JPH01298695A - Electric-discharge lamp lighting device - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To remove the unstability of the arc caused by an acoustic resonance phenomenon by making the ratio of DC operation period to high frequency operation period according to the light control ratio. CONSTITUTION:A power source A switches DC power sources V1, V2 to supply a DC current to a high-voltage electric-discharge lamp 1, and a power source B switches the power source V1, V2 to supply a high frequency power to the electric-discharge lamp 1. The power source B is intermittently operated by a control circuit 3, and the power source A is operated during the non-operation period of the power source B. In this case, a light control signal from an input means 2 is inputted to the control circuit 3, and the switching element S1 or S2 of the power source A or B is controlled by a PWM control means 4 to control the supply power to the electric-discharge lamp 1, and the ratio of operation period of the power source A to that of the power source B is made variable according to the light control ratio of the discharge lamp 1 by an operation period control means consisting of a light control level judging circuit 6 and a low frequency oscillating circuit 5.

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明は、スイッチング素子を用いて高圧放電灯を安定
に点灯せしめる放電灯点灯装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a discharge lamp lighting device that stably lights a high-pressure discharge lamp using a switching element.

［従来の技術］ 商用電源を用いる放電灯点灯装置は、動作周波数が低い
ので、点灯装置を構成するチョークやトランス、コンデ
ンサ等の部品の寸法・重量が大きくなる。そこで、点灯
装置の小型軽量化を図るための手段として、高周波点灯
方式が提案されている０例えば、蛍光灯の点灯装置にお
いては、スイッチングトランジスタ等を用いた高周波点
灯装置が既に実用化されている。一方、高圧放電灯の点
灯装置においても点灯周波数を高周波にすると、蛍光灯
の場合と同様に点灯装置の小型軽量化を図ることができ
るが、高圧放電灯を高周波点灯すると、いわゆる音響的
共鳴現象に起因するアークの不安定性が生じることが従
来から知られている。そこで、高圧放電灯を高周波点灯
することによって得られる利点を活かすために、音響的
共鳴現象の全く発生しない周波数帯域の電力と、音響的
共鳴現象が発生し得る高周波の周波数帯域の電力とを所
定の周期で交互に高圧放電灯に供給する点灯装置が提案
されている（特願昭５９−１１８６６３号）。[Prior Art] A discharge lamp lighting device that uses a commercial power source has a low operating frequency, so the dimensions and weight of components such as a choke, a transformer, and a capacitor that constitute the lighting device are large. Therefore, a high-frequency lighting system has been proposed as a means to reduce the size and weight of lighting devices. For example, high-frequency lighting devices using switching transistors, etc. have already been put into practical use in lighting devices for fluorescent lamps. . On the other hand, if the lighting frequency of a high-pressure discharge lamp lighting device is set to a high frequency, the lighting device can be made smaller and lighter in the same way as in the case of fluorescent lamps, but when a high-pressure discharge lamp is lit at a high frequency, so-called acoustic resonance phenomenon It has been known that arc instability occurs due to Therefore, in order to take advantage of the advantages obtained by lighting a high-pressure discharge lamp at a high frequency, the power in a frequency band where no acoustic resonance phenomenon occurs and the power in a high frequency frequency band where an acoustic resonance phenomenon can occur are determined. A lighting device has been proposed that alternately supplies light to a high-pressure discharge lamp at a cycle of (Japanese Patent Application No. 118663/1982).

この従来例を第８図に示す、第８図の点灯装置は、音響
的共鳴現象が全く発生しない周波数帯域の電源としてチ
ョッパ回路ＣＨを用い、音響的共鳴現象が発生し得る高
周波の電源としては、インバータ回路ＴＶを用いている
。チョッパ回＆￥ＩｃＨは、直流電源■１をスイッチン
グするトランジスタＱ１と、限流用の抵抗Ｒ、チョーク
Ｌｓ及びコンデンサＣｓよりなる高域阻止フィルタ回路
とからなり、直流電力を高圧放電灯１に供給する。イン
バータ回路■■は、直流電源■２と、トランジスタＱ２
．Ｑ、の直列回路と、コンデンサＣ２、Ｃ：１の直列回
路を並列接続して成り、トランジスタＱ　２　。This conventional example is shown in FIG. 8. The lighting device shown in FIG. 8 uses a chopper circuit CH as a power source in a frequency band where no acoustic resonance phenomenon occurs, and uses a chopper circuit CH as a power source in a high frequency band where acoustic resonance phenomenon may occur. , an inverter circuit TV is used. The chopper circuit & IcH consists of a transistor Q1 that switches the DC power supply ■1, and a high-frequency blocking filter circuit consisting of a current-limiting resistor R, choke Ls, and capacitor Cs, and supplies DC power to the high-pressure discharge lamp 1. . The inverter circuit ■■ consists of a DC power supply ■2 and a transistor Q2.
．． The transistor Q 2 consists of a series circuit of Q and a series circuit of capacitors C2 and C:1 connected in parallel.

Ｑ、の接続点とコンデンサＣ２，Ｃ，の接続点との間に
、限流インピーダンスを介して高圧放電灯１を接続して
いる。各トランジスタＱ２．Ｑ、のコレクタ・エミッタ
間には、それぞれダイオードＤ、、Ｄ、が逆並列接続さ
れている。限流インピーダンスは、インダクタンスＬ２
とコンデンサＣ４の直列回路よりなる。The high pressure discharge lamp 1 is connected between the connection point of Q and the connection point of capacitors C2 and C through a current limiting impedance. Each transistor Q2. Diodes D, , D, are connected in antiparallel between the collector and emitter of Q, respectively. The current limiting impedance is the inductance L2
It consists of a series circuit consisting of a capacitor C4 and a capacitor C4.

第９図（ａ）は上記回路において、全点灯時に高圧放電
灯１に流れるランプ電流ＩＮ’ａの波形図である。トラ
ンジスタＱ１は直流動作期間ＴＤｃにおいて高周波でオ
ンオフされ、抵抗Ｒを介して限流され、チョークＬｓ及
びコンデンサＣｓを含む高域阻止フィルタ回路にて高周
波成分金除去された直流電流ＩＤＣを高圧放電灯１に流
し、高周波動作期間ＴＨＦにおいては、トランジスタＱ
、はオフして、トランジスタＱ、、Ｑ、が交互にオンさ
れて、限流インピーダンスを介して高圧放電灯１に高周
波電流ｒＨＦを流す、直流動作期間ＴＤｏと高周波動作
期間ＴＨＥとの比率を適切に選ぶことによって、音響的
共鳴現象の発生を防止することができ、アークを安定化
することができる。FIG. 9(a) is a waveform diagram of the lamp current IN'a flowing through the high pressure discharge lamp 1 during full lighting in the above circuit. The transistor Q1 is turned on and off at high frequency during the DC operation period TDc, the current is limited via the resistor R, and the high-frequency component gold is removed by a high-frequency blocking filter circuit including the choke Ls and the capacitor Cs. During the high frequency operation period THF, the transistor Q
, is turned off, and transistors Q, ,Q, are turned on alternately to flow high-frequency current rHF into the high-pressure discharge lamp 1 via the current-limiting impedance.The ratio between the DC operating period TDo and the high-frequency operating period THE is set appropriately. By selecting this, it is possible to prevent the occurrence of acoustic resonance phenomena and stabilize the arc.

第９図（ｂ）は上記回路において、調光点灯時に高圧放
電灯１に流れるランプ電流Ｉｌａの波形図である。調光
点灯時においては、トランジスタＱ１のオン期間を短く
し、直流動作期間ＴＤｃに流れる直流成分の振幅を小さ
くしており、これによって出力光束を低減させるもので
ある。FIG. 9(b) is a waveform diagram of the lamp current Ila flowing through the high pressure discharge lamp 1 during dimming lighting in the above circuit. During dimming lighting, the on period of the transistor Q1 is shortened to reduce the amplitude of the DC component flowing during the DC operation period TDc, thereby reducing the output luminous flux.

［発明が解決しようとする課題］ 上述の従来技術においては、直流動作期間ＴＤｃと高周
波動作期間ＴＨＦの比率は一定であり、高周波動作期間
ＴＨＦは直流動作期間ＴＤＣに比べて短く設定されてい
る。したがって、主たる電力は直流動作期間ＴＤｃにお
いて供給されており、調光時には直流電力のみを低減さ
せる。このため、全点灯時と調光点灯時とでは、直流電
力に対する高周波電力の割合が異なる。全点灯時には直
流電力に対する高周波電力の割合が少ないので、音響的
共鳴現象によるアークの不安定は生じないが、調光点灯
時には直流電力に対する高周波電力の割合が相対的に多
くなるので、音響的共鳴現象によるアークの不安定を生
じる。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described conventional technology, the ratio between the DC operation period TDc and the high frequency operation period THF is constant, and the high frequency operation period THF is set to be shorter than the DC operation period TDC. Therefore, the main power is supplied during the DC operation period TDc, and only the DC power is reduced during dimming. Therefore, the ratio of high-frequency power to DC power is different between full lighting and dimmed lighting. When fully lit, the ratio of high-frequency power to DC power is small, so arc instability due to acoustic resonance does not occur, but when dimmed, the ratio of high-frequency power to DC power is relatively high, so acoustic resonance occurs. This phenomenon causes instability of the arc.

