JP7461395B2 - METHOD FOR TRANSMITTING AND RECEIVING SYNCHRONIZATION SIGNAL IN A WIRELESS COMMUNICATION SYSTEM AND APPARATUS THEREFOR - Google Patents

Description

本発明は、無線通信システムに関し、より詳しくは端末が同期信号（synchronization signal）を送受信するための方法及びこれを支援する装置に関する。 The present invention relates to a wireless communication system, and more particularly to a method for a terminal to transmit and receive a synchronization signal, and an apparatus for supporting the same.

移動通信システムは、ユーザの活動性を保証しながら音声サービスを提供するために開発された。しかしながら、移動通信システムは音声だけでなく、データサービスまで領域を拡張し、現在には爆発的なトラフィックの増加によって資源の不足現象が引起こされ、ユーザがより高速のサービスを要求するので、より発展した移動通信システムが要求されている。 Mobile communication systems were developed to provide voice services while ensuring user activity. However, the scope of mobile communication systems has expanded beyond voice to include data services, and now, with the explosive growth in traffic causing resource shortages and users demanding faster services, there is a demand for more advanced mobile communication systems.

次世代の移動通信システムの要求条件は大きく、爆発的なデータトラフィックの収容、ユーザ当たり転送率の画期的な増加、大幅増加した連結デバイス個数の収容、非常に低い端対端遅延（End-to-End Latency）、高エネルギー効率を支援できなければならない。そのために、二重連結性（Dual Connectivity）、大規模多重入出力（Massive MIMO：Massive Multiple Input Multiple Output）、全二重（In-band Full Duplex）、非直交多重接続（ＮＯＭＡ：Non-Orthogonal Multiple Access）、超広帯域（Super wideband）支援、端末ネットワーキング（Device Networking）など、多様な技術が研究されている。 The requirements for the next generation of mobile communication systems are huge, and they must be able to accommodate explosive data traffic, dramatically increase the data rate per user, accommodate a significantly increased number of connected devices, support very low end-to-end latency, and high energy efficiency. To achieve this, various technologies are being researched, including Dual Connectivity, Massive Multiple Input Multiple Output (MIMO), In-band Full Duplex, Non-Orthogonal Multiple Access (NOMA), super wideband support, and Device Networking.

本明細書は、無線通信システムにおいて同期信号を送受信する方法を提案する。 This specification proposes a method for transmitting and receiving synchronization signals in a wireless communication system.

本明細書は、同期信号に適用されるサブキャリア間隔（subcarrier spacing）、ＣＰ長（Cyclic Prefix length）、または帯域幅（bandwidth）などを考慮して同期信号のシーケンスを設定及び割り当てる方法を提案する。 This specification proposes a method for setting and allocating a synchronization signal sequence by considering subcarrier spacing, CP length, or bandwidth applied to the synchronization signal. .

より具体的に、本明細書は、同期信号（例えば、ＰＳＳ、ＳＳＳ）に適用されるサブキャリア間隔とデフォルトサブキャリア間隔（default subcarrier spacing）が同じか又は異なるように設定される場合、同期信号のシーケンスを生成及び資源領域にマッピング（mapping）する方法を提案する。 More specifically, this specification provides that if the subcarrier spacing applied to the synchronization signal (e.g., PSS, SSS) and the default subcarrier spacing are set to be the same or different, the synchronization signal We propose a method for generating and mapping sequences of information to resource areas.

また、本明細書は、セル識別子（cell identifier）を区分するために用いられる同期信号のシーケンス（例えば、ＰＳＳシーケンス、ＳＳＳシーケンス）を生成及び資源領域にマッピングする方法を提案する。 This specification also proposes a method for generating and mapping a sequence of a synchronization signal (e.g., a PSS sequence, an SSS sequence) used to distinguish cell identifiers to a resource region.

本発明で達成しようとする技術的課題は以上で言及した技術的課題に制限されず、言及しない更に他の技術的課題は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。 The technical problems to be achieved by the present invention are not limited to the technical problems mentioned above, and other technical problems not mentioned can be understood by those having ordinary knowledge in the technical field to which the present invention pertains from the following description. It should be clearly understood.

本明細書の実施形態に係る、無線通信システムにおいて基地局が同期信号を転送する方法において、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定するステップと、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するステップと、を含み、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。 In a method for a base station to transmit a synchronization signal in a wireless communication system according to an embodiment of the present specification, the method includes a step of determining a sequence for a primary synchronization signal (PSS) and a sequence for a secondary synchronization signal (SSS), and a step of transmitting the PSS and the SSS in a terminal based on the sequence for the PSS and the sequence for the SSS, and the number of sequences for the SSS can be set to be the same as the number of cell identifiers.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムにおいて支援される多数のサブキャリア間隔のいずれか１つに設定され、前記多数のサブキャリア間隔は、１５・２ⁿ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数でありえる。 Furthermore, in the method according to one embodiment of the present specification, the subcarrier spacing of the PSS and the subcarrier spacing of the SSS are set to any one of a number of subcarrier spacings supported in the wireless communication system, and the number of subcarrier spacings is expressed as ^15.2n kHz, where n may be a positive integer including 0.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳに関連するＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）のサブキャリア間隔は、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔と同じに設定することができる。 Further, in the method according to one embodiment of the present specification, a subcarrier interval of a PBCH (Physical Broadcast Channel) related to the PSS and the SSS is the same as a subcarrier interval of the PSS and a subcarrier interval of the SSS. Can be set to the same.

また、本明細書の実施形態に係る前記方法において、前記ＳＳＳが転送されるシンボルは、前記ＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）が転送されるシンボルと連続して配置することができる。 Furthermore, in the method according to the embodiment of the present specification, the symbol to which the SSS is transmitted may be arranged consecutively to the symbol to which the PBCH (Physical Broadcast Channel) is transmitted.

また、本明細書の実施形態に係る前記方法において、前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じでありえる。 Furthermore, in the method according to the embodiment of the present specification, the sequence for the SSS is generated by a product between a first sequence and a second sequence, and the length of the first sequence and the length of the second sequence may each be the same as the length of the sequence for the SSS.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定することができる。また、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値であることができる。 Furthermore, in the method according to one embodiment of the present specification, the number of candidates for the first sequence can be set to be greater than the number of candidates for the second sequence. Furthermore, the number of sequences for the SSS can be a product value between the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンス及びと前記第２シーケンスとの間の積は、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素間の積でありえる。 Furthermore, in the method according to one embodiment of the present specification, the product between the first sequence and the second sequence may be a product between each element of the first sequence and each element of the second sequence.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスの内、いずれか１つは、Ｍシーケンスでありえる。 Further, in the method according to an embodiment of the present specification, one of the first sequence and the second sequence may be an M sequence.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値と、特定の循環シフトに基づいて生成することができる。 Furthermore, in the method according to one embodiment of the present specification, the M sequence can be generated based on a specific initial value and a specific cyclic shift.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のいずれかと同じに設定することができる。 Further, in the method according to an embodiment of the present specification, the polynomial for the sequence for the PSS is a first polynomial for the first sequence and a second polynomial for the second sequence. You can set it to be the same as either.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記方法において、前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式がｘ（ｎ）である場合、ｘ（０）は０であり、ｘ（１）は、１であり、ｘ（２）は、１であり、ｘ（３）は０であり、ｘ（４）は、１であり、ｘ（５）は、１であり、ｘ（６）は、1であり、前記第１多項式がｘ_０（ｎ）である場合、ｘ_０（０）は1であり、ｘ_０（１）は、０であり、ｘ_０（２）は０であり、ｘ_０（３）は０であり、ｘ_０（４）は、０であり、ｘ_０（５）は、０であり、ｘ_０（６）は０であり、前記第２多項式がｘ_１（ｎ）である場合、ｘ_１（０）は１であり、ｘ_１（１）は、０であり、ｘ_１（２）は０であり、ｘ_１（３）は０であり、ｘ_１（４）は、０であり、ｘ_１（５）は、０であり、ｘ_１（６）は、０でありえる。 Also, in the method according to one embodiment of the present specification, when a polynomial for a sequence for the PSS is x(n), x(0) is 0, x(1) is 1, x(2) is 1, x(3) is 0, x(4) is 1, x(5) is 1, and x(6) is 1; when the first polynomial is x ₀ (n), x ₀ (0) is 1, x ₀ (1) is 0, x ₀ (2) is 0, x ₀ (3) is 0, x ₀ (4) is 0, x ₀ (5) is 0, and x ₀ (6) is 0; when the second polynomial is x ₁ (n), x ₁ (0) is 1, x ₁ (1) is 0, x ₁ (2) is 0, x ₁ (3) is 0, and x ₁ (4) can be 0, x ₁ (5) can be 0, and x ₁ (6) can be 0.

本明細書の１つの実施形態に係る無線通信システムで、同期信号を転送する基地局において、無線信号を送受信するための送受信部と、前記送受信部と機能的に接続されているプロセッサと、を含み、前記プロセッサは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス（sequence）とＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するように制御し、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。 In a wireless communication system according to an embodiment of the present specification, a base station that transfers a synchronization signal includes a transmitting/receiving unit for transmitting and receiving a wireless signal, and a processor functionally connected to the transmitting/receiving unit. The processor determines a sequence for a PSS (Primary Synchronization Signal) and a sequence for an SSS (Secondary Synchronization Signal), and based on the sequence for the PSS and the sequence for the SSS, the processor determines a sequence for a PSS (Primary Synchronization Signal) and a sequence for an SSS (Secondary Synchronization Signal), The PSS and the SSS may be controlled to be transferred, and the number of sequences for the SSS may be set to be the same as the number of cell identifiers.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記ＰＳＳのサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳのサブキャリア間隔は、前記無線通信システムで支援される多数のサブキャリア間隔の内、いずれか１つに設定され、前記多数のサブキャリア間隔は、１５・２^ｎ ｋＨｚで表現され、 前記ｎは０を含む正の整数でありえる。 Furthermore, in the base station according to one embodiment of the present specification, the subcarrier spacing of the PSS and the subcarrier spacing of the SSS are set to any one of a number of subcarrier spacings supported in the wireless communication system, and the multiple subcarrier spacings are expressed as ^15.2n kHz, where n can be a positive integer including 0.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの間の積で生成され、前記第１シーケンスの長さと前記第２シーケンスの長さそれぞれは、前記ＳＳＳのためのシーケンスの長さと同じでありえる。 Furthermore, in the base station according to one embodiment of the present specification, a sequence for the SSS is generated by a product between a first sequence and a second sequence, and the length of the first sequence and the length of the second sequence may each be the same as the length of the sequence for the SSS.

また、本明細書の１つの実施形態に係る前記基地局において、前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きく設定することができる。また、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との間の積の値でありえる。 Furthermore, in the base station according to one embodiment of the present specification, the number of candidates for the first sequence can be set to be larger than the number of candidates for the second sequence. Also, the number of sequences for the SSS may be a product value between the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence.

本明細書の１つの実施形態に係る１つ以上のメモリ、及び、前記１つ以上のメモリと連動して動作する１つ以上のプロセッサを含む装置において、前記１つ以上のプロセッサは、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）のためのシーケンス（sequence）及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）のためのシーケンスを決定し、前記ＰＳＳのためのシーケンス及び前記ＳＳＳのためのシーケンスに基づいて、端末で、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳを転送するように制御し、前記ＳＳＳのためのシーケンスの数は、セル識別子の数と同じに設定することができる。 In one embodiment of the present specification, in an apparatus including one or more memories and one or more processors operating in conjunction with the one or more memories, the one or more processors determine a sequence for a primary synchronization signal (PSS) and a sequence for a secondary synchronization signal (SSS), and control a terminal to transmit the PSS and the SSS based on the sequence for the PSS and the sequence for the SSS, and the number of sequences for the SSS can be set to be the same as the number of cell identifiers.

本発明の実施形態によると、プライマリー同期信号（ＰＳＳ）とセカンダリー同期信号（ＳＳＳ）に対して同一のサブキャリア間隔又は相異なるサブキャリア間隔が適用される場合にも高い相関（correlation）性能を維持できるという効果がある。 According to an embodiment of the present invention, it is possible to maintain high correlation performance even when the same or different subcarrier spacing is applied to the primary synchronization signal (PSS) and the secondary synchronization signal (SSS).

また、本発明の実施形態によると、同期信号のシーケンスを生成する場合に短いシーケンス（short sequence）ではなく長いシーケンス（long sequence）を用いることにより、ゴースト効果（ghost effect）を防止し、相互相関（cross-correlation）性能を高めることができるという効果がある。 Further, according to embodiments of the present invention, by using a long sequence instead of a short sequence when generating a sequence of synchronization signals, ghost effects are prevented and cross-correlation is prevented. This has the effect of increasing (cross-correlation) performance.

また、本発明の実施形態によると、同期信号のシーケンスを生成する場合、生成に用いられる相異なる２つのシーケンスに対する候補（candidate）数を異なるように設定（すなわち、２つのシーケンスの候補数を不均等に設定）することにより、相互相関性能を高めることができるという効果がある。 Further, according to an embodiment of the present invention, when generating a synchronization signal sequence, the number of candidates for two different sequences used for generation is set to be different (i.e., the number of candidates for the two sequences is set to be different). (setting evenly) has the effect of improving cross-correlation performance.

本発明で得ることができる効果は、以上で言及した効果に制限されず、言及しない更に他の効果は以下の記載から本発明が属する技術分野で通常の知識を有する者に明確に理解できるはずである。 The effects that can be obtained by the present invention are not limited to the effects mentioned above, and other effects not mentioned should be clearly understood by those who have ordinary knowledge in the technical field to which the present invention pertains from the following description. It is.

本発明に関する理解を助けるために詳細な説明の一部として含まれる添付図面は、本発明に対する実施形態を提供し、詳細な説明と共に本発明の技術的特徴を説明する。 The accompanying drawings, which are included as part of the detailed description to aid in understanding the present invention, provide an embodiment of the present invention and, together with the detailed description, explain the technical features of the present invention.

本明細書で提案する方法が適用できるＮＲの全体的なシステム構造の一例を示したである。1 shows an example of an overall system structure of NR to which the method proposed in this specification can be applied. 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクフレームとダウンリンクフレームとの間の関係を示す。2 shows a relationship between uplink frames and downlink frames in a wireless communication system to which the method proposed herein can be applied; 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムで支援する資源グリッド（resource grid）の一例を示す。1 shows an example of a resource grid supported in a wireless communication system to which the method proposed herein can be applied. 本明細書で提案する方法が適用できるアンテナポート及びヌメロロジー別の資源グリッドの例を示す。Examples of resource grids for each antenna port and numerology to which the method proposed in this specification can be applied are shown. 本明細書で提案する方法が適用できる自己完結型（self-contained）サブフレーム構造の一例を示す。1 shows an example of a self-contained subframe structure to which the method proposed herein can be applied. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の一例を示す。An example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied will be described. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の他の例を示す。Another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied will be shown. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。Still another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied will be shown. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。Still another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied will be shown. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。A further example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied will be shown below. 本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の送受信により同期化を行う端末の動作フローチャートを示す。1 shows an operation flowchart of a terminal that performs synchronization by transmitting and receiving synchronization signals to which the method proposed in this specification can be applied. 本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のブロック構成図を示す。1 shows a block diagram of a wireless communication device to which the method proposed in this specification can be applied. 本明細書で提案する方法が適用できる通信装置のブロック構成図を示す。1 shows a block configuration diagram of a communication device to which the method proposed in this specification can be applied.

以下、本発明に従う好ましい実施形態を添付した図面を参照して詳細に説明する。添付した図面と共に以下に開示される詳細な説明は、本発明の例示的な実施形態を説明しようとするものであり、本発明が実施できる唯一の実施形態を示そうとするものではない。以下の詳細な説明は、本発明の完全な理解を提供するために、具体的な細部事項を含む。しかしながら、当業者は本発明がこのような具体的な細部事項無しでも実施できることが分かる。 Hereinafter, preferred embodiments according to the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings. The detailed description disclosed below in conjunction with the accompanying drawings is intended to describe exemplary embodiments of the present invention, and is not intended to represent the only embodiment in which the present invention may be practiced. The following detailed description includes specific details to provide a thorough understanding of the present invention. However, those skilled in the art will appreciate that the present invention may be practiced without such specific details.

幾つかの場合、本発明の概念が曖昧になることを避けるために公知の構造及び装置は省略されるか、または各構造及び装置の核心機能を中心としたブロック図形式に図示できる。 In some cases, well-known structures and devices may be omitted or illustrated in block diagram form to focus on the core functionality of each structure or device in order to avoid obscuring the concept of the present invention.

本明細書で、基地局は端末と直接的に通信を遂行するネットワークの終端ノード（terminal node）としての意味を有する。本文書で、基地局により遂行されるものとして説明された特定動作は、場合によっては、基地局の上位ノード（upper node）により遂行されることもできる。即ち、基地局を含む多数のネットワークノード（network nodes）からなるネットワークで、端末との通信のために遂行される多様な動作は基地局または基地局の以外の他のネットワークノードにより遂行できることは自明である。‘基地局（ＢＳ：Base Station）’は、固定局（fixed station）、Ｎｏｄｅ Ｂ、ｅＮＢ（evolved-NodeB）、ＢＴＳ（base transceiver system）、アクセスポイント（ＡＰ：Access Point）、ｇＮＢ（next generation NB, general NB, gNodeB）などの用語により取替できる。また、‘端末（Terminal）’は固定されるか、または移動性を有することができ、ＵＥ（User Equipment）、ＭＳ（Mobile Station）、ＵＴ（user terminal）、ＭＳＳ（Mobile Subscriber Station）、ＳＳ（Subscriber Station）、ＡＭＳ（Advanced Mobile Station）、ＷＴ（Wireless terminal）、ＭＴＣ（Machine-Type Communication）装置、Ｍ２Ｍ（Machine-to-Machine）装置、Ｄ２Ｄ（Device-to-Device）装置などの用語に取替できる。 In this specification, the base station has the meaning of a terminal node of a network that directly communicates with a terminal. In this document, a specific operation described as being performed by a base station may also be performed by an upper node of the base station in some cases. That is, in a network consisting of a number of network nodes including a base station, it is obvious that various operations performed for communication with a terminal can be performed by a base station or other network nodes other than a base station. 'Base Station (BS)' can be replaced with terms such as fixed station, Node B, evolved-NodeB (eNB), base transceiver system (BTS), access point (AP), gNB (next generation NB, general NB, gNodeB), etc. In addition, a 'Terminal' can be fixed or mobile, and can be replaced with terms such as UE (User Equipment), MS (Mobile Station), UT (user terminal), MSS (Mobile Subscriber Station), SS (Subscriber Station), AMS (Advanced Mobile Station), WT (Wireless terminal), MTC (Machine-Type Communication) device, M2M (Machine-to-Machine) device, D2D (Device-to-Device) device, etc.

以下、ダウンリンク（ＤＬ：downlink）は基地局から端末への通信を意味し、アップリンク（ＵＬ：uplink）は端末から基地局への通信を意味する。ダウンリンクで、送信機は基地局の一部であり、受信機は端末の一部でありうる。アップリンクで、送信機は端末の一部であり、受信機は基地局の一部でありうる。 Hereinafter, downlink (DL) refers to communication from a base station to a terminal, and uplink (UL) refers to communication from a terminal to a base station. In the downlink, the transmitter may be part of the base station and the receiver may be part of the terminal. In the uplink, the transmitter may be part of the terminal and the receiver may be part of the base station.

以下の説明で使われる特定用語は本発明の理解を助けるために提供されたものであり、このような特定用語の使用は本発明の技術的思想を逸脱しない範囲で異なる形態に変更できる。 Specific terms used in the following description are provided to aid understanding of the present invention, and the use of such specific terms may be changed into different forms without departing from the technical spirit of the present invention.

