JPH01291687A - Controller of induction motor - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To make magnetic flux constant and to obtain high output torque no matter how much inverter frequency or load may vary by providing a detection means (power factor detector) and correcting a flux command. CONSTITUTION:Current detectors 40 and 41 are connected to a power factor detector 60. Output cosphi of the power factor detector 60 and output cosphi of a no-load power factor operator 61 are inputted to a subtracter 70 to make power factor variation cosphi. The power factor variation cosphi and a revolving angle speed command value omegaR are inputted to a correction gain generator 80, and it is multiplied by a correction gain KV determined by the power factor variation cosphi and the revolving angle speed command omegaR. The flux decrease phiomegafrom a flux decrease estimator 90 is added to a flux command phiR by an adder 71, a correction value phil from the correction gain generator 80 is added to make a correction flux command phi', and is inputted to a voltage command operator 100.

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は誘導電動機の制御装置に係り、特に低速域で高
出力のトルクを発生するのに好適な誘導電動機の制御装
置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to a control device for an induction motor, and particularly to a control device for an induction motor suitable for generating high output torque in a low speed range.

［従来の技術］ 従来の装置は特開昭６０−１４１１９３号公報記載のよ
うに商用電源電圧を検出する電圧検出手段を設け、その
出力信号に基づいて、あらかじめ用意された複数のＶ／
Ｆパターン（Ｖは電圧、Ｆは周波数）の中から特定のＶ
／Ｆパターンを選択し、低周波数域でのモータトルクを
一定になるにしていた。[Prior Art] A conventional device is provided with a voltage detection means for detecting a commercial power supply voltage as described in Japanese Patent Laid-Open No. 60-141193, and based on the output signal of the voltage detection means, a plurality of V/V voltages prepared in advance are detected.
A specific V from the F pattern (V is voltage, F is frequency)
/F pattern was selected to keep the motor torque constant in the low frequency range.

〔発明が解決しようとする課題〕[Problem to be solved by the invention]

上記従来技術は電動機に印加される負荷トルクが変わる
と適正なＶ／Ｆ値も変わるという点が配慮されておらず
、特にインバータ周波数が変わると、負荷トルクが同じ
でも電動機内部に発生する磁束が変わるため、電動機や
負荷トルクが変わった場合適正なＶ／Ｆ値を与えられず
高出力のトルクが得られないという問題がある。更にＰ
　Ｗ　Ｍインバータで誘導電動機を駆動する場合、ＰＷ
Ｍ信号のデッドタイム（インバータの上下アームの短絡
を防止するために、上下アームのゲート信号（パルス）
間に設けられるパルスのすき間）の影響でインバータの
出力電圧が電流の流れる方向によって変動するため、電
動機に流れる電流が歪む。The above conventional technology does not take into account the fact that the appropriate V/F value changes when the load torque applied to the motor changes. In particular, when the inverter frequency changes, the magnetic flux generated inside the motor increases even if the load torque remains the same. Therefore, there is a problem in that when the motor or load torque changes, an appropriate V/F value cannot be given and high output torque cannot be obtained. Furthermore, P
When driving an induction motor with a W M inverter, PW
M signal dead time (to prevent short circuit between the upper and lower arms of the inverter, the gate signal (pulse) of the upper and lower arms
The output voltage of the inverter varies depending on the direction of current flow due to the influence of the gap between the pulses (the gap between the pulses), which distorts the current flowing to the motor.

この歪はインバータ周波数が下がると増加するため、低
速域では特にトルクの発生効率（トルク／電流）が低下
する。またこの歪は搬送波周波数が高くなると増加する
ため、高周波スイッチイブ素子を使用したインバータで
特に問題である。Since this distortion increases as the inverter frequency decreases, the torque generation efficiency (torque/current) decreases especially in the low speed range. Furthermore, since this distortion increases as the carrier frequency increases, it is particularly problematic in inverters using high frequency switching elements.

本発明の目的はインバータ周波数が変わっても電動機や
負荷トルクに係らず、電動機の内部磁束を一定に出来、
しかも、ＰＷＭ信号のデッドタイムによる電流歪を抑制
でき、高出力のトルクを得られる誘導電動機の制御装置
を提供するにある。The purpose of the present invention is to keep the internal magnetic flux of the motor constant regardless of the motor or load torque even if the inverter frequency changes.
Furthermore, it is an object of the present invention to provide an induction motor control device that can suppress current distortion due to dead time of PWM signals and obtain high output torque.

〔課題を解決するための手段〕[Means to solve the problem]

上記課題は、ＰＷＭインバータの出力電圧と角周波数を
可変として誘導電動機の発生トルクを制御する誘導電動
機の制御装置において、前記誘導電動機の負荷を検出し
負荷信号を出力する負荷検出手段と、該負荷信号と前記
誘導電動機への回転角速度指令値ωＲおよび磁束指令値
φＲに基づき該磁束指令値φＲと該誘導電動機に発生す
る磁束φ（ω２．ωＳ）との差磁束△φ（ω０．ωＳ）
を演算する差磁束演算手段と、該差磁束△φ（ω０．ω
Ｓ）と前記磁束指令値φＲとを加算して補正磁束φ＊を
出力する加算手段と、該補正磁束φ本と前記回転角速度
指令値ωＲとを積算し電圧指令値Ｖ木を出力する積算手
段と、該電圧指令値Ｖ＊に基づき前記ＰＷＭインバータ
に制御信号を出力する制御信号発生手段とを備えた誘導
電動機の制御装置により解決され、また、前記差磁束△
φ（ω０．ωＳ）を前記ＰＷＭインバータの角周波数に
対応した角周波数差磁束△φ（ω１）とすベリ角周波数
に対応したすべり角周波数差磁束△φ（ωＳ）の和とし
、該角周波数差磁束△φ（ω１）を前記角速度指令値ω
Ｒと前記誘導電動機の定数とから演算する演算手段より
求めてもよく、また、前記差磁束△φ（ω１．ωＳ）を
前記ＰＷＭインバータの角周波数に対応した角周波数差
磁束△φ（ω１）とすべり角周波数に対応したすべり角
周波数差磁束△φ（ωＳ）の和とし、該すベリ角周波数
差磁束△φ（ωＳ）を、前記負荷信号にもとずき演算し
た力率と無負荷力率との差力率△ｃｏｓ＜Ｐと、随記角
速度指令値ωＢより演算する演算手段より求めてもよい
。The above-mentioned problem is to provide an induction motor control device that controls the generated torque of an induction motor by varying the output voltage and angular frequency of a PWM inverter. The difference magnetic flux △φ(ω0.ωS) between the magnetic flux command value φR and the magnetic flux φ(ω2.ωS) generated in the induction motor based on the signal, the rotational angular velocity command value ωR to the induction motor, and the magnetic flux command value φR
and a differential magnetic flux calculation means for calculating the difference magnetic flux △φ(ω0.ω
S) and the magnetic flux command value φR to output a corrected magnetic flux φ*; and an integrating means to integrate the corrected magnetic flux φ and the rotational angular velocity command value ωR to output a voltage command value V tree. and a control signal generation means for outputting a control signal to the PWM inverter based on the voltage command value V*, and the difference magnetic flux Δ
Let φ(ω0.ωS) be the sum of the angular frequency difference magnetic flux Δφ(ω1) corresponding to the angular frequency of the PWM inverter and the slip angular frequency difference magnetic flux Δφ(ωS) corresponding to the Berry angular frequency, and the angular frequency The difference magnetic flux △φ(ω1) is the angular velocity command value ω
It may be determined by a calculation means that calculates from R and the constant of the induction motor, and the difference magnetic flux △φ(ω1.ωS) may be calculated from the angular frequency difference magnetic flux Δφ(ω1) corresponding to the angular frequency of the PWM inverter. and the slip angular frequency difference magnetic flux △φ(ωS) corresponding to the slip angular frequency, and the power factor and no-load calculated based on the load signal and the slip angular frequency difference magnetic flux △φ(ωS) It may be determined by a calculation means that calculates from the power factor difference Δcos<P and the angular velocity command value ωB.

