JPH0129341B2 - - Google Patents
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- JPH0129341B2 JPH0129341B2 JP4256483A JP4256483A JPH0129341B2 JP H0129341 B2 JPH0129341 B2 JP H0129341B2 JP 4256483 A JP4256483 A JP 4256483A JP 4256483 A JP4256483 A JP 4256483A JP H0129341 B2 JPH0129341 B2 JP H0129341B2
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- signals
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- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 12
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 6
- 238000000034 method Methods 0.000 description 6
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 1
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/10—Frequency-modulated carrier systems, i.e. using frequency-shift keying
- H04L27/14—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/144—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements
- H04L27/152—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements
- H04L27/1525—Demodulator circuits; Receiver circuits with demodulation using spectral properties of the received signal, e.g. by using frequency selective- or frequency sensitive elements using controlled oscillators, e.g. PLL arrangements using quadrature demodulation
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- Physics & Mathematics (AREA)
- Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は、２値デイジタル信号で周波数変調さ
れた信号を検波する装置に係り、特に集積回路化
に適した検波装置に関する。
れた信号を検波する装置に係り、特に集積回路化
に適した検波装置に関する。
周波数検波装置を集積回路によつて実現する方
法として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方
式が知られている。この方法は受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号も処理で
きる利点がある反面、自動利得調整および回路の
バランスを必要とするため、回路実現がかなり困
難であるという欠点があつた。
法として、いわゆるダイレクトコンバージヨン方
式が知られている。この方法は受信波を直接ベー
スバンドに周波数変換するので、フイルタリング
やその他の処理をベースバンドで行うことができ
る特長がある。ベースバンドにおける信号処理の
方法として、従来知られている微分と乗算による
方法は、アナログ信号で変調された信号も処理で
きる利点がある反面、自動利得調整および回路の
バランスを必要とするため、回路実現がかなり困
難であるという欠点があつた。
本発明の目的は、このような欠点を除き、集積
回路による実現が容易な２値デイジタル信号で変
調された周波数変調波の検波装置を提供すること
にある。
回路による実現が容易な２値デイジタル信号で変