以下の技術は、ＣＤＭＡ（code division multiple access）、ＦＤＭＡ（frequency division multiple access）、ＴＤＭＡ（time division multiple access）、ＯＦＤＭＡ（orthogonal frequency division multiple access）、ＳＣ－ＦＤＭＡ（single carrier frequency division multiple access）、ＮＯＭＡ（non-orthogonalmultipleaccess）などの多様な無線接続システムに利用できる。ＣＤＭＡは、ＵＴＲＡ（universal terrestrial radio access）やＣＤＭＡ２０００のような無線技術（radio technology）で具現できる。ＴＤＭＡは、ＧＳＭ（global system for mobile communications）／ＧＰＲＳ（general packet radio service）／ＥＤＧＥ（enhanced data rates for GSM evolution）のような無線技術で具現できる。ＯＦＤＭＡは、ＩＥＥＥ ８０２．１１（ＷｉＦｉ）、ＩＥＥＥ ８０２．１６（ＷｉＭＡＸ）、ＩＥＥＥ ８０２－２０、Ｅ－ＵＴＲＡ（evolved UTRA）などの無線技術で具現できる。ＵＴＲＡは、ＵＭＴＳ（universal mobile telecommunications system）の一部である。３ＧＰＰ（3^rd generation partnership project） ＬＴＥ（long term evolution）は、Ｅ－ＵＴＲＡを使用するＥ－ＵＭＴＳ（evolved UMTS）の一部であって、ダウンリンクでＯＦＤＭＡを採用し、アップリンクでＳＣ－ＦＤＭＡを採用する。ＬＴＥ－Ａ（advanced）は３ＧＰＰ ＬＴＥの進化である。 The following technologies are CDMA (code division multiple access), FDMA (frequency division multiple access), TDMA (time division multiple access), OFDMA (orthogonal frequency division multiple access), SC-FDMA (single carrier frequency division multiple access), It can be used in various wireless connection systems such as NOMA (non-orthogonal multiple access). CDMA can be implemented using radio technologies such as universal terrestrial radio access (UTRA) and CDMA2000. TDMA can be implemented using wireless technologies such as global system for mobile communications (GSM), general packet radio service (GPRS), and enhanced data rates for GSM evolution (EDGE). OFDMA can be implemented using wireless technologies such as IEEE 802.11 (WiFi), IEEE 802.16 (WiMAX), IEEE 802-20, and E-UTRA (evolved UTRA). UTRA is part of UMTS (universal mobile telecommunications system). 3GPP ( ^3rd generation partnership project) LTE (long term evolution) is a part of E-UMTS (evolved UMTS) that uses E-UTRA and employs OFDMA on the downlink and SC-FDMA on the uplink. Adopt. LTE-A (advanced) is an evolution of 3GPP LTE.

本発明の実施形態は無線接続システムであるＩＥＥＥ ８０２、３ＧＰＰ、及び３ＧＰＰ２のうち、少なくとも１つに開示された標準文書により裏付けられる。即ち、本発明の実施形態のうち、本発明の技術的思想を明確に示すために説明しないステップまたは部分は前記文書により裏付けられる。また、本文書で開示している全ての用語は前記標準文書により説明できる。 Embodiments of the present invention are supported by standard documents disclosed in at least one of the wireless access systems IEEE 802, 3GPP, and 3GPP2. That is, steps or parts of embodiments of the present invention that are not described in order to clearly illustrate the technical concept of the present invention are supported by the above documents. In addition, all terms disclosed in this document can be explained by the above standard documents.

説明を明確にするために、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａ／ＮＲ（New RAT）を中心として技術（記述）するが、本発明の技術的特徴がこれに制限されるものではない。 For clarity of explanation, the technology (description) will be centered around 3GPP LTE/LTE-A/NR (New RAT), but the technical features of the present invention are not limited thereto.

スマートフォン（smartphone）及びＩｏＴ（Internet Of Things）端末の普及が速く拡散されることにより、通信網を介してやり取りする情報の量が増加している。これにより、次世代無線接続技術においては、既存の通信システム（又は、既存の無線接続技術（radio access technology））よりさらに多くのユーザにもっと速いサービスを提供する環境（例えば、向上した移動広帯域通信（enhanced mobile broadband communication））が考慮される必要がある。 The rapid spread of smartphones and IoT (Internet of Things) terminals has led to an increase in the amount of information exchanged over communication networks. As a result, next-generation wireless access technology must take into account an environment (e.g., enhanced mobile broadband communication) that provides faster services to more users than existing communication systems (or existing radio access technology).

このために、多数の機器及び事物（object）を連結してサービスを提供するＭＴＣ（Machine Type Communication）を考慮する通信システムのデザインが議論されている。また、通信の信頼性（reliability）及び／又は遅延（latency）に敏感なサービス及び／又は端末などを考慮する通信システム（例えば、ＵＲＬＬＣ（Ultra-Reliable and Low Latency Communication））のデザインも議論されている。 To this end, the design of a communication system that takes into account MTC (Machine Type Communication), which provides services by connecting multiple devices and objects, is being discussed. In addition, the design of a communication system that takes into account services and/or terminals that are sensitive to communication reliability and/or latency (e.g., URLLC (Ultra-Reliable and Low Latency Communication)) is also being discussed.

以下、本明細書において、説明の便宜のために、前記次世代無線接続技術はＮＲ（New RAT（Radio Access Technology））と称され、前記ＮＲが適用される無線通信システムはＮＲシステムと称される。 For ease of explanation, in the following description, the next-generation wireless access technology is referred to as NR (New RAT (Radio Access Technology)), and the wireless communication system to which NR is applied is referred to as an NR system.

用語の定義Definition of terms

ｅＬＴＥ ｅＮＢ：ｅＬＴＥ ｅＮＢは、ＥＰＣ及びＮＧＣに対する連結を支援するｅＮＢの進化（evolution）である。 eLTE eNB: eLTE eNB is an evolution of eNB that supports connectivity to EPC and NGC.

ｇＮＢ：ＮＧＣとの連結だけでなく、ＮＲを支援するノード。 gNB: A node that not only connects with NGC but also supports NR.

新たなＲＡＮ：ＮＲまたはＥ－ＵＴＲＡを支援するか、またはＮＧＣと相互作用する無線アクセスネットワーク。 New RAN: A radio access network that supports NR or E-UTRA or interacts with an NGC.

ネットワークスライス（network slice）：ネットワークスライスは、終端間の範囲と共に特定要求事項を要求する特定市場シナリオに対して最適化されたソリューションを提供するようにoperatorにより定義されたネットワーク。 Network slice: A network slice is a network defined by an operator to provide an optimized solution for a specific market scenario that dictates specific requirements along with end-to-end reach.

ネットワーク機能（network function）：ネットワーク機能は、よく定義された外部インターフェースとよく定義された機能的動作を有するネットワークインフラ内での論理的ノード。 Network function: A network function is a logical node within the network infrastructure with a well-defined external interface and a well-defined functional behavior.

ＮＧ－Ｃ：新たなＲＡＮとＮＧＣとの間のＮＧ２レファレンスポイント（reference point）に使われる制御平面インターフェース。 NG-C: Control plane interface used as NG2 reference point between new RAN and NGC.

ＮＧ－Ｕ：新たなRANとＮＧＣとの間のＮＧ３レファレンスポイント（reference point）に使われるユーザ平面インターフェース。 NG-U: User plane interface used as NG3 reference point between new RAN and NGC.

非独立型（Non-standalone）ＮＲ：ｇＮＢがＬＴＥ ｅＮＢをＥＰＣに制御プレーン連結のためのアンカーとして要求するか、またはｅＬＴＥ ｅＮＢをNGCに制御プレーン連結のためのアンカーとして要求する配置構成。 Non-standalone NR: A deployment in which the gNB requests an LTE eNB to the EPC as an anchor for control plane connectivity or an eLTE eNB to the NGC as an anchor for control plane connectivity.

非独立型Ｅ－ＵＴＲＡ：ｅＬＴＥ ｅＮＢがＮＧＣに制御プレーン連結のためのアンカーとしてgNBを要求する配置構成。 Non-standalone E-UTRA: A deployment configuration in which an eLTE eNB requests a gNB from the NGC as an anchor for control plane connectivity.

ユーザ平面ゲートウェイ：NG-Uインターフェースの終端点。 User plane gateway: The termination point of the NG-U interface.

システム一般System general

図１は、本明細書で提案する方法が適用できるNRの全体的なシステム構造の一例を示したである。 Figure 1 shows an example of the overall system structure of NR to which the method proposed in this specification can be applied.

図１を参照すると、ＮＧ－ＲＡＮはＮＧ－ＲＡユーザ平面（新たなAS sublayer／ＰＤＣＰ／ＲＬＣ／ＭＡＣ／ＰＨＹ）及びＵＥ（User Equipment）に対する制御平面（ＲＲＣ）プロトコル終端を提供するｇＮＢで構成される。 Referring to Figure 1, the NG-RAN consists of a gNB that provides the NG-RA user plane (new AS sublayer/PDCP/RLC/MAC/PHY) and control plane (RRC) protocol termination for the UE (User Equipment). Ru.

前記ｇＮＢは、Ｘｎインターフェースを通じて相互連結される。 The gNBs are interconnected through the Xn interface.

また、前記ｇＮＢは、ＮＧインターフェースを通じてＮＧＣに連結される。 Also, the gNB is connected to the NGC through an NG interface.

より具体的には、前記ｇＮＢはＮ２インターフェースを通じてＡＭＦ（Access and Mobility Management Function）に、Ｎ３インターフェースを通じてＵＰＦ（User Plane Function）に連結される。 More specifically, the gNB is connected to the Access and Mobility Management Function (AMF) through the N2 interface and to the User Plane Function (UPF) through the N3 interface.

NR（New Rat）ヌメロロジー（Numerology）及びフレーム（frame）構造NR (New Rat) numerology and frame structure

ＮＲシステムでは、多数のヌメロロジー（numerology）が支援できる。ここで、ヌメロロジーはサブキャリア間隔（subcarrier spacing）とＣＰ（Cyclic Prefix）オーバーヘッドにより定義できる。この際、多数のサブキャリア間隔は基本サブキャリア間隔を整数Ｎ（または、μ）にスケーリング（scaling）することにより誘導できる。また、非常に高い搬送波周波数で非常に低いサブキャリア間隔を利用しないと仮定されても、用いられるヌメロロジーは周波数帯域と独立的に選択できる。 In an NR system, multiple numerologies can be supported. Here, the numerology can be defined by the subcarrier spacing and CP (Cyclic Prefix) overhead. In this case, multiple subcarrier spacings can be derived by scaling the basic subcarrier spacing to an integer N (or μ). In addition, even if it is assumed that very low subcarrier spacing is not used at very high carrier frequencies, the numerology used can be selected independently of the frequency band.

また、ＮＲシステムでは多数のヌメロロジーに従う多様なフレーム構造が支援できる。 The NR system can also support a variety of frame structures that follow multiple numerologies.

以下、ＮＲシステムで考慮できるＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ヌメロロジー及びフレーム構造を説明する。 Below, OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) numerology and frame structure that can be considered in the NR system will be explained.

ＮＲシステムで支援される多数のＯＦＤＭヌメロロジーは、表１のように定義できる。 A number of OFDM numerologies supported by the NR system can be defined as in Table 1.

ＮＲシステムにおけるフレーム構造（frame structure）と関連して、時間領域の多様なフィールドのサイズは
の時間単位の倍数として表現される。ここで、
であり、
である。ダウンリンク（downlink）及びアップリンク（uplink）転送は
の区間を有する無線フレーム（radio frame）で構成される。ここで、無線フレームは各々
の区間を有する１０個のサブフレーム（subframe）で構成される。この場合、アップリンクに対する１セットのフレーム及びダウンリンクに対する１セットのフレームが存在することができる。 In relation to the frame structure in the NR system, the sizes of the various fields in the time domain are
It is expressed as a multiple of the time unit of
and
The downlink and uplink transmissions are
The radio frame is composed of a radio frame having a period of
In this case, there may be one set of frames for the uplink and one set of frames for the downlink.

図２は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムにおけるアップリンクフレームとダウンリンクフレームとの間の関係を示す。 Figure 2 shows the relationship between uplink and downlink frames in a wireless communication system to which the method proposed in this specification can be applied.

図２に示すように、端末（User Equipment：ＵＥ）からのアップリンクフレーム番号ｉの転送は、 該当端末での該当ダウンリンクフレームの開始より
以前に始めなければならない。 As shown in Figure 2, the transfer of uplink frame number i from a terminal (User Equipment: UE) starts from the start of the corresponding downlink frame at the corresponding terminal.
Must start earlier.

ヌメロロジーμに対して、スロット（slot）はサブフレーム内で
の増加する順に番号が付けられて、無線フレーム内で
の増加する順に番号が付けられる。１つのスロットは
の連続するＯＦＤＭシンボルで構成され、
は用いられるヌメロロジー及びスロット設定（slot configuration）によって決定される。サブフレームでスロット
の開始は同一サブフレームでＯＦＤＭシンボル
の開始と時間的に整列される。 For numerology μ, a slot is a subframe
are numbered in increasing order within a radio frame.
The slots are numbered in increasing order.
Consecutive OFDM symbols of
is determined by the numerology and slot configuration used.
The start of OFDM symbol
is time-aligned with the start of

全ての端末が同時に送信及び受信できるものではなく、これはダウンリンクスロット（downlink slot）またはアップリンクスロット（uplink slot）の全てのＯＦＤＭシンボルが利用できないことを意味する。 Not all terminals can transmit and receive at the same time, which means that all OFDM symbols in a downlink slot or uplink slot are not available.

表２はヌメロロジーμでの一般（normal）ＣＰに対するスロット当たりＯＦＤＭシンボルの数を示し、表３はヌメロロジーμでの拡張（extended）CPに対するスロット当たりＯＦＤＭシンボルの数を示す。 Table 2 shows the number of OFDM symbols per slot for a normal CP with numerology μ, and Table 3 shows the number of OFDM symbols per slot for an extended CP with numerology μ.

ＮＲ物理資源（NR Physical Resource）NR Physical Resource

ＮＲシステムにおける物理資源（physical resource）と関連して、アンテナポート（antenna port）、資源グリッド（resource grid）、資源要素（resource element）、資源ブロック（resource block）、キャリアパート（carrier part）などが考慮できる。 In relation to physical resources in an NR system, antenna ports, resource grids, resource elements, resource blocks, carrier parts, etc. can be considered.

以下、ＮＲシステムで考慮できる前記物理資源に対して具体的に説明する。 Hereinafter, the physical resources that can be considered in the NR system will be specifically explained.

まず、アンテナポートと関連して、アンテナポートはアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルが同一なアンテナポート上の他のシンボルが運搬されるチャネルから推論できるように定義される。１つのアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルの広範囲特性（large-scale property）が他のアンテナポート上のシンボルが運搬されるチャネルから類推できる場合、２つのアンテナポートはＱＣ／ＱＣＬ（quasico-locatedまたはquasi co-location）関係にいるということができる。ここで、前記広範囲特性は遅延拡散（Delay spread）、ドップラー拡散（Doppler spread）、周波数シフト（Frequency shift）、平均受信パワー（Average received power）、受信タイミング（Received Timing）のうち、１つ以上を含む。 First, in connection with an antenna port, an antenna port is defined such that the channel on which a symbol on an antenna port is carried can be inferred from the channel on which other symbols on the same antenna port are carried. If the large-scale property of the channel over which the symbols on one antenna port are carried can be inferred from the channel over which the symbols on the other antenna port are carried, then the two antenna ports are quasico- They can be said to be in a quasi co-location) relationship. Here, the wide range characteristics include one or more of delay spread, Doppler spread, frequency shift, average received power, and received timing. include.

図３は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信システムで支援する資源グリッド（resource grid）の一例を示す。 Figure 3 shows an example of a resource grid supported by a wireless communication system to which the method proposed in this specification can be applied.

図３を参考すると、資源グリッドが周波数領域上に
サブキャリアで構成され、１つのサブフレームが１４・２μＯＦＤＭシンボルで構成されることを例示的に記述するが、これに限定されるものではない。 Referring to Figure 3, the resource grid is spread over the frequency domain.
Although it will be described by way of example that one subframe is composed of subcarriers and one subframe is composed of 14·2 μOFDM symbols, the present invention is not limited thereto.

ＮＲシステムにおいて、転送される信号（transmitted signal）は
サブキャリアから構成される１つ又はそれ以上の資源グリッド及び
のＯＦＤＭシンボルにより説明される。ここで、
である。前記
は、最大転送帯域幅を示し、これは、ヌメロロジーだけでなく、アップリンクとダウンリンク間にも変わることができる。 In an NR system, the transmitted signal is
one or more resource grids consisting of subcarriers; and
OFDM symbols, where
The above
denotes the maximum transmission bandwidth, which can vary not only with numerology but also between uplink and downlink.

この場合、図４に示すように、ヌメロロジー
及びアンテナポートｐ別に１つの資源グリッドが設定される。 In this case, as shown in FIG.
And one resource grid is set for each antenna port p.

図４は、本明細書で提案する方法が適用できるアンテナポート及びヌメロロジー別の資源グリッドの例を示す。 FIG. 4 shows an example of a resource grid by antenna port and numerology to which the method proposed herein can be applied.

ヌメロロジー
及びアンテナポートｐに対する資源グリッドの各要素は資源要素（resource element）と称され、インデックス対
により固有的に識別される。ここで、
は周波数領域上のインデックスであり、
はサブフレーム内でシンボルの位置を示す。スロットにおいて資源要素を示すときは、インデックス対
が用いられる。ここで、
である。 numerology
and each element of the resource grid for antenna port p is called a resource element and has an index pair.
uniquely identified by here,
is an index in the frequency domain,
indicates the position of the symbol within the subframe. When indicating a resource element in a slot, use an index pair.
is used. here,
It is.

ヌメロロジー
及びアンテナポートｐに対する資源要素
は、複素値（complex value）
に該当する。混同（confusion）される危険がない場合、または、特定のアンテナポートまたはヌメロロジーが特定されない場合は、インデックスｐ及び
はドロップ（drop）されることができ、その結果、複素値
又は
になることができる。 numerology
and the resource element for antenna port p
is a complex value
Applies to. If there is no risk of confusion or if no specific antenna port or numerology is specified, the index p and
can be dropped, resulting in a complex value
or
can become.

また、物理資源ブロック（physical resource block）は周波数領域上の
連続的なサブキャリアとして定義される。周波数領域上で、物理資源ブロックは０から
まで番号が付けられる。このとき、周波数領域上の物理資源ブロック番号（physical resource block number）
と資源要素
間の関係は数式１のように与えられる。 In addition, a physical resource block is a frequency domain
In the frequency domain, a physical resource block is defined as a set of consecutive subcarriers.
In this case, the physical resource block number in the frequency domain is
and resource elements
The relationship between them is given by Equation 1.

また、キャリアパート（carrier part）に関して、端末は資源グリッドのサブセット（subset）のみを利用して受信または転送するように設定されることができる。このとき、端末が受信または転送するように設定された資源ブロックの集合（set）は周波数領域上で０から
まで番号が付けられる。 In addition, for a carrier part, a terminal can be configured to receive or transmit using only a subset of the resource grid. In this case, the set of resource blocks that the terminal is configured to receive or transmit ranges from 0 to 100 in the frequency domain.
Numbers are assigned up to

同期信号（Synchronization Signal：ＳＳ）及びＳＳ／ＰＢＣＨブロックSynchronization Signal (SS) and SS/PBCH block

（１）同期信号 (1) Synchronization signal

物理層セル識別子（physical layer cell identity）に関して、１００８個の物理層セル識別子は数式２にように与えられる。 Regarding the physical layer cell identity, the 1008 physical layer cell identities are given as in Equation 2.

数式２において、
で、
である。 In Equation 2,
in,
It is.

また、プライマリー同期信号（ＰＳＳ）に関して、ＰＳＳのためのシーケンスｄ_ＰＳＳ（ｎ）は数式３により定義される。 Also, regarding the primary synchronization signal (PSS), the sequence d _PSS (n) for the PSS is defined by Equation 3.

数式３において、ｘ（ｍ）（すなわち、ＰＳＳのシーケンスの生成のための多項式）は数式４のように設定され、初期値（すなわち、初期多項シフトレジスタ値（initial poly shift register value）、または初期条件（initial condition））は、数式５のようである。 In Equation 3, x(m) (i.e., the polynomial for generating the PSS sequence) is set as in Equation 4, and the initial value (i.e., the initial poly shift register value, or initial condition) is set as in Equation 5.

また、セカンダリー同期信号（ＳＳＳ）に関して、ＳＳＳのためのシーケンスｄ_ＳＳＳ（ｎ）は数式６により定義される。 Also, regarding the secondary synchronization signal (SSS), the sequence d _SSS (n) for SSS is defined by Equation 6.

数式６において、ｘ_０（ｍ）及びｘ_１（ｍ）（すなわち、ＳＳＳのシーケンスの生成のための第１多項式及び第２多項式）は数式７のように設定され、初期値（すなわち、初期多項シフトレジスタ値は、それぞれ数式８のようである。 In Equation 6, x ₀ (m) and x ₁ (m) (i.e., the first and second polynomials for generating the SSS sequence) are set as in Equation 7, and the initial values (i.e., the initial polynomial shift register values) are set as in Equation 8, respectively.

