JPH011474A - Constant current switching power supply - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。(57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.

Description

【発明の詳細な説明】 「産業上の利用分野」 この発明は例えばレーダ、魚群探知装置のように間欠的
に電力を消費する装置あるいは不定期に電力を消費する
装置の電源に利用して好適な定電流スイッチング電源装
置に関する。Detailed Description of the Invention "Field of Industrial Application" This invention is suitable for use as a power source for devices that consume power intermittently or irregularly, such as radars and fish finding devices. The present invention relates to a constant current switching power supply device.

「発明の背景」 例えばレーダあるいは魚群探知装置のように間欠的に電
波または音波を衝撃波として放出する装置では、衝撃波
を出力する極く短い時間内に比較的大きい電力を消費す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION Devices that intermittently emit radio waves or sound waves as shock waves, such as radars or fish finding devices, consume a relatively large amount of power during the extremely short time it takes to output the shock waves.

ロガレーダあるいは魚群探知装置などには衝撃波を発信
する発信器の他に受信器など他の回路装置が付設され、
これら他の回路装置も発信器の電源と同一の電源から電
力の供給を受けて動作する構造となっている。In addition to the transmitter that emits shock waves, log radar or fish finder devices are equipped with other circuit devices such as receivers.
These other circuit devices also operate by receiving power from the same power source as that of the transmitter.

このため発信器において衝撃波の発生ごとに大きな電力
を消費する。よって、その瞬間に電源の電圧が低下し他
の回路の動作に悪い影響を与える。Therefore, a large amount of power is consumed in the transmitter each time a shock wave is generated. Therefore, the voltage of the power supply drops at that moment, which adversely affects the operation of other circuits.

このため従来は衝撃波を発射する発信器の電源回路に大
きな容量値を持つ平滑コンデンサを並列に接続し、衝撃
波の休止期間中にこの平滑コンデンサに電荷を充電して
おき次の衝撃波を発射するときはこの平滑コンデンサに
蓄えた電荷を放電させて瞬時に必要とする電力を供給す
る方法を採っている。For this reason, conventionally, a smoothing capacitor with a large capacitance value is connected in parallel to the power supply circuit of the oscillator that emits the shock wave, and this smoothing capacitor is charged with electric charge during the rest period of the shock wave, and then when the next shock wave is emitted. uses a method to instantly supply the required power by discharging the charge stored in this smoothing capacitor.

しかしながら発信器の電力供給路に大きな容量の平滑コ
ンデンサを接続したとしても発信器が第８図Ｎに示す衝
撃波Ｐを発信した時点では同図Ｂに示すように平滑コン
デンサに蓄えた電荷は殆ど放出されてしまうためその直
後では同図Ｃに示すように電源から平滑コンデンサに大
きな充電電流ＩＭが流れる。However, even if a smoothing capacitor with a large capacity is connected to the power supply path of the oscillator, by the time the oscillator emits the shock wave P shown in Figure 8N, most of the charge stored in the smoothing capacitor is released as shown in Figure 8B. Immediately after that, a large charging current IM flows from the power supply to the smoothing capacitor as shown in FIG.

この結果電源から大きな充電電流ＩＭが流れている間は
電源の電圧が低下し、他の回路への悪影響は依然として
残される。As a result, while a large charging current IM is flowing from the power source, the voltage of the power source decreases, and other circuits are still adversely affected.

このよった背景から直流供給源と平滑コンデンサとの間
に定電流回路を挿入し衝撃波Ｐの発信直後において平滑
コンデンサを定電流で充電し、直流供給源から大きな電
流が流れ出ないように構成する事が考えられる。From this background, a constant current circuit is inserted between the DC supply source and the smoothing capacitor, and the smoothing capacitor is charged with a constant current immediately after the shock wave P is transmitted, so that a large current does not flow from the DC supply source. is possible.

「従来の技術Ｊ 従来は直流供給源と負荷との間にトランジスタと平滑コ
ンデンサによって構成される回路を直列接続し、このト
ランジスタの抵抗値を制御して平滑コンデンサに流れる
電流値を一定値を維持するように動作する回路がよく使
われている。``Conventional technology J'' Conventionally, a circuit consisting of a transistor and a smoothing capacitor is connected in series between a DC supply source and a load, and the resistance value of this transistor is controlled to maintain a constant value of the current flowing through the smoothing capacitor. Circuits that operate in this way are often used.

しかしながらこの回路構造を採るときはトランジスタが
直列抵抗器として動作するため、トランジスタにおいて
電力の損失が発生し効率が悪い欠点がある。However, when this circuit structure is adopted, the transistor operates as a series resistor, so power loss occurs in the transistor, resulting in poor efficiency.

このため効率よく電流量あるいは電圧量を制御する方法
として、スイッチング式電源回路を流用することが考え
られる。Therefore, one possible method for efficiently controlling the amount of current or voltage is to use a switching power supply circuit.

第９図に従来の技術によって考えられるスイッチング式
電源を用いた定電流回路の一例を示す。FIG. 9 shows an example of a constant current circuit using a switching type power supply, which is considered according to the prior art.

第９図においては１は直流供給源、２はスイッチング式
電源回路、３は負荷を示す。負荷３は上述した発信器の
よ５に間欠的に電力を消費する回路装置であるものとす
る。In FIG. 9, 1 is a DC supply source, 2 is a switching power supply circuit, and 3 is a load. It is assumed that the load 3 is a circuit device that intermittently consumes power, such as the above-mentioned oscillator 5.

スイッチング式電源回路２は直流供給源１かも与えられ
る電流をオン、オフ駆動するスイッチング素子４と、こ
のスイッチング素子４でオン、オフした電流を平滑する
チョークコイル５及び平滑コンデンサ６と、スイッチン
グ素子４がオフの状態でチョークコイル５に発生する逆
起電力を平滑コンデンサ６に流し続けるダンパーダイオ
ード７と、スイッチング素子４をオン、オフ制御する駆
動トランジスタ８と、平滑コンデンサ６に流れる電流値
を検出する電流検出抵抗器９と、この電流検出抵抗器９
に発生する電圧が一定値を維持するようにスイッチング
素子４０オン、オフ比あるいはオン、オフ周期を制御す
る制御回路１１とによって構成される。The switching power supply circuit 2 includes a switching element 4 that turns on and off the current supplied from the DC supply source 1, a choke coil 5 and a smoothing capacitor 6 that smooth the current turned on and off by the switching element 4, and the switching element 4. Detects the damper diode 7 which continues to flow the back electromotive force generated in the choke coil 5 to the smoothing capacitor 6 when the choke coil 5 is off, the drive transistor 8 that controls switching element 4 on and off, and the current value flowing to the smoothing capacitor 6. Current detection resistor 9 and this current detection resistor 9
The control circuit 11 controls the on/off ratio or the on/off period of the switching element 40 so that the voltage generated at the switching element 40 maintains a constant value.

「発明が解決しようとする課題」 この回路構造によるとき電流通路上に電流検出抵抗９が
直列に接続されるため、この部分で熱損失が発生し、効
率が悪い欠点がある。``Problems to be Solved by the Invention'' This circuit structure has the drawback that the current detection resistor 9 is connected in series on the current path, and therefore heat loss occurs in this portion, resulting in poor efficiency.

更に平滑コンデンサ６に充電する電圧を直流供給源１の
電圧より低い電圧に設定することができない欠点がある
。Furthermore, there is a drawback that the voltage charging the smoothing capacitor 6 cannot be set to a voltage lower than the voltage of the DC supply source 1.

つまり、制御回路１１は平滑コンデンサ６の電圧が直流
供給源１の電圧に近い値にまで復帰すると、電流検出抵
抗器９を流れる電流が漸次減少する。このため制御回路
１１はますます電流値を増す方向にスイッチング素子４
のオン、オフ動作を制御する。That is, in the control circuit 11, when the voltage of the smoothing capacitor 6 returns to a value close to the voltage of the DC supply source 1, the current flowing through the current detection resistor 9 gradually decreases. Therefore, the control circuit 11 moves the switching element 4 in the direction of increasing the current value.
Controls the on/off operation of the

この結果、平滑コンデンサ６の電圧が直流供給源１の電
圧に近い値まで回復したにもかかわらず、トランジスタ
４をいつまでもオン、オフ駆動し続ける。As a result, even though the voltage of the smoothing capacitor 6 has recovered to a value close to the voltage of the DC supply source 1, the transistor 4 continues to be driven on and off indefinitely.

よって、平滑コンデンサ６の電圧を直流供給源１の電圧
より低い電圧に設定することができない。Therefore, the voltage of the smoothing capacitor 6 cannot be set to a voltage lower than the voltage of the DC supply source 1.

これに対し、例えば魚群探知装置のような超音波機器で
は超音波の発射強度を調整するには電源電圧を変化させ
て行っているが、これは先に説明したトランジスタを可
変抵抗器として動作させる方式の定電流回路を用いた場
合も実現できることで匁°１く、スイッチング電源を用
いた定電流回路によって、も大男する。ζ−とはでＪき
泳１か−（０諌１Ｑ−ｊｉｔ流検出型・１では実現をす
茹愼たはば。きない。On the other hand, in ultrasonic devices such as fish finders, the intensity of ultrasonic waves is adjusted by changing the power supply voltage, but this is done by using the transistor described earlier to operate as a variable resistor. It is possible to achieve this by using a constant current circuit using a switching power supply, and it is also possible to achieve this by using a constant current circuit using a switching power supply. ζ - is J swimming 1?

