JPH01298695A - Electric-discharge lamp lighting device - Google Patents
Electric-discharge lamp lighting deviceInfo
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- Discharge-Lamp Control Circuits And Pulse- Feed Circuits (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
[産業上の利用分野]
本発明は、スイッチング素子を用いて高圧放電灯を安定
に点灯せしめる放電灯点灯装置に関するものである。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a discharge lamp lighting device that stably lights a high-pressure discharge lamp using a switching element.
[従来の技術]
商用電源を用いる放電灯点灯装置は、動作周波数が低い
ので、点灯装置を構成するチョークやトランス、コンデ
ンサ等の部品の寸法・重量が大きくなる。そこで、点灯
装置の小型軽量化を図るための手段として、高周波点灯
方式が提案されている0例えば、蛍光灯の点灯装置にお
いては、スイッチングトランジスタ等を用いた高周波点
灯装置が既に実用化されている。一方、高圧放電灯の点
灯装置においても点灯周波数を高周波にすると、蛍光灯
の場合と同様に点灯装置の小型軽量化を図ることができ
るが、高圧放電灯を高周波点灯すると、いわゆる音響的
共鳴現象に起因するアークの不安定性が生じることが従
来から知られている。そこで、高圧放電灯を高周波点灯
することによって得られる利点を活かすために、音響的
共鳴現象の全く発生しない周波数帯域の電力と、音響的
共鳴現象が発生し得る高周波の周波数帯域の電力とを所
定の周期で交互に高圧放電灯に供給する点灯装置が提案
されている(特願昭59−118663号)。[Prior Art] A discharge lamp lighting device that uses a commercial power source has a low operating frequency, so the dimensions and weight of components such as a choke, a transformer, and a capacitor that constitute the lighting device are large. Therefore, a high-frequency lighting system has been proposed as a means to reduce the size and weight of lighting devices. For example, high-frequency lighting devices using switching transistors, etc. have already been put into practical use in lighting devices for fluorescent lamps. . On the other hand, if the lighting frequency of a high-pressure discharge lamp lighting device is set to a high frequency, the lighting device can be made smaller and lighter in the same way as in the case of fluorescent lamps, but when a high-pressure discharge lamp is lit at a high frequency, so-called acoustic resonance phenomenon It has been known that arc instability occurs due to Therefore, in order to take advantage of the advantages obtained by lighting a high-pressure discharge lamp at a high frequency, the power in a frequency band where no acoustic resonance phenomenon occurs and the power in a high frequency frequency band where an acoustic resonance phenomenon can occur are determined. A lighting device has been proposed that alternately supplies light to a high-pressure discharge lamp at a cycle of (Japanese Patent Application No. 118663/1982).
この従来例を第8図に示す、第8図の点灯装置は、音響
的共鳴現象が全く発生しない周波数帯域の電源としてチ
ョッパ回路CHを用い、音響的共鳴現象が発生し得る高
周波の電源としては、インバータ回路TVを用いている
。チョッパ回&¥IcHは、直流電源■1をスイッチン
グするトランジスタQ1と、限流用の抵抗R、チョーク
Ls及びコンデンサCsよりなる高域阻止フィルタ回路
とからなり、直流電力を高圧放電灯1に供給する。イン
バータ回路■■は、直流電源■2と、トランジスタQ2
.Q、の直列回路と、コンデンサC2、C:1の直列回
路を並列接続して成り、トランジスタQ 2 。This conventional example is shown in FIG. 8. The lighting device shown in FIG. 8 uses a chopper circuit CH as a power source in a frequency band where no acoustic resonance phenomenon occurs, and uses a chopper circuit CH as a power source in a high frequency band where acoustic resonance phenomenon may occur. , an inverter circuit TV is used. The chopper circuit & IcH consists of a transistor Q1 that switches the DC power supply ■1, and a high-frequency blocking filter circuit consisting of a current-limiting resistor R, choke Ls, and capacitor Cs, and supplies DC power to the high-pressure discharge lamp 1. . The inverter circuit ■■ consists of a DC power supply ■2 and a transistor Q2.
.. The transistor Q 2 consists of a series circuit of Q and a series circuit of capacitors C2 and C:1 connected in parallel.
Q、の接続点とコンデンサC2,C,の接続点との間に
、限流インピーダンスを介して高圧放電灯1を接続して
いる。各トランジスタQ2.Q、のコレクタ・エミッタ
間には、それぞれダイオードD、、D、が逆並列接続さ
れている。限流インピーダンスは、インダクタンスL2
とコンデンサC4の直列回路よりなる。The high pressure discharge lamp 1 is connected between the connection point of Q and the connection point of capacitors C2 and C through a current limiting impedance. Each transistor Q2. Diodes D, , D, are connected in antiparallel between the collector and emitter of Q, respectively. The current limiting impedance is the inductance L2
It consists of a series circuit consisting of a capacitor C4 and a capacitor C4.
第9図(a)は上記回路において、全点灯時に高圧放電
灯1に流れるランプ電流IN’aの波形図である。トラ
ンジスタQ1は直流動作期間TDcにおいて高周波でオ
ンオフされ、抵抗Rを介して限流され、チョークLs及
びコンデンサCsを含む高域阻止フィルタ回路にて高周
波成分金除去された直流電流IDCを高圧放電灯1に流
し、高周波動作期間THFにおいては、トランジスタQ
、はオフして、トランジスタQ、、Q、が交互にオンさ
れて、限流インピーダンスを介して高圧放電灯1に高周
波電流rHFを流す、直流動作期間TDoと高周波動作
期間THEとの比率を適切に選ぶことによって、音響的
共鳴現象の発生を防止することができ、アークを安定化
することができる。FIG. 9(a) is a waveform diagram of the lamp current IN'a flowing through the high pressure discharge lamp 1 during full lighting in the above circuit. The transistor Q1 is turned on and off at high frequency during the DC operation period TDc, the current is limited via the resistor R, and the high-frequency component gold is removed by a high-frequency blocking filter circuit including the choke Ls and the capacitor Cs. During the high frequency operation period THF, the transistor Q
, is turned off, and transistors Q, ,Q, are turned on alternately to flow high-frequency current rHF into the high-pressure discharge lamp 1 via the current-limiting impedance.The ratio between the DC operating period TDo and the high-frequency operating period THE is set appropriately. By selecting this, it is possible to prevent the occurrence of acoustic resonance phenomena and stabilize the arc.
第9図(b)は上記回路において、調光点灯時に高圧放
電灯1に流れるランプ電流Ilaの波形図である。調光
点灯時においては、トランジスタQ1のオン期間を短く
し、直流動作期間TDcに流れる直流成分の振幅を小さ
くしており、これによって出力光束を低減させるもので
ある。FIG. 9(b) is a waveform diagram of the lamp current Ila flowing through the high pressure discharge lamp 1 during dimming lighting in the above circuit. During dimming lighting, the on period of the transistor Q1 is shortened to reduce the amplitude of the DC component flowing during the DC operation period TDc, thereby reducing the output luminous flux.
[発明が解決しようとする課題]
上述の従来技術においては、直流動作期間TDcと高周
波動作期間THFの比率は一定であり、高周波動作期間
THFは直流動作期間TDCに比べて短く設定されてい
る。したがって、主たる電力は直流動作期間TDcにお
いて供給されており、調光時には直流電力のみを低減さ
せる。このため、全点灯時と調光点灯時とでは、直流電
力に対する高周波電力の割合が異なる。全点灯時には直
流電力に対する高周波電力の割合が少ないので、音響的
共鳴現象によるアークの不安定は生じないが、調光点灯
時には直流電力に対する高周波電力の割合が相対的に多
くなるので、音響的共鳴現象によるアークの不安定を生
じる。[Problems to be Solved by the Invention] In the above-described conventional technology, the ratio between the DC operation period TDc and the high frequency operation period THF is constant, and the high frequency operation period THF is set to be shorter than the DC operation period TDC. Therefore, the main power is supplied during the DC operation period TDc, and only the DC power is reduced during dimming. Therefore, the ratio of high-frequency power to DC power is different between full lighting and dimmed lighting. When fully lit, the ratio of high-frequency power to DC power is small, so arc instability due to acoustic resonance does not occur, but when dimmed, the ratio of high-frequency power to DC power is relatively high, so acoustic resonance occurs. This phenomenon causes instability of the arc.