調された周波数変調波の検波装置を提供すること
にある。
本発明によれば、２値デイジタル信号によつて
周波数変調された検波すべき入力信号を2N個
（ここでＮは正の整数）の信号に分離し、該入力
変調波の中心周波数にほぼ等しい周波数を有する
局部発振器の出力を分離することによつて前記
2N個の入力信号に対応する2N個の局部発振信号
を作り、前記2N個の入力信号とこれに対応する
前記2N個の局部発信信号との間に、2N個の異な
る位相差を与え、前記2N個の入力信号を前記2N
個の局部発振信号によつてベースバンドに周波数
変換することによつて、2N個の異なる位相を有
するベースバンド信号を作り、これにより得られ
た信号の各々を２値化して得られる2N個の２値
化信号を作り、これらの信号の排他的論理和をと
ることによつて第１の信号を作り、前記2N個の
ベースバンド信号をその位相が180゜を法とする順
番になるように並べたとき、これらの信号を順に
１個おきにとつた信号に対応する前記２値化信号
の全体を第１の信号グループとし、残りの２値化
信号グループの全体を第２の信号グループとする
とき、前記第１の信号グループのいずれかの信号
の状態が変化するたびに２値信号の状態がいずれ
か一方を選び、前記第２の信号グループのいずれ
かの信号の状態が変化するたびに、前記２値信号
の他方の状態を選ぶことで発生される基準信号を
第２の信号とし、該第２の信号と前記第１の信号
の排他的論理和信号を作り、この信号から得られ
る信号を検波出力とすることにより、上記目的を
達成できる。
周波数変調された検波すべき入力信号を2N個
（ここでＮは正の整数）の信号に分離し、該入力
変調波の中心周波数にほぼ等しい周波数を有する
局部発振器の出力を分離することによつて前記
2N個の入力信号に対応する2N個の局部発振信号
を作り、前記2N個の入力信号とこれに対応する
前記2N個の局部発信信号との間に、2N個の異な
る位相差を与え、前記2N個の入力信号を前記2N
個の局部発振信号によつてベースバンドに周波数
変換することによつて、2N個の異なる位相を有
するベースバンド信号を作り、これにより得られ
た信号の各々を２値化して得られる2N個の２値
化信号を作り、これらの信号の排他的論理和をと
ることによつて第１の信号を作り、前記2N個の
ベースバンド信号をその位相が180゜を法とする順
番になるように並べたとき、これらの信号を順に
１個おきにとつた信号に対応する前記２値化信号
の全体を第１の信号グループとし、残りの２値化
信号グループの全体を第２の信号グループとする
とき、前記第１の信号グループのいずれかの信号
の状態が変化するたびに２値信号の状態がいずれ
か一方を選び、前記第２の信号グループのいずれ
かの信号の状態が変化するたびに、前記２値信号
の他方の状態を選ぶことで発生される基準信号を
第２の信号とし、該第２の信号と前記第１の信号
の排他的論理和信号を作り、この信号から得られ
る信号を検波出力とすることにより、上記目的を
達成できる。
以下図面を用いて詳しい説明を行う。第１図は
本発明の第１の実施例を示すブロツク図である。
マークあるいはスペースの２値デイジタル信号で
周波数変調された受信波は、入力端子１に入力さ
れると、その中心周波数にほぼ等しい発振周波数
を有する局部発振器３の出力を２分し、位相器４
によつて２分した信号の間に90゜の移相差を与え
て得られる信号を局部発振信号として、ミクサ２
１，２２により、ベースバンドへ周波数変換され
る。低域通過フイルタ５１，５２はベースバンド
信号のみを取り出すことと、雑音の帯域制限を行
うものである。ベースバンド信号は各々２値化回
路６１，６２に入力され、２値化された信号Ｉ，
Ｑが得られる。入力される変調信号と局部発信号
の位相差がミクサ２１、とミクサ２２においては
90゜だけ異なることにより、信号Ｉと信号Ｑの間
の位相差も90゜となる。この信号波形は例えば、
第４図に示すようになる。ここで、実線は変調信
号マークの場合を、破線はスペースの場合を示
す。信号Ｉ，Ｑを排他的論理和回路７１に入力す
ることによつて、第４図に示したような信号IQ
が得られる。信号ＩおよびＱの一部は基準信号発
生回路８０に入力され、後で説明するように、周
期が信号IQのそれに等しく、かつ信号Ｉあるい
はＱに対する相対位相が変調信号がマークかある
いはスペースかによつて変化しない基準信号Ｚが
発生される。基準信号Ｚは信号IQとともに、排
他的論理和回路７２に入力される。その出力信号
Ｘは、変調信号であるマークあるいはスペース信
号となり、周波数検波が行われることが示され
