JPH01240870A - Wide-range impedance meter - Google Patents
Wide-range impedance meterInfo
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- Magnetic Resonance Imaging Apparatus (AREA)
- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
［発明の目的］
（産業上の利用分野）
本発明は、例えば磁気共鳴イメージング装置（以下ＭＲ
Ｉ装置という）のプローブヘッドのインピーダンス整合
調整を行うため、そのプローブヘッドのインピーダンス
を検出するインピーダンスメータに関し、特に磁気共鳴
信号（以下ＭＲ倍信号いう）を得るための対象核種が変
更されてもプローブヘッドについてインピーダンス検出
が可能な広帯域インピーダンスメータに関する。Detailed Description of the Invention [Object of the Invention] (Industrial Application Field) The present invention is applicable to, for example, a magnetic resonance imaging apparatus (hereinafter referred to as MR
Regarding the impedance meter that detects the impedance of the probe head in order to adjust the impedance matching of the probe head of the probe head (hereinafter referred to as "I device"), the impedance meter detects the impedance of the probe head. The present invention relates to a wideband impedance meter capable of detecting impedance of a head.
（従来の技術）
周知のように、ＭＲｒ装置は、静磁場中に配置された被
検体に対し、エンコーディング用、スライシング用及び
リーディング用の傾斜磁場と、励起用高周波磁場とを印
加して被検体の特定部位に磁気共鳴現象を生じせしめ、
この磁気共鳴現象により得られるＭＲ倍信号収集して生
体診断情報を得るものである。(Prior Art) As is well known, an MRr apparatus applies gradient magnetic fields for encoding, slicing, and reading, and a high-frequency magnetic field for excitation to a subject placed in a static magnetic field. Causes a magnetic resonance phenomenon in a specific part of the
Biological diagnosis information is obtained by collecting MR multiplied signals obtained by this magnetic resonance phenomenon.
このようなＭＲｒ装置において、従来は、一般にＭＲ倍
信号得るための対象核種を例えば水素（ＩＨ）のみとし
ていた。In such an MRr apparatus, conventionally, the target nuclide for obtaining an MR multiplied signal has generally been only hydrogen (IH), for example.
この場合、ＭＲ倍信号周波数が一種類であるため、励起
用高周波磁場の発生及びＭＲ倍信号受信用に使用される
プローブヘッドは、使用周波数が対象核種によって決ま
ると、その周波数でプローブヘッドのインピーダンスを
所定の特性インピーダンスＺＯに調整することになる。In this case, since there is only one type of MR multiplied signal frequency, the impedance of the probe head used for generating the high-frequency magnetic field for excitation and for receiving the MR multiplied signal is determined by the target nuclide. is adjusted to a predetermined characteristic impedance ZO.
なお、多くの場合、プローブヘッドのインピーダンスは
、伝送ケーブルの特性インピーダンスに一致させるため
、５０Ωに調整する。Note that in many cases, the impedance of the probe head is adjusted to 50Ω in order to match the characteristic impedance of the transmission cable.
この調整を行う場合、プローブヘッドのインピーダンス
を検出する検出回路（インピーダンスメータ）の検出出
力を参照することになり、そのインピーダンスメータと
して、
例えばＡ ＣｏｎｐＩｅｘ Ｉ ｍｐｅｄａｎｃｅ
Ｍｅｔｅｒ（Ｃａｒｌ Ｇ、 Ｌｏｄｓｔｒ６＋Ｉ
ｌ、 Ｄｏｗ−ＫｅｙＭ ｉｃｒｏｗａｖｅ Ｃｏｒ
ｐｏｒａｔｉｏｎｌ １１０ ＭａｒｋＡｖｅｎｕｅ
Ｃａｒｐｒｉｎｔｅｉａ、 Ｃａ ９３ Ｑ １３
−２９１８ ”） ”に示されるものがある。When performing this adjustment, the detection output of a detection circuit (impedance meter) that detects the impedance of the probe head is referred to.
Meter (Carl G, Lodstr6+I
l, Dow-KeyMicrowave Cor
110 MarkAvenue
Carprinteia, Ca 93 Q 13
-2918 “)”.
しかし、従来のインピーダンスメータの場合には、狭帯
域であるという欠点をもっていた。However, conventional impedance meters have a drawback of having a narrow band.
