JP7498737B2 - 電源システム - Google Patents

Description

本発明は、電源システムに関する。

複数の電池モジュールを直列に接続して、負荷に電力を供給（力行）する電源装置が利用されている。電池モジュールに含まれる電池を二次電池とした場合、負荷側から電池へ充電（回生）を行うこともできる。このような電源装置において、ゲート駆動信号に基づいて各電池モジュールを負荷に接続したり、切り離したりするスイッチング回路を備えた電源装置が提案されている（特許文献１）。

特開２０１８－１７４６０７号公報

ところで、従来の電源システムでは、各相のストリングを構成する複数の電源モジュールのうち任意の電源モジュールを電圧指令値やオン時間に関係なく直列接続から外すことにより各電源モジュールに含まれる電池のＳＯＣを均等化している。一方、ＳＯＣを均等化するために直列接続から電源モジュールを外した状態において出力電圧の最大値を担保するためには電源モジュールを余分に設けておく必要があった。したがって、電源システムの製造コストが増加したり、電池の利用率の低下を招いたりするおそれがあった。

本発明の１つの態様は、電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、前記ゲート駆動信号に拠らず、前記直列接続から前記電池モジュールに含まれる前記電池を強制的に切り離す強制切り離し手段を備え、前記直列接続可能な前記電池による最大電圧と、出力されるべき電圧を示す電圧指令値と、に応じて前記直列接続から強制的に切り離し可能な前記電池モジュールに含まれる前記電池の個数を求め、前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離すことを特徴とする電源システムである。

本発明の別の態様は、電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、前記ゲート駆動信号に拠らず、前記直列接続から前記電池モジュールに含まれる前記電池を強制的に切り離す強制切り離し手段を備え、最大許容オン時間とオン時間指令に応じて前記直列接続から強制的に切り離し可能な前記電池モジュールに含まれる前記電池の個数を求め、前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離すことを特徴とする電源システムである。

ここで、前記直列接続可能な前記電池による最大電圧に対して出力電圧に余裕がある場合において、前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことが好適である。

また、放電時において、ＳＯＣが小さい順に前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことが好適である。

また、充電時において、ＳＯＣが大きい順に前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことが好適である。

また、少なくとも３組の前記電池モジュール群をＹ結線すると共に、それぞれ１２０°位相の異なる交流電圧を出力させることが好適である。

本発明によれば、余分に設ける電源モジュールを低減しつつ、電池を有効に利用できる電源システムを提供することができる。

本発明の実施の形態における電源装置の基本構成を示す図である。 本発明の実施の形態における電池モジュールの制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における電池モジュールの作用を示す図である。 本発明の実施の形態における電源装置の制御を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における強制切り離し制御の具体例を説明するタイムチャートである。 本発明の実施の形態における３相交流電源の構成を示す図である。 本発明の実施の形態における３相交流電源から出力される３相平衡時のストリング電圧を示す図である。 本発明の実施の形態における３相交流電源から出力される３相平衡時の相間電圧を示す図である。 本発明の実施の形態における相電圧、ストリング電流、電池電流及びデューティ比の時間変化の例を示す図である。 本発明の第１の制御方法における長周期制御のフローチャートを示す。 本発明の第１の制御方法における短周期制御のフローチャートを示す。 本発明の実施の形態における３相交流電源の具体的な構成例を示す図である。 本発明の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御のブロック図である。 本発明の実施の形態における３相交流電源の系統連系制御のブロック図である。 本発明の第２の制御方法における短周期制御のフローチャートを示す。 本発明の実施の形態におけるシミュレーションで使用した電池容量の母集団の分布を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＤＣアクティブバランス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるアクティブバランス制御なしのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるシミュレーションで使用した電池容量の母集団の分布を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるＤＣアクティブバランス制御のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態におけるアクティブバランス制御なしのシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における電池容量の使い切り率の平均値のシミュレーション結果を示す図である。 本発明の実施の形態における電池容量の使い切り率の最小値のシミュレーション結果を示す図である。

［電源回路の基本構成］
本実施の形態における電源回路１００（電源モジュール群）は、図１に示すように、電池モジュール１０２及び制御コントローラ１０４を含んで構成される。電源回路１００は、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）を含んで構成される。電源回路１００に含まれる複数の電池モジュール１０２は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される負荷（図示しない）に対して電力を供給（力行）し、又は、端子Ｔ１及びＴ２に接続される電源（図示しない）から電力を充電（回生）することができる。

電池モジュール１０２は、電池１０、チョークコイル１２、コンデンサ１４、第１スイッチ素子１６、第２スイッチ素子１８、ゲート駆動信号処理回路２０、ＡＮＤ素子２２、ＯＲ素子２４及びＮＯＴ素子２６を含んで構成される。本実施の形態において、各電池モジュール１０２は同一の構成を備える。各電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０は、制御コントローラ１０４による制御によって互いに直列に接続可能である。

電池１０は、少なくとも１つの二次電池を含む。電池１０は、例えば、リチウムイオン電池、ニッケル水素電池等を複数直列又は／及び並列接続した構成とすることができる。チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、電池１０からの出力を平滑化して出力する平滑回路（ローパスフィルタ回路）を構成する。すなわち、電池１０として二次電池を使用しているので、内部抵抗損失の増加による電池１０の劣化を抑制するため、電池１０、チョークコイルＬ及びコンデンサ１４によってＲＬＣフィルタを形成して電流の平準化を図っている。なお、チョークコイル１２及びコンデンサ１４は、必須の構成ではなく、これらを設けなくてもよい。

第１スイッチ素子１６は、電池１０の出力端を短絡するためのスイッチ素子を含む。本実施の形態では、第１スイッチ素子１６は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第２スイッチ素子１８は、電池１０と第１スイッチ素子１６との間において電池１０に直列接続される。本実施の形態では、第２スイッチ素子１８は、スイッチ素子である電界効果トランジスタに対して並列に環流ダイオードを接続した構成としている。第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号によってスイッチング制御される。なお、本実施の形態では、第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８は、電界効果トランジスタとしたが、ＩＧＢＴ等の他の種類のスイッチ素子を適用してもよい。