本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、そ
の目的とするところは、高周波電力を間欠的に放電灯に
供給し、少なくとも高周波電力の休止期間中に直流電力
を放電灯に供給する放電灯点灯装置において、アークを
安定させたまま調光できるようにすることにある。The present invention has been made in view of these points, and its purpose is to supply high-frequency power to a discharge lamp intermittently, and to supply DC power to the discharge lamp at least during the period when the high-frequency power is not supplied. To provide a discharge lamp lighting device capable of dimming while keeping the arc stable.
[課題を解決するための手段]
本発明に係る放電灯点灯装置にあっては、上記の課題を
解決するために、第1図に示すように、直流電源■1.
■2と、直流電源V、、V、をスイッチングして高圧放
電灯1に直流電力を供給する第1のスイッチング電源A
と、直流電源V、、V2をスイッチングして高圧放電灯
1に高周波電力を供給する第2のスイッチング電源Bと
、第2のスイッチング電源Bを間欠的に動作させると共
に少なくとも第2のスイッチング電源Bの不動作期間に
第1のスイッチング電源Aを動作させる制御回路3と、
高圧放電灯1の調光信号を制御回路3に入力する調光信
号入力手段2とを備え、前記制御回路3は入力された調
光信号に応じて第1(又は第2)のスイッチング電源A
(又はB)におけるスイッチング素子S1(又はS2)
を制御して高圧放電灯1への供給電力を制御する電力制
御手段(P W M ft制御手段4)と、第1のスイ
ッチング電源Aの動作期間と第2のスイッチング電源B
の動作期間の比率を高圧放電灯1の調光比に応じて可変
とする動作期間制御手段(低周波発振回路5と調光レベ
ル判別回路6)を備えることを特徴とするものである。[Means for Solving the Problems] In the discharge lamp lighting device according to the present invention, in order to solve the above problems, as shown in FIG. 1, a DC power supply ■1.
■ A first switching power supply A that switches DC power supplies V, , V, and supplies DC power to the high-pressure discharge lamp 1;
, a second switching power supply B that switches the DC power supplies V, , V2 and supplies high-frequency power to the high-pressure discharge lamp 1; and a second switching power supply B that operates intermittently and at least a second switching power supply B. a control circuit 3 that operates the first switching power supply A during the non-operation period;
and a dimming signal input means 2 for inputting a dimming signal of the high pressure discharge lamp 1 to a control circuit 3, and the control circuit 3 controls the first (or second) switching power supply A according to the input dimming signal.
(or B) switching element S1 (or S2)
A power control means (PWM ft control means 4) that controls the power supplied to the high pressure discharge lamp 1 by controlling the operation period of the first switching power supply A and the second switching power supply B
The lamp is characterized in that it includes operation period control means (a low frequency oscillation circuit 5 and a dimming level determination circuit 6) for making the ratio of the operating periods of the lamp variable in accordance with the dimming ratio of the high pressure discharge lamp 1.
[f?用]
第2図は本発明の作用説明図であり、横軸は高圧放電灯
1の調光比、縦軸は高圧放電灯1への供給電力に対する
高周波含有率を示す、高圧放電灯1に供給される高周波
電力を一定としたままで、高圧放電灯1に供給される直
流電力を調光信号に応じて低減すれば、調光比は小さく
なる。このとき、調光比が小さくなるにつれて、高周波
含有率は高くなる。調光比が所定値Pよりも小さくなっ
て、高周波含有率が所定値Qを越えると、アークが不安
定となる。そこで、本発明にあっては、調光比が所定値
Pよりも小さくなったときには、高周波動作期間THF
を短くするか、又は直流動作期間TDcを長くして、高
周波含有率を所定値Qよりも小さくするものである。こ
れによって、調光比に拘わらず、高周波含有率は所定値
Q以下に抑えられ、アークが不安定となることはないも
のである。[f? FIG. 2 is an explanatory diagram of the operation of the present invention, in which the horizontal axis shows the dimming ratio of the high-pressure discharge lamp 1, and the vertical axis shows the high-frequency content rate with respect to the power supplied to the high-pressure discharge lamp 1. If the DC power supplied to the high-pressure discharge lamp 1 is reduced in accordance with the dimming signal while keeping the supplied high-frequency power constant, the dimming ratio will be reduced. At this time, as the dimming ratio decreases, the high frequency content rate increases. When the dimming ratio becomes smaller than the predetermined value P and the high frequency content exceeds the predetermined value Q, the arc becomes unstable. Therefore, in the present invention, when the dimming ratio becomes smaller than the predetermined value P, the high frequency operation period THF
The high frequency content rate is made smaller than the predetermined value Q by shortening or lengthening the DC operation period TDc. As a result, regardless of the dimming ratio, the high frequency content is suppressed to a predetermined value Q or less, and the arc does not become unstable.
なお、所定値Qは使用する回路や高圧放電灯1の種類に
よって異なるが、通常、高周波含有率が50%以上にな
るとアークが不安定になるので、調光状層でも高周波含
有率が50%以下になるように、直流動作期間Toc及
び高周波動作期間THEを設定することが好ましい。Note that the predetermined value Q varies depending on the circuit used and the type of high-pressure discharge lamp 1, but normally the arc becomes unstable when the high frequency content exceeds 50%, so the high frequency content is set at 50% even in the dimming layer. It is preferable to set the DC operation period Toc and the high frequency operation period THE as follows.
[実施例1]
第3図は本発明の第1実施例に用いる制御回路3aのブ
ロック図である。主回路の構成は第8図従来例と全く同
様であり、第8図に示したチョッパ回路CH及びインバ
ータ回路IVにおけるスイッチング用のトランジスタQ
1〜Q、は制御回路3aからの駆動信号によりスイッチ
ングされる。[Embodiment 1] FIG. 3 is a block diagram of a control circuit 3a used in the first embodiment of the present invention. The configuration of the main circuit is exactly the same as the conventional example shown in FIG. 8, and the switching transistor Q in the chopper circuit CH and inverter circuit IV shown in FIG.
1 to Q are switched by a drive signal from the control circuit 3a.
本実施例にあっては、P W M rfIl tn回路
4に調光用の可変抵抗VRが接続されており、可変抵抗
VRの抵抗値に応じたパルス幅の信号がPWM制御回路
4から出力される。PWM制御回路4の出力は、AND
回路A1及び駆動回路7を介してチョッパ回路CHのト
ランジスタQ1に供給される。これによって、トランジ
スタQ、は可変抵抗VRの設定値に応じてPWM制御さ
れる。一方、発振回路10の出力は、分周回路11にて
分周されて、AND回路A 2. A )及び駆動回路
8.9を介してインバータ回路IVのトランジスタQ
2 、 Q−に供給される。こ、れによってトランジス
タQ2.Q、は、発振回路10の発振周波数に応じて交
互にオンオフされる。AND回路A 2 、 A 3に
は低周波発振回路5の出力をNOT回路Nlにて反転し
たゲート信号が供給されており、そのゲート信号に応じ
てインバータ回路IVは間欠的に動作する。また、AN
D回路A、には低周波発振回路5の出力がゲート信号と
して供給されており、そのグー1〜信号に応じてインバ
ータ回路IVの休止期間中にチョッパ回路CHを動作さ
せる。In this embodiment, a variable resistor VR for dimming is connected to the PWM rfIl tn circuit 4, and a signal with a pulse width corresponding to the resistance value of the variable resistor VR is output from the PWM control circuit 4. Ru. The output of the PWM control circuit 4 is AND
The signal is supplied to the transistor Q1 of the chopper circuit CH via the circuit A1 and the drive circuit 7. As a result, the transistor Q is subjected to PWM control according to the set value of the variable resistor VR. On the other hand, the output of the oscillation circuit 10 is frequency-divided by a frequency dividing circuit 11, and then outputted from an AND circuit A2. A) and the transistor Q of the inverter circuit IV via the drive circuit 8.9.
2, supplied to Q-. This causes transistor Q2. Q is alternately turned on and off according to the oscillation frequency of the oscillation circuit 10. A gate signal obtained by inverting the output of the low frequency oscillation circuit 5 by a NOT circuit Nl is supplied to the AND circuits A 2 and A 3, and the inverter circuit IV operates intermittently in accordance with the gate signal. Also, AN
The output of the low frequency oscillation circuit 5 is supplied to the D circuit A as a gate signal, and the chopper circuit CH is operated during the inactive period of the inverter circuit IV in accordance with the G1~ signal.
