JPH01161904A - 移相発振器 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、電圧により制御可能な出力周波数を有する
モノリシック集積可能な移相器−発振器に関するもので
ある。

〔従来の技術〕

ジェイ、エル、スチェアー）　（Ｊ、Ｌ、Ｓｔｅｗａｒ
ｔ）著、“電気回路網の理論および設計（Ｔｈｅｏｒｉ
ｅ　ｕｎｄ　Ｅｎｔｗｕｒｆ　ｅｌｅｋｔｒｉｓｃｈｅ
ｒ　Ｎｅｔｚｗｅｒｋ）＊、第１３章、特に第３８７お
よび３８８頁から、加算装置の出力信号が、負の符号で
、２つの並列に配置されており通過時間または周波数特
性の点で相異なる回路網を介して前記加算装置の入力端
に負帰還されており、その際に相異なる回路網を通過す
る信号の重み付は係数の変更によりこのような発振器の
周波数が変更され得る移相器−発振器は知られている。

制ｍ１ｔｔ圧により両人力信号の重み付は係数が特に互
いに反対方向に変更され得るモノリシック集積可能な加
算装置は１９６９年６月２４日付けの米国特許第３４５
２２８９号明細書に記載されている。

この加算装置は、定電流源と、第１および第２のトラン
ジスタを有する下側差動増幅器対と、第３および第４の
トランジスタを有する第１の上側差動増幅器対と、第５
および第６のトランジスタを有する第２の上側差動増幅
器対とから成る増幅器装置であり、第１および第２のト
ランジスタのエミッタ端子は一括接続され且つ前記定電
流源と接続されており、また第１および第２のトランジ
スタのベース端子は各１つの制御信号入力端を形成して
おり、第３および第４のトランジスタのエミッタ端子は
一括接続され且つ第１のトランジスタのコレクタ端子と
接続されており、第３トランジスタのベース端子は第１
の非反転信号入力端を、また第４のトランジスタのベー
ス端子は第１の反転信号入力端を形成しており、第５お
よび第６のトランジスタのエミッタ端子は一括接続され
且つ第２のトランジスタのコレクタ端子と接続されてお
り、第５トランジスタのベース端子は第２の非反転信号
入力端を、また第６のトランジスタのベース端子は第２
の反転信号入力端を形成しており、第３のトランジスタ
のコレクタ端子は第５のトランジスタのコレクタ端子と
一括接続され且ついずれも第１の信号出力端を形成して
おり、第４のトランジスタのコレクタ端子は第６のトラ
ンジスタのコレクタ端子と一括接続され且ついずれも第
２の信号出力端を形成しており、この第２の信号出力端
の信号は第１の信号出力端の信号に対して逆であり、ま
た両信号出力端は１つの出力回路に接続されている。

米国電気電子学会雑誌固体回路線（ＩＥＥＥ　ｊｏｕｒ
ｎａｌｏｆ　５ｏｌｉｄ、５ｔａｔｅ　ｃｉｒｃｕｉｔ
ｓ）、１９７０年２月の第４５〜４８頁のシー、アール
、リアン（Ｃ，Ｒ，Ｒｙａｎ）の論文“４象限乗算器の
応用（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ　ｏｆｆｏｕｒ−ｑｕ
ａｄｒａｎｔ　ｍｕｌｔｉｐｌａｙｅｒ）”には、非対
称な出力信号を発生するための電圧により制御可能な出
力周波数を有する発振器（電圧制御形発振器ＶＣＯ）と
して、米国特許第３４５２２８９号明細書に記載されて
いる上記の回路の１つの出力端が第１のＲＣ回路に接続
されており、またこの第１のＲＣ回路により遅延させら
れたこの出力端の出力信号が抵抗回路を介してそれ以上
の遅延なしに第２の非反転入力端に、また信号を遅延さ
せる第２のＲＣ回路を介して回路の第１の非反転入力端
に接続されており、発振器周波数を変更するための制御
信号入力端が同調電圧を与えられ、反転信号入力端が基
準電位に接続されており、また他の制御信号入力端が一
定電位を与えられることにより実現される発振器が示さ
れている。