そこで、本願出願人は、プローブヘッドのインピーダン
スを広い周波数範囲にわたって抵抗分とリアクタンス分
とを独立に検出できるようにした。Therefore, the applicant of the present application has made it possible to independently detect the resistance component and the reactance component of the impedance of the probe head over a wide frequency range.
（発明が解決しようとする課題）
しかしながら、前述したような従来のインピーダンスメ
ータの場合においては、狭帯域のインピーダンスメータ
であるから、ＭＲＩ装置に例えばスベクトロスコご一方
式が適用された場合、多種類の共鳴周波数を扱うことに
合わせて、複数個のインピーダンスメータを用いる必要
が生じた。(Problems to be Solved by the Invention) However, in the case of the conventional impedance meter as described above, it is a narrow band impedance meter, so when a spectral scope type is applied to an MRI apparatus, many types of impedance meters are used. In order to handle resonance frequencies, it became necessary to use multiple impedance meters.
従って、従来は、ＭＲＩ装置に対し、複数の共鳴周波数
を扱う方式を適用する際、プローブヘッドについてイン
ピーダンスを検出する構成を更に簡素化することが困難
な状況にあった。Therefore, conventionally, when applying a method that handles a plurality of resonance frequencies to an MRI apparatus, it has been difficult to further simplify the configuration for detecting the impedance of the probe head.
本発明は、係る課題に鑑みてなされたもので、その目的
とすることは、多種類の共鳴周波数を扱う方式のＭＲＩ
装置のプローブヘッドについてインピーダンスを検出す
る構成を簡素化することができるインピーダンスメータ
を提供することにある。The present invention has been made in view of the above problems, and its purpose is to provide an MRI system that handles many types of resonance frequencies.
An object of the present invention is to provide an impedance meter that can simplify the configuration for detecting impedance of a probe head of an apparatus.
［発明の構成］
（課題を解決するための手段）
本発明は、上記の目的を遠戚するため、基準発振器から
の基本信号を基に、プローブヘッド等の負荷と既知抵抗
とに定まる分圧比で前記負荷のインピーダンスを電圧と
して検出する検出部と、航記基準発振器からの基本信号
とは同位相の参照信号を受ける一方、前記検出部の検出
出力を受けて、前記負荷のインピーダンスの抵抗分が反
映された電圧を復調する同期復調器と、
前記Ｍ単発振器からの基本信号とは位相差が生じている
参照信号を受ける一方、前記検出部の検出出力を受けて
前記負荷のインピーダンスのリアクタンス分が反映され
た電圧を復調する位相弁別器とを、置端する広帯域イン
ピーダンスメータであることを要旨としている。[Structure of the Invention] (Means for Solving the Problem) In order to achieve the above-mentioned object, the present invention provides a voltage division ratio determined by a load such as a probe head and a known resistance based on a basic signal from a reference oscillator. A detection section that detects the impedance of the load as a voltage receives a reference signal in phase with the basic signal from the navigation reference oscillator, and receives a detection output of the detection section and detects the resistance component of the impedance of the load. a synchronous demodulator that demodulates a voltage reflected by the M single oscillator, and receives a reference signal that has a phase difference with the fundamental signal from the M single oscillator, and receives a detection output from the detection section to determine the reactance of the impedance of the load. The gist of this is that it is a broadband impedance meter that is equipped with a phase discriminator that demodulates the voltage that reflects the current.
（作用）
本発明による構成であれば、検出部の検出状況に応じて
同期復調器と、位相弁別器とにより、広帯域で負荷のイ
ンピーダンスを抵抗分とリアクタンス分とに分けて検出
することができるから、ＭＲＩ装置にスペクトロスコピ
一方式の如く多種類の共鳴周波数を扱う方式を適用した
場合でも、そのいずれの共鳴周波数であっても、プロー
ブヘッドについてインピーダンスを抵抗分とリアクタン
ス分とに分けて独立に検出することができる。(Function) With the configuration according to the present invention, the impedance of the load can be detected in a wide band by dividing it into a resistance component and a reactance component using a synchronous demodulator and a phase discriminator depending on the detection status of the detection unit. Therefore, even if a method that handles many types of resonant frequencies, such as a spectroscopy system, is applied to an MRI device, the impedance of the probe head can be divided into resistance and reactance components and independent of each other. can be detected.