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、高周波電力を間欠的に放電灯に
供給し、少なくとも高周波電力の休止期間中に直流電力
を放電灯に供給する放電灯点灯装置において、アークを
安定させたまま調光できるようにすることにある。The present invention has been made in view of these points, and its purpose is to supply high-frequency power to a discharge lamp intermittently, and to supply DC power to the discharge lamp at least during the period when the high-frequency power is not supplied. To provide a discharge lamp lighting device capable of dimming while keeping the arc stable.

［課題を解決するための手段］ 本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第１図に示すように、直流電源■１．
■２と、直流電源Ｖ、、Ｖ、をスイッチングして高圧放
電灯１に直流電力を供給する第１のスイッチング電源Ａ
と、直流電源Ｖ、、Ｖ２をスイッチングして高圧放電灯
１に高周波電力を供給する第２のスイッチング電源Ｂと
、第２のスイッチング電源Ｂを間欠的に動作させると共
に少なくとも第２のスイッチング電源Ｂの不動作期間に
第１のスイッチング電源Ａを動作させる制御回路３と、
高圧放電灯１の調光信号を制御回路３に入力する調光信
号入力手段２とを備え、前記制御回路３は入力された調
光信号に応じて第１（又は第２）のスイッチング電源Ａ
（又はＢ）におけるスイッチング素子Ｓ１（又はＳ２）
を制御して高圧放電灯１への供給電力を制御する電力制
御手段（Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｆｔ制御手段４）と、第１のスイ
ッチング電源Ａの動作期間と第２のスイッチング電源Ｂ
の動作期間の比率を高圧放電灯１の調光比に応じて可変
とする動作期間制御手段（低周波発振回路５と調光レベ
ル判別回路６）を備えることを特徴とするものである。[Means for Solving the Problems] In the discharge lamp lighting device according to the present invention, in order to solve the above problems, as shown in FIG. 1, a DC power supply ■1.
■ A first switching power supply A that switches DC power supplies V, , V, and supplies DC power to the high-pressure discharge lamp 1;
, a second switching power supply B that switches the DC power supplies V, , V2 and supplies high-frequency power to the high-pressure discharge lamp 1; and a second switching power supply B that operates intermittently and at least a second switching power supply B. a control circuit 3 that operates the first switching power supply A during the non-operation period;
and a dimming signal input means 2 for inputting a dimming signal of the high pressure discharge lamp 1 to a control circuit 3, and the control circuit 3 controls the first (or second) switching power supply A according to the input dimming signal.
(or B) switching element S1 (or S2)
A power control means (PWM ft control means 4) that controls the power supplied to the high pressure discharge lamp 1 by controlling the operation period of the first switching power supply A and the second switching power supply B
The lamp is characterized in that it includes operation period control means (a low frequency oscillation circuit 5 and a dimming level determination circuit 6) for making the ratio of the operating periods of the lamp variable in accordance with the dimming ratio of the high pressure discharge lamp 1.

［ｆ？用］ 第２図は本発明の作用説明図であり、横軸は高圧放電灯
１の調光比、縦軸は高圧放電灯１への供給電力に対する
高周波含有率を示す、高圧放電灯１に供給される高周波
電力を一定としたままで、高圧放電灯１に供給される直
流電力を調光信号に応じて低減すれば、調光比は小さく
なる。このとき、調光比が小さくなるにつれて、高周波
含有率は高くなる。調光比が所定値Ｐよりも小さくなっ
て、高周波含有率が所定値Ｑを越えると、アークが不安
定となる。そこで、本発明にあっては、調光比が所定値
Ｐよりも小さくなったときには、高周波動作期間ＴＨＦ
を短くするか、又は直流動作期間ＴＤｃを長くして、高
周波含有率を所定値Ｑよりも小さくするものである。こ
れによって、調光比に拘わらず、高周波含有率は所定値
Ｑ以下に抑えられ、アークが不安定となることはないも
のである。[f? FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation of the present invention, in which the horizontal axis shows the dimming ratio of the high-pressure discharge lamp 1, and the vertical axis shows the high-frequency content rate with respect to the power supplied to the high-pressure discharge lamp 1. If the DC power supplied to the high-pressure discharge lamp 1 is reduced in accordance with the dimming signal while keeping the supplied high-frequency power constant, the dimming ratio will be reduced. At this time, as the dimming ratio decreases, the high frequency content rate increases. When the dimming ratio becomes smaller than the predetermined value P and the high frequency content exceeds the predetermined value Q, the arc becomes unstable. Therefore, in the present invention, when the dimming ratio becomes smaller than the predetermined value P, the high frequency operation period THF
The high frequency content rate is made smaller than the predetermined value Q by shortening or lengthening the DC operation period TDc. As a result, regardless of the dimming ratio, the high frequency content is suppressed to a predetermined value Q or less, and the arc does not become unstable.

なお、所定値Ｑは使用する回路や高圧放電灯１の種類に
よって異なるが、通常、高周波含有率が５０％以上にな
るとアークが不安定になるので、調光状層でも高周波含
有率が５０％以下になるように、直流動作期間Ｔｏｃ及
び高周波動作期間ＴＨＥを設定することが好ましい。Note that the predetermined value Q varies depending on the circuit used and the type of high-pressure discharge lamp 1, but normally the arc becomes unstable when the high frequency content exceeds 50%, so the high frequency content is set at 50% even in the dimming layer. It is preferable to set the DC operation period Toc and the high frequency operation period THE as follows.

［実施例１］ 第３図は本発明の第１実施例に用いる制御回路３ａのブ
ロック図である。主回路の構成は第８図従来例と全く同
様であり、第８図に示したチョッパ回路ＣＨ及びインバ
ータ回路ＩＶにおけるスイッチング用のトランジスタＱ
１〜Ｑ、は制御回路３ａからの駆動信号によりスイッチ
ングされる。[Embodiment 1] FIG. 3 is a block diagram of a control circuit 3a used in the first embodiment of the present invention. The configuration of the main circuit is exactly the same as the conventional example shown in FIG. 8, and the switching transistor Q in the chopper circuit CH and inverter circuit IV shown in FIG.
1 to Q are switched by a drive signal from the control circuit 3a.

本実施例にあっては、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｒｆＩｌ　ｔｎ回路
４に調光用の可変抵抗ＶＲが接続されており、可変抵抗
ＶＲの抵抗値に応じたパルス幅の信号がＰＷＭ制御回路
４から出力される。ＰＷＭ制御回路４の出力は、ＡＮＤ
回路Ａ１及び駆動回路７を介してチョッパ回路ＣＨのト
ランジスタＱ１に供給される。これによって、トランジ
スタＱ、は可変抵抗ＶＲの設定値に応じてＰＷＭ制御さ
れる。一方、発振回路１０の出力は、分周回路１１にて
分周されて、ＡＮＤ回路Ａ　２．　Ａ　）及び駆動回路
８．９を介してインバータ回路ＩＶのトランジスタＱ　
２　、　Ｑ−に供給される。こ、れによってトランジス
タＱ２．Ｑ、は、発振回路１０の発振周波数に応じて交
互にオンオフされる。ＡＮＤ回路Ａ　２　、　Ａ　３に
は低周波発振回路５の出力をＮＯＴ回路Ｎｌにて反転し
たゲート信号が供給されており、そのゲート信号に応じ
てインバータ回路ＩＶは間欠的に動作する。また、ＡＮ
Ｄ回路Ａ、には低周波発振回路５の出力がゲート信号と
して供給されており、そのグー１〜信号に応じてインバ
ータ回路ＩＶの休止期間中にチョッパ回路ＣＨを動作さ
せる。In this embodiment, a variable resistor VR for dimming is connected to the PWM rfIl tn circuit 4, and a signal with a pulse width corresponding to the resistance value of the variable resistor VR is output from the PWM control circuit 4. Ru. The output of the PWM control circuit 4 is AND
The signal is supplied to the transistor Q1 of the chopper circuit CH via the circuit A1 and the drive circuit 7. As a result, the transistor Q is subjected to PWM control according to the set value of the variable resistor VR. On the other hand, the output of the oscillation circuit 10 is frequency-divided by a frequency dividing circuit 11, and then outputted from an AND circuit A2. A) and the transistor Q of the inverter circuit IV via the drive circuit 8.9.
2, supplied to Q-. This causes transistor Q2. Q is alternately turned on and off according to the oscillation frequency of the oscillation circuit 10. A gate signal obtained by inverting the output of the low frequency oscillation circuit 5 by a NOT circuit Nl is supplied to the AND circuits A 2 and A 3, and the inverter circuit IV operates intermittently in accordance with the gate signal. Also, AN
The output of the low frequency oscillation circuit 5 is supplied to the D circuit A as a gate signal, and the chopper circuit CH is operated during the inactive period of the inverter circuit IV in accordance with the G1~ signal.