この場合、数式４及び数式７を参考すると、ＳＳＳのシーケンス生成のための多項式のうち１つ（すなわち、ｘ_０（ｍ））は、ＰＳＳのシーケンス生成のための多項式（すなわち、ｘ（ｍ））と同一に設定される。ただ、ＰＳＳのシーケンス生成のための多項式の初期値とＳＳＳのシーケンス生成のための多項式の初期値は異なるように設定される。 In this case, referring to Equation 4 and Equation 7, one of the polynomials for generating the SSS sequence (i.e., _x0 (m)) is set to be the same as the polynomial for generating the PSS sequence (i.e., x(m)). However, the initial values of the polynomials for generating the PSS sequence and the initial values of the polynomials for generating the SSS sequence are set to be different.

（２）ＳＳ／ＰＢＣＨブロック (2) SS/PBCH block

ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの時間－周波数構造（time-frequency structure）に関する内容について説明する。時間領域（time domain）においてＳＳ／ＰＢＣＨブロックは０から３の順に番号付けされた４つのＯＦＤＭシンボルを構成する。また、周波数領域（frequency domain）において、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックは０から２８７の順に番号付けされた２４個の連続的な資源ブロックを構成し、最も低い数を有する資源ブロックから開始する。 The contents regarding the time-frequency structure of the SS/PBCH block will be explained. In the time domain, an SS/PBCH block constitutes four OFDM symbols numbered in order from 0 to 3. Also, in the frequency domain, the SS/PBCH block constitutes 24 consecutive resource blocks numbered from 0 to 287, starting from the resource block with the lowest number.

端末はＰＳＳ電力割り当て（power allocation）に従うために要素
によりスケーリングされ、資源要素
に対してｋの増加順にマッピングされるＰＳＳを構成するシンボルのシーケンスｄ_ＰＳＳ（０）、...、ｄ_ＰＳＳ（１２６）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックス（frequency index）及びタイムインデックス（time index）を示す。 The terminal uses the element to comply with the PSS power allocation.
Scaled by the resource factor
It is necessary to assume a sequence of symbols d _PSS (0), ..., d _PSS (126) constituting the PSS that are mapped in increasing order of k to the SS/PBCH block, where k and l are given by Table 4 below and denote the frequency index and time index within the SS/PBCH block, respectively.

また、端末は、ＳＳＳ電力割り当てに従うために要素
によりスケーリングされ、資源の要素
に対してｋの増加順にマッピングされるＳＳＳを構成するシンボルのシーケンスｄ_ＳＳＳ（０）、...、ｄ_ＳＳＳ（１２６）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックス（frequency index）および時間インデックス（time index）を示す。 The terminal also uses the elements to comply with SSS power allocation.
scaled by the resource element
It is necessary to assume a sequence of symbols d _SSS (0),..., d _SSS (126) constituting the SSS that are mapped in increasing order of k to . Here, k and l are given by Table 4 below and indicate the frequency index and time index within the SS/PBCH block, respectively.

また、端末は、ＰＢＣＨ電力割り当てに従うために要素
によりスケーリングされ、資源要素
に対してｄ_ＰＢＣＨ（０）から開始して順にマッピングされるＰＢＣＨを構成する複素値シンボル（complex-valued symbols）のシーケンスｄ_ＰＢＣＨ（０）、...、ｄ_ＰＢＣＨ（Ｍ_ｓｙｍｂ－１）を仮定する必要がある。ここで、資源要素
はＰＢＣＨ復調参照信号（PBCH demodulation reference signal）に利用されない。 In addition, the terminal may use the element
Scaled by the resource factor
It is necessary to assume a sequence of complex-valued symbols _dPBCH (0),..., _dPBCH ( _Msymb -1) constituting the PBCH, which are mapped sequentially starting from _dPBCH (0) to the resource element Msymb.
is not used for the PBCH demodulation reference signal.

他の目的に保留（reserve）されていない資源要素
に対するマッピングは、まずインデックスｋの順に増加し、その後にインデックスｌに対して増加する。ここで、ｋ及びｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックスおよび時間インデックスを示す。 A resource element that is not reserved for other purposes
The mapping for s is first increasing for index k, then for index l, where k and l are given by Table 4 below and denote the frequency index and time index within the SS/PBCH block, respectively.

また、端末はＰＢＣＨ電力割り当てに従うために要素
によりスケーリングされ、資源要素
に対してｋから開始して順にマッピングされる、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックのシンボルｌでＰＢＣＨに対する復調参照信号を構成する複素値シンボルにおけるシーケンスｒ_ｌ（０）、...、ｒ_ｌ（７１）を仮定する必要がある。ここで、ｋおよびｌは下記の表４により与えられ、それぞれＳＳ／ＰＢＣＨブロック内の周波数インデックスおよび時間インデックスを示す。 In addition, the terminal may use the element to comply with the PBCH power allocation.
Scaled by the resource factor
It is necessary to assume a sequence r _l (0), ..., r _l (71) of complex-valued symbols constituting the demodulation reference signal for the PBCH at symbol l of the SS/PBCH block, mapped sequentially starting from k onto the SS/PBCH block, where k and l are given by Table 4 below and denote the frequency index and time index within the SS/PBCH block, respectively.

また、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックに対して、端末は、アンテナポートが４０００（すなわち、ｐ＝４０００）であり、サブキャリア間隔設定（subcarrier spacing configuration）が
であり、ＰＳＳ、ＳＳＳ、およびＰＢＣＨに対して同一のＣＰ長（Cyclic Prefix length）及びサブキャリア間隔を仮定する必要がある。 Also, for the SS/PBCH block, the terminal has an antenna port of 4000 (i.e., p=4000) and a subcarrier spacing configuration.
Therefore, it is necessary to assume the same CP length (Cyclic Prefix length) and subcarrier spacing for PSS, SSS, and PBCH.

また、ＳＳ／ＰＢＣＨブロックの時間位置（time location）に関して、端末は標準（standard, specification）上に予め定義された時間領域の位置で可能なＳＳ／ＰＢＣＨブロックをモニタ（monitoring）する必要がある。 Also, regarding the time location of the SS/PBCH block, the terminal needs to monitor possible SS/PBCH blocks at a time domain location predefined in a standard, specification.

自己完結型サブフレーム（Self-contained subframe）構造Self-contained subframe structure

ＮＲシステムにおいて考慮されるＴＤＤ（Time Division Duplexing）構造は、アップリンク（Uplink：ＵＬ）とダウンリンク（Downlink：ＤＬ）を１つのサブフレームにおいて全て処理する構造である。これは、ＴＤＤシステムにおいてデータ転送の遅延（latency）を最小化するためのものであり、前記構造は自己完結型サブフレーム（self-contained subframe）構造と称される。 The TDD (Time Division Duplexing) structure considered in the NR system is a structure in which the uplink (UL) and downlink (DL) are all processed in one subframe. This is to minimize the latency of data transmission in the TDD system, and this structure is called a self-contained subframe structure.

図５は、本明細書で提案する方法が適用できる自己完結型サブフレーム構造の一例を示す。図５は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 Figure 5 shows an example of a self-contained subframe structure to which the method proposed in this specification can be applied. Figure 5 is merely for convenience of explanation and does not limit the scope of the present invention.

図５に示すように、レガシＬＴＥ（legacy LTE）の場合のように、１つのサブフレームが１４個のＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルから構成される場合が仮定される。 As shown in FIG. 5, it is assumed that one subframe consists of 14 OFDM (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) symbols, as in the case of legacy LTE.

図５において、領域５０２はダウンリンク制御領域（downlink control region）を意味し、領域５０４はアップリンク制御領域（uplink control region）を意味する。また、領域５０２及び領域５０４以外の領域（すなわち、別の表示のない領域）は、ダウンリンクデータ（downlink data）又はアップリンクデータ（uplink data）の転送のために利用できる。 In FIG. 5, a region 502 means a downlink control region, and a region 504 means an uplink control region. Additionally, areas other than area 502 and area 504 (ie, areas without other displays) can be used for the transfer of downlink data or uplink data.

すなわち、アップリンク制御情報及びダウンリンク制御情報は、１つの自己完結型サブフレームにおいて転送される。それに対して、データの場合、アップリンクデータ又はダウンリンクデータが１つの自己完結型サブフレームにおいて転送される。 That is, uplink control information and downlink control information are transferred in one self-contained subframe. In contrast, for data, uplink or downlink data is transferred in one self-contained subframe.

図２に示す構造を利用する場合、１つの自己完結型サブフレーム内で、ダウンリンク転送とアップリンク転送が順次行われ、ダウンリンクデータの転送及びアップリンクＡＣＫ／ＮＡＣＫの受信が実行できる。 When using the structure shown in FIG. 2, downlink transfer and uplink transfer are performed sequentially within one self-contained subframe, and downlink data transfer and uplink ACK/NACK reception can be performed.

結果的に、データ転送のエラーが発生する場合、データの再転送までかかる時間が減少することができる。これにより、データの伝達に関連する遅延を最小化することができる。 As a result, when a data transfer error occurs, the time required to retransmit data can be reduced. This allows delays associated with data transmission to be minimized.

図５に示すような自己完結型サブフレーム構造において、基地局（ｅＮｏｄｅＢ、ｅＮＢ、ｇＮＢ）及び／又は端末（terminal, User Equipment（ＵＥ））が送信モード（transmission mode）から受信モード（reception mode）に転換する過程または受信モードから送信モードに転換する過程のための時間ギャップが要求される。前記時間ギャップに関連して、前記自己完結型サブフレームでダウンリンク転送の以後にアップリンク転送が行われる場合、一部のＯＦＤＭシンボルが保護区間（Guard Period：ＧＰ）に設定される。 In the self-contained subframe structure shown in FIG. 5, a time gap is required for a base station (eNodeB, eNB, gNB) and/or a terminal (terminal, User Equipment (UE)) to switch from a transmission mode to a reception mode or from a reception mode to a transmission mode. In relation to the time gap, when an uplink transmission is performed after a downlink transmission in the self-contained subframe, some OFDM symbols are set to a guard period (GP).

アナログビームフォーミング（analog beamforming）Analog beamforming

ミリメートル波（mmWave：ｍｍＷ）通信システムにおいては、信号の波長（wavelength）が短くなるにつれて、同一面積に多数の（又は、多重の（multiple））アンテナを設置することができる。例えば、３０ＣＨｚ帯域において、波長は約１ｃｍ程度であり、２次元（2-dimension）配列形態によって５ｃｍ×５ｃｍのパネル（panel）に０．５ラムダ（lambda）間隔でアンテナを設置する場合、総１００個のアンテナ要素が設置できる。 In millimeter wave (mmWave) communication systems, as the wavelength of the signal becomes shorter, multiple antennas can be installed in the same area. For example, in the 30 CHZ band, the wavelength is about 1 cm, and if antennas are installed at 0.5 lambda intervals on a 5 cm x 5 cm panel in a 2-dimensional array configuration, a total of 100 antenna elements can be installed.

従って、ｍｍＷ通信システムにおいては、多数のアンテナ要素を用いてビームフォーミング（beamforming：ＢＦ）利得を高めることによりカバレッジ（coverage）を増加させるか、処理量（throughput）を高める法案を考慮することができる。 Therefore, in mmW communication systems, measures can be considered to increase coverage or increase throughput by increasing beamforming (BF) gain using multiple antenna elements. .

このとき、アンテナ要素別に転送パワー（transmission power）及び位相（phase）の調節が可能となるようにＴＸＲＵ（Transceiver Unit）が設置される場合、周波数資源（frequency resource）別に独立的なビームフォーミングが可能となる。 At this time, if a TXRU (Transceiver Unit) is installed so that transmission power and phase can be adjusted for each antenna element, independent beamforming is possible for each frequency resource. becomes.

ただし、すべてのアンテナ要素（例えば、１００個のアンテナ要素）にＴＸＲＵを設置する法案は価格の面で実効性が低下する。これにより、１つのＴＸＲＵに多数のアンテナ要素をマッピングし、アナログ位相シフター（analog phase shifter）を利用してビームの方向（direction）を制御する方式を考慮することができる。 However, a proposal to install a TXRU in every antenna element (eg, 100 antenna elements) becomes less effective in terms of cost. Accordingly, it is possible to consider a method of mapping a large number of antenna elements to one TXRU and controlling the beam direction using an analog phase shifter.

前述したようなアナログビームフォーミング方式は、全帯域において１つのビーム方向のみを生成できるため、周波数選択的なビーム動作を実行できないという問題が発生する。 The analog beamforming method described above can only generate one beam direction across the entire frequency band, which creates the problem that it is not possible to perform frequency-selective beam operations.

これにより、デジタルビームフォーミング（digital beamforming）とアナログビームフォーミングの中間形態で、Ｑ個のアンテナ要素より少ない数であるＢ個のＴＸＲＵを有するハイブリッドビームフォーミング（hybrid beamforming）を考慮することができる。この場合、前記Ｂ個のＴＸＲＵとＱ個のアンテナ要素の連結方式によって違いはあるが、同時に信号を送信できるビームの方向はＢ個以下に制限することができる。 This makes it possible to consider hybrid beamforming with B TXRUs, which is an intermediate form between digital beamforming and analog beamforming, with fewer than Q antenna elements. In this case, the number of beam directions in which signals can be transmitted simultaneously can be limited to B or less, although there are differences depending on the connection method of the B TXRUs and the Q antenna elements.

以下、本明細書では、相異なる２つ以上のヌメロロジーが同一周波数及び／又は同一時間地点に同時に存在するフレーム構造を考慮する場合に利用可能な同期信号（synchronization signal）に関する内容について説明する。 In the following, this specification describes the synchronization signals that can be used when considering a frame structure in which two or more different numerologies exist simultaneously at the same frequency and/or the same time point.

当該システムで利用される物理信号（physical signal）及び／又は物理チャネル（physical channel）は、レガシＬＴＥシステムと区別するために、「ｘ－」が追加されたｘ－ＰＳＳ、ｘ－ＳＳＳ、 ｘ－ＰＢＣＨ、ｘ－ＰＤＣＣＨ（Physical Downlink Control Channel）／ｘ－ＥＰＤＣＣＨ（Enhanced PDCCH）、ｘ－ＰＤＳＣＨ（Physical Downlink Shared Channel）などに称される（又は、定義される）ことができる。ここで、前記「ｘ」は「ＮＲ」を意味する。本明細書で考慮される同期信号（ＳＳ）はｘ－ＰＳＳ、ｘ－ＳＳＳ、及び／又はｘ－ＰＢＣＨのように端末が同期化を行うために用いられる信号を示す。 The physical signals and/or physical channels used in this system are x-PSS, x-SSS, x- with "x-" added to distinguish it from the legacy LTE system. It can be referred to (or defined) as PBCH, x-PDCCH (Physical Downlink Control Channel)/x-EPDCCH (Enhanced PDCCH), x-PDSCH (Physical Downlink Shared Channel), etc. Here, the above "x" means "NR". A synchronization signal (SS) considered herein refers to a signal used by a terminal to perform synchronization, such as x-PSS, x-SSS, and/or x-PBCH.

相異なる２つ以上のヌメロロジー（例えば、サブキャリア間隔（sub carrier spacing）が同時に存在（co-exist）する場合、２つの同期信号設計（synchronization signal design）の方法を考慮することができる。 If two or more different numerologies (eg, subcarrier spacing) co-exist at the same time, two synchronization signal design methods can be considered.

まず、各ヌメロロジー別に相異なる同期信号を転送する方法を考慮することができる。ただ、前記方法は、システムの側面で同期オーバーヘッド（sync overhead）が大きくなり、端末の側面では同期信号に対するデコーディング複雑度（decoding complexity）が大きくなる可能性がある。次に、複数のヌメロロジーのうち基地局と端末間に予め約束した方法（すなわち、予め設定された基準）により１つのデフォルトヌメロロジーを設定し、設定されたデフォルトヌメロロジーによって同期信号を転送する方法を考慮することができる。前記方法は、前述した１番目の方法に比べて、同期信号に対するデコーディング複雑度および同期オーバーヘッドが少ないという長所がある。 First, a method of transmitting different synchronization signals for each numerology can be considered. However, this method may result in large synchronization overhead from a system perspective, and may result in large decoding complexity for a synchronization signal from a terminal perspective. Next, consider a method of setting one default numerology among multiple numerologies according to a method agreed upon in advance (i.e., a preset standard) between the base station and the terminal, and transmitting a synchronization signal using the set default numerology. can do. This method has advantages over the first method described above in that it requires less decoding complexity and synchronization overhead for the synchronization signal.

本明細書では、複数のヌメロロジーのうち基地局と端末間に予め設定された１つ（すなわち、単一（single））のデフォルトヌメロロジーによって同期信号を送受信する方法について説明する。このとき、同期信号の転送のためのデフォルトヌメロロジーは周波数帯域（例えば、６ＧＨｚ以下の帯域、６ＧＨｚ以上のｍｍＷａｖｅなど）によって独立的（independent）に決定されることができる。 This specification describes a method of transmitting and receiving a synchronization signal using one (i.e., a single) default numerology that is preset between a base station and a terminal among multiple numerologies. In this case, the default numerology for transmitting the synchronization signal can be determined independently depending on the frequency band (e.g., a band below 6 GHz, mmWave above 6 GHz, etc.).

また、端末は、ブラインドデコーディング（blind decoding）によりデフォルトヌメロロジーに関する情報を取得する（又は、見つけ出す）ように設定されることもできる。この場合、デフォルトヌメロロジーに対するブラインドデコーディングの回数を減らすために、各デフォルトヌメロロジーが異なる値に設定できる候補を予め設定することができる。例えば、デフォルトヌメロロジーの候補が２つである場合、チャネルラスター集合（channel raster set）（又は、チャネルラスター設定）を２つ設定して１つの集合に１つのヌメロロジーをマッピングする方式を用いることができる。一例として、１００ｋＨｚに第１ヌメロロジーが設定され、３００ｋＨｚに第２ヌメロロジーが設定される。 The terminal can also be configured to obtain (or find out) information about the default numerology by blind decoding. In this case, in order to reduce the number of times of blind decoding for the default numerology, candidates for which each default numerology can be set to different values can be set in advance. For example, if there are two default numerology candidates, a method can be used in which two channel raster sets (or channel raster settings) are set and one numerology is mapped to one set. . As an example, the first numerology is set at 100 kHz, and the second numerology is set at 300 kHz.

以下、本明細書では、デフォルトヌメロロジーが用いられるシステムにおいて同期信号に対するシーケンスを設計（design）（又は、設定（configuration）、生成（generation）する方法について説明する。具体的に、同期信号が転送されるデフォルト周波数バンド（default frequency band）が予め設定され、当該周波数バンドはデフォルトヌメロロジーを利用するように設定された場合、ＰＳＳとして利用できるシーケンス（すなわち、ＰＳＳに設定されるシーケンス、ＰＳＳ生成に用いられるシーケンス）の設定方法及び割り当て（allocation）方法について説明する。また、本明細書では、ＰＳＳだけでなく、ＳＳＳとして利用できるシーケンスの設定方法及び割り当て方法について説明する。 In the following, this specification describes a method for designing (or configuring, or generating) a sequence for a synchronization signal in a system in which a default numerology is used. When a default frequency band is set in advance and the frequency band is set to use the default numerology, a sequence that can be used as a PSS (i.e., a sequence that is set to the PSS, a sequence that is used for PSS generation) A setting method and an allocation method for a sequence (sequence) will be explained. Also, in this specification, a setting method and an allocation method for a sequence that can be used not only as a PSS but also as an SSS will be explained.

また、本明細書で以下に説明される同期信号のシーケンス設計方式は、デフォルトヌメロロジーが用いられない場合にも同一又は類似の方式で適用できることは言うまでもない。 It goes without saying that the synchronization signal sequence design method described below in this specification can be applied in the same or similar manner even when the default numerology is not used.

まず、デフォルトヌメロロジー及び／又は同期信号に利用（又は、適用）されるヌメロロジーを決定するために考慮できる要素の一部は以下の通りである。 First, some of the factors that can be considered to determine the default numerology and/or the numerology to be used (or applied) to the synchronization signal are as follows.

－サブキャリア間隔（subcarrier spacing） - subcarrier spacing

－巡回プレフィックス長（Cyclic Prefix length, CP length） -Cyclic Prefix length (CP length)

－同期信号のための帯域幅 - Bandwidth for sync signals

以下、前記要素について具体的に説明する。 The above elements are explained in detail below.