（実ｍＦＡ＞
第１図は、本発明が適用された広帯域インピーダンスメ
ータの一実施例を示す回路図である。(Actual mFA> FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of a broadband impedance meter to which the present invention is applied.
本実施例の広帯域インピーダンスメータは、検山部１と
、ＳＳＢ同期復調器２と、スイッチ形位相弁別器３とを
主要部として構成される。The broadband impedance meter of this embodiment is constructed with a detection section 1, an SSB synchronous demodulator 2, and a switch type phase discriminator 3 as main parts.
検出部１は、数〜数十ＭＨ２で発振する内部抵抗Ｒ（Ｉ
の基本周波数発生器４の端子間に既知抵抗ＲＯと、未知
のインピーダンスＺ×つまり後述するＭＲＩＩｆｆのプ
ローブヘッドとを直列に接続し、この直列接続のＲＯ及
びＺＸの両端子間に、基本周波数発生器４の基本信号が
超高速オペアンプ５により増幅された信号Ｖ！Ｊ＝ＡＣ
Ｏ３ωｔを印加することにより、ＲＯ及びＺＸにより定
まる分圧比で未知のインピーダンスＺ×を電圧Ｖｄとし
て検出し、後段のローフニーズ・シフトリミッタ６へ出
力するようになされている。なお、検出部１の既知抵抗
Ｒｏは、超高速オペアンプ５の出力インビーダスよりも
充分大きいものとする。また、ローフニーズ・シフトリ
ミッタ６ではＡｏ Ｖｄの出力が得られる。The detection unit 1 has an internal resistance R (I
A known resistance RO and an unknown impedance Z×, that is, a probe head of MRIIff, which will be described later, are connected in series between the terminals of the fundamental frequency generator 4, and between the terminals of the series-connected RO and ZX, A signal V! in which the basic signal of the device 4 is amplified by the ultra-high speed operational amplifier 5! J=AC
By applying O3ωt, unknown impedance Zx is detected as voltage Vd using a voltage division ratio determined by RO and ZX, and is output to the low-needs shift limiter 6 at the subsequent stage. It is assumed that the known resistance Ro of the detection unit 1 is sufficiently larger than the output impedus of the ultra-high speed operational amplifier 5. Furthermore, the loaf-knees shift limiter 6 provides an output of Ao Vd.
この場合、検出部１において、
となるから、この式にｚｘ ＝Ｒ十ｊ ｘを代入するの
関係が成立することがわかる。In this case, in the detection unit 1, it becomes as follows, so it can be seen that the relationship zx = R + j x is substituted into this equation.
一方、ＳＳＢ同期復調器２は、リング変調器７を主要部
として構成され、このリング変調器７のボート■には、
基本周波数発生器４の基本信号が超高速オペアンプ５に
より増幅された信号Ｖ（１−Ａ ００３０℃をローフェ
ーズ・シフトリミッタ８を通して得られた信号Ａｏ Ｖ
ｇが印加される。また、ボート■にはローフニーズ・シ
フトリミッタ６を通して得られた信号Ａｏ Ｖｄが印加
される。On the other hand, the SSB synchronous demodulator 2 is configured with a ring modulator 7 as the main part, and the boat (3) of this ring modulator 7 has
The fundamental signal of the fundamental frequency generator 4 is amplified by the ultra-high-speed operational amplifier 5, and the signal V (1-A) is the signal Ao V obtained by passing 0030°C through the low phase shift limiter 8.
g is applied. Further, a signal AoVd obtained through the loaf-knees shift limiter 6 is applied to the boat (2).
よって、リング変調器７のボート■には、ローフニーズ
・シフトリミッタ８の信号Ａｏ Ｖｇとローフニーズリ
ミッタ６の信号Ａｏｖｄとが乗譚されたＡＯＶ（＋ ・
△ＯＶｄの出力が生じる。Therefore, the boat ■ of the ring modulator 7 receives the signal AOV(+ ・
An output of ΔOVd is generated.