低周波発振回路５は、汎用のタイマーＩＣ１５（例えば
、シダネティックス社［ＮＥ５５５）を備えている。こ
のタイマーＩＣは、周知のように、トリガ端子（２番ピ
ン）が（１／３）Ｖｃｃ以下になると、トリガされて出
力端子（３番ビン）が’Ｈｉｇｈ”レベルとなり、放電
端子（７番ビン）は高インピーダンスとなる。また、ス
レショルド端子（６番ビン）が（２／　３　）Ｖｃｃに
なると出力端子（３番ビン）が’　Ｌ　ｏｗ”レベルと
なり、放電端子（７番ビン）も°″Ｌｏｗ”レベルとな
る。電源端子（８番ビン）は電源電圧Ｖｃｃに接続され
、アース端子（１番ビン）は接地されている。リセット
端子（４番ビン）は電源端子（８番ピン）に接続されて
いる。The low frequency oscillation circuit 5 includes a general-purpose timer IC 15 (for example, Sidanetics [NE555]). As is well known, when the trigger terminal (pin 2) becomes below (1/3) Vcc, this timer IC is triggered and the output terminal (bin 3) becomes 'High' level, and the discharge terminal (pin 7) becomes 'High' level. When the threshold terminal (bin 6) becomes (2/3) Vcc, the output terminal (bin 3) becomes 'Low' level, and the discharge terminal (bin 7) becomes high impedance. It becomes "Low" level. The power terminal (bin No. 8) is connected to the power supply voltage Vcc, and the ground terminal (bin No. 1) is grounded. The reset terminal (No. 4 pin) is connected to the power supply terminal (No. 8 pin).

タイマーＩＣｌ３の時定数回路を構成する抵抗Ｒ，，Ｒ
，及びコンデンサＣ６の直列回路には、電源電圧Ｖｃｃ
が印加されている。抵抗Ｒ５，Ｒ，の接続点は、放電端
子（７番ビン）に接続されている。抵抗Ｒ６とコンデン
サＣ６の接続点は、スレショルド端子（６番ピン）及び
トリガ端子（２番ビン）に接続されている。これによっ
て、タイマーＩＣｌ３は無安定マルチバイブレータを構
成しており、その出力端子（３番ビン）に得られる信号
が、低周波発振口ｎ５の出力となる。Resistors R, , R forming the time constant circuit of timer ICl3
, and a capacitor C6, the power supply voltage Vcc
is applied. The connection point of the resistors R5, R, is connected to the discharge terminal (bin 7). The connection point between the resistor R6 and the capacitor C6 is connected to the threshold terminal (pin 6) and the trigger terminal (bin 2). As a result, the timer ICl3 constitutes an astable multivibrator, and the signal obtained at its output terminal (bin 3) becomes the output of the low frequency oscillation port n5.

ＰＷＭ制御回路４の出力には、調光レベル判別回路６が
接続されている。この回路は、平滑用のコンデンサＣ５
を面えており、このコンデンサＣ２はＰＷＭ制御回路４
の出力が“’Ｈｉｇｈ”レベルであるときに抵抗Ｒ５を
介して充電され、ＰＷＭｌＩＩ１１御回路４の出力が”
Ｌｏｗ”レベルであるときに抵抗Ｒ１を介して放電され
る。したがって、コンデンサＣ２はＰＷＭ制御回路４の
出力のオン期間に応じたレベルに充電される。A dimming level determination circuit 6 is connected to the output of the PWM control circuit 4. This circuit consists of smoothing capacitor C5
This capacitor C2 is connected to the PWM control circuit 4.
When the output of the PWMlII11 control circuit 4 is at the "High" level, it is charged through the resistor R5, and the output of the PWMlII11 control circuit 4 is "'High" level.
When the capacitor C2 is at "Low" level, it is discharged through the resistor R1. Therefore, the capacitor C2 is charged to a level corresponding to the ON period of the output of the PWM control circuit 4.

まず、高圧放電灯１が全点灯状態であるときには、ＰＷ
Ｍ制御回路４の出力が’Ｉ−［ｉＨ１＋”レベルである
期間が長くなるので、コンデンサＣ５の電圧は上昇し、
ツェナダイオードＺＤ、が導通ずる。First, when the high pressure discharge lamp 1 is fully lit, the PW
Since the period during which the output of the M control circuit 4 is at the 'I-[iH1+'' level becomes longer, the voltage of the capacitor C5 increases,
Zener diode ZD becomes conductive.

このため、低周波発振回路５におけるコンデンサＣ５は
、抵抗Ｒｓ　、　Ｒ＠を介して電源電圧Ｖｃｃにて充電
されるのみならず、抵抗Ｒ２、ツェナダイオードＺＤ、
、ダイオードＤ０を介してコンデンサＣ９によっても充
電されることになり、低周波発振回路５の出力が”’Ｈ
ｉｇｈ’″レベルである期間は短くなる。したがって、
全点灯時には直流動作期間Ｔｏ。Therefore, the capacitor C5 in the low frequency oscillation circuit 5 is not only charged by the power supply voltage Vcc via the resistors Rs and R@, but also charged by the resistor R2, the Zener diode ZD,
, is also charged by the capacitor C9 via the diode D0, and the output of the low frequency oscillation circuit 5 becomes "'H".
The period of time at the igh'″ level becomes shorter. Therefore,
When fully lit, the DC operation period is To.

は短く設定される。is set short.

次に、高圧放電灯１が調光点灯状態であるときには、Ｐ
ＷＭ制御回路４の出力が’）−１ｉｇｌ＋”レベルであ
る期間が短くなるので、コンデンサＣ５の電圧は下降し
、ツェナダイオードＺＤ、が非導通となる。このため、
低周波発振回路５におけるコンデンサＣ６は、抵抗Ｒｓ
　、　Ｒｓを介して電源電圧■ｃｃにて充電されるのみ
となり、低周波発振回路５の出力が’Ｈｉｇｈ”レベル
である期間は長くなる。したがって、調光点灯時には直
流動作期間ＴＤｃは長く設定される。Next, when the high pressure discharge lamp 1 is in the dimming lighting state, P
Since the period during which the output of the WM control circuit 4 is at the ')-1igl+'' level becomes shorter, the voltage of the capacitor C5 decreases and the Zener diode ZD becomes non-conductive.For this reason,
The capacitor C6 in the low frequency oscillation circuit 5 is a resistor Rs.
, Rs, and the period during which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the 'High' level becomes longer. Therefore, the DC operation period TDc is set longer during dimming lighting. Ru.

なお、インバータ回路ＩＶは、調光レベルには関係なく
一定の電圧を高圧放電灯１に印加するので、調光点灯時
の直流動作期間ＴＤｃにおいてランプ電流が少ないとき
でも、点灯維持のための電圧は十分に確保できるもので
ある。In addition, since the inverter circuit IV applies a constant voltage to the high-pressure discharge lamp 1 regardless of the dimming level, even when the lamp current is small during the DC operation period TDc during dimming lighting, the voltage for maintaining lighting is maintained. can be sufficiently secured.

［実施ｅＡ２］ 第４図は本発明の第２実施例の回路図である。[Implementation eA2] FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.

以下、その主回路の構成について説明する。直流電源Ｖ
ｌの正端子には、トランジスタＱ１のコレクタ　エミッ
タ間とダイオードＤ５、チョークＬ１を介して高圧放電
灯１の一端が接続され、高圧放電灯１の他端は高周波ト
ランスＴｆの２次巻線を介して直流電源Ｖ１の負端子に
接続されている。高圧放電灯１及び高周波トランスＴｆ
の２次巻線の直列回路には、コンデンサＣ３が並列接続
されている。トランジスタＱ、のエミッタと直流電源■
１の負端子との間には、１〜ランジスタＱ、のコレクタ
　エミッタ間が接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ
４のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオードＤ
、、Ｄ、が逆並列接続されている。トランジスタＱ、の
コレクタ・エミッタ間には、チョークＬ２とコンデンサ
Ｃ５を介して高周波トランスＴＩの１次巻線とコンデン
サＣ１の並列回路が接続されている。The configuration of the main circuit will be explained below. DC power supply V
One end of the high-pressure discharge lamp 1 is connected to the positive terminal of the transistor Q1 through the collector-emitter of the transistor Q1, a diode D5, and a choke L1, and the other end of the high-pressure discharge lamp 1 is connected through the secondary winding of the high-frequency transformer Tf. and is connected to the negative terminal of the DC power supply V1. High pressure discharge lamp 1 and high frequency transformer Tf
A capacitor C3 is connected in parallel to the series circuit of the secondary winding. Emitter of transistor Q and DC power supply■
The collectors and emitters of transistors 1 to Q are connected to the negative terminal of transistor 1. Transistor Q,,Q
A diode D is connected between the collector and emitter of 4.
,,D, are connected in antiparallel. A parallel circuit of a primary winding of a high frequency transformer TI and a capacitor C1 is connected between the collector and emitter of the transistor Q through a choke L2 and a capacitor C5.