さらに、前記制御信号発生手段が、前記電圧指令値７本
と前記回転角速度指令値ωＲを入力し、該電圧指令値Ｖ
＊を振幅とし該回転角速度指令値ωＲの積分値を瞬時位
相θとする変調波を発生する変調波発生手段と、該変調
波と誤差電圧検出値を入力し補正変調波を出力する変調
波補正手段と、該補正変調波に基づいてＰＷＭ信号を発
生し前記ＰＷＭインバータに出力するＰＷＭ信号発生手
段と、該ＰＷＭ信号と該ＰＷＭインバータの出力電圧と
のパルス幅誤差を検出し前記誤差電圧検出値を出力する
誤差電圧検出手段と、から構成される装置 手段が、前記ＰＷＭインバータの各相のアーム電圧とこ
の各相に対応する前記ＰＷＭ信号との差電圧を検出する
レベル不一致検出回路と、該差電圧のうち前記ＰＷＭ信
号の立上りに同期して発生する立上り差電圧を検出する
立上り同期誤差パルス検出器と、前記差電圧のうち前記
ＰＷＭ信号の立ち下りに同期して発生する立ち下り差電
圧を検出する立ち下り同期誤差パルス検出器と、前記立
ち下り差電圧に正極性を付与し、前記立上り差電圧に負
極性を付与して加算する加減算器とからなる制御装置と
してもよい。Further, the control signal generating means inputs the seven voltage command values and the rotational angular velocity command value ωR, and the voltage command value V
A modulated wave generating means that generates a modulated wave having an amplitude of * and an integral value of the rotational angular velocity command value ωR as an instantaneous phase θ, and a modulated wave correction device that inputs the modulated wave and an error voltage detection value and outputs a corrected modulated wave. PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the corrected modulated wave and outputting it to the PWM inverter; detecting a pulse width error between the PWM signal and the output voltage of the PWM inverter and detecting the error voltage detection value; error voltage detection means for outputting an error voltage detection means; a rising synchronization error pulse detector that detects a rising differential voltage that occurs in synchronization with the rising edge of the PWM signal among the differential voltages; and a falling differential voltage that occurs in synchronizing with the falling edge of the PWM signal among the differential voltages. The control device may include a falling synchronization error pulse detector that detects the falling synchronous error pulse detector, and an adder/subtractor that adds positive polarity to the falling differential voltage and negative polarity to the rising differential voltage.

〔作用〕[Effect]

電動機内部に発生する磁束は，すべり角周波数ωＳ及び
インバータ角周波数ω、の関数φ（ω、。The magnetic flux generated inside the motor is a function φ(ω,.) of the slip angular frequency ωS and the inverter angular frequency ω.

ωＳ）で表される。負荷検出手段から負荷トルクあるい
はこれに比例するトルク分電流、力率またはすべり角周
波数が推定される。インバータ角周波数はインバータ角
周波数指令そのものの値あるいはインバータ角周波数指
令にすベリ角周波数を加えた値として得られる。そこで
、すべり角周波数ωＳ、インバータ角周波数ω、を用い
て電動機の内部に発生する磁束φ（ω１，ωＳ）を演算
できる。ωS). From the load detection means, the load torque or the torque component current, power factor, or slip angular frequency proportional to the load torque is estimated. The inverter angular frequency can be obtained as the value of the inverter angular frequency command itself or as the value obtained by adding the sublime angular frequency to the inverter angular frequency command. Therefore, the magnetic flux φ (ω1, ωS) generated inside the electric motor can be calculated using the slip angular frequency ωS and the inverter angular frequency ω.

一方、インバータ角周波数ω１及びすベリ角周波数ω５
が変化したことによる磁束の減少分△φは磁束指令発生
手段から得られる磁束指令φＲと磁束φ（ω１，ωＳ）
との偏差から得られる。On the other hand, the inverter angular frequency ω1 and the full angular frequency ω5
The decrease in magnetic flux due to the change △φ is the magnetic flux command φR obtained from the magnetic flux command generating means and the magnetic flux φ (ω1, ωS)
It is obtained from the deviation from

磁束指令φＲに磁束減少分△φを加えて得られる磁束指
令の補正値φ＊とインバータ角周波数ω，との積から得
られた電圧指令■木及びインバータ角周波数ωエを用い
てインバータを制御すれば磁束の減少を抑制することが
できる。一方、電流の歪は誤差電圧検出手段から得られ
る誤差電圧を大きさｖ零位相θ（＝ｆωＲｄｔ或はｆω
□ｄｔ）を持つ変調波（正弦波）に加えて変調波の補正
を行うことによって、常に誤差電圧の発生を抑制するよ
うにできる。これは、補正された変調波を使ってＰＷＭ
信号を形成すれば、ＰＷＭ信号のパルス幅は誤差電圧が
発生しないように抑制されるためである。The inverter is controlled using the voltage command obtained from the product of the magnetic flux command correction value φ* obtained by adding the magnetic flux decrease △φ to the magnetic flux command φR and the inverter angular frequency ω and the inverter angular frequency ω. By doing so, decrease in magnetic flux can be suppressed. On the other hand, the current distortion is the error voltage obtained from the error voltage detection means by the magnitude v zero phase θ (=fωRdt or fω
By correcting the modulated wave in addition to the modulated wave (sine wave) having □dt), it is possible to always suppress the generation of error voltage. This uses the corrected modulation wave to perform PWM
This is because if the signal is formed, the pulse width of the PWM signal is suppressed so that an error voltage does not occur.

