JP7497198B2 - 高調波抑制装置および電源装置 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、交流系統へ流れる高調波を抑制する高調波抑制装置およびその高調波抑制装置を介して上記交流系統に接続される電源装置に関する。

従来、交流を直流、または直流を交流に変換する電力変換装置には、３相２レベル変換器が適用されてきた。３相２レベル変換器は、直流から３相交流を出力する電力変換装置を構成する上で必要最小限の半導体スイッチ素子６個で構成されるため、小型・低コスト化を図ることができる。

一方、その出力電圧波形は、入力直流電圧をＶdcとしたとき、相ごとに、＋Ｖdc／２と－Ｖdc／２の２値の切替（スイッチング）をＰＷＭ（パルス幅変調）で行い、疑似的に交流波形が生成された波形となっており、多分にスイッチングに起因する高調波を含んでいる。この高調波を低減するため、３相交流の出力側にリアクトルやコンデンサで構成されるフィルタを挿入する対策がとられる。しかしながら、交流系統（電力系統や配電系統）に流れ出す高調波成分が他の機器に悪影響を及ぼさないレベルまで高調波を低減するためには、フィルタの容量が大きくなり、それに伴うコスト上昇および重量増加を招いていた。

また、フィルタを小型化することを目的に、スイッチングを高周波化することもあるが、スイッチングに伴う電力損失が増大するとともに、損失に伴う発熱量が大きくなる。そこで、電力変換器の冷却性能をさらに上げる必要が生じたりする。

これに対し、モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ；Modular Multilevel Converter）のように、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧を出力する複数の単位変換器を直列接続（カスケード接続）し、これら単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより、高調波を低減することができる、正弦波に近い波形の交流電圧を生成し出力する電力変換器の開発および実用化が進んでいる。このようなマルチレベル変換器の出力を系統ラインに供給することにより、上記のようなフィルタを設けることなく高調波を抑制することができる。各単位変換器のスイッチング周波数を高める必要もないので、スイッチングによる電力損失も低減できる。

マルチレベル変換器の各単位変換器は、交流系統に接続される複数のスイッチ素子およびこれらスイッチ素子に接続されるコンデンサ（フローティングコンデンサ）を有し、交流系統とコンデンサとの間の通電を各スイッチ素子のオン，オフで切替えることにより、複数レベルの直流電圧を出力する。

米国特許第6075350号明細書『Power Line Conditioner Using Cascade Multilevel Inverters For Voltage Regulation, Reactive Power Correction, and Harmonic Filtering』

萩原 誠、赤木泰文 著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）の分類と比較」、閉成２０年電気学会産業応用部門大会、１－４５ 萩原 誠、赤木泰文 著、「モジュラー・マルチレベル変換器（ＭＭＣ）のＰＷＭ制御法と動作検証」、電気学会論文誌Ｄ，１２８巻７号，２００８

マルチレベル変換器は、各単位変換器の出力電圧を足し合わせることで正弦波に近い所望の波形の交流電圧を生成し出力しながら、その交流電圧に応じた交流電流を出力する。したがって、マルチレベル変換器は、交流電圧と交流電流の積である交流電力を発生する。この交流電力には脈動分が含まれており、その脈動分が各単位変換器のコンデンサに保持される。

交流電力の脈動分が各単位変換器のコンデンサに保持されたまま残ると、そのコンデンサの電圧も脈動し、その脈動がスイッチ素子の耐圧を超えた場合はスイッチ素子が破壊される可能性がある。対策として、大きな容量のコンデンサを各単位変換器のコンデンサとして用いなければならず、コストの上昇を招いてしまう。

本発明の実施形態の目的は、マルチレベル変換器の各単位変換器において大きな容量のコンデンサを用いることなく高調波を抑制できる高調波抑制装置および電源装置を提供することである。