このような回路のなかで第１のＲＣ回路の時定数が大き
く選定されるほど、相応の発振器の周波数は低い、こう
して発振器周波数が減ぜられると、最大７００周波数と
制御入力端を介して設定可能な最小７００周波数との比
の値は、等しい発振器回路の第１のＲＣ回路は別として
、より低い最大■ＣＯ周波数に対する値が、第１のＲＣ
回路のより小さい時定数に相応するより高い最大７００
周波数に対する値よりも低い。最大７００周波数は第２
のＲＣ回路により遅延させられて負帰還される信号の最
大の重み付けと、抵抗回路網により遅延させられずに負
帰還される信号の最小の重み付けとにより達成される。

最小７００周波数は重み付は係数の相応に反対の配分を
必要とする。シー。

アール、リアンの上記論文に示されている回路のなかに
設けられているＲＣ回路および抵抗回路網の抵抗および
キャパシタンスは回路のモノリシックな集積の際に大き
なチップ面積を必要とし、従ってこの回路は有意義に完
全にモノリシックに集積可能でない。

リアンの上記論文に記載されている発振器は同調電圧の
利用可能な変化範囲が小さい点で際立っており、さらに
出力周波数変化が比較的小さい範囲内でのみ直線的に同
調電圧変化に関係している。

直交座標系内に７００周波数を縦軸に、また同調電圧を
横軸にとると、リアンの上記論文による前記の発振器に
対しては比較的小さい周波数範囲内で直線的である周波
数−同調電圧特性曲線が得られ、その際にさらにこの直
線的範囲は非常に高い傾斜を有する。

しかし多くの応用分野では、特に広帯域のＰＬＬ回路に
使用する際には、より大きな周波数範囲にわたる同調電
圧と■Ｃｏ周波数との間の直線的関係が必要である。さ
らに、周波数−同調電圧特性曲線の直線部分のできるか
ぎり大きい電圧変化範囲を有する周波数−同調電圧特性
曲線のできるかぎり平らな経過が宥和である。なぜなら
ば、その場合には、たとえばノイズのような望ましくな
い同調電圧変動が７００周波数にあまり影響しないから
である。この特性曲線の平坦化は米国特許第３４５２２
８９号明細書の上記の回路では下側の差動増幅器の電流
反結合により達成され得る。

ティーツェ／シェンク（Ｔｉｅｔｚｅ／５ｃｈｅｎｋ　
）著、“半導体回路技術（Ｈａｌｂｌｅｉ　ｔｅｒ−Ｓ
ｃｈａｌ　ｔｕｎｇｓｔｅｃｈｎｉｋ）″、第７版、１
９８５年、第３３７頁の第１２．３８図には、４象限ス
ロープ乗算器の回路図が示されている。この乗算器は、
付加された回路群は別として、上記のように米国特許第
３４５２２８９号明細書から知られている回路であり、
その際に前記の第１および第２の信号入力端は１つの信
号入力端に一括されており、また前記の電流反結合は、
下側の差動増幅器対の両トランジスタのエミッタ端子に
接続されている定電流源の代わ＊）にこれらのエミッタ
端子の各々に対して１つの別々の定電流源が設けられて
おり、またエミッタ端子が直接にではなく結合抵抗を介
して互いに接続されていることにより達成される。

〔発明が解決しようとする課題〕

本発明の課題は、電圧により制御可能な出力周波数を有
するモノリシックに集積可能な発振器であって、出力周
波数ができるかぎり広い範囲にわたり同調電圧に直線的
に関係し、またこの周波数範囲に相応する同調電圧範囲
の幅があらかじめ設けられ得る発振器を提供することで
ある。

〔課題を解決するための手段〕 この課題は、本発明によれば、電圧により制御可能な出
力周波数を存する移相器−発振器であって、それぞれ対
称な第１の入力端、対称な第２の入力端、制御入力端、
参照入力端および対称な信号出力端を有する基本回路か
ら成っており、第１の入力端が対称なタイミング要素の
入力端を形成し、このタイミング要素の出力端が増幅器
−加算器回路の対称な第１の入力端と接続されており、
各基本回路の対称な第２の入力端がこの増幅器−加算器
回路の対称な第２の入力端を形成し、各基本回路の参照
入力端が参照電位を与えられることができ、また各基本
回路の制御入力端が増幅器・加算器回路の第１の入力端
とその出力端との間にを効な増幅率と増幅器−加算器回
路の第２の入力端とその出力端との間に有効な増幅率と
の比の変更のために同調電位を与えられ得る移相器−発
振器において、移相器−発振器が少なくとも２つの基本
回路から成っており、各基本回路の第１の非反転入力端
および第１の反転入力端が、１つの他の基本回路の両信
号出力端と、前記の入力端対の各々に正確に１つの出力
端対が対応付けられているように接続されており、その
際にそれぞれ第１の非反転入力端が信号出力端と、また
第１の反転入力端が非反転出力信号を導く相応の出力端
と一括接続されており、また第１の基本回路の信号出力
端のみが最後の基本回路の第１の反転信号入力端および
移相器−発振器を形成する基本回路の第２の反転信号入
力端に、また第１の基本回路の反転出力信号を導く出力
端が最後の基本回路の第１の非反転入力端および移相器
−発振器を形成するすべての基本回路の第２の非反転信
号入力端に接続可能であり、すべての基本回路の第１の
制御入力端が一括接続されており、また同調電位を与え
られることができ、各基本回路の参照入力端が参照電位
を与えられることができ、また少なくとも１つの基本回
路の少なくとも１つの信号出力端が移相器−発振器の信
号出力端として用いられる回路装置により達成される。

