reaches a preset positive reference voltage, and becomes low level when it reaches a preset negative reference voltage. A magnetic measurement device that includes a discrimination circuit and performs magnetic measurement based on the pulse width of a voltage signal output from the level discrimination circuit.
２コイルに置換した請求項（２）又は（３）記載の磁気
測定装置。(4) The magnetic measurement device according to claim (2) or (3), wherein the fixed impedance is replaced with a second coil having a ferromagnetic material as a core.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP1110108A JP2617570B2 (en) | 1989-04-28 | 1989-04-28 | Magnetic measuring device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
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Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01308982A true JPH01308982A (en) | 1989-12-13 |
| JP2617570B2 JP2617570B2 (en) | 1997-06-04 |
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| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2617570B2 (en) |
Cited By (4)
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| US5235275A (en) * | 1990-02-22 | 1993-08-10 | Nkk Corporation | Magnetic inspection apparatus for thin steel strip having magnetizer and detection coil within a hollow roller rotated by the steel strip |
| US5287059A (en) * | 1990-05-19 | 1994-02-15 | Nkk Corporation | Saturable core magnetometer with a parallel resonant circuit in which the W3 DC level changes with a change in an external magnetic field |
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-
1989
- 1989-04-28 JP JP1110108A patent/JP2617570B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2617570B2 (en) | 1997-06-04 |
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|---|---|---|---|
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