また、第９図に示した従来の技術によって考えられる回
路構造によれば、平滑コンデンサ６及び負荷３に流れる
電流は全て電流検出抵抗器９を流れ、この部分で損失を
発生する欠点もある。Further, according to the circuit structure considered by the conventional technique shown in FIG. 9, all of the current flowing through the smoothing capacitor 6 and the load 3 flows through the current detection resistor 9, which also has the disadvantage that loss occurs in this portion.

この発明の目的は平滑コンデンサに蓄える電圧、つまり
負荷３に与える電圧を直流供給源１の電圧より低い任意
の電圧に設定することができ、よって超音波機器の超音
波の発射強度を電源電圧を変化させて調整することがで
きる定電流スイッチング電源装置を提供するにある。The purpose of this invention is to be able to set the voltage stored in the smoothing capacitor, that is, the voltage applied to the load 3, to an arbitrary voltage lower than the voltage of the DC supply source 1, and thereby reduce the emission intensity of ultrasonic waves from the ultrasonic device by increasing the power supply voltage. The object of the present invention is to provide a constant current switching power supply device that can be varied and adjusted.

この発明の他の目的は損失が少なく、効率のよい定電流
スイッチング電源装置を提供するにある。Another object of the present invention is to provide a constant current switching power supply device with low loss and high efficiency.

「課題を解決するための手段」 この出願の第１発明では、 直流供給電源から与えられる電圧をスイッチング素子に
よりオン、オフし、このオン、オフ動作によって得られ
る電流をチョークコイルなに蓄えられた電荷を間欠的に
電力を消費する負荷に与えるスイッチング電源装置にお
いて、平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧を基準電圧
と比較し、平滑コンデンサの充電電圧が予定値に達して
いるか否かを検出して出力する検出手段と、 スイッチング素子をオン、オフ駆動する駆動信号を発生
し、上記平滑コンデンサの充電電圧の変化に追従してス
イッチング素子に与える駆動信号のオン、オフ比を変化
させ、平滑コンデンサを充電する電流の平均値を一定値
に維持させる制御を行う第１制御手段と、 検出手段が平滑コンデンサの充電電圧が予定値に達して
いない状態を検出している間、第１制御手段の駆動信号
の発生を維持させ、平滑コンデンサの充電電圧が予定値
に達したとき、第１制御手段の駆動信号の発生を停止さ
せ、スイッチング素子をオフに制御する第２制御手段と
、によって定電流スイッチング電源を構成したものこの
出願の第１発明の構成によれば、負荷が平滑コンデンサ
の電荷を消費した直後の状態では検出手段キ呼は平滑コ
ンデンサの充電電圧が予定値より低下していることを検
出し、この検出出力によって第２制御手段を制御する。"Means for Solving the Problem" In the first invention of this application, a switching element turns on and off a voltage applied from a DC power supply, and the current obtained by this on and off operation is stored in a choke coil. In a switching power supply device that supplies electric charge to a load that consumes power intermittently, the charging voltage stored in the smoothing capacitor is compared with a reference voltage to detect whether the charging voltage of the smoothing capacitor has reached a predetermined value. a detection means for outputting, and a drive signal that drives the switching element on and off, and changes the on/off ratio of the drive signal applied to the switching element in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor, and drives the smoothing capacitor. A first control means for controlling the average value of the charging current to be maintained at a constant value; and a first control means for driving the first control means while the detection means detects a state in which the charging voltage of the smoothing capacitor has not reached a predetermined value. a second control means that maintains the generation of the signal and when the charging voltage of the smoothing capacitor reaches a predetermined value, stops the generation of the drive signal of the first control means and controls the switching element to turn off; According to the configuration of the first invention of this application, the detection means detects that the charging voltage of the smoothing capacitor is lower than a predetermined value immediately after the load has consumed the charge of the smoothing capacitor. The detection output is used to control the second control means.

よって、第２制御手段は第１制御手段を起動させ、第１
制御手段からオン、オフ駆動信号を発生させる。このオ
ン、オフ駆動信号はスイッチング素子に与えられ、スイ
ッチング素子をオン、オフ駆動する。Therefore, the second control means activates the first control means, and the first control means activates the first control means.
An on/off drive signal is generated from the control means. This on/off drive signal is applied to the switching element to drive the switching element on/off.

スイッチング素子がオン、オフ駆動されることによって
直流供給源から断続的に電流が取り出され、この断続電
流がチョークコイルを介して平滑コンデンサに与えられ
、平滑コンデンサを充電する。By turning the switching element on and off, current is intermittently taken out from the DC supply source, and this intermittent current is applied to the smoothing capacitor via the choke coil to charge the smoothing capacitor.

平滑コンデンサの充電電圧が徐々に上昇を始めると、第
１制御手段は充電電圧の変化に追従して駆動信号のオン
、オフ比が変化するように動作し、平滑コンデンサに与
える充電電流の平均値が一定となるように制御する。When the charging voltage of the smoothing capacitor starts to gradually rise, the first control means operates so that the on/off ratio of the drive signal changes in accordance with the change in the charging voltage, and the average value of the charging current applied to the smoothing capacitor is changed. control so that it remains constant.

平滑コンデンサの充電電圧が検出手段に与えた基準電圧
によって決められる予定値に達すると、検出手段がこれ
を検出し、この検出信号を第２制御手段に与える。第２
制御手段は検出信号が与えられることによって第１制御
手段の駆動信号の発生を停止させ、スイッチング素子を
オフの状態に制御する。When the charging voltage of the smoothing capacitor reaches a predetermined value determined by the reference voltage applied to the detection means, the detection means detects this and provides this detection signal to the second control means. Second
When the control means is supplied with the detection signal, the first control means stops generating the drive signal, and controls the switching element to be in an OFF state.

ここで、平滑コンデンサを充電している期間を充電期間
と称し、スイッチング素子のオン、オフ駆動が停止され
ている期間を飽和期間と称することにする。Here, the period during which the smoothing capacitor is charged will be referred to as a charging period, and the period during which on/off driving of the switching element is stopped will be referred to as a saturation period.

このように、この出願の第１発明によれば、充電期間は
直流供給源から、一定電流を取り出して平滑コンデンサ
を充電するから、平滑コンデンサの電荷がゼロになるま
で消費されたとしても、直流供給源から一度に大きな電
流を取り出すことがない。よって、直流供給源の電圧が
負荷の動作と共に瞬時低下し、他の機器に悪い影響を与
えることはない。According to the first invention of this application, during the charging period, a constant current is extracted from the DC supply source to charge the smoothing capacitor, so even if the charge in the smoothing capacitor is consumed to zero, the DC A large amount of current is not drawn from the supply source at once. Therefore, the voltage of the DC supply source drops instantaneously with the operation of the load, and other equipment is not adversely affected.

また、この第１発明では、検出手段と第２制御手段とを
設けたから、平滑コンデンサの充電電圧が予定値まで復
帰するとスイッチング素子のオン、オフ動作が停止され
、スイッチング素子がオフの状態に制御され飽和期間に
入る。飽和期間ではスイッチング素子がオフの状態に維
持されることから平滑コンデンサに充電する電圧の予定
値は直流供給源の電圧より低い電圧に設定することがで
きる。Further, in this first invention, since the detection means and the second control means are provided, when the charging voltage of the smoothing capacitor returns to the predetermined value, the on/off operation of the switching element is stopped, and the switching element is controlled to be in the off state. and enters a saturation period. Since the switching element is maintained in an off state during the saturation period, the scheduled value of the voltage charging the smoothing capacitor can be set to a voltage lower than the voltage of the DC supply source.

また、検出手段に与える基準電圧を任意に変更できるよ
うに構成することによって平滑コンデンサに充電される
充電電圧の予定値を任意の値に調整することができる。Further, by configuring the reference voltage applied to the detection means to be arbitrarily changed, the scheduled value of the charging voltage to be charged to the smoothing capacitor can be adjusted to an arbitrary value.

よって、例えば超音波発生器等の電源として利用するこ
とによって、超音波の発生強度を電源電圧の変化によっ
て自由に調整することができる超音波発生器を提供する
ことができる。Therefore, by using it as a power source for an ultrasonic generator or the like, for example, it is possible to provide an ultrasonic generator that can freely adjust the intensity of ultrasonic wave generation by changing the power supply voltage.

更に、この発明によれば、平滑コンデンサの充電量を平
滑コンデンサの充電電圧の変化として取り出す構造とし
たから、大きな電流が流れる回路に電流検出抵抗器のよ
うな抵抗が介在しない。この結果、効率のよい電源装置
を提供することができる。Further, according to the present invention, since the amount of charge of the smoothing capacitor is extracted as a change in the charging voltage of the smoothing capacitor, there is no need for a resistor such as a current detection resistor in a circuit through which a large current flows. As a result, an efficient power supply device can be provided.

この出願の第２発明、第３発明及び第４発明は第１発明
と同一の目的を達する定電流スイッチング電源装置を提
案するものであり、それぞれの特徴とする点は、 第２発明では、第１制御手段が一定周期のオン、オフ駆
動信号を発生し、このオン、オフ駆動信号の各周期内に
おけるオン、オフ時間比を平滑コンデンサの充電電圧の
変化に追従して変化させ、平滑コンデンサに与える充電
電流の平均値が一定値となるように制御する制御手段と
した点である。The second, third and fourth inventions of this application propose a constant current switching power supply device that achieves the same purpose as the first invention, and the characteristics of each of them are as follows: 1. The control means generates an on/off drive signal with a constant period, changes the on/off time ratio within each cycle of the on/off drive signal in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor, and The point is that the control means is used to control the average value of the applied charging current to be a constant value.