まず、サブキャリア間隔に関する内容を説明する。一般に、ＣＰ－ＯＦＤＭ（Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing）ベースの同期信号は、周波数オフセット（frequency offset）値に敏感でありうる。従って、サブキャリア間隔を決定するためにキャリア周波数（carrier frequency）値に応じた周波数オフセットの値を考慮する必要がある。ＮＲシステムの性能検証のためのシミュレーション仮定（simulation assumption）によると、初期取得（initial acquisition）と非初期取得（non-initial acquisition）によって要求される周波数オフセット値が異なる。ここで、初期取得及び非初期取得は同期信号に対する初期取得及び非初期取得を意味することができる。 First, the content regarding the subcarrier interval will be explained. Generally, a CP-OFDM (Cyclic Prefix-Orthogonal Frequency Division Multiplexing) based synchronization signal may be sensitive to a frequency offset value. Therefore, in order to determine the subcarrier spacing, it is necessary to consider the value of the frequency offset depending on the carrier frequency value. According to a simulation assumption for performance verification of the NR system, the frequency offset values required by initial acquisition and non-initial acquisition are different. Here, the initial acquisition and non-initial acquisition may refer to initial acquisition and non-initial acquisition for the synchronization signal.

初期取得の場合、ＴＲＰ（Transmission and Reception Point）は均一分布（uniform distribution）基準＋／－０．０５ｐｐｍが考慮され、端末（ＵＥ）は均一分布基準＋／－５、１０、２０ｐｐｍが考慮される。これとは異なり、非初期取得の場合、ＴＲＰは均一分布基準＋／－０．０５ｐｐｍが考慮され、端末（ＵＥ）は均一分布基準＋／－０．１ｐｐｍ が考慮される。このとき、初期取得で考慮される５ｐｐｍ、１０ｐｐｍ、及び２０ｐｐｍを用いてキャリア周波数値に応じて周波数オフセット値を算出すると、以下の表５の通りである。 In the case of initial acquisition, a uniform distribution standard +/-0.05 ppm is considered for TRP (Transmission and Reception Point), and a uniform distribution standard +/-5, 10, 20 ppm is considered for the terminal (UE). . On the other hand, in the case of non-initial acquisition, a uniform distribution criterion +/-0.05 ppm is considered for the TRP, and a uniform distribution criterion +/-0.1 ppm is considered for the terminal (UE). At this time, when the frequency offset value is calculated according to the carrier frequency value using 5 ppm, 10 ppm, and 20 ppm that are considered in the initial acquisition, it is as shown in Table 5 below.

表５の値は、ＮＲシステムで考慮できる例示的なキャリア周波数に応じて算出された値である。表５を参照すると、キャリア周波数が増加するにつれてキャリア周波数オフセットが増加する傾向がある。一般に、キャリア周波数オフセットの影響は初期取得の状況で重要である。従って、同期信号（すなわち、ＰＳＳ）のキャリア周波数オフセットの影響を減らす必要がある。 The values in Table 5 are calculated according to exemplary carrier frequencies that can be considered in an NR system. Referring to Table 5, it can be seen that as the carrier frequency increases, the carrier frequency offset tends to increase. In general, the effect of carrier frequency offset is significant in initial acquisition situations. Therefore, it is necessary to reduce the effect of carrier frequency offset on the synchronization signal (i.e., PSS).

また、以下の表６は、相異なるキャリア周波数値に対する特定のサブキャリア間隔値に応じた正規化された（normalized）周波数オフセット値を示す。 Table 6 below also shows normalized frequency offset values according to specific subcarrier spacing values for different carrier frequency values.

表６を参照すると、サブキャリア間隔値が大きくなるにつれて周波数オフセットの値が減少する傾向がある。すなわち、初期接続（initial access）性能はサブキャリア間隔値が大きくなるにつれて向上する。従って、６ＧＨｚ以下（below 6GHz）を考慮する場合（すなわち、アナログビームフォーミングを行わない場合）、デフォルトサブキャリア間隔が
に設定され、同期信号のサブキャリアの間隔はデフォルトサブキャリア間隔のＮ倍

に設定される。このとき、Ｎは２の倍数または２^ｎ（ここで、ｎは正の整数）に設定されることもできる。 Referring to Table 6, the frequency offset value tends to decrease as the subcarrier spacing value increases. In other words, the initial access performance improves as the subcarrier spacing value increases. Therefore, when considering below 6 GHz (i.e., when analog beamforming is not performed), the default subcarrier spacing is
and the spacing between the subcarriers of the synchronization signal is set to N times the default subcarrier spacing.

In this case, N can be set to a multiple of 2 or 2 ⁿ (where n is a positive integer).

また、初期取得ではないＳＳＳ及び／又はＰＢＣＨのような信号のサブキャリア間隔はＰＳＳが利用するサブキャリア間隔（すなわち、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔）と同一の値を利用するように設定できる。ただ、ＳＳＳ及びＰＢＣＨは初期取得の対象ではないため、周波数オフセット値に大きく影響を受けない。従って、ＳＳＳ及び／又はＰＢＣＨに対しては、ＰＳＳが利用するサブキャリア間隔

ではなく、デフォルトサブキャリア間隔

が設定されることもできる。 Additionally, the subcarrier spacing of signals such as SSS and/or PBCH that are not initially acquired can be set to use the same value as the subcarrier spacing used by PSS (i.e., the subcarrier spacing applied to PSS). . However, since SSS and PBCH are not subject to initial acquisition, they are not significantly affected by the frequency offset value. Therefore, for SSS and/or PBCH, the subcarrier spacing used by PSS is

instead of the default subcarrier spacing

can also be set.

次に、ＣＰ長に関する内容について説明する。一般に、ＣＰ長は、遅延拡散（delay spread）により発生するシンボル間干渉（Inter-Symbol Interference：ＩＳＩ）を防止するために利用される。また、サブキャリア間隔が大きくなるほどシンボル区間（symbol duration）が短くなるため、サブキャリア間隔が大きくなるほどＣＰ長も短くなる。従って、大きな値のサブキャリア間隔が利用される場合はＣＰ長が短くなるため、遅延拡散が大きいチャネルでの性能は低下する可能性がある。 Next, we will explain the CP length. In general, the CP length is used to prevent Inter-Symbol Interference (ISI) caused by delay spread. In addition, the larger the subcarrier spacing, the shorter the symbol duration, and therefore the larger the subcarrier spacing, the shorter the CP length. Therefore, when a large subcarrier spacing is used, the CP length becomes shorter, which may degrade performance in channels with large delay spread.

しかしながら、６ＧＨｚ以下の帯域でＮＲシステムを支援するためには、長い遅延拡散が存在するチャネルなど（例えば、ＥＴＵ（Extended Typical Urban model）、ＴＤＬ（Tapped-delay line）など）でもシステムが適切に動作するように設定される必要がある。従って、遅延拡散を考慮すると、ＣＰ長は長く設定されるほど有利である。 However, in order to support NR systems in bands below 6 GHz, the system must operate properly even in channels with long delay spreads (e.g., ETU (Extended Typical Urban model), TDL (Tapped-delay line), etc.). must be set to Therefore, in consideration of delay spread, it is more advantageous to set a longer CP length.

次に、同期信号のための帯域幅に関する内容について説明する。既存のＬＴＥシステム（すなわち、レガシーＬＴＥシステム）の同期信号に利用された帯域幅は１．０８ＭＨｚである。もし、ＮＲシステムにおいて、既存のＬＴＥシステムのサブキャリア間隔値より大きい値のサブキャリア間隔が設定されると、同期信号のためにさらに広い帯域幅が用いられる。ただ、受信すべき帯域幅が広くなることにつれて端末の算出複雑度（calculation complexity）が増加する可能性がある。従って、算出複雑度を増加させないために、ＮＲシステムの同期信号のために用いられる帯域幅はＬＴＥシステムの場合と類似して維持されることが好ましい。 Next, the bandwidth for the synchronization signal will be described. The bandwidth used for the synchronization signal in the existing LTE system (i.e., the legacy LTE system) is 1.08 MHz. If a subcarrier spacing greater than the subcarrier spacing value of the existing LTE system is set in the NR system, a wider bandwidth is used for the synchronization signal. However, as the bandwidth to be received becomes wider, the calculation complexity of the terminal may increase. Therefore, in order to avoid increasing the calculation complexity, it is preferable that the bandwidth used for the synchronization signal in the NR system be maintained similar to that in the LTE system.

前述した要素を考慮するとき、ＮＲシステムの同期信号を設計する方法は多様である。本発明の多様な実施形態において、次のような４つの方法（方法１ないし方法４）を考慮することができる。以下の方法において、
はデフォルトサブキャリア間隔を意味し、
及び
は、それぞれＰＳＳ（すなわち、ＮＲ ＰＳＳ）及びＳＳＳ（すなわち、ＮＲ ＳＳＳ）に利用されるサブキャリア間隔を意味する。 Considering the above factors, there are various methods for designing a synchronization signal for an NR system. In various embodiments of the present invention, the following four methods (Method 1 to Method 4) can be considered. In the following methods,
means the default subcarrier spacing,
as well as
and denote the subcarrier spacing utilized for the PSS (i.e., NR PSS) and the SSS (i.e., NR SSS), respectively.

（方法１）(Method 1)

方法１は、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用（又は、適用）するサブキャリア間隔をデフォルトサブキャリア間隔と同一値に設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに利用するデフォルトサブキャリア間隔が決定（又は、設定）されると、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用するサブキャリアの間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定できる。 Method 1 is a method of setting the subcarrier interval used (or applied) for PSS and SSS to the same value as the default subcarrier interval.

It is. In other words, once the default subcarrier spacing used for each frequency band is determined (or set), the subcarrier spacing used for PSS and SSS can be set to be the same as the default subcarrier spacing.

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数（center frequency）に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。ただ、前述したように（例えば、表５）、６ＧＨｚ以下の帯域で同期信号のためのサブキャリア間隔が１５ｋＨｚ（すなわち、ＬＴＥシステムのサブキャリア間隔）に設定される場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を受ける可能性がある。 For example, if a default subcarrier spacing of 15 kHz is set for a center frequency near 4 GHz or 6 GHz, the subcarrier spacing applied to PSS and SSS may be set to 15 kHz. However, as mentioned above (e.g., Table 5), when the subcarrier spacing for synchronization signals in the band below 6 GHz is set to 15 kHz (i.e., the subcarrier spacing of the LTE system), the PSS frequency estimation (frequency offset) operation may be affected by carrier frequency offset.

他の例として、４ＧＨｚ又は６ＧＨの近くの中心周波数に対して６０ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔も６０ｋＨｚに設定できる。前述したように（例えば、表５）、同期信号のためのサブキャリア間隔が１５ｋＨｚより大きい６０ｋＨｚに設定される場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができる。 As another example, if a default subcarrier spacing of 60kHz is set for a center frequency near 4GHz or 6GH, then the subcarrier spacing applied to PSS and SSS may also be set to 60kHz. As mentioned previously (e.g., Table 5), if the subcarrier spacing for the synchronization signal is set to 60kHz, which is greater than 15kHz, the frequency offset operation of the PSS may be less affected by the carrier frequency offset. can.

（方法２）(Method 2)

方法２は、ＰＳＳ及びＳＳＳに用いるサブキャリア間隔を同一に設定し、同一に設定されるサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに用いるデフォルトサブキャリアの間隔が決定されると、ＰＳＳ及びＳＳＳに利用するサブキャリアの間隔は、デフォルトサブキャリアの間隔をＮ倍スケーリングして設定できる。このとき、Ｎは２の倍数の形態でスケーリングされるか

または、２^ｍの形態でスケーリングされることもできる（すなわち、Ｎ ＝2^m、ｍは整数）。 Method 2 is a method in which the subcarrier intervals used for PSS and SSS are set to be the same, and the subcarrier intervals that are set to be the same are set by scaling the default subcarrier interval by N times.

It is. In other words, once the default subcarrier spacing used for each frequency band is determined, the subcarrier spacing used for PSS and SSS can be set by scaling the default subcarrier spacing N times. In this case, is N scaled in the form of a multiple of 2?

Alternatively, it can be scaled in the form of 2 ^m (ie, N = 2 ^m , where m is an integer).

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は、１５ｋＨｚを４倍スケーリングした６０ｋＨｚに設定できる。当該方法を用いる場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができる。 For example, if a default subcarrier spacing of 15 kHz is set for a center frequency near 4 GHz or 6 GHz, the subcarrier spacing applied to the PSS and SSS can be set to 60 kHz, which is 15 kHz scaled by a factor of four. When this method is used, the frequency offset operation of the PSS can be less affected by the carrier frequency offset.

（方法３）(Method 3)

方法３は、ＳＳＳに用いるサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一であり、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに用いるデフォルトサブキャリア間隔が決定されると、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定され、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定されることができる。 In method 3, the subcarrier spacing used for SSS is the same as the default subcarrier spacing, and the subcarrier spacing used for PSS is set by scaling the default subcarrier spacing by N times.

In other words, when the default subcarrier spacing to be used for each frequency band is determined, the subcarrier spacing to be used for the PSS is set by scaling the default subcarrier spacing by N times, and the subcarrier spacing to be used for the SSS can be set to be the same as the default subcarrier spacing.

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。この場合、ＰＳＳの周波数推定（frequency offset）動作はキャリア周波数オフセットの影響を少なく受けることができ、ＳＳＳにおいてＣＰ長が既存のＬＴＥシステムと同一であるので、長い遅延拡散を有するチャネルにおいてもセル識別子（cell ID）検出動作を効率的に実行できるという長所がある。 For example, if a default subcarrier spacing of 15kHz is set for a center frequency near 4GHz or 6GHz, the subcarrier spacing applied to PSS is set to 60kHz (N=4), and the subcarrier spacing applied to SSS is The carrier spacing can be set to 15kHz. In this case, the frequency offset operation of the PSS can be less affected by the carrier frequency offset, and since the CP length in the SSS is the same as in the existing LTE system, even in channels with long delay spreads, the cell identifier (cell ID) has the advantage of being able to efficiently perform detection operations.

（方法４）(Method 4)

方法４は、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一であり、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定する方法

である。言い換えると、各周波数バンドに利用するデフォルトサブキャリア間隔が決定されると、ＳＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔をＮ倍スケーリングして設定され、ＰＳＳに利用するサブキャリア間隔はデフォルトサブキャリア間隔と同一に設定されることができる。 Method 4 is a method in which the subcarrier interval used for PSS is the same as the default subcarrier interval, and the subcarrier interval used for SSS is set by scaling the default subcarrier interval N times.

It is. In other words, once the default subcarrier spacing to be used for each frequency band is determined, the subcarrier spacing to be used for SSS is set by scaling the default subcarrier spacing by N times, and the subcarrier spacing to be used for PSS is set to the default subcarrier spacing. It can be set to be the same as the carrier interval.

例えば、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は１５ｋＨｚに設定されることができる。 For example, if a default subcarrier spacing of 15kHz is set for a center frequency near 4GHz or 6GHz, the subcarrier spacing applied to SSS is set to 60kHz (N=4), and the subcarrier spacing applied to PSS is The carrier spacing may be set to 15kHz.

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法３及び方法４のように、ＰＳＳとＳＳＳに対して相異なるサブキャリア間隔が設定される。この場合、１シンボルを基準に転送すべき帯域幅より１／２^ｍ倍ダウンスケーリング（scaling down）された帯域幅及び２^ｍ倍多いシンボルを用いてＰＳＳ及び／又はＳＳＳを転送する方法を考慮することができる。 Also, in various embodiments of the present invention, different subcarrier intervals are set for the PSS and the SSS, as in the above-described Method 3 and Method 4. In this case, a method of transmitting the PSS and/or the SSS using a bandwidth scaled down by 1/2 ^m times and 2 ^m times more symbols than the bandwidth to be transmitted based on one symbol can be considered.

例えば、前述した方法３のように、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔は６０ｋＨｚに設定され（Ｎ＝４）、ＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定されることができる。この場合、ＳＳＳシーケンス（例えば、レガシーＳＳＳシーケンス）に対して、既存のＬＴＥシステムのように、６ＲＢ（すなわち、１．０８ＭＨｚ、７２資源要素（Resource Element：ＲＥ））が割り当てられる場合、ＳＳＳは１シンボルを通じて転送できる。 For example, if a default subcarrier spacing of 15kHz is set for a center frequency near 4GHz or 6GHz, as in Method 3 above, then the subcarrier spacing applied to PSS is set to 60kHz (N=4 ), the subcarrier spacing applied to SSS may be set to 15kHz. In this case, if an SSS sequence (e.g., a legacy SSS sequence) is allocated 6 RB (i.e., 1.08 MHz, 72 Resource Elements (RE)) as in the existing LTE system, then SSS Can be transferred through symbols.

そのとき、ＰＳＳが転送される帯域幅を１．０８ＭＨｚに制限し、ＰＳＳシーケンスを４つのシンボルにわたって転送するように設定する方法を考慮することができる。これに関する具体的な例示は図６のようである。 At that time, a method can be considered in which the bandwidth in which PSS is transmitted is limited to 1.08 MHz and the PSS sequence is set to be transmitted over four symbols. A specific example of this is shown in FIG.

図６は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の一例を示す。図６は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 FIG. 6 shows an example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied. FIG. 6 is merely for convenience of explanation and is not intended to limit the scope of the invention.

図６に示すように、同期信号（すなわち、ＰＳＳ及びＳＳＳ）はＳＳＳ転送のための帯域幅に合わせて転送される場合が仮定される。また、サブフレーム（例えば、ＳＳＳヌメロロジーに対する単一サブフレーム）の５番目のＯＦＤＭシンボル（#5 OFDM symbol）でＳＳＳが転送され、６番目のＯＦＤＭシンボル（#6 OFDM symbol）の場所に位置した４つの短いＯＦＤＭシンボルを通じてＰＳＳが転送される場合が仮定される。このとき、ＰＳＳは４つのＯＦＤＭシンボルを通じて転送されるので、ＰＳＳのための帯域幅は既存の帯域幅の１／４倍になる。 As shown in FIG. 6, it is assumed that the synchronization signals (i.e., PSS and SSS) are transmitted according to the bandwidth for SSS transmission. It is also assumed that the SSS is transmitted in the fifth OFDM symbol (#5 OFDM symbol) of a subframe (e.g., a single subframe for SSS numerology), and the PSS is transmitted through four short OFDM symbols located at the sixth OFDM symbol (#6 OFDM symbol). In this case, since the PSS is transmitted through four OFDM symbols, the bandwidth for the PSS is 1/4 times the existing bandwidth.

また、ＳＳＳ及び／又はＰＳＳが転送される位置（又は、シンボル）は一例に過ぎず、１４個のシンボル（すなわち、＃０ないし＃１３ＯＦＤＭシムボル）のうち重ならない（すなわち、重畳されない）任意のシンボルにＳＳＳ及び／又はＰＳＳが位置することもできる。 In addition, the positions (or symbols) at which the SSS and/or PSS are transmitted are merely examples, and the SSS and/or PSS may be located at any non-overlapping (i.e., non-superimposed) symbol among the 14 symbols (i.e., OFDM symbols #0 to #13).

４つのＯＦＤＭシンボルを通じて転送されるＰＳＳのためのシーケンスは、次の例示のような方式で転送されるように設定できる。 The sequence for the PSS transmitted through four OFDM symbols can be set to be transmitted in the following example manner.

例えば、ＰＳＳ転送のために、相異なるルートインデックス（root index）を利用する長さ１７のＺＣシーケンス（Zadoff-Chu sequence）４つが各シンボルで１つずつ転送されるように設定することができる。他の例として、ＰＳＳ転送のために、同一のルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス１つが各シンボルに繰り返して転送されるように設定することもできる。さらに他の例として、ＰＳＳ転送のために、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つ（すなわち、第１シーケンス（Ａ）、第２シーケンス（Ｂ））を生成し、生成された２つのシーケンスが４つのシンボルにわたってＡＢＡＢ、ＡＡＢＢ，ＡＢＢＡなどのように様々な形態の組み合わせによって転送されるように設定することもできる。 For example, for PSS transmission, four ZC sequences (Zadoff-Chu sequences) each having a length of 17 and using different root indices can be configured to be transmitted, one for each symbol. As another example, one ZC sequence of length 17 utilizing the same root index may be configured to be transmitted repeatedly for each symbol for PSS transmission. As yet another example, two ZC sequences of length 17 (i.e., a first sequence (A), a second sequence (B)) utilizing different root indices are generated for PSS transmission, and the generated It is also possible to set the two sequences to be transferred over four symbols in various combinations such as ABAB, AABB, ABBA, etc.