ゲート駆動信号処理回路２０は、制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２に入力されるゲート駆動信号に基づいて電池モジュール１０２を制御する回路である。ゲート駆動信号処理回路２０は、ゲート駆動信号を所定の時間だけ遅延させる遅延回路を含む。電源回路１００では、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）にそれぞれゲート駆動信号処理回路２０が設けられており、それらが直列接続されている。したがって、制御コントローラ１０４から入力されたゲート駆動信号は所定の時間ずつ遅延させられながら各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）に順次入力されることになる。ゲート駆動信号に基づく制御については後述する。

ＡＮＤ素子２２は、強制切断信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態から強制的に切り離す切断手段を構成する。また、ＯＲ素子２４は、強制接続信号に応じて電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続状態に強制的に接続する接続手段を構成する。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４は、制御コントローラ１０４から強制切断信号又は強制接続信号を受けて制御される。ＡＮＤ素子２２の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。また、ＯＲ素子２４の一方の入力端子には制御コントローラ１０４からの制御信号が入力され、他方の入力端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号が入力される。ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力される。また、ＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４からの出力信号は、ＮＯＴ素子２６を介して第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。

通常制御時において、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、ゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。これによって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と直列に接続された状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内の電池１０は他の電池モジュール１０２内の電池１０と切り離されたスルー状態となる。

強制切断時においては、制御コントローラ１０４は強制的に切り離す対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を送信する。制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号（強制切断信号）が入力される。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。

このような強制切断制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、電源回路１００の出力に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが低下するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、電源回路１００の充電に関与している電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣが増加するのに対して、電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることによって当該電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣを維持することができる。

強制接続時には、制御コントローラ１０４は強制的に接続する対象となる電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制接続信号を送信する。制御コントローラ１０４から電池モジュール１０２のＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号（強制接続信号）を入力する。これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。

このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。すなわち、電源回路１００が放電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの低下に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く低下させることができる。また、電源回路１００が充電状態にある場合、ゲート駆動信号に応じて断続的に直列接続される電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの増加に対して、強制接続状態にされた電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをより早く増加させることができる。

なお、本実施の形態における電源回路１００では、制御コントローラ１０４からＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４のいずれか又は両方を直接制御する構成としたが、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号処理回路２０を介してＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４を制御する構成としてもよい。

［通常制御］
以下、電源回路１００の制御について図２を参照して説明する。通常制御時において、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＡＮＤ素子２２に対して制御コントローラ１０４からハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力される。また、各電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のＯＲ素子２４に対して制御コントローラ１０４からロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力される。したがって、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がＮＯＴ素子２６を介して反転信号として入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはゲート駆動信号処理回路２０からのゲート駆動信号がそのまま入力される。

図２は、電池モジュール１０２ａの動作に関するタイムチャートを示す。また、図２では、電池モジュール１０２ａを駆動するゲート駆動信号Ｄ１のパルス波形、第１スイッチ素子１６のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ２、第２スイッチ素子１８のスイッチング状態を示す矩形波Ｄ３、及び、電池モジュール１０２ａにより出力される電圧Ｖ_ｍｏｄの波形Ｄ４を示している。

電池モジュール１０２ａの初期状態、すなわち、ゲート駆動信号が出力されていない状態では、第１スイッチ素子１６はオン状態、第２スイッチ素子１８はオフ状態である。そして、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号が電池モジュール１０２ａに入力されると、電池モジュール１０２ａはＰＷＭ制御によってスイッチング制御される。このスイッチング制御では、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが交互にオン状態／オフ状態にスイッチングされる。

図２に示すように、制御コントローラ１０４からゲート駆動信号Ｄ１が出力されると、このゲート駆動信号Ｄ１に応じて、電池モジュール１０２ａの第１スイッチ素子１６及び第２スイッチ素子１８が駆動される。第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりに応じたＮＯＴ素子２６からの信号の立ち下がりによって、オン状態からオフ状態に切り替わる。また、第１スイッチ素子１６は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。

一方、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がりから僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて、オフ状態からオン状態に切り替わる。また、第２スイッチ素子１８は、ゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がりと同時に、オン状態からオフ状態に切り替わる。このように、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とは交互にオン状態／オフ状態が切り替わるようにスイッチング制御される。

なお、第１スイッチ素子１６がゲート駆動信号Ｄ１の立ち下がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することと、第２スイッチ素子１８がゲート駆動信号Ｄ１の立ち上がり時に僅かな時間（デッドタイムｄｔ）遅れて動作することは、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオン状態となることを防止するためである。すなわち、第１スイッチ素子１６と第２スイッチ素子１８とが同時にオンして電池１０が短絡することを防止している。この動作を遅らせているデッドタイムｄｔは、例えば、１００ｎｓに設定しているが、適宜設定することができる。なお、デッドタイムｄｔ中は電流がダイオードを還流し、その還流したダイオードと並列にあるスイッチ素子がオンしたときと同じ状態になる。

このような制御によって、電池モジュール１０２ａは、ゲート駆動信号Ｄ１がオフ時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフ）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子から切り離される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力されない。この状態では、図３（ａ）に示すように、電池モジュール１０２ａの電池１０（コンデンサ１４）がバイパスされたスルー状態となっている。

また、ゲート駆動信号Ｄ１がオン時（すなわち、第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオン）では、コンデンサ１４及び電池１０が電池モジュール１０２ａの出力端子に接続される。したがって、出力端子には電池モジュール１０２ａから電圧が出力される。この状態では、図３（ｂ）に示すように、電池モジュール１０２ａにおけるコンデンサ１４を介して電圧Ｖ_ｍｏｄが出力端子に出力されている。

図１に戻り、制御コントローラ１０４による電源回路１００の制御について説明する。制御コントローラ１０４は、電池モジュール１０２の全体を制御する。すなわち、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを制御して電源回路１００としての出力電圧を制御する。

