JP7447546B2 - Magnetic bearing devices and vacuum pumps - Google Patents

Description

本発明は、磁気軸受装置および真空ポンプに関する。 The present invention relates to a magnetic bearing device and a vacuum pump.

磁気懸垂式ロータでは、ロータアンバランスがあると、そのロータアンバランスに起因する回転周波数成分の振動が発生し、電磁石力の反作用によりその振動がステータ側に伝達される。特許文献１に記載の発明では、浮上制御の変位信号に含まれる回転周波数成分を低減して電磁石電流に含まれる回転周波数成分の電流を低減することで、回転周波数の振動を低減するようにしている。 In a magnetically suspended rotor, when there is a rotor unbalance, a vibration of a rotational frequency component is generated due to the rotor unbalance, and the vibration is transmitted to the stator side by the reaction of the electromagnetic force. In the invention described in Patent Document 1, vibration of the rotational frequency is reduced by reducing the rotational frequency component included in the displacement signal of levitation control and reducing the current of the rotational frequency component included in the electromagnet current. There is.

さらに、特許文献２に記載の発明では、電磁石電流に含まれる回転周波数成分の電流を単純に低減するにとどまらず、ロータ変位の回転成分に起因して電磁石で発生する力を相殺するように電磁石電流を制御することで、さらなる低振動化を図っている。 Furthermore, the invention described in Patent Document 2 does not simply reduce the current of the rotational frequency component included in the electromagnet current, but also uses an electromagnet to cancel the force generated in the electromagnet due to the rotational component of rotor displacement. By controlling the current, we aim to further reduce vibration.

特開昭５２－９３８５２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 52-93852 特開２０１７－７５６６６号公報Japanese Patent Application Publication No. 2017-75666

上述した特許文献２に記載の発明では、ロータ変位に関してラジアル方向の振れ回りに起因して発生する力を相殺するように制御している。しかしながら、本発明者は、ラジアル方向の振れ回りに起因して電磁石で発生する力に対応するだけでは振動低減効果が不十分であり、ロータの傾き変位に起因する振動発生が振動低減を阻害していることを見出した。 In the invention described in Patent Document 2 mentioned above, the rotor displacement is controlled so as to offset the force generated due to whirling in the radial direction. However, the inventor of the present invention found that the vibration reduction effect is insufficient simply by responding to the force generated by the electromagnet due to whirling in the radial direction, and that the vibration generation due to the tilting displacement of the rotor impedes vibration reduction. I found out that

本発明の第１の態様による磁気軸受装置は、モータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持し、４軸のラジアル軸と１軸のアキシャル軸とから成る５軸制御型の磁気軸受と、前記ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する信号生成部と、前記モータのモータ回転信号および前記変位信号に基づいて、前記アキシャル軸の電磁石で発生する周期的な振動モーメントを算出する演算部と、前記振動モーメントを低減する電磁石力を発生させる制御電流を、前記ラジアル軸の電磁石に出力する電流制御部と、を備える。
本発明の第２の態様による真空ポンプは、モータにより回転駆動されるロータと、前記モータのモータ回転信号を生成する回転信号生成部と、前記ロータを磁気浮上支持する５軸制御型の磁気軸受を有する上記磁気軸受装置と、を備える。 A magnetic bearing device according to a first aspect of the present invention magnetically supports a rotor rotationally driven by a motor, and includes a five-axis control type magnetic bearing consisting of four radial axes and one axial axis; a signal generation unit that detects the displacement of the rotor from the target levitation position and outputs a displacement signal; and a signal generator that detects a periodic vibration moment generated in the electromagnet of the axial shaft based on the motor rotation signal of the motor and the displacement signal. The radial axis includes an arithmetic unit that performs the calculation, and a current control unit that outputs a control current that generates an electromagnetic force that reduces the vibration moment to the electromagnet of the radial shaft.
A vacuum pump according to a second aspect of the present invention includes a rotor rotationally driven by a motor, a rotation signal generation unit that generates a motor rotation signal for the motor, and a five-axis control type magnetic bearing that supports the rotor by magnetic levitation. and the above magnetic bearing device.

本発明によれば、磁気軸受装置および真空ポンプの振動低減の向上を図ることができる。 According to the present invention, it is possible to improve the vibration reduction of the magnetic bearing device and the vacuum pump.

図１は、磁気軸受装置を備える真空ポンプの概略構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a vacuum pump including a magnetic bearing device. 図２は、磁気軸受の電磁石配置を模式的に示した図である。FIG. 2 is a diagram schematically showing the arrangement of electromagnets in a magnetic bearing. 図３は、ターボ分子ポンプのモータ制御系および磁気軸受制御系の概略構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of a motor control system and a magnetic bearing control system of a turbo molecular pump. 図４は、アキシャル磁気軸受に関する磁気浮上制御部のブロック図である。FIG. 4 is a block diagram of a magnetic levitation control unit regarding an axial magnetic bearing. 図５は、ラジアル磁気軸受に関する磁気浮上制御部のブロック図である。FIG. 5 is a block diagram of a magnetic levitation control unit related to a radial magnetic bearing. 図６は、振動低減制御部の機能ブロック図である。FIG. 6 is a functional block diagram of the vibration reduction control section. 図７は、一軸分のラジアル磁気軸受に関する電磁石と変位センサを示す図である。FIG. 7 is a diagram showing an electromagnet and a displacement sensor related to a radial magnetic bearing for one axis. 図８は、回転成分抽出部におけるＸ１軸の機能ブロック図を示す。FIG. 8 shows a functional block diagram of the X1 axis in the rotational component extraction section. 図９は、基準位相θで回転する座標上におけるΔｄr1(Ω)/２を説明する図である。FIG. 9 is a diagram illustrating Δdr1(Ω)/2 on the coordinate rotating at the reference phase θ. 図１０は、円錐モード成分および円筒モード成分の成分分解のイメージ図である。FIG. 10 is an image diagram of component decomposition of a conical mode component and a cylindrical mode component. 図１１は、ロータ軸３が円錐モード成分の傾き角振幅τで傾いた場合のモーメントＭを説明する図である。FIG. 11 is a diagram illustrating the moment M when the rotor shaft 3 is tilted with the tilt angle amplitude τ of the conical mode component. 図１２は、変形例２における回転成分抽出部の機能ブロック図を示す図である。FIG. 12 is a diagram illustrating a functional block diagram of a rotational component extraction unit in Modification 2. 図１３は、基準位相θで回転する座標上におけるΔｄr1x(Ω)を説明する図である。FIG. 13 is a diagram illustrating Δdr1x(Ω) on the coordinates rotating at the reference phase θ. 図１４は、ステータ重心Ｇsとラジアル電磁石の軸方向位置を説明する図である。FIG. 14 is a diagram illustrating the stator center of gravity Gs and the axial position of the radial electromagnet.

以下、図を参照して本発明を実施するための形態について説明する。図１は、本実施の形態の磁気軸受装置を備える真空ポンプ１の概略構成を示す図である。図１に示す真空ポンプ１は磁気浮上式のターボ分子ポンプであり、ポンプ本体１Ａと、ポンプ本体１Ａを駆動するコントローラ１Ｂとを備えている。なお、コントローラ１Ｂはポンプ本体１Ａと別体でも良いし、一体に設けられていても良い。 Hereinafter, embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. FIG. 1 is a diagram showing a schematic configuration of a vacuum pump 1 including a magnetic bearing device according to the present embodiment. A vacuum pump 1 shown in FIG. 1 is a magnetically levitated turbo-molecular pump, and includes a pump body 1A and a controller 1B that drives the pump body 1A. Note that the controller 1B may be separate from the pump main body 1A, or may be provided integrally with the pump main body 1A.

ポンプ本体１Ａに設けられた回転体Ｒは、ポンプロータ２とロータ軸３とを一体に締結したものである。ロータ軸３を磁気浮上支持する磁気軸受は５軸制御型磁気軸受であって、ロータ軸方向第１の位置に設けられたラジアル磁気軸受４x1，４y1と、ロータ軸方向第２の位置に設けられたラジアル磁気軸受４x2，４y2と、ロータ軸３を軸方向（Ｚ軸方向）に沿って支持するアキシャル磁気軸受４ｚとを備えている。 The rotating body R provided in the pump body 1A is a pump rotor 2 and a rotor shaft 3 that are integrally fastened together. The magnetic bearings that magnetically levitate and support the rotor shaft 3 are five-axis control type magnetic bearings, which include radial magnetic bearings 4x1 and 4y1 provided at a first position in the rotor axial direction, and radial magnetic bearings 4x1 and 4y1 provided at a second position in the rotor axial direction. radial magnetic bearings 4x2, 4y2, and an axial magnetic bearing 4z that supports the rotor shaft 3 along the axial direction (Z-axis direction).

図２は、磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚの電磁石の配置を模式的に示した図である。Ｘ１軸方向のラジアル磁気軸受４x1は、ロータ軸３を挟んで対向配置された一対の電磁石４１ｐ，４１ｍを備えている。Ｙ１軸方向のラジアル磁気軸受４y1は、ロータ軸３を挟んで対向配置された一対の電磁石４２ｐ，４２ｍを備えている。Ｘ２軸方向のラジアル磁気軸受４x2は、ロータ軸３を挟んで対向配置された一対の電磁石４３ｐ，４３ｍを備えている。Ｙ２軸方向のラジアル磁気軸受４y2は、ロータ軸３を挟んで対向配置された一対の電磁石４４ｐ，４４ｍを備えている。Ｚ軸方向のアキシャル磁気軸受４ｚは、ロータ軸３に固定されたスラストディスク３００を挟んで対向配置された一対の電磁石４５ｐ、４５ｍを備えている。なお、本実施の形態では、図２の各軸において、電磁石４１ｐのように符号にｐを含む電磁石をｐ側の電磁石と呼び、反対側の電磁石４１ｍをｍ側の電磁石と呼ぶことにする。 FIG. 2 is a diagram schematically showing the arrangement of electromagnets in the magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, and 4z. The radial magnetic bearing 4x1 in the X1-axis direction includes a pair of electromagnets 41p and 41m that are arranged opposite to each other with the rotor shaft 3 in between. The radial magnetic bearing 4y1 in the Y1-axis direction includes a pair of electromagnets 42p and 42m arranged opposite to each other with the rotor shaft 3 in between. The radial magnetic bearing 4x2 in the X2 axis direction includes a pair of electromagnets 43p and 43m that are arranged opposite to each other with the rotor shaft 3 in between. The radial magnetic bearing 4y2 in the Y2-axis direction includes a pair of electromagnets 44p and 44m arranged opposite to each other with the rotor shaft 3 in between. The axial magnetic bearing 4z in the Z-axis direction includes a pair of electromagnets 45p and 45m facing each other with a thrust disk 300 fixed to the rotor shaft 3 interposed therebetween. In the present embodiment, in each axis in FIG. 2, an electromagnet including p in the symbol, such as electromagnet 41p, will be referred to as a p-side electromagnet, and an electromagnet 41m on the opposite side will be referred to as an m-side electromagnet.

図１に示すように、Ｘ１軸およびＹ１軸のラジアル磁気軸受４x1，４y1の各々に対応して、ラジアル変位センサ５x1，５y1が設けられている。同様に、Ｘ２軸およびＹ２軸のラジアル磁気軸受４x2，４y2の各々に対応して、ラジアル変位センサ５x2，５y2が設けられている。また、Ｚ軸のアキシャル磁気軸受４ｚに対応してアキシャル変位センサ５ｚが設けられている。磁気軸受により磁気浮上支持されたロータ軸３の浮上位置は、ラジアル変位センサ５x1，５y1，５x2，５y2およびアキシャル変位センサ５ｚによって検出される。 As shown in FIG. 1, radial displacement sensors 5x1 and 5y1 are provided corresponding to the radial magnetic bearings 4x1 and 4y1 of the X1 axis and the Y1 axis, respectively. Similarly, radial displacement sensors 5x2, 5y2 are provided corresponding to the radial magnetic bearings 4x2, 4y2 of the X2 axis and the Y2 axis, respectively. Further, an axial displacement sensor 5z is provided corresponding to the Z-axis axial magnetic bearing 4z. The floating position of the rotor shaft 3, which is magnetically supported by magnetic bearings, is detected by the radial displacement sensors 5x1, 5y1, 5x2, 5y2 and the axial displacement sensor 5z.

磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚによって回転自在に磁気浮上されたロータ軸３はモータ６により回転駆動される。モータ６には、例えば、ブラシレスＤＣモータ等が用いられる。磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚが動作していないときには、ロータ軸３は非常用のメカニカルベアリング７ａ，７ｂによって支持される。磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚ、変位センサ５x1，５y1，５x2，５y2，５ｚ、モータ６およびメカニカルベアリング７ａ，７ｂは、ベース８に配置されている。 The rotor shaft 3, which is rotatably magnetically levitated by magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, and 4z, is rotationally driven by a motor 6. For example, a brushless DC motor is used as the motor 6. When the magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, 4z are not operating, the rotor shaft 3 is supported by emergency mechanical bearings 7a, 7b. Magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, 4z, displacement sensors 5x1, 5y1, 5x2, 5y2, 5z, motor 6, and mechanical bearings 7a, 7b are arranged on base 8.

ポンプロータ２には、回転側排気機能部を構成する複数段の回転翼２ａと円筒部２ｂとが形成されている。一方、固定側には、固定側排気機能部である固定翼８ａとネジステータ８ｂとが設けられている。複数段の固定翼８ａはスペーサ９を介して積層され、軸方向に対して回転翼２ａと交互に配置される。ネジステータ８ｂは、円筒部２ｂの外周側に所定のギャップを隔てて設けられている。 The pump rotor 2 is formed with a plurality of stages of rotary blades 2a and a cylindrical portion 2b, which constitute a rotation side exhaust function section. On the other hand, the fixed side is provided with a fixed wing 8a and a screw stator 8b, which are fixed side exhaust function parts. A plurality of stages of fixed blades 8a are stacked with spacers 9 in between, and are arranged alternately with rotary blades 2a in the axial direction. The screw stator 8b is provided on the outer peripheral side of the cylindrical portion 2b with a predetermined gap therebetween.

図３は、ターボ分子ポンプ１のモータ制御系および磁気軸受制御系の概略構成を示すブロック図である。コントローラ１Ｂは、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１、ＤＣ電源２３、インバータ２４、励磁アンプ２５、センサ回路２６、モータ制御部３０および軸受制御部３１を備えている。外部からのＡＣ入力は、ＡＣ／ＤＣコンバータ２０によってＤＣ出力（ＤＣ電圧）に変換される。ＡＣ／ＤＣコンバータ２０から出力されたＤＣ電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ２１に入力され、ＤＣ／ＤＣコンバータ２１によってモータ駆動用のＤＣ電圧と磁気軸受駆動用のＤＣ電圧とが生成される。 FIG. 3 is a block diagram showing a schematic configuration of a motor control system and a magnetic bearing control system of the turbo-molecular pump 1. The controller 1B includes an AC/DC converter 20, a DC/DC converter 21, a DC power supply 23, an inverter 24, an excitation amplifier 25, a sensor circuit 26, a motor control section 30, and a bearing control section 31. AC input from the outside is converted into a DC output (DC voltage) by the AC/DC converter 20. The DC voltage output from the AC/DC converter 20 is input to the DC/DC converter 21, and the DC/DC converter 21 generates a DC voltage for driving the motor and a DC voltage for driving the magnetic bearing.

モータ駆動用のＤＣ電圧はインバータ２４に入力される。磁気軸受駆動用のＤＣ電圧はＤＣ電源２３に入力される。上述したように磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚは５軸制御型磁気軸受であって、各軸には一対の電磁石がそれぞれ設けられている。各電磁石には、電磁石電流を供給する励磁アンプ２５がそれぞれ設けられている。すなわち、１０個の励磁アンプ２５が設けられている。また、５軸の各軸に対応して設けられた５組の変位センサ５x1，５y1，５x2，５y2，５ｚに対して、センサ回路２６がそれぞれ設けられている。 A DC voltage for driving the motor is input to the inverter 24. A DC voltage for driving the magnetic bearing is input to a DC power supply 23. As described above, the magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, and 4z are five-axis controlled magnetic bearings, and each axis is provided with a pair of electromagnets. Each electromagnet is provided with an excitation amplifier 25 that supplies electromagnet current. That is, ten excitation amplifiers 25 are provided. Furthermore, sensor circuits 26 are provided for five sets of displacement sensors 5x1, 5y1, 5x2, 5y2, and 5z provided corresponding to each of the five axes.

モータ制御部３０は、モータ６を駆動制御する。軸受制御部３１は、磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2，４ｚを駆動制御する。モータ制御部３０および軸受制御部３１は、ＣＰＵ、メモリ（ＲＡＭおよびＲＯＭ）および周辺回路を備えるマイクロプロセッサや、ＦＰＧＡ（Field Programmable Gate Array）等で構成される。 The motor control section 30 drives and controls the motor 6. The bearing control unit 31 drives and controls the magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2, and 4z. The motor control unit 30 and the bearing control unit 31 are composed of a microprocessor including a CPU, memory (RAM and ROM), and peripheral circuits, an FPGA (Field Programmable Gate Array), and the like.

インバータ２４からモータ制御部３０へは、モータ６の相電圧および相電流に関する信号３０２が入力される。モータ制御部３０からインバータ２４へは、インバータ２４に設けられたスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号３０１が出力される。軸受制御部３１は、各センサ回路２６に対してセンサキャリア信号（搬送波信号）３０５を出力する。各センサ回路２６から軸受制御部３１へは、浮上位置変化により変調された浮上位置信号（変位センサ信号）３０６が入力される。また、軸受制御部３１は、励磁アンプ２５に設けられたスイッチング素子をオンオフ制御するためのＰＷＭ制御信号（制御信号）３０３を各励磁アンプ２５へ出力する。各励磁アンプ２５から軸受制御部３１へは、磁気軸受の電磁石電流に関する電流信号３０４が入力される。 A signal 302 regarding the phase voltage and phase current of the motor 6 is input from the inverter 24 to the motor control unit 30 . A PWM control signal 301 for controlling on/off of a switching element provided in the inverter 24 is output from the motor control unit 30 to the inverter 24 . The bearing control unit 31 outputs a sensor carrier signal (carrier wave signal) 305 to each sensor circuit 26. A floating position signal (displacement sensor signal) 306 modulated by a change in floating position is input from each sensor circuit 26 to the bearing control unit 31 . Further, the bearing control unit 31 outputs a PWM control signal (control signal) 303 to each excitation amplifier 25 for controlling on/off of a switching element provided in the excitation amplifier 25. A current signal 304 regarding the electromagnet current of the magnetic bearing is input from each excitation amplifier 25 to the bearing control unit 31 .