前述したＰＳＳ転送方式の場合、各シンボルに対してカバーコード（cover code）を適用して相関性能を向上させることができるという長所がある。また、前記ＰＳＳが６０ｋＨｚのサブキャリア間隔に設定されるため、４シンボルにわたるＰＳＳの転送には１ｍｓのみが必要となる。また、前述したようなＰＳＳ及びＳＳＳの転送方式は、ＰＳＳとＳＳＳに対して相異なるサブキャリア間隔が設定されても、端末が一定の帯域幅（例えば、１．０８ＭＨｚ）のみをフィルタリングして同期信号を受信できるという長所がある。 The above-described PSS transmission method has an advantage in that a cover code can be applied to each symbol to improve correlation performance. Further, since the PSS is set at a subcarrier interval of 60 kHz, only 1 ms is required to transfer the PSS over 4 symbols. Furthermore, in the PSS and SSS transfer methods described above, even if different subcarrier intervals are set for PSS and SSS, the terminal can synchronize by filtering only a certain bandwidth (for example, 1.08 MHz). It has the advantage of being able to receive signals.

この場合、当該ＰＳＳに適用されたサブキャリア間隔値（例えば、６０ｋＨｚ）に合わせてダウンスケーリングされたＣＰが前記４つのシンボルのそれぞれの前部に設定されることもできる。 In this case, a CP downscaled to match the subcarrier spacing value (e.g., 60 kHz) applied to the PSS can also be set at the front of each of the four symbols.

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法１及び方法２のように、ＰＳＳとＳＳＳに対して同一のサブキャリア間隔が設定されることができる。この場合、ＰＳＳに用いられるシーケンス（すなわち、ＰＳＳシーケンス）は以下のような方法で設定または割り当てできる。 Also, in various embodiments of the present invention, the same subcarrier interval may be set for PSS and SSS, as in Method 1 and Method 2 described above. In this case, the sequence used for PSS (ie, PSS sequence) can be set or assigned in the following manner.

まず、ＳＳＳと同一の長さを有するＰＳＳを利用する方法を考慮することができる。すなわち、前記方法は、ＳＳＳシーケンスとＰＳＳシーケンスの長さを同一に設定する方法である。例えば、前述したように（例えば、方法１）、４ＧＨｚ又は６ＧＨｚの近くの中心周波数に対して１５ｋＨｚのデフォルトサブキャリア間隔が設定される場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリアの間隔は１５ｋＨｚに設定できる。この場合、ＰＳＳ及びＳＳＳに対して、既存のＬＴＥシステムのように、６ＲＢ（すなわち、１．０８ＭＨｚ、７２ＲＥ）が割り当てられる場合、ＰＳＳ及びＳＳＳは（それぞれ）１シンボルを通じて転送できる。 First, a method of using a PSS having the same length as the SSS can be considered. That is, this method is a method of setting the lengths of the SSS sequence and the PSS sequence to be the same. For example, as described above (e.g., method 1), if a default subcarrier spacing of 15 kHz is set for a center frequency near 4 GHz or 6 GHz, the subcarrier spacing applied to the PSS and SSS can be set to 15 kHz. In this case, if 6 RBs (i.e., 1.08 MHz, 72 RE) are allocated to the PSS and SSS as in the existing LTE system, the PSS and SSS can be transmitted through one symbol (respectively).

次に、ＳＳＳよりＮ倍短い長さのシーケンスをＰＳＳ転送に利用するとき、既存の帯域幅は一定に維持する方法も考慮できる。この場合、ＰＳＳシーケンスを周波数軸にＲＥ毎にマッピングするのではなく、Ｎ個のＲＥ毎にマッピングすることにより、既存の帯域幅が一定に維持できる。すなわち、ＰＳＳシーケンスがＳＳＳシーケンスより短くても、ＰＳＳシーケンスを一定間隔でマッピングすることによりＰＳＳとＳＳＳの転送帯域幅が同一に維持できる。このとき、ＰＳＳシーケンスがマッピングされていないサブキャリア（又は、ＲＥ）には「０（zero）」が満たされ、ＰＳＳシーケンスがマッピングされたサブキャリアはＮ倍増加した電力（power）を利用して転送できる。これに関する具体的な例示は図７のようである。 Next, when a sequence with a length N times shorter than the SSS is used for PSS transmission, a method of maintaining the existing bandwidth constant can also be considered. In this case, the existing bandwidth can be maintained constant by mapping the PSS sequence to every N REs, rather than mapping it to every RE on the frequency axis. That is, even if the PSS sequence is shorter than the SSS sequence, the transmission bandwidth of the PSS and SSS can be maintained the same by mapping the PSS sequence at regular intervals. In this case, subcarriers (or REs) to which the PSS sequence is not mapped are filled with "0 (zero)", and subcarriers to which the PSS sequence is mapped can be transmitted using power increased by N times. A specific example of this is shown in FIG. 7.

図７は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法の他の例を示す。図７は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 FIG. 7 shows another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied. FIG. 7 is merely for illustrative convenience and is not intended to limit the scope of the invention.

具体的には、図７の（ａ）は既存のＰＳＳシーケンスマッピング方式を示し、図７の（ｂ）は本明細書で提案するＰＳＳシーケンスマッピング方式を示す。 Specifically, FIG. 7(a) shows an existing PSS sequence mapping method, and FIG. 7(b) shows the PSS sequence mapping method proposed in this specification.

図７に示すように、各正四角形はサブキャリア（又は、ＲＥ）を意味し、チェックされた領域はＰＳＳシーケンスがマッピングされたＲＥを意味する。また、本明細書で提案するＰＳＳシーケンスの長さは、既存のＰＳＳシーケンスよりＮ倍短く設定される場合が仮定される。 As shown in FIG. 7, each square represents a subcarrier (or RE), and the checked area represents the RE to which the PSS sequence is mapped. It is also assumed that the length of the PSS sequence proposed in this specification is set to be N times shorter than the existing PSS sequence.

図７の（ａ）の場合、前述したように、既存のＰＳＳシーケンスはＲＥ毎にマッピングされるように設定され、サブキャリア間隔はＦｄ ｋＨｚで表現できる。 In the case of FIG. 7A, as described above, the existing PSS sequence is set to be mapped for each RE, and the subcarrier interval can be expressed in Fd kHz.

それに対して、図７の（ｂ）の場合、本明細書で提案するＰＳＳシーケンスは、Ｎ個のＲＥ毎にマッピングされるように設定できる。このとき、「０」がマッピングされていないサブキャリア（すなわち、ＰＳＳシーケンスがマッピングされたサブキャリア）間の間隔はＮ＊Ｆｄ ｋＨｚで表現できる。また、時間軸ではＣＰ長を除いた１シンボル内の空間に同一のシーケンスがＮ回繰り返す形態で現れるようになり、実際のシンボル区間（symbol duration）は変更されない。一例として、ＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされる場合、前記ＰＳＳシーケンスに該当する時間区間（time duration）はシンボル区間と同一に設定できる。この場合、Ｎ個のＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされると、前記ＰＳＳシーケンスに該当する時間区間はシンボル区間の１／Ｎ倍になることができる。これにより、Ｎ個のＲＥ毎にＰＳＳシーケンスがマッピングされる場合は、同一のシンボル区間に対してＰＳＳシーケンスがＮ回繰り返す形態が現れる。 On the other hand, in the case of FIG. 7(b), the PSS sequence proposed herein can be configured to be mapped every N REs. At this time, the interval between subcarriers to which '0' is not mapped (ie, subcarriers to which PSS sequences are mapped) can be expressed as N*Fd kHz. In addition, on the time axis, the same sequence appears in a space within one symbol excluding the CP length in a form repeated N times, and the actual symbol duration remains unchanged. For example, when a PSS sequence is mapped to each RE, a time duration corresponding to the PSS sequence may be set to be the same as a symbol duration. In this case, if a PSS sequence is mapped to every N REs, the time period corresponding to the PSS sequence can be 1/N times the symbol period. As a result, when a PSS sequence is mapped to each of N REs, a form in which the PSS sequence is repeated N times for the same symbol period appears.

本明細書で提案するＰＳＳシーケンス設定及び割り当て方法（例えば、図７の（ｂ）の方法）を利用すると、端末がＰＳＳを用いて周波数推定（又は、周波数測定）を行うとき、キャリア周波数オフセットの影響を少なく受けるという長所がある。具体的には、既存の方式（例えば、図７の（ａ））のようにＰＳＳをＲＥ毎にマッピングして転送する場合、キャリア周波数オフセットの影響によって隣接サブキャリアによるセル間干渉（ＩＣＩ）が大きくなる可能性がある。これとは異なり、本明細書で提案しているようにＰＳＳをＮ個のＲＥ毎にマッピングして転送する場合、Ｎ＊サブキャリアの間隔だけ離れたサブキャリアによるセル間干渉が存在するため、その影響は低下することができる。 When the PSS sequence setting and allocation method proposed in this specification (for example, the method shown in FIG. 7(b)) is used, when a terminal performs frequency estimation (or frequency measurement) using PSS, the carrier frequency offset It has the advantage of being less affected. Specifically, when PSS is mapped and transmitted for each RE as in the existing method (for example, (a) in FIG. 7), inter-cell interference (ICI) due to adjacent subcarriers may occur due to the influence of carrier frequency offset. It has the potential to become larger. On the other hand, when PSS is mapped and transferred for each N RE as proposed in this specification, there is inter-cell interference due to subcarriers separated by an interval of N* subcarriers. Its impact can be reduced.

また、セル識別子（cell ID）（例えば、物理層セル識別子（physical layer cell ID））に関して、既存の場合、３つのＰＳＳシーケンス候補のうち１つ及び１６８個のＳＳＳシーケンス候補のうち１つを選択して、５０４個のセル識別子のうち１つを選択（又は、識別、決定）する方法が用いられた。ただ、前記方法では、ＰＳＳを選択するための３つの候補を区別するために、端末は複雑度（complexity）の高い動作を３回ずつ繰り返して行う必要がある。 In addition, regarding the cell ID (e.g., physical layer cell ID), in the existing case, one of the three PSS sequence candidates and one of the 168 SSS sequence candidates is selected. A method of selecting (or identifying, determining) one of the 504 cell identifiers was used. However, in the above method, the terminal needs to repeat a highly complex operation three times in order to distinguish between three candidates for selecting a PSS.

従って、このような端末の負担（burden）を減らすために、ＰＳＳに対して１つの候補を利用し、ＳＳＳに対して全体セル識別子数に該当する候補を利用して、セル識別子のうち１つを選択する方法を考慮することができる。一例として、ＰＳＳに対して１つの候補を利用し、ＳＳＳに対して５０４個または１００８個の候補を利用する方法を考慮することができる。 Therefore, in order to reduce the burden on such a terminal, a method of selecting one of the cell identifiers by using one candidate for the PSS and candidates corresponding to the total number of cell identifiers for the SSS may be considered. As an example, a method of using one candidate for the PSS and 504 or 1008 candidates for the SSS may be considered.

そのとき、当該方法の場合、ＰＳＳに関連して候補の数が減ることであるので、前述した方式のＰＳＳシーケンスがそのまま利用されても関係ない。一例として、ＰＳＳシーケンスは、前述した数式３、数式４、および数式５を用いて生成されることができる。 In this case, since the number of candidates is reduced in relation to the PSS in this method, it does not matter if the PSS sequence of the above-mentioned method is used as is. As an example, the PSS sequence can be generated using the above-mentioned Equation 3, Equation 4, and Equation 5.

ただ、ＳＳＳに関連しては、候補の数が増加するので、ＳＳＳシーケンスに対する設計方法を新しく考慮する必要がある。すなわち、ＳＳＳシーケンスを全体セル識別子の数だけ生成（又は、設定）する方法を考慮する必要がある。一例として、ＳＳＳシーケンスは、前述した数式６、数式７、および数式８を用いて生成されることができる。 However, as the number of candidates increases in relation to SSS, it is necessary to consider a new design method for SSS sequences. That is, it is necessary to consider a method of generating (or setting) SSS sequences equal to the number of total cell identifiers. As an example, the SSS sequence can be generated using Equation 6, Equation 7, and Equation 8 described above.

具体的に、全体セル識別子（例えば、５０４個のセル識別子、１００８個のセル識別子）を区分するために、ＳＳＳは次のような方式で設定（又は、設計、割り当て）できる。以下、説明の便宜のために、全体セル識別子の数が既存のＬＴＥシステムにおける全体セル識別子の数である５０４に設定される場合が仮定される。この場合、ＮＲシステムの全体セル識別子の数が既存の場合と異なる場合（例えば、１００８個）にも、当該方法が同一に適用できることは言うまでもない。 Specifically, in order to classify the entire cell identifiers (eg, 504 cell identifiers, 1008 cell identifiers), the SSS can be configured (or designed or allocated) in the following manner. Hereinafter, for convenience of explanation, it is assumed that the number of total cell identifiers is set to 504, which is the number of total cell identifiers in the existing LTE system. In this case, it goes without saying that the method is equally applicable even when the number of total cell identifiers in the NR system is different from the existing case (for example, 1008).

例えば、ＳＳＳシーケンスに対して全長７２のシーケンス（length 72 sequence）が利用できるが、ガード（guard）領域を考慮してまず長さ６７のシーケンスが生成される。すなわち、ガード領域を考慮して、ＳＳＳシーケンスに対して割り当てられた周波数領域より短い長さのシーケンスが利用できる。ここで、全長７２は、帯域幅が１．０４ＭＨｚで、サブキャリア間隔が１５ｋＨｚである場合、及び／又は帯域幅が４．１６ＭＨｚで、サブキャリア間隔が６０ｋＨｚである場合にも利用できる。このとき、前記生成される長さ６７のシーケンスはＺＣシーケンス、Ｍシーケンスなどでありうる。 For example, although a length 72 sequence can be used for the SSS sequence, a length 67 sequence is first generated in consideration of the guard region. That is, in consideration of the guard region, a sequence with a shorter length than the frequency region allocated to the SSS sequence can be used. Here, the total length 72 can also be used when the bandwidth is 1.04 MHz and the subcarrier spacing is 15 kHz, and/or when the bandwidth is 4.16 MHz and the subcarrier spacing is 60 kHz. At this time, the generated sequence having a length of 67 may be a ZC sequence, an M sequence, etc.

この後、前記生成された長さ６７のシーケンスに１サンプルを追加して長さ６８のシーケンス（例えば、ＺＣシーケンス、Ｍシーケンスなど）が生成できる。例えば、シーケンスの１番目の１サンプルを当該シーケンスの最後に追加（すなわち、循環シフト）して長さ６８のシーケンスが生成される。または、他の例として、任意の場所に「０（zero）」を追加して長さ６８のシーケンスを生成する方法を考慮することもできる。このとき、１番目の例示の方法（すなわち、循環シフトを利用する方法）がさらに有利でありうる。 Then, a sequence of length 68 (e.g., a ZC sequence, an M sequence, etc.) can be generated by adding one sample to the generated sequence of length 67. For example, a sequence of length 68 can be generated by adding the first sample of the sequence to the end of the sequence (i.e., circular shifting). Alternatively, as another example, a method of generating a sequence of length 68 by adding "0 (zero)" at any position can be considered. In this case, the first example method (i.e., a method using a circular shift) may be more advantageous.

この後、生成された長さ６８のシーケンスの両端にガード用途として用いられる「０」を２サンプルずつ追加して、全長７２のシーケンスが生成される。言い換えると、ＳＳＳシーケンスの生成のために用いられるシーケンスは、ＳＳＳシーケンス転送に割り当てられた資源領域の長さに合わせて生成（又は、設定、設計）される。以下、本明細書において、前記手順により生成されたシーケンスは、第１シーケンスと称される。 Thereafter, two samples of "0" used for guard purposes are added to both ends of the generated sequence of length 68, thereby generating a sequence of total length 72. In other words, the sequence used to generate the SSS sequence is generated (or configured or designed) according to the length of the resource area allocated to SSS sequence transfer. Hereinafter, in this specification, the sequence generated by the above procedure will be referred to as a first sequence.

このように生成された長さ７２のシーケンスがＺＣシーケンスである場合、当該シーケンスは総６７個のルートインデックスを利用することができる。ただ、当該シーケンスのＰＡＰＲ（Peak-to-Average Power Ratio）値を考慮して６７個のうち６３個のルートインデックス（例えば、3, 4, 5 ..., 63, 64, 64, 65）のみが用いられることもできる。または、このように生成された長さ７２のシーケンスが長さ６８のＭシーケンスに基づく場合、当該シーケンスは総６８個の循環シフト値を利用することができる。この場合にも、ＰＡＰＲ及び相関値などを考慮して一部の循環シフト値（例えば、６３個）のみが用いられることができる。 If the length 72 sequence thus generated is a ZC sequence, the sequence can use a total of 67 root indexes. However, only 63 of the 67 root indexes (e.g., 3, 4, 5 ..., 63, 64, 64, 65) can be used in consideration of the PAPR (Peak-to-Average Power Ratio) value of the sequence. Alternatively, if the length 72 sequence thus generated is based on a length 68 M sequence, the sequence can use a total of 68 cyclic shift values. In this case, too, only a portion of the cyclic shift values (e.g., 63) can be used in consideration of the PAPR and correlation value, etc.

そのとき、前述したような手順によって生成されたシーケンスに対して適用するスクランブリングシーケンス（scrambling sequence）を追加的に考慮することができる。ここで、スクランブリングシーケンスは、特定のシーケンスに乗算されるシーケンスを意味する。すなわち、ＳＳＳシーケンス生成のために、前記生成されたシーケンスと当該シーケンスと同一の長を有するシーケンスとを乗算する方法を考慮することができる。このとき、シーケンス間の積は、同一の位置に該当するシーケンスの各要素（又は、サンプル）間の積を意味する。例えば、第１シーケンスが［0 1 1 1 0...］から構成され、第２のシーケンスが［0 0 1 1 1...］から構成される場合、２つのシーケンスの要素間の積により生成されるシーケンスは［0*0 1*0 1*1 1*1 0*1...］である。 At this time, a scrambling sequence applied to the sequence generated by the above-described procedure may be additionally considered. Here, the scrambling sequence means a sequence by which a specific sequence is multiplied. That is, in order to generate an SSS sequence, a method of multiplying the generated sequence by a sequence having the same length as the generated sequence can be considered. At this time, the product between sequences means the product between each element (or sample) of the sequences corresponding to the same position. For example, if the first sequence consists of [0 1 1 1 0...] and the second sequence consists of [0 0 1 1 1...], then the product between the elements of the two sequences The generated sequence is [0*0 1*0 1*1 1*1 0*1...].

この場合、スクランブリングシーケンスは、ＰＮシーケンス（Pseudo-random Noise sequence）、Ｍシーケンス、アダマールシーケンス（Hadamard sequence）、二進シーケンス（binary sequence）などでありうる。 In this case, the scrambling sequence may be a Pseudo-random Noise sequence (PN sequence), an M sequence, a Hadamard sequence, a binary sequence, etc.

例えば、スクランブリングシーケンスとしてＰＮシーケンスが利用される場合、前述した長さ６８のシーケンス（例えば、長さ６８のＺＣシーケンス）に対するスクランブリングシーケンスとして長さ６３のＰＮシーケンスを生成し、その後、５サンプルを追加して長さ６８のＰＮシーケンスを生成する方法を考慮することができる。この場合も、前述した方式と同一に、シーケンスの前部の５サンプルを当該シーケンスの最後に追加する方式（すなわち、循環シフト）、又は任意の場所に「０」を５回追加して長さ６８のシーケンスを生成する方法を考慮することができる。 For example, when a PN sequence is used as a scrambling sequence, a PN sequence with a length of 63 is generated as a scrambling sequence for the above-mentioned sequence with a length of 68 (for example, a ZC sequence with a length of 68), and then a PN sequence with a length of 63 is generated. A method of generating a PN sequence of length 68 by adding . In this case, the same method as described above is used, either by adding the front 5 samples of the sequence to the end of the sequence (i.e. circular shift), or by adding ``0'' 5 times at arbitrary locations to increase the length. One can consider ways to generate 68 sequences.