また、第３発明では、第１制御手段は周期内のオン、オ
フ時間比が一定なオン、オフ駆動信号を発生し、このオ
ン、オフ駆動信号の各周期内のオン、オフ周期を平滑コ
ンデンサの充電電圧の変化に追従して変化させ、平滑コ
ンデンサに与える充電電流の平均値が一定値となるよ５
に制御する構成とした点である。Further, in the third invention, the first control means generates an on/off drive signal having a constant on/off time ratio within a cycle, and smoothes the on/off period within each cycle of the on/off drive signal by using a smoothing capacitor. The average value of the charging current given to the smoothing capacitor will be a constant value by changing it in accordance with the change in the charging voltage.
The point is that the structure is configured to control the

第４発明では、第１制御手段は平滑コンデンサの充電電
圧の変化に追従してオン、オフ周期及びその周期内のオ
ン時間が変化するオン、オフ駆動信号を発生し、このオ
ン、オフ駆動信号によって平滑コンデンサに与える充電
電流の平均値が一定値となるように制御する構成とした
点である。In the fourth invention, the first control means generates an on/off drive signal whose on/off period and on time within the period change in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor, and generates the on/off drive signal. The point is that the structure is configured to control the average value of the charging current applied to the smoothing capacitor to be a constant value.

第５発明では各発明で提案した第１制御手段に第３制御
手段を付加した点を請求するものである。The fifth invention claims that a third control means is added to the first control means proposed in each invention.

第３制御手段とは第１制御手段の制御特性を第１制御手
段が起動された時点から平滑コンデンサに与える充電電
流の平均電流を徐々に増加させる傾向に制御する機能を
持ち、この第３制御手段の制御によって充電期間中に流
れる充電電流の平均値がより一層一定値に維持される。The third control means has a function of controlling the control characteristics of the first control means so that the average current of the charging current applied to the smoothing capacitor gradually increases from the time when the first control means is activated, and this third control means By controlling the means, the average value of the charging current flowing during the charging period is kept more constant.

「第１、第２発明の実施例」 第１図にこの出願の第１発明及び第２発明に対応する実
施例を示す。この例では平滑コンデンサに与えられる電
流を電圧として検出し、その電圧値に比例した時間幅を
持つパルス列信号を第１制御手段で生成し、このパルス
列信号でスイッチング素子をオン、オフ制御するよ５に
した所謂パルス変調方式による実施例を示す。"Embodiments of the first and second inventions" FIG. 1 shows embodiments corresponding to the first and second inventions of this application. In this example, the current applied to the smoothing capacitor is detected as a voltage, the first control means generates a pulse train signal having a time width proportional to the voltage value, and the switching element is controlled to turn on and off using this pulse train signal. An embodiment using a so-called pulse modulation method will be described.

第１図において第９図と対応する部分には同一符号を付
して示す。なお、スイッチング式電源回路２の構成及び
動作については周知の事項であるため、ここではその詳
細説明は省略することにする。In FIG. 1, parts corresponding to those in FIG. 9 are designated by the same reference numerals. Note that since the configuration and operation of the switching power supply circuit 2 are well known, detailed explanation thereof will be omitted here.

この発明の特徴とする構成はスイッチング素子４をオン
、オフ制御する制御回路１１の部分にある。The feature of the present invention lies in the control circuit 11 that controls the switching element 4 to turn on and off.

つまり、この発明では制御回路１１を検出手段３１と、
第１制御手段１５と、第２制御手段１６とによって構成
した点を特徴とするものである。That is, in this invention, the control circuit 11 is the detection means 31,
The present invention is characterized in that it is constituted by a first control means 15 and a second control means 16.

検出手段３１はこの例では基準電圧を発生するポテンシ
ョメータ３５と、電圧比較器３２とによって構成した場
合を示す。電圧比較器３２の一方の入力端子には平滑コ
ンデンサ６に流れる電流を電圧値として検出する電圧検
出手段３４の検出電圧を与え、他方の入力端子にはポテ
ンショメータ３５で発生した基準電圧を与える。In this example, the detection means 31 is constructed of a potentiometer 35 that generates a reference voltage and a voltage comparator 32. One input terminal of the voltage comparator 32 is supplied with a detection voltage of a voltage detection means 34 that detects the current flowing through the smoothing capacitor 6 as a voltage value, and the other input terminal is supplied with a reference voltage generated by a potentiometer 35.

ポテンショメータ３５に与える直流電圧は直流供給源１
または図示しないが、この装置を用いるレーダ、魚群探
知装置などに備えられた他の安定化電源装置から与える
。The DC voltage applied to the potentiometer 35 is from the DC supply source 1.
Alternatively, although not shown, it may be supplied from another stabilized power supply device included in a radar, fish finding device, etc. that uses this device.

検出手段３１は平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に
達していない状態で例えばＨ論理を出力し、平滑コンデ
ンサ６の充電電圧が予定値に達するとＬ論理を出力する
。The detection means 31 outputs, for example, H logic when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 has not reached the predetermined value, and outputs L logic when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reaches the predetermined value.

ここで言う予定値とはポテンショメータ３５から検出手
段３１に与えられる基準電圧の値によって決められる平
滑コンデンサ６の充電電圧の値を指す。The scheduled value here refers to the value of the charging voltage of the smoothing capacitor 6 determined by the value of the reference voltage applied from the potentiometer 35 to the detection means 31.

平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値より低下すると検
出手段３１はＨ論理の検出信号を出力する。この検出信
号は第２制御手段１６に与える。When the charging voltage of the smoothing capacitor 6 becomes lower than a predetermined value, the detection means 31 outputs a detection signal of H logic. This detection signal is given to the second control means 16.

第２制御手段１６はこの例ではフリップフロップ２４と
、このフリップフロップ２４から出力されるパルスを互
いに１８０度位相が異なる二つの駆動信号２７と２８に
変換する駆動回路２６と、この駆動信号２７と２８によ
って互いに相補的にオン、オフ動作する出力トランジス
タ２９及び３０とによって構成される。In this example, the second control means 16 includes a flip-flop 24, a drive circuit 26 that converts the pulse output from the flip-flop 24 into two drive signals 27 and 28 having a phase difference of 180 degrees, and 28, and output transistors 29 and 30 which turn on and off in a complementary manner to each other.

出力トランジスタ２９．３０は共にＮＰＮ型トランジス
タを用いる。これら二つの出力トランジスタ２９．３０
はエミッタとコレクタを共通に接続しその共通接続点を
駆動トランジスタ８０ペースに接続する。Both output transistors 29 and 30 use NPN type transistors. These two output transistors 29.30
connects the emitter and collector in common, and connects the common connection point to the drive transistor 80 pace.

この構成によって検出手段３１は平滑コンデンサ６の充
電電圧が予定値以下の電圧になると７リツプ７０ツグ２
４が動作することを許し、第１制御手段１５が駆動信号
を発生することができる状態に制御する。With this configuration, when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 becomes lower than the predetermined value, the detection means 31 detects 7 rip 70 tug 2.
4 is allowed to operate, and the first control means 15 is controlled to a state where it can generate a drive signal.

第１制御手段１５は例えば入力端子１８から与えられる
トリガクロック１８に同期して鋸歯状波を発生する鋸歯
状波発生器によって構成することができる。The first control means 15 can be constituted by, for example, a sawtooth wave generator that generates a sawtooth wave in synchronization with the trigger clock 18 applied from the input terminal 18.

つまり、この例では鋸歯状波発生器をＰＮＰ型トランジ
スタ１９と、このＰＮＰ型トランジスタ１９を通じて充
電電流が与えられる充放電コンデンサ２１と、この充放
電コンデンサ２１の充電電圧が所定値に達したことを検
出する電圧比較器２２と、この電圧比較器２２が充放電
コンデンサ２１の電圧が所定値に達したことを検出する
と充放電コンデンサ２１の充電電荷を放電させるトラン
ジスタ２３とによって構成した場合を示す。In other words, in this example, the sawtooth wave generator is composed of a PNP transistor 19, a charging/discharging capacitor 21 to which charging current is applied through the PNP transistor 19, and a signal indicating when the charging voltage of the charging/discharging capacitor 21 reaches a predetermined value. A case is shown in which the voltage comparator 22 detects and a transistor 23 discharges the charge of the charge/discharge capacitor 21 when the voltage comparator 22 detects that the voltage of the charge/discharge capacitor 21 has reached a predetermined value.

電圧比較器２２は一方の入力端子に比較電圧Ｅが与えら
れた演算増幅器によって構成することができる。この比
較電圧Ｅとなる直流電圧は直流供給源１または図示しな
いが、この装置を用いるレーダ、魚群探知装置などに備
えられた安定化電源装置から与える。The voltage comparator 22 can be constituted by an operational amplifier to which the comparison voltage E is applied to one input terminal. The DC voltage serving as the comparison voltage E is supplied from the DC supply source 1 or, although not shown, a stabilized power supply device provided in a radar, a fish finder, etc. using this device.

この電圧比較器２２の他方の入力端子に充放電コンデン
サ２１の電圧を与え、充放電コンデンサ２１の充電電圧
が比較電圧Ｅに一致したとき、その出力にＨ論理に立ち
上がる検出信号を出力する。The voltage of the charging/discharging capacitor 21 is applied to the other input terminal of the voltage comparator 22, and when the charging voltage of the charging/discharging capacitor 21 matches the comparison voltage E, a detection signal rising to logic H is outputted to its output.