低周波発振回路5は、汎用のタイマーIC15(例えば
、シダネティックス社[NE555)を備えている。こ
のタイマーICは、周知のように、トリガ端子(2番ピ
ン)が(1/3)Vcc以下になると、トリガされて出
力端子(3番ビン)が’High”レベルとなり、放電
端子(7番ビン)は高インピーダンスとなる。また、ス
レショルド端子(6番ビン)が(2/ 3 )Vccに
なると出力端子(3番ビン)が’ L ow”レベルと
なり、放電端子(7番ビン)も°″Low”レベルとな
る。電源端子(8番ビン)は電源電圧Vccに接続され
、アース端子(1番ビン)は接地されている。リセット
端子(4番ビン)は電源端子(8番ピン)に接続されて
いる。The low frequency oscillation circuit 5 includes a general-purpose timer IC 15 (for example, Sidanetics [NE555]). As is well known, when the trigger terminal (pin 2) becomes below (1/3) Vcc, this timer IC is triggered and the output terminal (bin 3) becomes 'High' level, and the discharge terminal (pin 7) becomes 'High' level. When the threshold terminal (bin 6) becomes (2/3) Vcc, the output terminal (bin 3) becomes 'Low' level, and the discharge terminal (bin 7) becomes high impedance. It becomes "Low" level. The power terminal (bin No. 8) is connected to the power supply voltage Vcc, and the ground terminal (bin No. 1) is grounded. The reset terminal (No. 4 pin) is connected to the power supply terminal (No. 8 pin).
タイマーICl3の時定数回路を構成する抵抗R,,R
,及びコンデンサC6の直列回路には、電源電圧Vcc
が印加されている。抵抗R5,R,の接続点は、放電端
子(7番ビン)に接続されている。抵抗R6とコンデン
サC6の接続点は、スレショルド端子(6番ピン)及び
トリガ端子(2番ビン)に接続されている。これによっ
て、タイマーICl3は無安定マルチバイブレータを構
成しており、その出力端子(3番ビン)に得られる信号
が、低周波発振口n5の出力となる。Resistors R, , R forming the time constant circuit of timer ICl3
, and a capacitor C6, the power supply voltage Vcc
is applied. The connection point of the resistors R5, R, is connected to the discharge terminal (bin 7). The connection point between the resistor R6 and the capacitor C6 is connected to the threshold terminal (pin 6) and the trigger terminal (bin 2). As a result, the timer ICl3 constitutes an astable multivibrator, and the signal obtained at its output terminal (bin 3) becomes the output of the low frequency oscillation port n5.
PWM制御回路4の出力には、調光レベル判別回路6が
接続されている。この回路は、平滑用のコンデンサC5
を面えており、このコンデンサC2はPWM制御回路4
の出力が“’High”レベルであるときに抵抗R5を
介して充電され、PWMlII11御回路4の出力が”
Low”レベルであるときに抵抗R1を介して放電され
る。したがって、コンデンサC2はPWM制御回路4の
出力のオン期間に応じたレベルに充電される。A dimming level determination circuit 6 is connected to the output of the PWM control circuit 4. This circuit consists of smoothing capacitor C5
This capacitor C2 is connected to the PWM control circuit 4.
When the output of the PWMlII11 control circuit 4 is at the "High" level, it is charged through the resistor R5, and the output of the PWMlII11 control circuit 4 is "'High" level.
When the capacitor C2 is at "Low" level, it is discharged through the resistor R1. Therefore, the capacitor C2 is charged to a level corresponding to the ON period of the output of the PWM control circuit 4.
まず、高圧放電灯1が全点灯状態であるときには、PW
M制御回路4の出力が’I−[iH1+”レベルである
期間が長くなるので、コンデンサC5の電圧は上昇し、
ツェナダイオードZD、が導通ずる。First, when the high pressure discharge lamp 1 is fully lit, the PW
Since the period during which the output of the M control circuit 4 is at the 'I-[iH1+'' level becomes longer, the voltage of the capacitor C5 increases,
Zener diode ZD becomes conductive.
このため、低周波発振回路5におけるコンデンサC5は
、抵抗Rs 、 R@を介して電源電圧Vccにて充電
されるのみならず、抵抗R2、ツェナダイオードZD、
、ダイオードD0を介してコンデンサC9によっても充
電されることになり、低周波発振回路5の出力が”’H
igh’″レベルである期間は短くなる。したがって、
全点灯時には直流動作期間To。Therefore, the capacitor C5 in the low frequency oscillation circuit 5 is not only charged by the power supply voltage Vcc via the resistors Rs and R@, but also charged by the resistor R2, the Zener diode ZD,
, is also charged by the capacitor C9 via the diode D0, and the output of the low frequency oscillation circuit 5 becomes "'H".
The period of time at the igh'″ level becomes shorter. Therefore,
When fully lit, the DC operation period is To.
は短く設定される。is set short.
次に、高圧放電灯1が調光点灯状態であるときには、P
WM制御回路4の出力が’)−1igl+”レベルであ
る期間が短くなるので、コンデンサC5の電圧は下降し
、ツェナダイオードZD、が非導通となる。このため、
低周波発振回路5におけるコンデンサC6は、抵抗Rs
、 Rsを介して電源電圧■ccにて充電されるのみ
となり、低周波発振回路5の出力が’High”レベル
である期間は長くなる。したがって、調光点灯時には直
流動作期間TDcは長く設定される。Next, when the high pressure discharge lamp 1 is in the dimming lighting state, P
Since the period during which the output of the WM control circuit 4 is at the ')-1igl+'' level becomes shorter, the voltage of the capacitor C5 decreases and the Zener diode ZD becomes non-conductive.For this reason,
The capacitor C6 in the low frequency oscillation circuit 5 is a resistor Rs.
, Rs, and the period during which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the 'High' level becomes longer. Therefore, the DC operation period TDc is set longer during dimming lighting. Ru.
なお、インバータ回路IVは、調光レベルには関係なく
一定の電圧を高圧放電灯1に印加するので、調光点灯時
の直流動作期間TDcにおいてランプ電流が少ないとき
でも、点灯維持のための電圧は十分に確保できるもので
ある。In addition, since the inverter circuit IV applies a constant voltage to the high-pressure discharge lamp 1 regardless of the dimming level, even when the lamp current is small during the DC operation period TDc during dimming lighting, the voltage for maintaining lighting is maintained. can be sufficiently secured.
[実施eA2] 第4図は本発明の第2実施例の回路図である。[Implementation eA2] FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
以下、その主回路の構成について説明する。直流電源V
lの正端子には、トランジスタQ1のコレクタ エミッ
タ間とダイオードD5、チョークL1を介して高圧放電
灯1の一端が接続され、高圧放電灯1の他端は高周波ト
ランスTfの2次巻線を介して直流電源V1の負端子に
接続されている。高圧放電灯1及び高周波トランスTf
の2次巻線の直列回路には、コンデンサC3が並列接続
されている。トランジスタQ、のエミッタと直流電源■
1の負端子との間には、1〜ランジスタQ、のコレクタ
エミッタ間が接続されている。トランジスタQ、、Q
4のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオードD
、、D、が逆並列接続されている。トランジスタQ、の
コレクタ・エミッタ間には、チョークL2とコンデンサ
C5を介して高周波トランスTIの1次巻線とコンデン
サC1の並列回路が接続されている。The configuration of the main circuit will be explained below. DC power supply V
One end of the high-pressure discharge lamp 1 is connected to the positive terminal of the transistor Q1 through the collector-emitter of the transistor Q1, a diode D5, and a choke L1, and the other end of the high-pressure discharge lamp 1 is connected through the secondary winding of the high-frequency transformer Tf. and is connected to the negative terminal of the DC power supply V1. High pressure discharge lamp 1 and high frequency transformer Tf
A capacitor C3 is connected in parallel to the series circuit of the secondary winding. Emitter of transistor Q and DC power supply■
The collectors and emitters of transistors 1 to Q are connected to the negative terminal of transistor 1. Transistor Q,,Q
A diode D is connected between the collector and emitter of 4.
,,D, are connected in antiparallel. A parallel circuit of a primary winding of a high frequency transformer TI and a capacitor C1 is connected between the collector and emitter of the transistor Q through a choke L2 and a capacitor C5.