る。
本発明の第１の実施例を示すブロツク図である。
マークあるいはスペースの２値デイジタル信号で
周波数変調された受信波は、入力端子１に入力さ
れると、その中心周波数にほぼ等しい発振周波数
を有する局部発振器３の出力を２分し、位相器４
によつて２分した信号の間に90゜の移相差を与え
て得られる信号を局部発振信号として、ミクサ２
１，２２により、ベースバンドへ周波数変換され
る。低域通過フイルタ５１，５２はベースバンド
信号のみを取り出すことと、雑音の帯域制限を行
うものである。ベースバンド信号は各々２値化回
路６１，６２に入力され、２値化された信号Ｉ，
Ｑが得られる。入力される変調信号と局部発信号
の位相差がミクサ２１、とミクサ２２においては
90゜だけ異なることにより、信号Ｉと信号Ｑの間
の位相差も90゜となる。この信号波形は例えば、
第４図に示すようになる。ここで、実線は変調信
号マークの場合を、破線はスペースの場合を示
す。信号Ｉ，Ｑを排他的論理和回路７１に入力す
ることによつて、第４図に示したような信号IQ
が得られる。信号ＩおよびＱの一部は基準信号発
生回路８０に入力され、後で説明するように、周
期が信号IQのそれに等しく、かつ信号Ｉあるい
はＱに対する相対位相が変調信号がマークかある
いはスペースかによつて変化しない基準信号Ｚが
発生される。基準信号Ｚは信号IQとともに、排
他的論理和回路７２に入力される。その出力信号
Ｘは、変調信号であるマークあるいはスペース信
号となり、周波数検波が行われることが示され
る。
ここで、第１図の破線で囲つた基準信号発生回
路８０の動作を説明する。信号Ｉ，Ｑはそれぞれ
微分折り返し回路８１，８２に入力され、例えば
第３図ａに示したような入力を加えたとすると、
同図ｂに示したように、信号の変化点でパルスを
発生させる。したがつて、セツトリセツトフリツ
プフロツプ回路９は、信号Ｑの立ち上がりおよび
立ち下がりでセツトされ、信号Ｉの立ち上がりお
よび立ち下がりでセツトされるので、その出力信
号Ｚは信号IQのくり返し周期と等しく、かつ、
微分折り返し回路の働きにより、その相対位相は
変調信号がマークであるかスペースであるかによ
つて変化しない。微分折り返し回路は例えば第２
図に示したように、入力信号と、これを遅延回路
５に入力して得られる信号とを排他的論理和回路
７に入力とする回路構成で実現できる。
路８０の動作を説明する。信号Ｉ，Ｑはそれぞれ
微分折り返し回路８１，８２に入力され、例えば
第３図ａに示したような入力を加えたとすると、
同図ｂに示したように、信号の変化点でパルスを
発生させる。したがつて、セツトリセツトフリツ
プフロツプ回路９は、信号Ｑの立ち上がりおよび
立ち下がりでセツトされ、信号Ｉの立ち上がりお
よび立ち下がりでセツトされるので、その出力信
号Ｚは信号IQのくり返し周期と等しく、かつ、
微分折り返し回路の働きにより、その相対位相は
変調信号がマークであるかスペースであるかによ
つて変化しない。微分折り返し回路は例えば第２
図に示したように、入力信号と、これを遅延回路
５に入力して得られる信号とを排他的論理和回路
７に入力とする回路構成で実現できる。
ここで説明した実施例において、信号Ｉ，Ｑの
位相差は90゜に限るものではなく、零以外の任意
の値でよいことは、第４図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号Ｉ，Ｑ
の間に位相差を与える方法は、ここで示した実施
例のように局部発振信号の間に位相差を与える代
わりに、二つのミクサに入力される変調信号の間
に位相差を与えてもよい。また、セツトリセツト
フリツプフロツプ回路９のセツト端子、リセツト
端子の入力信号をＩ，Ｑ入れ代えてもよい。これ
らの組み合わせのいずれを選んでも、マークある
いはスペース信号が正しく得られるか、あるい
は、これが入れ換わつた検波信号となるのみであ
る。後者の場合には、データを反転させる回路を
付加すればよい。
位相差は90゜に限るものではなく、零以外の任意
の値でよいことは、第４図のような波形図を描い
てみれば容易に理解できる。さらに、信号Ｉ，Ｑ
の間に位相差を与える方法は、ここで示した実施
例のように局部発振信号の間に位相差を与える代
わりに、二つのミクサに入力される変調信号の間
に位相差を与えてもよい。また、セツトリセツト
フリツプフロツプ回路９のセツト端子、リセツト
端子の入力信号をＩ，Ｑ入れ代えてもよい。これ
らの組み合わせのいずれを選んでも、マークある
いはスペース信号が正しく得られるか、あるい
は、これが入れ換わつた検波信号となるのみであ