前述したように、特許文献２に記載の発明では、ロータ変位に関してラジアル方向の振れ回りに起因して発生する力を相殺するように制御している。ところで、回転体Ｒのアンバランスで生じる回転成分の振れ回り変位は、円筒（パラレル）モードの成分と円錐（コニカル）モードの成分とから構成される。円錐モードにおいては、アキシャル電磁石の軸（図１のＺ軸）に対してロータ軸３が傾く。ロータ軸３が傾くとスラストディスク３００も傾いて、アキシャル電磁石４５ｐ，４５ｍの吸引力によるモーメントＭが回転体Ｒに対して発生する。そして、そのモーメントＭの反作用により、アキシャル軸の電磁石力を介してベース８側に振動が伝達されることになる。 As described above, in the invention described in Patent Document 2, the rotor displacement is controlled so as to cancel out the force generated due to whirling in the radial direction. Incidentally, the whirling displacement of the rotational component caused by the unbalance of the rotating body R is composed of a cylindrical (parallel) mode component and a conical mode component. In the conical mode, the rotor shaft 3 is tilted with respect to the axis of the axial electromagnet (Z-axis in FIG. 1). When the rotor shaft 3 tilts, the thrust disk 300 also tilts, and a moment M is generated against the rotating body R due to the attractive force of the axial electromagnets 45p and 45m. Then, due to the reaction of the moment M, vibration is transmitted to the base 8 side via the electromagnetic force of the axial axis.

上述した特許文献２に記載の発明では、ラジアル方向の振れ回りに起因して発生する力を相殺するように制御しており、上記モーメントＭに起因する振動は考慮されていなかった。本実施の形態では、後述するように、アキシャル電磁石の吸引力による周期的な振動モーメントＭを相殺するような電磁石力をラジアル電磁石により発生させることで、モーメントＭに起因する振動あるいは騒音の低減を可能とした。 In the invention described in Patent Document 2 mentioned above, control is performed so as to cancel out the force generated due to whirling in the radial direction, and vibration due to the moment M is not taken into consideration. In this embodiment, as will be described later, vibration or noise caused by the moment M is reduced by generating an electromagnetic force using a radial electromagnet that offsets the periodic vibration moment M caused by the attractive force of the axial electromagnet. made possible.

図４～６は、軸受制御部３１の主要機能を示す機能ブロック図である。図４および５は、軸受制御部３１における磁気浮上制御に関する磁気浮上制御部３１０のブロック図である。図４はアキシャル磁気軸受４ｚに関する磁気浮上制御部３１０ａを示したものであり、図５はラジアル磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2に関する磁気浮上制御部３１０ｂを示したものである。図５の磁気浮上制御部３１０ｂはラジアル４軸の内の１軸分の制御に関する構成を示したものであり、各ラジアル磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2に対して磁気浮上制御部３１０ｂがそれぞれ設けられる。また、図６は、軸受制御部３１における振動低減に関する振動低減制御部３２０のブロック図である。 4 to 6 are functional block diagrams showing the main functions of the bearing control section 31. 4 and 5 are block diagrams of the magnetic levitation control unit 310 regarding magnetic levitation control in the bearing control unit 31. FIG. 4 shows the magnetic levitation control section 310a for the axial magnetic bearing 4z, and FIG. 5 shows the magnetic levitation control section 310b for the radial magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2. The magnetic levitation control unit 310b in FIG. 5 shows the configuration for controlling one of the four radial axes, and the magnetic levitation control unit 310b is configured for each radial magnetic bearing 4x1, 4y1, 4x2, 4y2. provided. Further, FIG. 6 is a block diagram of a vibration reduction control section 320 related to vibration reduction in the bearing control section 31.

図４に示すアキシャル磁気軸受４ｚに関する磁気浮上制御部３１０ａにおいて、浮上制御器４１７には、アキシャル磁気軸受４ｚの変位センサ５ｚに関するセンサ回路２６から出力された変位センサ信号Ｓｚが入力される。浮上制御器４１７は、入力された変位センサ信号Ｓｚに基づいて比例制御、積分制御および微分制御、位相補正、その他の制御補償を行い、浮上制御電流設定量を生成する。 In the magnetic levitation control unit 310a related to the axial magnetic bearing 4z shown in FIG. 4, the displacement sensor signal Sz output from the sensor circuit 26 related to the displacement sensor 5z of the axial magnetic bearing 4z is input to the levitation controller 417. The levitation controller 417 performs proportional control, integral control, differential control, phase correction, and other control compensation based on the input displacement sensor signal Sz, and generates a levitation control current setting amount.

浮上制御器４１７から出力された浮上制御電流設定量には、バイアス電流設定量（直流成分）が加算される。電磁石４５ｐの制御には、浮上制御電流設定量にマイナス符号を付したものにバイアス電流設定量を加算したものが用いられる。電磁石４５ｍの制御には、浮上制御電流設定量にバイアス電流設定量を加算したものが用いられる。バイアス電流設定量が加算された浮上制御電流設定量は、それぞれ電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍに入力される。なお、電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍに図示した入出力特性は、浮上制御電流設定量を横軸として図示している。 A bias current setting amount (DC component) is added to the levitation control current setting amount outputted from the levitation controller 417. The electromagnet 45p is controlled by adding a bias current setting amount to a levitation control current setting amount with a minus sign. To control the electromagnet 45m, a value obtained by adding a bias current setting amount to a levitation control current setting amount is used. The levitation control current setting amount to which the bias current setting amount has been added is input to current limiter circuits 440p and 440m, respectively. Note that the input/output characteristics shown in the current limiter circuits 440p and 440m are shown with the floating control current setting amount as the horizontal axis.

例えば、図２のスラストディスク３００が電磁石４５ｐに近づいた場合、電磁石４５ｐに近づくほど浮上制御器４１７から出力される浮上制御電流設定量は大きくなり、（バイアス電流設定量）－（浮上制御電流設定量）は小さくなる。この場合、電流リミッタ回路４４０ｐに入力される浮上制御電流設定量は電磁石電流を小さくするような設定となる。通常、電流下限値はゼロに設定される。ただし、変位センサを用いる代わりに電磁石自体でロータ変位を検出する、所謂、セルフセンシング方式においては、浮上制御電流設定量が過大になった場合でも電磁石電流がゼロにならないように、電流リミッタ回路４４０ｐは下限を設けて出力を設定することがある。電磁石４５ｍの電流リミッタ回路４４０ｍも、スラストディスク３００が電磁石４５ｍに近づき過ぎた場合に、電流リミッタ回路４４０ｐと同様の動作をする。 For example, when the thrust disk 300 in FIG. 2 approaches the electromagnet 45p, the levitation control current setting amount output from the levitation controller 417 increases as it approaches the electromagnet 45p; (bias current setting amount) - (levitation control current setting amount) quantity) becomes smaller. In this case, the levitation control current setting amount input to the current limiter circuit 440p is set to reduce the electromagnet current. Typically, the lower current limit is set to zero. However, in the so-called self-sensing method in which the rotor displacement is detected by the electromagnet itself instead of using a displacement sensor, a current limiter circuit 440p is used to prevent the electromagnet current from becoming zero even if the levitation control current setting becomes excessive. may set the output by setting a lower limit. The current limiter circuit 440m of the electromagnet 45m also operates in the same way as the current limiter circuit 440p when the thrust disk 300 gets too close to the electromagnet 45m.

電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍから出力された電流設定（出力信号）は、それぞれフィードバックされた励磁電流信号との差分がとられる。励磁アンプ２５ｐ，２５ｍの電流制御器２５０ｐ，２５０ｍは、電流設定とフィードバックされた電磁石電流成分との差分がゼロとなるように、例えばＰＩ演算により励磁電流信号を生成する。励磁アンプ２５ｐ，２５ｍは生成した励磁電流信号に基づいて、電磁石４５ｐ，４５ｍに電磁石電流ｉpz，ｉmzを供給する。電磁石電流ｉpz，ｉmzの電流値信号（以下では、電磁石電流と同一符号ｉpz，ｉmzで表す）は振動低減制御部３２０に入力される。 The difference between the current settings (output signals) output from the current limiter circuits 440p and 440m and the respective fed-back excitation current signals is calculated. The current controllers 250p and 250m of the excitation amplifiers 25p and 25m generate excitation current signals by, for example, PI calculation so that the difference between the current setting and the fed-back electromagnet current component becomes zero. The excitation amplifiers 25p, 25m supply electromagnet currents ipz, imz to the electromagnets 45p, 45m based on the generated excitation current signals. Current value signals of the electromagnet currents ipz, imz (hereinafter expressed with the same symbols ipz, imz as the electromagnet currents) are input to the vibration reduction control section 320.

図５はラジアル１軸分の磁気浮上制御部３１０ｂを示すブロック図であり、ラジアル磁気軸受４x1（Ｘ１軸）に関するものを示す。他のラジアル磁気軸受４y1（Ｙ１軸），４x2（Ｘ２軸），４y2（Ｙ２軸）についても同様の構成となる。図５に示すラジアル軸に関しては、センサ回路２６から出力された変位センサ信号Ｓx1は、磁気浮上制御部３１０ｂの浮上制御器４１７に入力されると共に振動低減制御部３２０にも入力される。 FIG. 5 is a block diagram showing the magnetic levitation control unit 310b for one radial axis, and shows the part related to the radial magnetic bearing 4x1 (X1 axis). The other radial magnetic bearings 4y1 (Y1 axis), 4x2 (X2 axis), and 4y2 (Y2 axis) have similar configurations. Regarding the radial axis shown in FIG. 5, the displacement sensor signal Sx1 output from the sensor circuit 26 is input to the levitation controller 417 of the magnetic levitation control section 310b, and is also input to the vibration reduction control section 320.

また、磁気浮上制御部３１０ｂでは、電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍから出力された電流設定（出力信号）は、それぞれフィードバックされた励磁電流信号との差分がとられる。さらに、磁気浮上制御部３１０ｂには振動低減制御部３２０から後述する制御信号が入力され、励磁アンプ２５ｐの電流制御器２５０ｐへ加算入力され、励磁アンプ２５ｍの電流制御器２５０ｍへは減算入力される。本実施の形態では、このように差分信号に振動低減制御部３２０からの制御信号を加算・減算した信号に基づいて励磁電流信号を生成することにより、ポンプ振動の低減を図るようにしている。 Furthermore, in the magnetic levitation control section 310b, the difference between the current settings (output signals) outputted from the current limiter circuits 440p and 440m and the respective fed-back excitation current signals is calculated. Further, a control signal, which will be described later, is input from the vibration reduction control unit 320 to the magnetic levitation control unit 310b, which is added and input to the current controller 250p of the excitation amplifier 25p, and subtracted to the current controller 250m of the excitation amplifier 25m. . In this embodiment, the pump vibration is reduced by generating an excitation current signal based on a signal obtained by adding and subtracting the control signal from the vibration reduction control unit 320 to the difference signal.

なお、図５に示す例では、振動低減制御部３２０からの制御信号を電磁石の電流制御器２５０ｐ，２５０ｍへ入力したが、特許文献２に記載のように浮上制御器４１７の入力部へ入力しても良い。ただし、その場合には、予め浮上制御器４１７のゲイン分、位相分を補正しておく必要がある。 In the example shown in FIG. 5, the control signal from the vibration reduction control unit 320 is input to the electromagnet current controllers 250p and 250m, but the control signal is input to the input unit of the levitation controller 417 as described in Patent Document 2. It's okay. However, in that case, it is necessary to correct the gain and phase of the levitation controller 417 in advance.

図６は、振動低減制御部３２０の機能ブロック図である。振動低減制御部３２０には、ラジアル４軸（Ｘ１軸、Ｙ１軸、Ｘ２軸、Ｙ２軸）の各変位センサ５x1，５y1，５x2，５y2で検出された変位センサ信号Ｓx1，Ｓy1, Ｓx2, Ｓy2、ラジアル４軸およびアキシャル軸の各電磁石４５ｐ，４５ｍに対して設けられた各励磁アンプ２５で検出された電流値信号ｉpx1，ｉmx1, ｉpy1，ｉmy1，ｉpx2，ｉmx2，ｉpy2，ｉmy2, ｉpz，ｉmzが入力される。さらに、振動低減制御部３２０には、モータ制御部３０から基準回転信号（基準電気角）θが入力される。なお、以下では各軸の電磁石のｐ側を各軸の変位の正方向とする。また、基準回転信号θは、Ｘ軸正方向（Ｘ１軸、Ｘ２軸）を位相０°、Ｙ軸（Ｙ１軸、Ｙ２軸）正方向を位相９０°とし、反時計方向へ回転するものとする。 FIG. 6 is a functional block diagram of the vibration reduction control section 320. The vibration reduction control unit 320 includes displacement sensor signals Sx1, Sy1, Sx2, Sy2 detected by displacement sensors 5x1, 5y1, 5x2, 5y2 of the four radial axes (X1 axis, Y1 axis, X2 axis, Y2 axis), Current value signals ipx1, imx1, ipy1, imy1, ipx2, imx2, ipy2, imy2, ipz, imz detected by each excitation amplifier 25 provided for each electromagnet 45p, 45m of the 4 radial axes and the axial axis are input. be done. Further, a reference rotation signal (reference electrical angle) θ is inputted to the vibration reduction control unit 320 from the motor control unit 30 . In addition, in the following, the p side of the electromagnet of each axis is assumed to be the positive direction of the displacement of each axis. In addition, the reference rotation signal θ is assumed to rotate counterclockwise, with a phase of 0° in the positive direction of the X axis (X1 axis, X2 axis) and a phase of 90° in the positive direction of the Y axis (Y1 axis, Y2 axis). .

なお、本実施の形態では、特許文献２に記載の発明の場合と同様にモータ駆動系を回転センサレス方式であることを前提とし、モータ制御部３０から基準回転信号θが入力される構成とした。しかしながら、回転センサ（ホールセンサ、レゾルバなど）を備える方式のモータ駆動系を備えるものであって、回転センサによる回転信号を基準回転信号として用いても良い。 In addition, in this embodiment, the motor drive system is assumed to be of a rotation sensorless type as in the case of the invention described in Patent Document 2, and the reference rotation signal θ is inputted from the motor control unit 30. . However, the motor drive system may include a rotation sensor (such as a Hall sensor or a resolver), and the rotation signal from the rotation sensor may be used as the reference rotation signal.

振動低減制御部３２０は、入力された各信号に基づいて振動低減のための制御信号を生成し、その制御信号を各ラジアル軸の磁気浮上制御部３１０ｂへと出力する。本実施の形態では、制御信号生成に関する以下の（Ａ）～（Ｆ）の処理について順に説明する。
（Ａ）電流変動量及び変位変動量による電磁石力変動量の線形定式化
（Ｂ）変位変動量に起因する電磁石力を相殺するための電流変動量の演算
（Ｃ）ロータアンバランスによる振れ回り変位回転成分のモード分解
（Ｄ）アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの演算
（Ｅ）モーメントＭを相殺するラジアル軸の電磁石力の演算
（Ｆ）モーメントＭを相殺するラジアル軸の電磁石力に対応する電流相当変動量の演算 The vibration reduction control section 320 generates a control signal for vibration reduction based on each input signal, and outputs the control signal to the magnetic levitation control section 310b of each radial axis. In this embodiment, the following processes (A) to (F) regarding control signal generation will be explained in order.
(A) Linear formulation of electromagnet force fluctuation amount based on current fluctuation amount and displacement fluctuation amount (B) Calculation of current fluctuation amount to offset electromagnetic force due to displacement fluctuation amount (C) Wandering displacement due to rotor imbalance Mode decomposition of the rotational component (D) Calculation of the moment M generated by the electromagnet on the axial axis (E) Calculation of the electromagnetic force on the radial axis that cancels out the moment M (F) Corresponds to the electromagnetic force on the radial axis that cancels out the moment M Calculation of current equivalent fluctuation amount

まず、図６の振動低減制御部３２０における各機能ブロックの概略を説明する。図６の振動低減制御部３２０は、モーメントＭに起因する振動の低減に関するブロック（円錐モード抽出部３２４，モーメント演算部３２５，相殺力演算部３２６）と、変位変動量に起因する振動の低減に関するブロック（電流変動成分演算部３２８）とを備えている。 First, the outline of each functional block in the vibration reduction control section 320 in FIG. 6 will be explained. The vibration reduction control unit 320 in FIG. 6 includes blocks related to the reduction of vibration caused by the moment M (conical mode extraction unit 324, moment calculation unit 325, canceling force calculation unit 326) and blocks related to the reduction of vibration caused by the amount of displacement fluctuation. block (current fluctuation component calculation unit 328).

振動低減制御部３２０において、Ｘ１軸Ｙ１軸およびＸ２軸Ｙ２軸の変位回転数成分を抽出する回転成分抽出部３２１ａ，３２１ｂでは上記（Ｂ）の演算に必要な変位センサ信号の回転数成分を抽出する。Ｘ１軸Ｙ１軸、Ｘ２軸Ｙ２軸に関する直流電流抽出部３２２ａ，３２２ｂでは、上記（Ｂ）の演算に必要な電流値信号の直流成分を抽出する。また、Ｚ軸の電流値信号の直流成分は直流電流抽出部３２３で抽出され、モーメント演算部３２５に入力される。円錐モード抽出部３２４では、Ｘ１軸Ｙ１軸およびＸ２軸Ｙ２軸に関する回転成分抽出部３２１ａ，３２１ｂからの変位回転成分値に基づいて上記（Ｃ）のモード分解を行い、回転成分振れ回り変位の円錐モード成分（τ、φ_co）を求める。 In the vibration reduction control unit 320, the rotational component extraction units 321a and 321b extract the displacement rotational speed components of the X1-axis, Y1-axis, X2-axis and Y2-axis, and extract the rotational speed components of the displacement sensor signal necessary for the calculation in (B) above. do. The DC current extraction units 322a and 322b for the X1 axis, Y1 axis, X2 axis, and Y2 axis extract the DC component of the current value signal necessary for the calculation in (B) above. Further, a DC component of the Z-axis current value signal is extracted by a DC current extraction section 323 and inputted to a moment calculation section 325. The conical mode extraction section 324 performs the mode decomposition of (C) above based on the displacement rotational component values from the rotational component extraction sections 321a and 321b regarding the X1 axis, Y1 axis, and X2 axis and Y2 axis, and extracts the cone of rotational component whirling displacement Find the mode components (τ, φ_co).