本実施例において、高圧放電灯1に流れる電流波形の一
例を第5図(a) 、 (lJ)に示す。第5図(a)
は全点灯時、第5図(b)は調光点灯時の波形である。In this embodiment, an example of the current waveform flowing through the high-pressure discharge lamp 1 is shown in FIGS. 5(a) and 5(lJ). Figure 5(a)
is the waveform when the light is fully lit, and FIG. 5(b) is the waveform when the light is dimmed.
高周波動作期間THFではトランジスタQ、、Q、が交
互にオン、オフして高周波トランスTfを介して高圧放
電灯1に高周波電流IMFを供給する。また、直流動作
M間TDcではトランジスタQ、はオフとなり、トラン
ジスタQ、のみがオンオフして高圧放電灯1に直流電流
roeを供給する。つまり、本実施例では、トランジス
タQ1は全期間を通じて高周波でオンオフ動作を行って
おり、トランジスタQ、は高周波動作期間T1Fにおい
てのみ高周波でオンオフ動作を行っているものであり、
トランジスタQ、を直流動作期間TDoと高周波動作期
間T)(Fとで兼用することにより、回路構成を簡略化
したものである。During the high frequency operation period THF, the transistors Q, , Q are alternately turned on and off to supply a high frequency current IMF to the high pressure discharge lamp 1 via the high frequency transformer Tf. Further, during the DC operation M period TDc, the transistor Q is turned off, and only the transistor Q is turned on and off to supply a DC current roe to the high pressure discharge lamp 1. That is, in this embodiment, the transistor Q1 performs on/off operations at high frequency throughout the entire period, and the transistor Q performs on/off operations at high frequency only during the high frequency operation period T1F.
The circuit configuration is simplified by using the transistor Q for both the DC operation period TDo and the high frequency operation period T) (F).
まず、直流動作期間TDcにおいては、トランジスタQ
、はオフ状態のままであるので、コンデンサC5は直流
電源V1とほぼ同じ電圧まで充電され、チョークL2や
コンデンサC5、高周波トランスTfの1次巻線はほと
んど作用せず、1−ランジスタQ1のみが高周波でオン
オフして、ダイオードD7、チョークL1を介して高圧
放電灯1へ直流電力を供給する。すなわち、1〜ランジ
スタQ1がオンのときには、直流電源v1の正端子がら
トランジスタQ1、ダイオードD5、チ三1−りLl、
高圧放電灯1、高周波l・ランスTfの2次巻線を介し
て直流電源V1の負端子に至る経路に電流が流れる。First, during the DC operation period TDc, the transistor Q
, remain off, capacitor C5 is charged to almost the same voltage as DC power supply V1, choke L2, capacitor C5, and the primary winding of high-frequency transformer Tf have almost no effect, and only transistor Q1 is charged. It is turned on and off at a high frequency and supplies DC power to the high pressure discharge lamp 1 via the diode D7 and the choke L1. That is, when the transistors 1 to Q1 are on, the positive terminal of the DC power supply v1 is connected to the transistor Q1, the diode D5, the transistors Ll,
A current flows through the secondary winding of the high-pressure discharge lamp 1 and the high-frequency lance Tf to the negative terminal of the DC power supply V1.
トランジスタQ1がオフのときには、チョークL1が電
源となり、チョークL、がら、高圧放電灯1、高周波ト
ランスTfの2次巻線、ダイオードD1゜D5を介して
チョークL、に戻る経路で電流が流れる。各電流は、コ
ンデンサCIにも分流する。コンデンサC1はチョーク
L1に流れる高周波成分をバイパスするために接続され
ており、このため、高圧放電灯1には高周波成分の少な
い直流電流を流すことができる。したがって、直流動作
期間TD。When the transistor Q1 is off, the choke L1 becomes a power source, and current flows through the choke L, the high-pressure discharge lamp 1, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, and the diodes D1 to D5, and returns to the choke L. Each current is also shunted to capacitor CI. The capacitor C1 is connected to bypass the high-frequency components flowing through the choke L1, and therefore, a direct current with few high-frequency components can flow through the high-pressure discharge lamp 1. Therefore, the DC operation period TD.
においては、放電灯電流IZaはほとんど直流成分とな
り、FH,55的共鳴現象によるアークの不安定を抑え
ることができる安定な成分となる。In this case, the discharge lamp current IZa is almost a direct current component, which is a stable component that can suppress instability of the arc due to the FH,55 resonance phenomenon.
次に、高周波動作期間THEにおいては、トランジスタ
Q、とQ、が所定のデッドオフタイムを経て交互に高周
波でオンオフされて、高周波トランスT「を介して高圧
放電灯1へ高周波電力を供給する。以下、高周波の1サ
イクル分の動作を4つの場合に分けて説明する。Next, during the high frequency operation period THE, the transistors Q and Q are alternately turned on and off at high frequency after a predetermined dead-off time to supply high frequency power to the high pressure discharge lamp 1 via the high frequency transformer T'. Hereinafter, the operation for one cycle of high frequency will be explained in four cases.
■トランジスタQ1がオンで!・ランジスタQ、がオフ
のときには、直流電源V1の正端子からトランジスタQ
1、チョークL2、コンデンサC6、高周波トランスT
fの1次巻線を介して直流電源■。■Transistor Q1 is on!・When transistor Q is off, transistor Q is connected from the positive terminal of DC power supply V1.
1. Choke L2, capacitor C6, high frequency transformer T
■ DC power supply through the primary winding of f.
の負端子に至る経路で電流が流れる。Current flows through the path leading to the negative terminal of.
■トランジスタQ、、Q、が共にオフになると、チョー
クI、の蓄積エネルギーにより、チョークL2からコン
デンサC5、高周波トランスTfの1次巻線、ダイオー
ドDIを介してチョークL2に戻る経路で電流が流れる
。■When both transistors Q and Q are turned off, the energy stored in choke I causes a current to flow from choke L2 through capacitor C5, the primary winding of high-frequency transformer Tf, and diode DI, and back to choke L2. .
■トランジスタQ、がオフでトランジスタQ4がオンに
なると、コンデンサC7が電源となって、コンデンサC
5の電荷が、チョークL2、トランジスタQ4、高周波
トランスTfの1次巻線を介して放電される。■When transistor Q is off and transistor Q4 is on, capacitor C7 becomes a power source, and capacitor C
5 of charges are discharged through the choke L2, the transistor Q4, and the primary winding of the high frequency transformer Tf.
■トランジスタQ、、Q、が共にオフになると、チョー
ク1..2の蓄積エネルギーにより、チョークL2から
、ダイオードD1、直流電源V1、高周波トランスTf
の1次巻線、コンデンサC5を介してチョークL2に戻
る経路で電流が流れる。■When transistors Q, , Q, are both turned off, choke 1. .. Due to the accumulated energy of
Current flows through the primary winding of , the capacitor C5, and the path back to the choke L2.
以下、同じ動作を繰り返すことによって、高周波1−ラ
ンスT「の1次巻線には、交互に逆方向に電流が流れ、
その2次巻線には高周波電圧が発生する。この高周波電
圧は、コンデンサCIを介して高圧放電灯1に印加され
る9
このインバータ動作において、チョークL1に流れる電
流の大きさは、チョークL1、コンデンサC1、高周波
トランスTfの2次巻線の定数や、インバータ動作時の
発振周波数などによって変えることができるが、本実施
例では、チョークL。By repeating the same operation, current alternately flows in the primary winding of the high-frequency lance T in the opposite direction.
A high frequency voltage is generated in the secondary winding. This high-frequency voltage is applied to the high-pressure discharge lamp 1 via the capacitor CI.9 In this inverter operation, the magnitude of the current flowing through the choke L1 is determined by the constant of the choke L1, the capacitor C1, and the secondary winding of the high-frequency transformer Tf. Although it can be changed depending on the oscillation frequency during inverter operation, etc., in this embodiment, the choke L is used.
に流れる電流をインバータ動作時には少なく設定してい
る。また、コンデンサCIは高周波l・ランスTfの2
次巻線から出力される高周波電圧を高圧放電灯1に供給
しやすくするための低インピーダンスの閉回路を形成し
ている。つまり、高周波牙チョークL1には流さず、コ
ンデンサC1を介して高圧放電灯1に流している。The current flowing through the inverter is set to be low during inverter operation. In addition, capacitor CI is 2 of high frequency l and lance Tf.