〔実施例〕〔Example〕

以下、本発明の一実施例を第１図〜第８図により説明す
る。第１図は本実施例の構成を示すブロック図である６
直流電源１０はＰＷＭインバータ２０に接続され、ＰＷ
Ｍインバータ２０の出力端子は誘導電動機５０に接続さ
れる。ＰＷＭインバータ２ｏと誘導電動器５０が接続さ
れるラインには電圧検出機３０’，３１．３２及び電流
検出器４０、４１が接続されている。電流検出器４０，
４１、は力率検出器６０に接続される。力率検出器６０
及び無負荷力率演算器６１の出力端子はそれぞれ減算器
７０のマイナス側の端子、プラス側の端子に接続される
。ｖＡ算器７０の出力端子は補正ゲイン発生器８０に接
続され、力率偏差Δｃｏｓ’ｐが入力される。また補正
ゲイン発生器８０には回転角速度指令値ωＲも入力され
る。補正ゲイン発生器８０は乗算器の機能を持ち，減算
器７０の出力端子から出力される力率偏差△ｃｏｓＹ’
と回転角速度指令値ω８によって決定される補正ゲイン
にνとの乗算を行う。An embodiment of the present invention will be described below with reference to FIGS. 1 to 8. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of this embodiment6.
The DC power supply 10 is connected to the PWM inverter 20, and the PWM
An output terminal of the M inverter 20 is connected to an induction motor 50. Voltage detectors 30', 31.32 and current detectors 40, 41 are connected to the line where the PWM inverter 2o and the induction motor 50 are connected. current detector 40,
41 is connected to the power factor detector 60. power factor detector 60
The output terminals of the no-load power factor calculator 61 are connected to the minus side terminal and the plus side terminal of the subtracter 70, respectively. The output terminal of the vA calculator 70 is connected to a correction gain generator 80, and the power factor deviation Δcos'p is input thereto. Further, a rotational angular velocity command value ωR is also input to the correction gain generator 80. The correction gain generator 80 has the function of a multiplier, and the power factor deviation ΔcosY' output from the output terminal of the subtracter 70
The correction gain determined by the rotational angular velocity command value ω8 is multiplied by ν.

補正ゲイン発生器８０の出力端子は加算器７２の一方の
端子に接続され、もう一方の端子には加算器７１の出力
端子が接続される。加算器７１の一方の端子には磁束指
令φＲが入力され、もう−方の端子には磁束減少分推定
器９０の出力端子が接続される。加算器７２の出力端子
は電圧指令演算器１００に接続され、補正磁束指令φ＊
が入力される。更に電圧指令演算器１００には回転角速
度指令ωＲが入力される。電圧指令演算器１００出力端
子は変調波発生器１１０に接続され、電圧指令Ｖ＊が入
力される。変調波発生器１１０には回転角速度指令ωＲ
も入力される。The output terminal of the correction gain generator 80 is connected to one terminal of the adder 72, and the output terminal of the adder 71 is connected to the other terminal. The magnetic flux command φR is input to one terminal of the adder 71, and the output terminal of the magnetic flux decrease estimator 90 is connected to the other terminal. The output terminal of the adder 72 is connected to the voltage command calculator 100, which outputs the correction magnetic flux command φ*
is input. Furthermore, a rotational angular velocity command ωR is input to the voltage command calculator 100. The output terminal of the voltage command calculator 100 is connected to the modulated wave generator 110, and the voltage command V* is input thereto. The modulated wave generator 110 receives a rotational angular velocity command ωR.
is also input.

変調波発生器１１０の出力端子は変調波の補正器１２０
の一方の入力端子に接続される。また変調波の補正器１
２０のもう一方の入力端子は誤差電圧検出器１３０の出
力端子に接続され、誤差電圧が入力される。変調波の補
正器１２０の出力端子はＰＷＭ信号発生器１４０の入力
端子に接続され、補正された変調波が入力される。Ｐ　
Ｗ　Ｍ　（Ｍ号発生回路１４０の出力端子はＰＷＭイン
バータ２０のパワー素子（図示省略）のゲート端子及び
誤差電圧検出器１３０の入力端子に接続される。The output terminal of the modulated wave generator 110 is connected to the modulated wave corrector 120.
is connected to one input terminal of the Also, modulated wave corrector 1
The other input terminal of 20 is connected to the output terminal of error voltage detector 130, and the error voltage is inputted thereto. The output terminal of the modulated wave corrector 120 is connected to the input terminal of the PWM signal generator 140, and the corrected modulated wave is input thereto. P
W M (The output terminal of the M number generation circuit 140 is connected to the gate terminal of a power element (not shown) of the PWM inverter 20 and the input terminal of the error voltage detector 130.

第２図は第１図の変調波の補正器１２ｏ、誤差電圧検出
器１３０の具体的な構成を示したものである。ＰＷＭイ
ンバータ（Ｕ相のみ図示し、■相、Ｗ相は省略）２０の
負側のアーム電圧をフォトカプラで構成された電圧検出
器３０によって検出する。フォトカプラによって検出さ
れたアーム電圧（パルス電圧）は誤差電圧検出器１３０
内のレベル不一致検出器１３１の一方の入力端子に入力
される。また、レベル不一致検出器１３１のもう一方の
入力端子にはＰＷＭ信号発生器１４０から出力されるＰ
ＷＭ信号が入力される。FIG. 2 shows a specific configuration of the modulated wave corrector 12o and error voltage detector 130 shown in FIG. The negative arm voltage of the PWM inverter 20 (only the U phase is shown, and the ■ and W phases are omitted) is detected by a voltage detector 30 composed of a photocoupler. The arm voltage (pulse voltage) detected by the photocoupler is detected by the error voltage detector 130.
The signal is inputted to one input terminal of the level mismatch detector 131 in the. Further, the other input terminal of the level mismatch detector 131 is connected to the P that is output from the PWM signal generator 140.
A WM signal is input.

レベル不一致検出器１３１の出力端子はそれぞれ立上り
同期誤差パルス検出器１３２、立下り同期誤差パルス検
出器１３３に接続される。立上り同期誤差パルス検出器
１３２及び立下り同期誤差パルス検出器１３３はそれぞ
れ減算器１３４のマイナス側の端子、プラス側の端子に
接続される。The output terminals of the level mismatch detector 131 are connected to a rising synchronization error pulse detector 132 and a falling synchronization error pulse detector 133, respectively. The rising synchronization error pulse detector 132 and the falling synchronization error pulse detector 133 are connected to the minus side terminal and the plus side terminal of the subtracter 134, respectively.

減算器１３４の出力端子は変調波の補正器１２０内の一
次遅れ回路１２２に接続され、誤差電圧が入力される。The output terminal of the subtracter 134 is connected to the first-order lag circuit 122 in the modulated wave corrector 120, and the error voltage is input thereto.

変調波発生器１１０の出力端子は一次遅れ回路１２１の
入力端子に接続され、変調波が入力される。−次遅れ回
路１２１及び１２２の出力端子は減算器１２３のプラス
側端子及びマイナス側端子に接続される。減算器１２３
の出力端子はＰＷＭ信号発生器１４０内の比較器１４２
の一方の入力端子に接続され、１４２のもう一方の入力
端子には、キャリア発生器１４１の出力端子が接続され
る。比較器１４２の出力端子はレベル不一致検出器１３
１の入力端子及びＰＷＭインバータ２０のパワー素子の
ゲートへ入力される。The output terminal of the modulated wave generator 110 is connected to the input terminal of the first-order delay circuit 121, and the modulated wave is input thereto. - The output terminals of the next lag circuits 121 and 122 are connected to the plus side terminal and the minus side terminal of the subtracter 123. Subtractor 123
The output terminal of the comparator 142 in the PWM signal generator 140
The output terminal of the carrier generator 141 is connected to the other input terminal of the carrier generator 142 . The output terminal of the comparator 142 is the level mismatch detector 13
1 and the gate of the power element of the PWM inverter 20.