このとき、スクランブリングシーケンスが８つの候補を有するようにするために、当該シーケンスは、特定の開始サンプル（starting sample）値（又は、特定の初期値）を用いて循環シフトされることができる。または、ＰＮシーケンスを生成するシード（seed）値を相異なるように設定して８つの相異なるＰＮシーケンスを用いる方法も考慮することができる。前記２つの方法のうち、前者は同一（すなわち、単一）のシーケンスを循環シフトして相異なる８つの形態で利用し、後者は相異なる８つのシーケンスを利用するという点で差がある。 In this case, in order to have eight candidates for the scrambling sequence, the sequence can be cyclically shifted using a specific starting sample value (or a specific initial value). Alternatively, a method can be considered in which eight different PN sequences are used by setting different seed values for generating the PN sequence. The difference between the two methods is that the former uses the same (i.e., single) sequence in eight different forms by cyclically shifting it, while the latter uses eight different sequences.

または、他の例として、スクランブリングシーケンスとしてＭシーケンスが利用される場合、前述した長さ６８のシーケンス（例えば、長さ６８のＺＣシーケンス、長さ６８のＭシーケンス）に対するスクランブリングシーケンスとして長さ６８のＭシーケンスを生成する方法を考慮することができる。この場合、スクランブリングシーケンスが８つの候補を有するようにするために、相異なる８つの循環シフト値により前記８つの候補を区分（又は、生成）することができる。 As another example, when an M sequence is used as the scrambling sequence, a method of generating an M sequence of length 68 as a scrambling sequence for the above-mentioned length 68 sequence (e.g., a ZC sequence of length 68, an M sequence of length 68) can be considered. In this case, in order to have eight candidates for the scrambling sequence, the eight candidates can be divided (or generated) by eight different cyclic shift values.

この後、生成された長さ６８のシーケンスの両端にガード用途として用いられる「０」を２サンプルずつ追加して、全長７２のシーケンスが生成されることができる。以下、本明細書において、前記手順により生成されたシーケンスは、第２シーケンスと称される。 Thereafter, a sequence with a total length of 72 can be generated by adding two samples of "0" used as a guard to both ends of the generated sequence with a length of 68. Hereinafter, in this specification, the sequence generated by the above procedure will be referred to as a second sequence.

前述した手順により、２つの長さ７２のシーケンス、すなわち、特定のシーケンス（すなわち、第１シーケンス）及び特定のシーケンスのためのスクランブリングシーケンス（すなわち、第２シーケンス）が生成され、生成された２つのシーケンスをスクランブリングして最終的にＳＳＳシーケンスが生成できる。例えば、長さ７２のＺＣシーケンスに対して長さ７２のＰＮシーケンスをスクランブリングしてＳＳＳシーケンスが生成される。または、他の例として、長さ７２のＭシーケンスに長さ７２の他のＭシーケンスをスクランブしてＳＳＳシーケンスが生成されることもできる。 The above procedure generates two sequences of length 72, namely the specific sequence (i.e., the first sequence) and the scrambling sequence for the specific sequence (i.e., the second sequence), and the generated 2 Finally, an SSS sequence can be generated by scrambling two sequences. For example, an SSS sequence is generated by scrambling a 72-length PN sequence with a 72-length ZC sequence. Alternatively, as another example, an SSS sequence may be generated by scrambling an M sequence of length 72 with another M sequence of length 72.

このとき、特定のシーケンス（すなわち、第１シーケンス）に対する候補が６３個に設定され、スクランブリングシーケンス（すなわち、第２シーケンス）に対する候補が８個に設定される場合、総６３＊８個、すなわち、５０４個のＳＳＳシーケンス候補が区分（又は、区別）できる。これにより、全セル識別子が５０４個である場合、ＳＳＳシーケンスは全体セル識別子の数だけ生成される。 In this case, if 63 candidates for a specific sequence (i.e., the first sequence) are set and 8 candidates for a scrambling sequence (i.e., the second sequence) are set, a total of 63*8, i.e., 504, SSS sequence candidates can be distinguished. Thus, if there are 504 total cell identifiers, the number of SSS sequences generated is equal to the total number of cell identifiers.

以上のように、前述したＳＳＳシーケンス設定（又は、生成）の方式は、セル識別子の数が５０４ではなく他の数に設定されても適用できることは言うまでもない。例えば、ＮＲシステムでセル識別子の数が１００８個に設定される場合、第１シーケンスに対する候補が１１２個設定され、第２シーケンスに対する候補が９つ設定されることができる。この場合、第１シーケンスと第２シーケンスとの積（すなわち、第１シーケンスの要素と第２シーケンスの要素との積）により最終的に生成できるＳＳＳシーケンス候補の数は１００８個である。また、この場合、同期信号に対するシーケンスの長さが長くなるにつれて、同期信号に割り当てられる周波数領域、すなわち、ＲＢの数がさらに多くなる（例えば、１２ＲＢ）。 As described above, it goes without saying that the above-described SSS sequence setting (or generation) method can be applied even when the number of cell identifiers is set to other numbers than 504. For example, if the number of cell identifiers is set to 1008 in the NR system, 112 candidates for the first sequence may be set, and 9 candidates for the second sequence may be set. In this case, the number of SSS sequence candidates that can be finally generated by the product of the first sequence and the second sequence (that is, the product of the elements of the first sequence and the elements of the second sequence) is 1008. Furthermore, in this case, as the length of the sequence for the synchronization signal becomes longer, the frequency region, ie, the number of RBs, allocated to the synchronization signal increases (for example, 12 RB).

この場合、第１シーケンスの長さと第２シーケンスの長さは同一に設定され、第１シーケンスの長さ及び第２シーケンスの長さは、最終的に形成されるＳＳＳシーケンスの長さと同一である。すなわち、第１シーケンス及び第２シーケンスにおいてガード領域を除いた実質的なシーケンスの長さは、ガード領域を除いた実質的なＳＳＳシーケンスの長さと同一である。 In this case, the length of the first sequence and the length of the second sequence are set to be the same, and the length of the first sequence and the length of the second sequence are the same as the length of the SSS sequence that is finally formed. . That is, the actual length of the first sequence and the second sequence excluding the guard area is the same as the actual length of the SSS sequence excluding the guard area.

また、これに関連して、既存のＬＴＥシステムでは２つの短いシーケンス（例えば、長さ３１のシーケンス）をインターリービング（interleaving）してＳＳＳシーケンスを設定（又は、生成）する反面、本明細書で提案するＳＳＳシーケンスは長いシーケンスに基づいて設定される。ここで、長いシーケンスは複数のシーケンスをインターリービングして生成されないシーケンスを意味することができる。または、長いシーケンスはＳＳＳシーケンスに割り当てられた資源領域に合わせて設定されたシーケンス（又は、ガード領域を考慮して一部短く構成されたシーケンス）を意味することもできる。短いシーケンスではない長いシーケンスを利用してＳＳＳシーケンスを生成（又は、設定）する場合、シーケンス間の相互相関（cross correlation）性能が向上し、これにより、端末がＳＳＳを受信できないゴースト効果が防止できるという効果がある。 In addition, in this regard, while existing LTE systems establish (or generate) an SSS sequence by interleaving two short sequences (for example, a sequence of length 31), this specification The proposed SSS sequence is configured based on long sequences. Here, the long sequence may refer to a sequence that is not generated by interleaving multiple sequences. Alternatively, the long sequence may mean a sequence set according to the resource area allocated to the SSS sequence (or a sequence partially configured to be short in consideration of the guard area). When generating (or setting) an SSS sequence using a long sequence instead of a short sequence, the cross correlation performance between sequences is improved, which prevents the ghost effect that prevents the terminal from receiving SSS. There is an effect.

また、前述したように、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数は不均等（un-even）に設定（すなわち、一方の候補数が他方の候補数より多く設定）されることができる。第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が同一に設定される場合、第１シーケンス及び第２シーケンスを利用して生成されるＳＳＳシーケンス間の相互相関値（cross correlation value）が大きくなる（例えば、０．５）。これと異なり、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が不均等に設定される場合は、生成されるＳＳＳシーケンス間の相互相関値が小さい（すなわち、相互相関性能が良い）。従って、第１シーケンスの候補数と第２シーケンスの候補数が相異なるように設定される場合は、ＳＳＳシーケンス、すなわち、ＳＳＳの検出性能が向上できるという長所がある。 Furthermore, as mentioned above, the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence may be set un-evenly (that is, the number of candidates for one is set to be larger than the number of candidates for the other). can. When the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence are set to be the same, the cross correlation value between the SSS sequences generated using the first sequence and the second sequence becomes large. (For example, 0.5). On the other hand, when the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence are set unequal, the cross-correlation value between the generated SSS sequences is small (that is, the cross-correlation performance is good). Therefore, when the number of candidates for the first sequence and the number of candidates for the second sequence are set to be different, there is an advantage that the SSS sequence, that is, the SSS detection performance can be improved.

また、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスがＭシーケンスである場合、ＰＳＳシーケンスは前記第１シーケンスの生成に用いられた第１多項式又は前記第２シーケンスの生成に利用された第２多項式に基づいて生成されることもできる。この場合、ＰＳＳシーケンスの生成のための多項式がＳＳＳシーケンスの生成のための多項式のうちいずれか１つと重畳されることにより、同期信号のためのシーケンス生成に対する複雑度が低下することができる。 Further, when the first sequence and the second sequence are M sequences, the PSS sequence is based on the first polynomial used to generate the first sequence or the second polynomial used to generate the second sequence. It can also be generated. In this case, the polynomial for generating the PSS sequence is superimposed with any one of the polynomials for generating the SSS sequence, thereby reducing the complexity of generating the sequence for the synchronization signal.

また、前述したように、ＳＳＳシーケンスを生成するための初期値及び／又は多項式として、前述した同期信号に関連する内容の値及び／又は式が利用できる。 As mentioned above, values and/or expressions related to the synchronization signal described above can be used as initial values and/or polynomials for generating the SSS sequence.

また、ＳＳＳを利用してサブフレームインデックス及び／又はフレームインデックスを区別できるようにするために、前述した手順により生成されたＳＳＳ（すなわち、ＳＳＳシーケンス）に対して他のスクランブリングシーケンス（すなわち、第３シーケンス）を追加的に適用する方法も考慮することができる。すなわち、他のスクランブリングシーケンスを追加的に適用して候補の数を増加させ、新たに設定された候補によりサブフレームインデックス及び／又はフレームインデックスが区別されるように設定することもできる。 In addition, in order to distinguish subframe indexes and/or frame indexes using SSS, a method of additionally applying another scrambling sequence (i.e., a third sequence) to the SSS (i.e., SSS sequence) generated by the above-mentioned procedure can also be considered. That is, another scrambling sequence can be additionally applied to increase the number of candidates, and the newly set candidates can be set to distinguish subframe indexes and/or frame indexes.

図８は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図８は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 Figure 8 shows yet another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied. Figure 8 is merely for convenience of explanation and does not limit the scope of the present invention.

図８に示すように、ＰＳＳに適用されるサブキャリア間隔はＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔の４倍に設定され、ＰＢＣＨに適用されるサブキャリア間隔はＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔と同一に設定される場合が仮定される。また、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。一例として、ＰＳＳの転送のために相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つが用いられる。 As shown in FIG. 8, it is assumed that the subcarrier spacing applied to the PSS is set to four times the subcarrier spacing applied to the SSS, and the subcarrier spacing applied to the PBCH is set to the same as the subcarrier spacing applied to the SSS. It is also assumed that two types of ZC sequences (a ZC sequence with root index 7 and a ZC sequence with root index 10) with different root indices are used for PSS transmission. As an example, two ZC sequences of length 17 using different root indices are used for PSS transmission.

この場合、各ルートインデックスに該当するＺＣシーケンスが２回ずつ繰り返される方式、すなわち、４つの長さ１７のＺＣシーケンスによりＰＳＳが転送される。 In this case, the PSS is transferred using a method in which a ZC sequence corresponding to each root index is repeated twice, that is, four ZC sequences each having a length of 17.

このとき、ＰＳＳの転送帯域幅はＳＳＳの転送帯域幅と同一に設定され、ＰＳＳ、すなわち、４つの長さ１７のＺＣシーケンスに対して［1, 1, -1, 1］のカバーコードが適用できる。また、ＰＳＳの一端とＳＳＳの両端にはガード領域のためのゼロパディング（zero padding）が実行できる。このとき、ＰＳＳは４つのシンボル（このとき、４つのシンボル全体に該当する時間区間はＳＳＳのサブキャリア区間によって設定された１つのシンボル区間と同一である）を通じて転送される。また、図８に示すように、ＰＳＳシーケンスに利用されるルートインデックスは［7, 10, 7, 10］として割り当てできる。 In this case, the transmission bandwidth of the PSS is set to be the same as the transmission bandwidth of the SSS, and a cover code of [1, 1, -1, 1] can be applied to the PSS, i.e., four length 17 ZC sequences. In addition, zero padding for guard regions can be performed on one end of the PSS and both ends of the SSS. In this case, the PSS is transmitted through four symbols (in this case, the time interval corresponding to all four symbols is the same as one symbol interval set by the subcarrier interval of the SSS). In addition, as shown in FIG. 8, the root index used for the PSS sequence can be assigned as [7, 10, 7, 10].

また、この場合、図８に示すように、ＳＳＳ転送のためのＣＰ長とＰＢＣＨ転送のためのＣＰ長は同一に設定される。また、実質的なＳＳＳシーケンスの長さは、ＰＢＣＨシーケンス（すなわち、ＰＢＣＨ転送のために用いられるシーケンス）の長さより短く設定できる。 In this case, as shown in FIG. 8, the CP length for SSS transmission and the CP length for PBCH transmission are set to be the same. Also, the actual length of the SSS sequence can be set to be shorter than the length of the PBCH sequence (i.e., the sequence used for PBCH transmission).

また、前述したＳＳＳシーケンス生成（又は、設定）方式において、デフォルトサブキャリア間隔値が１５ｋＨｚに設定された。しかしながら、これは説明の便宜のための例示に過ぎず、デフォルトサブキャリア間隔は６ＧＨｚ以下の帯域で３０ｋＨｚ、６０ｋＨｚなどになることができ、６ＧＨｚ以上の帯域では６０ｋＨｚだけでなく、１２０ｋＨｚ、２４０ｋＨｚなどになることもできる。従って、デフォルトサブキャリア間隔値に基づいて、ＰＳＳ及び／又はＳＳＳに用いられるサブキャリア間隔値は、前述した方法によってさらに大きく又はさらに小さくスケーリングされることができる。 Furthermore, in the SSS sequence generation (or setting) method described above, the default subcarrier spacing value is set to 15 kHz. However, this is just an example for convenience of explanation, and the default subcarrier spacing can be 30kHz, 60kHz, etc. in the band below 6GHz, and not only 60kHz but also 120kHz, 240kHz, etc. in the band above 6GHz. You can become one. Accordingly, based on the default subcarrier spacing value, the subcarrier spacing value used for PSS and/or SSS may be scaled larger or smaller by the method described above.

また、本発明の多様な実施形態において、前述した方法１及び方法２のように、ＰＳＳ及びＳＳＳに対して同一のサブキャリア間隔が設定される場合、次のようなＰＳＳシーケンス設定及び／又は割り当て方法を考慮することもできる。以下、説明の便宜のために、ＰＳＳ及びＳＳＳに適用されるサブキャリア間隔は１５ｋＨｚであると仮定する。 In addition, in various embodiments of the present invention, when the same subcarrier spacing is set for the PSS and SSS as in the above-mentioned methods 1 and 2, the following PSS sequence setting and/or allocation method may be considered. For convenience of explanation, it is assumed that the subcarrier spacing applied to the PSS and SSS is 15 kHz.

例えば、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス４つを１つのシンボルにＦＤＭ（frequency division multiplexing）してＰＳＳシーケンス（すなわち、ＰＳＳのためのシーケンス）を転送する方法を考慮することができる。他の例として、同一のルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス１つを１つのシンボルにＦＤＭしてＰＳＳシーケンスを転送する方法も考慮することができる。さらに他の例として、相異なるルートインデックスを利用する長さ１７のＺＣシーケンス２つ（すなわち、第１シーケンス（Ａ）、第２ シーケンス（Ｂ））を生成し、生成された２つのシーケンスが４つのシンボルにわたってＡＢＡＢ、ＡＡＢＢ、ＡＢＢＡなどのように多様な形態の組み合わせでＦＤＭしてＰＳＳシーケンスを転送する方法も考慮することができる。 For example, it is possible to consider a method of transmitting a PSS sequence (i.e., a sequence for PSS) by FDM (frequency division multiplexing) four ZC sequences of length 17 using different root indices into one symbol. can. As another example, a method of transmitting a PSS sequence by FDMing one ZC sequence of length 17 using the same root index into one symbol can also be considered. Yet another example is to generate two ZC sequences of length 17 (i.e., the first sequence (A), the second sequence (B)) that utilize different root indices, and the two generated sequences A method of transmitting a PSS sequence by performing FDM in various combinations such as ABAB, AABB, and ABBA over one symbol may also be considered.

前記例示の場合、各ＺＣシーケンスに対してカバーコードを適用して相関性能を高めることができるという長所がある。 The above example has the advantage that a cover code can be applied to each ZC sequence to improve correlation performance.

このとき、前述したようなＰＳＳは、セル識別子検出のためのシーケンス候補を１つ又は３つなど有することができる。ＰＳＳシーケンス候補が３つである場合、候補別に前述した方法によって相異なるルートインデックスが設定される必要がある。これと異なり、ＰＳＳシーケンス候補が１つである場合、ＳＳＳシーケンスは、前述した全体セル識別子を区分するための方式（すなわち、ＳＳＳシーケンスの総候補数が全セル識別子と同一に設定される方式）に基づいて生成（又は、設定）できる。 In this case, the PSS as described above may have one or three sequence candidates for cell identifier detection. When there are three PSS sequence candidates, different root indexes need to be set for each candidate according to the above-mentioned method. In contrast, when there is only one PSS sequence candidate, the SSS sequence can be generated (or set) based on the above-mentioned method for distinguishing all cell identifiers (i.e., a method in which the total number of SSS sequence candidates is set to be the same as all cell identifiers).

図９は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図９は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 FIG. 9 shows still another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied. FIG. 9 is merely for convenience of explanation and is not intended to limit the scope of the invention.

図９に示すように、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。ここで、前記ＺＣシーケンスの長さは１７に設定される。 As shown in FIG. 9, it is assumed that two types of ZC sequences with different root indices are used for PSS transmission (a ZC sequence with root index 7 and a ZC sequence with root index 10). Here, the length of the ZC sequence is set to 17.

４つのＺＣシーケンス（すなわち、１種類のＺＣシーケンス当たりに２つずつ用いられる）は、前述したようにＦＤＭ方式により資源領域にマッピングされる。この場合、ＰＳＳ、すなわち、４つのＺＣシーケンスに対してカバーコード［1, 1, -1, 1］が適用できる。また、ＰＳＳの一端とＳＳＳの両端にはガード領域のためのゼロパディングが実行できる。また、図９に示すように、ＦＤＭされる長さ１７のシーケンスに対するルートインデックスは、［7, 10, 7, 10］に設定できる。 The four ZC sequences (i.e., two are used for each type of ZC sequence) are mapped to the resource region by the FDM method as described above. In this case, a cover code [1, 1, -1, 1] can be applied to the PSS, i.e., the four ZC sequences. Zero padding for guard regions can be performed at one end of the PSS and at both ends of the SSS. Also, as shown in FIG. 9, the root index for a length 17 sequence to be FDMed can be set to [7, 10, 7, 10].

また、前記したようなＰＳＳシーケンスに関連して、ＺＣシーケンスに対するルートインデックス（すなわち、ＺＣシーケンスの生成のためのルートインデックス）は、生成されるＺＣシーケンス間に複素共役（complex conjugate）関係を有するように選択できる。すなわち、ＺＣシーケンスの長さがＮ_ＺＣである場合、ＺＣシーケンスは（Ｎ_ＺＣ－１）／２－ｍと（Ｎ_ＺＣ－１）／２＋ｍ＋１の組み合わせで選択できる。ここで、ｍは０を含み、０より大きく（Ｎ_ＺＣ－１）／２より小さい整数を意味する。このようなルートインデックス選択方法は、ＰＳＳ設計のデュプレックスモード（duplex mode）に関係なく適用できる。 In addition, in relation to the PSS sequence as described above, the root index for the ZC sequence (i.e., the root index for generating the ZC sequence) can be selected to have a complex conjugate relationship between the generated ZC sequences. That is, when the length of the ZC sequence is N _ZC , the ZC sequence can be selected as a combination of (N _ZC -1)/2-m and (N _ZC -1)/2+m+1, where m is an integer including 0 and greater than 0 and less than (N _ZC -1)/2. Such a method of selecting the root index can be applied regardless of the duplex mode of the PSS design.