本実施例において、高圧放電灯１に流れる電流波形の一
例を第５図（ａ）　、　（ｌＪ）に示す。第５図（ａ）
は全点灯時、第５図（ｂ）は調光点灯時の波形である。In this embodiment, an example of the current waveform flowing through the high-pressure discharge lamp 1 is shown in FIGS. 5(a) and 5(lJ). Figure 5(a)
is the waveform when the light is fully lit, and FIG. 5(b) is the waveform when the light is dimmed.

高周波動作期間ＴＨＦではトランジスタＱ、、Ｑ、が交
互にオン、オフして高周波トランスＴｆを介して高圧放
電灯１に高周波電流ＩＭＦを供給する。また、直流動作
Ｍ間ＴＤｃではトランジスタＱ、はオフとなり、トラン
ジスタＱ、のみがオンオフして高圧放電灯１に直流電流
ｒｏｅを供給する。つまり、本実施例では、トランジス
タＱ１は全期間を通じて高周波でオンオフ動作を行って
おり、トランジスタＱ、は高周波動作期間Ｔ１Ｆにおい
てのみ高周波でオンオフ動作を行っているものであり、
トランジスタＱ、を直流動作期間ＴＤｏと高周波動作期
間Ｔ）（Ｆとで兼用することにより、回路構成を簡略化
したものである。During the high frequency operation period THF, the transistors Q, , Q are alternately turned on and off to supply a high frequency current IMF to the high pressure discharge lamp 1 via the high frequency transformer Tf. Further, during the DC operation M period TDc, the transistor Q is turned off, and only the transistor Q is turned on and off to supply a DC current roe to the high pressure discharge lamp 1. That is, in this embodiment, the transistor Q1 performs on/off operations at high frequency throughout the entire period, and the transistor Q performs on/off operations at high frequency only during the high frequency operation period T1F.
The circuit configuration is simplified by using the transistor Q for both the DC operation period TDo and the high frequency operation period T) (F).

まず、直流動作期間ＴＤｃにおいては、トランジスタＱ
、はオフ状態のままであるので、コンデンサＣ５は直流
電源Ｖ１とほぼ同じ電圧まで充電され、チョークＬ２や
コンデンサＣ５、高周波トランスＴｆの１次巻線はほと
んど作用せず、１−ランジスタＱ１のみが高周波でオン
オフして、ダイオードＤ７、チョークＬ１を介して高圧
放電灯１へ直流電力を供給する。すなわち、１〜ランジ
スタＱ１がオンのときには、直流電源ｖ１の正端子がら
トランジスタＱ１、ダイオードＤ５、チ三１−りＬｌ、
高圧放電灯１、高周波ｌ・ランスＴｆの２次巻線を介し
て直流電源Ｖ１の負端子に至る経路に電流が流れる。First, during the DC operation period TDc, the transistor Q
, remain off, capacitor C5 is charged to almost the same voltage as DC power supply V1, choke L2, capacitor C5, and the primary winding of high-frequency transformer Tf have almost no effect, and only transistor Q1 is charged. It is turned on and off at a high frequency and supplies DC power to the high pressure discharge lamp 1 via the diode D7 and the choke L1. That is, when the transistors 1 to Q1 are on, the positive terminal of the DC power supply v1 is connected to the transistor Q1, the diode D5, the transistors Ll,
A current flows through the secondary winding of the high-pressure discharge lamp 1 and the high-frequency lance Tf to the negative terminal of the DC power supply V1.

トランジスタＱ１がオフのときには、チョークＬ１が電
源となり、チョークＬ、がら、高圧放電灯１、高周波ト
ランスＴｆの２次巻線、ダイオードＤ１゜Ｄ５を介して
チョークＬ、に戻る経路で電流が流れる。各電流は、コ
ンデンサＣＩにも分流する。コンデンサＣ１はチョーク
Ｌ１に流れる高周波成分をバイパスするために接続され
ており、このため、高圧放電灯１には高周波成分の少な
い直流電流を流すことができる。したがって、直流動作
期間ＴＤ。When the transistor Q1 is off, the choke L1 becomes a power source, and current flows through the choke L, the high-pressure discharge lamp 1, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, and the diodes D1 to D5, and returns to the choke L. Each current is also shunted to capacitor CI. The capacitor C1 is connected to bypass the high-frequency components flowing through the choke L1, and therefore, a direct current with few high-frequency components can flow through the high-pressure discharge lamp 1. Therefore, the DC operation period TD.

においては、放電灯電流ＩＺａはほとんど直流成分とな
り、ＦＨ，５５的共鳴現象によるアークの不安定を抑え
ることができる安定な成分となる。In this case, the discharge lamp current IZa is almost a direct current component, which is a stable component that can suppress instability of the arc due to the FH,55 resonance phenomenon.

次に、高周波動作期間ＴＨＥにおいては、トランジスタ
Ｑ、とＱ、が所定のデッドオフタイムを経て交互に高周
波でオンオフされて、高周波トランスＴ「を介して高圧
放電灯１へ高周波電力を供給する。以下、高周波の１サ
イクル分の動作を４つの場合に分けて説明する。Next, during the high frequency operation period THE, the transistors Q and Q are alternately turned on and off at high frequency after a predetermined dead-off time to supply high frequency power to the high pressure discharge lamp 1 via the high frequency transformer T'. Hereinafter, the operation for one cycle of high frequency will be explained in four cases.

■トランジスタＱ１がオンで！・ランジスタＱ、がオフ
のときには、直流電源Ｖ１の正端子からトランジスタＱ
１、チョークＬ２、コンデンサＣ６、高周波トランスＴ
ｆの１次巻線を介して直流電源■。■Transistor Q1 is on!・When transistor Q is off, transistor Q is connected from the positive terminal of DC power supply V1.
1. Choke L2, capacitor C6, high frequency transformer T
■ DC power supply through the primary winding of f.

の負端子に至る経路で電流が流れる。Current flows through the path leading to the negative terminal of.

■トランジスタＱ、、Ｑ、が共にオフになると、チョー
クＩ、の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２からコン
デンサＣ５、高周波トランスＴｆの１次巻線、ダイオー
ドＤＩを介してチョークＬ２に戻る経路で電流が流れる
。■When both transistors Q and Q are turned off, the energy stored in choke I causes a current to flow from choke L2 through capacitor C5, the primary winding of high-frequency transformer Tf, and diode DI, and back to choke L2. .

■トランジスタＱ、がオフでトランジスタＱ４がオンに
なると、コンデンサＣ７が電源となって、コンデンサＣ
５の電荷が、チョークＬ２、トランジスタＱ４、高周波
トランスＴｆの１次巻線を介して放電される。■When transistor Q is off and transistor Q4 is on, capacitor C7 becomes a power source, and capacitor C
5 of charges are discharged through the choke L2, the transistor Q4, and the primary winding of the high frequency transformer Tf.

■トランジスタＱ、、Ｑ、が共にオフになると、チョー
ク１．．２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から
、ダイオードＤ１、直流電源Ｖ１、高周波トランスＴｆ
の１次巻線、コンデンサＣ５を介してチョークＬ２に戻
る経路で電流が流れる。■When transistors Q, , Q, are both turned off, choke 1. ．． Due to the accumulated energy of
Current flows through the primary winding of , the capacitor C5, and the path back to the choke L2.

以下、同じ動作を繰り返すことによって、高周波１−ラ
ンスＴ「の１次巻線には、交互に逆方向に電流が流れ、
その２次巻線には高周波電圧が発生する。この高周波電
圧は、コンデンサＣＩを介して高圧放電灯１に印加され
る９ このインバータ動作において、チョークＬ１に流れる電
流の大きさは、チョークＬ１、コンデンサＣ１、高周波
トランスＴｆの２次巻線の定数や、インバータ動作時の
発振周波数などによって変えることができるが、本実施
例では、チョークＬ。By repeating the same operation, current alternately flows in the primary winding of the high-frequency lance T in the opposite direction.
A high frequency voltage is generated in the secondary winding. This high-frequency voltage is applied to the high-pressure discharge lamp 1 via the capacitor CI.9 In this inverter operation, the magnitude of the current flowing through the choke L1 is determined by the constant of the choke L1, the capacitor C1, and the secondary winding of the high-frequency transformer Tf. Although it can be changed depending on the oscillation frequency during inverter operation, etc., in this embodiment, the choke L is used.