なお、パワー素子のゲートにＰＷＭ信号が入力される前
に通常ゲート信号を増幅するゲートドライブ回路がある
がここではこの回路を省略した。Note that before the PWM signal is input to the gate of the power element, there is normally a gate drive circuit that amplifies the gate signal, but this circuit is omitted here.

次に第１図に示す回路の動作について説明する。Next, the operation of the circuit shown in FIG. 1 will be explained.

まず、力率ｃｏｓ（ｐは以下に示す手法によって検出す
る。First, the power factor cos(p) is detected by the method shown below.

ｉｕ　＋　ＬＶ　＋　ｉｗ＝　Ｏ・・・（２）ψ＝π／
２−　ｊａｎ−１（Ｉｑ／Ｌ）　　　　　　・・・（３
）ここで、θは（４）式で与えられる磁束φの瞬時位相
である。iu + LV + iw= O...(2) ψ=π/
2-jan-1(Iq/L)...(3
) Here, θ is the instantaneous phase of the magnetic flux φ given by equation (4).

工９はトルク分電流、■、は励磁分電流＋　ｌｕ＋　ｌ
ｖ、ｉｗはそれぞれＵ相、■相、Ｗ相電流である。9 is the torque component current, ■ is the excitation component current + lu + l
v and iw are U-phase, ■-phase, and W-phase currents, respectively.

φ／　（Ｖｕ　　（ｒ　ｘ　＋　Ｊ　ω１１　□′）ｉ
ｕ）　ｄｉ＝（４）但し、ｖｕはＵ相電圧、ｒ工、１１
′は第３図に示す。φ/ (Vu (r x + J ω11 □′)i
u) di=(4) However, vu is U phase voltage, r engineering, 11
' is shown in FIG.

従ってθは（４）式の右辺の演算を行って得られた磁束
（瞬時値）の零位相信号（１周期信号）間での角度を求
めるようにすれば簡単に得られる。Therefore, θ can be easily obtained by calculating the angle between the zero phase signals (one period signal) of the magnetic flux (instantaneous value) obtained by calculating the right side of equation (4).

（３）式から得られた力率角Ｔを使って力率ｃｏｓ（ｅ
を求め、この値と（５）式で与えられる無負荷時の力率
ｃｏｓ　’ｆ’。との偏差Δｃｏｓ’ｐを求める。Using the power factor angle T obtained from equation (3), the power factor cos(e
Find the power factor cos 'f' at no load given by this value and equation (5). Find the deviation Δcos'p.

ここで（５）式は第３図に示す誘導電動機の等価回路及
び回路定数を使用して得たものである。Here, equation (5) was obtained using the equivalent circuit and circuit constants of the induction motor shown in FIG.

Δｃｏｓ’ｐ　＝ｃｏｓ’ｐ−ｃｏＳ’ｆ’ＩＩ−（６
）次に力率の偏差Δｃｏｓ♀を用いてすベリ角周波数に
依存して減少する磁束の減少分△φｔを求める方法につ
いて説明する。Δcos'p = cos'p-coS'f'II-(6
) Next, a method of determining the decrease amount Δφt of the magnetic flux that decreases depending on the sweep angular frequency using the power factor deviation Δcos♀ will be explained.

電圧／周波数一定制御を行っている場合の電動機の内部
に発生する磁束φ（ω０．ωＳ）は第３図に示す等価回
路を使って求めると（７）式になる。The magnetic flux φ (ω0.ωS) generated inside the motor when constant voltage/frequency control is performed is obtained by equation (7) using the equivalent circuit shown in FIG.

Ｆ（ω、、、　ωｓ）＝［ｌ＋２（１２ｍ’　／Ｑ、’
　）＋（−）＋１）２（Ｑｍ１／Ｑ％　）２）−２−＝
＝　　（８）ω１ 第４図はインバータ角周波数を可変にした時の２゜２ｋ
ｗ、４ｐの誘導電動機における（７）式で与えられる磁
束φ（ω０．ωＳ）の特性を示したものである２　（９
）式の△φωは定格磁束としてφ口を与えた時φＲから
すべり角周波数の３を零にした時のφ（ω１、ωＳ）の
値φ（ω１．Ｏ）を引くもので、インバータ角周波数ω
、のみに依存する磁束の減少分である。F(ω,,,ωs)=[l+2(12m'/Q,'
)+(-)+1)2(Qm1/Q%)2)-2-=
= (8) ω1 Figure 4 shows 2゜2k when the inverter angular frequency is made variable.
This shows the characteristics of the magnetic flux φ (ω0.ωS) given by equation (7) in an induction motor with
) in the equation is the value φ(ω1.O) of φ(ω1, ωS) when the slip angular frequency 3 is made zero from φR when φ is given as the rated magnetic flux, and the inverter angular frequency ω
, which is the decrease in magnetic flux that depends only on .

△φω＝φＲ−φ（ω１、Ｏ）　　　　　・・・・・・
（９）（１０）式の△φＬはφ（ω１，０）からの磁束
の減少分で、インバータ角周波ω、におけるすべり角周
波数にのみ依存して減少する磁束の減少分である。△φω=φR−φ(ω1, O) ・・・・・・
ΔφL in equations (9) and (10) is the decrease in magnetic flux from φ(ω1,0), and is the decrease in magnetic flux that decreases depending only on the slip angular frequency at the inverter angular frequency ω.

△φ嵐２φ（ω１，０）−φ（ω１、ωＳ）　・・・・
・（１０）第５図はインバータ角周波数可変時の（１０
）式で与えられる磁束の減少分△φ、の特性を示したも
のである。インバータ角周波数が減少すればする程、磁
束の減少分△φ、は増加し、増加する割合はすべり角周
波数が増加するにつれて増えていることが分かる。第６
図は（１１）　、　（１２）式で与えられる力率ｃｏｓ
ψと（５）式で与えられる無負荷時の力率ｃｏｓ’ｆ’
ａとの偏差Δｃｏｓ’ｐの特性を示したものである。△φArashi2φ(ω1,0)−φ(ω1,ωS) ・・・・
・(10) Figure 5 shows (10) when the inverter angular frequency is variable.
) shows the characteristics of the magnetic flux decrease Δφ given by the equation. It can be seen that as the inverter angular frequency decreases, the magnetic flux decrease Δφ increases, and the rate of increase increases as the slip angular frequency increases. 6th
The figure shows the power factor cos given by equations (11) and (12)
ψ and the no-load power factor cos'f' given by equation (5)
It shows the characteristics of the deviation Δcos'p from a.

ＣＯ５で＝（ｇ（ω０．ω５））−２・・・・・（］】
）ｇ（ω１．ω５）＝１＋ ・・・・・・（１４） 第６図からΔｃｏｓ　’Ｐはインバータ角周波数が減少
するにつれて減少することが分かる。従って磁束の減少
分△φＬを求めることはできない。そこで（１３）式で
与えられる補正ゲインｋｖに近似できる補正ゲインｋｖ
’を求める。At CO5=(g(ω0.ω5))-2...(]]
)g(ω1.ω5)=1+ (14) It can be seen from FIG. 6 that Δcos 'P decreases as the inverter angular frequency decreases. Therefore, the magnetic flux decrease ΔφL cannot be determined. Therefore, a correction gain kv that can be approximated to the correction gain kv given by equation (13) is
'Seek.'