従って、ｖｇ＝ＡＣＯ３ωｔよりボート■からの出力Ａ
ＯＶＪ ／ＡＯＶｄ ハ、
ＡＯＶｇ −ＡＯＶｄ
調波成分であるから、ＳＳＢ同期復調器２の後段にロー
パス・フィルタ９を設けておくことにより、その倍高調
波成分がローパスフィルタ９で除去され、低周波成分の
みが平滑コンデンサ１０を経て低周波増幅器１１で増幅
されて出力される。Therefore, from vg=ACO3ωt, output A from boat ■
OVJ /AOVd C, AOVg -AOVd Since it is a harmonic component, by providing a low-pass filter 9 after the SSB synchronous demodulator 2, the double harmonic component is removed by the low-pass filter 9, and the low-frequency component Only the signal passes through the smoothing capacitor 10, is amplified by the low frequency amplifier 11, and is output.
この出力電圧をＥ＋ とすると、 となる。If this output voltage is E+, then becomes.
いま、未知インピーダンスＺＸのリアクタンス分ＸがＯ
になったとすると、
となりＺＸの抵抗力を反映した電圧が得られることがわ
かる。Now, reactance X of unknown impedance ZX is O
Assuming that, it becomes as follows, and it can be seen that a voltage reflecting the resistance of ZX can be obtained.
また、スイッチ形位相弁別器３は、リング変調器１２を
主要部として構成され、このリング変調器１２のボート
■には、基本周波数発生器４の基本信号が超高速オペア
ンプ５により増幅された信号Ｖ（Ｊ＝ＡＣＯ３ωｔをロ
ーフニーズ・シフトリミッタ１３を通して得られた信号
ＡＯＶ！Ｊを基に、広帯域９０°ハイブリツド１４によ
り生成されたｖｇと位相差９０°の参照波がローフニー
ズ・シフトリミッタ１５を通して印加される。また、ボ
ート■にはローフェーズ・シフトリミッタ６を通して得
られた信号Ａｏ Ｖｄが印加される。The switch-type phase discriminator 3 is configured with a ring modulator 12 as the main part, and a boat (2) of the ring modulator 12 receives a signal obtained by amplifying the fundamental signal of the fundamental frequency generator 4 by an ultrahigh-speed operational amplifier 5. Based on the signal AOV!J obtained by passing V(J=ACO3ωt through the low-knees shift limiter 13 In addition, a signal Ao Vd obtained through the low phase shift limiter 6 is applied to the port (2).
この場合、位相弁別器の原理により、位相差をδ［ｒａ
ｄコとすると、
■９とＶｄの位相差δ〉０では、正の半波整流（あるい
は負の半波成流）が得られる。In this case, according to the principle of the phase discriminator, the phase difference is δ[ra
When d co, (1) When the phase difference between 9 and Vd is δ>0, positive half-wave rectification (or negative half-wave rectification) is obtained.
また、ｖｇとＶｄの位相差δ＝Ｏでは、正負半々の整流
が得られる。Further, when the phase difference between vg and Vd is δ=O, half positive and half rectification can be obtained.
また、ＶｇとＶｄの位相差δくＯでは、負の半波整流（
あるいは正の半波整流）が得られる。In addition, when the phase difference δ between Vg and Vd is O, negative half-wave rectification (
or positive half-wave rectification).
ここで、位相差δは（１）式により、
となり、Ｒ，ＲＯ＞＞０より位相差はリアクタンス分Ｘ
を反映している。Here, the phase difference δ is given by equation (1), and from R, RO >> 0, the phase difference is the reactance X
is reflected.
このように位相弁別器によって位相差に対応した半波整
流が得られることから、リング変調器１２のポート■に
は上述の如く半波整流された信号が得られる。Since half-wave rectification corresponding to the phase difference is obtained by the phase discriminator in this manner, a half-wave rectified signal as described above is obtained at port (2) of the ring modulator 12.
この半波整流された信号は、ローパスフィルタ１６を経
て平滑コンデンサ１７で平滑化され、直流成分として低
周波増幅器１８で増幅・出力される。This half-wave rectified signal passes through a low-pass filter 16, is smoothed by a smoothing capacitor 17, and is amplified and output as a DC component by a low-frequency amplifier 18.
この電圧をＥ２とすると、 Ｒ，ＲＯ＞＞Ｏより、 となる。If this voltage is E2, From R, RO >> O, becomes.
よって、スイッチ形位相弁別器３において、未知インピ
ーダンスＺ×のリアクタンス分の正負と大小を反映した
電圧が得られることが分かる。Therefore, it can be seen that in the switch type phase discriminator 3, a voltage reflecting the positive/negative and magnitude of the reactance component of the unknown impedance Z× is obtained.