A low-impedance closed circuit is formed to facilitate supply of the high-frequency voltage output from the next winding to the high-pressure discharge lamp 1. In other words, the current is not passed through the high-frequency choke L1, but is passed through the high-pressure discharge lamp 1 via the capacitor C1.
以上のように、1〜ランジスタQ1を直流動作期間TD
cと高周波動作期間THEの両方で動作させることによ
って主回路の構成が簡単になるものである。As described above, 1 to transistor Q1 are operated during the DC operation period TD.
The configuration of the main circuit is simplified by operating in both c and the high frequency operation period THE.
次に、制御回路3bの構成について説明する。Next, the configuration of the control circuit 3b will be explained.
調光信号源VDの出力は、PWM制御回路4に入力され
て、調光信号に応じたパルス幅の信号に変換される。P
WM制御回路4の出力信号は、ANDFD路A、の一方
の入力に接続されている。AND回路AIの他方の入力
には、低周波発振回路5の出力が接続されている。AN
D回路A1の出力は、OR回路o1の一方の入力に接続
されている。The output of the dimming signal source VD is input to the PWM control circuit 4 and converted into a signal with a pulse width corresponding to the dimming signal. P
The output signal of the WM control circuit 4 is connected to one input of the ANDFD path A. The output of the low frequency oscillation circuit 5 is connected to the other input of the AND circuit AI. AN
The output of the D circuit A1 is connected to one input of the OR circuit o1.
次に、発振回路10の発振出力は、分周回路11にて分
周されて、所定のデッドオフタイムを経て交互に“Hi
gh”レベルとなる第1及び第2の分周出力となり、A
ND回路A 2 、 A zの一方の入力にそれぞれ供
給されている。AND回路A 2 、 A 3の他方の
入力には、低周波発振回路5の出力をNOT回路N、に
て反転した信号が入力されている。Next, the oscillation output of the oscillation circuit 10 is frequency-divided by the frequency divider circuit 11, and after a predetermined dead-off time, the oscillation output is alternately set to “Hi”.
The first and second frequency divided outputs are at the “gh” level, and the A
It is supplied to one input of each of the ND circuits A 2 and A z. A signal obtained by inverting the output of the low frequency oscillation circuit 5 by a NOT circuit N is input to the other input of the AND circuits A 2 and A 3 .
AND回路A2の出力は、駆動回路8を介してl・ラン
ジスタQ4の駆動信号となり、AND回路A。The output of the AND circuit A2 becomes a drive signal for the l transistor Q4 via the drive circuit 8, and the output is output from the AND circuit A.
の出力は、OR回路O0の他方の入力に接続されている
。OR回路01の出力は、駆動回路7を介してトランジ
スタQ、の駆動信号となる。The output of is connected to the other input of the OR circuit O0. The output of the OR circuit 01 becomes a drive signal for the transistor Q via the drive circuit 7.
低周波発振回路5の出力が“Higl+”レベルである
期間TDcには、AND回路A、が信号通過可能状態と
なる。したがって、この期間TDcにおいては、PWM
制御回路4から出力されるパルス幅制御された信号が、
AND回路A3、OR回路01、駆動回路7を介してト
ランジスタQ、に供給され、トランジスタQ1が調光信
号に応じてPWM制御される。このとき、AND回路A
2.A、は信号通過不能状態となる。したがって、駆動
回路8を介してi・ランジスタQ、はオフ状官に保たれ
る。During the period TDc in which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the "Higl+" level, the AND circuit A is in a state where a signal can pass. Therefore, in this period TDc, PWM
The pulse width controlled signal output from the control circuit 4 is
The light is supplied to the transistor Q via the AND circuit A3, the OR circuit 01, and the drive circuit 7, and the transistor Q1 is PWM-controlled in accordance with the dimming signal. At this time, AND circuit A
2. A is in a state where the signal cannot pass. Therefore, the i-transistor Q is kept in the off state via the drive circuit 8.
次に、低周波発振回路5の出力が“Low”レベルであ
る期間THFには、AND回路AIが信号通過不能状態
となる。したがって、この期間Tl4Fにおいては、ト
ランジスタQ、には調光信号に応じてPWM制御された
信号は供給されない、一方、AND回路A2.A3が信
号通過可能状態となるので、発振回路10の発振出力を
分周回路11にて分周した第1の出力が、AND回路A
2及び駆動回路8を介してトランジスタQ、に供給され
る。また、分周回路11の第2の分周出力は、AND回
路A1、OR回路01及び駆動回路7を介してl・ラン
ジスタQ1に供給される。したがって、この期間THF
においては、トランジスタQ、、Q、は所定のデッドオ
フタイムを経て交互にオンとなるものであり、そのスイ
ッチング周波数は発振回路10の発振周波数と同じにな
る。Next, during the period THF in which the output of the low frequency oscillation circuit 5 is at the "Low" level, the AND circuit AI is in a state where the signal cannot pass. Therefore, during this period Tl4F, a PWM-controlled signal according to the dimming signal is not supplied to transistor Q, while AND circuit A2. Since A3 is in a state where a signal can pass, the first output obtained by dividing the oscillation output of the oscillation circuit 10 by the frequency dividing circuit 11 is sent to the AND circuit A.
2 and the drive circuit 8 to the transistor Q. Further, the second frequency-divided output of the frequency dividing circuit 11 is supplied to the l transistor Q1 via the AND circuit A1, the OR circuit 01, and the drive circuit 7. Therefore, during this period THF
, the transistors Q, , Q, are turned on alternately after a predetermined dead-off time, and their switching frequency is the same as the oscillation frequency of the oscillation circuit 10.
本実施例において、PWM制御回路4の出力には、上述
の第1実施例と同様な構成の調光レベル判別回路6が接
続されており、全点灯時には直流動作期間TDcが短く
なり、調光点灯時には直流動作期間TDcが長くなるよ
うに、低周波発振回路5を制御する。したがって、第5
図(、) 、 (b)に示すように、全点灯時に比べて
調光点灯時における直流電流の振幅が小さくても、その
通電時間が長くなるので、高周波含有率は低く抑えるこ
とができ、アークが安定するものである。In this embodiment, the output of the PWM control circuit 4 is connected to a dimming level determination circuit 6 having a configuration similar to that of the first embodiment described above, and when the full lighting is on, the DC operation period TDc is shortened, and the dimming level is reduced. The low frequency oscillation circuit 5 is controlled so that the DC operation period TDc becomes longer during lighting. Therefore, the fifth
As shown in Figures (, ) and (b), even if the amplitude of the DC current is smaller during dim lighting compared to full lighting, the energization time is longer, so the high frequency content can be kept low. This stabilizes the arc.
[実施例3] 第6図は本発明の第3実施例の回路図である。[Example 3] FIG. 6 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
本実施例にあっては、直流動作期間TO0において高圧
放電灯1に印加される直流成分の極性を交互に反転させ
て矩形波電力を供給するようにしており、ランプ寿命の
改善のためには好ましい実施例である。以下、その主回
路の構成について説明する。トランジスタQ、、Q、の
直列回路と、コンデンサC7,Csの直列回路は、直流
電源V1に並列接続されている。各トランジスタQ、、
Q、のコレクタ・エミッタ間には、それぞれダイオ−F
D、、D。In this embodiment, the polarity of the DC component applied to the high-pressure discharge lamp 1 is alternately reversed during the DC operation period TO0 to supply rectangular wave power. This is a preferred embodiment. The configuration of the main circuit will be explained below. A series circuit of transistors Q, , Q, and a series circuit of capacitors C7 and Cs are connected in parallel to a DC power supply V1. Each transistor Q,...
Between the collector and emitter of Q, there is a diode F.
D,,D.
が逆並列接続されている。トランジスタQ、、Q。are connected in antiparallel. Transistor Q,,Q.
の接続点とコンデンサCt 、 Csの接続点との間に
は、高圧放電灯1と高周波トランスTfの2次巻線の直
列回路にコンデンサC1を並列接続した回路がチョーク
L、を介して接続されると共に、高周波l・ランスT「
の1次巻線にコンデンサC,を並列接続された回路がチ
ョークL2及びコンデンサC1を介して接続されている
。A circuit in which a capacitor C1 is connected in parallel to a series circuit of the high-pressure discharge lamp 1 and the secondary winding of the high-frequency transformer Tf is connected between the connection point of the capacitor Ct and the connection point of the capacitors Ct and Cs via a choke L. At the same time, high frequency lance T'
A circuit in which a capacitor C is connected in parallel to the primary winding of is connected via a choke L2 and a capacitor C1.