また、図８において前述したように、ＰＳＳに関連して、６０ｋＨｚのサブキャリア間隔を有するそれぞれのＯＦＤＭシンボルにダウンスケーリングされたＣＰが設定される。これとは異なり（すなわち、それぞれのＯＦＤＭシンボルにダウンスケーリングされたＣＰが取り付くことではない）、１５ｋＨｚのサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルに用いられるＣＰ長に該当する１つの（すなわち、単一の）ＣＰを生成し、生成された１つのＣＰを４つのＯＦＤＭシンボルの前部に取り付ける（又は、設定する）方法を考慮することができる。これに対する例示は図１０のようである。 Also, as described above in FIG. 8, in relation to the PSS, a downscaled CP is set for each OFDM symbol having a subcarrier spacing of 60 kHz. Alternatively (i.e., instead of attaching a downscaled CP to each OFDM symbol), a method can be considered in which one (i.e., a single) CP corresponding to the CP length used for an OFDM symbol having a subcarrier spacing of 15 kHz is generated and the generated single CP is attached (or set) to the front of four OFDM symbols. An example of this is shown in FIG. 10.

図１０は、本明細書で提案する方法が適用できる同期信号の転送方法のさらに他の例を示す。図１０は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 FIG. 10 shows still another example of a synchronization signal transfer method to which the method proposed in this specification can be applied. FIG. 10 is merely for convenience of explanation and is not intended to limit the scope of the invention.

図１０に示すように、ＰＳＳ転送のためにルートインデックスが異なるように設定された２種類のＺＣシーケンス（ルートインデックス７のＺＣシーケンス及びルートインデックス１０のＺＣシーケンス）が用いられる場合が仮定される。ここで、前記ＺＣシーケンスの長さは１７に設定される。 As shown in FIG. 10, it is assumed that two types of ZC sequences with different root indices are used for PSS transmission (a ZC sequence with root index 7 and a ZC sequence with root index 10). Here, the length of the ZC sequence is set to 17.

このとき、ＰＳＳは６０ｋＨｚのサブキャリア間隔に該当する４つのシンボルを通じて転送され、この場合、４つのシンボル間にはＣＰ区間が割り当てられない。代わりに、連続する４つのシンボルの前部に１５ｋＨｚのサブキャリア間隔に該当するＣＰが位置する。 In this case, the PSS is transmitted through four symbols corresponding to a subcarrier spacing of 60 kHz, and in this case, no CP section is allocated between the four symbols. Instead, a CP corresponding to a subcarrier spacing of 15 kHz is located at the beginning of four consecutive symbols.

このような配置（すなわち、ＣＰ長及び位置をデフォルトサブキャリア間隔の場合と一致させた配置）により、ＰＳＳが転送されない他の帯域（band）に転送されるデータ信号との多重化（multiplexing）を支援できるという長所がある。ここで、前記ＰＳＳはデフォルトサブキャリア間隔のＮ倍（例えば、Ｎ＝４）に該当するサブキャリア間隔（例えば、６０ｋＨｚのサブキャリア間隔）を利用するように設定され、データ信号はデフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）を利用するように設定できる。 Such an arrangement (i.e., with CP length and position consistent with the default subcarrier spacing) allows for multiplexing with data signals transmitted to other bands where the PSS is not transmitted. It has the advantage of being able to provide support. Here, the PSS is set to use a subcarrier spacing (for example, a subcarrier spacing of 60 kHz) that is N times the default subcarrier spacing (for example, N=4), and the data signal is transmitted using the default subcarrier spacing. (for example, 15kHz).

また、前述したモデルの生成方式は以下のように説明できる。すなわち、デフォルトサブキャリア間隔のＮ倍に該当するサブキャリア間隔を利用する同期信号（例えば、ＰＳＳ）に対してデフォルトサブキャリア間隔に該当するＣＰ長を利用する場合においての、同期信号設定（または、同期信号マッピング方式）は次の例示のように実行されることもできる。そのとき、最初のＮ個のＯＦＤＭシンボルが繰り返して設定される場合が仮定される。 The above-mentioned model generation method can be explained as follows. That is, when a CP length corresponding to the default subcarrier spacing is used for a synchronization signal (e.g., PSS) that uses a subcarrier spacing that is N times the default subcarrier spacing, the synchronization signal setting (or synchronization signal mapping method) can be performed as shown in the following example. At that time, it is assumed that the first N OFDM symbols are set repeatedly.

例えば、デフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）で設定された単一のＯＦＤＭシンボル（single OFDM symbol）に対して、周波数領域（frequency domain）を基準に、Ｎ個のＲＥ毎に情報をマッピングし、残りのＮ－１個のＲＥには０を挿入してコンブ型のシンボル（comb type symbol）を生成できる。この後、Ｎ_ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴ（Inverse Fast Fourier Transform）を実行して生成された時間領域シーケンス（time domain sequence）をＮ等分してＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの時間領域シーケンスが生成（取得）できる。 For example, for a single OFDM symbol set with a default subcarrier spacing (e.g., 15 kHz), information is mapped to every N REs based on the frequency domain, and 0s are inserted into the remaining N-1 REs to generate a comb type symbol. Then, an Inverse Fast Fourier Transform (IFFT) is performed with an N _IFFT size to generate a time domain sequence generated by equally dividing the time domain sequence into N, thereby generating (obtaining) a time domain sequence of length N _IFFT /N.

このとき、図９において前述したように、複素共役関係を有するルートインデックス値を利用したような効果を得るために、最初のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域（すなわち、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルのうち１番目のＯＦＤＭシンボル）にはＮ等分された時間領域シーケンスが挿入され、その次のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域にはＮ等分された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。長さがＮ_ＩＦＦＴになるまで前述した動作を繰り返して行って、最終的な時間領域のシーケンスが生成できる。すなわち、最終的に、Ｎ_ＩＦＦＴ長さの時間領域シーケンスが生成されるまで前述した動作が繰り返される。 At this time, in order to obtain an effect similar to that of using a root index value having a complex conjugate relationship as described above in FIG. 9, a time domain sequence divided into N equal parts is inserted into the first N _IFFT /N length region (i.e., the first OFDM symbol among N OFDM symbols), and a time domain sequence set as a complex conjugate value of the time domain sequence divided into N equal parts is inserted into the next N _IFFT /N length region. The above-mentioned operation is repeated until the length becomes N _IFFT , and a final time domain sequence can be generated. That is, the above-mentioned operation is repeated until a time domain sequence of N _IFFT length is finally generated.

この後、当該時間領域シーケンスがマッピングされたシンボルの前部にデフォルトサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルで用いられるＣＰ長に該当する１つの（すなわち、単一の）ＣＰを挿入して（取り付け（attach）により）、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル（すなわち、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル構造）が完成できる。 Then, one (i.e., a single) CP corresponding to the CP length used in the OFDM symbol having the default subcarrier spacing is inserted (by attaching) in front of the symbol to which the time-domain sequence is mapped, and the final time-domain OFDM symbol (i.e., the final time-domain OFDM symbol structure) can be completed.

前記例示に対して具体的な数字を代入すると以下のようである。同期信号の転送帯域幅として１．０８ＭＨｚを利用し、７２個のＲＥに対して４回の繰り返し（repetition）を考慮する場合、４つのＲＥ毎に長さ１７に設定されたＺＣシーケンスが挿入され、残りの３つのＲＥには「０」が挿入されるように設定できる。ここで、長さ１７は７２を４で割った値（すなわち、１８）より小さいか同一の数のうち最も大きい奇数（odd）に該当する長さを意味する。 Substituting specific numbers for the above example is as follows. When using 1.08 MHz as the synchronization signal transfer bandwidth and considering 4 repetitions for 72 REs, a ZC sequence with a length of 17 is inserted for every 4 REs. , "0" can be inserted into the remaining three REs. Here, the length 17 means the length corresponding to the largest odd number (odd) that is smaller than or equal to 72 divided by 4 (ie, 18).

この後、５１２ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行った後、５１２長さを４等分して１２８長さの時間領域シーケンスが取得できる。この後、最初の１２８長さの領域（すなわち、１２８長さの時間領域シーケンスがマッピングできる最初の領域、４つのＯＦＤＭシンボルのうち１番目のＯＦＤＭシンボル）に前記の４等分された時間領域シーケンスが挿入され、その次の領域には、前記の４等分された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。このような動作をさらに２回繰り返して、総５１２長の時間領域シーケンスが生成できる。この後、４０又は３６長さのＣＰを挿入して最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボルが完成できる。 After that, after performing IFFT with 512 IFFT size, the 512 length can be divided into four to obtain a time domain sequence of 128 length. Then, the quartered time domain sequence is inserted into the first 128 length region (i.e., the first region where the 128 length time domain sequence can be mapped, the first OFDM symbol out of four OFDM symbols), and the next region can be set to insert a time domain sequence set as the complex conjugate of the quartered time domain sequence. This operation is repeated two more times to generate a time domain sequence of 512 length in total. Then, a CP of 40 or 36 length can be inserted to complete the final time domain OFDM symbol.

または、他の例として、デフォルトサブキャリア間隔（例えば、１５ｋＨｚ）のＮ倍スケーリングされたサブキャリア間隔を用いるＯＦＤＭシンボルに対して、周波数領域を基準に、ＲＥ毎にデータを挿入して前述したモデルを生成する方式を考慮することもできる。ＲＥ毎にデータが挿入された後、Ｎ_ＩＦＦＴ／Ｎ のサイズでＩＦＦＴを行って、Ｎ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの時間領域シーケンスが生成（取得）できる。 Alternatively, as another example, the above-described model is implemented by inserting data for each RE based on the frequency domain for an OFDM symbol using a subcarrier spacing scaled N times the default subcarrier spacing (e.g., 15 kHz). It is also possible to consider a method for generating . After data is inserted for each RE, an IFFT with a size of N _IFFT /N can be performed to generate (obtain) a time domain sequence with a length of N _IFFT /N.

このとき、図９において前述したように、複素共役関係を有するルートインデックス値を利用したような効果を得るために、最初のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域には前記生成された（すなわち、最初生成された）時間領域シーケンスが挿入され、その次のＮ_ＩＦＦＴ／Ｎ長さの領域には前記生成された時間領域シーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。長さがＮ_ＩＦＦＴになるまで前述した動作を繰り返して行って、最終的な時間領域のシーケンスが生成できる。すなわち、Ｎ_ＩＦＦＴ長さの時間領域シーケンスが生成されるまで、前述した動作が繰り返される。 At this time, in order to obtain an effect similar to that of using a root index value having a complex conjugate relationship as described above in FIG. 9, the generated (i.e., initially generated) time domain sequence is inserted into the first N _IFFT /N length region, and a time domain sequence set as a complex conjugate value of the generated time domain sequence is inserted into the next N _IFFT /N length region. The above-described operations are repeated until the length becomes N _IFFT , and a final time domain sequence can be generated. That is, the above-described operations are repeated until a time domain sequence of N _IFFT length is generated.

この後、当該時間領域シーケンスがマッピングされたシンボルの前部にデフォルトサブキャリア間隔を有するＯＦＤＭシンボルで用いられるＣＰ長に該当する１つのＣＰを挿入して、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル（すなわち、最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボル構造）が完成できる。 After this, one CP corresponding to the CP length used in the OFDM symbol having the default subcarrier spacing is inserted at the front of the symbol to which the time domain sequence is mapped to form the final time domain OFDM symbol (i.e., The final time-domain OFDM symbol structure) can be completed.

前記例示に対して具体的な数字を代入すると以下のようである。同期信号の転送帯域幅として１．０８ＭＨｚが考慮される場合、１８個のＲＥに長さ１７に設定されたＺＣシーケンスが挿入（又は、マッピング）され、残りの１つのＲＥに「０」が挿入されるように設定できる。このとき、奇数長（odd length）として１７が選択された場合が仮定される。 Substituting specific numbers for the above example is as follows. When 1.08 MHz is considered as the synchronization signal transfer bandwidth, a ZC sequence set to length 17 is inserted (or mapped) to 18 REs, and "0" is inserted to the remaining 1 RE. It can be set to At this time, it is assumed that 17 is selected as the odd length.

この後、１２８ＩＦＦＴサイズでＩＦＦＴを行って、１２８長さの時間領域シーケンスが取得できる。この後、最初の１２８長の領域（すなわち、１２８長さの時間領域シーケンスがマッピングできる最初の領域）に前記生成された時間領域シーケンスがそのまま挿入され、その次の領域には前記生成されたシーケンスの複素共役値として設定された時間領域シーケンスが挿入されるように設定できる。このような動作を２回さらに繰り返して、総５１２長さの時間領域シーケンスが生成できる。この後、４０又は３６長さのＣＰを挿入して最終的な時間領域ＯＦＤＭシンボルが完成できる。 Then, an IFFT with an IFFT size of 128 can be performed to obtain a time-domain sequence of length 128. Then, the generated time-domain sequence is inserted as is into the first 128-length region (i.e., the first region into which a time-domain sequence of length 128 can be mapped), and the time-domain sequence set as the complex conjugate of the generated sequence can be inserted into the next region. This operation can be repeated two more times to generate a time-domain sequence of length 512 in total. Then, a CP of length 40 or 36 can be inserted to complete the final time-domain OFDM symbol.

また、前述した明細書で提案する方法に利用されたカバーコードは、［1, 1, 1, 1, 1］のようにカバーコードを適用しない場合と同一の形態に設定されることもできる。 In addition, the cover code used in the method proposed in the above specification can be set to the same form as when no cover code is applied, such as [1, 1, 1, 1, 1].

また、前述した明細書で提案する方法は、同期帯域幅（sync bandwidth）（すなわち、同期信号に対する転送帯域幅）が約１ＭＨｚ（すなわち、１．０８ＭＨｚ）である場合を仮定して長さ（すなわち、シーケンスの長さ）を設定した。しかしながら、これは説明の便宜のためのものに過ぎず、同期の帯域幅がＫ ＭＨｚに増加しても、シーケンスの長さをＬ倍拡張して（すなわち、スケーラブルに（scalable）調整して）前述した方法が適用できるのは言うまでもない。例えば、同期の帯域幅が約５ＭＨｚ（例えば、４．３２ＭＨｚ）に設定される場合も、シーケンスの長さを４倍（すなわち、４．３２／１．０８＝４倍）長く設定して本明細書で提案する方法を同一の方式で適用できる。 Furthermore, the method proposed in the above-mentioned specification assumes that the synchronization bandwidth (i.e., the transfer bandwidth for the synchronization signal) is approximately 1 MHz (i.e., 1.08 MHz), and the length (i.e., , sequence length). However, this is only for convenience of explanation; even if the synchronization bandwidth increases to K MHz, the length of the sequence can be extended by a factor of L (i.e., adjusted scalably). Needless to say, the method described above can be applied. For example, if the synchronization bandwidth is set to approximately 5 MHz (e.g., 4.32 MHz), the sequence length may be set to 4 times longer (i.e., 4.32/1.08 = 4 times) as described herein. The method proposed in this book can be applied in the same way.

また、前述した本明細書で提案する方法は、６ＧＨｚ以下の帯域だけでなく、６ＧＨｚ以上帯域（above 6GHz 帯域）（例えば、３０ＧＨｚ、４０ＧＨｚなど）でも適用できる。また、デフォルトヌメロロジーは基準ヌメロロジー（reference numerology）、特定周波数帯域で利用されるヌメロロジーなどで表現できる。また、デフォルトヌメロロジーが変更されてもシーケンスの長さは一定であり、サブキャリア間隔に合わせてスケーリング可能な転送帯域幅を有すると設定できる。 The method proposed in this specification can be applied not only to bands below 6 GHz, but also to bands above 6 GHz (e.g., 30 GHz, 40 GHz, etc.). The default numerology can be expressed as a reference numerology, a numerology used in a specific frequency band, etc. Even if the default numerology is changed, the length of the sequence remains constant, and it can be set to have a transmission bandwidth that can be scaled to match the subcarrier spacing.

図１１は、明細書で提案する方法が適用できる同期信号の送受信により同期化を行う端末の動作手順図を示す。図１１は、単に説明の便宜のためのものに過ぎず、本発明の範囲を制限するものではない。 Figure 11 shows an operational procedure diagram of a terminal that performs synchronization by transmitting and receiving a synchronization signal to which the method proposed in this specification can be applied. Figure 11 is merely for convenience of explanation and does not limit the scope of the present invention.

図１１を参照すると、端末は同期信号に対して予め設定された帯域幅で同期信号をモニタする場合が仮定される。 Referring to FIG. 11, it is assumed that the terminal monitors the synchronization signal at a predetermined bandwidth for the synchronization signal.

段階Ｓ１１０５で、端末は基地局からＰＳＳ及びＳＳＳを受信する。この場合、前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳは、前述した方法で受信できる。すなわち、端末は、ＰＳＳに対するシーケンス（すなわち、前述したＰＳＳシーケンス）がマッピングされた資源要素及びＳＳＳに対するシーケンス（すなわち、前述したＳＳＳシーケンス）がマッピングされた資源要素を利用してＰＳＳ及びＳＳＳを受信することができる。このとき、ＰＳＳに対するシーケンス及びＳＳＳに対するシーケンスは、前述した方法で生成（又は、設定）できる。 In step S1105, the terminal receives PSS and SSS from the base station. In this case, the PSS and the SSS can be received using the method described above. That is, the terminal receives PSS and SSS using a resource element to which a sequence for PSS (i.e., the aforementioned PSS sequence) is mapped, and a resource element to which a sequence for SSS (i.e., the aforementioned SSS sequence) is mapped. be able to. At this time, the sequence for PSS and the sequence for SSS can be generated (or set) by the method described above.

このとき、前記ＳＳＳに対するシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの積により生成される。ここで、前記第１シーケンスの数（すなわち、ＳＳＳシーケンス生成に用いられる第１シーケンスの候補数）は、前記第２シーケンスの数（すなわち、ＳＳＳシーケンス生成に用いられる第２シーケンスの候補数）より大きく設定される。 At this time, the sequence for the SSS is generated by multiplying the first sequence by the second sequence. Here, the number of the first sequences (i.e., the number of candidates for the first sequence used to generate the SSS sequence) is set to be greater than the number of the second sequences (i.e., the number of candidates for the second sequence used to generate the SSS sequence).

また、ＳＳＳに対するシーケンスの数（すなわち、生成可能なＳＳＳシーケンスの数、ＳＳＳシーケンスの候補数）は、セル識別子（例えば、物理層セル識別子）の数（例えば、１００８）と同一に設定される。このとき、前記セル識別子の数は前記第１シーケンスの数と前記第２シーケンスの数との積と同一に設定される。 In addition, the number of sequences for SSS (i.e., the number of SSS sequences that can be generated, the number of SSS sequence candidates) is set to be equal to the number of cell identifiers (e.g., physical layer cell identifiers) (e.g., 1008). At this time, the number of cell identifiers is set to be equal to the product of the number of the first sequences and the number of the second sequences.

また、前記第１シーケンスと前記第２シーケンスとの積は、前述したように、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素との積でありうる。 Also, the product of the first sequence and the second sequence may be the product of each element of the first sequence and each element of the second sequence, as described above.

また、前述したように、前記第１シーケンスの長さ及び前記第２シーケンスの長さは、それぞれ前記ＳＳＳに対するシーケンスの長さと同一でありうる。すなわち、ＳＳＳシーケンスは、ＳＳＳシーケンスと同一長さの２つのシーケンス（すなわち、長いシーケンス）の積により生成される。この場合、前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスのいずれか１つはＭシーケンスでありうる。このとき、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値（例えば、［0 0 0 0 0 0 1］）及び特定循環シフトに基づいて生成できる。すなわち、前記Ｍシーケンスは、特定の初期値を有する多項式及び一定の条件を満たす循環シフトを利用して生成できる。 Also, as described above, the length of the first sequence and the length of the second sequence may be the same as the length of the sequence for the SSS. That is, the SSS sequence is generated by the product of two sequences having the same length as the SSS sequence (ie, a long sequence). In this case, one of the first sequence and the second sequence may be an M sequence. At this time, the M sequence may be generated based on a specific initial value (eg, [0 0 0 0 0 0 1]) and a specific cyclic shift. That is, the M sequence can be generated using a polynomial having a specific initial value and a cyclic shift that satisfies a certain condition.