即ち、（２）、（３）式より、未知インピーダンスＺ×
のｗ１抗分Ｒ（＞Ｏ）に対応した直流電圧Ｅ１及び、リ
アクタンス分Ｘに対応した直流電圧Ｅ２が検出できるこ
とになる。That is, from equations (2) and (3), unknown impedance Z×
A DC voltage E1 corresponding to the w1 resistance R (>O) and a DC voltage E2 corresponding to the reactance X can be detected.
このようなことから、本実施例の広帯域インピーダンス
メータにあっては、検出部１の検出状況に応じてＳＳＢ
同期復調器２と、スイッチ形位相弁別器３とにより、広
帯域で未知のインピーダンスＺＸを抵抗分とリアクタン
ス分とに分けて検出することができる。For this reason, in the broadband impedance meter of this embodiment, the SSB
The synchronous demodulator 2 and the switch-type phase discriminator 3 can detect the unknown impedance ZX in a wide band by dividing it into a resistance component and a reactance component.
また、本実施例の如く広帯域インピーダンスメータを構
成した場合、図示の如く周波数に依存される部品が存在
しないから、面倒な定数設定等の調整が不要となるとい
う利点が得られる。Furthermore, when a broadband impedance meter is configured as in this embodiment, since there are no frequency-dependent components as shown in the figure, there is an advantage that troublesome adjustments such as constant setting are not required.
なお、前述した本実施例の広帯域インピーダンスメータ
が適用されるＭＲＩ装置の全体の５１１略は第２図に示
す通りであり、この構成では、主磁石１９による静磁場
形成空間に、傾斜磁場コイル２０と、プローブヘッド２
１とを配置したマグネットアッセンブリ２２によって、
静磁場下で被検体に対して直交する３方向のｘ、ｙ、ｚ
軸に沿う各傾斜磁場と励起用高周波とを印加することに
なる。The entire MRI apparatus 511 to which the broadband impedance meter of the present embodiment is applied is as shown in FIG. and probe head 2
By the magnet assembly 22 in which 1 and 1 are arranged,
x, y, z in three directions orthogonal to the subject under static magnetic field
Each gradient magnetic field along the axis and an excitation high frequency wave will be applied.
これらの印加により被検体の特定部位に磁気共鳴現象を
生じせしめ、この磁気共鳴現象により発生されるＭＲ倍
信号プローブヘッド２１を介して制御用コンピュータ２
３に収集し、この制御用コンピュータ２３において被検
体の生体診断情報を得るとともに、その生体診断情報の
内容をモニタ２４上に画像表示することができる。These applications cause a magnetic resonance phenomenon in a specific part of the subject, and the MR multiplied signal generated by this magnetic resonance phenomenon is sent to the control computer 2 via the probe head 21.
3, the control computer 23 can obtain the biological diagnosis information of the subject, and the content of the biological diagnosis information can be displayed as an image on the monitor 24.
このようなＭＲＩＢ置のプローブヘッド２１のインピー
ダンスが対象核種の変更にともなう共鳴周波数の変化で
変化されても、第１図に従って説明したように広帯域イ
ンピーダンスメータを構成しておくことにより、広帯域
でプローブヘッド２１のインピーダンスを抵抗分とリア
クタンス分とに分けて独立に検出することができる。Even if the impedance of the probe head 21 in the MRIB is changed due to a change in the resonance frequency due to a change in the target nuclide, by configuring the broadband impedance meter as explained in accordance with FIG. The impedance of the head 21 can be divided into a resistance component and a reactance component and detected independently.
［発明の効果］
以上説明したように、本発明が適用された広帯域インピ
ーダンスメータは、多種類の共鳴周波数を扱う方式のＭ
Ｒ−１装置を稼動させる際、その多種類の共鳴周波数
に対応したそれぞれのプローブヘッドのインピーダンス
全て抵抗分とリアクタンス分とに分けて検出することが
できるから、この種のインピーダンスメータの使用構成
を著しく簡素化することができるという利点が得られる
。[Effects of the Invention] As explained above, the broadband impedance meter to which the present invention is applied has an M
When operating the R-1 device, all of the impedance of each probe head corresponding to its various resonance frequencies can be detected separately into resistance and reactance components, so the configuration for using this type of impedance meter is The advantage is that it can be significantly simplified.