ｋｖ＝△φＬ／Δｃｏｓ’ｐ　　　　　　　−−（１３
）第７図から（１３）式で与えられる補正ゲインｋｖは
（１４）式でほぼ近似できることが分る。kv=△φL/Δcos'p --(13
) From FIG. 7, it can be seen that the correction gain kv given by equation (13) can be approximately approximated by equation (14).

ｋｖ≠ｋｖｏ／ω、　　　　　　　　−＝＝・（］−４
）従って負荷トルク（すべり角周波数）が変化したこと
による磁束の減少分△φ１は（１５）式で推定できる。kv≠kvo/ω, −==・(]−4
) Therefore, the decrease Δφ1 in magnetic flux due to a change in the load torque (slip angular frequency) can be estimated using equation (15).

△φｔ’＝　　（ｋｖｏ／　ωｔ）　　Δｃｏｓ’Ｐ　
　　・＝−（１５）第１図の実施例では（１５）式の関
係式を使いω、をωＲとして磁束の減少分△φ、を推定
する場合を示したものである。インバータ角周波数に依
存して減少する磁束の減少分△φωは電動機の定数のみ
の関数となる。電動機の定数は容量、極数が決まればほ
ぼ決める−とができる。そ二で容量、極数毎にこれらの
定数をテーブルにしておくことで△ψ、の値は推定でき
る。△φt'= (kvo/ ωt) Δcos'P
.=-(15) In the embodiment shown in FIG. 1, the relational expression (15) is used to estimate the decrease Δφ in the magnetic flux, where ω is set to ωR. The amount of decrease Δφω in the magnetic flux that decreases depending on the inverter angular frequency is a function only of the constant of the electric motor. The constants of the motor can be determined once the capacity and number of poles are determined. Second, by making a table of these constants for each capacitance and number of poles, the value of △ψ can be estimated.

補正磁束指令φ＊は（１６）式に基づいて磁束の減少分
△φ１、△φωを磁束指令φＲに加えて求める。The corrected magnetic flux command φ* is obtained by adding the magnetic flux decreases Δφ1 and Δφω to the magnetic flux command φR based on equation (16).

φ木＝φＲ＋△φｌ＋△φω　　　・・・・・・（１６
）電圧指令Ｖ本は（１７）式から求める ■本＝φ本・ωＲ・旧・・（１７） 第１図において、（１５）式の演算は力率検出器６０、
無負荷力率演算器６１、補正ゲイン発生器８０によって
行なわれる。（１６）式の演算は磁束減少分推定器９ｏ
、加算器７１．７２によって行なわれ（１７）式は電圧
指令演算器１００によって行なわれる。変調波発生器１
］、０は以上の演算によって得られた電圧指令Ｖ本、イ
ンバータ角周波数ωＲに基づいて変調波を発生する。こ
の変調波は振幅■＊１位相θＣ＝ｆωｎｄｔ）を持つ正
弦波である。φ tree = φR + △φl + △φω ・・・・・・(16
)V voltage commands are calculated from equation (17).■ books =φ books・ωR・old...(17) In FIG. 1, the calculation of equation (15) is performed using the power factor detector 60
This is performed by the no-load power factor calculator 61 and the correction gain generator 80. The calculation of equation (16) is performed by the magnetic flux decrease estimator 9o.
, are performed by adders 71 and 72, and equation (17) is performed by voltage command calculator 100. Modulated wave generator 1
], 0 generates a modulated wave based on V voltage commands and inverter angular frequency ωR obtained by the above calculation. This modulated wave is a sine wave with an amplitude (*1) and a phase (θC=fωndt).

このようにして得られた変調波は変調波の補正器１２０
によって補正される。補正は次のようにしてなされる。The modulated wave obtained in this way is sent to the modulated wave corrector 120.
Corrected by The correction is made as follows.

第８図はその原理となる誤差電圧の発生メカニズムを示
したものである。誤差電圧は電流の流れている方向によ
って発生の仕方が変わる。電流が正の方向に流れている
場合、負側のアームのパワー素子に印加するゲート信号
ＵＮが時刻し、でローレベルになって正側のアームのパ
ワー素子に印加するゲート信号ｕｐがハイレベルになる
時刻ｔ２までの間は負側アームの帰還ダイオード（黒で
塗りつぶした部分）を通って電流が流れる。このためＡ
点の電位は直流電源ＥＤのマイナス側の電位に固定され
る。第８図のＵ相電圧はＡ点の直流電源Ｅｏのマイナス
側を基準にした電圧、即ち、負側のアームの電圧を示し
たものである。時刻Ｌ□とｔ２の間でＰＷＭ信号とＵ相
電圧とを比較してみるど、Ｕ相電圧はＰＷＭ信号よりこ
の期間に対応するパルス幅だけ削りとられている。この
期間はＰＷＭ信号のデッドタイムＴｄに相当するため、
Ｕ相電圧はこの分だけ電圧が下がる。このように電圧が
下がるのは時刻ｔ１からｔ２の間でのみ発生し、ｔ３か
らｔ、の期間では正側のトランジスタを通って電流は流
れるため、Ａ点の電圧は直流電源Ｅｏのプラス側に固定
される。従ってこの区間ではＰＷＭ信号の波形とＵ相電
圧の波形は一致し、誤差は生じない。FIG. 8 shows the principle of the error voltage generation mechanism. The way the error voltage is generated changes depending on the direction in which the current flows. When the current is flowing in the positive direction, the gate signal UN applied to the power element of the negative side arm becomes low level at the time, and the gate signal UP applied to the power element of the positive side arm becomes high level. Until time t2, a current flows through the feedback diode (blacked out part) of the negative arm. For this reason A
The potential at the point is fixed to the negative potential of the DC power supply ED. The U-phase voltage in FIG. 8 is a voltage based on the negative side of the DC power supply Eo at point A, that is, the voltage of the negative side arm. When comparing the PWM signal and the U-phase voltage between time L□ and t2, the U-phase voltage is shaved off from the PWM signal by the pulse width corresponding to this period. Since this period corresponds to the dead time Td of the PWM signal,
The U-phase voltage decreases by this amount. This voltage drop occurs only between times t1 and t2, and during the period from t3 to t, current flows through the positive transistor, so the voltage at point A is on the positive side of the DC power supply Eo. Fixed. Therefore, in this section, the waveform of the PWM signal and the waveform of the U-phase voltage match, and no error occurs.

以上から電流が正の方向に流れている場合は、ＰＷＭ信
号の立上り時点に同期した誤差電圧が生じる。この電圧
のパルス幅はＰＷＭ信号のデッドタイムＴｃｌに等しく
、極性は負になる。つまりこのパルス幅を持つ電圧分だ
け電圧が減少する。電流が負の方向に流れている場合は
第８図の（ｂ）に示すようにこれとは逆に、ＰＷＭ信号
の立上り時点に同期した正の極性を持つ誤差電圧が生じ
る。From the above, when the current flows in the positive direction, an error voltage is generated that is synchronized with the rising edge of the PWM signal. The pulse width of this voltage is equal to the dead time Tcl of the PWM signal, and the polarity is negative. In other words, the voltage decreases by the amount of voltage having this pulse width. When the current flows in the negative direction, on the contrary, as shown in FIG. 8(b), an error voltage having a positive polarity is generated which is synchronized with the rising edge of the PWM signal.

