JPH01198272A - Switching regulator - Google Patents
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- JPH01198272A JPH01198272A JP2041588A JP2041588A JPH01198272A JP H01198272 A JPH01198272 A JP H01198272A JP 2041588 A JP2041588 A JP 2041588A JP 2041588 A JP2041588 A JP 2041588A JP H01198272 A JPH01198272 A JP H01198272A
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Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
産業上の利用分野
本発明は小容量のチョッパ型スイッチングレ？ユレータ
に関するものである。[Detailed Description of the Invention] Industrial Application Field The present invention is a small-capacity chopper type switching system. It concerns Yureta.
従来の技術
第３図に従来のスイッチングレギュレータの一例を示す
。2. Description of the Related Art FIG. 3 shows an example of a conventional switching regulator.
図において、１はコモンを基準電位とする電源、２は第
３のトランジスタから成るスイッチ手段で、第３のトラ
ンジスタ７のエミッタ端子は電源１の出力端に、ベース
端子は第１のトランジスタ１４のコレクタ端子に接続さ
れ、ベース端子を制御端子とし、コレクタ端子を出力端
とし電流を断続する。３はダイオード８とコイル９とコ
ンデンサ１０で構成される平滑手段で、スイッチ手段２
で断続された電流を平滑する。４はツェナーダイオード
１１と第１の抵抗１２の直列回路で構成される電圧検出
手段で、前記部材１１．１２の接続点を出力端４ａとし
、ツェナーダイオード１１のカノードは平滑手段３の出
力端に、第１の抵抗１２の他端はコモンにそれぞれ接続
され、平滑手段３からの出力が規定電位を越えると出力
端４ａの出力が変化する。６は第２の抵抗１３と第１の
トランジスタ１４と第３の抵抗１６とで構成された制御
手段で、第１のトランジスタ１４のベース端子は第２の
抵抗１３を介して電源１の出力端に、コレクタ端子は第
３のトランジスタのベース端子に、エミッタ端子は第３
の抵抗１５を介してコモンにそれぞれ接続され、スイッ
チ手段２の動作を制御する。６はコンパレータＩｃ１ｓ
と第４の抵抗１７と第６の抵抗１８とコモンを基準電位
とする第２の電源１９とで構成された電圧比較手段で、
第４の抵抗１７と第６の抵抗１８を直列接続し、第４の
抵抗１７の他端は第２の電源１９の出力端に、第５の抵
抗１８の他端はコモンにそれぞれ接続されている。コン
パレータＩＣ１６は、その正端子に第４の抵抗１７と第
５の抵抗１８の接続点を接続して基準電位とし、電圧検
出手段４からの出力をコンパレータＩＣ１６の負端子に
接続して正端子と負端子の電圧を比較し、制御手段６の
第１のトランジスタ１４０ベース端子へ出カスる。In the figure, 1 is a power supply with a common as a reference potential, 2 is a switch means consisting of a third transistor, the emitter terminal of the third transistor 7 is connected to the output terminal of the power supply 1, and the base terminal is connected to the output terminal of the first transistor 14. It is connected to the collector terminal, the base terminal is used as the control terminal, and the collector terminal is used as the output terminal to intermittent current. 3 is a smoothing means composed of a diode 8, a coil 9 and a capacitor 10;
smooths the intermittent current. Reference numeral 4 denotes a voltage detection means constituted by a series circuit of a Zener diode 11 and a first resistor 12, the connection point of the members 11 and 12 is set as an output terminal 4a, and the cathode of the Zener diode 11 is connected to the output terminal of the smoothing means 3. , the other ends of the first resistor 12 are connected to the common terminal, and when the output from the smoothing means 3 exceeds a specified potential, the output at the output end 4a changes. Reference numeral 6 denotes a control means composed of a second resistor 13, a first transistor 14, and a third resistor 16, and the base terminal of the first transistor 14 is connected to the output terminal of the power supply 1 via the second resistor 13. , the collector terminal is connected to the base terminal of the third transistor, and the emitter terminal is connected to the third transistor.
are connected to common via resistors 15, respectively, to control the operation of the switch means 2. 6 is comparator Ic1s
and a fourth resistor 17, a sixth resistor 18, and a second power supply 19 that uses the common as a reference potential.
A fourth resistor 17 and a sixth resistor 18 are connected in series, the other end of the fourth resistor 17 is connected to the output end of the second power supply 19, and the other end of the fifth resistor 18 is connected to the common. There is. The comparator IC16 connects the connection point between the fourth resistor 17 and the fifth resistor 18 to its positive terminal to set it as a reference potential, and connects the output from the voltage detection means 4 to the negative terminal of the comparator IC16 to set it as the positive terminal. The voltage at the negative terminal is compared and output to the base terminal of the first transistor 140 of the control means 6.
以上のように構成されたスイッチングレギュレータにつ
いて以下その動作を説明する。The operation of the switching regulator configured as above will be described below.