請求項１の高調波抑制装置は、それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第１単位変換器を直列接続し、一端が３相交流系統のＵ相と負荷との間のラインに接続される第１マルチレベル変換器；それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第２単位変換器を直列接続し、一端が前記３相交流系統のＶ相と前記負荷との間のラインに接続される第２マルチレベル変換器； それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第３単位変換器を直列接続し、一端が前記３相交流系統のＷ相と前記負荷との間のラインに接続される第３マルチレベル変換器を備え；前記第１マルチレベル変換器の他端、前記第２マルチレベル変換器の他端、および前記第３マルチレベル変換器の他端を相互接続し；前記各第１単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第１マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＵ相に供給し；前記各第２単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第２マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＶ相に供給し；前記各第３単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第３マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＷ相に供給するものであって；前記３相交流系統のＵ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＵ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第１単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第１マルチレベル変換器で生成し出力させる第１制御手段と；前記３相交流系統のＶ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＶ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第２単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第２マルチレベル変換器で生成し出力させる第２制御手段と；前記３相交流系統のＷ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＷ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第３単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第３マルチレベル変換器で生成し出力させる第３制御手段と；を備える。

請求項４の電源装置は、請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の高調波抑制装置が接続される前記３相交流系統と前記負荷との間に接続されるもので、前記３相交流系統の交流電圧を整流する整流回路と、十分な大きさのインダクタンスを有し前記整流回路の出力端と前記負荷との間に介在する直流リアクトルと、前記整流回路の出力端に前記直流リアクトルを介して接続されたコンデンサと、を備える。

一実施形態の構成を示すブロック図。 一実施形態における各単位変換器の構成を示す図。 一実施形態における３レベル変調のスイッチングのための各スイッチ素子のオン，オフパターンを示す図。 一実施形態における３レベル変調のスイッチングを行うためのＰＷＭ制御を説明するための図。 ２レベル変調のスイッチングのための各スイッチ素子のオン，オフパターンを参考として示す図。 ２レベル変調のスイッチングを行った場合の各単位変換器における電流の流れを参考として示す図。 一実施形態における制御部の要部の構成を示すブロック図。 一実施形態における交流電圧および負荷電流の波形を示す図。 一実施形態による３次高調波と９次高調波の重畳が仮にない場合の電圧・電流の波形を示す図。 一実施形態による３次高調波と９次高調波の重畳がある場合の電圧・電流の波形を示す図。

本発明の一実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、３相交流系統（電力系統や配電系統を含む）１の系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに高調波電流抑制装置１０を介して電源装置２が接続され、その電源装置２の出力端に負荷である電気機器６が接続されている。電源装置２は、ダイオード３ａ～３ｆをブリッジ接続してなり３相交流系統１の交流電圧を全波整流する３相整流回路３、この３相整流回路３の出力端に直流リアクトル４を介して接続された直流コンデンサ５を含み、電気機器６に直流電圧を供給する。直流リアクトル４は、十分な大きさのインダクタンスを有し、整流回路３の出力端と電気機器６との接続間に介在する。

高調波電流抑制装置１０は、バッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗ、これらバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗをそれぞれ介して系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに一端が接続され他端が相互接続（星形結線）されたマルチレベル変換器（第１，第２，第３マルチレベル変換器）１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ、系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗにおけるバッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗの接続位置より負荷側の位置に配置され３相交流系統１の交流電圧（系統電圧ともいう）Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗおよび負荷２に流れる電流（負荷電流という）ＩLu，ＩLv，ＩLwを検出する検出器１３、バッファリアクトル１１ｕ，１１ｖ，１１ｗとマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗとの間の通電路に配置されそのマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給される補償電流（出力電流ともいう）Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwを検出する検出器１４、これら検出器１３，１４の検出結果に応じてマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの出力を制御する制御部１５を含む。

マルチレベル変換器１２ｕは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（第１単位変換器；ブリッジセルまたはＰＷＭコンバータともいう）２１ｕ，２２ｕ，２３ｕを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcu0を生成し出力する。なお、本実施形態では３個の単位変換器を用いた例で説明する。

マルチレベル変換器１２ｖは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（第２変換器）２１ｖ，２２ｖ，２３ｖを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｖ，２２ｖ，２３ｖの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcv1，Ｖcv2，Ｖcv3を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcv0を生成し出力する。

マルチレベル変換器１２ｗは、それぞれが複数レベル（マルチレベル）の直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の単位変換器（第３変換器）２１ｗ，２２ｗ，２３ｗを直列接続してなるいわゆる多直列変換器クラスタであり、単位変換器２１ｗ，２２ｗ，２３ｗの出力電圧（セル出力電圧）Ｖcw1，Ｖcw2，Ｖcw3を足し合わせた電圧たとえば正弦波に近い波形の交流電圧Ｖcw0を生成し出力する。