この検出信号を第２制御手段１６を構成するフリップフ
ロッグ２４のリセット入力端子Ｒに与え、このフリップ
フロッグ２４をリセットさせる。これと共にトランジス
タ２３をオンに制御しトランジスタ２３を通じて充放電
コンデンサ２１の電荷を放電させる。This detection signal is applied to the reset input terminal R of the flip-frog 24 constituting the second control means 16 to reset the flip-frog 24. At the same time, the transistor 23 is turned on to discharge the charge and discharge capacitor 21 through the transistor 23.

フリップフロップ２４０セツト端子Ｓには入力端子１７
に与えられるトリガクロック１８をバッファ２５を通じ
て与え、トリガクロック１８に同期してフリップフロッ
プ２４をセット状態に制御する。つまり、フリップフロ
ップ２４がセット状態に制御されるとトランジスタ２３
がオフの状態にもどされ、この時点から充電が開始され
る。The flip-flop 240 set terminal S has an input terminal 17.
The trigger clock 18 given to the trigger clock 18 is given through the buffer 25, and the flip-flop 24 is controlled to be set in synchronization with the trigger clock 18. In other words, when the flip-flop 24 is controlled to the set state, the transistor 23
is returned to the off state, and charging starts from this point.

ＰＮＰ！）ランラスタ１９０ペースには電圧検出手段１
４から平滑コンデンサ６の充電電圧に対応した検出電圧
を与える。PNP! ) Voltage detection means 1 for run raster 190 pace
4 gives a detection voltage corresponding to the charging voltage of the smoothing capacitor 6.

上述の実施構造において検出手段３１が平滑コンデンサ
６の充電電圧が予定値以下の電圧になったことを検出す
ると、フリップフロッグ２４のリセット端子Ｒ８にＨ論
理を与え、フリップフロップ２４が動作することを許す
状態に制御する。In the above-described implementation structure, when the detection means 31 detects that the charging voltage of the smoothing capacitor 6 has become a voltage below the predetermined value, it applies H logic to the reset terminal R8 of the flip-flop 24, thereby indicating that the flip-flop 24 will operate. Control to a permissive state.

この状態でバッファ２５にトリガクロック１８が与えら
れると、このトリガクロック１８によってフリップフロ
ッグ２４はセット状態に制御される。When the trigger clock 18 is applied to the buffer 25 in this state, the flip-flop 24 is controlled to the set state by the trigger clock 18.

フリップフロッグ２４がセットされることにより、その
出力端子ＱがＨ論理に反転し、駆動回路２６は出力トラ
ンジスタ２９０ペースにＨ論理信号を与え、出力トラン
ジスタ２９をオンの状態に制御する。これと共に他方の
出力トランジスタ３００ベースにはＬ論理信号が与えら
れ、この出力トランジスタ３０をオフの状態に制御する
。By setting the flip-flop 24, its output terminal Q is inverted to H logic, and the drive circuit 26 applies an H logic signal to the output transistor 290, thereby controlling the output transistor 29 to be in the ON state. At the same time, an L logic signal is applied to the base of the other output transistor 300, and this output transistor 30 is controlled to be in an OFF state.

このようにフリップフロップ２４の出力３９がＨ論理の
状態ではスイッチング素子４をオンの状態に制御し、ま
たフリップフロップ２４の出力３９がＬ論理のときはス
イッチング素子４はオフの状態に制御される。In this way, when the output 39 of the flip-flop 24 is in the H logic state, the switching element 4 is controlled to be in the ON state, and when the output 39 of the flip-flop 24 is in the L logic state, the switching element 4 is controlled to be in the OFF state. .

トリガクロック１８が与えられた直後の状態ではフリッ
プフロップ２４はセットされた状態にある。よって、こ
の状態ではスイッチング素子４はオンの状態に反転し、
チョークコイル５と平滑コンデンサ６の直列回路に電流
が与えられる。Immediately after the trigger clock 18 is applied, the flip-flop 24 is in a set state. Therefore, in this state, the switching element 4 is inverted to the on state,
A current is applied to a series circuit of choke coil 5 and smoothing capacitor 6.

このとき平滑コンデンサ６の充電電圧が零に近い値であ
ったとすると、ＰＮＰ型トランジスタ１９０ペースには
大きな順方向電圧が与えられ、このトランジスタ１９の
コレクターエミッタ間の抵抗値は小さい状態に制御され
る。この結果、充放電コンデンサ２１は急速充電され、
オン時間が短い駆動信号を生成する。At this time, if the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is close to zero, a large forward voltage is applied to the PNP transistor 190, and the collector-emitter resistance of this transistor 19 is controlled to be small. . As a result, the charging/discharging capacitor 21 is rapidly charged,
Generates a drive signal with short on time.

平滑コンデンサ６の充電電圧が漸次上昇して来るのに伴
ってＰＮＰ型トランジスタ１９に与えられている頭方向
電圧は徐々に浅くなりＰＮＰ型トランジスタ１９を流れ
る電流値が徐々に小さくなる方向に制御される。As the charging voltage of the smoothing capacitor 6 gradually increases, the head voltage applied to the PNP transistor 19 gradually becomes shallower, and the current value flowing through the PNP transistor 19 is controlled in the direction of gradually decreasing. Ru.

この結果、充放電コンデンサ２１に対する充電電流が徐
々に小さい値になるように制御される。As a result, the charging current to the charging/discharging capacitor 21 is controlled to gradually become a smaller value.

充放電コンデンサ２１の充電電圧は電圧比較器２２に与
えられている比較電圧Ｅと比較され、この比較電圧Ｅを
わずかにこえると７リツプフロツプ冴がリセットされて
トランジスタ２３をオンにしコンデンサ２１の電荷を放
電させる。The charging voltage of the charging/discharging capacitor 21 is compared with a comparison voltage E given to a voltage comparator 22, and when this comparison voltage E is slightly exceeded, the 7 lip-flop is reset and the transistor 23 is turned on to drain the charge of the capacitor 21. Let it discharge.

このようにして第１制御手段１５からは第２図Ｃに示す
ような鋸歯状波３６，３７．３８が出力される。In this way, the first control means 15 outputs sawtooth waves 36, 37, and 38 as shown in FIG. 2C.

つまり、平滑コンデンサ６の充電電圧が小さい状態では
ＰＮＰ型トランジスタ１９の抵抗値が小さい値に制御さ
れるため充放電コンデンサ２１の充電時間は短い。よっ
て、鋸歯状波３６が出力される。That is, when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is low, the resistance value of the PNP transistor 19 is controlled to a small value, so that the charging time of the charging/discharging capacitor 21 is short. Therefore, a sawtooth wave 36 is output.

平滑コンデンサ６の電圧が徐々に上昇するに従ってＰＮ
Ｐ型トランジスタ１９の抵抗値が漸次火付して示すよう
に時間幅が徐々に長くなる。As the voltage of the smoothing capacitor 6 gradually increases, PN
As the resistance value of the P-type transistor 19 gradually increases, the time width gradually becomes longer.

クリップ７０ツブ２４はトリガクロック１８によってセ
ットされ、電圧比較器２２の検出出力によってリセット
され、これが繰り返されることによってフリップフロッ
プ２４の出力端子Ｑから第２図りに示すよう゛にパルス
幅がＴＩ、　Ｔ２　、　Ｔａと変化するパルス列信号３
９が得られる。このパルス列信号は周期が一定でオン、
オフ比が変化するパルス幅変調波となる。The clip 70 tube 24 is set by the trigger clock 18 and reset by the detection output of the voltage comparator 22, and by repeating this, the pulse width is changed from the output terminal Q of the flip-flop 24 to TI and T2 as shown in the second diagram. , Pulse train signal 3 that changes with Ta
9 is obtained. This pulse train signal has a constant period and is on.
It becomes a pulse width modulated wave with a varying off-ratio.

このパルス列信号３９が駆動回路２６を通じて出力トラ
ンジスタ２９．３０に与えられることによってスイッチ
ング素子４はパルス列信号３９のパルス幅ＴＩ、　Ｔ２
　、　Ｔａに従って断続制御され、直流供給源１からパ
ルス幅ＴＩ、　Ｔ２．　Ｔａの時間に従って電流を流す
。この電流の波形を第２図Ｅに示す。By applying this pulse train signal 39 to the output transistors 29 and 30 through the drive circuit 26, the switching element 4 changes the pulse widths TI and T2 of the pulse train signal 39.
, Ta, and pulse widths TI, T2 . A current is applied according to the time of Ta. The waveform of this current is shown in FIG. 2E.

つまり、平滑コンデンサ６の充電電圧が零に近い値の状
態ではチョークコイル５に直流供給源１の電圧がそのま
ま与えられる、よってチョークコイル５には変化率が大
きい、つまりパルス幅が狭く、尖頭値が大きい電流４１
が流れこの電流４１が平滑コンデンサ６を充電する。In other words, when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is close to zero, the voltage of the DC supply source 1 is directly applied to the choke coil 5. Therefore, the choke coil 5 has a large rate of change, that is, a narrow pulse width and a sharp peak. Current with large value 41
flows, and this current 41 charges the smoothing capacitor 6.

平滑コンデンサ６の充電が進むとパルス幅は徐々に広く
なってＴ２に変化し、その状態では直流供給源ｌの電圧
と、平滑コンデンサ６の充電電圧との差は初期の状態よ
り小さくなるから、そのときチョークコイル５を流れる
電流４２の変化率は電流４１の変化率より小さい値とな
る。As the charging of the smoothing capacitor 6 progresses, the pulse width gradually widens and changes to T2, and in that state, the difference between the voltage of the DC supply source 1 and the charging voltage of the smoothing capacitor 6 becomes smaller than in the initial state. At that time, the rate of change of the current 42 flowing through the choke coil 5 is smaller than the rate of change of the current 41.