特に有利な実施例は請求項２以下にあげられている。

〔実施例〕

以下、図面に示されている実施例により本発明を一層詳
細に説明する。

第１図には１つの特殊な実施例として、基本回路ＧＳ１
、ＧＳ２、ＧＳ３、…から成っており、電圧により制御
可能な出力周波数を有する１つの移相器−発振器が示さ
れており、その際に各基本回路は対称な第１の入力＄ａ
、ａ＊、対称な第２の入力端す、ｂ＊、制御入力端Ｓ１
、参照入力端Ｓ２および対称な信号出力端ｃ、ｃ”を設
けられており、第１の入力端ａ、ａ”は対称なタイミン
グ要素ＺＧの入力端を形成し、このタイミング要素ＺＧ
の出力端は増幅器−加算器回路の対称な第１の入力端と
接続されており、各基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の対称
な第２の入力端す、、ｂ″はこの増幅器−加算器回路の
第２の入力端を形成し、各基本回路ＧＳ１、…の参照入
力端Ｓ２は参照電位を与えられることができ、またその
際に各基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の制御人力＃Ｓ１は
増幅器−加算器回路の第１の入力端とその出力端との間
にを効な増幅率と増幅器−加算器回路の第２の入力端と
その出力端との間に有効な増幅率との比の変更のために
１つの同調電位を与えられることができ、移相器−発振
器が少なくとも２つの基本回路ＧＳ１、ＧＳ３から成っ
ており、各基本回路の第１の非反転入力端ａおよび第１
の反転入力端ａ８が、１つの他の基本回路の両信号出力
端ｃ、ｃ”と、前記の入力端対ａ、ａ＊の各々に正確に
１つの出力端対ｃ、ｃ”が対応付けられているように、 接続されており、その際にそれぞれ第１の非反転入力＠
ａが１つの信号出力端Ｃと、また第１の反転入万端ａ”
が非反転出力信号を導く相応の出力端Ｃ“と一括接続さ
れており、また１８０°位相跳躍の発生のために第１の
基本回路ＧＳＩの信号出力端Ｃのみが最後の基本回路Ｇ
Ｓ３の第１の反転信号入力端ａ０および移相器−発振器
を形成する基本回路ＧＳ１、…の第２の反転信号入力端
ｂ０に、また第１の基本回路０３１の反転出力信号を導
く出力端Ｃ０が最後の基本回路ＧＳ３の第１の非反転入
力＃ｉａおよび移相器−発振器を形成するすべての基本
回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の第２の非反転信号入力端すに
接続されており、すべての基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…
の第１の制御入力端Ｓ１が一括接続されており、また１
つの同ｌｉｔ位Ｕａを与えられることができ、各基本回
路ＧＳ１、 ＧＳ２、…の参照入力端Ｓ２が参照電位Ｕｒ１、Ｕｒ２
、…を与えられることがで１き、また少なくとも１つの
基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の少なくとも１つの信号出
力端ｃＳｃ”が移相器−発振器の信号出力端として用い
られている。本発明による発振器の利点は、大きな帯域
幅における回路の完全な集積可箭性にある。