制御コントローラ１０４は、各電池モジュール１０２に対して矩形波のゲート駆動信号を出力する。ゲート駆動信号は、電池モジュール１０２ａに含まれるゲート駆動信号処理回路２０、電池モジュール１０２ｂに含まれるゲート駆動信号処理回路２０・・・と順次後段の電池モジュール１０２へと伝達される。すなわち、電源回路１００において直列に接続されている電池モジュール１０２の最上流側から順に所定の遅延時間ずつゲート駆動信号が遅延されて下流側へと伝達される。

通常制御時においては、ＡＮＤ素子２２に対してハイ（Ｈ）レベルの制御信号が入力され、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号が入力されているので、各電池モジュール１０２のゲート駆動信号処理回路２０から出力されたゲート駆動信号がそのまま第２スイッチ素子１８のゲート端子に入力され、ゲート駆動信号を反転した信号が第１スイッチ素子１６のゲート端子に入力される。したがって、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオフ状態及び第２スイッチ素子１８がオン状態となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに第１スイッチ素子１６がオン状態及び第２スイッチ素子１８がオフ状態となる。

すなわち、ゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と直列に接続された状態（接続状態）となり、ゲート駆動信号がロー（Ｌ）レベルのときに電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０は他の電池モジュール１０２内のコンデンサ１４及び電池１０と切り離されたスルー状態となる。

図４は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎのうち所定の個数を順次接続状態で動作させて電力を出力する制御シーケンスを示す。図４に示すように、ゲート駆動信号に応じて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが、一定の遅延時間を持って上流側から下流側に次々と駆動される。図４において、期間Ｅ１は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオフ、第２スイッチ素子１８がオンして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力している状態（接続状態）を示している。また、期間Ｅ２は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの第１スイッチ素子１６がオン、第２スイッチ素子１８がオフして、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎが出力端子から電圧を出力していない状態（スルー状態）を示す。このように、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定の遅延時間を持って順次駆動される。

図４を参照して、ゲート駆動信号や遅延時間の設定について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔは、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの遅延時間を合計することによって設定される。このため、遅延時間を長くするほどゲート駆動信号の周波数は低周波となる。逆に、遅延時間を短くするほどゲート駆動信号の周波数は高周波となる。どのように当該周波数（スイッチング周波数）を設定するかについて後述する。

以下では説明を簡単にするため、各電池モジュール１０２に対して強制切断及び強制接続を行わない場合について説明する。ゲート駆動信号の周期Ｔにおけるオン時比率Ｄ（オンデューティ）、すなわち、周期Ｔに対するゲート駆動信号がハイ（Ｈ）レベルにある時間Ｔ_ＯＮの比率は、電源回路１００の出力電圧／電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの合計電圧（各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合、電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール数）により算出される。すなわち、オン時比率Ｄ＝（電源回路１００の出力電圧）／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）となる。なお、厳密には、デッドタイムｄｔだけオン時比率がずれてしまうので、チョッパ回路で一般的に行われているようにフィードバックまたはフィードフォワードでオン時比率の補正を行うことが好適である。

電源回路１００の出力電圧は、上述したように、各電池モジュール１０２の電池電圧が等しい場合は、電池モジュール１０２の電池電圧に接続状態にある電池モジュール１０２の数を乗算した値によって表される。電源回路１００の出力電圧が、一つの電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れる値であれば、電池モジュール１０２がスルー状態から接続状態に切り替わる瞬間に、他の電池モジュール１０２が接続状態からスルー状態に切り替わるので、電池モジュール１０２の全体の出力電圧に変動はない。

しかし、電源回路１００の出力電圧が各電池モジュール１０２の電池電圧で割り切れない値であれば、電源回路１００の出力電圧（全体の出力電圧）が変動する。ただし、このときの変動振幅は１つの電池モジュール分の電圧であり、また、この変動周期は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール１０２の総数となる。電池モジュール１０２の総数を多くすることによって変動周期を短くすることができ、また、電源回路１００全体の寄生インダクタンスを大きな値とすることができるため、この電圧変動はフィルタされて電源回路１００の出力電圧を安定化させることができる。

次に、具体例について説明する。図４において、例えば、電源回路１００としての所望の出力電圧が４００Ｖ、各電池モジュール１０２の電池電圧が１５Ｖ、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ数が４０個、遅延時間が２００ｎｓであるとする。なお、この場合は、電源回路１００の出力電圧（４００Ｖ）が、電池モジュール１０２の電池電圧（１５Ｖ）で割り切れない場合に相当する。

これらの数値に基づくと、ゲート駆動信号の周期Ｔは、遅延時間×電池モジュール総数により算出されるので２００ｎｓ×４０個＝８μｓとなる。したがって、ゲート駆動信号は１２５ｋＨｚ相当の周波数の矩形波とされる。また、ゲート駆動信号のオン時比率Ｄは、電源回路１００の出力電圧／（電池モジュール１０２の電池電圧×電池モジュール１０２の総数）により算出されるので、オン時比率Ｄは、４００Ｖ／（１５Ｖ×４０個）≒０．６７となる。

これらの数値に基づいて、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎを順次駆動すると、電源回路１００として、図４中、矩形波状の出力電圧Ｈ１が得られる。この出力電圧Ｈ１は、３９０Ｖと４０５Ｖとの間で変動する。すなわち、出力電圧Ｈ１は、ゲート駆動信号の周期Ｔ／電池モジュール総数により算出される周期、すなわち８μｓ／４０個＝２００ｎｓ（５ＭＨｚ相当）で変動する。この変動は、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎの配線による寄生インダクタンスでフィルタリングされ、電源回路１００全体としては約４００Ｖの出力電圧Ｈ２として出力される。