このようにして平滑コンデンサ６の充電電圧が徐々に上
昇するに伴ってスイッチング素子４０オン時間が徐々に
長（なる。また、これに伴ってスイッチング素子４を流
れる電流４１，４２．４３の変化率も徐々に小さ（なり
、これらの電流４１゜４２．４３の充電期間中の平均値
は第２図Ｅに示すように一定の値ＩＯとなるようにパル
ス幅の変化特性が設定される。In this way, as the charging voltage of the smoothing capacitor 6 gradually increases, the on-time of the switching element 40 gradually increases. The change characteristics of the pulse width are set so that the average value of these currents 41°42.43 during the charging period becomes a constant value IO as shown in FIG. 2E.

また、平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に達すると
、検出手段３１はその状態を検出し、第２制御手段１６
の動作を停止させスイッチング素子４をオフの状態に制
御する。この状態では第２図ＦのＱ点に示すように平滑
コンデンサ６の充電電圧は略一定値を維持する。ここで
スイッチング素子４がオン、オフ動作し、平滑コンデン
サ６に充電している期間を充電期間ＴＡと称し、スイッ
チング素子４がオフになっている期間を飽和期開−と称
することにする。Further, when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reaches a predetermined value, the detection means 31 detects the state, and the second control means 16
The operation of the switching element 4 is stopped and the switching element 4 is controlled to be in an OFF state. In this state, the charging voltage of the smoothing capacitor 6 maintains a substantially constant value as shown at point Q in FIG. 2F. Here, the period during which the switching element 4 operates on and off to charge the smoothing capacitor 6 will be referred to as a charging period TA, and the period during which the switching element 4 is off will be referred to as a saturation period.

このようにして平滑コンデンサ６の充電電圧は第２図Ｆ
に示すように、一定の上昇率で増加する変化を呈する。In this way, the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is determined as shown in FIG.
As shown in Figure 2, the change exhibits an increasing rate of increase.

従って、衝撃波Ｐを発射した直後に平滑コンデンサ６の
充電電圧が全て消費されゼロになったとしても、平滑コ
ンデンサ６に急激に大きい充電電流が流れることが制限
されるから直流供給源１の電圧を低下させる現象は生じ
ない。Therefore, even if the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is completely consumed and becomes zero immediately after the shock wave P is emitted, the sudden flow of a large charging current to the smoothing capacitor 6 is restricted, so the voltage of the DC supply source 1 is No deteriorating phenomenon occurs.

よって他の回路に悪い影響を与えることはなく、安定に
動作させることができる。Therefore, other circuits are not adversely affected and stable operation can be achieved.

なお、抵抗器４０はスイッチング素子４が常時オンの状
態に放置されないように、コンデンサ２１を徐々に充電
するために設げである。Note that the resistor 40 is provided to gradually charge the capacitor 21 so that the switching element 4 is not left in an on state all the time.

第３図にこの出願の第１及び第２発明で提案したパルス
変調方式による定電流スイッチング電源装置の具体的な
実施例を示す。FIG. 3 shows a specific embodiment of the constant current switching power supply device using the pulse modulation method proposed in the first and second inventions of this application.

この実施例では衝撃波Ｐの発射周期を０．０５〜３．３
秒、衝撃波Ｐのパルス幅を０．３〜２．８　ミリ秒、ト
リガクロック１８の周波数を１５．６５２　ＫＨｚ、負
荷３の抵抗値を３オームとした場合である。この条件に
おい工正常に動作し得る各部の部品の定数を付し参考に
供する。In this embodiment, the emission period of the shock wave P is 0.05 to 3.3.
The pulse width of the shock wave P is 0.3 to 2.8 milliseconds, the frequency of the trigger clock 18 is 15.652 KHz, and the resistance value of the load 3 is 3 ohms. The constants for each part that can operate normally under these conditions are provided for reference.

また、４４は集積回路素子を示す。この集積回路素子４
４はこの例では日本電気株式会社製のμＰＤ５５５５を
用いた場合を示す。Further, 44 indicates an integrated circuit element. This integrated circuit element 4
4 shows the case where μPD5555 manufactured by NEC Corporation is used in this example.

この集積回路素子４４の端子■は放電用トランジスタ２
３のコレクタに接続され、端子■は電圧比較器２２０入
力端子に接続され、端子■はバッファ２５の入力に接続
される。また端子■は出力端子、端子■はリセット入力
端子、端子■は電源供給端子、■は接地端子をそれぞれ
示す。The terminal ■ of this integrated circuit element 44 is connected to the discharge transistor 2
The terminal ■ is connected to the input terminal of the voltage comparator 220, and the terminal ■ is connected to the input of the buffer 25. Further, terminal ■ indicates an output terminal, terminal ■ indicates a reset input terminal, terminal ■ indicates a power supply terminal, and symbol ■ indicates a ground terminal.

従って、端子■に直流電圧Ｖｃｃを供給し、端子■を接
地し、端子■と■を共通接続し℃トランジスタ１９のコ
レクタに接続し、端子■に入力端子１７を接続すること
により第１制御手段１５の一部と、第２制御手段１６を
構成することができる。Therefore, by supplying the DC voltage Vcc to the terminal ■, grounding the terminal ■, connecting the terminals ■ and ■ in common and connecting them to the collector of the °C transistor 19, and connecting the input terminal 17 to the terminal ■, the first control means 15 can constitute the second control means 16.

「第３、第４発明の実施例」 第４図にこの出願の第３発明で提案する第１制御手段１
５を用いた実施例を示す。"Embodiments of the third and fourth inventions" FIG. 4 shows the first control means 1 proposed in the third invention of this application.
An example using No. 5 is shown below.

この実施例ではスイッチング素子４を周波数変調方式で
断続制御するように構成した場合を示す。This embodiment shows a case where the switching element 4 is configured to be controlled intermittently using a frequency modulation method.

つまり、この例では第１制御手段１５を電圧−周波数変
換手段４５で構成し、第２制御手段１６をパルス変換手
段４６によって構成した場合を示す。That is, this example shows a case where the first control means 15 is constituted by the voltage-frequency conversion means 45, and the second control means 16 is constituted by the pulse conversion means 46.

第１制御手段を構成する電圧−周波数変換手段４５は第
３図で説明した集積回路素子４４と、この集積回路素子
４４の端子■と■の共通接続点と共通電位点との間に接
続したコンデンサ４７とによって構成することができる
。コンデンサ４７に平滑コンデンサ６の充電電圧を与え
、コンデンサ４７を平滑コンデンサ６の電圧に対応した
電流で充電する。The voltage-frequency conversion means 45 constituting the first control means is connected between the integrated circuit element 44 described in FIG. It can be configured with a capacitor 47. The charging voltage of the smoothing capacitor 6 is applied to the capacitor 47, and the capacitor 47 is charged with a current corresponding to the voltage of the smoothing capacitor 6.

このようにすればコンデンサ４７に第５図ＣＫ示す鋸歯
状波４１７Δ、　４．７Ｂ＋　、４７＋Ｑ＋が発生する
。この鋸歯状波４１７Ａ、４７１勺、４ｆｆ（］Ｊは平
滑コンデンサ６の電圧Ｅ　Ｏｑの値が小さい値から大き
い値に向かうに従って周期がＴＩ、　Ｔ２．　Ｔ３のよ
うに漸次短（なるように変化する。In this way, sawtooth waves 417Δ, 4.7B+, 47+Q+ shown in FIG. 5CK are generated in the capacitor 47. These sawtooth waves 417A, 471, and 4ff(]J gradually change in period to become shorter (TI, T2, T3) as the value of the voltage EOq of the smoothing capacitor 6 goes from a small value to a large value. .

従って、電圧−周波数変換手段４５を構成する集積回路
４４の出力端子■には第５図りに示すように周期内のオ
ン期間がτとして一定で周期が慣。Therefore, as shown in Figure 5, the output terminal (2) of the integrated circuit 44 constituting the voltage-frequency conversion means 45 has a constant on period as τ and a regular period.

Ｔ２．Ｔ３と変化する矩形波率ｓ′Ａ、　４ｓｑＢ　、
　４５Ｃ二が出力される。つまり、平滑コンデンサ６の
充電電圧性０の変化に応じて各周期内のオン期間がτで
一定で繰り返し周波数が徐々に変化する矩形波Ｅ、５′
Ａ、４．５．Ｈ。T2. Rectangular wave rate s'A that changes with T3, 4sqB,
45C2 is output. In other words, a rectangular wave E, 5' whose on period within each period is constant at τ and whose repetition frequency gradually changes according to changes in the charging voltage characteristic 0 of the smoothing capacitor 6
A, 4.5. H.

４５、、Ｃが出力される。45,,C are output.

電男−周波数変換手段４５から出力される矩形波４５ｒ
Ａ、４１ｒＢ　、４５ｃ、はパルス変換手段４６に与え
られる。電圧−周波数変換手段４５も上述したと同じ集
積回路４４と、この集積回路４４の端子■と■を共通接
続した接続点と共通電位点との間に接続したコンデンサ
４６Ａと、端子■■の接続点と十電圧源との間に接続し
た抵抗器４６Ｂとによって構成することができる。Electric man - rectangular wave 45r output from frequency conversion means 45
A, 41rB, 45c are given to the pulse conversion means 46. The voltage-frequency conversion means 45 also includes the same integrated circuit 44 as described above, a capacitor 46A connected between the common potential point and the connection point where the terminals ■ and ■ of this integrated circuit 44 are commonly connected, and the connection of the terminal ■■. It can be constructed by a resistor 46B connected between the point and the voltage source.