第２図に示す変調波の補正は以上述べた誤差電圧の発生
メカニズムに基づいて行なわれる。負側のアーム電圧を
フォトカプラ３０によってパルス信号として検出する。Correction of the modulated wave shown in FIG. 2 is performed based on the error voltage generation mechanism described above. The negative side arm voltage is detected by the photocoupler 30 as a pulse signal.

このようにして得られたアーム電圧とＰＷＭ信号とのレ
ベルの不一致を検出するにの結果得られた誤差パルスは
ＰＷＭ信号の立上り時点の何れかのタイミングに一致し
ている。ここで、立上り時点に同期した立上り同期誤差
パルスおよび立下り時点に同期した立下り同期誤差パル
スとに分離する。この操作は立上り同期誤差パルス発生
器１３２、及び立下り同期誤差パルス発生器１３３で行
なわれる。次にＰＷＭ信号の立上り時点に同期した誤差
パルスは負の極性を持ち、ＰＷＭ信号の立下り時点に同
期した誤差パルスは正の極性を持つから、立上り同期誤
差パルス発生器１３２から出力される信号は負の極性を
持つように立下り同期誤差パルス発生器１３３から出力
される信号は正の極性を持つように加減算器１３４で処
理される。この結果、加算器１３４から誤差電圧△■が
得られる。The error pulse obtained as a result of detecting the level mismatch between the arm voltage obtained in this manner and the PWM signal coincides with any timing of the rise of the PWM signal. Here, it is separated into a rising synchronization error pulse synchronized at the rising time and a falling synchronization error pulse synchronized at the falling time. This operation is performed by a rising synchronization error pulse generator 132 and a falling synchronization error pulse generator 133. Next, since the error pulse synchronized with the rising point of the PWM signal has negative polarity and the error pulse synchronized with the falling point of the PWM signal has positive polarity, the signal output from the rising synchronized error pulse generator 132 The signal output from the falling synchronization error pulse generator 133 is processed by the adder/subtractor 134 so that it has a positive polarity. As a result, an error voltage Δ■ is obtained from the adder 134.

この誤差電圧△■は一次遅れ回路１２２のフィルタを通
して高次高調波を除去した後、減算器１２３のマイナス
側の端子に入力される。−次遅れ回路１２２のフィルタ
時定数として搬送波周波数ｆｃ以上の高次高調波を除去
できるように”　／　ｆ　ｃ程度の値が選ばれる。減算
器１２３のプラス側の端子には一次遅れ回路１２１を通
った変調波が入力される。この結果、変調波は誤差電圧
を抑制するように補正される。ここで、変調波を一次遅
れ回路１２１を通しているのは誤差電圧Δ■が得られる
まで遅れがあるため、この遅れによって変調波の位相が
進まないようにするためである。このフィルタ時定数Ｔ
ｉは一次遅れ回路１２２の時定数Ｔｏの５〜６倍程度に
すれば誤差電圧の検出遅れの影響を無視できる。This error voltage Δ■ passes through the filter of the first-order lag circuit 122 to remove high-order harmonics, and then is input to the negative terminal of the subtracter 123. - As the filter time constant of the second-order lag circuit 122, a value of about "/fc" is selected so that high-order harmonics higher than the carrier frequency fc can be removed.The first-order lag circuit 121 is connected to the positive terminal of the subtractor 123. The modulated wave that has passed is input.As a result, the modulated wave is corrected to suppress the error voltage.Here, the reason why the modulated wave is passed through the first-order delay circuit 121 is that the delay is delayed until the error voltage Δ■ is obtained. This is to prevent the phase of the modulated wave from advancing due to this delay.This filter time constant T
If i is set to about 5 to 6 times the time constant To of the first-order delay circuit 122, the influence of the detection delay of the error voltage can be ignored.

このようにして変調波の補正が行なわれた後、キャリア
と比較してＰＷＭ信号を得る。ＰＷＭ信号は常に誤差電
圧の発生を抑制するように発生する。このためＰＷＭイ
ンバータの出力電圧の歪みは抑制され、この結果電流の
歪も抑制できる。After the modulated wave is corrected in this way, it is compared with the carrier to obtain a PWM signal. The PWM signal is always generated to suppress the generation of error voltage. Therefore, the distortion of the output voltage of the PWM inverter is suppressed, and as a result, the distortion of the current can also be suppressed.

以上述べたように、発明によれば負荷やインバ−夕周波
数が変化しても常に電動機に発生する磁束を一定にでき
、しかも電流の歪も抑制できるため、高出力のトルクを
発生できる。As described above, according to the invention, the magnetic flux generated in the motor can be kept constant even when the load or inverter frequency changes, and distortion of the current can also be suppressed, so that high output torque can be generated.

本実施例で説明した力率角での検出以外に変調波の位相
は相電圧の位相に一致することから、変調波の零位相信
号と一次電流の零位相信号との位相差を求める方法を使
って検出しても良い。In addition to the detection using the power factor angle explained in this example, since the phase of the modulated wave matches the phase of the phase voltage, there is a method for determining the phase difference between the zero-phase signal of the modulated wave and the zero-phase signal of the primary current. You can also use it to detect it.

次にその方法を用いた他の実施例について第９図を用い
て説明する。Next, another embodiment using this method will be described using FIG. 9.

第１図と第９図は一次電流から負荷トルクを推定して負
荷による磁束の減少分を抑制する点で異なる。構成上具
なる点についてのみ説明する。電流検出器４０．４１は
負荷トルク推定器６１に接続され、電流計４０．４１に
よって検出された一次電流は負荷トルク推定器６１に入
力されろ。負荷トルク推定器６１は減算器７３のマイナ
ス側の端子に接続され、７３のプラス側の端子には増幅
器１６０の出力端子が接続される。加減算器７３の出力
端子は回転角速度推定器１５０に接続され、１５０の出
力端子は減算器７４のマイナス側の端子に接続される。1 and 9 differ in that the load torque is estimated from the primary current to suppress the decrease in magnetic flux due to the load. Only the structural features will be explained. The current detector 40.41 is connected to the load torque estimator 61, and the primary current detected by the ammeter 40.41 is input to the load torque estimator 61. The load torque estimator 61 is connected to the minus side terminal of the subtracter 73, and the output terminal of the amplifier 160 is connected to the plus side terminal of 73. The output terminal of the adder/subtractor 73 is connected to a rotational angular velocity estimator 150, and the output terminal of 150 is connected to the minus side terminal of the subtracter 74.