単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの構成を図２に示す。
単位変換器２１ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ１ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ１ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ１ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ１ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ１、このコンデンサＣ１の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２１ａを含み、スイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｂの相互接続点を出力端子Ｐ１とし、スイッチ素子Ｑ１ｃ，Ｑ１ｄの相互接続点を出力端子Ｎ１とし、複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu1をスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのスイッチングにより選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄは例えばＩＧＢＴである。

単位変換器２２ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ２ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ２ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ２ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ２ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ２、このコンデンサＣ２の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２２ａを含み、スイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｂの相互接続点を出力端子Ｐ２としてスイッチ素子Ｑ２ｃ，Ｑ２ｄの相互接続点を出力端子Ｎ２とし、複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu2をスイッチ素子Ｑ２ａ～Ｑ２ｄのスイッチングにより選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ２ａ～Ｑ２ｄは例えばＩＧＢＴである。

単位変換器２３ｕは、スイッチ素子（第１スイッチ素子）Ｑ３ａおよびスイッチ素子（第２スイッチ素子）Ｑ３ｂを直列接続してなる第１スイッチングレグ、スイッチ素子（第３スイッチ素子）Ｑ３ｃおよびスイッチ素子（第４スイッチ素子）Ｑ３ｄを直列接続してなり上記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサＣ３、このコンデンサＣ３の電圧（コンデンサ電圧）Ｖｃを検知する電圧検知器２３ａを含み、スイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｂの相互接続点を出力端子Ｐ３としてスイッチ素子Ｑ３ｃ，Ｑ３ｄの相互接続点を出力端子Ｎ３とし、複数レベル（正レベル・零レベル・負レベル）の直流電圧Ｖcu3をスイッチ素子Ｑ３ａ～Ｑ３ｄのスイッチングにより選択的に生成し出力する。スイッチ素子Ｑ３ａ～Ｑ３ｄは例えばＩＧＢＴである。

交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｃをオフすることにより、コンデンサＣ１に対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄを通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu1（＝０）が出力端子Ｐ１，Ｎ１間に生じる。交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ２ｂ，Ｑ２ｄをオフすることにより、コンデンサＣ２に対するバイパス用の通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃを通して形成され、零レベルのセル出力電圧Ｖcu2（＝０）が出力端子Ｐ２，Ｎ２間に生じる。零レベルのセル出力電圧の生成については、単位変換器２１ｕのようにスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｄをオンする場合と、単位変換器２２ｕのようにスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｃをオンする場合の２通りの方法があり、どちらの方法を用いてもよい。

交流電圧Ｅｕの正レベル期間において、単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオフすることにより、コンデンサＣ３に対する通電路が実線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄを通して形成され、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝＋Ｖｃ）が出力端子Ｐ３，Ｎ３間に生じる。また、交流電圧Ｅｕの負レベル期間において、単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオフすることで、コンデンサＣ３に対する通電路が破線矢印で示すようにスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃを通して形成され、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく負レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝－Ｖｃ）が出力端子Ｐ３，Ｎ３間に生じる。

単位変換器２１ｕの出力端子Ｐ１が上記バッファリアクトル１１ｕを介して系統ラインＬｕに接続され、その単位変換器２１ｕの出力端子Ｎ１に単位変換器２２ｕの出力端子Ｐ２が接続され、その単位変換器２２ｕの出力端子Ｎ２に単位変換器２３ｕの出力端子Ｐ３が接続され、その単位変換器２３ｕ出力端子Ｎ３が当該マルチレベル変換器１２ｕの他端として他のマルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗの他端と相互接続（星形結線）されている。この単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの直列接続（カスケード接続）により、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3を足し合わせた電圧Ｖcu0が系統ラインＬｕに供給される。図２の例ではＶcu0＝“０”＋“０”＋“＋Ｖｃ”＝＋Ｖｃとなる。

スイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフパターンとセル出力電圧Ｖcu1との関係を図３に示す。高調波を低減するためにマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから出力すべき交流電圧指令値は、３相交流系統１の交流電圧Ｅｕと同期した略正弦波の電圧となる。

マルチレベル変換器１２ｕにおける単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの構成について説明したが、この構成は他のマルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗにおける単位変換器についても同じである。

３レベル変調のスイッチングを行うための制御部１５のパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）を図４に示す。