また、ＰＳＳに対するシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のうちいずれか１つと同一に設定できる。例えば、ＳＳＳシーケンスを生成するための多項式がｘ_０（ｎ）及びｘ_１（ｎ）で表現され、ＰＳＳシーケンスを生成するための多項式がｘ（ｎ）で表現される場合、ｘ（ｎ）はｘ_０（ｎ）と同一に設定できる。ただ、この場合も、前述したように、多項式の初期値は相異なるように設定できる。 Also, a polynomial for the sequence for the PSS may be set to be the same as one of a first polynomial for the first sequence and a second polynomial for the second sequence. For example, if the polynomial for generating an SSS sequence is expressed by x ₀ (n) and x ₁ (n), and the polynomial for generating a PSS sequence is expressed by x(n), then x(n) is It can be set to be the same as x ₀ (n). However, even in this case, as described above, the initial values of the polynomials can be set differently.

また、図８に示すように、前記ＳＳＳはＰＢＣＨと連続して受信され、前記ＳＳＳに適用されるＣＰと前記ＰＢＣＨに適用されるＣＰは同一に設定できる。 Also, as shown in FIG. 8, the SSS is received consecutively with the PBCH, and the CP applied to the SSS and the CP applied to the PBCH can be set to be the same.

本発明が適用できる装置一般General equipment to which the present invention can be applied

図１２は、本明細書で提案する方法が適用できる無線通信装置のブロック構成図を示す。 FIG. 12 shows a block configuration diagram of a wireless communication device to which the method proposed in this specification can be applied.

図１２を参照すると、無線通信システムは、基地局１２１０と基地局１２１０領域内に位置する多数の端末１２２０とを含む。 Referring to FIG. 12, the wireless communication system includes a base station 1210 and a number of terminals 1220 located within the area of the base station 1210.

基地局１２１０は、プロセッサ（processor）１２１１、メモリ（memory）１２１２、及びＲＦ部（radio frequency unit）１２１３を含む。プロセッサ１２１１は、図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１２１１により実現できる。メモリ１２１２はプロセッサ１２１１と接続され、プロセッサ１２１１を駆動するための多様な情報を保存する。ＲＦ部１２１３はプロセッサ１２１１と接続され、無線信号を送信及び／又は受信する。 The base station 1210 includes a processor 1211, a memory 1212, and an RF unit (radio frequency unit) 1213. The processor 1211 implements the functions, processes and/or methods proposed in FIG. 1 to FIG. 11. The layers of the radio interface protocol can be implemented by the processor 1211. The memory 1212 is connected to the processor 1211 and stores various information for driving the processor 1211. The RF unit 1213 is connected to the processor 1211 and transmits and/or receives radio signals.

端末１２２０は、プロセッサ１２２１、メモリ１２２２、及びＲＦ部１２２３を含む。 Terminal 1220 includes a processor 1221, memory 1222, and RF section 1223.

プロセッサ１２２１は、図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１２２１により実現できる。メモリ１２２２はプロセッサ１２２１と接続され、プロセッサ１２２１を駆動するための多様な情報を保存する。ＲＦ部１２２３はプロセッサ１２２１と接続され、無線信号を送信及び／又は受信する。 The processor 1221 implements the functions, processes and/or methods proposed in Figures 1 to 11. The layers of the wireless interface protocol can be implemented by the processor 1221. The memory 1222 is connected to the processor 1221 and stores various information for driving the processor 1221. The RF unit 1223 is connected to the processor 1221 and transmits and/or receives wireless signals.

メモリ１２１２、１２２２は、プロセッサ１２１１、１２２１の内部または外部に位置することができ、周知の多様な手段でプロセッサ１２１１、１２２１と接続される。 Memories 1212, 1222 may be located internal or external to processors 1211, 1221 and are connected to processors 1211, 1221 by a variety of well-known means.

一例として、低遅延（low latency）サービスを支援する無線通信システムにおいてダウンリンクデータ（DL data）を送受信するために、端末は無線信号を送受信するためのＲＦ（Radio Frequency）ユニット、及び前記ＲＦユニットと機能的に接続されるプロセッサを含むことができる。 As an example, in order to transmit and receive downlink data (DL data) in a wireless communication system that supports low latency service, a terminal may include an RF (Radio Frequency) unit for transmitting and receiving wireless signals, and the RF unit. and a processor operatively connected to the processor.

また、基地局１２１０及び／又は端末１２２０は１つのアンテナ（single antenna）又は多重アンテナ（multiple antenna）を有することができる。 Additionally, base station 1210 and/or terminal 1220 may have a single antenna or multiple antennas.

図１３は、本発明の一実施形態による通信装置のブロック構成図を示す。 Figure 13 shows a block diagram of a communication device according to one embodiment of the present invention.

特に、図１３は、図８の端末をより詳細に示す。 In particular, Figure 13 shows the terminal of Figure 8 in more detail.

図１３を参照すると、端末はプロセッサ（又は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ: digital signal processor）１３１０、ＲＦモジュール（または、ＲＦユニット）１３３５、パワー管理モジュール（power management module）１３０５、アンテナ１３４０、バッテリー１３５５、ディスプレイ１３１５、キーパッド１３２０、メモリ１３３０、シムカード（SIM（Subscriber Identification Module） card）１３２５（この構成は選択的である)、スピーカー１３４５、及びマイクロホン１３５０を含んで構成できる。また、端末は、単一のアンテナまたは多重のアンテナを含むことができる。 Referring to FIG. 13, the terminal includes a processor (or digital signal processor (DSP) 1310, an RF module (or RF unit) 1335, a power management module 1305, an antenna 1340, a battery 1355, The terminal can be configured to include a display 1315, a keypad 1320, a memory 1330, a SIM card (Subscriber Identification Module) 1325 (this configuration is optional), a speaker 1345, and a microphone 1350. It can include one antenna or multiple antennas.

プロセッサ１３１０は、前述した図１ないし図１１で提案された機能、過程及び／又は方法を実現する。無線インターフェースプロトコルの階層はプロセッサ１３１０により実現できる。 The processor 1310 implements the functions, processes and/or methods proposed in Figures 1 to 11 above. The layers of the air interface protocol can be implemented by the processor 1310.

メモリ１３３０は、プロセッサ１３１０と接続され、プロセッサ１３１０の動作に関連する情報を保存する。メモリ１３３０は、プロセッサ１３１０の内部または外部に位置することができ、周知の多様な手段でプロセッサ１３１０と接続される。 Memory 1330 is coupled to processor 1310 and stores information related to the operation of processor 1310. Memory 1330 can be located internally or externally to processor 1310, and is connected thereto in a variety of well-known means.

ユーザは、例えば、キーパッド１３２０のボタンを押すか（又は、タッチするか）、又は、マイクロホン１３５０を用いた音声駆動（voice activation）により電話番号などの命令情報を入力する。プロセッサ１３１０は、このような命令情報を受信し、電話番号で電話をかけるなどの適切な機能を実行するように処理する。駆動上のデータ（operational data）はシムカード１３２５又はメモリ１３３０から抽出できる。また、プロセッサ１３１０は、ユーザの認知及び便宜のために命令情報または駆動情報をディスプレイ１３１５上に表示することができる。 The user enters command information, such as a phone number, by pressing (or touching) a button on keypad 1320 or by voice activation using microphone 1350, for example. Processor 1310 receives such command information and processes it to perform appropriate functions, such as placing a call at the telephone number. Operational data can be extracted from the SIM card 1325 or memory 1330. Additionally, the processor 1310 may display command information or driving information on the display 1315 for the user's recognition and convenience.

ＲＦモジュール１３３５は、プロセッサ１３１０に接続されて、ＲＦ信号を送信及び／又は受信する。プロセッサ１３１０は、通信を開始するために、例えば、音声通信データを構成する無線信号を転送するように命令情報をＲＦモジュール１３３５に伝達する。ＲＦモジュール１３３５は、無線信号を受信および送信するために受信機（receiver）および送信機（transmitter）から構成される。アンテナ１３４０は、無線信号を送信および受信する機能を果たす。無線信号を受信するとき、ＲＦモジュール１３３５はプロセッサ１３１０により処理するために信号を伝達し、基底帯域に信号を変換することができる。処理された信号はスピーカー１３４５を通じて出力される可聴または可読情報に変換できる。 RF module 1335 is connected to processor 1310 to transmit and/or receive RF signals. Processor 1310 communicates command information to RF module 1335 to transfer radio signals comprising, for example, voice communication data to initiate communications. RF module 1335 is comprised of a receiver and a transmitter to receive and transmit wireless signals. Antenna 1340 functions to transmit and receive wireless signals. When receiving a wireless signal, RF module 1335 may convey the signal for processing by processor 1310 and convert the signal to baseband. The processed signal can be converted into audible or readable information that is output through speaker 1345.

以上で説明された実施形態は本発明の構成要素と特徴が所定の形態に結合されたものである。各構成要素または特徴は別途の明示的な言及がない限り、選択的なものとして考慮されなければならない。各構成要素または特徴は他の構成要素や特徴と結合されない形態に実施できる。また、一部の構成要素及び／又は特徴を結合して本発明の実施形態を構成することも可能である。本発明の実施形態で説明される動作の順序は変更できる。ある実施形態の一部の構成や特徴は他の実施形態に含まれることができ、または他の実施形態の対応する構成または特徴と取替できる。特許請求範囲で明示的な引用関係がない請求項を結合して実施形態を構成するか、または出願後の補正により新たな請求項に含めることができることは自明である。 The embodiments described above combine the components and features of the present invention in a predetermined form. Each component or feature should be considered optional unless explicitly stated otherwise. Each component or feature can be implemented in a form that is not combined with other components or features. It is also possible to configure embodiments of the present invention by combining some of the components and/or features. The order of operations described in embodiments of the invention may vary. Some structures and features of one embodiment can be included in other embodiments or replaced with corresponding structures or features of other embodiments. It is obvious that claims that are not explicitly cited in the claims can be combined to constitute an embodiment, or can be included in new claims by amendment after filing.

本発明に従う実施形態は、多様な手段、例えば、ハードウェア、ファームウエア（firmware）、ソフトウェア、またはそれらの結合などにより具現できる。ハードウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は１つまたはその以上のＡＳＩＣｓ（application specific integrated circuits）、ＤＳＰｓ（digital signal processors）、ＤＳＰＤｓ（digital signal processing devices）、ＰＬＤｓ（programmable logic devices）、ＦＰＧＡｓ（field programmable gate arrays）、プロセッサ、コントローラー、マイクロコントローラー、マイクロプロセッサなどにより具現できる。 Embodiments according to the present invention may be implemented by various means, such as hardware, firmware, software, or a combination thereof. In the case of hardware implementation, one embodiment of the invention may include one or more of ASICs (application specific integrated circuits), DSPs (digital signal processors), DSPDs (digital signal processing devices), PLDs (programmable logic devices), It can be implemented using FPGAs (field programmable gate arrays), processors, controllers, microcontrollers, microprocessors, etc.

ファームウエアやソフトウェアによる具現の場合、本発明の一実施形態は以上で説明された機能または動作を遂行するモジュール、手続、関数などの形態に具現できる。ソフトウェアコードはメモリに格納されてプロセッサにより駆動できる。前記メモリは前記プロセッサの内部または外部に位置し、既に公知された多様な手段により前記プロセッサとデータをやり取りすることができる。 In the case of implementation using firmware or software, an embodiment of the present invention may be implemented in the form of a module, procedure, function, etc. that performs the functions or operations described above. Software code is stored in memory and can be driven by a processor. The memory may be located inside or outside the processor, and may exchange data with the processor through various known means.

本発明は本発明の必須的な特徴を逸脱しない範囲で他の特定の形態に具体化できることは通常の技術者に自明である。従って、前述した詳細な説明は全ての面で制限的に解釈されてはならず、例示的なものとして考慮されなければならない。本発明の範囲は添付した請求項の合理的な解釈により決定されなければならず、本発明の等価的な範囲内での全ての変更は本発明の範囲に含まれる。 It will be obvious to those skilled in the art that the present invention may be embodied in other specific forms without departing from the essential characteristics thereof. Therefore, the foregoing detailed description should not be construed as restrictive in all respects, but should be considered as illustrative. The scope of the present invention should be determined by reasonable interpretation of the appended claims, and all changes within the equivalent range of the present invention are included within the scope of the present invention.

本発明の無線通信システムにおいて、同期信号を送受信する法案は、３ＧＰＰ ＬＴＥ／ＬＴＥ－Ａシステム、５Ｇシステム（New RAT システム）に適用される例を中心に説明しているが、それ以外にも多様な無線通信システムに適用することが可能である。 In the wireless communication system of the present invention, the method for transmitting and receiving synchronization signals is mainly explained as an example applied to the 3GPP LTE/LTE-A system and the 5G system (New RAT system), but there are various other methods as well. It can be applied to various wireless communication systems.

Claims (8)

無線通信システムにおいて端末が同期化を行う方法において、
基地局から、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）を受信するステップと、
前記受信されたＰＳＳ及び前記受信されたＳＳＳを用いて同期化を行うステップと、を含み、
前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの乗算により生成され、
前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きくなるように設定され、
前記第１シーケンスの長さは、前記第２シーケンスの長さと同じであり、
前記ＳＳＳのための前記シーケンスの候補の総数は、セル識別子の数と同じであり、前記ＳＳＳのための前記シーケンスの候補の総数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との乗算の結果と同じであり、
前記ＰＳＳに対するサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳに対するサブキャリア間隔は、前記基地局により、複数の周波数帯域のそれぞれに対して独立的に、複数のサブキャリア間隔の候補の中から１つのサブキャリア間隔に設定され、前記複数のサブキャリア間隔の候補は、前記複数の周波数帯域のそれぞれに対してあらかじめ定義され、
前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳに関連するＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）に対するサブキャリア間隔は、前記ＰＳＳに対するサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳに対するサブキャリア間隔と同じに設定される、方法。 1. A method for a terminal to perform synchronization in a wireless communication system, comprising:
receiving a primary synchronization signal (PSS) and a secondary synchronization signal (SSS) from a base station;
and performing synchronization using the received PSS and the received SSS;
a sequence for the SSS is generated by multiplying a first sequence by a second sequence;
The number of candidates of the first sequence is set to be greater than the number of candidates of the second sequence;
the length of the first sequence is the same as the length of the second sequence;
a total number of the sequence candidates for the SSS is equal to a number of cell identifiers, and a total number of the sequence candidates for the SSS is equal to a result of multiplication of a number of the first sequence candidates and a number of the second sequence candidates;
The subcarrier spacing for the PSS and the subcarrier spacing for the SSS are set by the base station to one subcarrier spacing from among a plurality of subcarrier spacing candidates independently for each of a plurality of frequency bands, and the plurality of subcarrier spacing candidates are predefined for each of the plurality of frequency bands;
A method according to claim 1, wherein a subcarrier spacing for a Physical Broadcast Channel (PBCH) associated with the PSS and the SSS is set to be the same as a subcarrier spacing for the PSS and a subcarrier spacing for the SSS. 前記第１シーケンスと前記第２シーケンスとの乗算は、前記第１シーケンスの各要素と前記第２シーケンスの各要素との間の乗算である、請求項１に記載の方法。 2. The method of claim 1, wherein the multiplication of the first sequence and the second sequence is a multiplication between each element of the first sequence and each element of the second sequence. 前記第１シーケンス及び前記第２シーケンスの内のいずれか１つは、Ｍシーケンスである、請求項１に記載の方法。 The method of claim 1, wherein one of the first sequence and the second sequence is an M sequence. 前記Ｍシーケンスは、特定の初期値と、特定の循環シフトに基づいて生成される、請求項３に記載の方法。 The method of claim 3, wherein the M-sequence is generated based on a specific initial value and a specific circular shift. 前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式は、前記第１シーケンスのための第１多項式と前記第２シーケンスのための第２多項式のいずれか１つと同じに設定される、請求項１に記載の方法。 The method of claim 1, wherein a polynomial for a sequence for the PSS is set to be the same as one of a first polynomial for the first sequence and a second polynomial for the second sequence. 前記ＰＳＳのためのシーケンスのための多項式がｘ（ｎ）である場合、ｘ（０）は０であり、ｘ（１）は１であり、ｘ（２）は１であり、ｘ（３）は０であり、ｘ（４）は１であり、ｘ（５）は１であり、ｘ（６）は１であり、
前記第１多項式がｘ０（ｎ）である場合、ｘ０（０）は１であり、ｘ０（１）は０であり、ｘ０（２）は０であり、ｘ０（３）は０であり、ｘ０（４）は０であり、ｘ０（５）は０であり、ｘ０（６）は０であり、
前記第２多項式がｘ１（ｎ）である場合、ｘ１（０）は１であり、ｘ１（１）は０であり、ｘ１（２）は０であり、ｘ１（３）は０であり、ｘ１（４）は０であり、ｘ１（５）は０であり、ｘ１（６）は０である、請求項５に記載の方法。 If the polynomial for a sequence for the PSS is x(n), then x(0) is 0, x(1) is 1, x(2) is 1, x(3) is 0, x(4) is 1, x(5) is 1, and x(6) is 1;
If the first polynomial is x0(n), then x0(0) is 1, x0(1) is 0, x0(2) is 0, x0(3) is 0, x0(4) is 0, x0(5) is 0, and x0(6) is 0;
6. The method of claim 5, wherein when the second polynomial is x1(n), then x1(0) is 1, x1(1) is 0, x1(2) is 0, x1(3) is 0, x1(4) is 0, x1(5) is 0, and x1(6) is 0. 前記ＳＳＳは、前記ＰＢＣＨと連続して受信され、前記ＳＳＳに適用される巡回プレフィックスは、前記ＰＢＣＨに適用される巡回プレフィックスと同じに設定される、請求項３に記載の方法。 4. The method of claim 3, wherein the SSS is received consecutively with the PBCH, and a cyclic prefix applied to the SSS is set to be the same as a cyclic prefix applied to the PBCH. 無線通信システムにおいて同期化を行う端末において、
無線信号を送受信するための送受信部と、
前記送受信部と機能的に接続されているプロセッサと、を含み、
前記プロセッサは、
基地局から、ＰＳＳ（Primary Synchronization Signal）及びＳＳＳ（Secondary Synchronization Signal）を受信し、
前記受信されたＰＳＳ及び前記受信されたＳＳＳを用いて同期化を行うように制御し、
前記ＳＳＳのためのシーケンスは、第１シーケンスと第２シーケンスとの乗算により生成され、
前記第１シーケンスの候補の数は、前記第２シーケンスの候補の数より大きくなるように設定され、
前記第１シーケンスの長さは、前記第２シーケンスの長さと同じであり、
前記ＳＳＳのための前記シーケンスの候補の総数は、セル識別子の数と同じであり、前記ＳＳＳのための前記シーケンスの候補の総数は、前記第１シーケンスの候補の数と前記第２シーケンスの候補の数との乗算の結果と同じであり、
前記ＰＳＳに対するサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳに対するサブキャリア間隔は、前記基地局により、複数の周波数帯域のそれぞれに対して独立的に、複数のサブキャリア間隔の候補の中から１つのサブキャリア間隔に設定され、前記複数のサブキャリア間隔の候補は、前記複数の周波数帯域のそれぞれに対してあらかじめ定義され、
前記ＰＳＳ及び前記ＳＳＳに関連するＰＢＣＨ（Physical Broadcast Channel）に対するサブキャリア間隔は、前記ＰＳＳに対するサブキャリア間隔及び前記ＳＳＳに対するサブキャリア間隔と同じに設定される、端末。 In a terminal for performing synchronization in a wireless communication system,
A transceiver unit for transmitting and receiving wireless signals;
a processor operatively connected to the transceiver;
The processor,
Receive a Primary Synchronization Signal (PSS) and a Secondary Synchronization Signal (SSS) from a base station;
Controlling synchronization using the received PSS and the received SSS;
a sequence for the SSS is generated by multiplying a first sequence by a second sequence;
The number of candidates of the first sequence is set to be greater than the number of candidates of the second sequence;
the length of the first sequence is the same as the length of the second sequence;
a total number of the sequence candidates for the SSS is equal to a number of cell identifiers, and a total number of the sequence candidates for the SSS is equal to a result of multiplication of a number of the first sequence candidates and a number of the second sequence candidates;
The subcarrier spacing for the PSS and the subcarrier spacing for the SSS are set by the base station to one subcarrier spacing from among a plurality of subcarrier spacing candidates independently for each of a plurality of frequency bands, and the plurality of subcarrier spacing candidates are predefined for each of the plurality of frequency bands;
A terminal, wherein a subcarrier spacing for a PBCH (Physical Broadcast Channel) associated with the PSS and the SSS is set to be the same as a subcarrier spacing for the PSS and a subcarrier spacing for the SSS.

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