第１図に示されている実施例では、内部回路が同一であ
るべき３つの基本回路ＧＳ１、ＧＳ２およびＧＳ３が設
けられており、各基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、ＧＳ３が第
１の非反転入力端ａ、第１の反転入力端ａｍ、第２の非
反転入力端ｂ、第２の反転入力端ｂ″、第１の制御入力
端Ｓ１．１つの参照入力端Ｓ２．１つの信号出力端Ｃお
よび非反転信号を導く１つの出力＃Ｃ′を設けられてお
り、第１の非反転入力端ａが１つの対称なタイミング要
素ＺＧの第１の入力端を、また第１の反転入力端ａｌｌ
がこのタイミング要素ＺＧの第２の入力端を形成し、こ
のタイミング要素ＺＧの第１の出力端子が第１のトラン
ジスタＴ１のベース端子と、またこのタイミング要素Ｚ
Ｇの第２の出力端子が第２のトランジスタＴ２のベース
端子と接続されており、第１のトランジスタＴ１のエミ
ッタ端子が第２のトランジスタＴ２のエミッタ端子と共
通に第３のトランジスタＴ３のコレクタに接続されてお
り、この第３のトランジスタＴ３のベース端子が相応の
基本回路ＧＳ１、…の＃欄入力端Ｓｌを形成し、それぞ
れ各基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の第２の非反転入力端
すが第４のトランジスタＴ４のベース端子と、また第２
の反転入力端ｂ”が第５のトランジスタＴ５のベース端
子と接続されており、第４のトランジスタＴ４のエミッ
タ端子が第５のトランジスタＴ５のエミッタ端子と共通
に第６のトランジスタＴ６のコレクタに接続されており
、この第６のトランジスタＴ６のベース端子がそれぞれ
の基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の参照入力端Ｓ２を形成
し、第１および第４のトランジスタＴ１、Ｔ４のコレク
タ端子が共通に相応の基本回路ＧＳ１、…の反転出力信
号を導く出力端ｃｍど接続されており、また第１の抵抗
Ｒ１を介して第１の供給電位Ｖ１に接続されており、第
２および第５のトランジスタＴ２、Ｔ５のコレクタ端子
が共通に相応の基本回路ＧＳ１、…の信号出力端Ｃと接
続されており、また第２の抵抗Ｒ２を介して同じく第１
の供給電位ｖ１に接続されており、第３のトランジスタ
Ｔ３のエミッタ端子が第１の定を流源１１を介して第２
の供給電位Ｖ２に接続されており、第５のトランジスタ
Ｔ５のエミッタ端子が１つの結合抵抗Ｒｋを介して第６
のトランジスタＴ６のエミッタ端子と一括接続されてお
り、また第６のトランジスタＴ６のエミッタ端子が第２
の定電流源Ｉ２を介して第２の供給電位Ｖ２に接続され
ている。

タイミング要素ＺＧとして、第１図では、入力信号を信
号通過時定数だけ遅延させる差動増幅器回路が設けられ
ている。この場合、第７のトランジスタＴ７のベース端
子がタイミング要素ＺＧの一方の入力端を形成し、また
第８のトランジスタＴ８のベース端子がタイミング要素
ｚＧの他方の入力端子を形成する。第７および第８のト
ランジスタＴ７、Ｔ８のエミッタ端子は共通に第３の定
電流源Ｉ３を介して供給電位、特に第２の供給電位■２
に接続されている。第７のトランジスタＴ７のコレクタ
端子は第３の抵抗Ｒ３を介して、また第８のトランジス
タＴ８のコレクタ端子は第４の抵抗Ｒ４を介して他の供
給電位、特に第１の供給電位■１に接続されており、ま
たこれらのコレクタの各々がタイミング要素ＺＧの出力
端子を形成する。

遅延時間を大きくし得るように、タイミング要素ＺＧの
信号出力端は特にそれぞれの負荷に対して並列に配置さ
れているキャパシタンスにより負荷され得るし、また特
にタイミング要素ＺＧが直列に接続されている前記の形
式の複数のタイミング要素から構成され得る。さらにタ
イミング要素ｚＧは各任意の遅延回路、たとえばＲＣ組
み合わせ回路から構成されていてよい。第１図では、任
意に構成されていてよい定電流源Ｉｆ、１２、夏３はト
ランジスタ回路として示されており、その際にそれぞれ
のトランジスタのベースは一定の電位を与えられており
、それぞれのトランジスタのコレクタはそれぞれの電流
源の電流入力端を形成し、またそれぞれのトランジスタ
のエミッタは抵抗を介してそれぞれの電流源の電流出力
端と接続されている。