すなわち、制御部１５は、所望の交流電圧をマルチレベル変換器１２ｕで生成させるための交流電圧指令値（第１交流電圧指令値）Ｖcu sinθを設定し、この交流電圧指令値Ｖcu sinθの電圧レベルと単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの個数と同じ３つの三角波キャリア信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３の電圧レベルとを比較するパルス幅変調により、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ３ｄに対する３レベル変調のスイッチングのための駆動信号を生成する。交流電圧指令値Ｖcu sinθによってマルチレベル変換器１２ｕで生成させる交流電圧は、３相交流系統１のＵ相から負荷２に流れる電流ＩLuに含まれる高調波の打消し用として３相交流系統１のＵ相の交流電圧Ｅｕとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｕにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減するために３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧である。

同様に、制御部１５は、所望の交流電圧をマルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗでそれぞれ生成させるための交流電圧指令値（第２，第３交流電圧指令値）Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθを設定し、この交流電圧指令値Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθの電圧レベルと三角波キャリア信号Ｖｔ１，Ｖｔ２，Ｖｔ３の電圧レベルとをそれぞれ比較するパルス幅変調により、単位変換器２１ｖ～２３ｖ，２１ｗ～２３ｗのそれぞれスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ３ｄに対する３レベル変調のスイッチングのための駆動信号を生成する。交流電圧指令値Ｖcv sinθによってマルチレベル変換器１２ｖで生成させる交流電圧は、３相交流系統１のＶ相から負荷２に流れる電流ＩLvに含まれる高調波の打消し用として３相交流系統１のＶ相の交流電圧Ｅｖとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｖにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動の低減用として３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧である。交流電圧指令値Ｖcw sinθによってマルチレベル変換器１２ｗで生成させる交流電圧は、３相交流系統１のＷ相から負荷２に流れる電流ＩLvに含まれる高調波の打消し用として３相交流系統１のＷ相の交流電圧Ｅｗとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｗにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動の低減用として３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧である。

なお、単位変換器２１ｕから正レベル・負レベルのセル出力電圧Ｖcu1を得るためのスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフを２レベル変調という。この２レベル変調のスイッチングを行う場合のスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄのオン，オフパターンとセル出力電圧Ｖcu1との関係を参考として図５に示す。

また、この２レベル変調のスイッチングを行った場合の単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕにおける電流の流れを参考として図６に示している。すなわち、単位変換器２１ｕのスイッチ素子Ｑ１ｂ，Ｑ１ｃをオンしてスイッチ素子Ｑ１ａ，Ｑ１ｄをオフすることにより、コンデンサＣ１の電圧Ｖｃに基づく負レベルのセル出力電圧Ｖcu1（＝－Ｖｃ）が出力端子Ｐ１，Ｎ１間に生じる。単位変換器２２ｕのスイッチ素子Ｑ２ａ，Ｑ２ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ２ｂ，Ｑ２ｃをオフすることにより、コンデンサＣ２の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu2（＝＋Ｖｃ）が出力端子Ｐ２，Ｎ２間に生じる。単位変換器２３ｕのスイッチ素子Ｑ３ａ，Ｑ３ｄをオンしてスイッチ素子Ｑ３ｂ，Ｑ３ｃをオフすることにより、コンデンサＣ３の電圧Ｖｃに基づく正レベルのセル出力電圧Ｖcu3（＝＋Ｖｃ）が出力端子Ｐ３，Ｎ３間に生じる。

２レベル変調の場合、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕからそれぞれ２つのレベルのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3が得られるだけであり、しかも常にコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に電流が流れるので電力損失が大きいという課題がある。

これに対し、３レベル変調の場合、単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕからそれぞれ３つのレベルのセル出力電圧Ｖcu1，Ｖcu2，Ｖcu3が得られることに加え、零レベルの出力に際してはコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３に電流が流れないので電力損失が小さいという利点がある。

とくに、交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθによってマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗで生成させる交流電圧は、負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとほぼ同じ波形を有し且つコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減させるために３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧である。

負荷電流ＩLuに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｕとほぼ同じ波形を有する交流電圧は、図９に示すように、きれいな正弦波の交流電圧Ｖcu0となる。負荷電流ＩLvに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｖとほぼ同じ波形を有する交流電圧、および負荷電流ＩLwに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｗとほぼ同じ波形を有する交流電圧も、同様にきれいな正弦波の交流電圧Ｖcv0，Ｖcw0となる。