なお、各電池モジュール１０２の第２スイッチ素子１８には、接続状態の場合に電流が流れ、図４に示すように、第２スイッチ素子１８の電流波形Ｊ１は矩形波になる。また、電池１０とコンデンサ１４はＲＬＣフィルタを形成しているので、各電池モジュール１０２内の電池１０にはフィルタリングされて平準化された電流Ｊ２が流れる。このように、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎにおいて電流波形は一様であり、また、全ての電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから均等に電流を出力することができる。

以上説明したように、電源回路１００を制御する際、最上流側の電池モジュール１０２ａに出力したゲート駆動信号を、下流側の電池モジュール１０２ｂに一定時間遅延して出力して、さらに、このゲート駆動信号を一定時間遅延して下流側の電池モジュール１０２に順次伝達するので、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎは、一定時間遅延しながら順次電圧をそれぞれ出力する。そして、これらの電圧が合計されることによって、電源回路１００としての電圧が出力される。これにより、電源回路１００から所望の電圧を出力させることができる。

電源回路１００によれば、ＤＣＤＣコンバータが不要になり、回路の構成を簡素化することができる。また、電力損失を生ずるバランス回路等も不要であり、電源回路１００の効率を向上させることができる。さらに、複数の電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎから略均等に電圧を出力しているので、特定の電池モジュール１０２に駆動が集中することもなく、電源回路１００の内部抵抗損失を低減することができる。

また、オン時比率Ｄを調整することによって、電池電圧の総和以下の所望の出力電圧を生成することが可能であり、電源回路１００としての汎用性を向上することができる。

［強制切り離し制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）のうち選択された電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に切り離す対象とする電池モジュール１０２のＡＮＤ素子２２及びＯＲ素子２４に対して強制切断信号を出力する。すなわち、強制切断の対象となる電池モジュール１０２に属するＡＮＤ素子２２に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力し、ＯＲ素子２４に対してロー（Ｌ）レベルの制御信号を出力する。これによって、ＡＮＤ素子２２からはロー（Ｌ）レベルが出力され、ＯＲ素子２４を介して、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってハイ（Ｈ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはロー（Ｌ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オン状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オフ状態とされ、該当する電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に切り離された状態（パススルー状態）となる。このような強制切り離し制御を用いることにより、特定の電池モジュール１０２内の電池１０が故障した場合に切り離しを行うことで動作を継続させることが可能となる。強制切断した場合におけるオン時比率Ｄは（電源回路１００の出力電圧）／（強制切断状態の電池モジュール１０２を除いた電池モジュール１０２の合計電圧）で表される。電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合、その故障した電池１０を除外して、正常な電池モジュール１０２のみを使用して、ゲート駆動信号の周期Ｔ、オン時比率Ｄを再設定することによって、所望の電圧を得ることができる。すなわち、電池モジュール１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ内の電池１０に故障が発生した場合でも、所望の電圧の出力を継続することができる。また、各電池モジュール１０２の電池容量にばらつきがある場合に電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が力行状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制切断状態とすることで、強制切断された電池１０は電力消費量（単位時間当たりの放電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、各電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

また、力行状態でなく、回生状態のときに電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に切り離す制御を行い、ＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０へ優先的に電力を回生させることで電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０への電力供給（単位時間当たりの充電電流積算量）が少なくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。さらに、充電容量の小さい電池モジュール１０２内の電池１０の過充電を防止することができる。

［強制接続制御］
次に、複数の電池モジュール１０２（１０２ａ，１０２ｂ，・・・１０２ｎ）内の電池１０のうち選択されたものを強制的に接続する制御について説明する。制御コントローラ１０４は、強制的に接続する対象とする電池モジュール１０２のＯＲ素子２４に強制接続信号を出力する。すなわち、強制接続の対象となる電池モジュール１０２に属するＯＲ素子２４にハイ（Ｈ）レベルの制御信号を出力する。

これによって、ＯＲ素子２４からはハイ（Ｈ）レベルが出力され、第１スイッチ素子１６のゲート端子にはＮＯＴ素子２６によってロー（Ｌ）レベルが入力され、第２スイッチ素子１８のゲート端子にはハイ（Ｈ）レベルが入力される。したがって、第１スイッチ素子１６は常時オフ状態となり、第２スイッチ素子１８は常時オン状態とされ、電池モジュール１０２内の電池１０はゲート駆動信号の状態によらず強制的に直列接続に繋がれた状態となる。このような強制接続制御は、電源回路１００における電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを抑制する制御に利用することができる。

例えば、電源回路１００が回生状態の場合、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に低い電池モジュール１０２内の電池１０を強制接続状態とすることで、強制接続された電池１０への回生電力による充電が優先的に行われ、単位時間当たりの充電電流積算量が多くなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０に対してバランスよく充電することができる。

また、回生状態でなく、力行状態のときに電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消する制御を行うこともできる。この場合、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０を強制的に接続する制御を行い、ＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０の消費電力量を大きくすることでＳＯＣのアンバランスを解消させる。すなわち、電池モジュール１０２内の電池１０の中からＳＯＣが相対的に高い電池モジュール１０２内の電池１０からの電力供給（単位時間当たりの放電電流積算量）が大きくなり、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣのアンバランスを解消することができる。その結果、電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣをＳＯＣ制御目標値に近づけることができる。また、電源回路１００に含まれるすべての電池モジュール１０２内の電池１０の充電エネルギーを効率良く使い切ることが可能となる。

［強制切り離しの具体例］
図５は、強制切り離し制御を適用した電源回路１００の電池モジュール１０２内の電池１０の各々の電池接続状態を表したタイムチャートの具体例を示す。説明を分かりやすくするため具体的な事例として１４個の電池モジュール１０２を用いた場合で説明している。

期間Ａでは、すべての電池モジュール１０２に対する強制切り離し指令をオフにして、すべての電池モジュール１０２がスイッチング制御されている状態である。各電池モジュール１０２では強制切り離し指令がオフの場合、ゲート駆動信号を遅延時間ｔｄｅｌａｙだけ遅延させて次の電池モジュール１０２に伝送させる。したがって、ゲート周期は（遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１４）となる。