２つの位相をずらされた信号の加え合わせの結果として
、不鮮明な信号側縁が生ずる。鋭い側縁を有する方形の
出力信号を得るため、発振器の基本回路（ＧＳ１、…）
の１つの後に対称なコンパレーター増幅器（Ａ）、たと
えばスイッチング動作をする差動増幅器が接続され得る
。

発振器のすべての基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の反転入
力端ａ＊、ｂ１１を１つの共通の基準電位に接続すれば
、非対称な信号に対する本発明による形式の発振器が得
られる。

第１図に示されている回路のなかの同！Ｆｌ電圧Ｕａが
すべての参照電圧Ｕｒ１、Ｕｒ２、…にくらべて大きい
ならば、基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の各々のなかで、
タイミング要素ＺＧにより遅延させられる第１の入力＃
ｉａ、ａ”に供給される信号の重み付は係数Ｘ、は、第
２の入力端す、ｂ“に供給される信号の重み付は係数Ｘ
、にくらべて大きい、すべてのタイミング要素が有効で
あるので、発振器のなかのリング信号通過時間Ｔ、はこ
の場合に最大であり、このことは最小の７００周波数に
通ずる。同調電圧Ｕａがすべての参照電圧Ｕｒ１、Ｕｒ
２、…にくらべて小さいならば、重み付は係数Ｘ＋およ
びＸ２から形成される比Ｘ−Ｘ　＋　／　Ｘ　ｔは最小
であり、従って発振器のなかのリング信号通過時間Ｔ、
は最小であり、また７００周波数は最大である。

同調電圧Ｕａに関係しての重み付は係数の比Ｘの変化は
結合抵抗Ｒｋにより影響され得る。結合抵抗Ｒｋが小さ
いほど、同ｓｉｔ圧の等しい変化の際に重み付は係数の
比Ｘは大きく変化する。

最小のリング信号通過時間Ｔ、および最大のリング信号
通過時間Ｔｌ１＝＝ｎＴ＋　　（ここでｎはｌよりも大
きい任意の実数であってよい）において、発振器周波数
の逆数値に対して１／ｒｖｃｏ＝２（Ｔ＋　’＋Ｘ　（
Ｔ、ｌ−Ｔ＋　））または１　／　ｆ　ｗｃｏ　＝　２
ＴＩ　　（Ｉ＋　（ｎ　−１）　Ｘ　）が成り立つ、す
なわち周波数ｒ　ｖｃｏの変化と重み付は係数の比Ｘの
変化との間には双曲線関係が存在する。

第２図には同調電位Ｕａと出力周波数ｒ　ｖｃｏとの間
の関係が、第１図の回路により参照電位Ｕｒ１、Ｕｒ２
およびＵｒ３の特殊な値および基本回路ＧＳ１、ＧＳ２
およびＧＳ３の結合抵抗Ｒｋに対する特殊な抵抗値の選
定によりどのように達成され得るかが示されている。こ
の場合、周波数−同調電位特性曲線の勾配は１つの広い
周波数範囲にわたり一定である。破線はそれぞれ、発振
器が基本回路ｃｓｉ、ＧＳ２またはＧＳ３の１つからの
み成っていたとしたら生ずるであろう特性曲線経過を示
す、この場合、より高い周波数では、等しい周波数差を
達成するために、より低い周波数の場合よりも大きい電
圧差が必要であることがわかる。このことは発振器の周
波数の変化と重み付は係数の比Ｘの変化との間の前記の
双曲線関係に起因する。特性曲線の相応の等化は、さも
なければ同一の基本回路ＧＳ１、ＧＳ２およびＧＳ３に
おいて、基本回路、ＣＳｔのなかの結合抵抗Ｒｋが基本
回路ＧＳ２のなかの結合抵抗Ｒｋよりも大きく、また基
本回路ＧＳ３のなかの結合抵抗Ｒｋが基本回路ＧＳ２の
なかの結合抵抗Ｒｋよりも大きいことにより達成される
０個々の基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…のそれぞれの参照
入力端Ｓ２に与えられる参照電圧Ｕｒ１、Ｕｒ２、…は
、第１の基本回路ＧＳＩの周波数−同調電位特性曲線の
直線的範囲の最大側［圧（Ｕａ　　Ｕｒ１）ｓａｇが第
２の基本回路ＧＳ２の周波数−同調電位特性曲線の直線
的範囲の最小制御電圧（Ｕ　ａ　　Ｕ　ｒ　２　）　ｗ
ａｔｎとほぼ等しいように選定されること、また場合に
よっては別の基本回路ＧＳ３、…の特性曲線が同一の仕
方で発振器全体の直線的な周波数−同調電位特性曲線を
得るように補うことは有意義である。