電圧−周波数変換手段４５の出力端子■をパルス変換手
段４６を構成する集積回路４４の端子■に接続する。こ
の接続によって電圧−周波数変換手段４５から出力され
る矩形波４１５人、４５’　ａ　、　４．５　Ｃがそれ
ぞれＬ論理にある状態では放電用トラ、ンジスタ２３（
第１図、第３図参照）がオフに制御されるから、この状
態ではコンデンサ４６Ａが充電され、端子■と■に第５
図Ｅに示す鋸歯状波を発生する。この鋸歯状波の発生に
よってパルス変換手段４６の出力端子■から第５図Ｆに
示す矩形波が出力される。この矩形波は一定のパルス幅
τを有し、周期が変化する信号となっている。つまり一
定のパルス幅τを有し平滑コンデンサ６の電圧Ｊ’＋Ｑ
・の変化に追従して徐々に周波数が高くなる変化を呈す
る。The output terminal (2) of the voltage-frequency conversion means 45 is connected to the terminal (2) of the integrated circuit 44 constituting the pulse conversion means 46. With this connection, when the rectangular waves 415, 45'a, and 4.5C output from the voltage-frequency conversion means 45 are at L logic, the discharge transistor and transistor 23 (
1 and 3), the capacitor 46A is charged in this state, and the fifth terminal is connected to the terminals ■ and ■.
Generates the sawtooth wave shown in Figure E. As a result of the generation of this sawtooth wave, a rectangular wave shown in FIG. 5F is output from the output terminal (2) of the pulse conversion means 46. This rectangular wave has a constant pulse width τ and is a signal whose period changes. In other words, the voltage J'+Q of the smoothing capacitor 6 has a constant pulse width τ.
・Following the change in , the frequency gradually increases.

よって、平滑コンデンサ６の充電電圧が低い間はスイッ
チング素子４は低い周波数で断続制御され、平滑コンデ
ンサ６の充電電圧Ｗ　Ｏ：’−が上昇するに従ってスイ
ッチング素子４のスイッチング周波数が上昇する。この
周波数変化によってスイッチング素子４を流れる電流↓
ｓ、　４ｋＳ、　４ｅの平均値は一定値ＩＯを維持する
。この結果、平滑コンデンサ６の充電電圧：Ｅｄは一定
の増加率で上昇することになる。Therefore, while the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is low, the switching element 4 is controlled intermittently at a low frequency, and as the charging voltage W O:'- of the smoothing capacitor 6 increases, the switching frequency of the switching element 4 increases. Current flowing through switching element 4 due to this frequency change ↓
The average values of s, 4kS, and 4e maintain a constant value IO. As a result, the charging voltage Ed of the smoothing capacitor 6 increases at a constant rate of increase.

このよ５にして周波数変調方式によってスイッチング素
子４を断続制御してもスイッチング式電源回路２は定電
流電源として動作し、間欠的に電力を消費する特性の負
荷３を接続しても直流供給源１の電圧変動を抑えること
ができる。Even if the switching element 4 is controlled intermittently using the frequency modulation method in this manner, the switching power supply circuit 2 operates as a constant current power supply, and even if a load 3 that consumes power intermittently is connected, the switching power supply circuit 2 remains a DC power supply. 1 voltage fluctuation can be suppressed.

また、この周波数変調方式の場合も検出手段３１は平滑
コンデンサ６の充電電圧が予定値に達するまではパルス
変換手段４６が動作することを許し、平滑コンデンサ６
の充電電圧が予定値に達するとパルス変換手段４６が動
作することを禁止し、スイッチング素子４をオフの状態
に制御するように動作する点は第１図の実施例と同じで
ある。Also in the case of this frequency modulation method, the detection means 31 allows the pulse conversion means 46 to operate until the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reaches a predetermined value.
This embodiment is the same as the embodiment shown in FIG. 1 in that when the charging voltage reaches a predetermined value, the pulse conversion means 46 is prohibited from operating and the switching element 4 is controlled to be turned off.

上述の周波数変調方式ではパルス幅τを一定値に保持し
、その繰り返し周期を変化させる方式の周波数変調方式
を説明したが、第４発明で提案するように周期及び周期
内のオン時間の双方を変化させ、つまりオン、オフ比を
一定に保った状態で周波数だけを変化させる周波数変調
方式を採る実施例も考えられる。In the above-mentioned frequency modulation method, a frequency modulation method was explained in which the pulse width τ is held at a constant value and the repetition period is changed. An embodiment may also be considered in which a frequency modulation method is adopted in which only the frequency is changed while keeping the on/off ratio constant.

また、断続率の変化をパルス幅変調と周波数変調とを一
つに組み合わせたものによって構成することもできる。Further, the change in the intermittent rate can also be configured by a combination of pulse width modulation and frequency modulation.

更に、上記の断続率の変化を行うための制御と上記の断
続動作を起動・停止させるための制御とを一つの回路で
行わせるように構成することもできる。Furthermore, the control for changing the intermittent rate and the control for starting and stopping the intermittent operation can be performed in one circuit.

また、上述では負荷３が間欠的に大きな電力を消費する
形式の場合を説明し゛たが、不定周期で脈動的に電力を
消費する形式の負荷にも一定電流を供給する電源として
使用することもできる。In addition, although the above description has been given of the case where the load 3 consumes a large amount of power intermittently, it can also be used as a power source to supply a constant current to a load that consumes power pulsatingly at irregular intervals. can.

また、上述では検出手段３１と第１制御手段１６及び第
４図の実施例ではパルス変換回路４６を別々に構成した
例を説明したが、例えば自走マルチバイブレータ等を使
うことによって一つの回路によって構成することも可能
である。Further, in the above description, an example was explained in which the detection means 31, the first control means 16, and the pulse conversion circuit 46 in the embodiment of FIG. It is also possible to configure

第６図にこの出願の第５発明で提案した第３制御手段を
付加した実施例を示す。FIG. 6 shows an embodiment in which the third control means proposed in the fifth invention of this application is added.

図中５１）は第３制御手段を示す。この第３制御手段５
０は平滑コンデンサ６の充電電圧を分圧して取り出す、
抵抗器５１，５２．５３と、抵抗器５３の一端に取り出
される分圧電圧がペースに与えられ、平滑コンデンサ６
の定電電圧の上昇に応じて抵抗値が小さくなるように制
御されるトランジスタ５４と、トランジスタ５４と直列
接続され、トランジスタ５４の抵抗値の変化に対応した
電圧を発生する抵抗器５５と、この抵抗器５５に発生し
た電圧を第１制御手段１５に与える抵抗器５６と、トラ
ンジスタ５４と並列接続され、このトランジスタ５４の
抵抗値の変化率を所望の変化率に設定するための抵抗器
５７とによって構成することができる。51) in the figure indicates the third control means. This third control means 5
0 divides and extracts the charging voltage of the smoothing capacitor 6,
Resistors 51, 52, 53 and the divided voltage taken out at one end of resistor 53 are applied to the pace, and smoothing capacitor 6
a transistor 54 whose resistance value is controlled to decrease as the constant voltage of a resistor 56 for supplying the voltage generated in the resistor 55 to the first control means 15; a resistor 57 connected in parallel with the transistor 54 for setting the rate of change in the resistance value of the transistor 54 to a desired rate of change; It can be configured by

トランジスタ５４のコレクタは正極電圧源Ｖｃｃに接続
され、平滑コンデンサ６の充電電圧が上昇するに伴って
抵抗器５５に正方向に増加する補正電圧ΔＥを発生させ
る。The collector of the transistor 54 is connected to the positive voltage source Vcc, and generates a correction voltage ΔE in the resistor 55 that increases in the positive direction as the charging voltage of the smoothing capacitor 6 increases.

この補正電圧ΔＥは抵抗器５６を通じて第１制御手段１
５の例えば比較電圧Ｅに加算する。この結果、電圧比較
器２２の比較電圧Ｅは第７図Ｃに示すようにＥ＋ΔＥと
なり平滑コンデンサ６の充電電圧が上昇するのに伴って
漸次大きくなる方向に補正される。This correction voltage ΔE is applied to the first control means 1 through a resistor 56.
5, for example, to the comparison voltage E. As a result, the comparison voltage E of the voltage comparator 22 becomes E+ΔE as shown in FIG.

この補正によってコンデンサ２１に発生する鋸歯状波３
６，３７．３８は第７図Ｃに点線で示すようにわずかず
つ時間が延長され、よってフリップフロップ２４から出
力される矩形波３９のパルス幅も第７図りに示すように
Ｔ１＋ΔＴｌ、Ｔ２＋ΔＴ２゜Ｔ３＋ΔＴａ、・・・・
・・のよ５に補正され、スイッチング素子４０オン時間
がΔＴ１．ΔＴ２．　ΔＴ３・・・・・・ずつ増加する
方向に修正される。This correction generates a sawtooth wave 3 in the capacitor 21.
6, 37, and 38 are slightly extended in time as shown by the dotted line in FIG. ,...
. . , the on-time of the switching element 40 is corrected to ΔT1. ΔT2. It is corrected in the direction of increasing by ΔT3...

この修正量は第７図から明らかなように時間の経過と共
に増加する傾向を呈し、充電期間の全体を見ると、はソ
直線的に平滑コンデンサ６の充電電圧の上昇が速められ
る。As is clear from FIG. 7, the amount of correction tends to increase over time, and when looking at the entire charging period, the charging voltage of the smoothing capacitor 6 increases linearly.

この補正が必要な理由は以下の２点が考えられる。There are two possible reasons why this correction is necessary.