制御コントローラ１０４からのゲート駆動信号ではオン時間として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８とされており、８個の電池モジュール１０２が同時に接続されるように制御されている。

一方、期間Ｂでは、上流から１０番目の電池モジュール１０２に対する強制切断信号がオンとされている。これにより、１０番目の電池モジュール１０２の出力電圧は０Ｖとなる。また、１０番目の電池モジュール１０２に付属するゲート駆動信号処理回路２０ではゲート駆動信号を遅延させず、次の１１番目の電池モジュール１０２に伝搬させる。これにより、制御コントローラ１０４から出力されたゲート駆動信号の立ち上がりエッジが再び制御コントローラ１０４に戻ってくるまでの周期が遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１３となり、遅延時間ｔｄｅｌａｙ×１分短くなる。制御コントローラ１０４では戻ってきたゲート駆動信号の立ち上がりエッジを検出して、次のゲート駆動信号として遅延時間ｔｄｅｌａｙ×８分だけオンになる信号を出力する。このようにして、期間Ｂにおいて常に８個の電池モジュール１０２が直列接続されて負荷に対して電圧を出力する。すなわち、期間Ｂにおいても期間Ａと同じ電圧を出力することができる。

１０番目の電池モジュール１０２が強制切断信号を受けると、ゲート駆動信号に関わらず１０番目の電池モジュール１０２が切り離されるタイミングはゲート駆動信号がオフとなった後に実行される。すなわち、電池モジュール１０２が接続状態の時に強制切断信号を受け取っても、ゲート駆動信号がオンの間は強制切り離し制御を実行せず、ゲート駆動信号がオフになってから強制切り離しが行われる。そして、次の周期でゲート駆動信号がオンになっても強制切り離し状態を継続させる。

期間Ｃに移り、１０番目の電池モジュール１０２の強制切断信号がオフにされると、１０番目の電池モジュール１０２ではゲート駆動信号にしたがった通常のスイッチング制御が再開される。ただし、１０番目の電池モジュール１０２に対するゲート駆動信号がオンのタイミングで強制切断信号がオフになっても直ちに電池モジュール１０２内の電池１０を直列接続させることはせず、ゲート駆動信号がオフになるタイミングを待って通常のスイッチング制御に戻す。これによって、瞬間的に９個の電池モジュール１０２が負荷に接続されることを防止することができる。

［第１の実施の形態（３相交流電源）］
図６は、電源回路１００を利用した３相交流電源２００の構成を示す。３相交流電源２００は、３組の電源回路１００を組み合わせて構成される。

３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）は、各ストリングの出力電圧極性が中性点で同じになるようにＹ結線される。図６では、３組の電源回路１００（ストリングａ，ストリングｂ，ストリングｃ）の負極側を中性点に接続されているが、すべてのストリングについて正極側が中性点に接続されるようにしてもよい。

３相交流電源２００では、ストリングａ～ｃの３組の電源回路１００の各々において電池モジュール１０２内の電池１０の接続数を制御することによって、それぞれ交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃを発生させる。電源回路１００の各々は０Ｖ以上の電圧しか発生させることができないので、図７に示すように、交流電圧Ｅ_ａ，Ｅ_ｂ，Ｅ_ｃとしてオフセットを持ち、それぞれ１２０°の位相差を有する電圧を発生させる。

なお、ストリングａ～ｃの各々で同じオフセット電圧を持った交流電圧を発生させることにより、図８に示すように、交流電圧である線間電圧Ｖ_ｕｖ，Ｖ_ｖｗ，Ｖ_ｗｕを生成させることができる。これにより、電源回路１００に含まれる電池モジュール１０２において４つのスイッチを用いたフルブリッジ回路を用いることなく、ハーフブリッジ回路を使用することで製造コストを低減できる。

図９（ａ）～図９（ｃ）は、それぞれ電源回路１００の相電圧Ｖ_ａ（ｔ）及びストリング電流Ｉ_ａ（ｔ）、電池電流Ｉ_ｂａｔ（ｔ）並びにデューティ比Ｄ（ｔ）の時間変化の例を示す。相電圧Ｖ_ａ（ｔ）、ストリング電流Ｉ_ａ（ｔ）、電池電流Ｉ_ｂａｔ（ｔ）及びデューティ比Ｄ（ｔ）はそれぞれ数式（１）～数式（４）で示される。

ここで、Ｖ_ｐｅａｋは相電圧ピーク値、ｆ_ｌは系統周波数である。

ここで、Ｉ_ｐｅａｋはストリング電流ピーク値、ｆ_ｌは系統周波数である。

ここで、Ｖ_ｏｆｔはオフセット電圧、Ｖ_ａｌｌはストリング総電圧である。

図９（ａ）に示す交流電圧及び交流電流を出力する際、電源回路１００内の電池１０には図９（ｂ）に示すような電池電流が流れる。また、その時のゲート駆動のデューティ比（オン時比率Ｄ）は図９（ｃ）に示すようになる。

交流波形生成の際、ゲート駆動のデューティ比（オン時比率Ｄ）に応じて各ストリングにおける電池１０の接続数が時間的に変化する。そこで、本実施の形態では、電池１０の接続数が少ない低デューティ比及び低出力電圧の状態において、所望の電池モジュール１０２を直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とすることにより電源回路１００のシステム内の電池１０の電流積算値を調整してＳＯＣを制御する。これにより、電源回路１００にＳＯＣ制御用として余裕の電池モジュール（電池）を設けることなく、ＳＯＣを均等化すると共に電池容量のより効率的な利用が可能となる。

［電源回路の第１の制御方法］
図１０及び図１１は、電源回路１００の第１の制御方法を示すフローチャートである。図１０は、系統周期（１０ｍｓ程度、例えば１６．６ｍｓ）に対して数百倍から数千倍の長周期での処理のフローチャートである。図１１は、系統周期より短い短周期（電流制御周期及びキャリア周期）での処理のフローチャートである。