第7図(a) 、 (b)は第6図に示した高圧放電灯
1に流れる電流11uの波形図である。第7図(、)は
全点灯時の波形、第7図(b)は調光点灯時の波形であ
る。高圧放電灯1への矩形波電力の供給は、時刻L2〜
t、及び時刻14〜t、の直流動作期間To。で、チョ
ッパ動作を行うことによって達成される。チョッパ回路
を構成する主たる回路要素は、コンデンサC1、高周波
トランスTrの2次巻線、高圧放電灯1、チョークL1
となる。FIGS. 7(a) and 7(b) are waveform diagrams of the current 11u flowing through the high-pressure discharge lamp 1 shown in FIG. FIG. 7(,) shows the waveform when the light is fully lit, and FIG. 7(b) shows the waveform when the light is dimmed. The rectangular wave power is supplied to the high pressure discharge lamp 1 from time L2 to
t, and the DC operation period To from time 14 to t. This is achieved by performing a chopper operation. The main circuit elements constituting the chopper circuit are a capacitor C1, a secondary winding of a high-frequency transformer Tr, a high-pressure discharge lamp 1, and a choke L1.
becomes.
まず、時刻し2〜Lつにおいては、1〜ランジスタQ7
のみが高周波でオンオフし、トランジスタQ8はオフ状
態のままとなる。 l−ランジスタQ7がオンすると、
コンデンサC7から、トランジスタQ7、チョークL1
、高圧放電灯1、高周波トランスTrの2次巻線を介し
てコンデンサC7に戻る経路で電流が流れる。また、ト
ランジスタQ7がオフすると、チョークL1の蓄積エネ
ルギーにより、チョークL1から、高圧放電灯1、高周
波トランスTfの2次巻線、コンデンサC6、ダイオー
ドD8を介してチョークLlに戻る経路で電流が流れる
。各電流の高周波成分は、コンデンサC3に分流され、
高圧放電灯1には正方向の直流電流が流れる。First, at times 2 to L, 1 to transistor Q7
Only the transistor Q8 is turned on and off at high frequency, and the transistor Q8 remains in the off state. When l-transistor Q7 turns on,
From capacitor C7, transistor Q7, choke L1
, the high-pressure discharge lamp 1, the current flows through the secondary winding of the high-frequency transformer Tr, and returns to the capacitor C7. Furthermore, when the transistor Q7 is turned off, the energy stored in the choke L1 causes a current to flow from the choke L1 through the high-pressure discharge lamp 1, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, the capacitor C6, and the diode D8, and then return to the choke Ll. . The high frequency components of each current are shunted to capacitor C3,
A positive direct current flows through the high-pressure discharge lamp 1 .
次に、時刻り、〜t、においては、トランジスタQ。Next, at time ˜t, transistor Q.
が高周波でオンオフし、1〜ランジスタQ7がオフ状態
のままとなる。トランジスタQ8がオンすると、コンデ
ンサC3から、高周波トランスTfの2次巻線、高圧放
電灯1、チョークL1、トランジスタQ、を介してコン
デンサC8に戻る経路で電流が流れる。また、トランジ
スタQBがオフすると、チョークL、の蓄積エネルギー
により、チョークLlから、ダイオードD7、コンデン
サC7、高周波トランスTfの2次巻線、高圧放電灯1
を介してチョークL、に戻る経路で電流が流れる。各電
流の高周波成分は、コンデンサCIに分流され、高圧放
電灯1には負方向の直流電流が流れる。turns on and off at high frequency, and transistors 1 to Q7 remain off. When the transistor Q8 is turned on, a current flows from the capacitor C3 through the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, the high-pressure discharge lamp 1, the choke L1, and the transistor Q, and returns to the capacitor C8. Furthermore, when the transistor QB is turned off, the energy accumulated in the choke L is transferred from the choke Ll to the diode D7, the capacitor C7, the secondary winding of the high-frequency transformer Tf, and the high-pressure discharge lamp 1.
Current flows through the path back to the choke L. The high frequency components of each current are shunted to the capacitor CI, and a negative direct current flows through the high pressure discharge lamp 1.
高周波電力の供給は、第7図において、時刻し1〜t2
と時刻tコ〜t4の高周波動作期間THFで、インバー
タ動作を行うことによって達成できる。この高周波動作
期間THFにおいては、両方のトランジスタQ、、Q、
が交互にオンオフする。インバータ回路を構成する主た
る回路要素は、高周波トランスTfの1次巻線及び2次
巻線、チョークL2、コンデンサC,,C,、高圧放電
灯1、並びに、コンデンサCIとなる。b下、高周波の
1サイクル分の動作を4つの場合に分けて説明する。In FIG. 7, the high-frequency power is supplied from time 1 to t2.
This can be achieved by performing an inverter operation during the high frequency operation period THF from time t to time t4. During this high frequency operation period THF, both transistors Q, ,Q,
turns on and off alternately. The main circuit elements constituting the inverter circuit are the primary and secondary windings of the high-frequency transformer Tf, the choke L2, the capacitors C, , C, the high-pressure discharge lamp 1, and the capacitor CI. (b) Below, the operation for one cycle of high frequency will be explained in four cases.
■)・ランジスタQ7がオンでトランジスタQ、がオフ
のときには、コンデンサC7から、トランジスタQ7、
チョークL2、コンデンサC1、高周波!・ランスTf
の1次巻線を介して、コンデンサC7に戻る経路で電流
が流れる。■)・When transistor Q7 is on and transistor Q is off, the transistor Q7,
Choke L2, capacitor C1, high frequency!・Lance Tf
Current flows through the primary winding of the capacitor C7 back to the capacitor C7.
■トランジスタQ、、Q、が共にオフになると、チョー
クL2の蓄積エネルギーにより、チョークL2から、コ
ンデンサC7、高周波トランスTfの1次巻線、コンデ
ンサC6、ダイオードD、を介して、チョークL2に戻
る経路で電流が流れる。■When both transistors Q and , Q turn off, the energy stored in choke L2 returns to choke L2 via capacitor C7, the primary winding of high-frequency transformer Tf, capacitor C6, and diode D. Current flows in the path.
■トランジスタQ7がオフでトランジスタQ、がオンに
なると、コンデンサC8から、高周波1〜ランスTfの
1次巻線、コンデンサC7、チョークL2、トランジス
タQ6を介してコンデンサC8に戻る経路で電流が流れ
る。(2) When the transistor Q7 is off and the transistor Q is on, a current flows from the capacitor C8 through the primary winding of the high frequency 1 to the lance Tf, the capacitor C7, the choke L2, and the transistor Q6, and returns to the capacitor C8.
■トランジスタQ7.Q、が再び共にオフになると、チ
ョークL2の蓄積エネルギーにより、チョークL2から
、ダイオードD1、コンデンサC7、高周波l・ランス
Tfの1次巻線、コンデンサC2を介してチョークL2
に戻る経路で電流が流れる。■Transistor Q7. When both Q and Q are turned off again, the stored energy in the choke L2 causes the energy to flow from the choke L2 through the diode D1, the capacitor C7, the primary winding of the high-frequency lance Tf, and the capacitor C2.
Current flows in the path that returns to .
以下、同じ動作を繰り返すことによって、高周波トラン
スTfの1次巻線には、交互に逆方向に電流が流れ、そ
の2次巻線には高周波電圧が発生ずる。この高周波電圧
は、コンデンサCIを介して高圧放電灯1に印加される
。Thereafter, by repeating the same operation, current alternately flows in the opposite direction to the primary winding of the high frequency transformer Tf, and a high frequency voltage is generated in the secondary winding. This high frequency voltage is applied to the high pressure discharge lamp 1 via the capacitor CI.
以上のチョッパ動作とインバータ動作を交互に繰り返す
ことにより、第7図に示すようなランプ電流INaの波
形が得られる。By alternately repeating the above chopper operation and inverter operation, a waveform of the lamp current INa as shown in FIG. 7 is obtained.
次に、制御回路3cの構成について説明する。Next, the configuration of the control circuit 3c will be explained.