第３図には、信号通過時間がテクノロジーにより条件付
けられておりまた広い範囲で可変でない所与の基本回路
において、発振器の周波数範囲が低い周波数に向けてず
らされ得る本発明による発振器の１つの特殊な実施例が
示されている。多段の移相器−発振器として複数の発振
器段を直列に接続することにより発振器周波数を減する
という、第３図に示されている回路の機能の仕方の基礎
となっている原理は、上記の図書、ジェイ、エル。

スチェアート（Ｊ、Ｌ、Ｓｔｅ匈ａｒｔ）著、“電気回
路網の理論および設計＊、ベルリナー・ユニオン、シュ
ッッッガルト、１９５８年、第３７９および３８０頁に
記載されており、また真空管技術での３段の移相器−発
振器を例として示されている。同一の発振器段を使用す
るこのような回路の１つの特別な利点は、各発振器段の
出力端から同一の周波数の出力信号が取り出し可能であ
り、その際にこれらの出力信号が互いに固定の位相関係
にあることにある。たとえばｎが直列に接続されている
同一の発振器段の数であれば、１つの発振器段の出力信
号は先行の段および後続の段に対して位相が１８０＠／
ｎだけずらされている０反転された出力信号に隣接する
発振器段に対しては出力信号は位相が１８０’＋１８０
°／ｎまたは１８０”−１８０°／ｎだけずらされてい
る。第３図による回路の特別な効果として言及すべきこ
ととして、たとえば請求項１．２．３または４に記載さ
れている個々の発振器段の制御および参照入力端の同一
の駆動により、発振器周波数の減少が、同調電圧Ｕａに
より最大設定可能な発振器周波数と同調電圧により最小
設定可能な発振器周波数との比を悪くしない、第３図に
は特に、請求項１．２．３または４の１つによる移相器
−発振器から成る１つの移相器−発振器が示されており
、その際に請求項１．２．３または４の１つによる少な
くとも２つの移相器−発振器が、請求項１．２．３また
は４の１つによる１つの移相器−発振器の１つの基本回
路ＧＳＩの出力端ｃ、ｃ”が請求項１．２．３または４
の１つによる１つの他の移相器−発振器の対称な第１の
入力端ａ、ａ”と、またさらにこの他の移相器−発振器
のすべての基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の対称な第２の
入力端す、ｂ”と一括接続されているように、１つのリ
ング発振器を形成しており、その際に１回だけ１８０“
位相跳躍の発生のために反転信号を導く出力端ｃ０が非
反転入力端ａ、ｂに、また非反転信号を導く出力端Ｃが
非反転入力端ａ＊、ｂ＊に接続されており、またその際
に個々の基本回路ＧＳ１、ＧＳ２、…の信号出力端がそ
れぞれ移相器−発振器の互いに位相をずらされた出力信
号を与えるために設けられている。

【図面の簡単な説明】

第１図は３つの基本回路Ｃ３１、ＧＳ２およびＧＳ３か
ら構成されている請求項１の対象の１つの特殊な実施例
の回路図、第２図は広帯域ＰＬＬ回路に要求される周波
数と同調電圧との関係が、第１図の回路を用いて３つの
参照電圧Ｕｒｅｆ１、Ｕｒｅｆ２、Ｕｒｅｆおよび３つ
の基本回路ＧＳ１、ＧＳ２およびＧＳ３の結合抵抗Ｒｋ
の相応の段階付けによりどのように達成され得るかを示
すグラフ、第３図は相対的な調整範囲を小さくすること
なしに低い周波数における作動を可能にし、さらに種々
の固定の位相の等しい周波数の出力信号を与える本発明
による発振器の１つの実施例の回路図である。 ＧＳＩ〜ＧＳ３…基本回路 １１、Ｉ３…定電流源 Ｒｋ…結合抵抗 Ｓ１、Ｓ２…参照入力端 ＴＩ−Ｔ８…トランジスタ Ｕａ…同ｔＪｌ！圧 Ｕｒｌ〜Ｕｒ３…参照電圧 ■１、ｖ２…供給電位 ＺＧ…タイミング要素 ＩＧ　１