まず、平滑手段３からの出力電圧が電圧検出手段４の規
定電位より低いときには、電圧検出手段４の出力はコモ
ンの電位と等しいレベル（以下、Ｌレヘルトいう。）と
なるのでコンパレータＩＣ１６の負端子への入力もＬレ
ベルとなる。このＬレベルの電位は正端子へ入力される
基準電位よシ低いので、コンパレータエＣ１６の出カバ
コンパレータＩＣ１６の電源である第２の電源１９の出
力の電位と等しいレベルとなる。との電位は第１のトラ
ンジスタ１４を導通させるレベルであるので第１のトラ
ンジスタ１４が導通し、第１のトランジスタ１４に第３
の抵抗１６で制限されるエミッタ電流が流れ、これとほ
ぼ等しいコレクタ電流が第３のトランジスタ７のベース
電流となって第３のトランジスタ７を導通させる。この
第３のトランジスタ７が導通することによシ、電流が平
滑手段３に送出されて平滑手段３からの出力電圧は上昇
する。そして、上昇を続ける出力電圧が電圧検出手段４
の規定電位よシ高くなると、電圧検出手段４の出力はＬ
レベルよシ徐々に上昇する。これに伴いコンパレータＩ
Ｃ１６の負端子への入力も上昇し、さらに上昇を続ける
平滑手段３の出力電圧により、電圧検出手段４からの出
力が正端子へ入力される基準電位よシ高くなると、コン
パレータＩＣ１６の出力はＬレベルとなる。これによっ
て第１のトランジスタ１４のベース電位もＬレベ）ｖと
なって第１のトランジスタ１４は不導通となり、第３の
トランジスタ７のベース電流は流れなくなって第３のト
ランジスタ７も不導通となる。First, when the output voltage from the smoothing means 3 is lower than the specified potential of the voltage detecting means 4, the output of the voltage detecting means 4 has a level equal to the common potential (hereinafter referred to as L level), so the negative terminal of the comparator IC16 The input to is also at L level. Since this L level potential is lower than the reference potential input to the positive terminal, it is at the same level as the potential of the output of the second power supply 19 which is the power supply of the output comparator IC16 of the comparator IC16. Since the potential of the first transistor 14 is at a level that makes the first transistor 14 conductive, the first transistor 14 becomes conductive and
An emitter current limited by the resistor 16 flows, and a collector current approximately equal to this becomes the base current of the third transistor 7, making the third transistor 7 conductive. When this third transistor 7 becomes conductive, a current is sent to the smoothing means 3, and the output voltage from the smoothing means 3 increases. Then, the output voltage that continues to rise is detected by the voltage detection means 4.
When the voltage becomes higher than the specified potential, the output of the voltage detection means 4 becomes L.
The level will gradually rise. Along with this, comparator I
The input to the negative terminal of C16 also rises, and as the output voltage of the smoothing means 3 continues to rise, the output from the voltage detection means 4 becomes higher than the reference potential input to the positive terminal, and the output of the comparator IC16 becomes L. level. As a result, the base potential of the first transistor 14 also becomes L level)v, and the first transistor 14 becomes non-conductive, the base current of the third transistor 7 stops flowing, and the third transistor 7 also becomes non-conductive. .
そして第３のトランジスタ７が不導通となったことによ
シ、平滑手段３への電流の送出が止まり、平滑手段３か
らの出力電圧は下降する。そして下降を続けた出力電圧
が電圧検出手段４の規定電位よシ低くなると再び前記の
動作を繰シ返す。Then, since the third transistor 7 becomes non-conductive, the sending of current to the smoothing means 3 is stopped, and the output voltage from the smoothing means 3 decreases. Then, when the output voltage that continues to fall becomes lower than the specified potential of the voltage detection means 4, the above operation is repeated again.
しかしながら、前記した従来の構成のスイッチングレギ
ュレータではコンパレータＩＣを使用しておシ、コンパ
レータＩＣは高価で、プリント基板実装時に広い面積を
必要とし、またコンパレータＩＣの動作電源も必要であ
った。従って前記従来例のようにコンパレータＩＣを使
用するものでは小型で安価なスイッチングレギュレータ
を実現できないという問題点があった。However, the conventional switching regulator described above uses a comparator IC, which is expensive, requires a large area when mounted on a printed circuit board, and requires a power source for operating the comparator IC. Therefore, there is a problem in that it is impossible to realize a small and inexpensive switching regulator using a comparator IC as in the conventional example.
この問題点を解決するための一例として、第４図に示す
ようなスイッチングレギュレータが考えられていた。As an example of solving this problem, a switching regulator as shown in FIG. 4 has been considered.
同図において、１は電源、２はスイッチ手段、３は平滑
手段、４は電圧検出手段、６は制御手段で、これらの構
成は第３図に示した従来例（以下第１の従来例という。In the figure, 1 is a power source, 2 is a switch means, 3 is a smoothing means, 4 is a voltage detection means, and 6 is a control means, and these structures are similar to the conventional example shown in FIG. 3 (hereinafter referred to as the first conventional example). .
）の構成と同じものである。) has the same structure.
この第４図に示した従来例（以下第２の従来例という。The conventional example shown in FIG. 4 (hereinafter referred to as the second conventional example).
）では、電圧比較手段２ｏを第２のトランジスタ２１で
構成し、そのエミッタ端子がコモンに、ベース端子が電
圧検出手段４の出力端に、コレクタ端子が第１のトラン
ジスタ１４のベース端子にそれぞれ接続されている。), the voltage comparison means 2o is constituted by a second transistor 21, whose emitter terminal is connected to the common, whose base terminal is connected to the output terminal of the voltage detection means 4, and whose collector terminal is connected to the base terminal of the first transistor 14. has been done.
以上のように構成されたスイッチングレギュレータの第
２の実施例について以下その動作を説明する。The operation of the second embodiment of the switching regulator configured as described above will be described below.