モーメント演算部３２５では、Ｚ軸の電流値信号の直流成分と円錐モード成分（τ、φ_co）に基づいて上記（Ｄ）のモーメントＭの演算、すなわち、モーメント値の振幅|Ｍ(Ω)|および位相φ_Mを演算する。モーメント演算部３２５で演算されたモーメントＭを打ち消すための相殺力を演算する相殺力演算部３２６では、モーメント演算部３２５の演算結果に基づいて、Ｘ１軸Ｙ１軸およびＸ２軸Ｙ２軸で必要なモーメント相殺力の振幅|F1(Ω)| ，|F2(Ω)|および位相φ_F1，φ_F2を演算する。 The moment calculation unit 325 calculates the moment M in (D) above based on the DC component and the conical mode component (τ, φ_co) of the Z-axis current value signal, that is, the amplitude of the moment value |M(Ω)| Calculate phase φ_M. A countervailing force calculation section 326 that calculates a countervailing force for canceling the moment M calculated by the moment calculation section 325 calculates the necessary moments in the X1 axis, Y1 axis, and X2 axis, Y2 axis based on the calculation results of the moment calculation section 325. The amplitude |F1(Ω)|, |F2(Ω)| and the phases φ_F1, φ_F2 of the canceling force are calculated.

出力信号演算部３２７では、相殺力演算部３２６で演算されたモーメント相殺力の振幅および位相に基づいて、モーメントＭを相殺するための電磁石力をラジアル磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2で発生させるに必要な電流相当出力信号を演算する。また、出力信号演算部３２７は、電流変動成分演算部３２８により算出される変位変動に起因する振動低減するための電流回転成分Δｉ(Ω)に基づく電流相当出力信号も出力する。演算された電流相当出力信号は、制御信号としてラジアル４軸の磁気浮上制御部３１０ｂに入力される。 The output signal calculation unit 327 generates electromagnetic force for canceling the moment M in the radial magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2 based on the amplitude and phase of the moment canceling force calculated by the canceling force calculation unit 326. Calculates the output signal equivalent to the current required. The output signal calculation section 327 also outputs a current equivalent output signal based on the current rotation component Δi(Ω) calculated by the current fluctuation component calculation section 328 for reducing vibration caused by displacement fluctuation. The calculated current equivalent output signal is input as a control signal to the radial four-axis magnetic levitation control section 310b.

次いで、上述した（Ａ）～（Ｆ）処理の詳細内容、および、それらに対応する機能ブロックにおける処理動作について説明する。
［（Ａ）：電流変動量及び変位変動量による電磁石力変動量の線形定式化］
図１に示したポンプ本体１Ａは、ユーザの用途に応じて、ロータ軸方向が重力方向と一致する正立姿勢で設置されたり、ポンプ本体１Ａを斜めに傾けた姿勢で設置されたりする。従って、電磁石力については重力方向の影響も考慮して説明する。重力の影響を受ける軸では、互いに対向するｐ側の電磁石の力とｍ側の電磁石の力とは非対称になるので、励磁電流信号の直流電流値成分も非対称になる。 Next, detailed contents of the above-mentioned processes (A) to (F) and processing operations in the corresponding functional blocks will be explained.
[(A): Linear formulation of electromagnet force variation due to current variation and displacement variation]
The pump body 1A shown in FIG. 1 may be installed in an upright position where the rotor axis direction coincides with the direction of gravity, or in an inclined position, depending on the user's application. Therefore, the electromagnetic force will be explained taking into account the influence of the direction of gravity. On the axis affected by gravity, the force of the p-side electromagnet and the force of the m-side electromagnet that face each other are asymmetrical, so the DC current value component of the excitation current signal is also asymmetrical.

図７は、ロータ軸３と、１軸分のラジアル磁気軸受４x1の電磁石４１ｐ，４１ｍと、それらに対応して設けられた変位センサ５x1とを示す図である。変位センサ５x1は、ｐ側の電磁石４１ｐに対応して設けられる変位センサ５x1pと、ｍ側の電磁石４１ｍに対応して設けられる変位センサ５x1mとを備えている。 FIG. 7 is a diagram showing the rotor shaft 3, the electromagnets 41p and 41m of the radial magnetic bearing 4x1 for one axis, and the displacement sensor 5x1 provided corresponding thereto. The displacement sensor 5x1 includes a displacement sensor 5x1p provided corresponding to the p-side electromagnet 41p, and a displacement sensor 5x1m provided corresponding to the m-side electromagnet 41m.

電磁石４１ｐ，４１ｍに流れる電磁石電流ｉｐ、ｉｍには、所定の軸受剛性を確保するための直流電流成分（バイアス電流とも呼ばれる）と、ロータ軸５の浮上位置を制御するための電流変動成分とが含まれている。ここでは、電磁石電流ｉｐの直流電流成分および電流変動成分をＩｐ，Δｉｐと表し、電磁石電流ｉｍの直流電流成分および電流変動成分をＩｍ，Δｉｍと表す。一般に、Δｉｐ＝－Δｉｍ＝Δｉのように設定される。電流変動成分Δｉを変動させることで、ロータ軸３の浮上位置（以下では、ロータ浮上位置と呼ぶ）が目標浮上位置Ｊとなるように制御する。 The electromagnet currents ip and im flowing through the electromagnets 41p and 41m include a direct current component (also called a bias current) for ensuring a predetermined bearing rigidity, and a current fluctuation component for controlling the floating position of the rotor shaft 5. include. Here, the DC current component and current fluctuation component of the electromagnet current ip are represented by Ip and Δip, and the DC current component and current fluctuation component of the electromagnet current im are represented by Im and Δim. Generally, it is set as Δip=−Δim=Δi. By varying the current fluctuation component Δi, the floating position of the rotor shaft 3 (hereinafter referred to as the rotor floating position) is controlled to become the target floating position J.

直流電流成分Ｉｐ，Ｉｍは、図６の直流電流抽出部３２２ａ，３２２ｂで抽出される。直流電流抽出部３２２ａは、入力されたＸ１軸およびＹ１軸の電流値信号ｉpx1，ｉmx1, ｉpy1，ｉmy1をローパスフィルタ（ＬＰＦ）によりフィルタリングして、それぞれの直流電流成分Ｉpx1，Ｉmx1, Ｉpy1，Ｉmy1を抽出する。同様に、Ｘ２軸およびＹ２軸に関する直流電流抽出部３２２ｂは、入力された電流値信号ｉpx2，ｉmx2，ｉpy2，ｉmy2をローパスフィルタ（ＬＰＦ）によりフィルタリングして直流電流成分Ｉpx2，Ｉmx2, Ｉpy2，Ｉmy2を抽出する。 The DC current components Ip and Im are extracted by the DC current extraction units 322a and 322b in FIG. 6. The DC current extraction unit 322a filters the input X1-axis and Y1-axis current value signals ipx1, imx1, ipy1, imy1 using a low-pass filter (LPF) to obtain the respective DC current components Ipx1, Imx1, Ipy1, Imy1. Extract. Similarly, the DC current extraction unit 322b regarding the X2 axis and Y2 axis filters the input current value signals ipx2, imx2, ipy2, imy2 with a low pass filter (LPF) to obtain DC current components Ipx2, Imx2, Ipy2, Imy2. Extract.

なお、予め重力に対するポンプ本体１Ａ（磁気軸受）設置姿勢がわかっている場合は、励磁電流の直流電流値は予めわかるので、直流電流値検出用のＬＰＦをすることが省略できる。すなわち、図６の直流電流抽出部３２２ａ，３２２ｂ，３２３が不要となる。 Note that if the installation orientation of the pump main body 1A (magnetic bearing) with respect to gravity is known in advance, the DC current value of the excitation current is known in advance, so that the LPF for detecting the DC current value can be omitted. That is, the DC current extraction sections 322a, 322b, and 323 shown in FIG. 6 are not required.

真空ポンプなど磁気軸受装置が設置されると重力方向が固定されるので、基本的に電磁石に流れる直流電流値は変化しない。そのため、直流電流抽出部３２２ａ，３２２ｂ，３２３には、極めて低い周波数（例えば０．１Ｈｚ以下）にコーナー周波数を設定したＬＰＦを使用する。なお、上述のように観測測定した直流電流値を適用する以外に、本発明の振動低減制御を実施したい条件が予め定まっているのであれば、その条件に適切な直流電流値を予め記憶しておき、その直流電流値を適用しても良い。 When a magnetic bearing device such as a vacuum pump is installed, the direction of gravity is fixed, so basically the value of the DC current flowing through the electromagnet does not change. Therefore, LPFs whose corner frequencies are set to extremely low frequencies (for example, 0.1 Hz or less) are used in the DC current extractors 322a, 322b, and 323. In addition to applying the observed and measured DC current values as described above, if the conditions for implementing the vibration reduction control of the present invention are determined in advance, the DC current values appropriate for those conditions may be stored in advance. Then, the DC current value may be applied.

図７において、ロータ浮上位置の目標浮上位置Ｊから電磁石４１ｐ方向への変位変動量、すなわち、Ｘ１軸の正方向の変位変動量をΔｄrと表す。回転体Ｒが回転すると、回転体Ｒのアンバランスによる振れ回り変位（すなわち、変位変動量Δｄr）が必ず存在する。Ｄｐ，Ｄｍは、ロータ浮上位置が目標浮上位置Ｊに浮上している場合の、ロータ軸３と電磁石４１ｐ，４１ｍとのギャップ（クリアランス）である。図７に示す瞬間のロータ軸３と電磁石４１ｐ，４１ｍとのギャップは、Ｄｐ－Δｄr、Ｄｍ＋Δｄrである。なお、図７に示す関係はＸ１軸に限らずラジアル４軸の各々で成立する。 In FIG. 7, the amount of displacement variation of the rotor floating position from the target floating position J in the direction of the electromagnet 41p, that is, the amount of displacement variation in the positive direction of the X1 axis is expressed as Δdr. When the rotating body R rotates, there is always a whirling displacement (that is, a displacement fluctuation amount Δdr) due to the imbalance of the rotating body R. Dp and Dm are gaps (clearances) between the rotor shaft 3 and the electromagnets 41p and 41m when the rotor floating position is floating at the target floating position J. The gaps between the rotor shaft 3 and the electromagnets 41p and 41m at the instant shown in FIG. 7 are Dp-Δdr and Dm+Δdr. Note that the relationship shown in FIG. 7 holds not only for the X1 axis but also for each of the four radial axes.

ロータ軸３が目標浮上位置Ｊにおいて平衡状態（すなわち、変動しない状態）にあるときには、対向するｐ側の電磁石４１ｐの吸引力Ｆｐおよびｍ側の電磁石４１ｍの吸引力Ｆｍは、それぞれ次式（１），（２）のように表される。なお、係数ｋ[Ｎｍ^２／Ａ^２]は電磁石係数である。
Ｆp＝ｋ(Ｉp/Ｄp)^２ …（１）
Ｆm＝ｋ(Ｉm/Ｄm)^２ …（２） When the rotor shaft 3 is in an equilibrium state (that is, a state of no fluctuation) at the target floating position J, the attractive force Fp of the opposing p-side electromagnet 41p and the attractive force Fm of the m-side electromagnet 41m are calculated by the following equation (1 ), (2). Note that the coefficient k[Nm ² /A ² ] is an electromagnet coefficient.
Fp=k(Ip/Dp) ² ...(1)
Fm=k(Im/Dm) ² ...(2)

図７では、吸引力Ｆｐの増加に対応する変位変動量Δｄr（＞０）と電流変動成分Δｉを示している。このような変位変動量Δｄrおよび電流変動成分Δｉに対する吸引力Ｆｐ，Ｆｍの変動量ΔＦｐ，ΔＦｍは、式（１）、（２）を用いて次式（３）、（４）のように表される。
ΔＦp＝(２ｋ×Ｉp/Ｄp^２)Δｉ＋(２ｋ×Ｉp^２/Ｄp^３)Δｄr …（３）
ΔＦm＝(－２ｋ×Ｉm/Ｄm^２)Δｉ＋(－２ｋ×Ｉm^２/Ｄm^３)Δｄr …（４） FIG. 7 shows the displacement variation amount Δdr (>0) and the current variation component Δi corresponding to an increase in the attractive force Fp. The fluctuation amounts ΔFp, ΔFm of the attraction forces Fp, Fm with respect to the displacement fluctuation amount Δdr and the current fluctuation component Δi can be expressed as the following equations (3) and (4) using equations (1) and (2). be done.
ΔFp=(2k×Ip/ ^Dp2 )Δi+(2k× ^Ip2 / ^Dp3 )Δdr…(3)
ΔFm=(-2k×Im/ ^Dm2 )Δi+(-2k× ^Im2 / ^Dm3 )Δdr…(4)

吸引力Ｆｐ，Ｆｍは互いに逆向きになっているので、ロータ軸３に作用する電磁石力の変動量はΔＦｐ－ΔＦｍとなり、式（５）で表される。
ΔＦp－ΔＦm＝{(２ｋ×Ｉp/Ｄp^２)＋(２ｋ×Ｉm/Ｄm^２)}Δｉ
＋{(２ｋ×Ｉp^２/Ｄp^３)＋(２ｋ×Ｉm^２/Ｄm^３)}Δｄr …（５） Since the attraction forces Fp and Fm are in opposite directions, the amount of variation in the electromagnetic force acting on the rotor shaft 3 is ΔFp−ΔFm, which is expressed by equation (5).
ΔFp−ΔFm={(2k×Ip/Dp ² )+(2k×Im/Dm ² )}Δi
+{(2k× ^Ip2 / ^Dp3 )+(2k× ^Im2 / ^Dm3 )}Δdr…(5)

式（３）～（５）において、右辺第１項は電流変動成分Δｉに起因する電磁石力の変動であって、右辺第２項は目標浮上位置からの変位変動量Δｄrに起因する電磁石力の変動である。すなわち、各軸の電磁石力の変動量は、電流変動量に起因する力と変位変動量に起因する力から構成されることを示している。本実施の形態で低減対象となっている振動はロータアンバランスに起因する振動なので、式（３）～（５）における各変動量は回転成分の振れ回りのみを考えればよい。すなわち、式（５）において、右辺第１項は振れ回り電流に起因する力であり、右辺第２項は振れ回り変位に起因する力である。 In equations (3) to (5), the first term on the right side is the variation in the electromagnetic force due to the current variation component Δi, and the second term on the right side is the variation in the electromagnet force due to the displacement variation Δdr from the target levitation position. It is a fluctuation. That is, it is shown that the amount of variation in the electromagnetic force of each axis is composed of a force caused by the amount of current variation and a force caused by the amount of displacement variation. Since the vibration to be reduced in this embodiment is the vibration caused by rotor imbalance, it is sufficient to consider only the whirling of the rotational component for each variation amount in equations (3) to (5). That is, in Equation (5), the first term on the right side is the force caused by the whirling current, and the second term on the right side is the force caused by the whirling displacement.

［（Ｂ）：変位変動量に起因する電磁石力を相殺するための電流変動量］
図６の電流変動成分演算部３２８では、変位変動量に起因する電磁石力を相殺するための電流変動量を算出する。本実施の形態においては、特許文献２に記載の発明の場合と同様に、式（５）の右辺第２項に示す振れ回り変位に起因する力、すなわち、変位変動量Δｄrに起因する力を、電磁石電流の電流変動成分Δｉに起因する力で相殺する。そのためには、式（５）のΔＦp－ΔＦmがゼロとなるように、電流変動成分Δｉを次式（６）のように設定する必要がある。I_Ｄはポンプ本体１Ａの設置姿勢により決まる定数である。ギャップＤｐ，Ｄｍは、精度良く製作されている場合には設計値を用いることができ、予め軸受制御部３１のメモリに記憶しておく。
Δｉ＝－I_Ｄ×Δｄr …（６）
ただし、I_Ｄ＝{(Ｉp^２/Ｄp^３＋Ｉm^２/Ｄm^３)/(Ｉp／Ｄp^２＋Ｉm／Ｄm^２)} [(B): Current fluctuation amount for offsetting electromagnetic force caused by displacement fluctuation amount]
The current variation component calculation unit 328 in FIG. 6 calculates the amount of current variation for offsetting the electromagnetic force caused by the amount of displacement variation. In this embodiment, as in the case of the invention described in Patent Document 2, the force caused by the whirling displacement shown in the second term on the right side of equation (5), that is, the force caused by the displacement fluctuation amount Δdr, is , are canceled by the force caused by the current fluctuation component Δi of the electromagnet current. For this purpose, it is necessary to set the current fluctuation component Δi as shown in the following equation (6) so that ΔFp−ΔFm in equation (5) becomes zero. I_D is a constant determined by the installation orientation of the pump body 1A. If the gaps Dp and Dm are manufactured with high precision, design values can be used and are stored in the memory of the bearing control unit 31 in advance.
Δi=-I_D×Δdr…(6)
However, I_D={(Ip ² /Dp ³ +Im ² /Dm ³ )/(Ip/Dp ² +Im/Dm ² )}

一般には、目標浮上位置は電磁石４５ｐ，４５ｍの中間位置に設定されるのでＤｐ＝Ｄｍ＝Ｄとなり、Δｉは次式（７）のようになる。
Δｉ＝－(１/Ｄ)×{(Ｉp^２＋Ｉm^２)/(Ｉp＋Ｉm)}×Δｄr …（７） Generally, the target floating position is set at an intermediate position between the electromagnets 45p and 45m, so Dp=Dm=D, and Δi is expressed as in the following equation (7).
Δi=-(1/D)×{(Ip ² + Im ² )/(Ip+Im)}×Δdr…(7)

ここで、変位変動量Δｄrの内の角振動数Ωを有する周波数成分である変位回転成分Δｄr(Ω)は、回転基準信号θ（＝Ω×ｔ）を用いてオイラー表示で表すと、次式（８）のように表される。まお、変位回転成分Δｄr(Ω)の算出方法については後述する。同様に、電流変動成分Δｉの内の角振動数Ωを有する周波数成分である電流回転成分Δｉ(Ω)は、次式（９）のように表される。|ｄr(Ω)|は変位回転成分Δｄr(Ω)の振幅値であり、|ｉ(Ω)|は電流回転成分の振幅値である。
Δｄr(Ω)＝|ｄr(Ω)|expｊ(θ＋φ1) …（８）
Δｉ(Ω)＝|ｉ(Ω)| expｊ(θ＋φ2) …（９） Here, the displacement rotational component Δdr(Ω), which is a frequency component having an angular frequency Ω in the displacement fluctuation amount Δdr, is expressed in Euler representation using the rotation reference signal θ (=Ω×t) using the following formula. It is expressed as (8). The method for calculating the displacement rotational component Δdr(Ω) will be described later. Similarly, the current rotational component Δi(Ω), which is a frequency component having an angular frequency Ω of the current fluctuation component Δi, is expressed as in the following equation (9). |dr(Ω)| is the amplitude value of the displacement rotation component Δdr(Ω), and |i(Ω)| is the amplitude value of the current rotation component.
Δdr(Ω)=|dr(Ω)|expj(θ+φ1)…(8)
Δi(Ω)=|i(Ω)| expj(θ+φ2) …(9)

なお、回転基準信号θは、ロータ軸３の回転速度（角振動数）Ωを用いてθ＝Ω×ｔと表される基準電気角であり、本実施形態では図６に示すように、モータ制御部３０から入力される基準電気角θが用いられる。モータ駆動系では、回転センサ、例えば、モータ磁極位置を検出するホールセンサ等を備える場合にはその検出信号から基準電気角θが生成され、回転センサレス構成の場合にはモータ起電圧を利用して基準電気角θが生成される。本実施形態では、基準電気角θの生成方法については特に限定されない。 Note that the rotation reference signal θ is a reference electrical angle expressed as θ=Ω×t using the rotation speed (angular frequency) Ω of the rotor shaft 3, and in this embodiment, as shown in FIG. A reference electrical angle θ input from the control unit 30 is used. If the motor drive system is equipped with a rotation sensor, such as a Hall sensor that detects the motor magnetic pole position, the reference electrical angle θ is generated from the detection signal, and in the case of a rotation sensorless configuration, the reference electrical angle θ is generated using the motor electromotive force. A reference electrical angle θ is generated. In this embodiment, the method for generating the reference electrical angle θ is not particularly limited.