長周期処理では、まず電源回路１００に含まれる電池１０のＳＯＣを取得する（ステップＳ１０）。そして、各ストリングの電池モジュール１０２内の電池１０のＳＯＣの状況から直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とする電池モジュール１０２の優先順位（パススルー優先順位）を決定する（ステップＳ１２）。

具体的には、電源回路１００が電力を出力する力行（放電）時には、ＳＯＣが小さい順に直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とする優先順位を定める。電源回路１００が電力を回収する回生（充電）時には、ＳＯＣが大きい順に直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とする優先順位を定める。

電流制御周期処理は、系統連系において交流電流を制御する処理である。短周期処理では、ステップＳ２０～Ｓ４０において電流制御周期にて処理が実行され、ステップＳ４２～Ｓ４４においてキャリア周期にて処理が実行される。

まず、ステップＳ２０～ステップＳ２８において、電源回路１００の各ストリングに対する電圧指令値及びオン時間指令値が算出される。まず、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓが０に初期化される（ステップＳ２０）。パス実行数Ｎ_ｐａｓｓは、電源回路１００の各ストリングにおいて直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とする電池モジュール１０２の数を示す。

ストリングａ～ｃの出力端は、フィルタ２０２に接続される。フィルタ２０２は、図１２に示すように、連系リアクトルＬ_ｍ（Ｌ_ｍｕ，Ｌ_ｍｖ，Ｌ_ｍｗ）、フィルタコンデンサＣ_ｆ（Ｃ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗ）及びフィルタリアクトルＬ_ｆ（Ｌ_ｆｕ，Ｌ_ｆｖ，Ｌ_ｆｗ）を含んで構成することができる。フィルタ２０２は、ストリングａ～ｃの各相に設けられる。フィルタコンデンサは中性点接続される。フィルタ２０２の出力はトランス２０４の２次側に接続されている。フィルタ２０２とトランス２０４との間にリレーを設けてもよい。

また、ストリングａ～ｃの出力電流を測定するために電流センサ（Ｉ_ａ、Ｉ_ｂ、Ｉ_ｃ）が設けられる。電流センサは２相だけ設置し、残りの１相は測定した２つの相電流から算出するようにしてもよい。たとえば、ａ相の電流Ｉ_ａとｂ相の電流Ｉ_ｂを測定している場合、ｃ相の電流Ｉ_ｃは数式（５）にて算出することができる。

また、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサ電圧を測定する電圧センサ（Ｖ_ｕ、Ｖ_ｖ、Ｖ_ｗ）が設けられる。フィルタコンデンサ電圧を測定することで、系統の各相電圧を測定できる。

以下、三相交流電源２００の系統連系制御の詳細について説明する。図１３及び図１４に系統連系制御のブロック図を示す。

図１３において、ストリングａ～ｃの電圧指令値の算出について説明する。まず、フィルタ２０２の３つのフィルタコンデンサＣ_ｆｕ，Ｃ_ｆｖ，Ｃ_ｆｗに設けた電圧センサにより測定した系統相電圧の測定値Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを用いて、ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ）により系統電圧の位相θｇを算出する。

次に、電圧位相θｇと系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗによりａｂｃ／ｄｑ変換を行うことでｄｑ軸電圧ｖ_ｄ、ｖ_ｑを算出する。ａｂｃ／ｄｑ０変換は数式（６）及び数式（７）により行うことができる。ここで、数式（６）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃに系統相電圧Ｖ_ｕ，Ｖ_ｖ，Ｖ_ｗを代入すればよい。

また、数式（６）のｕ_ａ，ｕ_ｂ，ｕ_ｃにストリングａ～ｃの出力電流Ｉ_ａ，Ｉ_ｂ，Ｉ_ｃを代入してｄｑ変換を行うことでｄ軸電流ｉ_ｄ、ｑ軸電流ｉ_ｑを算出することができる。

次に、ｄｑ軸の電流指令値を求める。三相交流電源２００の全体に対する指令電力Ｐとすると、ｄ軸電圧ｖｄと指令電力Ｐを用いて、数式（８）からｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍを算出する。なお、ｑ軸電流指令値ｉ_ｑｃｏｍは、無効電力をゼロに制御する場合は０に設定する。

次に、ｄ軸指令電流ｉ_ｄｃｏｍ及びｑ軸指令電流ｉ_ｑｃｏｍとｄ軸電流ｉ_ｄ及びｑ軸電流ｉ_ｑを用いて、ＰＩ制御によりｄｑ軸指令電圧フィードバック項ｖｄｆｂ^＊およびｖｑｆｂ^＊を算出する。これらのフィードバック項をｖｄ指令フィードフォワード項およびｖｑ指令フィードフォワード項に加算することで、ｄｑ軸電圧指令値ｖ_ｄ ^＊、ｖ_ｑ ^＊を算出する。さらに、ｄｑ軸から三相のａｂｃ軸への変換を行うことによって各ストリング電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}（Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊）を算出する。ｄｑ／ａｂｃ変換は、数式（９）を用いればよい。

次に、ストリング電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}を用いて、数式（１０）を用いてａ相、ｂ相、ｃ相の電源回路１００のオン時間指令Ｔ_ｏｎ（ｔ_ｏｎ＿ａ，ｔ_ｏｎ＿ｂ，ｔ_ｏｎ＿ｃ）を算出する。

ここで、Ｖ^＊ _ａｂｃはａ相、ｂ相、ｃ相の各電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}（Ｖ_ａ ^＊、Ｖ_ｂ ^＊、Ｖ_ｃ ^＊）のいずれか、Ｖ_{ｓｔ＿ｏｆｆｓｅｔ}は電圧指令オフセット値、ｔ_{ｄｅｌａｙ}は各電源回路モジュールにおけるＧａｔｅ信号の遅延時間、Ｖ_{ｂ＿ａｖｅ＿ａｂｃ}は電源回路１００であるストリングａ，ｂ，ｃの各々の電池モジュール平均電圧である。ストリングａ，ｂ，ｃの各々の電圧指令値に加算するオフセット値はａ相，ｂ相，ｃ相で同じ値に設定することが好適である。