（イ）　この定電流電源回路の動作としては、平滑コン
デンサ６の充電電圧が上昇するに伴ってチョークコイル
５の両端に掛る電位差は漸次小さくなり、電流が流れ難
くなる傾向にある。(a) As for the operation of this constant current power supply circuit, as the charging voltage of the smoothing capacitor 6 increases, the potential difference applied to both ends of the choke coil 5 gradually decreases, and current tends to become difficult to flow.

にもかかわらず、平滑コンデンサ６に対して定電流を流
し続けようとするが、チョークコイル５に掛る電位差が
ますます小さくなるため、定電流を流し続けることが難
かしい状況となる。Despite this, an attempt is made to keep a constant current flowing through the smoothing capacitor 6, but as the potential difference across the choke coil 5 becomes smaller and smaller, it becomes difficult to keep the constant current flowing.

このため、この第３制御手段５０を付加しない場合に、
平滑コンデンサ６の充電電圧が予定値に達しないままス
イッチング素子４がオフになってしまう誤動作が起きた
。Therefore, when this third control means 50 is not added,
A malfunction occurred in which the switching element 4 was turned off before the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reached the expected value.

このために、この第５発明では平滑コンデンサ６の充電
電圧が上昇するに伴って電圧比較器２２の比較電圧Ｅに
補正電圧ΔＥを加え、この補正電圧ΔＥを漸次上昇させ
てスイッチング素子４０オン時間を長くする方向に補正
し、充電電流の低下を補正するように構成したものであ
る。For this purpose, in this fifth invention, as the charging voltage of the smoothing capacitor 6 increases, a correction voltage ΔE is added to the comparison voltage E of the voltage comparator 22, and this correction voltage ΔE is gradually increased to keep the switching element 40 on. This structure is configured to correct the decrease in the charging current by correcting the current in the direction of lengthening the charging current.

（ロ）一方、スイッチング素子４としてトランジスタを
用いた場合、トランジスタはよく知られているようにオ
ンの状態からオフに戻るとき遅れ時間（ストレージタイ
ムＴＤ）を持つ。このストレージタイムＴＤはオンして
いる時間の長さに関係なく一定であるため、ストレージ
タイムＴＤの影響は充電期間ＴＡの初期において太きい
。(b) On the other hand, when a transistor is used as the switching element 4, as is well known, the transistor has a delay time (storage time TD) when returning from an on state to an off state. Since this storage time TD is constant regardless of the length of time the battery is turned on, the influence of the storage time TD is large at the beginning of the charging period TA.

このため充電期間ＴＡの初期の状態に合わせて平滑コン
デンサ６の充電電圧の上昇特性を設定すると、充電期間
ｎの後期では充電電圧の上昇率が小さくなり、電圧の上
昇速度が遅くなる傾向となる。Therefore, if the rising characteristic of the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is set according to the initial state of the charging period TA, the rising rate of the charging voltage will become smaller in the latter half of the charging period n, and the rising speed of the voltage will tend to slow down. .

この遅れを補正するために電圧比較器２２の比較電圧Ｅ
に補正電圧ΔＥを加え、充電期間ｎの後期に向かうに従
って漸次スイッチング素子４のオン時間を延長させ、補
正するものである。In order to correct this delay, the comparison voltage E of the voltage comparator 22 is
A correction voltage ΔE is applied to the charge period n, and the on-time of the switching element 4 is gradually extended toward the latter half of the charging period n to perform correction.

なお、第Ｃ図に示した実施例では第３制御手段５０の他
に負荷３が短絡された場合にスイッチング素子４をオフ
に制御し、スイッチング素子４を保護する保護回路６０
を設けている。In addition to the third control means 50, in the embodiment shown in FIG.
has been established.

この保護回路６０は負荷３０両端に発生する電圧を検出
するトランジスタ６１と、このトランジスタ６１がオン
のときオフに保持され、駆動トランジスタ８０ベースを
共通電位から解放するトランジスタ６２とによって構成
することができる。This protection circuit 60 can be constituted by a transistor 61 that detects the voltage generated across the load 30, and a transistor 62 that is held off when this transistor 61 is on and releases the base of the drive transistor 80 from the common potential. .

この保護回路６０を設けたことによって負荷３０両端の
電圧、つまり負荷３が短絡されて平滑コンデンサ６の充
電電圧が全くゼロになった場合はトランジスタ６１がオ
フとなり、トランジスタ６２がオンとなって駆動トラン
ジスタ８０ベースを共通電位に落し、駆動トランジスタ
８をオフの状態に制御する。Due to the provision of this protection circuit 60, when the voltage across the load 30, that is, the load 3 is short-circuited and the charging voltage of the smoothing capacitor 6 becomes completely zero, the transistor 61 is turned off and the transistor 62 is turned on and driven. The base of transistor 80 is lowered to a common potential, and drive transistor 8 is controlled to be in an OFF state.

この結果、負荷３が短絡された場合、スイッチング素子
４はオフの状態に制御され、スイッチング素子４に過電
流が流れて破損することを防止する。As a result, when the load 3 is short-circuited, the switching element 4 is controlled to be in an OFF state, thereby preventing overcurrent from flowing through the switching element 4 and damaging it.

なお、負荷３が間欠的に動作し、平滑コンデンサ６に蓄
えられた電荷を消費するときは平滑コンデンサ６の電荷
は全て放出されることはなく、トランジスタ６１をオン
の状態に維持させる程度の電圧は残される。Note that when the load 3 operates intermittently and consumes the charge stored in the smoothing capacitor 6, the charge in the smoothing capacitor 6 is not completely released, but the voltage is high enough to keep the transistor 61 in the on state. is left behind.

ところで、この保護回路６０を設けたことによって電源
投入時に起動しない不都合が起きる。By the way, the provision of this protection circuit 60 causes the inconvenience that the device does not start up when the power is turned on.

このため、この実施例では起動回路７０を設けている。For this reason, a starting circuit 70 is provided in this embodiment.

この起動回路７０はダイオード７１と、抵抗器７２とに
よって構成することができ、抵抗器７２を通じてダイオ
ード７１のアノードに正極電圧Ｖｃｃを与え、ダイオー
ド７１を通じて平滑コンデンサ６にわずかな充電電流を
流す。This starting circuit 70 can be constituted by a diode 71 and a resistor 72, applies a positive voltage Vcc to the anode of the diode 71 through the resistor 72, and causes a small charging current to flow through the diode 71 to the smoothing capacitor 6.

電源投入時に平滑コンデンサ６の充電電圧はゼロとなっ
ているが、電源を投入することによって他の電源から正
極電源Ｖｃｃが与えられるから、この正極電源Ｖｃｃか
ら平滑コンデンサ６に充電電流が流れ、充電電圧を上昇
させる。When the power is turned on, the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is zero, but when the power is turned on, the positive power supply Vcc is given from another power supply, so a charging current flows from this positive power supply Vcc to the smoothing capacitor 6, and the charging Increase voltage.

平滑コンデンサ６の充電電圧がある値に達すると、保護
回路６０を構成するトランジスタ６１がオンとなり、ト
ランジスタ６２をオフに制御する。When the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reaches a certain value, the transistor 61 constituting the protection circuit 60 is turned on, and the transistor 62 is controlled to be turned off.

トランジスタ６２がオフになること如よって駆動トラン
ジスタ８１ベースは共通電位から解放され、オン、オフ
動作が可能となってスイッチング素子４０オン、オフ駆
動を開始する。By turning off the transistor 62, the base of the driving transistor 81 is released from the common potential, and becomes capable of on/off operation, thereby starting to drive the switching element 40 on/off.

「発明の効果」 以上説明したように、この発明によれば一時に大きな電
力を消費する負荷に対し、負荷が大きな電力を消費し平
滑コンデンサに充電していた電荷が一時に放出されたと
しても、直流供給源と平滑コンデンサとの間の電位差に
比例した電流が流れるのを制限し、平滑コンデンサに対
して平均して一定の電流を与えて充電するから直流供給
源より無理に大きな電流を引き出すことはない。"Effects of the Invention" As explained above, according to the present invention, even if the load consumes a large amount of power and the charge stored in the smoothing capacitor is released at one time, , restricts the flow of a current proportional to the potential difference between the DC supply source and the smoothing capacitor, and charges the smoothing capacitor with a constant current on average, drawing a current that is forcibly larger than that of the DC supply source. Never.

従って、直流供給源１の電圧を大きく変動させることは
ないから、直流供給源１に他の回路を負荷とし又接続し
ていても他の回路に電源電圧の変動を与えるおそれはな
い。Therefore, since the voltage of the DC supply source 1 is not greatly fluctuated, even if other circuits are connected to the DC supply source 1 as a load, there is no risk of fluctuations in the power supply voltage being applied to other circuits.

また、この発明では検出手段３１と第２制御手段１６を
設け、平滑コンデンサ６の充電電圧がポテンショメータ
３５から出力される基準電圧によって決まる予定値に達
すると、スイッチング素子４のオン、オフ動作を停止さ
せる構造としたから基準電圧を任意の値に設定すること
によって平滑コンデンサ６の充電終了電圧を直流供給源
１の電圧より低い任意の電圧に選定することができる。Further, in the present invention, a detection means 31 and a second control means 16 are provided, and when the charging voltage of the smoothing capacitor 6 reaches a predetermined value determined by the reference voltage output from the potentiometer 35, the on/off operation of the switching element 4 is stopped. Because of this structure, by setting the reference voltage to an arbitrary value, the charging end voltage of the smoothing capacitor 6 can be selected to be an arbitrary voltage lower than the voltage of the DC supply source 1.