負荷電流ＩLuに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｕとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｕにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減させるために３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧は、図１０に示すように、図９に示した正弦波の波形の正側ピーク部分および負側ピーク部分にそれぞれ突出状の歪み波形が加わった交流電圧Ｖcu0となる。負荷電流ＩLvに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｖとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｖにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減させるために３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧、および負荷電流ＩLwに含まれる高調波の打消し用として交流電圧Ｅｗとほぼ同じ波形を有し且つマルチレベル変換器１２ｗにおけるコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減させるために３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳してなる交流電圧も、同様に正弦波の波形の正側ピーク部分および負側ピーク部分にそれぞれ突出状の歪み波形が加わった交流電圧Ｖcv0，Ｖcw0となる。

正弦波の波形の正側ピーク部分および負側ピーク部分にそれぞれ突出状の歪み波形が加わった交流電圧Ｖcu0，Ｖcv0，Ｖcw0がマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されても、３相交流系統１側から見た系統ライン相互間の線間電圧（Ｕ相―Ｖ相間電圧、Ｖ相―Ｗ相間電圧、Ｕ相―Ｗ相間電圧）は互いに歪みが相殺された状態のきれいな正弦波となる。線間電圧が互いに歪みが相殺された状態のきれいな正弦波となるので、歪み波形の交流電圧Ｖcu0，Ｖcv0，Ｖcw0がマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給されても、その歪み波形がマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから出力される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwに影響を与えることはない。つまり、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給される補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwに影響を与えることなく、コンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動を低減することができる。

このような交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθを設定する具体的な制御手段として、制御部１５は、図７に示す電圧バランス制御部３１、補償電流制御部３２、ＰＷＭ制御部３３、および指令値補正部３４を含む。

まず、補償電流制御部３２は、検出器１３で検出される交流電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗとほぼ同じ波形の交流電圧をマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗでそれぞれ生成させるための交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθを初期設定する。

電圧バランス制御部３１は、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの単位変換器２１ｕ～２３ｗにおける全てのコンデンサ電圧（電圧検知器２１ａ，２２ａ，２３ａの検知電圧）Ｖｃを取込み、マルチレベル変換器１２ｕにおける単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃが互いに同じ値にバランスするように、かつマルチレベル変換器１２ｖにおける単位変換器２１ｖ，２２ｖ，２３ｖのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃが互いに同じ値にバランスするように、かつマルチレベル変換器１２ｗにおける単位変換器２１ｗ，２２ｗ，２３ｗのそれぞれコンデンサ電圧Ｖｃが互いに同じ値にバランスするように、補償電流制御部３２における交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθの初期設定を調整する。

そして、補償電流制御部３２は、検出器１３で検出される負荷電流ＩLu，ＩLv，ＩLwに含まれる高調波成分を検出し、検出した高調波成分を打ち消すためにマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗから系統ラインＬｕ，Ｌｖ，Ｌｗに供給するべき補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwの目標値を設定し、検出器１４で検出される実際の補償電流Ｉcu，Ｉcv，Ｉcwがその目標値となるよう、上記初期設定した交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθを補正する。この補正後の交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθが指令値補正部３４を介してＰＷＭ制御部３３に供給される。

ＰＷＭ制御部３３は、上記した３レベル変調により、マルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗの単位変換器２１ｕ～２３ｗに対するスイッチング用の駆動信号を生成する。

指令値補正部３４は、３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧を重畳した交流電圧をコンデンサＣ１，Ｃ２，Ｃ３の電圧脈動の低減用としてマルチレベル変換器１２ｕ，１２ｖ，１２ｗで生成させるべく、補償電流制御部３２から出力される交流電圧指令値Ｖcu sinθ，Ｖcv sinθ，Ｖcw sinθの振幅Ｖcu，Ｖcv，Ｖcwおよび位相θを補正する。３相交流系統１の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧とは、例えば“３”の奇数倍の数次の高調波電圧であり、具体的には３次高調波電圧および９次高調波電圧である。

３次高調波電圧Ｖ3は、交流電圧指令値Ｖcu sinθに含まれる基本波の振幅Ｖcuおよび位相θから、Ｖ3＝Ｋ3×Ｖcu×sin3θである。９次高調波電圧Ｖ9は、Ｖ9＝Ｋ9×Ｖcu×sin9θである。

直流リアクトル４のインダクタンスが十分に大きい場合の負荷電流ＩLuの波形は、図８に示すように、交流電圧Ｅｕの正レベル期間において矩形状の直流電流波形となり、交流電圧Ｅｕの負レベル期間において矩形状の直流電流波形となり、高調波を多く含む。