更に減算器７４のマイナス側の端子は加算器７５のプラ
ス側の端子にも接続される。減算器７４のプラス側の端
子には回転角速度指令ωＲが人力され、７４の出力端子
は増幅器１６０の入力端子に接続される。増幅器１６０
の出力端子はすベリ角周波数演算器１７０に接続され、
１７０の出力端子は加算器７５のプラス側の端子及び負
荷に依存する磁束減少分△φ、演算器１８０に接続され
る。Furthermore, the minus side terminal of the subtracter 74 is also connected to the plus side terminal of the adder 75. The rotational angular velocity command ωR is input to the positive terminal of the subtracter 74, and the output terminal of the subtracter 74 is connected to the input terminal of the amplifier 160. amplifier 160
The output terminal of is connected to the Suberi angular frequency calculator 170,
The output terminal of the adder 170 is connected to the plus side terminal of the adder 75 and the load-dependent magnetic flux reduction Δφ calculation unit 180.

加算器７５の出力端子はインバータ角周波数に依存する
磁束の減少分演算器９０に接続される。The output terminal of the adder 75 is connected to a magnetic flux reduction calculator 90 that depends on the inverter angular frequency.

負荷に依存する磁束の減少分演算器１８０の出力端子は
減算器７２のマイナス側の端子に接続される。以上の構
成が第１図と相違する点であり、次にこれらの動作につ
いて説明する。The output terminal of the load-dependent magnetic flux reduction calculator 180 is connected to the negative terminal of the subtracter 72. The above configuration is different from that in FIG. 1, and the operation thereof will be explained next.

先ず、負荷トルクの規定から述べる。（１）式を使って
一次電流から求めたｄ軸電流成分Ｉｄ、ｑ軸成分Ｉｑを
用いて（］７）式から負荷トルクを推定する。First, we will discuss the regulations for load torque. Using the d-axis current component Id and the q-axis component Iq obtained from the primary current using the equation (1), the load torque is estimated from the equation (]7).

τ＝にτ・工、・■、　　・・・（１８）ｋτ：電動機
の定数に関する定数 τを用いて回転角速度ωＨを（１９）式によって求める
。τ = τ·engine, .■, (18) kτ: The rotational angular velocity ωH is determined by equation (19) using a constant τ related to the constant of the electric motor.

但しＪ：慣性モーメント τ＊は、増幅器１６０の出力から得られるトルク指令で
ある。However, J: moment of inertia τ* is a torque command obtained from the output of the amplifier 160.

インバータ角周波数ω□は（２０）式によってτ＊から
推定されるすベリ角周波数ωＳと回転角速度指令ωＲの
和として与えられる。The inverter angular frequency ω□ is given as the sum of the full angular frequency ωS estimated from τ* and the rotational angular velocity command ωR using equation (20).

ω５＝ｋｓ・τ＊　　・・・（２０） 但しｋｓ：電動機に関する定数 ω、＝ωＲ＋ωＳ　　・・・（２１） ω１、ωＳを用いて磁束の減少分を推定する。ω5=ks・τ*...(20) However, ks: constant related to the electric motor ω, = ωR + ωS (21) The decrease in magnetic flux is estimated using ω1 and ωS.

△φ、弁（ｋｔ／ω１）・ωＳ　　・・・（２２）ｋｔ
：定数 （２２）式によってω、が一定の時は△φＬはす入り角
周波数に比例して減少し、この割合はインバータ角周波
数が増加すればする程増えるように補償される。第１図
に示した実施例と同様な方法でφ木。△φ, valve (kt/ω1)・ωS ... (22) kt
: When ω is constant according to the constant equation (22), ΔφL decreases in proportion to the inset angular frequency, and this ratio is compensated to increase as the inverter angular frequency increases. φ-tree in a similar manner to the embodiment shown in FIG.

■木は演算され、これらの指令によってインバータ角周
波数、負荷による磁束の減少分は抑制される。■The tree is calculated, and the inverter angular frequency and decrease in magnetic flux due to load are suppressed by these commands.

本実施例によれば１回転角速度指令ωＲに電動機の速度
は追従しながら磁束の減少を抑制できる。According to this embodiment, the decrease in magnetic flux can be suppressed while the speed of the electric motor follows the one-rotation angular velocity command ωR.

本実施例では負荷トルクからすベリ角周波数を推定した
が、ｑ＠雷電流ら推定しても良い。また誘導電動機のシ
ャフトに回転検出器をつけて回転速度を検出し、この値
からすベリ角周波数を推定しても良い。In this embodiment, the angular frequency is estimated from the load torque, but it may also be estimated from q@lightning current. Alternatively, a rotation detector may be attached to the shaft of the induction motor to detect the rotation speed, and the angular frequency may be estimated from this value.

〔発明の効果〕 本発明によればインバータ周波数や負荷（トルク、すべ
り角周波数）がどのように変化しても電動機の磁束を一
定にできるので高出力トルクを発生することができる。[Effects of the Invention] According to the present invention, the magnetic flux of the electric motor can be kept constant no matter how the inverter frequency or load (torque, slip angle frequency) changes, so high output torque can be generated.