まず平滑手段３からの出力電圧が電圧検出手段４の規定
電位よシ低いときには電圧検出手段４の出力はコモンの
電位と等しいＬレベルとなるので第２のトランジスタ２
１のベース電位もＬレベルとなり、第２のトランジスタ
２１が不導通となって第１のトランジスタ１４のベース
電位は、電源１の出力とほぼ同じ電位となる。これによ
って第１のトランジスタ１４が導通し、第１のトランジ
スタ１４に第３の抵抗１６で制限されるエミッタ電流が
流れ、これとほぼ等しいコレクタ電流が第３のトランジ
スタ７のベース電流となって第３のトランジスタ７を導
通させる。この第３のトランジスタ７が導通することに
より、電流が平滑手段３に送出されて平滑手段３からの
出力電圧は上昇する。そして、上昇を続ける出力電圧が
電圧検出手段４の規定電位より高くなると、電圧検出手
段４の出力はＬレベルより徐々に上昇する。そして、さ
らに上昇を続ける平滑手段３の出力電圧によシミ圧検出
手段４の出力が上昇すると、第２のトランジスタ２１０
ベース電位が上昇して第２のトランジスタ２１が導通し
、第１のトランジスタ１４のベース電位はほぼＬレベル
となる。これによシ第１のトランジスタ１４は不導通と
なシ、第１のトランジスタ１４のコレクタ電流は流れな
くなって、第３のトランジスタアへのベース電流が断た
れ、第３のトランジスタ７は不導通となる。そして第３
のトランジスタ７が不導通となったことにより、平滑手
段３への電流の送出が止まり、平滑手段３からの出力電
圧は下降する。そして下降を続けた出力電圧が電圧検出
手段４の規定電位より低くなると再び前記の動作を繰り
返す。First, when the output voltage from the smoothing means 3 is lower than the specified potential of the voltage detecting means 4, the output of the voltage detecting means 4 becomes L level, which is equal to the common potential.
The base potential of the first transistor 14 also becomes L level, the second transistor 21 becomes non-conductive, and the base potential of the first transistor 14 becomes almost the same potential as the output of the power supply 1. As a result, the first transistor 14 becomes conductive, and an emitter current limited by the third resistor 16 flows through the first transistor 14, and a collector current approximately equal to this becomes the base current of the third transistor 7. The transistor 7 of No. 3 is made conductive. When the third transistor 7 becomes conductive, a current is sent to the smoothing means 3, and the output voltage from the smoothing means 3 increases. Then, when the output voltage that continues to rise becomes higher than the specified potential of the voltage detection means 4, the output of the voltage detection means 4 gradually rises from the L level. Then, when the output voltage of the stain pressure detection means 4 increases due to the output voltage of the smoothing means 3 which continues to rise, the second transistor 210
The base potential rises, the second transistor 21 becomes conductive, and the base potential of the first transistor 14 becomes approximately L level. As a result, the first transistor 14 becomes non-conductive, the collector current of the first transistor 14 stops flowing, the base current to the third transistor 7 is cut off, and the third transistor 7 becomes non-conductive. becomes. and the third
Since the transistor 7 becomes non-conductive, the sending of current to the smoothing means 3 is stopped, and the output voltage from the smoothing means 3 decreases. Then, when the output voltage that continues to fall becomes lower than the specified potential of the voltage detection means 4, the above operation is repeated again.
発明が解決しようとする課題
このように、前記第２の従来例の構成のスイッチングレ
ギュレータでは、電圧比較手段２ｏとして第２のトラン
ジスタ２１を用いたことによシ、第１の従来例での大型
で高価になるという問題点は解消され、小型で安価なス
イッチングレギュレータを実現できるという利点がある
。Problems to be Solved by the Invention As described above, in the switching regulator having the configuration of the second conventional example, by using the second transistor 21 as the voltage comparing means 2o, the large size of the first conventional example is reduced. This solves the problem of high cost and has the advantage of making it possible to realize a small and inexpensive switching regulator.
しかしながら、前記の第２の従来例では、電圧検出手段
４の出力の電位の変化が緩慢であシ、また第２のトラン
ジスタ２１は電力増幅度が小さく、温度などの外乱によ
り動作点が変動し、ベース・エミッタ間の電圧が変動す
るため、第２のトランジスタ２１の不導通と導通との間
の移行がスムーズでなかった。そのために、第１のトラ
ンジスタ１４と第３のトランジスタγでも不導通と導通
との間の移行が緩慢なものとなっていた。その結果、第
２の従来例のスイッチングレギュレータハ、各トランジ
スタの発熱が多くなり、回路の信頼性の低下及びエネル
ギー効率の低下という問題点があるものであった。これ
を防ぐために定格値の大きい素子を使用すると、その素
子の寸法が大きいものとなシ、また、高価なものとなっ
て、結局、小型で安価にできないという問題点を有して
いた。However, in the second conventional example, the change in the potential of the output of the voltage detection means 4 is slow, and the second transistor 21 has a small power amplification degree, and its operating point fluctuates due to disturbances such as temperature. Since the base-emitter voltage fluctuates, the transition between non-conduction and conduction of the second transistor 21 was not smooth. Therefore, the first transistor 14 and the third transistor γ also transition slowly between non-conduction and conduction. As a result, in the switching regulator of the second conventional example, each transistor generates more heat, resulting in problems such as lower circuit reliability and lower energy efficiency. If an element with a large rated value is used to prevent this, the element will be large in size and expensive, resulting in the problem that it cannot be made smaller and cheaper.