PWMi′1II11if回路4、駆動回路7,8、発
振回路10及び分周回路11については、上述の第2実
施例と同様である。本実施例では、論理回路と低周波発
振回路5及び分周回路12の構成が異なっている。低周
波発振回路5は、2つのタイマーIC15a及び15b
(例えばシグネティックス製NE555)を有している
。タイマーIC15aは抵抗RaとコンデンサCaの時
定数にて動作する酢安定マルチバイブレークであり、そ
の出力端子(3番ピン)が°’)ligb“レベルであ
る期間が直流動作期間TDcである。タイマーIC15
aの出力端子(3番ピン)が°“Low”レベルは立ち
下がると、タイマーIC151+がトリガされる。タイ
マーIC15bは抵抗RIIとコンデンサcbの時定数
にて動作する単安定マルチバイブレータであり、その出
力端子(3番ピン)が″HiHl+“レベルである期間
が高周波動作期間THEである。タイマーI C15b
の出力端子(3番ピン)が“Low”レベルに立ち下が
ると、タイマーI C15aがトリガされる。以下、同
じ動作を繰り返し、タイマーIC15bの出力端子(3
番ピン)からは低周波信号が得られる。この低周波信号
は分周回路12にて分周され、第7図に示す時刻し2〜
t、においてのみ“Hi)(h”レベルとなる第1の低
周波信号と、時刻り、〜E、においてのみ“HiHI+
”レベルとなる第2の低周波信号と、時刻し、〜L2及
びt3〜t4においてのみHiH1+”レベルとなる第
3の低周波信号が得られる。第1及び第2の低周波信号
は、それぞれAND回路A I+及びA1□の一方の入
力に供給されており、AND回路A11及びAl1の他
方の入力には、PWM制御回路4からの出力信号が供給
されている。AND回路A 11及びAHの出力は、そ
れぞれOR回路0.、.0.□の一方の入力に接続され
ている。第3の低周波信号は、AND回路A 13及び
Al1の一方の入力に供給されており、AND回路AI
2及びA 14の他方の入力には、分周回路11の第1
及び第2の分周出力がそれぞれ入力されている。AND
回路A1コ及びA zの出力は、それぞれOR回路0,
1及び012の他方の入力に接続されている。OR回路
011及び01□の出力は、それぞれ駆動回路7及び8
を介して、トランジスタQ7及びQ、の駆動信号とされ
ている。The PWMi'1II11if circuit 4, drive circuits 7, 8, oscillation circuit 10, and frequency dividing circuit 11 are the same as those in the second embodiment described above. In this embodiment, the configurations of the logic circuit, low frequency oscillation circuit 5, and frequency dividing circuit 12 are different. The low frequency oscillation circuit 5 includes two timer ICs 15a and 15b.
(for example, NE555 manufactured by Signetics). The timer IC 15a is a stable multi-by-break circuit that operates with the time constant of a resistor Ra and a capacitor Ca, and the period during which its output terminal (pin 3) is at °')ligb level is the DC operation period TDc.
When the output terminal (pin 3) of the output terminal a falls from the "Low" level, the timer IC 151+ is triggered. The timer IC 15b is a monostable multivibrator that operates with a time constant of a resistor RII and a capacitor cb, and the period during which its output terminal (pin 3) is at the "HiHl+" level is a high frequency operation period THE. Timer I C15b
When the output terminal (pin 3) falls to the "Low" level, the timer IC15a is triggered. After that, repeat the same operation and
A low frequency signal can be obtained from pin No. This low frequency signal is frequency-divided by the frequency dividing circuit 12, and the time 2 to 2 shown in FIG.
The first low frequency signal becomes “Hi” (h) level only at time t, and “HiHI+” only at time ˜E.
A second low-frequency signal that reaches "HiH1+" level is obtained, and a third low-frequency signal that becomes "HiH1+" level only at ~L2 and t3-t4. The first and second low frequency signals are supplied to one input of AND circuits A I+ and A1□, respectively, and the output signal from the PWM control circuit 4 is supplied to the other input of AND circuits A11 and Al1. Supplied. The outputs of AND circuits A11 and AH are respectively output from OR circuits 0. ,. 0. Connected to one input of □. The third low frequency signal is supplied to one input of AND circuit A13 and Al1, and is supplied to one input of AND circuit A13 and Al1.
2 and the other input of A 14, the first
and the second frequency-divided output are respectively input. AND
The outputs of circuits A1 and Az are OR circuits 0 and 0, respectively.
1 and the other input of 012. The outputs of OR circuits 011 and 01□ are connected to drive circuits 7 and 8, respectively.
is used as a drive signal for transistors Q7 and Q.
したがって、ランプ電流11aの1周期し1〜も、にお
ける高周波動作期間THFでは、AND回路A、1゜A
12は共に信号通過不能状態となるので、l・ランジス
タQ、、Q、には調光信号によりパルス幅制御された駆
動信号は供給されない、このとき、AND回路A 13
. A 14は信号通過可能状態となるので、分周回路
11の第1及び第2の分周出力が、AND回路A 13
、 A 1.、OR回路Oz、0.2及び駆動回路7
,8を介してトランジスタQ、、Q、に駆動信号として
供給され、トランジスタQ、、Q、は交互にオンオフす
る。このスイッチング周波数は、発振回路10の発振周
波数と同じとなる。Therefore, during one cycle of the lamp current 11a, during the high frequency operation period THF from 1 to 1, the AND circuit A, 1°A
12 are both in a state in which signals cannot pass, so the drive signal whose pulse width is controlled by the dimming signal is not supplied to the L transistors Q, , Q. At this time, the AND circuit A 13
.. Since A14 is in a state where the signal can pass, the first and second frequency divided outputs of the frequency dividing circuit 11 are connected to the AND circuit A13.
, A1. , OR circuit Oz, 0.2 and drive circuit 7
, 8 as a driving signal to the transistors Q, ,Q, and the transistors Q, ,Q are turned on and off alternately. This switching frequency is the same as the oscillation frequency of the oscillation circuit 10.
次に、ランプ電流11aの1周期しl〜t、における直
流動作期間THFでは、AND回路A 13 、 A
、 、が信号通過不能状態となるので、1〜ランジスタ
Q7゜Q8には周波数制御された駆動信号は供給されな
い、直流動作期間THFのうち、時刻t2〜し、ではA
ND回路A1.が信号通過可能状態となり、P W M
制御回路4の出力信号がAND回路A、1、OR回路○
8、駆動回路7を介してトランジスタQ7の駆動信号と
なる。また、時刻[4〜t、ではAND回路A、□が信
号通過可能1/l′iとなり、P W M m’制御回
路4の出力信号がAND回路A 12、OR回路012
、駆動回路8を介してl−ランジスタQ、の駆動信号と
なる。したがって、前者の場合には正方向、後者の場合
には負方向の直流成分が高圧放電灯1に供給されるもの
であり、いずれの場合にもトランジスタQt、Qsの駆
動信号は、調光信号に応じてパルス幅制御されたものと
なる。Next, in the DC operation period THF during one cycle of the lamp current 11a from l to t, the AND circuits A 13 and A
, , are in a state in which signals cannot pass, so frequency-controlled drive signals are not supplied to transistors 1 to Q7 and Q8.
ND circuit A1. becomes a state where the signal can pass, and P W M
The output signal of control circuit 4 is AND circuit A, 1, OR circuit ○
8. Becomes a drive signal for transistor Q7 via drive circuit 7. Also, at time [4 to t], the AND circuit A, □ becomes 1/l'i where the signal can pass, and the output signal of the P W M m' control circuit 4 is the AND circuit A 12, the OR circuit 012.
, becomes a drive signal for the l-transistor Q via the drive circuit 8. Therefore, in the former case, a positive direction DC component is supplied to the high pressure discharge lamp 1, and in the latter case, a negative direction DC component is supplied to the high pressure discharge lamp 1. In either case, the drive signals for the transistors Qt and Qs are the dimming signal. The pulse width is controlled accordingly.
本実施例にあっては、PWM制御回路4の出力をN07
回28N2にて反転した信号が、調光レベル判別回路6
に入力されている。したがって、調光レベル判別回路6
のコンデンサC2は、PWM制御回路4の出力がLow
”レベルのときに充電され、上記出力が“Hi81+”
レベルのときに放電される。In this embodiment, the output of the PWM control circuit 4 is set to N07.