変位回転成分Δｄr(Ω)に起因する力の変動を電流回転成分Δｉ(Ω)に起因する力の変動で打ち消して回転成分の振動を除去するためには、次式（１０）の振幅条件および次式（１１）の位相条件を満たす必要がある。図６の電流変動成分演算部３２８は、電流回転成分Δｉ(Ω)に関する演算結果（式（８）～式（１１））を出力信号演算部３２７へ出力する。
|ｉ(Ω)|＝I_Ｄ×|ｄr(Ω)| …（１０）
θ＋φ2＝θ＋φ1＋π …（１１） In order to cancel the force fluctuation caused by the displacement rotational component Δdr (Ω) with the force fluctuation caused by the current rotational component Δi (Ω) and remove the vibration of the rotational component, the following amplitude conditions and equation (10) are required. It is necessary to satisfy the phase condition of the following equation (11). The current fluctuation component calculation unit 328 in FIG. 6 outputs the calculation results (Equations (8) to (11)) regarding the current rotation component Δi(Ω) to the output signal calculation unit 327.
|i(Ω)|=I_D×|dr(Ω)| …(10)
θ+φ2=θ+φ1+π…(11)

本実施の形態の真空ポンプのように高速回転状態を対象とする場合、|ｄr(Ω)|はＸ軸とＹ軸の振幅値が等しいと考えて良く、振れ回り変位である変位回転成分Δｄr(Ω)はＸ－Ｙ座標上で円軌道を描くことになる。ただし、|ｉ(Ω)|は、回転体Ｒが重力に対してＸＹ対称配置で無い限りＸ軸とＹ軸とで等しくないので、Δｉ(Ω)はＸ－Ｙ座標上で楕円軌道を描くことになる。オイラー表示の式（８）、（９）をＸＹ座標表示に書き換えると、次式（１２）～（１５）となる。ここで、Δｉ(Ω)はＸ－Ｙ座標上で楕円軌道をとるので、改めて各々の振幅|ｉ(Ω)|を|ｉx(Ω)|, |ｉy(Ω)|と表現している。
Δｄrx(Ω)＝Ｒｅ(Δｄr(Ω))＝|ｄr(Ω)|cos(θ＋φ1) …（１２）
Δｄry(Ω)＝Ｉｍ(Δｄr(Ω))＝|ｄr(Ω)|sin(θ＋φ1) …（１３）
Δｉx(Ω)＝Ｒｅ(Δｉx(Ω))＝|ｉx(Ω)|cos(θ＋φ2) …（１４）
Δｉy(Ω)＝Ｉｍ(Δｉy(Ω))＝|ｉy(Ω)|sin(θ＋φ2) …（１５） When the target is a high-speed rotation state like the vacuum pump of this embodiment, |dr(Ω)| can be considered to have the same amplitude value on the X-axis and Y-axis, and the displacement rotational component Δdr which is the whirling displacement (Ω) will draw a circular orbit on the XY coordinates. However, |i(Ω)| is not equal between the X and Y axes unless the rotating body R is arranged XY symmetrically with respect to gravity, so Δi(Ω) draws an elliptical orbit on the XY coordinates. It turns out. When Euler expressions (8) and (9) are rewritten into XY coordinate expressions, the following expressions (12) to (15) are obtained. Here, since Δi(Ω) takes an elliptical orbit on the XY coordinate, each amplitude |i(Ω)| is expressed as |ix(Ω)|, |iy(Ω)|.
Δdrx(Ω)=Re(Δdr(Ω))=|dr(Ω)|cos(θ+φ1) …(12)
Δdry(Ω)=Im(Δdr(Ω))=|dr(Ω)|sin(θ+φ1)…(13)
Δix(Ω)=Re(Δix(Ω))=|ix(Ω)|cos(θ+φ2)…(14)
Δiy(Ω)=Im(Δiy(Ω))=|iy(Ω)|sin(θ+φ2)…(15)

図６の出力信号演算部３２７は、ラジアル４軸の各軸に対して、式（１０），（１１）を満たす次式（１６）～（１９）に示すような制御信号を生成し、図６の振動低減制御部３２０から各磁気浮上制御部３１０ｂへ出力する。その結果、変位回転成分Δｄr(Ω) に起因して発生する変動力を、各軸においてそれぞれ電流回転成分Δｉ(Ω)に起因する変動力により相殺する。 The output signal calculation unit 327 in FIG. 6 generates control signals as shown in the following equations (16) to (19) that satisfy equations (10) and (11) for each of the four radial axes. The vibration reduction control unit 320 of No. 6 outputs the signal to each magnetic levitation control unit 310b. As a result, the fluctuating force caused by the displacement rotation component Δdr(Ω) is offset by the fluctuating force caused by the current rotation component Δi(Ω) in each axis.

ラジアルＸ１軸Ｙ１軸へ出力される制御信号は、次式（１６），（１７）のように表される。
Δｉx1(Ω)＝|ｉx1(Ω)|cos(θ＋φ21) …（１６）
Δｉy1(Ω)＝|ｉy1(Ω)|sin(θ＋φ21) …（１７）
ただし、式（１０），（１１）から、
|ｉx1(Ω)|＝I_Ｄx1×|ｄr1(Ω)|、|ｉy1(Ω)|＝I_Ｄy1×|ｄr1(Ω)|
θ＋φ21＝θ＋φ11＋π
である。なお、φ11およびφ21は、式（１１）のφ1およびφ2に対応する位相である。 The control signals output to the radial X1 axis and Y1 axis are expressed as in the following equations (16) and (17).
Δix1(Ω)=|ix1(Ω)|cos(θ+φ21)…(16)
Δiy1(Ω)=|iy1(Ω)|sin(θ+φ21)…(17)
However, from equations (10) and (11),
|ix1(Ω)|=I_Dx1×|dr1(Ω)|, |iy1(Ω)|=I_Dy1×|dr1(Ω)|
θ+φ21=θ+φ11+π
It is. Note that φ11 and φ21 are phases corresponding to φ1 and φ2 in equation (11).

同様に、ラジアルＸ２軸Ｙ２軸へ出力される制御信号は、次式（１８），（１９）のように表される。
Δｉx2(Ω)＝|ｉx2(Ω)|cos(θ＋φ22) …（１８）
Δｉy2(Ω)＝|ｉy2(Ω)|sin(θ＋φ22) …（１９）
ただし、
|ｉx2(Ω)|＝I_Ｄx2×|ｄr2(Ω)|、|ｉy2(Ω)|＝I_Ｄy2×|ｄr2(Ω)|
θ＋φ22＝θ＋φ12＋π
である。なお、φ22およびφ12は、式（１１）のφ1およびφ2に対応する位相である。 Similarly, control signals output to the radial X2 axis and Y2 axis are expressed as in the following equations (18) and (19).
Δix2(Ω)=|ix2(Ω)|cos(θ+φ22)…(18)
Δiy2(Ω)=|iy2(Ω)|sin(θ+φ22)…(19)
however,
|ix2(Ω)|=I_Dx2×|dr2(Ω)|, |iy2(Ω)|=I_Dy2×|dr2(Ω)|
θ+φ22=θ+φ12+π
It is. Note that φ22 and φ12 are phases corresponding to φ1 and φ2 in equation (11).

［（Ｃ）：ロータアンバランスによる振れ回り変位回転成分のモード分解］
本実施の形態では、上述した変位回転成分Δｄr(Ω)に起因する振動の低減に加えて、アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭに起因する振動の低減を図る。モーメントＭは、変位回転成分の円錐モード成分に起因して発生する。そこで、アキシャル磁気軸受４ｚの電磁石４５ｐ，４５ｍで発生するモーメントＭを推定演算するために、モーメントＭの原因となる変位回転成分の円錐モード成分を求める必要がある。 [(C): Mode decomposition of whirling displacement rotational component due to rotor imbalance]
In this embodiment, in addition to reducing the vibration caused by the displacement rotational component Δdr (Ω) described above, the vibration caused by the moment M generated in the electromagnet of the axial shaft is reduced. The moment M is generated due to the conical mode component of the displacement rotational component. Therefore, in order to estimate and calculate the moment M generated in the electromagnets 45p and 45m of the axial magnetic bearing 4z, it is necessary to find the conical mode component of the displacement rotational component that causes the moment M.

（変位回転成分の抽出）
まず、図２の上側のラジアル軸（Ｘ１軸Ｙ１軸）の変位センサ信号Ｓx1，Ｓy1および下側のラジアル軸（Ｘ２軸Ｙ２軸）の変位センサ信号Ｓx2，Ｓy2に基づいて、変位回転成分を抽出する。変位回転成分の抽出は、図６の回転成分抽出部３２１ａ，３２１ｂによって行われる。 (Extraction of displacement rotation component)
First, the displacement rotation component is extracted based on the displacement sensor signals Sx1, Sy1 of the upper radial axis (X1 axis, Y1 axis) and the displacement sensor signals Sx2, Sy2 of the lower radial axis (X2 axis, Y2 axis) in Fig. 2. do. Extraction of the displacement rotational component is performed by rotational component extraction sections 321a and 321b shown in FIG.

図８は、回転成分抽出部３２１ａにおけるＸ１軸の機能ブロック図を示したものである。Ｙ１軸、Ｘ２軸およびＹ２軸の各々に対しても同様の機能ブロックが設けられる。ここでは、Ｘ１軸を例に説明する。回転成分抽出部３２１ａの信号乗算部３３０は、入力された変位センサ信号Ｓx1から回転成分を抽出するために、モータ制御部３０から入力された回転基準信号θに基づく信号cosθ，sinθを生成し、変位センサ信号Ｓx1に信号cosθ，sinθを乗算する。変位センサ信号Ｓx1に信号cosθ，sinθを乗算した信号をローパスフィルタ３３１に通過させると、回転成分のみにフィルタリングされ、cosθ成分およびsinθ成分の各振幅値に分離される。 FIG. 8 shows a functional block diagram of the X1 axis in the rotational component extraction section 321a. Similar functional blocks are provided for each of the Y1 axis, the X2 axis, and the Y2 axis. Here, the X1 axis will be explained as an example. The signal multiplication unit 330 of the rotational component extraction unit 321a generates signals cos θ and sin θ based on the rotation reference signal θ input from the motor control unit 30 in order to extract the rotation component from the input displacement sensor signal Sx1, The displacement sensor signal Sx1 is multiplied by the signals cosθ and sinθ. When the signal obtained by multiplying the displacement sensor signal Sx1 by the signals cos θ and sin θ is passed through the low-pass filter 331, it is filtered into only the rotational component and separated into each amplitude value of the cos θ component and the sin θ component.

変位センサ信号Ｓx1は変位にほぼ比例した信号となり、変位センサ信号Ｓx1の回転成分はＸ１軸Ｙ１軸の変位回転成分Δｄr1(Ω)のＸ１軸成分に比例した信号と考えることができる。ここで、変位センサ信号Ｓx1の回転成分が、回転基準信号θに対してＳx1＝Ｓ0×cos(θ＋φ11)のように変動している場合を考える。φ11は回転基準信号θに対する位相ずれを表す。このとき、変位センサ信号Ｓx1の回転成分の代わりに、それに比例する量である変位回転成分Δｄr1(Ω)のｘ成分をΔｄr1x(Ω)と表すと、Δｄr1x(Ω)は、式（１２）の場合と同様に式（２０）で表される。さらに、Δｄr1x(Ω)にcosθ、sinθを乗算したものは次式（２１），（２２）のように表される。|ｄr1(Ω)|は変位回転成分Δｄr1(Ω)の振幅値である。
Δｄr1x(Ω)＝|ｄr1(Ω)| cos(θ＋φ11)
＝|ｄr1(Ω)|(cosθcosφ11－sinθsinφ11) …（２０）
Δｄr1x(Ω)×cosθ＝(|ｄr1(Ω)|/２){cosφ11(１＋cos2θ)－sinφ11 sin2θ}
…（２１）
Δｄr1x(Ω)×sinθ＝(|ｄr1(Ω)|/２){cosφ11 sin2θ－sinφ11 (１－cos2θ)}
…（２２） The displacement sensor signal Sx1 is a signal substantially proportional to the displacement, and the rotational component of the displacement sensor signal Sx1 can be considered to be a signal proportional to the X1-axis component of the displacement rotational component Δdr1(Ω) of the X1-axis and Y1-axis. Here, consider a case where the rotational component of the displacement sensor signal Sx1 varies with respect to the rotation reference signal θ as Sx1=S0×cos(θ+φ11). φ11 represents a phase shift with respect to the rotation reference signal θ. At this time, instead of the rotational component of the displacement sensor signal Sx1, if the x component of the displacement rotational component Δdr1(Ω), which is an amount proportional to it, is expressed as Δdr1x(Ω), Δdr1x(Ω) is As in the case, it is expressed by equation (20). Furthermore, the products obtained by multiplying Δdr1x(Ω) by cos θ and sin θ are expressed as in the following equations (21) and (22). |dr1(Ω)| is the amplitude value of the displacement rotation component Δdr1(Ω).
Δdr1x(Ω)=|dr1(Ω)| cos(θ+φ11)
=|dr1(Ω)|(cosθcosφ11−sinθsinφ11) …(20)
Δdr1x(Ω)×cosθ=(|dr1(Ω)|/2){cosφ11(1+cos2θ)−sinφ11 sin2θ}
…(21)
Δdr1x(Ω)×sinθ=(|dr1(Ω)|/2){cosφ11 sin2θ−sinφ11 (1−cos2θ)}
…(22)

式（２１），（２２）で表される信号をローパスフィルタ３３１でフィルタリングすると、２θを含む項は除去され、式（２１）のΔｄr1x(Ω)×cosθからは直流成分としてａｄ＝(|ｄr1(Ω)|/２)cosφ11が抽出され、式（２２）のΔｄr1x(Ω)×sinθからは直流成分としてｂｄ＝－(|ｄr1(Ω)|/２)sinφ11が抽出される。変位回転成分Δｄr1(Ω)に関して、Δｄr1(Ω)/２を図９に示すように基準位相θで回転する座標上の矢線ベクトルで表すと、横軸（基準位相θ方向）の成分は(|ｄr1(Ω)|/２)cosφ11＝ａｄで、縦軸（基準位相θ＋π/２方向）の成分は(|ｄr1(Ω)|/２)sinφ11＝－ｂｄである。 When the signals expressed by equations (21) and (22) are filtered by the low-pass filter 331, terms including 2θ are removed, and from Δdr1x(Ω)×cosθ in equation (21), ad=(|dr1 (Ω)|/2)cosφ11 is extracted, and bd=-(|dr1(Ω)|/2)sinφ11 is extracted as a DC component from Δdr1x(Ω)×sinθ of equation (22). Regarding the displacement rotational component Δdr1(Ω), if Δdr1(Ω)/2 is expressed as an arrow vector on the coordinate rotating at the reference phase θ as shown in FIG. 9, the component on the horizontal axis (in the reference phase θ direction) is ( |dr1(Ω)|/2)cosφ11=ad, and the component on the vertical axis (reference phase θ+π/2 direction) is (|dr1(Ω)|/2)sinφ11=-bd.