に流れる電流をインバータ動作時には少なく設定してい
る。また、コンデンサＣＩは高周波ｌ・ランスＴｆの２
次巻線から出力される高周波電圧を高圧放電灯１に供給
しやすくするための低インピーダンスの閉回路を形成し
ている。つまり、高周波牙チョークＬ１には流さず、コ
ンデンサＣ１を介して高圧放電灯１に流している。The current flowing through the inverter is set to be low during inverter operation. In addition, capacitor CI is 2 of high frequency l and lance Tf.
A low-impedance closed circuit is formed to facilitate supply of the high-frequency voltage output from the next winding to the high-pressure discharge lamp 1. In other words, the current is not passed through the high-frequency choke L1, but is passed through the high-pressure discharge lamp 1 via the capacitor C1.

以上のように、１〜ランジスタＱ１を直流動作期間ＴＤ
ｃと高周波動作期間ＴＨＥの両方で動作させることによ
って主回路の構成が簡単になるものである。As described above, 1 to transistor Q1 are operated during the DC operation period TD.
The configuration of the main circuit is simplified by operating in both c and the high frequency operation period THE.

次に、制御回路３ｂの構成について説明する。Next, the configuration of the control circuit 3b will be explained.

調光信号源ＶＤの出力は、ＰＷＭ制御回路４に入力され
て、調光信号に応じたパルス幅の信号に変換される。Ｐ
ＷＭ制御回路４の出力信号は、ＡＮＤＦＤ路Ａ、の一方
の入力に接続されている。ＡＮＤ回路ＡＩの他方の入力
には、低周波発振回路５の出力が接続されている。ＡＮ
Ｄ回路Ａ１の出力は、ＯＲ回路ｏ１の一方の入力に接続
されている。The output of the dimming signal source VD is input to the PWM control circuit 4 and converted into a signal with a pulse width corresponding to the dimming signal. P
The output signal of the WM control circuit 4 is connected to one input of the ANDFD path A. The output of the low frequency oscillation circuit 5 is connected to the other input of the AND circuit AI. AN
The output of the D circuit A1 is connected to one input of the OR circuit o1.

次に、発振回路１０の発振出力は、分周回路１１にて分
周されて、所定のデッドオフタイムを経て交互に“Ｈｉ
ｇｈ”レベルとなる第１及び第２の分周出力となり、Ａ
ＮＤ回路Ａ　２　、　Ａ　ｚの一方の入力にそれぞれ供
給されている。ＡＮＤ回路Ａ　２　、　Ａ　３の他方の
入力には、低周波発振回路５の出力をＮＯＴ回路Ｎ、に
て反転した信号が入力されている。Next, the oscillation output of the oscillation circuit 10 is frequency-divided by the frequency divider circuit 11, and after a predetermined dead-off time, the oscillation output is alternately set to “Hi”.
The first and second frequency divided outputs are at the “gh” level, and the A
It is supplied to one input of each of the ND circuits A 2 and A z. A signal obtained by inverting the output of the low frequency oscillation circuit 5 by a NOT circuit N is input to the other input of the AND circuits A 2 and A 3 .

ＡＮＤ回路Ａ２の出力は、駆動回路８を介してｌ・ラン
ジスタＱ４の駆動信号となり、ＡＮＤ回路Ａ。The output of the AND circuit A2 becomes a drive signal for the l transistor Q4 via the drive circuit 8, and the output is output from the AND circuit A.

の出力は、ＯＲ回路Ｏ０の他方の入力に接続されている
。ＯＲ回路０１の出力は、駆動回路７を介してトランジ
スタＱ、の駆動信号となる。The output of is connected to the other input of the OR circuit O0. The output of the OR circuit 01 becomes a drive signal for the transistor Q via the drive circuit 7.

低周波発振回路５の出力が“Ｈｉｇｌ＋”レベルである
期間ＴＤｃには、ＡＮＤ回路Ａ、が信号通過可能状態と
なる。したがって、この期間ＴＤｃにおいては、ＰＷＭ
制御回路４から出力されるパルス幅制御された信号が、
ＡＮＤ回路Ａ３、ＯＲ回路０１、駆動回路７を介してト
ランジスタＱ、に供給され、トランジスタＱ１が調光信
号に応じてＰＷＭ制御される。このとき、ＡＮＤ回路Ａ
２．Ａ、は信号通過不能状態となる。したがって、駆動
回路８を介してｉ・ランジスタＱ、はオフ状官に保たれ
る。During the period TDc in which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the "Higl+" level, the AND circuit A is in a state where a signal can pass. Therefore, in this period TDc, PWM
The pulse width controlled signal output from the control circuit 4 is
The light is supplied to the transistor Q via the AND circuit A3, the OR circuit 01, and the drive circuit 7, and the transistor Q1 is PWM-controlled in accordance with the dimming signal. At this time, AND circuit A
2. A is in a state where the signal cannot pass. Therefore, the i-transistor Q is kept in the off state via the drive circuit 8.

次に、低周波発振回路５の出力が“Ｌｏｗ”レベルであ
る期間ＴＨＦには、ＡＮＤ回路ＡＩが信号通過不能状態
となる。したがって、この期間Ｔｌ４Ｆにおいては、ト
ランジスタＱ、には調光信号に応じてＰＷＭ制御された
信号は供給されない、一方、ＡＮＤ回路Ａ２．Ａ３が信
号通過可能状態となるので、発振回路１０の発振出力を
分周回路１１にて分周した第１の出力が、ＡＮＤ回路Ａ
２及び駆動回路８を介してトランジスタＱ、に供給され
る。また、分周回路１１の第２の分周出力は、ＡＮＤ回
路Ａ１、ＯＲ回路０１及び駆動回路７を介してｌ・ラン
ジスタＱ１に供給される。したがって、この期間ＴＨＦ
においては、トランジスタＱ、、Ｑ、は所定のデッドオ
フタイムを経て交互にオンとなるものであり、そのスイ
ッチング周波数は発振回路１０の発振周波数と同じにな
る。Next, during the period THF in which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the "Low" level, the AND circuit AI is in a state where the signal cannot pass. Therefore, during this period Tl4F, a PWM-controlled signal according to the dimming signal is not supplied to transistor Q, while AND circuit A2. Since A3 is in a state where a signal can pass, the first output obtained by dividing the oscillation output of the oscillation circuit 10 by the frequency dividing circuit 11 is sent to the AND circuit A.
2 and the drive circuit 8 to the transistor Q. Further, the second frequency-divided output of the frequency dividing circuit 11 is supplied to the l transistor Q1 via the AND circuit A1, the OR circuit 01, and the drive circuit 7. Therefore, during this period THF
, the transistors Q, , Q, are turned on alternately after a predetermined dead-off time, and their switching frequency is the same as the oscillation frequency of the oscillation circuit 10.

本実施例において、ＰＷＭ制御回路４の出力には、上述
の第１実施例と同様な構成の調光レベル判別回路６が接
続されており、全点灯時には直流動作期間ＴＤｃが短く
なり、調光点灯時には直流動作期間ＴＤｃが長くなるよ
うに、低周波発振回路５を制御する。したがって、第５
図（、）　、　（ｂ）に示すように、全点灯時に比べて
調光点灯時における直流電流の振幅が小さくても、その
通電時間が長くなるので、高周波含有率は低く抑えるこ
とができ、アークが安定するものである。In this embodiment, the output of the PWM control circuit 4 is connected to a dimming level determination circuit 6 having a configuration similar to that of the first embodiment described above, and when the full lighting is on, the DC operation period TDc is shortened, and the dimming level is reduced. The low frequency oscillation circuit 5 is controlled so that the DC operation period TDc becomes longer during lighting. Therefore, the fifth
As shown in Figures (, ) and (b), even if the amplitude of the DC current is smaller during dim lighting compared to full lighting, the energization time is longer, so the high frequency content can be kept low. This stabilizes the arc.

［実施例３］ 第６図は本発明の第３実施例の回路図である。[Example 3] FIG. 6 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.

本実施例にあっては、直流動作期間ＴＯ０において高圧
放電灯１に印加される直流成分の極性を交互に反転させ
て矩形波電力を供給するようにしており、ランプ寿命の
改善のためには好ましい実施例である。以下、その主回
路の構成について説明する。トランジスタＱ、、Ｑ、の
直列回路と、コンデンサＣ７，Ｃｓの直列回路は、直流
電源Ｖ１に並列接続されている。各トランジスタＱ、、
Ｑ、のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオ−Ｆ
Ｄ、、Ｄ。In this embodiment, the polarity of the DC component applied to the high-pressure discharge lamp 1 is alternately reversed during the DC operation period TO0 to supply rectangular wave power. This is a preferred embodiment. The configuration of the main circuit will be explained below. A series circuit of transistors Q, , Q, and a series circuit of capacitors C7 and Cs are connected in parallel to a DC power supply V1. Each transistor Q,...
Between the collector and emitter of Q, there is a diode F.
D,,D.