課題を解決するための手段
本発明は前記の課題を一挙に解決するもので、簡単な構
成で、小型で、安価で、発熱が少なく、信頼性及びエネ
ルギー効率の高いスイッチングレギュレータを提供する
ことを目的とし、コモンを基準電位とする電源と、電源
の出力端に接続され電流を断続する第３のトランジスタ
から成るスイッチ手段と、スイッチ手段で断続された電
流を平滑する平滑手段と、平滑手段の出力端とコモンの
間に接続され、ツェナーダイオードと第１の抵抗の直列
回路から成り、平滑手段の出力が規定電位を越えると、
前記ツェナーダイオードと第１の抵抗の接続端の出力が
変化する電圧検出手段と、ベース端子が第２の抵抗を介
して前記電源の出力端に、エミッタ端子が前記第２の抵
抗より低い抵抗値を有する第３の抵抗に、コレクタ端子
が前記スイッチ手段の制御端子にそれぞれ接続された第
１のトランジスタから成る制御手段と、前記第３の抵抗
とコモンとの間に接続された帰還抵抗と、コレクタ端子
が前記第１のトランジスタのベース端子に、エミッタ端
子が前記第３の抵抗と前記帰還抵抗との接続点に、ベー
ス端子が前記電圧検出手段の出力端にそれぞれ接続され
た第２のトランジスタから成る電圧比較手段とで構成し
たものである。Means for Solving the Problems The present invention solves the above problems all at once, and aims to provide a switching regulator that has a simple configuration, is small, inexpensive, generates little heat, and has high reliability and energy efficiency. A power supply having a common as a reference potential, a switching means consisting of a third transistor connected to the output end of the power supply and intermittent current, a smoothing means smoothing the current interrupted by the switching means, and a smoothing means It is connected between the output terminal and the common, and consists of a series circuit of a Zener diode and a first resistor, and when the output of the smoothing means exceeds a specified potential,
a voltage detection means for changing the output at a connection end of the Zener diode and the first resistor; a base terminal connected to the output end of the power supply via a second resistor; and an emitter terminal having a resistance value lower than that of the second resistor. a control means comprising a first transistor having a collector terminal connected to a control terminal of the switch means, and a feedback resistor connected between the third resistor and a common; a second transistor whose collector terminal is connected to the base terminal of the first transistor, whose emitter terminal is connected to the connection point between the third resistor and the feedback resistor, and whose base terminal is connected to the output terminal of the voltage detection means; and voltage comparison means consisting of.
作 用
上記の構成のように、第１のトランジスタのベースと電
源の出力端との間に接続された第２の抵抗よシも低い抵
抗値を存する第３の抵抗を第１のトランジスタのエミッ
タ端子に接続し、この第３の抵抗のコモン側端を第２の
トランジスタのエミッタ端子に接続するとともに、この
接続点を帰還抵抗を介してコモンに接続したので、帰還
抵抗の正帰還作用によシミ圧比較手段の第２のトランジ
スタの不導通と導通との間の移行を急速かつ完全に行わ
せることができ、それに伴い制御手段を介してスイッチ
手段の第３のトランジスタの動作を速めることができる
もので、これによシ、各トランジスタの発熱を少なくす
ることが可能となり、従って、定格値の小さいトランジ
スタを使用することができるので、小型、安価で信頼性
の高いスイッチングレギュレータとなるものである。Operation As in the above configuration, the third resistor, which has a lower resistance value than the second resistor connected between the base of the first transistor and the output terminal of the power supply, is connected to the emitter of the first transistor. The common side end of this third resistor was connected to the emitter terminal of the second transistor, and this connection point was connected to the common via the feedback resistor, so the positive feedback action of the feedback resistor The transition between non-conduction and conduction of the second transistor of the stain pressure comparison means can be caused to occur rapidly and completely, and the operation of the third transistor of the switch means can be accelerated accordingly via the control means. This makes it possible to reduce the heat generated by each transistor, and therefore allows the use of transistors with small rated values, resulting in a small, inexpensive, and highly reliable switching regulator. be.
実施例
以下、本発明の一実施例について図面を参照しながら説
明する。EXAMPLE Hereinafter, an example of the present invention will be described with reference to the drawings.
第１図は本発明の一実施例におけるスイッチングレギュ
レータの電気回路図を示すものである。FIG. 1 shows an electrical circuit diagram of a switching regulator in one embodiment of the present invention.
第１図において、１は電源、２はスイッチ手段、３は平
滑手段、４は電圧検出手段、２ｏは電圧比較手段で、こ
れらの構成は第１．第２の従来例の構成と同様であるの
でその説明を省略する。５は第２の抵抗１３と第２の抵
抗１３よシ抵抗値が小さい第３の抵抗１６と第１のトラ
ンジスタ１４で構成された制御手段で、第１のトランジ
スタ１４０ベース端子が第２の抵抗１３を介して電源１
の出力端に、コレクタ端子がスイッチ手段２の第３のト
ランジスタ７の制御端子に、エミッタ端子が第３の抵抗
１５を介して電圧比較手段２０の第２のトランジスタ２
１のエミッタにそれぞれ接続され、スイッチ手段２の動
作を制御する。第３の抵抗１５と第２のトランジスタ２
１のエミッタとの接続点は帰還抵抗２２を介してコモン
に接続されている。In FIG. 1, 1 is a power supply, 2 is a switch means, 3 is a smoothing means, 4 is a voltage detection means, and 2o is a voltage comparison means, and these configurations are the same as in the first. Since the configuration is similar to that of the second conventional example, the explanation thereof will be omitted. Reference numeral 5 denotes a control means composed of a second resistor 13, a third resistor 16 whose resistance value is smaller than that of the second resistor 13, and a first transistor 14, in which the base terminal of the first transistor 140 is connected to the second resistor. Power supply 1 through 13
At the output terminal of
1 and control the operation of the switch means 2. Third resistor 15 and second transistor 2
The connection point with the emitter of No. 1 is connected to a common via a feedback resistor 22.
以上のように構成された本実施例のスイッチングレギュ
レータについて、以下その動作を説明する。The operation of the switching regulator of this embodiment configured as described above will be described below.