よって、超音波発生器の電源として用いることにより超
音波の発生電力を自由に調整することができ、他の方法
によって超音波の発生エネルギを調整する場合と比較し
て安価に作ることができる。Therefore, by using it as a power source for an ultrasonic generator, the power of the ultrasonic wave can be freely adjusted, and it can be manufactured at a lower cost than when the energy of the ultrasonic wave is adjusted by other methods.

しかもこの発明では、平滑コンデンサの充電電圧を検出
し、この充電電圧の変化に追従して定電流を流すように
制御する構造としたから、負荷への電流供給路に電流検
出用抵抗器を直列に接続する必要がない。このためにス
イッチング電源回路２において損失の発生を小さ（する
ことができ効率のよい電源回路を提供することができる
。Moreover, in this invention, since the charging voltage of the smoothing capacitor is detected and the structure is controlled so that a constant current flows according to changes in this charging voltage, a current detection resistor is connected in series in the current supply path to the load. No need to connect to. For this reason, the occurrence of loss in the switching power supply circuit 2 can be reduced, and an efficient power supply circuit can be provided.

更に、この出願の特に第５発明によれば、平滑コンデン
サ６に対する充電電流の増加率を直線化するように補正
したから、平滑コンデンサ６の充電電圧の上昇が予定値
に達する前で停止するような誤動作が起きることが阻止
され、信頼性の高い電源装置を提供することができる。Furthermore, especially according to the fifth invention of this application, since the rate of increase in the charging current to the smoothing capacitor 6 is corrected to be linear, the increase in the charging voltage of the smoothing capacitor 6 is stopped before reaching a predetermined value. This prevents serious malfunctions and provides a highly reliable power supply device.

なお、上述では負荷としてレーダあるいは魚群探知装置
の発信器を例示したがその他に、例えば点滅を繰り返す
白熱球、ネオン灯の電源等としても用いることができる
。In the above description, a radar or a transmitter of a fish finder is used as an example of the load, but it can also be used, for example, as a power source for an incandescent bulb that repeatedly flashes, a neon light, or the like.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図はこの発明の一実施例を説明するだめの接続図、
第２図は第１図の動作を説明するための波形図、第３図
は第１図に示した実施例を更に具体化した具体例を示す
接続図、第４図はこの発明の他の実施例を示す接続図、
第５図は第４図に示した実施例の動作を説明するための
波形図、第６図はこの出願の第５発明の詳細な説明する
ための接続図、第７図は第６図に示した実施例の動作を
説明するための波形図、第８図は従来技術の欠点を説明
するための波形図、第９図は従来のスイッチング式定電
流電源の回路構造を説明するだめの接続図である。 １：直流供給源、２ニスイツチング式電源回路、３：負
荷、４ニスイツチング素子、５：チョークコイル、６：
平滑コンデンサ、７：ダンパーダイオード、８：駆動ト
ランジスタ、１に制御回路、１４：電圧検出手段、１５
：第１制御手段、１６：第２制御手段、１８ニトリガク
ロツク、１９：鋸歯状波発生用ＰＮＰ型トランジスタ、
２１：充放電コンデンサ、２２：電圧比較器、２３：放
電用トランジスタ、２４：第２制御手段を構成するフリ
ップフロップ、２６：第２制御手段を構成する駆動回路
、２９．３０＝第２制御手段を構成する出力トランジス
タ、４５：電圧−周波数変換手段、４６：パルス変換手
段、５０：第３制御手段。FIG. 1 is a connection diagram for explaining one embodiment of this invention.
2 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG. 1, FIG. 3 is a connection diagram showing a specific example that further embodies the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 4 is a waveform diagram for explaining the operation of FIG. A connection diagram showing an example,
5 is a waveform diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. 4, FIG. 6 is a connection diagram for explaining in detail the fifth invention of this application, and FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the embodiment shown in FIG. FIG. 8 is a waveform diagram to explain the operation of the illustrated embodiment, FIG. 8 is a waveform diagram to explain the drawbacks of the conventional technology, and FIG. 9 is a connection diagram to explain the circuit structure of a conventional switching type constant current power supply. It is a diagram. 1: DC supply source, 2-way switching power supply circuit, 3: Load, 4-way switching element, 5: Choke coil, 6:
smoothing capacitor, 7: damper diode, 8: drive transistor, 1: control circuit, 14: voltage detection means, 15
: first control means, 16: second control means, 18 Nitriga clock, 19: PNP transistor for sawtooth wave generation,
21: Charge/discharge capacitor, 22: Voltage comparator, 23: Discharge transistor, 24: Flip-flop constituting the second control means, 26: Drive circuit constituting the second control means, 29.30=Second control means 45: voltage-frequency conversion means, 46: pulse conversion means, 50: third control means.

Claims (5)

【特許請求の範囲】[Claims] （１）直流供給電源から与えられる電圧をスイッチング
素子によりオン、オフし、このオン、オフ動作によって
得られる電流をチョークコイルを介して平滑コンデンサ
に与え、平滑コンデンサに蓄えられた電荷を、間欠的に
電力を消費する負荷に与えるように構成されたスイッチ
ング電源装置において、 ａ、上記平滑コンデンサに蓄えられた充電電圧を基準電
圧と比較し、上記充電電圧が予定値に達しているか否か
を検出して出力する検出手段と、 ｂ、上記スイッチング素子をオン、オフ駆動する駆動信
号を発生し、上記平滑コンデンサの充電電圧の変化に追
従して上記スイッチング素子に与える駆動信号のオン、
オフ比を変化させ、上記平滑コンデンサを充電する電流
の平均値を一定値に維持させる制御を行う第１制御手段
と、 ｃ、上記検出手段が上記平滑コンデンサの充電電圧が予
定値に達していない状態を検出している間、上記第１制
御手段の駆動信号の発生を維持させ、上記平滑コンデン
サの充電電圧が予定値に達したとき、上記第１制御手段
の駆動信号の発生を停止させ、上記スイッチング素子を
オフに制御する第２制御手段と、 を具備する事を特徴とする定電流スイッチング電源装置
。(1) The voltage given from the DC power source is turned on and off by a switching element, the current obtained by this on and off operation is applied to the smoothing capacitor via the choke coil, and the charge stored in the smoothing capacitor is intermittently In a switching power supply device configured to supply power to a load that consumes power, a. Comparing the charging voltage stored in the smoothing capacitor with a reference voltage and detecting whether the charging voltage has reached a predetermined value. b. generating a drive signal for turning on and off the switching element, and turning on the drive signal applied to the switching element in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor;
a first control means for controlling the off ratio to maintain the average value of the current charging the smoothing capacitor at a constant value; c. the detecting means detects that the charging voltage of the smoothing capacitor has not reached a predetermined value; While detecting the state, the generation of the drive signal of the first control means is maintained, and when the charging voltage of the smoothing capacitor reaches a predetermined value, the generation of the drive signal of the first control means is stopped; A constant current switching power supply device comprising: second control means that controls the switching element to be turned off. （２）第１制御手段は一定周期のオン、オフ駆動信号を
発生し、このオン、オフ駆動信号の各周期内におけるオ
ン、オフ時間比を上記平滑コンデンサの充電電圧の変化
に追従して変化させ、上記平滑コンデンサに与える充電
電流の平均値が一定値となるように制御する制御手段と
したことを特徴とする請求項１記載の定電流スイッチン
グ電源装置。(2) The first control means generates an on/off drive signal with a constant period, and changes the on/off time ratio within each cycle of the on/off drive signal in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor. 2. The constant current switching power supply device according to claim 1, further comprising control means for controlling the charging current so that the average value of the charging current applied to the smoothing capacitor becomes a constant value. （３）第１制御手段は周期内のオン時間が一定なオン、
オフ駆動信号を発生し、このオン、オフ駆動信号の各周
期内のオン、オフ周期を上記平滑コンデンサの充電電圧
の変化に追従して変化させ、上記平滑コンデンサに与え
る充電電流の平均値が一定値となるように制御する制御
手段としたことを特徴とする請求項１記載の定電流スイ
ッチング電源装置。(3) The first control means is turned on with a constant on time within the cycle;
An OFF drive signal is generated, and the ON and OFF periods within each cycle of the ON and OFF drive signals are changed to follow changes in the charging voltage of the smoothing capacitor, so that the average value of the charging current given to the smoothing capacitor is constant. 2. The constant current switching power supply device according to claim 1, further comprising a control means for controlling the constant current switching power supply device so that the constant current switching power supply device has a constant current switching power supply. （４）第１制御手段は上記平滑コンデンサの充電電圧の
変化に追従してオン、オフ周期及びその周期内のオン時
間の双方が変化するオン、オフ駆動信号を発生し、この
オン、オフ駆動信号によって上記平滑コンデンサに与え
る充電電流の平均値が一定値となるように制御する制御
手段とした請求項１記載の定電流スイッチング電源装置
。(4) The first control means generates an on/off driving signal in which both the on/off period and the on time within the period change in accordance with changes in the charging voltage of the smoothing capacitor, and the on/off driving signal changes. 2. The constant current switching power supply device according to claim 1, further comprising control means for controlling the average value of the charging current applied to the smoothing capacitor to be a constant value in response to a signal. （５）上記第１制御手段に付加され第１制御手段の制御
特性を起動時点から漸次変化させ、平滑コンデンサに与
える充電電流の増加率を安定化するように制御する第３
制御手段を設けたことを特徴とする請求項１、２、３ま
たは４記載の定電流スイッチング電源装置。(5) A third control device that is added to the first control device and controls the control characteristics of the first control device to be gradually changed from the start-up time to stabilize the rate of increase in the charging current applied to the smoothing capacitor.
5. The constant current switching power supply device according to claim 1, further comprising a control means.