が逆並列接続されている。トランジスタＱ、、Ｑ。are connected in antiparallel. Transistor Q,,Q.

の接続点とコンデンサＣｔ　、　Ｃｓの接続点との間に
は、高圧放電灯１と高周波トランスＴｆの２次巻線の直
列回路にコンデンサＣ１を並列接続した回路がチョーク
Ｌ、を介して接続されると共に、高周波ｌ・ランスＴ「
の１次巻線にコンデンサＣ，を並列接続された回路がチ
ョークＬ２及びコンデンサＣ１を介して接続されている
。A circuit in which a capacitor C1 is connected in parallel to a series circuit of the high-pressure discharge lamp 1 and the secondary winding of the high-frequency transformer Tf is connected between the connection point of the capacitor Ct and the connection point of the capacitors Ct and Cs via a choke L. At the same time, high frequency lance T'
A circuit in which a capacitor C is connected in parallel to the primary winding of is connected via a choke L2 and a capacitor C1.

第７図（ａ）　、　（ｂ）は第６図に示した高圧放電灯
１に流れる電流１１ｕの波形図である。第７図（、）は
全点灯時の波形、第７図（ｂ）は調光点灯時の波形であ
る。高圧放電灯１への矩形波電力の供給は、時刻Ｌ２〜
ｔ、及び時刻１４〜ｔ、の直流動作期間Ｔｏ。で、チョ
ッパ動作を行うことによって達成される。チョッパ回路
を構成する主たる回路要素は、コンデンサＣ１、高周波
トランスＴｒの２次巻線、高圧放電灯１、チョークＬ１
となる。FIGS. 7(a) and 7(b) are waveform diagrams of the current 11u flowing through the high-pressure discharge lamp 1 shown in FIG. FIG. 7(,) shows the waveform when the light is fully lit, and FIG. 7(b) shows the waveform when the light is dimmed. The rectangular wave power is supplied to the high pressure discharge lamp 1 from time L2 to
t, and the DC operation period To from time 14 to t. This is achieved by performing a chopper operation. The main circuit elements constituting the chopper circuit are a capacitor C1, a secondary winding of a high-frequency transformer Tr, a high-pressure discharge lamp 1, and a choke L1.
becomes.

まず、時刻し２〜Ｌつにおいては、１〜ランジスタＱ７
のみが高周波でオンオフし、トランジスタＱ８はオフ状
態のままとなる。　ｌ−ランジスタＱ７がオンすると、
コンデンサＣ７から、トランジスタＱ７、チョークＬ１
、高圧放電灯１、高周波トランスＴｒの２次巻線を介し
てコンデンサＣ７に戻る経路で電流が流れる。また、ト
ランジスタＱ７がオフすると、チョークＬ１の蓄積エネ
ルギーにより、チョークＬ１から、高圧放電灯１、高周
波トランスＴｆの２次巻線、コンデンサＣ６、ダイオー
ドＤ８を介してチョークＬｌに戻る経路で電流が流れる
。各電流の高周波成分は、コンデンサＣ３に分流され、
高圧放電灯１には正方向の直流電流が流れる。First, at times 2 to L, 1 to transistor Q7
Only the transistor Q8 is turned on and off at high frequency, and the transistor Q8 remains in the off state. When l-transistor Q7 turns on,
From capacitor C7, transistor Q7, choke L1
, the high-pressure discharge lamp 1, the current flows through the secondary winding of the high-frequency transformer Tr, and returns to the capacitor C7. Furthermore, when the transistor Q7 is turned off, the energy stored in the choke L1 causes a current to flow from the choke L1 through the high-pressure discharge lamp 1, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, the capacitor C6, and the diode D8, and then return to the choke Ll. . The high frequency components of each current are shunted to capacitor C3,
A positive direct current flows through the high-pressure discharge lamp 1 .

次に、時刻り、〜ｔ、においては、トランジスタＱ。Next, at time ˜t, transistor Q.

が高周波でオンオフし、１〜ランジスタＱ７がオフ状態
のままとなる。トランジスタＱ８がオンすると、コンデ
ンサＣ３から、高周波トランスＴｆの２次巻線、高圧放
電灯１、チョークＬ１、トランジスタＱ、を介してコン
デンサＣ８に戻る経路で電流が流れる。また、トランジ
スタＱＢがオフすると、チョークＬ、の蓄積エネルギー
により、チョークＬｌから、ダイオードＤ７、コンデン
サＣ７、高周波トランスＴｆの２次巻線、高圧放電灯１
を介してチョークＬ、に戻る経路で電流が流れる。各電
流の高周波成分は、コンデンサＣＩに分流され、高圧放
電灯１には負方向の直流電流が流れる。turns on and off at high frequency, and transistors 1 to Q7 remain off. When the transistor Q8 is turned on, a current flows from the capacitor C3 through the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, the high-pressure discharge lamp 1, the choke L1, and the transistor Q, and returns to the capacitor C8. Furthermore, when the transistor QB is turned off, the energy accumulated in the choke L is transferred from the choke Ll to the diode D7, the capacitor C7, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, and the high-pressure discharge lamp 1.
Current flows through the path back to the choke L. The high frequency components of each current are shunted to the capacitor CI, and a negative direct current flows through the high pressure discharge lamp 1.

高周波電力の供給は、第７図において、時刻し１〜ｔ２
と時刻ｔコ〜ｔ４の高周波動作期間ＴＨＦで、インバー
タ動作を行うことによって達成できる。この高周波動作
期間ＴＨＦにおいては、両方のトランジスタＱ、、Ｑ、
が交互にオンオフする。インバータ回路を構成する主た
る回路要素は、高周波トランスＴｆの１次巻線及び２次
巻線、チョークＬ２、コンデンサＣ，，Ｃ，、高圧放電
灯１、並びに、コンデンサＣＩとなる。ｂ下、高周波の
１サイクル分の動作を４つの場合に分けて説明する。In FIG. 7, the high-frequency power is supplied from time 1 to t2.
This can be achieved by performing an inverter operation during the high frequency operation period THF from time t to time t4. During this high frequency operation period THF, both transistors Q, ,Q,
turns on and off alternately. The main circuit elements constituting the inverter circuit are the primary and secondary windings of the high-frequency transformer Tf, the choke L2, the capacitors C, , C, the high-pressure discharge lamp 1, and the capacitor CI. (b) Below, the operation for one cycle of high frequency will be explained in four cases.

■）・ランジスタＱ７がオンでトランジスタＱ、がオフ
のときには、コンデンサＣ７から、トランジスタＱ７、
チョークＬ２、コンデンサＣ１、高周波！・ランスＴｆ
の１次巻線を介して、コンデンサＣ７に戻る経路で電流
が流れる。■)・When transistor Q7 is on and transistor Q is off, the transistor Q7,
Choke L2, capacitor C1, high frequency!・Lance Tf
Current flows through the primary winding of the capacitor C7 back to the capacitor C7.

■トランジスタＱ、、Ｑ、が共にオフになると、チョー
クＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から、コ
ンデンサＣ７、高周波トランスＴｆの１次巻線、コンデ
ンサＣ６、ダイオードＤ、を介して、チョークＬ２に戻
る経路で電流が流れる。■When both transistors Q and , Q turn off, the energy stored in choke L2 returns to choke L2 via capacitor C7, the primary winding of high-frequency transformer Tf, capacitor C6, and diode D. Current flows in the path.

■トランジスタＱ７がオフでトランジスタＱ、がオンに
なると、コンデンサＣ８から、高周波１〜ランスＴｆの
１次巻線、コンデンサＣ７、チョークＬ２、トランジス
タＱ６を介してコンデンサＣ８に戻る経路で電流が流れ
る。(2) When the transistor Q7 is off and the transistor Q is on, a current flows from the capacitor C8 through the primary winding of the high frequency 1 to the lance Tf, the capacitor C7, the choke L2, and the transistor Q6, and returns to the capacitor C8.

■トランジスタＱ７．Ｑ、が再び共にオフになると、チ
ョークＬ２の蓄積エネルギーにより、チョークＬ２から
、ダイオードＤ１、コンデンサＣ７、高周波ｌ・ランス
Ｔｆの１次巻線、コンデンサＣ２を介してチョークＬ２
に戻る経路で電流が流れる。■Transistor Q7. When both Q and Q are turned off again, the stored energy in the choke L2 causes the energy to flow from the choke L2 through the diode D1, the capacitor C7, the primary winding of the high-frequency lance Tf, and the capacitor C2.
Current flows in the path that returns to .

以下、同じ動作を繰り返すことによって、高周波トラン
スＴｆの１次巻線には、交互に逆方向に電流が流れ、そ
の２次巻線には高周波電圧が発生ずる。この高周波電圧
は、コンデンサＣＩを介して高圧放電灯１に印加される
。Thereafter, by repeating the same operation, current alternately flows in the opposite direction to the primary winding of the high frequency transformer Tf, and a high frequency voltage is generated in the secondary winding. This high frequency voltage is applied to the high pressure discharge lamp 1 via the capacitor CI.