まず、平滑手段３からの出力電圧が電圧検出手段４の規
定電位よシ低いときには、ツェナーダイオード１１は不
導通となり、電圧検出手段４の出力はコモンの電位と等
しいＬレベルとなる。従って、第２のトランジスタ２１
のベース電位もＬレベルとなり、第２のトランジスタ２
１は不導通となる。これによって、電源１の出力端よシ
第２の抵抗１３を制限抵抗とし第２のトランジスタ２１
のコレクタ端子からエミッタ端子を通シ帰還抵抗２２を
経てコモンへの電路を流れ得る電法王、は流れないので
、第１のトランジスタ１４のベース電位は電源１の出力
電圧とほぼ同じ電位となシ、第１のトランジスタ１４は
導通となる。これによって、電源１の出力端から第３の
トランジスタ７のエミッタ端子、ベース端子を通り、第
１のトランジスタ１４のコレクタ端子、エミッタ端子を
通り、第３の抵抗１５を制限抵抗とし帰還抵抗２２を経
てコモンへの電路を電流Ｉ２が流れる。この電流Ｘ２が
ベース電流となり、第３のトランジスタ７が導通し、電
流が平滑手段３に送出され、平滑手段３の出力電圧は徐
々に上昇する。First, when the output voltage from the smoothing means 3 is lower than the specified potential of the voltage detecting means 4, the Zener diode 11 becomes non-conductive, and the output of the voltage detecting means 4 becomes an L level equal to the common potential. Therefore, the second transistor 21
The base potential of the second transistor 2 also becomes L level, and the second transistor 2
1 is non-conductive. As a result, the second resistor 13 is used as a limiting resistor and the second transistor 21 is connected to the output terminal of the power supply 1.
Since the electric current that can flow from the collector terminal to the emitter terminal of the circuit via the feedback resistor 22 and the common electric current does not flow, the base potential of the first transistor 14 is approximately the same potential as the output voltage of the power supply 1. , the first transistor 14 becomes conductive. As a result, the output terminal of the power supply 1 passes through the emitter terminal and base terminal of the third transistor 7, and passes through the collector terminal and emitter terminal of the first transistor 14. A current I2 flows through the electrical path to the common. This current X2 becomes a base current, the third transistor 7 becomes conductive, the current is sent to the smoothing means 3, and the output voltage of the smoothing means 3 gradually increases.
上昇した平滑手段３の出力電圧が電圧検出手段４の規定
電位を越えるとツェナーダイオード１１が導通し、電圧
検出手段４の出力はＬレベルより上昇する。これに伴い
、第２のトランジスタ２１０ベース電位も上昇するが、
そのベース電位が電法王２と帰還抵抗２２の抵抗値で定
まる第２のトランジスタ２１のエミッタ電位ＶＥ２
と第２’７））ランジスタ２１が導通するのに必要゛な
ベース・エミッタ端子間電位ｖＢＥ との合計よシ低い
ときは、第２のトランジスタ２１は不導通を維持する。When the increased output voltage of the smoothing means 3 exceeds the specified potential of the voltage detecting means 4, the Zener diode 11 becomes conductive and the output of the voltage detecting means 4 rises above the L level. Along with this, the base potential of the second transistor 210 also increases;
The emitter potential VE2 of the second transistor 21 whose base potential is determined by the resistance values of the electric conductor 2 and the feedback resistor 22
When the sum of the base-emitter terminal potential vBE necessary for the transistor 21 to become conductive is lower than the sum of the base-emitter terminal potential vBE, the second transistor 21 remains non-conductive.
平滑手段３からの出力電圧がさらに上昇し、これに伴っ
て電圧検出手段４の出力も上昇し、第２のトランジスタ
２１０ペース電位が第２のトランジスタ２１のエミッタ
電位ｖＥ２ とベース・エミツタ端子間電位ｖＢＥ と
の合計より高くなると第２のトランジスタ２１は徐々に
導通し始める。これによって電流１１ が徐々に流れ始
めるので第１のトランジスター４のベース電位が徐々に
低くなり、第１のトランジスター４は徐々に不導通とな
って電流Ｉ２が徐々に減少する。The output voltage from the smoothing means 3 further increases, and the output from the voltage detecting means 4 also increases accordingly, and the pace potential of the second transistor 210 becomes equal to the emitter potential vE2 of the second transistor 21 and the base-emitter terminal potential. When the voltage becomes higher than the sum of vBE, the second transistor 21 gradually starts to conduct. As a result, the current 11 starts to flow gradually, so that the base potential of the first transistor 4 gradually decreases, the first transistor 4 gradually becomes non-conductive, and the current I2 gradually decreases.
ここで、電法王、の制限抵抗である第２の抵抗１３の方
が電法王２の制限抵抗である第３の抵抗１５より抵抗値
が大きいので電流Ｉ２の減少率の方が電法王、の増加率
よシも大きくなり、帰還抵抗２２を流れる電流は減少す
る。従って帰還抵抗２２の抵抗値とそれを流れる電法王
と電流！。Here, since the resistance value of the second resistor 13, which is the limiting resistance of Denbo, is larger than the third resistor 15, which is the limiting resistance of Denbo, the reduction rate of the current I2 is higher than that of Denbo, The rate of increase also increases, and the current flowing through the feedback resistor 22 decreases. Therefore, the resistance value of the feedback resistor 22, the electric current flowing through it, and the current! .