第１図は本発明が適用されたインピーダンスメータの一
実施例の構成を示す回路図、第２図はＭＲＩ装置の全体
の概略を示す構成図である。
１・・・検出部 ２・・・ＳＳＢ同期復調器３・・・ス
イッチ形位相弁別器
４・・・基本周波数発生器 ５・・・超高速オペアンプ
６・・・ローフェーズ・シフトリミッタ７・・・リング
変調器
８・・・ローフニーズ・シフトリミッタ９・・・ローパ
ス・フィルタ １０・・・平滑コンデンサ１１・・・低
周波増幅器 １２・・・リング変調器１３・・・ローフ
ニーズ・シフトリミッタ１３１４・・・広帯１１９０’
ハイブリツド１５・・・ローフニーズ・シフトリミッタ
１６・・・ローパスフィルタ １７・・・平滑コンデン
サ１８・・・低周波増幅器
代理人 弁理士 則 近 憲 佑
代理人 弁理士 近 藤 猛
第２図FIG. 1 is a circuit diagram showing the structure of an embodiment of an impedance meter to which the present invention is applied, and FIG. 2 is a block diagram schematically showing the entire MRI apparatus. 1... Detection section 2... SSB synchronous demodulator 3... Switch type phase discriminator 4... Fundamental frequency generator 5... Ultra high speed operational amplifier 6... Low phase shift limiter 7... -Ring modulator 8...Low needs shift limiter 9...Low pass filter 10...Smoothing capacitor 11...Low frequency amplifier 12...Ring modulator 13...Low needs shift limiter 1314 ...Broadband 1190'
Hybrid 15...Low needs shift limiter 16...Low pass filter 17...Smoothing capacitor 18...Low frequency amplifier Representative Patent attorney Noriyuki Kensuke Patent attorney Takeshi Kondo Figure 2
Claims (2)
ンピーダンス整合調整を行うため、前記負荷についてイ
ンピーダンスを検出するインピーダンスメータであつて
、 基準発振器からの基本信号を基に、前記負荷と既知抵抗
とにより定まる分圧比で前記負荷のインピーダンスを電
圧として検出する検出部と、前記基準発振器からの基本
信号とは同位相の参照信号を受ける一方、前記検出部の
検出出力を受けて前記負荷のインピーダンスの抵抗分が
反映された電圧を復調する同期復調器と、 前記基準発振器からの基本信号とは位相差が生じている
参照信号を受ける一方、前記検出部の検出出力を受けて
前記負荷のインピーダンスのリアクタンス分が反映され
た電圧を復調する位相弁別器とを、具備することを特徴
とする広帯域インピーダンスメータ。(1) An impedance meter that detects the impedance of the load in order to perform impedance matching adjustment between a predetermined characteristic impedance circuit and the load, which detects the impedance of the load and a known resistance based on a basic signal from a reference oscillator. A detection section that detects the impedance of the load as a voltage at a voltage division ratio determined by the reference oscillator receives a reference signal that is in phase with the basic signal from the reference oscillator, and receives a detection output of the detection section that detects the impedance of the load. A synchronous demodulator that demodulates the voltage reflecting the resistance component receives a reference signal that has a phase difference with the fundamental signal from the reference oscillator, and receives a detection output of the detection section to determine the impedance of the load. A wideband impedance meter characterized by comprising a phase discriminator that demodulates a voltage reflecting a reactance component.
スの送信及び／又は受信を行うプローブヘッドのインピ
ーダンスを検出するため、前記検出部、前記同期復調器
及び前記位相弁別器を具備することを特徴とする請求項
１記載の広帯域インピーダンスメータ。(2) A magnetic resonance imaging apparatus, characterized in that the detection unit, the synchronous demodulator, and the phase discriminator are included in order to detect the impedance of a probe head that transmits and/or receives high-frequency pulses. The broadband impedance meter according to item 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63067090A JPH01240870A (en) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | Wide-range impedance meter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63067090A JPH01240870A (en) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | Wide-range impedance meter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01240870A true JPH01240870A (en) | 1989-09-26 |
Family
ID=13334839
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63067090A Pending JPH01240870A (en) | 1988-03-23 | 1988-03-23 | Wide-range impedance meter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01240870A (en) |
-
1988
- 1988-03-23 JP JP63067090A patent/JPH01240870A/en active Pending
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