振幅演算部３３２では、ａｄおよびｂｄに基づいて、振幅|ｄr1(Ω)|が次式（２３）のように算出される。位相演算部３３３では、回転基準信号θに対する位相φ11が次式（２４）のように算出される。なお、式（２０）～式（２４）は、回転成分抽出部３２１ａで得られるＸ１軸Ｙ１軸の変位回転成分Δｄr1(Ω)に関するものであるが、Ｘ２軸Ｙ２軸に関する回転成分抽出部３２１ｂでは、Ｘ２軸Ｙ２軸の変位回転成分Δｄr2(Ω)に関して、式（２０）～式（２４）おいて符号ｄr1、φ11を符号ｄr2、φ12で置き換えた同様の式が算出される。
|ｄr1(Ω)|＝２√(ａｄ^２＋ｂｄ^２) …（２３）
φ11＝arctan(－ｂｄ/ａｄ) …（２４） The amplitude calculation unit 332 calculates the amplitude |dr1(Ω)| as shown in the following equation (23) based on ad and bd. The phase calculation unit 333 calculates the phase φ11 with respect to the rotation reference signal θ as shown in the following equation (24). Note that equations (20) to (24) relate to the displacement rotational component Δdr1(Ω) of the X1 axis and Y1 axis obtained by the rotational component extraction unit 321a, but in the rotational component extraction unit 321b regarding the X2 and Y2 axes, , the displacement rotational component Δdr2(Ω) of the X2 axis and the Y2 axis, similar equations are calculated in which the symbols dr1 and φ11 are replaced with the symbols dr2 and φ12 in equations (20) to (24).
|dr1(Ω)|=2√(ad ² + bd ² ) …(23)
φ11=arctan(-bd/ad)...(24)

通常、抽出する回転成分信号は振幅が微小（数μｍレベル以下）であるため、ローパスフィルタだけではノイズ除去が不完全なことがある。そのような観測環境ではローパスフィルタだけでなく最小二乗法など最適化手法も併用すると振幅値、位相値の精度アップに効果的である。なお、ここでは単独軸ごとに計算結果が出るので、理想的には、Ｘ軸信号入力とＹ軸信号入力の両結果が同一値になるが、現実には誤差を有する。そのため、例えば、振幅値、位相値ともに両者の平均値を回転成分の振幅値、位相値として適用する。 Normally, the rotational component signal to be extracted has a minute amplitude (below the level of several micrometers), so noise removal may be incomplete only with a low-pass filter. In such an observation environment, it is effective to use not only a low-pass filter but also an optimization method such as the least squares method to improve the accuracy of amplitude and phase values. Here, calculation results are obtained for each single axis, so ideally both the results of the X-axis signal input and the Y-axis signal input will be the same value, but in reality, they have errors. Therefore, for example, the average value of both the amplitude value and the phase value is applied as the amplitude value and the phase value of the rotational component.

（円錐モード成分の演算）
次に、変位回転成分から円錐モード成分を求める。円錐モード抽出部３２４は、回転成分抽出部３２１ａで抽出されたラジアルＸ１軸Ｙ１軸の振れ回り変位（変位回転成分）の振幅|ｄr1(Ω)|および位相φ11と、回転成分抽出部３２１ｂで抽出されたラジアルＸ２軸Ｙ２軸の振れ回り変位（変位回転成分）の振幅|ｄr2(Ω)|および位相φ12とから、円錐モードの傾き角振幅τおよび位相φ_coを求める。 (Calculation of conical mode component)
Next, the conical mode component is determined from the displacement rotational component. The conical mode extraction unit 324 extracts the amplitude |dr1(Ω)| and phase φ11 of the whirling displacement (displacement rotational component) of the radial X1 axis and Y1 axis extracted by the rotational component extraction unit 321a, and the rotational component extraction unit 321b. The tilt angle amplitude τ and phase φ_co of the conical mode are determined from the amplitude |dr2(Ω)| and phase φ12 of the whirling displacement (displacement rotational component) of the radial X2 axis and Y2 axis.

図１０は、ラジアルＸ１軸Ｙ１軸における変位回転成分Δｄr1(Ω)とラジアルＸ２軸Ｙ２軸における変位回転成分Δｄr2(Ω)とに基づく、円錐モード振れ回り成分および円筒モード振れ回り成分への成分分解のイメージ図である。円錐モード振れ回りの傾き角振幅τ、位相φ_coに対して、円筒モード振れ回りの振幅をε、位相をφ_cyとする。変位回転成分Δｄr1(Ω)，Δｄr2(Ω)は次式（２５），（２６）で表される。
Δｄr1(Ω)＝|ｄr1(Ω)|expｊ(θ＋φ11) …（２５）
Δｄr2(Ω)＝|ｄr2(Ω)|expｊ(θ＋φ12) …（２６） Figure 10 shows component decomposition into conical mode whirling component and cylindrical mode whirling component based on displacement rotational component Δdr1 (Ω) in the radial X1 axis and Y1 axis and displacement rotational component Δdr2 (Ω) in the radial X2 axis and Y2 axis. This is an image diagram. For the inclination angle amplitude τ and phase φ_co of the conical mode whirling, let the amplitude of the cylindrical mode whirling be ε and the phase be φ_cy. The displacement rotational components Δdr1 (Ω) and Δdr2 (Ω) are expressed by the following equations (25) and (26).
Δdr1(Ω)=|dr1(Ω)|expj(θ+φ11) …(25)
Δdr2(Ω)=|dr2(Ω)|expj(θ+φ12)…(26)

図１０においてＬ１，Ｌ２は、回転体Ｒの重心Ｇ、すなわちロータ重心Ｇからセンサ位置までの距離を表しており、予め軸受制御部３１のメモリに記憶しておく。変位回転成分Δｄr1(Ω)，Δｄr2(Ω)に対して、ロータ重心Ｇから単位長さ（＝１）位置における円錐モード振れ回りΔｄr_co(Ω)および円筒モード振れ回りΔｄr_cy(Ω)は、次式（２７），（２８）で表される。
Δｄr_co(Ω)＝１×tanτ×expｊ(θ＋φ_co) …（２７）
Δｄr_cy(Ω)＝ε×expｊ(θ＋φ_cy) …（２８） In FIG. 10, L1 and L2 represent the distance from the center of gravity G of the rotating body R, that is, the center of gravity G of the rotor, to the sensor position, and are stored in the memory of the bearing control unit 31 in advance. Conical mode whirling Δdr_co(Ω) and cylindrical mode whirling Δdr_cy(Ω) at a unit length (=1) position from rotor center of gravity G for displacement rotational components Δdr1(Ω) and Δdr2(Ω) are calculated by the following formula. It is expressed as (27) and (28).
Δdr_co(Ω)=1×tanτ×expj(θ+φ_co)…(27)
Δdr_cy(Ω)=ε×expj(θ+φ_cy)…(28)

Δｄr1(Ω)はロータ重心Ｇから長さＬ１位置における変位回転成分であるから、式（２７），（２８）から次式（２９）のように表される。同様に、Δｄr2(Ω)はロータ重心Ｇから長さＬ２位置における変位回転成分であるから、式（２７），（２８）から次式（３０）のように表される。
Δｄr1(Ω)＝Ｌ１×Δｄr_co(Ω)＋Δｄr_cy(Ω) …（２９）
Δｄr2(Ω)＝Ｌ２×Δｄr_co(Ω)＋Δｄr_cy(Ω) …（３０） Since Δdr1 (Ω) is a displacement rotational component at a length L1 position from the rotor center of gravity G, it can be expressed as the following equation (29) from equations (27) and (28). Similarly, since Δdr2 (Ω) is a displacement rotational component at a length L2 position from the rotor center of gravity G, it can be expressed as the following equation (30) from equations (27) and (28).
Δdr1(Ω)=L1×Δdr_co(Ω)+Δdr_cy(Ω)…(29)
Δdr2(Ω)=L2×Δdr_co(Ω)+Δdr_cy(Ω)…(30)

式（２９），（３０）から円錐モード振れ回りΔｄr_co(Ω)および円筒モード振れ回りΔｄr_cy(Ω)を求めると、次式（３１），（３２）のようになる。
Δｄr_co(Ω)＝(Δｄr1(Ω)－Δｄr2(Ω))/(Ｌ１＋Ｌ２) …（３１）
Δｄr_cy(Ω)＝(Ｌ２×Δｄr1(Ω)＋Ｌ１×Δｄr2(Ω))/(Ｌ１＋Ｌ２) …（３２） When the conical mode whirlpool Δdr_co(Ω) and the cylindrical mode whirlpool Δdr_cy(Ω) are determined from equations (29) and (30), the following equations (31) and (32) are obtained.
Δdr_co(Ω)=(Δdr1(Ω)−Δdr2(Ω))/(L1+L2)…(31)
Δdr_cy(Ω)=(L2×Δdr1(Ω)+L1×Δdr2(Ω))/(L1+L2)…(32)

式（３１），（３２）より円錐モード振れ回りおよび円筒モード振れ回りの振幅，位相を求めると、以下のようになる。
（円錐モード成分）
傾き角振幅：τ=atan[１/(Ｌ１＋Ｌ２) √Ｈ]
Ｈ＝(|dr1(Ω)|cosφ11-|dr2(Ω)|cosφ12)^２
＋(|dr1(Ω)|sinφ11-|dr2(Ω)|sinφ12) ^２
位相：φ_co＝atan[Ｋ]
Ｋ＝(|dr1(Ω)|sinφ11-|dr2(Ω)|sinφ12) / (|dr1(Ω)|cosφ11-|dr2(Ω)|cosφ12)
（円筒モード成分）
振幅：ε＝１/(Ｌ１＋Ｌ２)√Ｎ
Ｎ＝(Ｌ２×|dr1(Ω)|cosφ11＋Ｌ１×|dr2(Ω)|cosφ12) ^２
＋(Ｌ２×|dr1(Ω)|sinφ11＋Ｌ１×|dr2(Ω)|sinφ12)^２
位相：φ_cy＝atan[Ｐ/Ｑ]
Ｐ＝Ｌ２×|dr1(Ω)|sinφ11＋Ｌ１×|dr2(Ω)|sinφ12
Ｑ＝Ｌ２×|dr1(Ω)|cosφ11＋Ｌ１×|dr2(Ω)|cosφ12 The amplitude and phase of the conical mode whirling and the cylindrical mode whirling are determined as follows from equations (31) and (32).
(conical mode component)
Tilt angle amplitude: τ=atan[1/(L1+L2) √H]
H=(|dr1(Ω)|cosφ11-|dr2(Ω)|cosφ12) ²
+(|dr1(Ω)|sinφ11-|dr2(Ω)|sinφ12) ²
Phase: φ_co=atan[K]
K=(|dr1(Ω)|sinφ11-|dr2(Ω)|sinφ12) / (|dr1(Ω)|cosφ11-|dr2(Ω)|cosφ12)
(Cylindrical mode component)
Amplitude: ε=1/(L1+L2)√N
N=(L2×|dr1(Ω)|cosφ11+L1×|dr2(Ω)|cosφ12) ²
+(L2×|dr1(Ω)|sinφ11+L1×|dr2(Ω)|sinφ12) ²
Phase: φ_cy=atan[P/Q]
P=L2×|dr1(Ω)|sinφ11+L1×|dr2(Ω)|sinφ12
Q=L2×|dr1(Ω)|cosφ11+L1×|dr2(Ω)|cosφ12

［（Ｄ）：アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの演算］
アキシャル電磁石で発生するモーメントＭの演算は、図６のモーメント演算部３２５で行われる。なお、後述する電磁石係数ｋz、ギャップＤｚ、スラストディスク３００の吸引力半径ｒは、軸受制御部３１のメモリに予め記憶しておく。アキシャル軸の電磁石に関しても、上述した電磁石力の線形化が成立する。すなわち、アキシャル方向の変位変動量|ｄrz(Ω)|に起因する電磁石力の変動量は、次式（３３）のように表される。アキシャル軸方向に配置された電磁石間の中央位置を浮上位置とし、Ｄpz＝Ｄmz＝Ｄzとおくと、次式（３４）が得られる。
{(２ｋz×Ｉpz^２/Ｄpz^３)＋(２ｋz×Ｉmz^２/Ｄmz^３)} |Δｄrz(Ω)| …（３３）
(２ｋz/Ｄz^３)(Ｉpz^２＋Ｉmz^２) |Δｄrz(Ω)| …（３４） [(D): Calculation of moment M generated in axial axis electromagnet]
The moment M generated in the axial electromagnet is calculated by the moment calculating section 325 in FIG. Note that the electromagnet coefficient kz, the gap Dz, and the attractive force radius r of the thrust disk 300, which will be described later, are stored in advance in the memory of the bearing control unit 31. The above-mentioned linearization of the electromagnetic force also holds true for the axial axis electromagnet. That is, the amount of variation in the electromagnetic force due to the amount of displacement variation |drz(Ω)| in the axial direction is expressed as in the following equation (33). When the center position between the electromagnets arranged in the axial direction is taken as the floating position and Dpz=Dmz=Dz, the following equation (34) is obtained.
{(2kz×Ipz ² /Dpz ³ )+(2kz×Imz ² /Dmz ³ )} |Δdrz(Ω)| …(33)
(2kz/Dz ³ )(Ipz ² +Imz ² ) |Δdrz(Ω)| …(34)

図１１は、ロータ軸３が円錐モード成分の傾き角振幅τで傾いた場合のモーメントＭを説明する図である。スラストディスク３００への吸引力作用点を軸心から半径ｒとする。なお、傾き角τは極めて小さい値なので半径ｒは軸心からの距離とみなして良い。ここで、モーメントＭの力に対応する|Δｄrz(Ω)|は円錐モードの傾きτによる変位変動量のみであるから、|Δｄrz(Ω)|は半径ｒの円周ξ（０≦ξ＜２π）に沿ってｒ×sinτ×cosξのように変化する。そのため、式（３４）の電磁石の分布力の変動量も次式（３５）のようになる。
(２ｋz/Ｄz^３)(Ｉpz^２＋Ｉmz^２)/(２π)×rsinτ×cosξ …（３５） FIG. 11 is a diagram illustrating the moment M when the rotor shaft 3 is tilted with the tilt angle amplitude τ of the conical mode component. The point of application of the suction force to the thrust disk 300 is defined as a radius r from the axis. Note that since the inclination angle τ is an extremely small value, the radius r may be regarded as the distance from the axis. Here, |Δdrz(Ω)|, which corresponds to the force of the moment M, is only the displacement variation due to the slope τ of the conical mode, so |Δdrz(Ω)| is the circumference ξ of radius r (0≦ξ<2π ) as r×sinτ×cosξ. Therefore, the amount of variation in the distributed force of the electromagnet in equation (34) also becomes as shown in equation (35) below.
(2kz/Dz ³ )(Ipz ² +Imz ² )/(2π)×rsinτ×cosξ…(35)

一方、モーメントＭを構成する距離は、ｒcosξで変化する。従って、モーメントＭは（分布力）×（距離）の円周ξの０度から３６０度までの積分となる。ξの０→９０度→１８０度→２７０度→３６０度という変化に関して、式（３５）の電磁石力の変動量も距離（ｒcosξ）も９０度ごとで対称性があることから、０度から３６０度までの積分値は、０度から９０度までの積分値の４倍となる。すなわち、モーメントＭの振幅|Ｍ(Ω)|は次式（３６）のようになる。なお、∫(cosξ) ^２dξ(0≦ξ≦π/2)＝π/４を用いた。
|Ｍ(Ω)|＝４×(２ｋz/Ｄz^３)(Ｉpz^２＋Ｉmz^２)/(２π)×ｒ^２sinτ×∫(cosξ)^２dξ
＝(ｋz/Ｄz^３)(Ｉpz^２＋Ｉmz^２)ｒ^２sinτ …（３６） On the other hand, the distance that constitutes the moment M changes by r cosξ. Therefore, the moment M is the integral of (distributed force)×(distance) from 0 degrees to 360 degrees of the circumference ξ. Regarding the change of ξ from 0 → 90 degrees → 180 degrees → 270 degrees → 360 degrees, since the amount of variation of the electromagnetic force in equation (35) and the distance (rcosξ) are symmetrical in every 90 degrees, The integral value from 0 degrees to 90 degrees is four times the integral value from 0 degrees to 90 degrees. That is, the amplitude |M(Ω)| of the moment M is expressed by the following equation (36). Note that ∫(cosξ) ² dξ(0≦ξ≦π/2)=π/4 was used.
|M(Ω)|=4×(2kz/Dz ³ )(Ipz ² +Imz ² )/(2π)×r ² sinτ×∫(cosξ) ² dξ
=(kz/Dz ³ )(Ipz ² +Imz ² )r ² sinτ...(36)

また、モーメントＭの位相φ_Mは、振れ回り変位の円錐モードの位相φ_coの９０度位相進みとなるので、次式（３７）で表される。
φ_M＝φ_co＋π/2 …（３７） Further, the phase φ_M of the moment M is a 90 degree phase advance of the phase φ_co of the conical mode of whirling displacement, and is therefore expressed by the following equation (37).
φ_M=φ_co+π/2…(37)

［（Ｅ）：モーメントＭを相殺するラジアル軸の電磁石力］
モーメント演算部３２５によりモーメントＭが式（３６），（３７）のように算出されたならば、そのモーメントＭを相殺するラジアル４軸（Ｘ１軸，Ｙ１軸，Ｘ２軸，Ｙ２軸）の電磁石力の演算が相殺力演算部３２６において行われる。図１に示したポンプ本体１Ａから回転体Ｒを除いた固定側（ステータ側）構造体の重心Ｇs、すなわちステータ重心ＧsからラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石位置までの距離をＬm1、ステータ重心ＧsからラジアルＸ２－Ｙ２軸の電磁石位置までの距離をＬm2とし、予め軸受制御部３１のメモリに記憶しておく。なお、上記固定側構造体は回転体Ｒほど厳密な軸対称性が無いことが多く、重心位置が軸心からわずかにずれることもあるが、その場合は最も近い軸心位置をステータ重心Ｇsとみなす。またポンプ本体１Ａに対して回転体Ｒの占める質量が小さい（例えば１０分の１以下）場合はポンプ本体１Ａの重心位置の最も近い軸心位置をステータ重心Ｇsとしても良い。図１４にステータ重心Ｇsとラジアル電磁石の軸方向位置を示す。ラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力をＦ１、ラジアルＸ２－Ｙ２軸の電磁石力をＦ２とすると、モーメントの釣合より次式（３８）が成り立つ。但し、力Ｆ１、Ｆ２の位相基準はモーメントＭの位相から９０度遅れ位相位置とする。
Ｍ＋Ｌm1×Ｆ１－Ｌm2×Ｆ２＝０ …（３８） [(E): Electromagnetic force on the radial axis that offsets the moment M]
Once the moment M is calculated by the moment calculation unit 325 as shown in equations (36) and (37), the electromagnetic force of the four radial axes (X1 axis, Y1 axis, X2 axis, Y2 axis) that cancels out the moment M The computation is performed in the countervailing force computation section 326. The center of gravity Gs of the fixed side (stator side) structure excluding the rotating body R from the pump body 1A shown in Fig. 1, that is, the distance from the stator center of gravity Gs to the electromagnet position on the radial X1-Y1 axis is Lm1, from the stator center of gravity Gs. The distance to the electromagnet position of the radial X2-Y2 axis is defined as Lm2, and is stored in the memory of the bearing control unit 31 in advance. Note that the fixed-side structure often does not have as strict axial symmetry as the rotating body R, and the center of gravity may be slightly shifted from the axis. I reckon. Further, if the mass occupied by the rotating body R is small (for example, 1/10 or less) relative to the pump body 1A, the axial center position closest to the center of gravity of the pump body 1A may be set as the stator gravity center Gs. FIG. 14 shows the stator center of gravity Gs and the axial position of the radial electromagnet. When the electromagnetic force on the radial X1-Y1 axis is F1, and the electromagnetic force on the radial X2-Y2 axis is F2, the following equation (38) holds true from moment balance. However, the phase reference for the forces F1 and F2 is set to a phase position delayed by 90 degrees from the phase of the moment M.
M+Lm1×F1-Lm2×F2=0…(38)