る。後者の場合には、データを反転させる回路を
付加すればよい。
本発明の第２の実施例を第５図に示す。入力端
子１に入力された周波数変調信号は、その中心周
波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振器
３の出力信号に、0゜、45゜、90゜、135゜の相対位相
差を与えて得られる４つの信号を各々局部発信信
号とするミクサ２１，２２，２３，２４によりベ
ースバンドへ周波数変換される。これらの信号を
低域通過フイルタ５１，５２，５３，５４に通し
たのち、２値化回路６１，６２，６３，６４に通
して得られる信号を、Q2，I2，Q1，I1としよう。
これらの信号波形は例えば、第７図に示したよう
にそれらの位相が異なつたものとなる。ここで、
実線は変調信号がマーク、破線は変調信号がスペ
ースの場合を示す。信号I1，Q1，I2，Q2は排他的
論理和回路７１に入力され、その出力信号IQは
第７図に示したようになる。信号IQは信号I1，
Q1，I2，Q2を入力とする基準信号発生回路８０
により発生される基準信号Ｚとともに、排他的論
理和回路７２に入力されて、検波出力信号Ｘが得
られる（第７図参照）。
子１に入力された周波数変調信号は、その中心周
波数にほぼ等しい発振周波数を有する局部発振器
３の出力信号に、0゜、45゜、90゜、135゜の相対位相
差を与えて得られる４つの信号を各々局部発信信
号とするミクサ２１，２２，２３，２４によりベ
ースバンドへ周波数変換される。これらの信号を
低域通過フイルタ５１，５２，５３，５４に通し
たのち、２値化回路６１，６２，６３，６４に通
して得られる信号を、Q2，I2，Q1，I1としよう。
これらの信号波形は例えば、第７図に示したよう
にそれらの位相が異なつたものとなる。ここで、
実線は変調信号がマーク、破線は変調信号がスペ
ースの場合を示す。信号I1，Q1，I2，Q2は排他的
論理和回路７１に入力され、その出力信号IQは
第７図に示したようになる。信号IQは信号I1，
Q1，I2，Q2を入力とする基準信号発生回路８０
により発生される基準信号Ｚとともに、排他的論
理和回路７２に入力されて、検波出力信号Ｘが得
られる（第７図参照）。
基準信号発生回路は例えば、第６図に示したよ
うな回路で実現できる。この回路の動作はほぼ自
明であるので詳しくは説明しないけれども、要す
るに、排他的論理和回路７１，７３および遅延回
路５１により信号I2およびQ2の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
よりセツトリセツト回路９をセツトし、排他的論
理和回路７２，７３および遅延回路５２により、
信号I1およびQ1の立ち上がりおよび立ち下がり点
でパルスを発生させ、このパルスにより、セツト
リセツト回路９をセツトするものである。この回
路の出力信号Ｚの相対位相が変調信号をマークで
あるかスペースであるかに依存しないのは、第１
の実施例と同様遅延回路５１，５２と排他的論理
和回路７３，７４とで構成される微分折り返えし
回路の働きによるものである。また、その周期、
信号IQの周期に等しくなるのは、自明であろう。
うな回路で実現できる。この回路の動作はほぼ自
明であるので詳しくは説明しないけれども、要す
るに、排他的論理和回路７１，７３および遅延回
路５１により信号I2およびQ2の立ち上がりおよび
立ち下がり点でパルスを発生させ、このパルスに
よりセツトリセツト回路９をセツトし、排他的論
理和回路７２，７３および遅延回路５２により、
信号I1およびQ1の立ち上がりおよび立ち下がり点
でパルスを発生させ、このパルスにより、セツト
リセツト回路９をセツトするものである。この回
路の出力信号Ｚの相対位相が変調信号をマークで
あるかスペースであるかに依存しないのは、第１
の実施例と同様遅延回路５１，５２と排他的論理
和回路７３，７４とで構成される微分折り返えし
回路の働きによるものである。また、その周期、
信号IQの周期に等しくなるのは、自明であろう。
第２の実施例は第１の実施例に比べて構成は複
雑であるけれども、位相の変化が小さい変調波す
なわち、変調指数のより小さい変調波に適用でき
る効果がある。
雑であるけれども、位相の変化が小さい変調波す
なわち、変調指数のより小さい変調波に適用でき
る効果がある。
第１および第２の実施例の動作から類推できる
ように、局部発信信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても、同
様な動作を行なわせることができる。またここの