以上のチョッパ動作とインバータ動作を交互に繰り返す
ことにより、第７図に示すようなランプ電流ＩＮａの波
形が得られる。By alternately repeating the above chopper operation and inverter operation, a waveform of the lamp current INa as shown in FIG. 7 is obtained.

次に、制御回路３ｃの構成について説明する。Next, the configuration of the control circuit 3c will be explained.

ＰＷＭｉ′１ＩＩ１１ｉｆ回路４、駆動回路７，８、発
振回路１０及び分周回路１１については、上述の第２実
施例と同様である。本実施例では、論理回路と低周波発
振回路５及び分周回路１２の構成が異なっている。低周
波発振回路５は、２つのタイマーＩＣ１５ａ及び１５ｂ
（例えばシグネティックス製ＮＥ５５５）を有している
。タイマーＩＣ１５ａは抵抗ＲａとコンデンサＣａの時
定数にて動作する酢安定マルチバイブレークであり、そ
の出力端子（３番ピン）が°’）ｌｉｇｂ“レベルであ
る期間が直流動作期間ＴＤｃである。タイマーＩＣ１５
ａの出力端子（３番ピン）が°“Ｌｏｗ”レベルは立ち
下がると、タイマーＩＣ１５１＋がトリガされる。タイ
マーＩＣ１５ｂは抵抗ＲＩＩとコンデンサｃｂの時定数
にて動作する単安定マルチバイブレータであり、その出
力端子（３番ピン）が″ＨｉＨｌ＋“レベルである期間
が高周波動作期間ＴＨＥである。タイマーＩ　Ｃ１５ｂ
の出力端子（３番ピン）が“Ｌｏｗ”レベルに立ち下が
ると、タイマーＩ　Ｃ１５ａがトリガされる。以下、同
じ動作を繰り返し、タイマーＩＣ１５ｂの出力端子（３
番ピン）からは低周波信号が得られる。この低周波信号
は分周回路１２にて分周され、第７図に示す時刻し２〜
ｔ、においてのみ“Ｈｉ）（ｈ”レベルとなる第１の低
周波信号と、時刻り、〜Ｅ、においてのみ“ＨｉＨＩ＋
”レベルとなる第２の低周波信号と、時刻し、〜Ｌ２及
びｔ３〜ｔ４においてのみＨｉＨ１＋”レベルとなる第
３の低周波信号が得られる。第１及び第２の低周波信号
は、それぞれＡＮＤ回路Ａ　Ｉ＋及びＡ１□の一方の入
力に供給されており、ＡＮＤ回路Ａ１１及びＡｌ１の他
方の入力には、ＰＷＭ制御回路４からの出力信号が供給
されている。ＡＮＤ回路Ａ　１１及びＡＨの出力は、そ
れぞれＯＲ回路０．、．０．□の一方の入力に接続され
ている。第３の低周波信号は、ＡＮＤ回路Ａ　１３及び
Ａｌ１の一方の入力に供給されており、ＡＮＤ回路ＡＩ
２及びＡ　１４の他方の入力には、分周回路１１の第１
及び第２の分周出力がそれぞれ入力されている。ＡＮＤ
回路Ａ１コ及びＡ　ｚの出力は、それぞれＯＲ回路０，
１及び０１２の他方の入力に接続されている。ＯＲ回路
０１１及び０１□の出力は、それぞれ駆動回路７及び８
を介して、トランジスタＱ７及びＱ、の駆動信号とされ
ている。The PWMi'1II11if circuit 4, drive circuits 7, 8, oscillation circuit 10, and frequency dividing circuit 11 are the same as those in the second embodiment described above. In this embodiment, the configurations of the logic circuit, low frequency oscillation circuit 5, and frequency dividing circuit 12 are different. The low frequency oscillation circuit 5 includes two timer ICs 15a and 15b.
(for example, NE555 manufactured by Signetics). The timer IC 15a is a stable multi-by-break circuit that operates with the time constant of a resistor Ra and a capacitor Ca, and the period during which its output terminal (pin 3) is at °')ligb level is the DC operation period TDc.
When the output terminal (pin 3) of the output terminal a falls from the "Low" level, the timer IC 151+ is triggered. The timer IC 15b is a monostable multivibrator that operates with a time constant of a resistor RII and a capacitor cb, and the period during which its output terminal (pin 3) is at the "HiHl+" level is a high frequency operation period THE. Timer I C15b
When the output terminal (pin 3) falls to the "Low" level, the timer IC15a is triggered. After that, repeat the same operation and
A low frequency signal can be obtained from pin No. This low frequency signal is frequency-divided by the frequency dividing circuit 12, and the time 2 to 2 shown in FIG.
The first low frequency signal becomes “Hi” (h) level only at time t, and “HiHI+” only at time ˜E.
A second low-frequency signal that reaches "HiH1+" level is obtained, and a third low-frequency signal that becomes "HiH1+" level only at ~L2 and t3-t4. The first and second low frequency signals are supplied to one input of AND circuits A I+ and A1□, respectively, and the output signal from the PWM control circuit 4 is supplied to the other input of AND circuits A11 and Al1. Supplied. The outputs of AND circuits A11 and AH are respectively output from OR circuits 0. ,． 0. Connected to one input of □. The third low frequency signal is supplied to one input of AND circuit A13 and Al1, and is supplied to one input of AND circuit A13 and Al1.
2 and the other input of A 14, the first
and the second frequency-divided output are respectively input. AND
The outputs of circuits A1 and Az are OR circuits 0 and 0, respectively.
1 and the other input of 012. The outputs of OR circuits 011 and 01□ are connected to drive circuits 7 and 8, respectively.
is used as a drive signal for transistors Q7 and Q.

したがって、ランプ電流１１ａの１周期し１〜も、にお
ける高周波動作期間ＴＨＦでは、ＡＮＤ回路Ａ、１゜Ａ
１２は共に信号通過不能状態となるので、ｌ・ランジス
タＱ、、Ｑ、には調光信号によりパルス幅制御された駆
動信号は供給されない、このとき、ＡＮＤ回路Ａ　１３
．　Ａ　１４は信号通過可能状態となるので、分周回路
１１の第１及び第２の分周出力が、ＡＮＤ回路Ａ　１３
　、　Ａ　１．、ＯＲ回路Ｏｚ、０．２及び駆動回路７
，８を介してトランジスタＱ、、Ｑ、に駆動信号として
供給され、トランジスタＱ、、Ｑ、は交互にオンオフす
る。このスイッチング周波数は、発振回路１０の発振周
波数と同じとなる。Therefore, during one cycle of the lamp current 11a, during the high frequency operation period THF from 1 to 1, the AND circuit A, 1°A
12 are both in a state in which signals cannot pass, so the drive signal whose pulse width is controlled by the dimming signal is not supplied to the L transistors Q, , Q. At this time, the AND circuit A 13
．． Since A14 is in a state where the signal can pass, the first and second frequency divided outputs of the frequency dividing circuit 11 are connected to the AND circuit A13.
, A1. , OR circuit Oz, 0.2 and drive circuit 7
, 8 as a driving signal to the transistors Q, ,Q, and the transistors Q, ,Q are turned on and off alternately. This switching frequency is the same as the oscillation frequency of the oscillation circuit 10.

次に、ランプ電流１１ａの１周期しｌ〜ｔ、における直
流動作期間ＴＨＦでは、ＡＮＤ回路Ａ　１３　、　Ａ　
、　、が信号通過不能状態となるので、１〜ランジスタ
Ｑ７゜Ｑ８には周波数制御された駆動信号は供給されな
い、直流動作期間ＴＨＦのうち、時刻ｔ２〜し、ではＡ
ＮＤ回路Ａ１．が信号通過可能状態となり、Ｐ　Ｗ　Ｍ
制御回路４の出力信号がＡＮＤ回路Ａ、１、ＯＲ回路○
８、駆動回路７を介してトランジスタＱ７の駆動信号と
なる。また、時刻［４〜ｔ、ではＡＮＤ回路Ａ、□が信
号通過可能１／ｌ′ｉとなり、Ｐ　Ｗ　Ｍ　ｍ’制御回
路４の出力信号がＡＮＤ回路Ａ　１２、ＯＲ回路０１２
、駆動回路８を介してｌ−ランジスタＱ、の駆動信号と
なる。したがって、前者の場合には正方向、後者の場合
には負方向の直流成分が高圧放電灯１に供給されるもの
であり、いずれの場合にもトランジスタＱｔ、Ｑｓの駆
動信号は、調光信号に応じてパルス幅制御されたものと
なる。Next, in the DC operation period THF during one cycle of the lamp current 11a from l to t, the AND circuits A 13 and A
, , are in a state in which signals cannot pass, so frequency-controlled drive signals are not supplied to transistors 1 to Q7 and Q8.
ND circuit A1. becomes a state where the signal can pass, and P W M
The output signal of control circuit 4 is AND circuit A, 1, OR circuit ○
8. Becomes a drive signal for transistor Q7 via drive circuit 7. Also, at time [4 to t], the AND circuit A, □ becomes 1/l'i where the signal can pass, and the output signal of the P W M m' control circuit 4 is the AND circuit A 12, the OR circuit 012.
, becomes a drive signal for the l-transistor Q via the drive circuit 8. Therefore, in the former case, a positive direction DC component is supplied to the high pressure discharge lamp 1, and in the latter case, a negative direction DC component is supplied to the high pressure discharge lamp 1. In either case, the drive signals for the transistors Qt and Qs are the dimming signal. The pulse width is controlled accordingly.