The signal inverted at step 28N2 is sent to the dimming level discrimination circuit 6.
has been entered. Therefore, the dimming level discrimination circuit 6
The capacitor C2 is connected when the output of the PWM control circuit 4 is Low.
” level, the above output is “Hi81+”
Discharged when level.
調光点灯時においては、PWM制御回路・1の出力が’
Low”レベルである期間が長くなるので、コンデンサ
C5の電圧が上昇し、抵抗R2及びダイオードD0を介
してコンデンサcbが充電される。このため、コンデン
サcbの充電速度が速くなり、タイマーIC151]の
出力端子(3番ビン)が“l−1i gl+ ”レベル
である期間T 、、、は雉くなる。一方、タイマーIC
15aについては、出力端子(3番ビン)が“Hiビh
”レベルである期間TDcは一定である。したがって、
直流電力が低減される調光点灯時においては、高周波電
力の通電期間のみが短くなるので、高周波含有率の増加
が抑制されるものであり、アークの不安定が生じること
はない。During dimming lighting, the output of PWM control circuit 1 is
Since the period in which the capacitor C5 remains at "Low" level becomes longer, the voltage of the capacitor C5 increases, and the capacitor cb is charged via the resistor R2 and the diode D0. Therefore, the charging speed of the capacitor cb becomes faster, and the timer IC151] During the period T when the output terminal (bin 3) is at the "l-1i gl+" level, it becomes pheasant.On the other hand, the timer IC
For 15a, the output terminal (bin 3) is “Hi Bih”.
“The period TDc at the level is constant. Therefore,
During dimming lighting in which DC power is reduced, only the energization period of high-frequency power is shortened, so an increase in high-frequency content is suppressed, and arc instability does not occur.
なお、調光レベルは調光つまみと連動させて検出しても
良い、また、出力力状態く例えばランプ電流)を検出し
て、直流動作期間TDcにおける電流が所定値以下にな
ったときに、高周波含有率の抑制を行うようにしても良
い。Note that the dimming level may be detected in conjunction with the dimming knob, or by detecting the output power state (for example, lamp current), and when the current during the DC operation period TDc becomes less than a predetermined value, The high frequency content rate may be suppressed.
上述の実施例にあっては、高周波含有率の抑制のために
、直流動作期間TDcを長くするか、高周波動作期間T
H「を短くするかのいずれかの手段を用いているが、両
方の手段を同時に用いるものであっても良い、また、直
流動作期間TDcにおける直流電力の制御はP W M
i制御に限らず、周波数制御であっても良い。In the above embodiment, in order to suppress the high frequency content, the DC operation period TDc is lengthened or the high frequency operation period T
Although either means for shortening H is used, both means may be used at the same time. Also, the control of DC power during the DC operation period TDc is performed using PW M
The control is not limited to i-control, and may be frequency control.
[発明の効果コ
本発明にあっては、上述のように、高圧放電灯に高周波
電力を間欠的に供給する第2のスイッチング電源と、少
なくとも第2のスイッチング電源の不動作時に動作して
高圧放電灯に直流電力を供給する第1のスイッチング電
源とを備え、調光信号入力手段からの調光信号に応じて
調光可能な放電灯点灯装置において、調光比に応じて直
流動作J胡1jnと高層波動(%MI′mの比率を可変
としたので、調光によって高周波3有率が増大する・こ
とがなく、したがって、音響的共Ill現象に起因する
アークの不安定が生じることがないという効果がある。[Effects of the Invention] As described above, the present invention includes a second switching power supply that intermittently supplies high-frequency power to the high-pressure discharge lamp, and a high-voltage power supply that operates when at least the second switching power supply is not in operation. A discharge lamp lighting device comprising a first switching power supply that supplies DC power to a discharge lamp and capable of dimming in response to a dimming signal from a dimming signal input means, wherein Since the ratio of 1jn and high-frequency wave (%MI'm) is made variable, the high frequency 3 ratio does not increase due to dimming, and therefore arc instability due to acoustic co-Ill phenomenon does not occur. There is an effect that there is no.
第1図は本発明の基本構成を示すブロック図、第2図は
同上の動作説明図、第3図は本発明の第1実施例の要部
回路図、第4図は本発明の第2実施例の回路図、第5図
(a)、(b)は同上の動作波形図、第6図は本発明の
第3実施例の回路図、第7図(a)、(b)は同上の動
作波形図、第8図は従来例の回路図、第9図(a) 、
<I+)は同上の動作波形図である。
1は高圧放電灯、2は調光信号発生手段、3は制御回路
、4はPWM制御回路、5は低周波発振回路、6は調光
レベル判別回路、Aは第1のスイッチング電源、Bは第
2のスイッチング電源、S、。
S2はスイッチング素子、V、、V2は直流電源である
。FIG. 1 is a block diagram showing the basic configuration of the present invention, FIG. 2 is an explanatory diagram of the same operation as above, FIG. 3 is a main circuit diagram of the first embodiment of the present invention, and FIG. 4 is a block diagram of the second embodiment of the present invention. The circuit diagram of the embodiment, FIGS. 5(a) and (b) are the same operation waveform diagrams as above, FIG. 6 is the circuit diagram of the third embodiment of the present invention, and FIGS. 7(a) and (b) are the same as above. Figure 8 is the circuit diagram of the conventional example, Figure 9 (a),
<I+) is an operation waveform diagram of the same as above. 1 is a high-pressure discharge lamp, 2 is a dimming signal generating means, 3 is a control circuit, 4 is a PWM control circuit, 5 is a low frequency oscillation circuit, 6 is a dimming level discrimination circuit, A is a first switching power supply, and B is a a second switching power supply, S; S2 is a switching element, V, , V2 is a DC power supply.
Claims (1)
電灯に直流電力を供給する第1のスイッチング電源と、
直流電源をスイッチングして高圧放電灯に高周波電力を
供給する第2のスイッチング電源と、第2のスイッチン
グ電源を間欠的に動作させると共に少なくとも第2のス
イッチング電源の不動作期間に第1のスイッチング電源
を動作させる制御回路と、高圧放電灯の調光信号を制御
回路に入力する調光信号入力手段とを備え、前記制御回
路は入力された調光信号に応じて第1又は第2のスイッ
チング電源におけるスイッチング素子を制御して高圧放
電灯への供給電力を制御する電力制御手段と、第1のス
イッチング電源の動作期間と第2のスイッチング電源の
動作期間の比率を高圧放電灯の調光比に応じて可変とす
る動作期間制御手段を備えることを特徴とする放電灯点
灯装置。(1) a DC power supply; a first switching power supply that switches the DC power supply to supply DC power to the high-pressure discharge lamp;
a second switching power supply that switches the DC power supply to supply high-frequency power to the high-pressure discharge lamp; and a first switching power supply that operates the second switching power supply intermittently and at least during the non-operation period of the second switching power supply. and a dimming signal input means for inputting a dimming signal of the high-pressure discharge lamp to the control circuit, and the control circuit operates the first or second switching power supply according to the input dimming signal. a power control means for controlling the power supplied to the high-pressure discharge lamp by controlling a switching element in the lamp; and a power control means for controlling the power supplied to the high-pressure discharge lamp by controlling a switching element in A discharge lamp lighting device characterized by comprising an operation period control means that is variable according to the operation period.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12871388A JPH01298695A (en) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | Electric-discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12871388A JPH01298695A (en) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | Electric-discharge lamp lighting device |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH01298695A true JPH01298695A (en) | 1989-12-01 |
Family
ID=14991591
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12871388A Pending JPH01298695A (en) | 1988-05-26 | 1988-05-26 | Electric-discharge lamp lighting device |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH01298695A (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010123478A (en) * | 2008-11-21 | 2010-06-03 | Ushio Inc | High-pressure discharge lamp lighting device |
-
1988
- 1988-05-26 JP JP12871388A patent/JPH01298695A/en active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2010123478A (en) * | 2008-11-21 | 2010-06-03 | Ushio Inc | High-pressure discharge lamp lighting device |
JP4666063B2 (en) * | 2008-11-21 | 2011-04-06 | ウシオ電機株式会社 | High pressure discharge lamp lighting device |
US8164266B2 (en) | 2008-11-21 | 2012-04-24 | Ushio Denki Kabushiki Kaisha | High pressure discharge lamp lighting apparatus |
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