とで定まる第２のトランジスタ２１のエミッタ電位は、
第２のトランジスタ２１が不導通のときのエミッタ電位
ｖＥ２ よシ低くなり、第２のトランジスタ２１のベー
ス・エミッタ端子間の電位差は大キ＜なシ、第２のトラ
ンジスタ２１の導通への移行が早められる。この作用に
併せ、電流Ｉ２をベース電流として第３のトランジスタ
７は導通を続けるので、平滑手段３からの出力の電圧は
さらに上昇し、これに伴って電圧検出手段４の出力、つ
まり第２のトランジスタ２１のベース電位も上昇するの
で、第２のトランジスタ２１のベース・エミッタ端子間
の電位差はさらに大きくなり、第２のトランジスタ２１
の導通への移行はさらに早められる。The emitter potential of the second transistor 21 is determined by
The emitter potential vE2 when the second transistor 21 is non-conducting becomes much lower, the potential difference between the base and emitter terminals of the second transistor 21 becomes large, and the second transistor 21 becomes conductive. It can be expedited. In conjunction with this action, the third transistor 7 continues to conduct with the current I2 as the base current, so the voltage of the output from the smoothing means 3 further increases, and accordingly, the output of the voltage detecting means 4, that is, the second transistor 7 continues to conduct. Since the base potential of the transistor 21 also rises, the potential difference between the base and emitter terminals of the second transistor 21 becomes even larger, and the second transistor 21
The transition to conduction is further accelerated.
このように、第２のトランジスタ２１において、ベース
電位が上昇すると徐々に導通し、徐々に導通すると帰還
抵抗２２の作用でエミッタ電位が徐々に下降し、エミッ
タ電位が下降するとベース・エミッタ間の電位差が大き
くなり導通への移行が早められ、その結果第２のトラン
ジスタ２１の不導通から導通への移行が非常に早くなる
ものである。In this way, in the second transistor 21, when the base potential increases, it gradually becomes conductive, and when it gradually becomes conductive, the emitter potential gradually decreases due to the action of the feedback resistor 22, and when the emitter potential decreases, the potential difference between the base and emitter increases. As a result, the second transistor 21 changes from non-conductive to conductive very quickly.
次に第２のトランジスタ２１が完全に導通すると電流１
１ が流れるので、第１のトランジスタ１４のベース電
位がＬレベルに近づき、第１のトランジスタ１４は不導
通となる。これによって電流Ｉ２は流れなくなり、ベー
ス電流が流れない第３のトランジスタ７は不導通となっ
て、平滑手段３への電流の送出は停止し、平滑手段３か
らの出力電圧は徐々に下降する。Next, when the second transistor 21 becomes completely conductive, the current becomes 1
1 flows, the base potential of the first transistor 14 approaches the L level, and the first transistor 14 becomes non-conductive. As a result, the current I2 stops flowing, the third transistor 7 through which the base current does not flow becomes non-conductive, the sending of current to the smoothing means 3 is stopped, and the output voltage from the smoothing means 3 gradually decreases.
平滑手段３からの出力電圧が下降すると、電圧検出手段
４の出力、つまり第２のトランジスタ２１のベース電位
が下降する。そして、第２のトランジスタ２１のベース
電位が、電法王、と帰還抵抗２２の抵抗値で定まる第２
のトランジスタ２１のエミッタを位Ｖ＝１ と第２のト
ランジスタ２１が導通するのに必要なベース・エミッタ
端子間電位ｖＢＥとの合計に近づくと、第２のトランジ
スタ２１は徐々に不導通となり、電流１１ が徐々に減
少するとともに、第１のトランジスタ１４のベース電位
が徐々に高くなり、第１のトランジスタ１４は徐々に導
通し始める。これによって電流■２が徐々に流れ始める
。When the output voltage from the smoothing means 3 decreases, the output of the voltage detection means 4, that is, the base potential of the second transistor 21 decreases. Then, the base potential of the second transistor 21 is determined by the resistance value of the feedback resistor 22.
When the emitter of the transistor 21 approaches the sum of the potential V=1 and the base-emitter potential vBE required for the second transistor 21 to become conductive, the second transistor 21 gradually becomes non-conductive and the current 11 gradually decreases, the base potential of the first transistor 14 gradually increases, and the first transistor 14 gradually begins to conduct. As a result, current (2) gradually begins to flow.
ここで、電流Ｉ２の増加率の方が電流１１ の減少率
よりも大きく帰還抵抗２２を流れる電流は増加する。従
って、帰還抵抗２２の抵抗値とそれを流れる電法王、と
電流Ｉ２とで定まる第２のトランジスタ２１のエミッタ
電位は、第２のトランジスタ２１が導通の時のエミッタ
電位ｖＥ１ より高くなす、第２のトランジスタ２１の
ベース・エミッタ端子間の電位差は小さくなって第２の
トランジスタ２１の不導通への移行が早められる。それ
に併せて、電流Ｉ２をベース電流として第３のトランジ
スタ７は導通し始めるが、その導通は完全でなく、平滑
手段３への電流の送出は十分でないために平滑手段３か
らの出力の電圧はさらに下降を続け、これに伴って電圧
検出手段４の出力、つ捷り第２のトランジスタ２１のベ
ース電位も下降するので、第２のトランジスタ２１のベ
ース・エミッタ端子間の電位差はさらに小さくな９、第
２のトランジスタ２１の不導通への移行はさらに早めら
れる。Here, the current flowing through the feedback resistor 22 increases at a rate of increase of the current I2 which is greater than a rate of decrease of the current 11. Therefore, the emitter potential of the second transistor 21 determined by the resistance value of the feedback resistor 22, the current flowing through it, and the current I2 is higher than the emitter potential vE1 when the second transistor 21 is conductive. The potential difference between the base and emitter terminals of the second transistor 21 becomes smaller, and the transition of the second transistor 21 to non-conduction is accelerated. In conjunction with this, the third transistor 7 starts to conduct with the current I2 as the base current, but the conduction is not complete and the current sent to the smoothing means 3 is not sufficient, so the output voltage from the smoothing means 3 is As the voltage continues to fall, the output of the voltage detection means 4 and the base potential of the second transistor 21 also fall, so that the potential difference between the base and emitter terminals of the second transistor 21 becomes even smaller. , the transition of the second transistor 21 to non-conduction is further accelerated.