負荷電流ＩLuの基本波の実効値をＩoとすると、その負荷電流ＩLuに含まれる高調波を打ち消すための補償電流Ｉcuは、
Ｉcu＝0.284×√2×Ｉo（－sin5ωt／5－sin7ωt／7＋sin11ωt／11＋…）と表わすことができる。ωtは基本波の周波数である。

単位変換器２１ｕのセル出力電圧Ｖcu1は、初期設定の交流電圧指令値Ｖcu sinθを単位変換器２１ｕ，２２ｕ，２３ｕの段数Ｎ（＝３）で除算した値となる。
Ｖcu1＝√2×Ｖcu×sinωt／Ｎ
ここで、補償電流Ｉcuの１１次までを考慮すると、単位変換器２１ｕにおける電力の脈動Ｐは、
Ｐ＝Ｖcu1×Ｉcu＝Ｉo×Ｖcu×（－77cos4ωt＋22cos6ωt＋55cos8ωt＋35cos10ωt＋35cos12ωt）／（5×7×11）／Ｎとなる。

コンデンサＣ１に流れる電流Ｉcu1は、コンデンサ電圧がＶｃなので、
Ｉcu1＝Ｐ／Ｖｃとなる。

Ｖcu＝200√3、ＩO＝53A、Ｖｃ＝70Vを仮定すると、コンデンサＣ１に流れる電流（コンデンサ電流）Ｉcu1の実効値は5.8Armsとなる。

３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9が重畳した場合のセル出力電圧Ｖcu1は、
Ｖcu1＝√2×Ｖcu×（sinωt＋Ｘ×sin3ωt＋Ｙ×sin9ωt）／Ｎとなる。Ｘ，Ｙは係数である。

ここで、４次の項を例に電流が小さくできることを示す。コンデンサ電流Ｉcu1の４次の項は、
Ｉo×Ｖcu×（－77cos4ωt）／（5×7×11）／Ｎとなり、
さらにＩo×Ｖcu×［（55Ｘ＋77Ｙ－77）cos4ωt］／（5×7×11）／Ｎとなり、３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9の係数であるＸおよびＹを適切に選べば、コンデンサ電流を小さくすることができる。

つまり、３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9を重畳することで、４次高調波を打ち消すことができる。

仮に３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9を重畳しない場合のマルチレベル変換器１２ｕの出力電圧Ｖcu0、マルチレベル変換器１２ｕが出力する補償電流Ｉcu、単位変換器２１ｕにおけるコンデンサ電圧Ｖｃ・コンデンサ電流Ｉｃの波形を図９に示し、３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9を重畳した場合のマルチレベル変換器１２ｕの出力電圧Ｖcu0、マルチレベル変換器１２ｕが出力する補償電流Ｉcu、単位変換器２１ｕにおけるコンデンサ電圧Ｖｃ・コンデンサ電流Ｉｃの波形を図１０に示す。３次高調波電圧Ｖ3と９次高調波電圧Ｖ9を重畳することにより、マルチレベル変換器１２ｕの出力電圧Ｖcu0の波形に歪みを生じさせている。

係数Ｘ，Ｙを適切に選ぶことができれば、コンデンサ電流Ｉｃの実効値を最小にすることができる。例えば、Ｘ＝－0.26およびＹ＝－0.039を選定した場合、セル出力電圧Ｖcu1をコンデンサ電圧Ｖｃ以下に抑制しつつ、コンデンサ電流Ｉｃを4.4A以下に低減できる。

したがって、マルチレベル変換器１２ｕが発生する交流電力の脈動分が単位変換器２１ｕのコンデンサＣ１に保持されたまま残っても、それによるコンデンサ電圧Ｖｃの脈動を十分に抑制することができる。コンデンサ電圧Ｖｃの脈動分がスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄの耐圧を超えてスイッチ素子Ｑ１ａ～Ｑ１ｄが破壊される不具合を未然に防ぐことができる。ひいては、大きな容量のコンデンサＣ１を用いる必要がなくなり、よってコストの上昇を回避できる。