実施例ではベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、間隔が等しくない
場合にも同様に動作することは容易に確かめられ
る。この場合に必要なことは、以上に示した動作
から類推できるように基準信号を発生させるのに
際して、ベースバンド信号を位相面で180゜を法と
する順番に並べ、これらの信号を順番に１個おき
にとつたものに対応する２値化信号のいずれかの
信号の立ち上がりおよび立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、順番にとつた残りのベース
バンド信号に対応する２値化信号のいずれかの信
号の立ち上がりおよび立ち下がり点でフリツプフ
ロツプをリセツトさせるように動作させることだ
けである。
ように、局部発信信号を2N個に増加させ、それ
に対応してベースバンド信号を増加させても、同
様な動作を行なわせることができる。またここの
実施例ではベースバンド信号の位相は等間隔にと
つた場合について説明したが、間隔が等しくない
場合にも同様に動作することは容易に確かめられ
る。この場合に必要なことは、以上に示した動作
から類推できるように基準信号を発生させるのに
際して、ベースバンド信号を位相面で180゜を法と
する順番に並べ、これらの信号を順番に１個おき
にとつたものに対応する２値化信号のいずれかの
信号の立ち上がりおよび立ち下がり点でフリツプ
フロツプをセツトし、順番にとつた残りのベース
バンド信号に対応する２値化信号のいずれかの信
号の立ち上がりおよび立ち下がり点でフリツプフ
ロツプをリセツトさせるように動作させることだ
けである。
以上、説明したように、ミクサ以降の回路はす
べてベースバンドで動作し、２値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は、集積回路による実現を容易にする効果が
ある。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイ
ジタル値に変換してから、マイクロプロセツサな
どを用いて、本発明で示した方法による信号処理
を行うことによつても実現できる。
べてベースバンドで動作し、２値化回路以降の回
路はすべてデイジタル回路で構成できるので、本
発明は、集積回路による実現を容易にする効果が
ある。また、ベースバンド回路以降は、一旦デイ
ジタル値に変換してから、マイクロプロセツサな
どを用いて、本発明で示した方法による信号処理
を行うことによつても実現できる。
本発明の実施例の動作の説明においては、回路
がすべて理想的に動作するものと仮定した。実際
の回路では、遅延などのために、排他的論理和回
路の出力である検波出力にインパルス状の雑音が
発生することがある。この場合には、検波出力を
低域通過フイルタに通すことにより、その影響を
除くことができる。また、ここでは、信号IQを
作るのと、検波信号を得るために、２つの分離し
た排他的論理和回路を用いたけれどもこれらを、
１つにまとめることができるのは自明である。
がすべて理想的に動作するものと仮定した。実際
の回路では、遅延などのために、排他的論理和回
路の出力である検波出力にインパルス状の雑音が
発生することがある。この場合には、検波出力を
低域通過フイルタに通すことにより、その影響を
除くことができる。また、ここでは、信号IQを
作るのと、検波信号を得るために、２つの分離し
た排他的論理和回路を用いたけれどもこれらを、
１つにまとめることができるのは自明である。
第１図は本発明の第１の実施例を示すブロツク
図、第２図は微分折り返えし回路を示すブロツク
図、第３図は微分折り返えし回路の動作を説明す
る波形図、第４図は第１の実施例の動作を説明す
るための波形図、第５図は本発明の第２の実施例
を示すブロツク図、第６図は第２の実施例におけ
る基準信号発生回路の実施例を示すブロツク図、
第７図は第２の実施例の動作を説明するための波
形図である。これらの図において、１は周波数変
調波入力端子、２は出力端子、２１，２２，２
３，２４，はミクサ、３は局部発振器、４は移相
器、５１，５２，５３，５４は低域通過フイル
タ、６１，６２，６３，６４は２値化回路、７
１，７２，７３，７４は排他的論理和回路、８０
は基準信号発生回路、８１，８２は微分折り返え
し回路、９はセツトリセツトフリツプフロツプ回
路である。
図、第２図は微分折り返えし回路を示すブロツク
図、第３図は微分折り返えし回路の動作を説明す
る波形図、第４図は第１の実施例の動作を説明す