力の釣合よりＦ１＋Ｆ２＝０であるから、式（３８）からＦ１，Ｆ２が次式（３９），（４０）のように求まる。
Ｆ１＝－Ｍ/(Ｌm1＋Ｌm2) …（３９）
Ｆ２＝＋Ｍ/(Ｌm1＋Ｌm2) …（４０） Since F1+F2=0 from force balance, F1 and F2 can be found from equation (38) as shown in equations (39) and (40) below.
F1=-M/(Lm1+Lm2)...(39)
F2=+M/(Lm1+Lm2)...(40)

従って、モーメントＭを相殺するためのラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力は、次式（４１），（４２）のように設定される。
振幅:|Ｆ1(Ω)| ＝|Ｍ(Ω)|/(Ｌm1＋Ｌm2) …（４１）
位相:φ_F1＝φ_M＋π/２＝φ_co＋π …（４２）
また、モーメントＭを相殺するためのラジアルＸ２－Ｙ２軸の電磁石力は、次式（４３），（４４）のように設定される。
振幅:|Ｆ2(Ω)|＝|Ｍ(Ω)|/(Ｌm1＋Ｌm2) …（４３）
位相:φ_F2＝φ_M－π/２＝φ_co …（４４） Therefore, the electromagnetic force of the radial X1-Y1 axis for canceling the moment M is set as shown in the following equations (41) and (42).
Amplitude: |F1(Ω)| =|M(Ω)|/(Lm1+Lm2) …(41)
Phase: φ_F1=φ_M+π/2=φ_co+π…(42)
Further, the electromagnetic force of the radial X2-Y2 axis for canceling the moment M is set as shown in the following equations (43) and (44).
Amplitude: |F2(Ω)|=|M(Ω)|/(Lm1+Lm2)…(43)
Phase: φ_F2=φ_M−π/2=φ_co…(44)

［（Ｆ）：モーメントＭを相殺するラジアル軸の電磁石力に対応する電流相当変動量］
図６の相殺力演算部３２６においてモーメントＭを相殺するためのラジアル４軸の電磁石力が式（４１）～（４４）のように算出されたならば、出力信号演算部３２７は、磁気浮上制御部３１０ｂへ出力する制御信号として上記電磁石力に対応する電流変動量信号を生成する。ここでも上述した式（５）が用いられるが、式（５）の変位変動量に関する右辺第２項は必要なく電流変動量に関する右辺第１項のみで良いので、電流変動量Δｉは次式（４５）で表される。
Δｉ＝(ΔＦp－ΔＦm)/ {(２ｋ×Ｉp/Ｄp^２)＋(２ｋ×Ｉm/Ｄm^２)} …（４５） [(F): Current equivalent fluctuation amount corresponding to the electromagnetic force of the radial axis that offsets the moment M]
If the radial four-axis electromagnetic force for canceling the moment M is calculated as shown in equations (41) to (44) in the canceling force calculation unit 326 of FIG. A current fluctuation amount signal corresponding to the electromagnetic force is generated as a control signal to be output to the section 310b. The above-mentioned equation (5) is used here as well, but the second term on the right-hand side of equation (5) regarding the amount of displacement fluctuation is unnecessary and only the first term on the right-hand side regarding the amount of current fluctuation is sufficient, so the amount of current fluctuation Δi is calculated by the following equation ( 45).
Δi=(ΔFp−ΔFm)/ {(2k×Ip/Dp ² )+(2k×Im/Dm ² )} …(45)

ここで、Ｄｐ＝Ｄｍ＝Ｄとすると、式（４５）は次式（４６）のようになる。式（４６）の(ΔＦp－ΔＦm)の部分に式（４１），（４３）を適用することで、モーメントＭを相殺するための電流変動量が求まる。位相量については、式（４２），（４３）がそのまま適用される。
Δｉ＝(Ｄ^２/２ｋ)×(ΔＦp－ΔＦm)/(Ｉp＋Ｉm) …（４６） Here, if Dp=Dm=D, equation (45) becomes the following equation (46). By applying equations (41) and (43) to the (ΔFp−ΔFm) part of equation (46), the amount of current fluctuation for canceling the moment M can be found. Regarding the phase amount, equations (42) and (43) are directly applied.
Δi=(D ² /2k)×(ΔFp−ΔFm)/(Ip+Im)…(46)

ラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力に対応する電流変動量の位相φ_Δi_F1は、次式（４７）のように設定される。振幅に関しては式（４６）のｋをｋ1と書き換え、Ｘ１軸の振幅|Δi_Fx1(Ω)|はＸ１軸の電流値Ｉpx1，Ｉmx1を用いて式（４８）のように表され、Ｙ１軸の振幅|Δi_Fy1(Ω)|はＹ１軸の電流値Ｉpy1，Ｉmy1を用いて式（４９）のように表される。
φ_Δi_F1=φ_F1 …（４７）
|Δi_Fx1(Ω)|＝(Ｄ^２/２ｋ1)×|Ｆ1(Ω)|/(Ｉpx1＋Ｉmx1) …（４８）
|Δi_Fy1(Ω)|＝(Ｄ^２/２ｋ1)×|Ｆ1(Ω)|/(Ｉpy1＋Ｉmy1) …（４９） The phase φ_Δi_F1 of the amount of current fluctuation corresponding to the electromagnetic force on the radial X1-Y1 axis is set as shown in the following equation (47). Regarding the amplitude, k in equation (46) is rewritten as k1, and the X1-axis amplitude |Δi_Fx1(Ω)| is expressed as in equation (48) using the X1-axis current values Ipx1 and Imx1, and the Y1-axis amplitude |Δi_Fy1(Ω)| is expressed as in equation (49) using Y1-axis current values Ipy1 and Imy1.
φ_Δi_F1=φ_F1 …(47)
|Δi_Fx1(Ω)|=(D ² /2k1)×|F1(Ω)|/(Ipx1+Imx1) …(48)
|Δi_Fy1(Ω)|=(D ² /2k1)×|F1(Ω)|/(Ipy1+Imy1) …(49)

また、ラジアルＸ２－Ｙ２軸の電磁石力に対応する設定電流変動量の位相φ_Δi_F2は、次式（５０）のように設定される。振幅に関しては式（４６）のｋをｋ2と書き換え、Ｘ２軸の振幅|Δi_Fx2(Ω)|はＸ２軸の電流値Ｉpx2，Ｉmx2を用いて式（５１）のように表され、Ｙ２軸の振幅|Δi_Fy2(Ω)|はＹ２軸の電流値Ｉpy2，Ｉmy2を用いて式（５２）のように表される。
φ_Δi_F2=φ_F2 …（５０）
|Δi_Fx2(Ω)|＝(Ｄ^２/２ｋ2)×|Ｆ2(Ω)|/(Ｉpx2＋Ｉmx2) …（５１）
|Δi_Fy2(Ω)|＝(Ｄ^２/２ｋ2)×|Ｆ2(Ω)|/(Ｉpy2＋Ｉmy2) …（５２） Further, the phase φ_Δi_F2 of the set current variation amount corresponding to the electromagnetic force of the radial X2-Y2 axis is set as shown in the following equation (50). Regarding the amplitude, k in equation (46) is rewritten as k2, and the amplitude of the X2 axis |Δi_Fx2(Ω)| is expressed as in equation (51) using the current values Ipx2 and Imx2 of the |Δi_Fy2(Ω)| is expressed as in equation (52) using the current values Ipy2 and Imy2 on the Y2 axis.
φ_Δi_F2=φ_F2…(50)
|Δi_Fx2(Ω)|=(D ² /2k2)×|F2(Ω)|/(Ipx2+Imx2) …(51)
|Δi_Fy2(Ω)|=(D ² /2k2)×|F2(Ω)|/(Ipy2+Imy2) …(52)

すなわち、次式（５３）に示す正弦波信号が出力信号演算部３２７から出力され、それがＸ１軸の磁気浮上制御部３１０ｂ（図５参照）のＰ側に加算され、Ｍ側においては減算される。Ｙ１軸に関しては、次式（５４）に示す正弦波信号が出力信号演算部３２７から出力され、それがＹ１軸の磁気浮上制御部３１０ｂのＰ側に加算され、Ｍ側においては減算される。
Δi_Fx1(Ω)=|Δi_Fx1(Ω)|×cos(θ+φ_Δi_F1) …（５３）
Δi_Fy1(Ω)=|Δi_Fy1(Ω)|×sin(θ+φ_Δi_F1) …（５４） That is, the sine wave signal shown in the following equation (53) is output from the output signal calculation unit 327, and is added to the P side of the X1-axis magnetic levitation control unit 310b (see FIG. 5), and subtracted from the M side. Ru. Regarding the Y1 axis, a sine wave signal shown in the following equation (54) is output from the output signal calculation unit 327, and is added to the P side of the Y1 axis magnetic levitation control unit 310b, and subtracted from the M side.
Δi_Fx1(Ω)=|Δi_Fx1(Ω)|×cos(θ+φ_Δi_F1) …(53)
Δi_Fy1(Ω)=|Δi_Fy1(Ω)|×sin(θ+φ_Δi_F1) …(54)

また、次式（５５）に示す正弦波信号が出力信号演算部３２７から出力され、それがＸ２軸の磁気浮上制御部３１０ｂのＰ側に加算され、Ｍ側においては減算される。Ｙ２軸に関しては、次式（５６）に示す正弦波信号が出力信号演算部３２７から出力され、それがＹ２軸の磁気浮上制御部３１０ｂのＰ側に加算され、Ｍ側においては減算される。
Δi_Fx2(Ω)=|Δi_Fx2(Ω)|×cos(θ+φ_Δi_F2) …（５５）
Δi_Fy2(Ω)=|Δi_Fy2(Ω)|×sin(θ+φ_Δi_F2) …（５６） Further, a sine wave signal expressed by the following equation (55) is output from the output signal calculation unit 327, and is added to the P side of the X2-axis magnetic levitation control unit 310b, and subtracted from the M side. Regarding the Y2 axis, a sine wave signal expressed by the following equation (56) is output from the output signal calculation section 327, and is added to the P side of the Y2 axis magnetic levitation control section 310b, and subtracted from the M side.
Δi_Fx2(Ω)=|Δi_Fx2(Ω)|×cos(θ+φ_Δi_F2) …(55)
Δi_Fy2(Ω)=|Δi_Fy2(Ω)|×sin(θ+φ_Δi_F2) …(56)

［振動への影響の検討］
次に、アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの振動への影響の度合いと、各軸の変位変動量に起因する電磁石力の振動への影響の度合いと比較してみる。ここでは、ロータ重心Ｇ、ステータ重心Ｇsの両位置が共にラジアルＸ１軸Ｙ１軸の電磁石位置（Ｘ１軸Ｙ１軸の変位センサ位置も電磁石とほぼ同一位置とみなす）と同じ場合、すなわちＬ１＝Ｌm1＝０の場合を考える。一方、ロータ重心Ｇの位置からラジアルＸ２軸Ｙ２軸の電磁石位置（Ｘ２軸Ｙ２軸の変位センサ位置も電磁石とほぼ同一位置とみなす）までの距離をＬ２＝Ｌm2＝０．１５［ｍ］とする。 [Study of influence on vibration]
Next, the degree of influence of the moment M generated by the electromagnet of the axial axis on vibration will be compared with the degree of influence of the electromagnetic force on vibration caused by the amount of displacement variation of each axis. Here, when both the positions of the rotor center of gravity G and the stator center of gravity Gs are the same as the electromagnet position of the radial X1 axis and Y1 axis (the displacement sensor position of the X1 axis and Y1 axis is also considered to be approximately the same position as the electromagnet), that is, L1 = Lm1 = Consider the case of 0. On the other hand, the distance from the rotor center of gravity G to the electromagnet position on the radial X2 axis and Y2 axis (the displacement sensor position on the X2 axis and Y2 axis is also considered to be almost the same position as the electromagnet) is L2 = Lm2 = 0.15 [m]. .

このような重心配置ケースでは、ポンプ本体１Ａを横向き姿勢で設置した場合、ロータ（回転体Ｒ）に作用する重力を全てラジアルＸ１軸の電磁石で支持することになる。そのため、ラジアルＸ１軸Ｙ１軸の電磁石の吸引能力は、ラジアルＸ２軸Ｙ２軸の電磁石の吸引能力よりも大きく設定されることになる。一方、ポンプ本体１Ａを正立姿勢で設置した場合、ロータに作用する重力を全てアキシャルＺ軸の電磁石で支持するので、アキシャルＺ軸の電磁石の吸引能力も大きく設定される。また、一般に、真空ポンプ（ターボ分子ポンプ等）など流体機械では流体によるスラスト荷重力にも耐え得るように、アキシャルＺ軸の電磁石の吸引能力はラジアル軸の電磁石よりも大きく設定される。以下では、これらを踏まえ、アキシャルＺ軸の電磁石に発生するモーメントを相殺するために必要なラジアル４軸の電磁石力と、ラジアルＸ１軸Ｙ１軸の変位変動量に起因する電磁石力とを比較する。 In such a center of gravity arrangement case, when the pump main body 1A is installed in a horizontal position, all the gravity acting on the rotor (rotating body R) is supported by the electromagnet of the radial X1 axis. Therefore, the attraction capacity of the electromagnet along the radial X1 axis and Y1 axis is set to be larger than the attraction capacity of the electromagnet along the radial X2 axis and Y2 axis. On the other hand, when the pump body 1A is installed in an upright position, all the gravity acting on the rotor is supported by the axial Z-axis electromagnet, so the suction capacity of the axial Z-axis electromagnet is also set to be large. Further, in general, in a fluid machine such as a vacuum pump (turbo molecular pump, etc.), the suction capacity of the axial Z-axis electromagnet is set larger than that of the radial axis electromagnet so that it can withstand the thrust load force caused by the fluid. Based on the above, the electromagnetic force of the four radial axes required to offset the moment generated in the electromagnet of the axial Z-axis will be compared with the electromagnetic force caused by the displacement variation of the radial X1 axis and Y1 axis.

（設定条件）
比較計算に当たり、他のパラメータは以下のように設定する。
・ギャップに関しては、Ｄ＝２５０μｍ、Ｄｚ＝３００μｍとする。
・ロータ質量をｍ＝１０ｋｇとする。
・スラストディスク３００の吸引力作用点半径ｒをｒ＝０．０３[ｍ] とする。
・電磁石係数は、ｋz＝１０ｋ1、ｋ1＝５×１０^－６［Ｎ・ｍ^２/Ａ^２］とする。
・円筒モードの変位振幅ε(＝|dr1(Ω)|)を、ε＝５μｍとする。
・円錐モードを円筒モードと同等レベルに選ぶべく、ラジアルＸ２－Ｙ２軸位置での振れ回り変位振幅が０μｍ（|dr2(Ω)|）＝０μｍ）になるように円錐モードの位相を円筒モードの位相と逆位相関係とする。すなわち、φ_co=φ_cy＋πとする。 (Setting conditions)
In the comparison calculation, other parameters are set as follows.
- Regarding the gap, D=250 μm and Dz=300 μm.
- Let the rotor mass be m = 10 kg.
- The radius r of the suction force application point of the thrust disk 300 is set to r=0.03 [m].
・The electromagnet coefficients are kz=10k1, k1=5×10 ⁻⁶ [N·m ² /A ² ].
- The displacement amplitude ε(=|dr1(Ω)|) of the cylindrical mode is set to ε=5 μm.
・In order to select the conical mode at the same level as the cylindrical mode, the phase of the conical mode is changed to that of the cylindrical mode so that the whirling displacement amplitude at the radial X2-Y2 axis position is 0 μm (|dr2(Ω)|) = 0 μm). The phase and antiphase relationship shall be established. That is, φ_co=φ_cy+π.

|dr2(Ω)|＝０を式（２６）に代入するとΔｄr2(Ω)＝０が得られる。ε＝５、φ_co=φ_cy＋πを式（２７）、（２８）に代入すると、Δｄr_co(Ω)＝－１×tanτ×expｊ(θ＋φ_cy)、および、Δｄr_cy(Ω)＝５[μｍ]×expｊ(θ＋φ_cy)が得られる。これらを式（３０）に適用すると、tanτ＝５[μｍ]/Ｌ２が得られる。Ｌ２＝０．１５［ｍ］であるから、τ＝３．３３×１０^－５[rad]となる。 By substituting |dr2(Ω)|=0 into equation (26), Δdr2(Ω)=0 is obtained. Substituting ε=5 and φ_co=φ_cy+π into equations (27) and (28), Δdr_co(Ω)=-1×tanτ×expj(θ+φ_cy) and Δdr_cy(Ω)=5[μm]×expj(θ+φ_cy ) is obtained. When these are applied to equation (30), tanτ=5 [μm]/L2 is obtained. Since L2=0.15 [m], τ=3.33×10 ⁻⁵ [rad].

初期設定の電磁石の直流電流であるバイアス電流を、ラジアル軸およびアキシャル軸とも０．２Ａとする。つまり、ロータ重力を支持するために０．４Ａ以上になる場合（後述の正立設置時のアキシャルＺ軸、横向き設置時のラジアルＸ１軸Ｙ１軸）は対向する反対側の直流電流は０Ａとなる。 The initial bias current, which is the direct current of the electromagnet, is set to 0.2 A for both the radial axis and the axial axis. In other words, if the current is 0.4A or more to support the rotor's gravity (the axial Z axis when installed upright and the radial X1 axis and Y1 axis when installed horizontally, which will be described later), the DC current on the opposite side will be 0A. .