本実施例にあっては、ＰＷＭ制御回路４の出力をＮ０７
回２８Ｎ２にて反転した信号が、調光レベル判別回路６
に入力されている。したがって、調光レベル判別回路６
のコンデンサＣ２は、ＰＷＭ制御回路４の出力がＬｏｗ
”レベルのときに充電され、上記出力が“Ｈｉ８１＋”
レベルのときに放電される。In this embodiment, the output of the PWM control circuit 4 is set to N07.
The signal inverted at step 28N2 is sent to the dimming level discrimination circuit 6.
has been entered. Therefore, the dimming level discrimination circuit 6
The capacitor C2 is connected when the output of the PWM control circuit 4 is Low.
” level, the above output is “Hi81+”
Discharged when level.

調光点灯時においては、ＰＷＭ制御回路・１の出力が’
Ｌｏｗ”レベルである期間が長くなるので、コンデンサ
Ｃ５の電圧が上昇し、抵抗Ｒ２及びダイオードＤ０を介
してコンデンサｃｂが充電される。このため、コンデン
サｃｂの充電速度が速くなり、タイマーＩＣ１５１］の
出力端子（３番ビン）が“ｌ−１ｉ　ｇｌ＋　”レベル
である期間Ｔ　、、、は雉くなる。一方、タイマーＩＣ
１５ａについては、出力端子（３番ビン）が“Ｈｉビｈ
”レベルである期間ＴＤｃは一定である。したがって、
直流電力が低減される調光点灯時においては、高周波電
力の通電期間のみが短くなるので、高周波含有率の増加
が抑制されるものであり、アークの不安定が生じること
はない。During dimming lighting, the output of PWM control circuit 1 is
Since the period in which the capacitor C5 remains at "Low" level becomes longer, the voltage of the capacitor C5 increases, and the capacitor cb is charged via the resistor R2 and the diode D0. Therefore, the charging speed of the capacitor cb becomes faster, and the timer IC151] During the period T when the output terminal (bin 3) is at the "l-1i gl+" level, it becomes pheasant.On the other hand, the timer IC
For 15a, the output terminal (bin 3) is “Hi Bih”.
“The period TDc at the level is constant. Therefore,
During dimming lighting in which DC power is reduced, only the energization period of high-frequency power is shortened, so an increase in high-frequency content is suppressed, and arc instability does not occur.

なお、調光レベルは調光つまみと連動させて検出しても
良い、また、出力力状態く例えばランプ電流）を検出し
て、直流動作期間ＴＤｃにおける電流が所定値以下にな
ったときに、高周波含有率の抑制を行うようにしても良
い。Note that the dimming level may be detected in conjunction with the dimming knob, or by detecting the output power state (for example, lamp current), and when the current during the DC operation period TDc becomes less than a predetermined value, The high frequency content rate may be suppressed.

上述の実施例にあっては、高周波含有率の抑制のために
、直流動作期間ＴＤｃを長くするか、高周波動作期間Ｔ
Ｈ「を短くするかのいずれかの手段を用いているが、両
方の手段を同時に用いるものであっても良い、また、直
流動作期間ＴＤｃにおける直流電力の制御はＰ　Ｗ　Ｍ
　ｉ制御に限らず、周波数制御であっても良い。In the above embodiment, in order to suppress the high frequency content, the DC operation period TDc is lengthened or the high frequency operation period T
Although either means for shortening H is used, both means may be used at the same time. Also, the control of DC power during the DC operation period TDc is performed using PW M
The control is not limited to i-control, and may be frequency control.

［発明の効果コ 本発明にあっては、上述のように、高圧放電灯に高周波
電力を間欠的に供給する第２のスイッチング電源と、少
なくとも第２のスイッチング電源の不動作時に動作して
高圧放電灯に直流電力を供給する第１のスイッチング電
源とを備え、調光信号入力手段からの調光信号に応じて
調光可能な放電灯点灯装置において、調光比に応じて直
流動作Ｊ胡１ｊｎと高層波動（％ＭＩ′ｍの比率を可変
としたので、調光によって高周波３有率が増大する・こ
とがなく、したがって、音響的共Ｉｌｌ現象に起因する
アークの不安定が生じることがないという効果がある。[Effects of the Invention] As described above, the present invention includes a second switching power supply that intermittently supplies high-frequency power to the high-pressure discharge lamp, and a high-voltage power supply that operates when at least the second switching power supply is not in operation. A discharge lamp lighting device comprising a first switching power supply that supplies DC power to a discharge lamp and capable of dimming in response to a dimming signal from a dimming signal input means, wherein Since the ratio of 1jn and high-frequency wave (%MI'm) is made variable, the high frequency 3 ratio does not increase due to dimming, and therefore arc instability due to acoustic co-Ill phenomenon does not occur. There is an effect that there is no.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の基本構成を示すブロック図、第２図は
同上の動作説明図、第３図は本発明の第１実施例の要部
回路図、第４図は本発明の第２実施例の回路図、第５図
（ａ）、（ｂ）は同上の動作波形図、第６図は本発明の
第３実施例の回路図、第７図（ａ）、（ｂ）は同上の動
作波形図、第８図は従来例の回路図、第９図（ａ）　、
　＜Ｉ＋）は同上の動作波形図である。 １は高圧放電灯、２は調光信号発生手段、３は制御回路
、４はＰＷＭ制御回路、５は低周波発振回路、６は調光
レベル判別回路、Ａは第１のスイッチング電源、Ｂは第
２のスイッチング電源、Ｓ、。 Ｓ２はスイッチング素子、Ｖ、、Ｖ２は直流電源である
。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram of the same operation as above, FIG. 3 is a main circuit diagram of the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a block diagram of the second embodiment of the present invention. The circuit diagram of the embodiment, FIGS. 5(a) and (b) are the same operation waveform diagrams as above, FIG. 6 is the circuit diagram of the third embodiment of the present invention, and FIGS. 7(a) and (b) are the same as above. Figure 8 is the circuit diagram of the conventional example, Figure 9 (a),
<I+) is an operation waveform diagram of the same as above. 1 is a high-pressure discharge lamp, 2 is a dimming signal generating means, 3 is a control circuit, 4 is a PWM control circuit, 5 is a low frequency oscillation circuit, 6 is a dimming level discrimination circuit, A is a first switching power supply, and B is a a second switching power supply, S; S2 is a switching element, V, , V2 is a DC power supply.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）直流電源と、直流電源をスイッチングして高圧放
電灯に直流電力を供給する第１のスイッチング電源と、
直流電源をスイッチングして高圧放電灯に高周波電力を
供給する第２のスイッチング電源と、第２のスイッチン
グ電源を間欠的に動作させると共に少なくとも第２のス
イッチング電源の不動作期間に第１のスイッチング電源
を動作させる制御回路と、高圧放電灯の調光信号を制御
回路に入力する調光信号入力手段とを備え、前記制御回
路は入力された調光信号に応じて第１又は第２のスイッ
チング電源におけるスイッチング素子を制御して高圧放
電灯への供給電力を制御する電力制御手段と、第１のス
イッチング電源の動作期間と第２のスイッチング電源の
動作期間の比率を高圧放電灯の調光比に応じて可変とす
る動作期間制御手段を備えることを特徴とする放電灯点
灯装置。(1) a DC power supply; a first switching power supply that switches the DC power supply to supply DC power to the high-pressure discharge lamp;
a second switching power supply that switches the DC power supply to supply high-frequency power to the high-pressure discharge lamp; and a first switching power supply that operates the second switching power supply intermittently and at least during the non-operation period of the second switching power supply. and a dimming signal input means for inputting a dimming signal of the high-pressure discharge lamp to the control circuit, and the control circuit operates the first or second switching power supply according to the input dimming signal. a power control means for controlling the power supplied to the high-pressure discharge lamp by controlling a switching element in the lamp; and a power control means for controlling the power supplied to the high-pressure discharge lamp by controlling a switching element in A discharge lamp lighting device characterized by comprising an operation period control means that is variable according to the operation period.