またＰＷＭ信号のデッドタイムによる電流歪も抑制され
るので搬送周波数が高くなっても、低速域で高出力のト
ルクを発生できる。Furthermore, since current distortion due to dead time of the PWM signal is suppressed, high output torque can be generated in a low speed range even if the carrier frequency becomes high.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は本発明の第１の実施例の構成を示すブロック図
、第２図は電流歪抑制の構成を示すブロック図、第３図
は誘導電動機の等価回路図、第４図は電動機の磁束のイ
ンバータ角周波数特性図、第５図は磁束の減少分△φＬ
のインバータ角周波数特性図、第６図は力率偏差のすべ
り角周波数特性図、第７図は補正ゲインのインバータ角
周波数特性図、第８図は誤差電圧発生メカニズム説明図
、第９図は本発明の第２の実施例の構成を示すブロック
図である。 １０・・・直流電源、 ２０・・・ＰＷＭインバータ、 ３０．３１．３２・・・電圧検出器、 ４０．４１・・・電流検出器、 ５０・・・誘導電動機、 ６０・・・力率検出器。 ６１・・・無負荷力率演算器、 ８０・・・補正ゲイン発生器、 ９０・・・磁束減少分推定器、 １００・・・電圧指令演算器。 １１０・・・変調波発生器、 １２０・・・変調波の補正器、 １３０・・・誤差電圧検出器、 ６１・・・負荷トルク推定器、 １５０・・・回転角速度推定器、 １８０・・・負荷に依存する磁束減少分演算器。Fig. 1 is a block diagram showing the configuration of the first embodiment of the present invention, Fig. 2 is a block diagram showing the configuration of current distortion suppression, Fig. 3 is an equivalent circuit diagram of an induction motor, and Fig. 4 is a block diagram of the motor. Inverter angular frequency characteristic diagram of magnetic flux, Figure 5 shows the decrease in magnetic flux △φL
Figure 6 is a slip angle frequency characteristic diagram of power factor deviation, Figure 7 is an inverter angular frequency characteristic diagram of correction gain, Figure 8 is a diagram explaining the error voltage generation mechanism, and Figure 9 is a diagram of the error voltage generation mechanism. FIG. 2 is a block diagram showing the configuration of a second embodiment of the invention. 10... DC power supply, 20... PWM inverter, 30.31.32... Voltage detector, 40.41... Current detector, 50... Induction motor, 60... Power factor detection vessel. 61... No-load power factor calculator, 80... Correction gain generator, 90... Magnetic flux decrease estimator, 100... Voltage command calculator. 110... Modulated wave generator, 120... Modulated wave corrector, 130... Error voltage detector, 61... Load torque estimator, 150... Rotation angular velocity estimator, 180... Magnetic flux reduction calculator that depends on the load.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １、ＰＷＭインバータの出力電圧と角周波数を可変とし
て誘導電動機の発生トルクを制御する誘導電動機の制御
装置において、前記誘導電動機の負荷を検出し負荷信号
を出力する負荷検出手段と、該負荷信号と前記誘導電動
機への回転角速度指令値ω＿Ｒおよび磁束指令値φ＿Ｒ
に基づき該磁束指令値φ＿Ｒと該誘導電動機に発生する
磁束φ（ω＿１、ω＿Ｓ）との差磁束△φ（ω＿１、ω
＿Ｓ）を演算する差磁束演算手段と、該差磁束△φ（ω
＿１、ω＿Ｓ）と前記磁束指令値φ＿Ｒとを加算して補
正磁束φ＊を出力する加算手段と、該補正磁束φ＊と前
記回転角速度指令値ω＿Ｒとを積算し電圧指令値Ｖ＊を
出力する積算手段と、該電圧指令値Ｖ＊に基づき前記Ｐ
ＷＭインバータに制御信号を出力する制御信号発生手段
とを備えたことを特徴とする誘導電動機の制御装置。 ２、前記差磁束△φ（ω＿１、ω＿Ｓ）を前記ＰＷＭイ
ンバータの角周波数に対応した角周波数差磁束△φ（ω
＿１）とすべり角周波数に対応したすべり角周波数差磁
束△φ（ω＿Ｓ）の和とし、該角周波数差磁束△φ（ω
＿１）を前記角速度指令値ω＿Ｒと前記誘導電動機の定
数とから演算する演算手段より求めることを特徴とする
請求１記載の制御装置。 ３、前記差磁束△φ（ω＿１、ω＿Ｓ）を前記ＰＷＭイ
ンバータの角周波数に対応した角周波数差磁束△φ（ω
＿１）とすべり角周波数に対応したすべり角周波数差磁
束△φ（ω＿Ｓ）の和とし、該すべり角周波数差磁束△
φ（ω＿Ｓ）を、前記負荷信号にもとずき演算した力率
と無負荷力率との差力率△ｃｏｓψと、前記角速度指令
値ω＿Ｒより演算する演算手段より求めることを特徴と
する請求項１または２記載の制御装置。 ４、前記制御信号発生手段が、前記電圧指令値Ｖ＊と前
記回転角速度指令値ω＿Ｒを入力し、該電圧指令値Ｖ＊
を振幅とし該回転角速度指令値ω＿Ｒの積分値を瞬時位
相θとする変調波を発生する変調波発生手段と、該変調
波と誤差電圧検出値を入力し補正変調波を出力する変調
波補正手段と、該補正変調波に基づいてＰＷＭ信号を発
生し前記ＰＷＭインバータに出力するＰＷＭ信号発生手
段と、該ＰＷＭ信号と該ＰＷＭインバータの出力電圧と
のパルス幅誤差を検出し前記誤差電圧検出値を出力する
誤差電圧検出手段と、から構成されることを特徴とする
請求項１〜３のいずれかに記載の制御装置。 ５、前記誤差電圧検出手段が、前記ＰＷＭインバータの
各相のアーム電圧とこの各相に対応する前記ＰＷＭ信号
との差電圧を検出するレベル不一致検出回路と、該差電
圧のうち前記ＰＷＭ信号の立上りに同期して発生する立
上り差電圧を検出する立上り同期誤差パルス検出器と、
前記差電圧のうち前記ＰＷＭ信号の立ち下りに同期して
発生する立ち下り差電圧を検出する立ち下り同期誤差パ
ルス検出器と、前記立ち下り差電圧に正極性を付与し、
前記立上り差電圧に負極性を付与して加算する加減算器
とからなることを特徴とする請求項１、２、３または４
項記載の制御装置。[Scope of Claims] 1. In an induction motor control device that controls the generated torque of an induction motor by varying the output voltage and angular frequency of a PWM inverter, a load detection means detects the load of the induction motor and outputs a load signal. and the load signal, rotational angular velocity command value ω_R and magnetic flux command value φ_R to the induction motor.
Based on the magnetic flux command value φ_R and the magnetic flux φ(ω_1, ω_S) generated in the induction motor, the difference magnetic flux △φ(ω_1, ω
_S) and a differential magnetic flux calculation means for calculating the difference magnetic flux △φ(ω
_1, ω_S) and the magnetic flux command value φ_R to output a corrected magnetic flux φ*; and an adding means for adding the corrected magnetic flux φ* and the rotational angular velocity command value ω_R to output a voltage command value V*. an integrating means, and the above-mentioned P based on the voltage command value V*.
1. A control device for an induction motor, comprising: control signal generating means for outputting a control signal to a WM inverter. 2. The difference magnetic flux △φ(ω_1, ω_S) is converted into the angular frequency difference magnetic flux △φ(ω
_1) and the slip angular frequency difference magnetic flux △φ(ω_S) corresponding to the slip angular frequency, and the angular frequency difference magnetic flux △φ(ω
_1) is determined by a calculation means that calculates _1) from the angular velocity command value ω_R and a constant of the induction motor. 3. The difference magnetic flux △φ(ω_1, ω_S) is converted into the angular frequency difference magnetic flux △φ(ω
_1) and the slip angular frequency difference magnetic flux △φ(ω_S) corresponding to the slip angular frequency, and the slip angular frequency difference magnetic flux △
A claim characterized in that φ(ω_S) is calculated by a calculation means that calculates from a power factor difference Δcosψ between the power factor calculated based on the load signal and the no-load power factor, and the angular velocity command value ω_R. The control device according to item 1 or 2. 4. The control signal generating means inputs the voltage command value V* and the rotational angular velocity command value ω_R, and generates the voltage command value V*.
a modulated wave generating means for generating a modulated wave having an amplitude of ω_R and an integral value of the rotational angular velocity command value ω_R as an instantaneous phase θ, and a modulated wave correcting means for inputting the modulated wave and an error voltage detection value and outputting a corrected modulated wave. a PWM signal generating means for generating a PWM signal based on the corrected modulated wave and outputting it to the PWM inverter; detecting a pulse width error between the PWM signal and the output voltage of the PWM inverter and determining the error voltage detection value; 4. The control device according to claim 1, further comprising: error voltage detection means for outputting an error voltage. 5. The error voltage detection means includes a level mismatch detection circuit that detects a difference voltage between the arm voltage of each phase of the PWM inverter and the PWM signal corresponding to each phase; a rise synchronization error pulse detector that detects a rise difference voltage that occurs in synchronization with the rise;
a falling synchronization error pulse detector for detecting a falling differential voltage generated in synchronization with a falling edge of the PWM signal among the differential voltages; and a falling differential voltage giving positive polarity to the falling differential voltage;
Claim 1, 2, 3, or 4, further comprising an adder/subtracter that adds negative polarity to the rising differential voltage and adds it.
Control device as described in section.