（比較例１：正立姿勢で設置）
（１Ａ）変位変動量に起因する電磁石力による影響
正立姿勢で設置した場合にはロータ自重はラジアル軸で支持しないので、ラジアル軸の直流電流はバイアス電流のままで、Ｉp1＝Ｉm1＝０．２［Ａ］となる。ラジアルＸ１軸Ｙ１軸で発生する力は、式（５）の右辺第２項が振れ回り変位に起因する力であり、次式で表される。
{(２ｋ1×Ｉp1^２/Ｄ^３)＋(２ｋ1×Ｉm1^２/Ｄ^３)} ε
ｋ1＝５×１０^－６［Ｎ・ｍ^２/Ａ^２］、ε＝５μｍなので、ラジアルＸ１軸Ｙ１軸の電磁石で発生する振れ回り変位に起因する力は、４×５×１０^－６×０．２^２/（２５０×１０^－６）^３×５×１０^－６＝０．２５６［Ｎ］となる。 (Comparative example 1: Installed in an upright position)
(1A) Influence of electromagnetic force caused by displacement fluctuation When the rotor is installed in an upright position, the weight of the rotor is not supported by the radial shaft, so the DC current of the radial shaft remains the bias current, and Ip1 = Im1 = 0. 2 [A]. The force generated in the radial X1 axis and Y1 axis is the force caused by the whirling displacement in the second term on the right side of equation (5), and is expressed by the following equation.
{(2k1×Ip1 ² /D ³ )+(2k1×Im1 ² /D ³ )} ε
Since k1 = 5×10 ^-6 [N・m ² /A ² ] and ε=5 μm, the force caused by whirling displacement generated by the electromagnet on the radial X1 axis and Y1 axis is 4×5×10 ⁻⁶ ×0 .2 ² /(250×10 ⁻⁶ ) ³ ×5×10 ⁻⁶ =0.256 [N].

（１Ｂ）アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの影響
正立姿勢の場合、ロータ自重ｍ×ｇをアキシャルＺ軸の電磁石のみで支持するので、ｍ×ｇ＝ｋz(Ｉpz/Ｄｚ)^２となっている。すなわち、１０×９．８＝５×１０^－５×（Ｉpz/３×１０^－４）^２なので、Ｉpz＝０．４２２［Ａ］となる。 (1B) Influence of the moment M generated by the axial axis electromagnet In the upright position, the rotor's own weight m x g is supported only by the axial Z axis electromagnet, so m x g = kz (Ipz/Dz) ² . ing. That is, since 10×9.8=5×10 ⁻⁵ ×(Ipz/3×10 ⁻⁴ ) ² , Ipz=0.422 [A].

ここで、図５に示すように、浮上制御器の出力信号にはバイアス電流設定信号（直流分）が加算されているが、対向するＰ側電磁石－ｍ側電磁石間の直流電流値の非対称が大きい場合に電流を制限するための電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍも設けられ、電流が制限される。これにより、片側（例えばｐ側）の電流の直流成分がバイアス電流設定値の２倍以上になると、反対側（例えばｍ側）は０［Ａ］にされるのが一般的である。 Here, as shown in Fig. 5, a bias current setting signal (DC component) is added to the output signal of the levitation controller, but the asymmetry of the DC current value between the opposing P-side electromagnet and m-side electromagnet causes Current limiter circuits 440p and 440m are also provided to limit the current when the current is large. As a result, when the DC component of the current on one side (for example, the p side) becomes twice or more the bias current setting value, the opposite side (for example, the m side) is generally set to 0 [A].

バイアス電流は０．２［Ａ］であってＩpz＝０．４２２［Ａ］は０．２［Ａ］の２倍よりも大きいので、ＩmzはＩmz＝０［Ａ］に設定されることになる。ｋz＝５×１０^－５［Ｎ・ｍ^２/Ａ^２］、Ｄｚ＝３００μｍ、ｒ＝０．０３[ｍ]、τ＝３．３３×１０^－５[rad]なので、アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの振幅|Ｍ(Ω)|を式（３６）により計算すると、|Ｍ(Ω)|＝０．００９９［Ｎ・ｍ］となる。さらに、モーメントＭを相殺するためのラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力の振幅|Ｆ1(Ω)|を式（４１）により計算すると、|Ｆ1(Ω)| ＝０．００９９/（０＋０．１５）＝０．０６６［Ｎ］となる。 The bias current is 0.2 [A] and Ipz = 0.422 [A] is more than twice 0.2 [A], so Imz is set to Imz = 0 [A]. . Since kz = 5×10 ^-5 [N・m ² /A ² ], Dz = 300 μm, r = 0.03 [m], and τ = 3.33 × 10 ^-5 [rad], it is generated by the axial axis electromagnet. When the amplitude |M(Ω)| of the moment M is calculated using equation (36), |M(Ω)|=0.0099 [N·m]. Furthermore, when the amplitude |F1(Ω)| of the electromagnetic force on the radial X1-Y1 axis for canceling the moment M is calculated using equation (41), |F1(Ω)| = 0.0099/(0+0.15) =0.066[N].

以上の結果を比較すると、下記のような大小関係となる。
（ラジアル軸の電磁石で発生する振れ回り変位に起因する力＝0.256N）
＜（モーメントＭを相殺するためのラジアル軸の電磁石力＝0.066N）
すなわち、正立姿勢で設置した場合には、モーメントＭの影響に対する振動低減対策を行わないときの振動は、振れ回り変位の影響よりも２５％程度（0.066/0.256）大きくなることが分かる。 Comparing the above results, the magnitude relationship is as follows.
(Force caused by whirling displacement generated by the electromagnet on the radial axis = 0.256N)
<(Radial axis electromagnetic force to offset moment M = 0.066N)
That is, it can be seen that when installed in an upright position, vibration when no vibration reduction measures are taken against the influence of moment M is approximately 25% (0.066/0.256) larger than the influence of whirling displacement.

（比較例２：横向き姿勢で設置）
（２Ａ）変位変動量に起因する電磁石力による影響
ロータ重心位置をラジアルＸ１軸Ｙ１軸の電磁石位置としたので、ロータ自重をラジアルＸ１軸Ｙ１軸の電磁石のみで支持することになる。但し、Ｘ１軸およびＹ１軸のペアで支持するので、荷重負荷を合理的に軽減すべく均等に支持される姿勢、すなわち、Ｘ１軸およびＹ１軸を鉛直方向に対して４５度傾けた横向き姿勢で設置するものとする。その結果、Ｘ１軸とＹ１軸とで、ロータ自重の1/√２ずつが支持される。従って、式（１）からｍ×ｇ/√２＝ｋ1(Ｉp1/Ｄp1)^２で釣り合っており、Ｉp1＝０．９３１［Ａ］となる。 (Comparative example 2: Installed in horizontal position)
(2A) Influence of electromagnetic force caused by displacement fluctuation amount Since the rotor center of gravity position is set to the electromagnet position of the radial X1 axis and Y1 axis, the rotor's own weight is supported only by the electromagnets of the radial X1 axis and Y1 axis. However, since it is supported by a pair of X1 and Y1 axes, it should be supported evenly in order to reasonably reduce the load, that is, in a horizontal position with the X1 and Y1 axes tilted at 45 degrees with respect to the vertical direction. shall be installed. As a result, 1/√2 of the rotor's own weight is supported by the X1 axis and the Y1 axis. Therefore, from equation (1), there is a balance of m×g/√2=k1(Ip1/Dp1) ² , and Ip1=0.931 [A].

この場合も、図５に示すように電流リミッタ回路４４０ｐ，４４０ｍが設けられているので、片側（例えばｐ側）の電流の直流成分がバイアス電流設定値の２倍以上になるともう反対側（例えばｍ側）は０［Ａ］にされるのが一般的である。バイアス電流は０．２［Ａ］であってＩp1＝０．９３１［Ａ］は０．２［Ａ］の２倍よりも大きいので、Ｉm1はＩm1＝０［Ａ］に設定されることになる。振れ回り変位に起因する力は、式（５）の右辺第２項を参照すると、次式（５７）のように表される。
{(２ｋ1×Ｉp1^２/Ｄ^３)＋(２ｋ1×Ｉm1^２/Ｄ^３)}×ε …（５７）
式（５７）により振れ回り変位に起因する力を計算すると２．７７［Ｎ］となる。 In this case as well, since the current limiter circuits 440p and 440m are provided as shown in FIG. m side) is generally set to 0 [A]. The bias current is 0.2 [A] and Ip1 = 0.931 [A] is more than twice 0.2 [A], so Im1 will be set to Im1 = 0 [A]. . Referring to the second term on the right side of equation (5), the force caused by the whirling displacement is expressed as in equation (57) below.
{(2k1×Ip1 ² /D ³ )+(2k1×Im1 ² /D ³ )}×ε …(57)
When the force caused by the whirling displacement is calculated using equation (57), it becomes 2.77 [N].

（２Ｂ）アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの影響
ポンプ本体１Ａを横向き姿勢で設置した場合には、アキシャル軸の電磁石はロータ自重を支持しないので直流電流はバイアス電流のままであって、Ｉpz＝Ｉmz＝０．２［Ａ］となる。よって、アキシャル軸の電磁石で発生するモーメントＭの振幅|Ｍ(Ω)|を式（３６）により計算すると、|Ｍ(Ω)|＝０．００４４［Ｎ・ｍ］となる。さらに、モーメントＭを相殺するためのラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力の振幅|Ｆ1(Ω)|を式（４１）により計算すると、|Ｆ1(Ω)| ＝０．０３０［Ｎ］となる。 (2B) Effect of moment M generated by the electromagnet on the axial axis When the pump body 1A is installed in a horizontal position, the electromagnet on the axial axis does not support the rotor's own weight, so the DC current remains a bias current, and Ipz = Imz = 0.2 [A]. Therefore, when the amplitude |M(Ω)| of the moment M generated by the electromagnet on the axial axis is calculated using equation (36), it becomes |M(Ω)|=0.0044 [N·m]. Furthermore, when the amplitude |F1(Ω)| of the electromagnetic force on the radial X1-Y1 axis for canceling the moment M is calculated using equation (41), |F1(Ω)| = 0.030 [N].

以上の結果を比較すると、下記のような大小関係となる。
（ラジアル軸の電磁石で発生する振れ回り変位に起因する力＝2.77N）
＞＞（モーメントＭを相殺するためのラジアル軸の電磁石力＝0.030N）
すなわち、横向き姿勢で設置した場合には、モーメントＭの影響に対する振動低減対策を行わないときの振動は、無視できるほど小さくなることがわかる。 Comparing the above results, the magnitude relationship is as follows.
(Force caused by whirling displacement generated by the electromagnet on the radial axis = 2.77N)
>> (Radial shaft electromagnetic force to offset moment M = 0.030N)
That is, it can be seen that when the device is installed in a horizontal orientation, the vibration when no vibration reduction measures are taken against the influence of the moment M becomes negligibly small.

［変形例１］
上述した実施の形態では、振動の周波数を回転体Ｒの回転周波数（Ω）として説明したが、制御システムの非線形性で発生する整数倍の高調波成分（例えば、２倍高調波ならば２Ω）に対しても本発明は適用可能であり、同様の振動低減効果が得られる。例えば、２倍高調波に対して適用する場合には、基準回転振動θとしてθ＝２Ωｔの信号を生成して実施することになる。 [Modification 1]
In the above-described embodiment, the frequency of vibration was explained as the rotational frequency (Ω) of the rotating body R, but it is a harmonic component of an integral multiple (for example, 2Ω for double harmonic) generated due to the nonlinearity of the control system. The present invention is also applicable to, and similar vibration reduction effects can be obtained. For example, when applied to second harmonics, a signal of θ=2Ωt is generated as the reference rotational vibration θ.

［変形例２］
上述した実施の形態では、図８に示すように変位回転成分の抽出を各軸毎に行っているが、図１２に示すように、Ｘ１軸とＹ１軸とのペアで変位回転成分の抽出を行うようにしても良い。Ｘ２軸とＹ２軸とのペアについても同様である。もちろん、２つのペアの内の１ペアだけに適用しても良い。図１２は、変形例２における回転成分抽出部３２１ａの機能ブロック図を示したものである。説明は省略するが、回転成分抽出部３２１ｂも同様の構成である。 [Modification 2]
In the embodiment described above, the rotational displacement component is extracted for each axis as shown in FIG. 8, but as shown in FIG. 12, the rotational displacement component is extracted for the pair of the X1 axis and Y1 axis. You can do it as well. The same applies to the pair of X2 axis and Y2 axis. Of course, it may be applied to only one of the two pairs. FIG. 12 shows a functional block diagram of the rotational component extraction unit 321a in the second modification. Although the explanation is omitted, the rotational component extracting section 321b also has a similar configuration.

信号乗算部３３０ａは、入力された変位センサ信号Ｓx1，Ｓy1から回転成分を抽出するための信号、すなわち図１２の信号乗算部３３０ａのブロックに示すように行列で表される信号を、モータ制御部３０から入力された回転基準信号θに基づいて生成する。信号乗算部３３０ａでは、変位センサ信号ベクトル（Ｓx1、Ｓy1）に上記行列信号を作用させる。 The signal multiplier 330a converts a signal for extracting rotational components from the input displacement sensor signals Sx1 and Sy1, that is, a signal expressed in a matrix as shown in the block of the signal multiplier 330a in FIG. It is generated based on the rotation reference signal θ input from 30. The signal multiplier 330a applies the matrix signal to the displacement sensor signal vector (Sx1, Sy1).

ここで、図８の説明の場合と同様に、変位センサ信号Ｓx1，Ｓy1が、回転基準信号θに対してＳx1＝Ｓ0×cos(θ＋φ11)、Ｓy1＝Ｓ0×sin(θ＋φ11)のように変動している場合を考える。行列信号を作用させた後の信号をベクトル（Ｖｘ、Ｖｙ）で表すと、信号Ｖｘ、Ｖｙは次式（５８），（５９）で表される。
Ｖｘ＝Ｓx1×cosθ＋Ｓy1×sinθ
＝Ｓ0×cosθcos(θ＋φ11)＋Ｓ0×sinθsin(θ＋φ11)
＝(Ｓ0/２){cosφ11(１＋cos2θ)－sinφ11 sin2θ}
＋(Ｓ0/２){(１－cos2θ)cosφ11＋sin2θsinφ11} …（５８）
Ｖｙ＝－Ｓx1×sinθ＋Ｓy1×cosθ
＝－Ｓ0×cos(θ＋φ11)sinθ＋Ｓ0×sin(θ＋φ11)cosθ
＝－(Ｓ0/２){sin2θcosφ11－(１－cos2θ)sinφ11}
＋(Ｓ0/２){sin2θcosφ11＋(１＋cos2θ)sinφ11} …（５９） Here, as in the case of the explanation of FIG. 8, the displacement sensor signals Sx1 and Sy1 vary with respect to the rotation reference signal θ as Sx1=S0×cos(θ+φ11) and Sy1=S0×sin(θ+φ11). Consider the case where When the signals after applying the matrix signal are expressed as vectors (Vx, Vy), the signals Vx and Vy are expressed by the following equations (58) and (59).
Vx=Sx1×cosθ+Sy1×sinθ
=S0×cosθcos(θ+φ11)+S0×sinθsin(θ+φ11)
=(S0/2){cosφ11(1+cos2θ)−sinφ11 sin2θ}
+(S0/2){(1-cos2θ)cosφ11+sin2θsinφ11}…(58)
Vy=-Sx1×sinθ+Sy1×cosθ
=-S0×cos(θ+φ11)sinθ+S0×sin(θ+φ11)cosθ
=-(S0/2){sin2θcosφ11-(1-cos2θ)sinφ11}
+(S0/2){sin2θcosφ11+(1+cos2θ)sinφ11}…(59)

式（５８），（５９）で表される信号Ｖｘ、Ｖｙをローパスフィルタでフィルタリングすると、信号ＶｘからはＳ0×cosφ11が得られ、信号ＶｙからはＳ0×sinφ11が抽出される。図８の場合と同様に、変位センサ信号を変位回転成分に置き換えて考えると、Ｓ0×cosφ11は|ｄr1(Ω)|×cosφ11と置き換えられ、Ｓ0×sinφ11は|ｄr1(Ω)|×sinφ11と置き換えられる。すなわち、変位回転成分Δｄr1x(Ω)を、図１３に示すように基準位相θで回転する座標上の矢線ベクトルで表すと、横軸（基準位相θ方向）の成分は|ｄr1(Ω)|×cosφ11＝ａｄで、縦軸（基準位相θ＋π/２方向）の成分は|ｄr1(Ω)|×sinφ11＝ｂｄである。 When the signals Vx and Vy expressed by equations (58) and (59) are filtered with a low-pass filter, S0×cosφ11 is obtained from the signal Vx, and S0×sinφ11 is extracted from the signal Vy. As in the case of Fig. 8, if we replace the displacement sensor signal with a displacement rotational component, S0×cosφ11 is replaced with |dr1(Ω)|×cosφ11, and S0×sinφ11 is replaced with |dr1(Ω)|×sinφ11. Replaced. That is, if the displacement rotational component Δdr1x(Ω) is expressed as an arrow vector on the coordinates rotating at the reference phase θ as shown in FIG. 13, the component on the horizontal axis (in the reference phase θ direction) is |dr1(Ω)| ×cosφ11=ad, and the component on the vertical axis (reference phase θ+π/2 direction) is |dr1(Ω)|×sinφ11=bd.

振幅演算部３３２では、ａｄおよびｂｄに基づく振幅|ｄr1(Ω)|が次式（６０）のように算出される。位相演算部３３３では、回転基準信号θに対する位相φ11が次式（６１）のように算出される。
|ｄr1(Ω)|＝√(ａｄ^２＋ｂｄ^２) …（６０）
φ11＝arctan(ｂｄ/ａｄ) …（６１） The amplitude calculation unit 332 calculates the amplitude |dr1(Ω)| based on ad and bd as shown in the following equation (60). The phase calculating section 333 calculates the phase φ11 with respect to the rotation reference signal θ as shown in the following equation (61).
|dr1(Ω)|=√(ad ² + bd ² ) …(60)
φ11=arctan(bd/ad)...(61)

［変形例３］
上述した実施の形態では、振動低減制御部３２０に入力される変位センサ信号は、振幅低減、位相遅延が無いとして説明したが、変位センサ信号を生成する変位センサ回路フィルタのゲイン変化、位相遅延が無視できない場合は、それらの値を補正ゲイン、補正位相として予め軸受制御部３１のメモリに記憶しておき、目標振幅値、目標位相差を補正すればよい。 [Modification 3]
In the above-described embodiment, the displacement sensor signal input to the vibration reduction control unit 320 has been described as having no amplitude reduction or phase delay. If it cannot be ignored, those values may be stored in advance in the memory of the bearing control unit 31 as a correction gain and a correction phase, and the target amplitude value and target phase difference may be corrected.