この効果は、マルチレベル変換器１２ｖ，１２ｗにおいても同様に得ることができる。

なお、上記実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…系統電源、２…負荷、１０…高調波抑制装置、１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ…マルチレベル変換器、１３，１４…検出器、１５…制御部、２１ｕ，２２ｕ，２３ｕ…単位変換器、２１ｖ，２２ｖ，２３ｖ…単位変換器、２１ｗ，２２ｗ，２３ｗ…単位変換器、Ｑ１ａ～Ｑ１ｄ…スイッチ素子、Ｃ１，Ｃ２,Ｃ３…コンデンサ、Ｑ２ａ～Ｑ２ｄ…スイッチ素子、Ｑ３ａ～Ｑ３ｄ…スイッチ素子

Claims (4)

1. それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第１単位変換器を直列接続し、一端が３相交流系統のＵ相と負荷との間のラインに接続される第１マルチレベル変換器、
   それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第２単位変換器を直列接続し、一端が前記３相交流系統のＶ相と前記負荷との間のラインに接続される第２マルチレベル変換器、
   それぞれがスイッチ素子およびコンデンサを含み複数レベルの直流電圧をスイッチングにより選択的に生成し出力する複数の第３単位変換器を直列接続し、一端が前記３相交流系統のＷ相と前記負荷との間のラインに接続される第３マルチレベル変換器、
   を備え、
   前記第１マルチレベル変換器の他端、前記第２マルチレベル変換器の他端、および前記第３マルチレベル変換器の他端を相互接続し、
   前記各第１単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第１マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＵ相に供給し、
   前記各第２単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第２マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＶ相に供給し、
   前記各第３単位変換器の出力電圧を足し合わせることにより正弦波に近い波形の交流電圧を前記第３マルチレベル変換器で生成して前記３相交流系統のＷ相に供給する、
   高調波抑制装置であって、
   前記３相交流系統のＵ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＵ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第１単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第１マルチレベル変換器で生成し出力させる第１制御手段と、
   前記３相交流系統のＶ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＶ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第２単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第２マルチレベル変換器で生成し出力させる第２制御手段と、
   前記３相交流系統のＷ相から前記負荷に流れる電流に含まれる高調波の打消し用として前記３相交流系統のＷ相交流電圧とほぼ同じ波形を有し且つ前記各第３単位変換器の前記コンデンサの電圧脈動を低減させるために前記３相交流系統の電源周波数の“３”の奇数倍の周波数の電圧である３次高調波電圧および９次高調波電圧が重畳された交流電圧を、前記第３マルチレベル変換器で生成し出力させる第３制御手段と、
   を備える高調波抑制装置。
2. 前記各第１単位変換器、前記各第２単位変換器、および前記各第３単位変換器は、それぞれ、第１および第２スイッチ素子を直列接続してなる第１スイッチングレグ、第３および第４スイッチ素子を直列接続してなり前記第１スイッチングレグに並列接続された第２スイッチングレグ、この第２スイッチングレグに並列接続されたコンデンサを含み、前記第１および第２スイッチ素子の相互接続点と前記第３および第４スイッチ素子の相互接続点を出力端子とし、この出力端子と前記コンデンサとの間で第１通電路を形成することによる正レベルの直流電圧、前記出力端子と前記コンデンサとの間で第２通電路を形成することによる負レベルの直流電圧、前記出力端子と前記コンデンサとの間で通電路を形成しないことによる零レベルの直流電圧を前記第１から第４スイッチ素子のスイッチングにより選択的に出力する、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
3. 前記第１制御手段は、前記各第１単位変換器の個数と同じ複数のキャリア信号を第１交流電圧指令値でパルス幅変調することにより前記各第１単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成し、
   前記第２制御手段は、前記各第２単位変換器の個数と同じ複数のキャリア信号を第２交流電圧指令値でパルス幅変調することにより前記各第２単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成し、
   前記第３制御手段は、前記各第３単位変換器の個数と同じ複数のキャリア信号を第３交流電圧指令値でパルス幅変調することにより前記各第３単位変換器に対するスイッチング用の駆動信号を生成する、
   請求項１に記載の高調波抑制装置。
4. 請求項１から請求項３のいずれか一項に記載の高調波抑制装置が接続される前記３相交流系統と前記負荷との間に接続される電源装置であって、
   前記３相交流系統の交流電圧を整流する整流回路と、
   十分な大きさのインダクタンスを有し前記整流回路の出力端と前記負荷との間に介在する直流リアクトルと、
   前記整流回路の出力端に前記直流リアクトルを介して接続されたコンデンサと、
   を備える電源装置。

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