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １）電圧により制御可能な出力周波数を有する移相器−
   発振器であって、それぞれ対称な第１の入力端（ａ、ａ
   ＾＊）、対称な第２の入力端（ｂ、ｂ＾＊）、制御入力
   端（Ｓ１）、参照入力端（Ｓ２）および対称な信号出力
   端（ｃ、ｃ＾＊）を有する基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２、
   ＧＳ３…）から成っており、第１の入力端（ａ、ａ＾＊
   ）が対称なタイミング要素（ＺＧ）の入力端を形成し、
   このタイミング要素（ＺＧ）の出力端が増幅器−加算器
   回路の対称な第１の入力端と接続されており、各基本回
   路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の対称な第２の入力端（ｂ、
   ｂ＾＊）がこの増幅器−加算器回路の対称な第２の入力
   端を形成し、各基本回路（ＧＳ１、…）の参照入力端（
   Ｓ２）が参照電位を与えられることができ、また各基本
   回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の制御入力端（Ｓ１）が増
   幅器−加算器回路の第１の入力端とその出力端との間に
   有効な増幅率と増幅器−加算器回路の第２の入力端とそ
   の出力端との間に有効な増幅率との比の変更のために同
   調電位を与えられ得る移相器−発振器において、移相器
   −発振器が少なくとも２つの基本回路（ＧＳ１、ＧＳ３
   ）から成っており、各基本回路の第１の非反転入力端（
   ａ）および第１の反転入力端（ａ＾＊）が、１つの他の
   基本回路の両信号出力端（ｃ、ｃ＾＊）と、前記の入力
   端対（ａ、ａ＾＊）の各々に正確に１つの出力端対（ｃ
   、ｃ＾＊）が対応付けられているように接続されており
   、その際にそれぞれ第１の非反転入力端（ａ）が信号出
   力端（ｃ）と、また第１の反転入力端（ａ＾＊）が非反
   転出力信号を導く相応の出力端（ｃ＾＊）と一括接続さ
   れており、また第１の基本回路（ＧＳ１）の信号出力端
   （ｃ）のみが最後の基本回路（ＧＳ３）の第１の反転信
   号入力端（ａ＾＊）および移相器−発振器を形成する基
   本回路（ＧＳ１、…）の第２の反転信号入力端（ｂ＾＊
   ）に、また第１の基本回路（ＧＳ１）の反転出力信号を
   導く出力端（ｃ＾＊）が最後の基本回路（ＧＳ３）の第
   １の非反転入力端（ａ）および移相器−発振器を形成す
   るすべての基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の第２の非
   反転信号入力端（ｂ）に接続可能であり、すべての基本
   回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の第１の制御入力端（Ｓ１
   ）が一括接続されており、また同調電位（Ｕａ）を与え
   られることができ、各基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）
   の参照入力端（Ｓ２）が参照電位（Ｕｒ１、Ｕｒ２、…
   ）を与えられることができ、また少なくとも１つの基本
   回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の少なくとも１つの信号出
   力端（ｃ、ｃ＾＊）が移相器−発振器の信号出力端とし
   て用いられていることを特徴とする移相器−発振器。 ２）各基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２）が第１の非反転入力
   端（ａ）、第１の反転入力端（ａ＾＊）、第２の非反転
   入力端（ｂ）、第２の反転入力端（ｂ＾＊）、制御入力
   端（Ｓ１）、参照入力端（Ｓ２）、信号出力端（ｃ）お
   よび非反転信号を導く出力端（ｃ＾＊）を設けられてお
   り、タイミング要素（ＺＧ）の第１の出力端子が第１の
   トランジスタ（Ｔ１）のベース端子と、またこのタイミ
   ング要素（ＺＧ）の第２の出力端子が第２のトランジス
   タ（Ｔ２）のベース端子と接続されており、第１のトラ
   ンジスタ（Ｔ１）のエミッタ端子が第２のトランジスタ
   （Ｔ２）のエミッタ端子と共通に第３のトランジスタ（
   Ｔ３）のコレクタに接続されており、この第３のトラン
   ジスタ（Ｔ３）のベース端子が相応の基本回路（ＧＳ１