このように第２のトランジスタ２１において、ベース電
位が下降すると徐々に不導通となシ、徐々に不導通とな
ると帰還抵抗２２の作用でエミッタ電位が徐々に上昇し
、エミッタ電位が上昇するとベース・エミッタ間の電位
差が小さくなシネ導通への移行が早められ、その結果第
２のトランジスタ２１の導通から不導通への移行が非常
に早くなるものである。In this way, in the second transistor 21, when the base potential falls, it gradually becomes non-conductive, and when it gradually becomes non-conductive, the emitter potential gradually rises due to the action of the feedback resistor 22, and when the emitter potential rises, the base becomes non-conductive. The transition to cine conduction in which the potential difference between the emitters is small is accelerated, and as a result, the second transistor 21 transitions from conduction to non-conduction very quickly.
以上のようにして、平滑手段３からの出力電圧が下降す
ると第２のトランジスタ２１を不導通にし、出力電圧が
上昇すると第２のトランジスタ２１を導通させるような
動作を繰り返す。As described above, the operation of turning off the second transistor 21 when the output voltage from the smoothing means 3 falls and turning on the second transistor 21 when the output voltage rises is repeated.
次に、第２図に本発明の他の実施例を示す。Next, FIG. 2 shows another embodiment of the present invention.
同図において、１は電源、２はスイッチ手段、３は平滑
手段、４は電圧検出手段、５は制御手段、２０は電圧比
較手段で、これらは第１図に示した実施例の構成と同様
のものでその作用、効果は同一である。In the figure, 1 is a power supply, 2 is a switch means, 3 is a smoothing means, 4 is a voltage detection means, 5 is a control means, and 20 is a voltage comparison means, which are the same as the configuration of the embodiment shown in FIG. The functions and effects are the same.
第２図の実施例では、第２の抵抗１３と電源１の出力端
との間にバイパス抵抗２３を接続している。そして第２
の抵抗１３とバイパス抵抗２３との接続点がベース端子
に、スイッチ手段２である第３のトランジスタ７のエミ
ッタ端子がエミッタ端子に、第３のトランジスタ７のベ
ース端子がコレクタ端子にそれぞれ接続された第４のト
ランジスタ２４と、電圧検出手段４の出力に電流制限抵
抗２５を設けている。In the embodiment shown in FIG. 2, a bypass resistor 23 is connected between the second resistor 13 and the output end of the power supply 1. and the second
The connection point between the resistor 13 and the bypass resistor 23 is connected to the base terminal, the emitter terminal of the third transistor 7 serving as the switch means 2 is connected to the emitter terminal, and the base terminal of the third transistor 7 is connected to the collector terminal. A current limiting resistor 25 is provided at the output of the fourth transistor 24 and the voltage detecting means 4.
第４のトランジスタ２４は、第２のトランジスタ２１が
導通し、第１のトランジスタ１４及び第３のトランジス
タ７が不導通のときに導通し、第３のトランジスタ７の
ベース・エミッタ端子間を短絡して蓄積電荷を放出させ
、第３のトランジスタ７の不導通への移行動作を早める
作用をするものである。The fourth transistor 24 is conductive when the second transistor 21 is conductive and the first transistor 14 and the third transistor 7 are non-conductive, and short-circuits the base and emitter terminals of the third transistor 7. This serves to release the accumulated charge and hasten the transition of the third transistor 7 to non-conductivity.
バイパス抵抗２３は、第３のトランジスタ７が導通した
時に第４のトランジスタ２４が導通しないように第４の
トランジスタ２４０ベース電位をエミッタ電位とほぼ等
しくする作用をするものである。The bypass resistor 23 functions to make the base potential of the fourth transistor 240 substantially equal to the emitter potential so that the fourth transistor 24 does not become conductive when the third transistor 7 becomes conductive.
電流制限抵抗２５は第２のトランジスタ２１が導通した
時そのベース電流を制限し発熱を抑制する働きを持つも
のである。The current limiting resistor 25 functions to limit the base current of the second transistor 21 when it becomes conductive, thereby suppressing heat generation.
このように本実施例では、第１の実施例に前記の機能を
付加することにより、更に発熱の少ないスイッチングレ
ギュレータに改善することができるものである。As described above, in this embodiment, by adding the above-mentioned functions to the first embodiment, it is possible to further improve the switching regulator with less heat generation.
なお本実施例では、電流制限抵抗２６と第４のトランジ
スタ２４とバイパス抵抗２３を付加したが、電流制限抵
抗２５だけを第１の実施例に付加してもよく、また、第
４のトランジスタ２４とバイパス抵抗２３を第１の実施
例に付加してもよいものである。In this embodiment, the current limiting resistor 26, the fourth transistor 24, and the bypass resistor 23 are added, but only the current limiting resistor 25 may be added to the first embodiment, or the fourth transistor 24 and a bypass resistor 23 may be added to the first embodiment.
発明の効果
以上のように本発明は、帰還抵抗により電圧比較手段の
トランジスタの動作に正帰還をかけて電圧比較手段のト
ランジスタの動作を早め、これによシ、制御手段及びス
イッチ手段の各トランジスタの動作を早めることができ
る特長を有し、簡単な構成で、小型、安価で発熱が少な
く、信“頼性及びエネルギー効率の高いスイッチングレ
ギュレータを実現することができるものである。Effects of the Invention As described above, the present invention provides positive feedback to the operation of the transistor of the voltage comparison means using the feedback resistor to speed up the operation of the transistor of the voltage comparison means, thereby increasing the speed of each transistor of the control means and the switch means. The switching regulator has the feature of speeding up the operation of the device, and can realize a switching regulator that has a simple configuration, is small, inexpensive, generates little heat, and has high reliability and energy efficiency.