以下の処理は、ストリング毎に行う。以下では、ストリング毎のｔ_ｏｎ＿ａ，ｔ_ｏｎ＿ｂ，ｔ_ｏｎ＿ｃを単にオン時間指令Ｔ_ｏｎと示す。次に、オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}が算出される（ステップＳ３０）。オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}は、数式（１１）に示すように、各ストリングａ，ｂ，ｃにおける最大オン時間Ｔ_ａｌｌから数式（１０）で算出されたオン時間指令Ｔ_ｏｎ（ｔ_ｏｎ＿ａ，ｔ_ｏｎ＿ｂ，ｔ_ｏｎ＿ｃ）を減算した値である。

オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}と１つの電池モジュール１０２における遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}とが比較され（ステップＳ３２）、オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}が遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}より大きければステップＳ３４に処理が移行され、オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}が遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}以下であればステップＳ３８に処理が移行される。すなわち、電池モジュール１０２が１つ接続されると遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}分だけオン時間指令Ｔ_ｏｎが増加するので、遅延時間Ｔ_{ｄｅｌａｙ}以上のオン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}があればパススルーが可能と判断される。ステップＳ３４に処理が移行されると、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓが１だけ加算され（ステップＳ３４）、オン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}からオン時間指令Ｔ_ｏｎを減算した値を新たなオン時間余裕Ｔ_{ｍａｒｇｉｎ}とする処理が行われる（ステップＳ３６）。ステップＳ３２～ステップＳ３６の処理を繰り返すことによってパス実行数Ｎ_ｐａｓｓが算出される。

ステップＳ３８に処理が移行されると、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓがパス実行最大数Ｎ_{ｐａｓｓ，ｍａｘ}以上であるか否かが判定される（ステップＳ３８）。パス実行数Ｎ_ｐａｓｓがパス実行最大数Ｎ_{ｐａｓｓ，ｍａｘ}以上であれば、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓがパス実行最大数Ｎ_{ｐａｓｓ，ｍａｘ}とされる（ステップＳ４０）。ここで、パス実行最大数Ｎ_{ｐａｓｓ，ｍａｘ}は、ＡＣアクティブバランスにおけるパスが実行できる電池モジュール１０２の最大数を設定すればよい。

以上の処理によって、オン時間指令Ｔ_ｏｎとパス実行数Ｎ_ｐａｓｓが求められ、これらの値に基づいてゲート信号の波形が生成される。すなわち、図１１に示すように、各ストリングに対するゲート周期Ｔｇａｔｅにおいてオン時間指令Ｔ_ｏｎの期間だけハイレベルとなるパルス波形であるゲート信号が生成される（ステップＳ４２）。このようにして、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓが確定され、長周期処理において求めた電池モジュール１０２の優先順位（パススルー優先順位）にしたがって当該パス実行数Ｎ_ｐａｓｓの数の電池モジュール１０２を直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とする（ステップＳ４４）。

［電源回路の第２の制御方法］
上記第１の制御方法ではオン時間指令Ｔ_ｏｎに基づいてパス実行数Ｎ_ｐａｓｓを決定する処理としたが、電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}に基づいてパス実行数Ｎ_ｐａｓｓを決定する処理としてもよい。

図１５は、電源回路１００の第２の制御方法を示すフローチャートである。第２の制御方法における長周期処理は、第１の制御方法と同様であるので説明を省略する。図１５は、系統周期より短い短周期（電流制御周期及びキャリア周期）での処理のフローチャートである。

短周期処理では、ステップＳ２０～Ｓ２６、ステップＳ４６～Ｓ５２、ステップＳ３８～Ｓ４０において電流制御周期にて処理が実行され、ステップＳ４２～Ｓ４４においてキャリア周期にて処理が実行される。

まず、ステップＳ２０～ステップＳ２６において、電源回路１００の各ストリングから出力するべき電圧に対する指令値である電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}が算出される。当該処理は、上記第１の制御方法と同様であるので説明を省略する。

次に、電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}が算出される（ステップＳ４６）。電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}は、数式（１２）に示すように、各ストリングａ，ｂ，ｃにおける最大電圧（各ストリングから出力可能な電池総電圧）Ｖ_ａｌｌから電圧指令値Ｖ_{ｓｔｒ，ｃｏｍ}を減算した値である。

電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}と１つの電池モジュール１０２における出力電圧を示すカートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇとが比較され（ステップＳ４８）、電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}がカートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇより大きければステップＳ５０に処理が移行され、電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}がカートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇ以下であればステップＳ３８に処理が移行される。すなわち、電池モジュール１０２が１つ接続されるとカートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇ分だけ出力電圧が増加するので、カートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇ以上の電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}があればパススルーが可能と判断される。ステップＳ５０に処理が移行されると、パス実行数Ｎ_ｐａｓｓが１だけ加算され（ステップＳ５０）、電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}からカートリッジ電圧Ｖ_ｃｔｒｇを減算した値を新たな電圧余裕Ｖ_{ｍａｒｇｉｎ}とする処理が行われる（ステップＳ５２）。ステップＳ４８～ステップＳ５２の処理を繰り返すことによってパス実行数Ｎ_ｐａｓｓが算出される。