るための波形図、第５図は本発明の第２の実施例
を示すブロツク図、第６図は第２の実施例におけ
る基準信号発生回路の実施例を示すブロツク図、
第７図は第２の実施例の動作を説明するための波
形図である。これらの図において、１は周波数変
調波入力端子、２は出力端子、２１，２２，２
３，２４，はミクサ、３は局部発振器、４は移相
器、５１，５２，５３，５４は低域通過フイル
タ、６１，６２，６３，６４は２値化回路、７
１，７２，７３，７４は排他的論理和回路、８０
は基準信号発生回路、８１，８２は微分折り返え
し回路、９はセツトリセツトフリツプフロツプ回
路である。
Claims (1)
- １ ２値デイジタル信号によつて周波数変調され
た検波すべき入力信号を2N個（ここでＮは正の
整数）の信号に分岐し、該入力変調波の中心周波
数にほぼ等しい周波数を有する局部発振器の出力
を分岐することによつて前記2N個の入力信号に
対応する2N個の局部発振信号を作り、前記2N個
の入力信号とこれに対応する前記2N個の局部発
信信号との間に、2N個の異なる位相差を与え、
前記2N個の入力信号を前記2N個の局部発振信号
によつてベースバンドに周波数変換することによ
つて、2N個の異なる位相を有するベースバンド
信号を作り、これより得られた信号の各々を２値
化して得られる2N個の２値化信号を作り、これ
らの信号の排他的論理和をとることによつて第１
の信号を作り、前記2N個のベースバンド信号を
その位相が180゜を法とする順番になるように並べ
たとき、これらの信号を順に１個おきにとつた信
号に対応する前記２値化信号の全体を第１の信号
グループとし、残りの２値化信号グループの全体
を第２の信号グループとするとき、前記第１の信
号グループのいずれかの信号の状態が変化するた
びに２値信号の状態のいずれか一方を選び、前記
第２の信号グループのいずれかの信号の状態が変
化するたびに前記２値信号の他方の状態を選ぶこ
とで発生される基準信号を第２の信号とし、該第
２の信号と前記第１の信号の排他的論理和信号を
作り、この信号から得られる信号を検波出力信号
とすることを特徴とする周波数検波装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4256483A JPS59168752A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 周波数検波装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP4256483A JPS59168752A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 周波数検波装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS59168752A JPS59168752A (ja) | 1984-09-22 |
| JPH0129341B2 true JPH0129341B2 (ja) | 1989-06-09 |
Family
ID=12639540
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4256483A Granted JPS59168752A (ja) | 1983-03-15 | 1983-03-15 | 周波数検波装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS59168752A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2577473B2 (ja) * | 1988-09-26 | 1997-01-29 | 日産自動車株式会社 | 自動車の空調風吹出装置 |
| JPH0785563B2 (ja) * | 1989-07-12 | 1995-09-13 | 松下電器産業株式会社 | データ受信機 |
| JP3087459B2 (ja) * | 1991-09-27 | 2000-09-11 | 松下電器産業株式会社 | Ｆｓｋデータ復調器 |
-
1983
- 1983-03-15 JP JP4256483A patent/JPS59168752A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS59168752A (ja) | 1984-09-22 |
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