第１図は本発明のスイッチングレギュレータの第１の実
施例を示す回路図、第２図は同第２の実施例を示す回路
図、第３図、第４図は従来のスイッチングレギュレータ
の回路図である。
１・・・・・・電源、２・・・・・・スイッチ手段、３
・・・・・・平滑手段、４・・・・・・電圧検出手段、
６・・・・・・制御手段、７・・・・・・第３のトラン
ジスタ、１１・・・・・・ツェナーダイオード、１２・
・・・・・第１の抵抗、１３・・・・・・第２の抵抗、
１４・・・・・・第１のトランジスタ、１５・旧・・第
３の抵抗、２ｏ・・・・・・電圧比較手段、２１・・・
・・・第２のトランジスタ、２２・・・・・・帰還抵抗
。
代理人の氏名 弁理士 中 尾 敏 男 はが１名１−
電 源
３−４−滑 ＋没
４− 眩圧検史＋戊
５− タＩ坪手尺
７−第３のトランジスタ
８− ダイオード
９− コイル
１０− コソナソ丈
Ｉ＋ −−−ツェナーダイオード
＋２−ｆ ／の抵抗
１３− 第２のＭ＆仇
Ｉ４− オｌのトランジスタ
１５−・・第３の抵抗
２０−−〜覚圧比ｖ２参没
２３− バイパス抵抗
２４− 矛４のトランジスタ
２５−−− ｔ を判Ｆｌ抵抗
第２図
６、−電圧比較＋没
／４−−コツパレータＩＣ
１７−幸４の抵抗
ＩＢ−＋ ５の抵抗
１？−・−矛２の電源
第３図
第４図Fig. 1 is a circuit diagram showing a first embodiment of the switching regulator of the present invention, Fig. 2 is a circuit diagram showing the second embodiment, and Figs. 3 and 4 are circuit diagrams of a conventional switching regulator. It is. 1...Power supply, 2...Switch means, 3
... Smoothing means, 4 ... Voltage detection means,
6... Control means, 7... Third transistor, 11... Zener diode, 12...
...First resistance, 13...Second resistance,
14...first transistor, 15...old...third resistor, 2o...voltage comparison means, 21...
...Second transistor, 22...Feedback resistor. Name of agent: Patent attorney Toshi Nakao Haga 1 person 1-
Power supply 3-4-Sliding + 4- Dazzle pressure test + 5- Ta Itsubo Teshaku 7- Third transistor 8- Diode 9- Coil 10- Consonant length I+ --- Zener diode + 2-f / Resistor 13 - Second M& Resistor 2 Figure 6, - Voltage comparison + subtraction / 4 - Coupler IC 17 - Resistance of 4 IB - + 5 Resistor 1? -・- Power supply of Spear 2 Figure 3 Figure 4
Claims (1)
れ電流を断続する第３のトランジスタから成るスイッチ
手段と、スイッチ手段で断続された電流を平滑する平滑
手段と、平滑手段の出力端とコモンとの間に接続され、
ツェナーダイオードと第１の抵抗の直列回路から成り、
平滑手段の出力が規定電位を越えると、前記ツェナーダ
イオードと第１の抵抗の接続端の出力が変化する電圧検
出手段と、ベース端子が第２の抵抗を介して前記電源の
出力端に、エミッタ端子が前記第２の抵抗より低い抵抗
値を有する第３の抵抗に、コレクタ端子が前記スイッチ
手段の制御端子にそれぞれ接続された第１のトランジス
タから成る制御手段と、前記第３の抵抗とコモンとの間
に接続された帰還抵抗と、コレクタ端子が前記第１のト
ランジスタのベース端子に、エミッタ端子が前記第３の
抵抗と前記帰還抵抗との接続点に、ベース端子が前記電
圧検出手段の出力端にそれぞれ接続された第２のトラン
ジスタから成る電圧比較手段とで構成されたスイッチン
グレギュレータ。A power supply having a common as a reference potential, a switch means comprising a third transistor connected to the output end of the power supply and intermittent current, a smoothing means smoothing the current interrupted by the switch means, and an output end of the smoothing means. connected between the common and
Consists of a series circuit of a Zener diode and a first resistor,
voltage detection means for changing the output at the connection end of the Zener diode and the first resistor when the output of the smoothing means exceeds a specified potential; a control means comprising a first transistor whose collector terminal is connected to a third resistor having a resistance value lower than that of the second resistor, and a first transistor whose collector terminal is connected to the control terminal of the switch means; and a common transistor with the third resistor. a feedback resistor, whose collector terminal is connected to the base terminal of the first transistor, whose emitter terminal is connected to the connection point between the third resistor and the feedback resistor, and whose base terminal is connected to the voltage detection means. A switching regulator comprising voltage comparing means comprising second transistors each connected to an output terminal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2041588A JPH01198272A (en) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | Switching regulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2041588A JPH01198272A (en) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | Switching regulator |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01198272A true JPH01198272A (en) | 1989-08-09 |
| JPH0557823B2 JPH0557823B2 (en) | 1993-08-25 |
Family
ID=12026405
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2041588A Granted JPH01198272A (en) | 1988-01-29 | 1988-01-29 | Switching regulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01198272A (en) |
-
1988
- 1988-01-29 JP JP2041588A patent/JPH01198272A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0557823B2 (en) | 1993-08-25 |
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|---|---|---|---|
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