パス実行数Ｎ_ｐａｓｓが算出された後のステップＳ３８～ステップＳ４４の処理は上記第１の制御方法と同様であるので説明を省略する。

［本実施の形態における作用・効果］
図１６～図２３は、ストリングの各々において電池モジュール１０２の電池容量の使い切り率をシミュレーションした結果を示す。

２つの正規分布の重ね合わせ状態で容量が分布している電池モジュール１０２の分布（図１６及び図２０）を母集団として、その中からランダムにＮ個の電池モジュール１０２を選択し、選択されたＮ個の電池モジュール１０２でストリングを構成してシミュレーションを行った。電池モジュール１０２の２つの分布は、それぞれ電池容量の平均値が７０Ａｈ及び標準偏差が５Ａｈの分布１と電池容量の平均値が１００Ａｈ及び標準偏差が５Ａｈの分布２とした。シミュレーションは、本実施の形態における制御を行った場合（ＡＣアクティブバランス制御）、従来のＤＣアクティブバランス制御を行った場合、アクティブバランス制御を行わなかった場合の３つの条件について行った。シミュレーションでは、電池を使用し、いずれか１つの電池が最低容量に到達した時点ですべての電池使用を終了し、その時に残っている各電池モジュール１０２のカートリッジ容量を使い残し容量とし、初期容量からどれだけ使い切れたかを電池容量の使い切り率として算出した。このような処理を繰り返し１万回行い、電池容量の使い切り率の分布及び平均値を計算した。

図１７～図１９は、ストリングに余裕のバッファ電池を有する電池モジュール１０２を設けなかったストリングの構成においてＡＣアクティブバランス制御を行った場合、ＤＣアクティブバランス制御を行った場合及びアクティブバランス制御を行わなかった場合をそれぞれ示す。

図１８及び図１９に示すように、ストリングにバッファ電池を設けない構成では、ＤＣアクティブバランス制御では電池モジュール１０２を直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とすることができず、アクティブバランス制御なしとほぼ同じ電池容量の使い切り率の分布を示した。ＤＣアクティブバランス制御では電池容量の使い切り率の平均値は約７３％、最小値は約６２％となり、アクティブバランス制御なしでは電池容量の使い切り率の平均値は約７３％、最小値は約６０％となった。これに対して、図１７に示すように、本実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御では、ストリングにバッファ電池を設けない構成においても電池容量の使い切り率が高くなった。ＡＣアクティブバランス制御では、電池容量の使い切り率の平均値は約９２％、最小値は約８７％となった。

図２１～図２３は、ストリングに１個のバッファ電池を有する電池モジュール１０２を設けたストリングの構成においてＡＣアクティブバランス制御を行った場合、ＤＣアクティブバランス制御を行った場合及びアクティブバランス制御を行わなかった場合をそれぞれ示す。

ストリングにバッファ電池を１つ設けた構成では、ＤＣアクティブバランス制御においても電池モジュール１０２を直列接続から強制的に切り離された状態（パススルー状態）とすることができる。これによって、図２２及び図２３に示すように、ＤＣアクティブバランス制御ではアクティブバランス制御なしよりも電池容量の使い切り率が向上した。ＤＣアクティブバランス制御では電池容量の使い切り率の平均値は約８７％、最小値は約８２％となり、アクティブバランス制御なしでは電池容量の使い切り率の平均値は約７６％、最小値は約６６％となった。さらに、図２１に示すように、本実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御では、ストリングにバッファ電池を１つ設けた構成において電池容量の使い切り率はより向上した。ＡＣアクティブバランス制御では、電池容量の使い切り率の平均値は約９７％、最小値は約９２％となった。

図２４及び図２５は、シミュレーションの結果を纏めて示す。図２４は、電池容量の使い切り率の平均値を纏めた結果を示す。また、図２５は、電池利用料の使い切り率の最小値を纏めた結果を示す。図２４及び図２５において、塗り潰しされたバーはストリングにバッファ電池を設けない構成（ストリングを２０個の電池モジュール１０２で構成）における結果を示し、ハッチングされたバーはストリングにバッファ電池を１つ設けた構成（ストリングを２１個の電池モジュール１０２で構成）における結果を示す。

本実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御を適用することによって、ストリングにバッファ電池を設けない構成においても電池容量の使い切り率の平均値を９０％以上にすることができた。また、本実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御と従来のＤＣアクティブバランス制御とを比べた場合、バッファ電池を設けない構成では電池容量の使い切り率を１８．５％向上させることができ、バッファ電池を１つ設けた構成では電池容量の使い切り率を９．５％向上させることができた。

すなわち、本実施の形態におけるＡＣアクティブバランス制御を適用することによって、ストリングを構成する電池モジュール１０２に含まれる電池の電池容量をより効率良く使い切ることができた。

１０ 電池、１２ チョークコイル、１４ コンデンサ、２０ ゲート駆動信号処理回路、２２ ＡＮＤ素子、２４ ＯＲ素子、２６ ＮＯＴ素子、１００ 電源回路、１０２（１０２ａ，１０２ｂ） 電池モジュール、１０４ 制御コントローラ、２００ ３相交流電源、２０２ フィルタ、２０４ トランス。

Claims (5)

1. 電池を有する電池モジュールを複数含んだ電池モジュール群を複数組使用し、制御コントローラからのゲート駆動信号に基づいて複数の前記電池モジュール内の前記電池を相互に直列接続可能である電源システムであって、
   前記ゲート駆動信号に拠らず、前記直列接続から前記電池モジュールに含まれる前記電池を強制的に切り離す強制切り離し手段を備え、
   最大許容オン時間とオン時間指令に応じて前記直列接続から強制的に切り離し可能な前記電池モジュールに含まれる前記電池の個数を求め、前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離すことを特徴とする電源システム。
2. 請求項１に記載の電源システムであって、
   前記直列接続可能な前記電池による最大電圧に対して出力電圧に余裕がある場合において、前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことを特徴とする電源システム。
3. 請求項１又は２に記載の電源システムであって、
   放電時において、ＳＯＣが小さい順に前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことを特徴とする電源システム。
4. 請求項１～３のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   充電時において、ＳＯＣが大きい順に前記強制切り離し手段によって前記個数の前記電池を前記直列接続から強制的に切り離す処理を行うことを特徴とする電源システム。
5. 請求項１～４のいずれか１項に記載の電源システムであって、
   少なくとも３組の前記電池モジュール群をＹ結線すると共に、それぞれ１２０°位相の異なる交流電圧を出力させることを特徴とする電源システム。

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