［変形例４］
モーメントＭに起因する振動を低減する制御の場合には、モーメントＭの推定によるフィードフォーワード制御であるため、推定を乱す環境では適用を控えるのが好ましい。その観点で、効果が薄いと判断される条件では適用を控えても良い。例えば、モーメント推定値が下限閾値以下である場合や、モーメント推定値の大きさの時間的なばらつきが所定の閾値よりも大きい場合には適用を控える。 [Modification 4]
In the case of control to reduce vibrations caused by moment M, since it is feedforward control based on estimation of moment M, it is preferable to refrain from applying it in an environment that disturbs the estimation. From that point of view, it may be possible to refrain from applying it under conditions where it is judged to have little effect. For example, if the estimated moment value is less than or equal to the lower limit threshold, or if the temporal variation in the magnitude of the estimated moment value is greater than a predetermined threshold, application is refrained from being applied.

また、モーメントＭの振動に対する影響は、比較例１、２で説明したように正立姿勢で設置した時が特に大きくなる。そのため、各軸の直流電流成分値から判断して正立姿勢に近い設置状態（例えば、鉛直方向からから±３０°以内）であれば、例えば、電磁石電流の直流電流値の大きさから姿勢を検知する姿勢検知回路を設けて、正立姿勢が検知された場合には本発明の制御信号を出力するようにしても良い。 Further, the influence of the moment M on vibration becomes particularly large when the device is installed in an upright position as explained in Comparative Examples 1 and 2. Therefore, if the installation state is close to an upright posture (for example, within ±30° from the vertical direction) as judged from the DC current component value of each axis, the posture can be determined based on the magnitude of the DC current value of the electromagnet current. A posture detection circuit may be provided to output the control signal of the present invention when the erect posture is detected.

［その他の変形例］
上述した実施の形態では、振れ回りの変位変動量に起因する振動の低減（上記（Ｂ）の対策）とモーメントＭに起因する振動の低減（上記（Ｆ）の対策）の両方を適用したが、上述した正立姿勢、横向き姿勢のように状況に応じてモーメントＭに起因する振動の低減のみを適用しても良い。一般的には、モーメントＭに起因する振動の低減と、振れ回りの変位変動量に起因する振動の低減との両方を適用することにより、振動低減効果あるいは騒音低減効果がより高まる。 [Other variations]
In the embodiment described above, both the reduction of vibration caused by the amount of displacement fluctuation in whirling (measure (B) above) and the reduction of vibration caused by the moment M (measure (F) above) are applied. , only the reduction of vibration caused by the moment M may be applied depending on the situation, such as in the above-mentioned upright posture and horizontal posture. Generally, by applying both the reduction of vibrations caused by the moment M and the reduction of vibrations caused by the amount of displacement variation in whirling, the vibration reduction effect or the noise reduction effect is further enhanced.

また、モーメントＭに起因する振動の低減と特許文献１に記載の振動低減対策とを組み合わせて用いても良いし、または、特許文献１に記載の振動低減対策の代わりに、回転周波数付近でゲインの谷をなすノッチフィルタを各軸へ設ける振動低減対策と組み合わせても良い。 Further, the reduction of vibration caused by the moment M and the vibration reduction measures described in Patent Document 1 may be used in combination, or instead of the vibration reduction measures described in Patent Document 1, a gain is generated near the rotation frequency. It may also be combined with vibration reduction measures such as providing notch filters with valleys on each axis.

さらにまた、上述した実施の形態では、変位センサでロータ変位を検出する構成としたが、電磁石に電流に重畳した変位検出用信号で変位を検出する、いわゆるセルフセンシング方式の磁気軸受装置にも適用することができる。その場合、変位検出用信号に基づいて算出される変位信号を、回転成分抽出部３２１ａ，３２１ｂに入力すれば良い。 Furthermore, in the above-described embodiment, the rotor displacement is detected using a displacement sensor, but this can also be applied to a so-called self-sensing magnetic bearing device that detects displacement using a displacement detection signal superimposed on a current in an electromagnet. can do. In that case, the displacement signal calculated based on the displacement detection signal may be input to the rotational component extraction sections 321a and 321b.

上述した例示的な実施の形態や変形例は、以下の態様の具体例であることが当業者により理解される。 It will be understood by those skilled in the art that the exemplary embodiments and modifications described above are specific examples of the following aspects.

［１］一態様に係る磁気軸受装置は、モータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持し、４軸のラジアル軸と１軸のアキシャル軸とから成る５軸制御型の磁気軸受と、前記ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する信号生成部と、前記モータのモータ回転信号および前記変位信号に基づいて、前記アキシャル軸の電磁石で発生する周期的な振動モーメントを算出する演算部と、前記振動モーメントを低減する電磁石力を発生させる制御電流を、前記ラジアル軸の電磁石に出力する電流制御部と、を備える。 [1] A magnetic bearing device according to one embodiment magnetically levitates and supports a rotor rotationally driven by a motor, and includes a five-axis control type magnetic bearing consisting of four radial axes and one axial axis, and the rotor. a signal generation unit that detects a displacement from a levitation target position and outputs a displacement signal, and calculates a periodic vibration moment generated in the electromagnet of the axial axis based on a motor rotation signal of the motor and the displacement signal. and a current control unit that outputs a control current that generates an electromagnetic force that reduces the vibration moment to the electromagnet of the radial shaft.

図６に示すように、モーメント演算部３２５は、モータ回転信号である回転基準信号θおよび変位信号である変位センサ信号Ｓx1，Ｓy1，Ｓx2，Ｓy2に基づいて算出された円錐モード成分（傾き角振幅τおよび位相φ_co）とアキシャル軸（Ｚ軸）の電流値信号の直流成分とに基づいて、アキシャル軸の電磁石で発生する周期的な振動モーメントＭを算出する。電流制御部としての出力信号演算部３２７では、相殺力演算部３２６で演算されたモーメント相殺力の振幅および位相に基づいて、モーメントＭを相殺するための電磁石力をラジアル磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2で発生させるのに必要な制御電流を指令する電流相当出力信号を演算する。その結果、アキシャル軸の電磁石で発生する周期的な振動モーメントＭに起因する振動あるいは騒音を低減することができる。 As shown in FIG. 6, the moment calculation unit 325 calculates a conical mode component (tilt angle amplitude τ and phase φ_co) and the DC component of the current value signal of the axial axis (Z-axis), calculate the periodic vibration moment M generated in the electromagnet of the axial axis. The output signal calculation section 327 as a current control section applies electromagnetic force for canceling the moment M to the radial magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2 based on the amplitude and phase of the moment canceling force calculated by the canceling force calculation section 326. , 4y2, calculates a current equivalent output signal that commands the control current necessary to generate it. As a result, vibration or noise caused by the periodic vibration moment M generated in the electromagnet of the axial axis can be reduced.

なお、変位センサ５x1，５y1，５x2，５y2および変位センサ５ｚを備えないいわゆるセルフセンシング方式の磁気軸受装置の場合には、電磁石電流に重畳された変位検出用信号から変位信号を抽出する回路が変位信号生成部に相当する。また、上述した回転センサレス方式のモータ駆動系に代えて、回転センサ（ホールセンサ、レゾルバなど）を備える方式のモータ駆動系を採用した場合には、モータ回転信号である回転基準信号θはその回転センサからの信号に基づいて生成される。 Note that in the case of a so-called self-sensing type magnetic bearing device that does not include the displacement sensors 5x1, 5y1, 5x2, 5y2 and the displacement sensor 5z, the circuit that extracts the displacement signal from the displacement detection signal superimposed on the electromagnet current detects the displacement. Corresponds to the signal generation section. In addition, if a motor drive system equipped with a rotation sensor (Hall sensor, resolver, etc.) is used instead of the rotation sensorless motor drive system described above, the rotation reference signal θ, which is the motor rotation signal, is the rotation Generated based on signals from sensors.

［２］上記［１］に記載の磁気軸受装置において、前記演算部は、前記ラジアル軸の前記変位信号および前記モータ回転信号に基づいて変位回転成分を抽出する抽出部と、前記変位回転成分から円錐モード振れ回りの傾き角振幅および位相を算出する円錐モード演算部と、前記円錐モード振れ回りの前記傾き角振幅および前記位相に基づいて、前記振動モーメントの振幅および位相を算出するモーメント演算部と、を備える。すなわち、ラジアル軸の変位回転成分から円錐モードの傾き角振幅τおよび位相φ_coを算出し、振動モーメントＭの振幅|Ｍ(Ω)|と、位相φ_Mとを式（３６），（３７）のように算出する。 [2] In the magnetic bearing device according to [1] above, the calculation unit includes an extraction unit that extracts a displacement rotational component based on the displacement signal of the radial shaft and the motor rotation signal, and an extraction unit that extracts a displacement rotational component from the displacement rotational component. a conical mode calculating unit that calculates the tilt angle amplitude and phase of the conical mode whirling; and a moment calculating unit that calculates the amplitude and phase of the vibration moment based on the tilt angle amplitude and the phase of the conical mode whirling. , is provided. That is, the tilt angle amplitude τ and phase φ_co of the conical mode are calculated from the displacement rotation component of the radial axis, and the amplitude |M(Ω)| of the vibration moment M and the phase φ_M are calculated as shown in equations (36) and (37). Calculated as follows.

［３］上記［２］に記載の磁気軸受装置において、前記電流制御部は、ステータ重心位置と各ラジアル軸の電磁石との軸方向位置関係に基づいて、前記振動モーメントを相殺する前記ラジアル軸の電磁石力を算出し、算出した電磁石力を発生させる制御電流を生成する。すなわち、電流制御部としての相殺力演算部３２６は振動モーメントＭを相殺するラジアルＸ１－Ｙ１軸の電磁石力（振幅|Ｆ1(Ω)|、位相φ_F1）およびラジアルＸ２－Ｙ２軸の電磁石力（振幅|Ｆ2(Ω)|、位相φ_F2）し、電流制御部としての出力信号演算部３２７は、相殺力演算部３２６で演算されたモーメント相殺力の（振幅|Ｆ1(Ω)|、位相φ_F1）、（振幅|Ｆ2(Ω)|、位相φ_F2）に基づいて、モーメントＭを相殺するための電磁石力をラジアル磁気軸受４x1，４y1，４x2，４y2で発生させるに必要な電流相当出力信号を演算する。 [3] In the magnetic bearing device according to [2] above, the current control unit controls the radial shaft to offset the vibration moment based on the axial positional relationship between the stator center of gravity position and the electromagnet of each radial shaft. Calculates the electromagnetic force and generates a control current that generates the calculated electromagnetic force. That is, the canceling force calculation unit 326 as a current control unit calculates the radial X1-Y1 axis electromagnetic force (amplitude |F1(Ω)|, phase φ_F1) that cancels the vibration moment M and the radial X2-Y2 axis electromagnetic force (amplitude |F2(Ω)|, phase φ_F2), and the output signal calculating unit 327 as a current control unit calculates (amplitude |F1(Ω)|, phase φ_F1) of the moment canceling force calculated by the canceling force calculating unit 326, Based on (amplitude |F2(Ω)|, phase φ_F2), a current-equivalent output signal necessary to generate electromagnetic force for canceling the moment M in the radial magnetic bearings 4x1, 4y1, 4x2, 4y2 is calculated.

［４］上記［２］または［３］に記載の磁気軸受装置において、前記変位回転成分に起因する電磁石力を低減する電流変動量を前記ラジアル軸の電磁石に出力する振動低減部をさらに備える。すなわち、ラジアル軸の変位信号から変位回転成分Δｄr(Ω)を抽出し、変位回転成分Δｄr(Ω) に起因する電磁石力を相殺するラジアル軸の電磁石の電流変動量Δｉを算出し、電流変動量Δｉをラジアル軸の電磁石に与えるための式（１６）～（１９）に示すような制御信号を生成する。その結果、振動モーメントＭに起因する振動の低減に加えて、振れ回り変位に起因する振動も低減することができる。 [4] The magnetic bearing device according to [2] or [3] above further includes a vibration reduction unit that outputs a current fluctuation amount to the electromagnet of the radial shaft to reduce the electromagnetic force caused by the displacement rotational component. That is, the displacement rotation component Δdr (Ω) is extracted from the displacement signal of the radial shaft, the current fluctuation amount Δi of the radial shaft electromagnet that cancels the electromagnetic force caused by the displacement rotation component Δdr (Ω) is calculated, and the current fluctuation amount Control signals as shown in equations (16) to (19) for giving Δi to the radial axis electromagnet are generated. As a result, in addition to reducing the vibration caused by the vibration moment M, it is also possible to reduce the vibration caused by the whirling displacement.

［５］一態様に係る真空ポンプは、モータにより回転駆動されるロータと、前記モータのモータ回転信号θを生成する回転信号生成部と、前記ロータを磁気浮上支持する５軸制御型の磁気軸受を有する上記［１］から［４］までのいずれかに記載の磁気軸受装置と、を備える。その結果、真空ポンプの振動低減あるいは騒音低減を図ることができる。 [5] A vacuum pump according to one embodiment includes a rotor rotationally driven by a motor, a rotation signal generation unit that generates a motor rotation signal θ of the motor, and a five-axis control type magnetic bearing that supports the rotor by magnetic levitation. and the magnetic bearing device according to any one of [1] to [4] above. As a result, it is possible to reduce vibration or noise of the vacuum pump.

上記では、種々の実施の形態および変形例を説明したが、本発明はこれらの内容に限定されるものではない。本発明の技術的思想の範囲内で考えられるその他の態様も本発明の範囲内に含まれる。 Although various embodiments and modifications have been described above, the present invention is not limited to these. Other embodiments considered within the technical spirit of the present invention are also included within the scope of the present invention.

１…真空ポンプ、１Ａ…ポンプ本体、１Ｂ…コントローラ、２…ポンプロータ、３…ロータ軸、４x1，４y1，４x2，４y2…ラジアル磁気軸受、４ｚ…アキシャル磁気軸受、５x1，５y1，５x2，５y2，５ｚ…変位センサ、３０…モータ制御部、３１０ａ，３１０ｂ…磁気浮上制御部、３２０…振動低減制御部、３２１ａ，３２１ｂ…回転成分抽出部、３２２ａ，３２２ｂ，３２３…直流電流抽出部、３２４…円錐モード抽出部、３２５…モーメント演算部、３２６…相殺力演算部、３２７…出力信号演算部、３２８…電流変動成分演算部 1...Vacuum pump, 1A...Pump body, 1B...Controller, 2...Pump rotor, 3...Rotor shaft, 4x1, 4y1, 4x2, 4y2...Radial magnetic bearing, 4z...Axial magnetic bearing, 5x1, 5y1, 5x2, 5y2, 5z...Displacement sensor, 30...Motor control section, 310a, 310b...Magnetic levitation control section, 320...Vibration reduction control section, 321a, 321b...Rotational component extraction section, 322a, 322b, 323...DC current extraction section, 324...Cone Mode extracting section, 325... Moment computing section, 326... Offsetting force computing section, 327... Output signal computing section, 328... Current fluctuation component computing section

Claims (4)

モータにより回転駆動されるロータを磁気浮上支持し、４軸のラジアル軸と１軸のアキシャル軸とから成る５軸制御型の磁気軸受と、
前記ロータの浮上目標位置からの変位を検出して変位信号を出力する信号生成部と、
前記モータのモータ回転信号および前記変位信号に基づいて、前記アキシャル軸の電磁石で発生する周期的な振動モーメントを算出する演算部と、
前記振動モーメントを低減する電磁石力を発生させる制御電流を、前記ラジアル軸の電磁石に出力する電流制御部と、を備え、
前記演算部は、
前記ラジアル軸の前記変位信号および前記モータ回転信号に基づいて変位回転成分を抽出する抽出部と、
前記変位回転成分から円錐モード振れ回りの傾き角振幅および位相を算出する円錐モード演算部と、
前記円錐モード振れ回りの前記傾き角振幅および前記位相に基づいて、前記振動モーメントの振幅および位相を算出するモーメント演算部と、
を備える磁気軸受装置。 A 5-axis control type magnetic bearing that magnetically supports a rotor rotationally driven by a motor and is composed of 4 radial axes and 1 axial axis;
a signal generation unit that detects a displacement of the rotor from a levitation target position and outputs a displacement signal;
a calculation unit that calculates a periodic vibration moment generated in the electromagnet of the axial shaft based on a motor rotation signal of the motor and the displacement signal;
a current control unit that outputs a control current that generates an electromagnetic force that reduces the vibration moment to the electromagnet of the radial shaft ,
The arithmetic unit is
an extraction unit that extracts a displacement rotation component based on the displacement signal of the radial shaft and the motor rotation signal;
a conical mode calculation unit that calculates a tilt angle amplitude and phase of conical mode whirling from the displacement rotational component;
a moment calculation unit that calculates the amplitude and phase of the vibration moment based on the tilt angle amplitude and the phase of the conical mode whirling;
A magnetic bearing device comprising : 請求項１に記載の磁気軸受装置において、
前記電流制御部は、ステータ重心位置と各ラジアル軸の電磁石との軸方向位置関係に基づいて、前記振動モーメントを相殺する前記ラジアル軸の電磁石力を算出し、算出した電磁石力を発生させる制御電流を生成する、磁気軸受装置。 The magnetic bearing device according to claim 1 ,
The current control unit calculates an electromagnetic force of the radial shaft that offsets the vibration moment based on the axial positional relationship between the stator center of gravity position and the electromagnet of each radial shaft, and controls a control current that generates the calculated electromagnetic force. A magnetic bearing device that produces 請求項１または２に記載の磁気軸受装置において、
前記変位回転成分に起因する電磁石力を低減する電流変動量を前記ラジアル軸の電磁石に出力する振動低減部をさらに備える、磁気軸受装置。 The magnetic bearing device according to claim 1 or 2 ,
A magnetic bearing device further comprising a vibration reduction unit that outputs a current fluctuation amount to the electromagnet of the radial shaft to reduce an electromagnetic force caused by the displacement rotational component. モータにより回転駆動されるロータと、
前記モータのモータ回転信号を生成する回転信号生成部と、
前記ロータを磁気浮上支持する５軸制御型の磁気軸受を有する請求項１から３までのいずれか一項に記載の磁気軸受装置と、を備える真空ポンプ。 A rotor rotationally driven by a motor,
a rotation signal generation unit that generates a motor rotation signal for the motor;
A vacuum pump comprising: a magnetic bearing device according to any one of claims 1 to 3 , comprising a five-axis control type magnetic bearing that magnetically levitates and supports the rotor.

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