   、…）の制御入力端（Ｓ１）を形成し、それぞれ各基本
   回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の第２の非反転入力端（ｂ
   ）が第４のトランジスタ（Ｔ４）のベース端子と、また
   第２の反転入力端（ｂ＾＊）が第５のトランジスタ（Ｔ
   ５）のベース端子と接続されており、第４のトランジス
   タ（Ｔ４）のエミッタ端子が第５のトランジスタ（Ｔ５
   ）のエミッタ端子と共通に第６のトランジスタ（Ｔ６）
   のコレクタに接続されており、この第６のトランジスタ
   （Ｔ６）のベース端子がそれぞれの基本回路（ＧＳ１、
   ＧＳ２、…）の参照入力端（Ｓ２）を形成し、第１およ
   び第４のトランジスタ（Ｔ１、Ｔ４）のコレクタ端子が
   共通に相応の基本回路（ＧＳ１、…）の反転出力信号を
   導く出力端（ｃ＾＊）と接続されており、また第１の抵
   抗（Ｒ１）を介して第１の供給電位（Ｖ１）に接続され
   ており、第２および第５のトランジスタ（Ｔ２、Ｔ５）
   のコレクタ端子が共通に相応の基本回路（ＧＳ１、…）
   の信号出力端（ｃ）と接続されており、また第２の抵抗
   （Ｒ２）を介して同じく第１の供給電位（Ｖ１）に接続
   されており、第３のトランジスタ（Ｔ３）のエミッタ端
   子が第１の定電流源（Ｉ１）を介して第２の供給電位（
   Ｖ２）に接続されており、第５のトランジスタ（Ｔ５）
   のエミッタ端子が結合抵抗（Ｒｋ）を介して第６のトラ
   ンジスタ（Ｔ６）のエミッタ端子と一括接続されており
   、また第６のトランジスタ（Ｔ６）のエミッタ端子が第
   ２の定電流源（Ｉ２）を介して第２の供給電位（Ｖ２）
   に接続されていることを特徴とする請求項１記載の移相
   器−発振器。 ３）タイミング要素（ＺＧ）として、第７および第８の
   トランジスタ（Ｔ７、Ｔ８）から成る差動増幅器回路が
   設けられており、第７のトランジスタ（Ｔ７）のベース
   端子および第８のトランジスタ（Ｔ８）のベース端子が
   タイミング要素（ＺＧ）の対称な入力端の各１つの入力
   端子を形成し、第７および第８のトランジスタ（Ｔ７、
   Ｔ８）のエミッタ端子が互いに接続されており、また共
   通に第３の定電流源（Ｉ３）を介して供給電位に接続さ
   れており、第７のトランジスタ（Ｔ７）のコレクタ端子
   が第３の抵抗（Ｒ３）を介して、また第８のトランジス
   タ（Ｔ８）のコレクタ端子が第４の抵抗（Ｒ４）を介し
   て共通の他の供給電位に接続されており、また第７のト
   ランジスタ（Ｔ７）のコレクタ端子および第８のトラン
   ジスタ（Ｔ８）のコレクタ端子がタイミング要素（ＺＧ
   ）の対称な出力端の各１つの出力端子を形成することを
   特徴とする請求項１または２記載の移相器−発振器。 ４）第１の基本回路（ＧＳ１）の信号出力端の後に対称
   な増幅器が接続されていることを特徴とする請求項１な
   いし３の１つに記載の移相器−発振器。 ５）請求項１ないし４の１つによる少なくとも２つの移
   相器−発振器が、請求項１ないし４の１つによる１つの
   移相器−発振器の第１の基本回路（ＧＳ１）の出力端（
   ｃ、ｃ＾＊）が請求項１ないし４の１つによる１つの他
   の移相器−発振器の対称な第１の入力端（ａ、ａ＾＊）
   と、またさらにこの他の移相器−発振器のすべての基本
   回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の対称な第２の入力端（ｂ
   、ｂ＾＊）と一括接続されているように、リング発振器
   を形成しており、その際に１回だけ、反転信号を導く出
   力端（ｃ＾＊）が非反転入力端（ａ、ｂ）に、また非反
   転信号を導く出力端（ｃ）が反転入力端（ａ＾＊、ｂ＾
   ＊）に接続可能であることを特徴とする請求項１ないし
   ４の１つに記載の移相器−発振器から成る移相器−発振
   器。 ６）すべての基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の反転入
   力端（ａ＾＊、ｂ＾＊）が共通の基準電位に接続されて
   いることを特徴とする請求項１ないし４の１つに記載の
   移相器−発振器。 ７）個々の基本回路（ＧＳ１、ＧＳ２、…）の信号出力
   端がそれぞれ移相器−発振器の互いに位相をずらされた
   出力信号を与えるために設けられていることを特徴とす
   る請求項５記載の移相器−発振器。