JP7415494B2 - gas sensor - Google Patents

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Description

本発明は、雰囲気中に含まれるガスを検出するガスセンサに関し、特に、検出電圧に基づいて検出対象ガスの濃度を示す出力信号を算出するガスセンサに関する。 The present invention relates to a gas sensor that detects gas contained in an atmosphere, and particularly to a gas sensor that calculates an output signal indicating the concentration of a gas to be detected based on a detected voltage.

ガスセンサは、雰囲気中に含まれる測定対象ガスの濃度を検出するものであり、中でも、ヒータ抵抗によってサーミスタなどの測温体を加熱するタイプのガスセンサは小型化に優れている。例えば、特許文献１に記載されたガスセンサは、排ガス側電極、基準ガス側電極及びヒータを備えており、電源電圧の変化に応じて制御デューティ比を変化させることにより、ヒータ通電の制御性を向上させている。 A gas sensor detects the concentration of a gas to be measured contained in an atmosphere, and among them, a type of gas sensor that heats a temperature measuring element such as a thermistor using a heater resistance is excellent in miniaturization. For example, the gas sensor described in Patent Document 1 includes an exhaust gas side electrode, a reference gas side electrode, and a heater, and improves the controllability of heater energization by changing the control duty ratio according to changes in the power supply voltage. I'm letting you do it.

特開２００３－５０２２６号公報Japanese Patent Application Publication No. 2003-50226

しかしながら、電源電圧が変化すると、センサ素子から出力される検出電圧も変化することから、検出電圧に基づいて検出対象ガスの濃度を示す出力信号をそのまま算出すると、電源電圧の変動に起因する誤差が生じるという問題があった。 However, when the power supply voltage changes, the detection voltage output from the sensor element also changes, so if the output signal indicating the concentration of the target gas to be detected is directly calculated based on the detection voltage, errors due to fluctuations in the power supply voltage will occur. There was a problem that occurred.

したがって、本発明は、検出電圧に基づいて検出対象ガスの濃度を示す出力信号を算出するタイプのガスセンサにおいて、電源電圧が変動した場合であっても、検出対象ガスの濃度を示す出力信号を正しく算出することを目的とする。 Therefore, the present invention provides a type of gas sensor that calculates an output signal indicating the concentration of a gas to be detected based on a detection voltage. The purpose is to calculate.

本発明によるガスセンサは、第１の電源に接続され、測定対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化する第１の測温体を含む第１のガスセンサ部と、第１のガスセンサ部から出力される検出電圧に基づいて、検出対象ガスの濃度を示す出力信号を算出する信号処理回路とを備え、信号処理回路は、第１の電源の電圧に応じて出力信号を補正することを特徴とする。 A gas sensor according to the present invention includes a first gas sensor section that is connected to a first power source and includes a first temperature measuring element whose resistance value changes depending on the concentration of a gas to be measured, and an output from the first gas sensor section. and a signal processing circuit that calculates an output signal indicative of the concentration of the gas to be detected based on the detected voltage, the signal processing circuit correcting the output signal according to the voltage of the first power supply. .

本発明によれば、第１の電源の電圧に応じて出力信号を補正していることから、第１の電源の電圧が変動した場合であっても、検出対象ガスの濃度を示す出力信号を正しく算出することが可能となる。 According to the present invention, since the output signal is corrected according to the voltage of the first power supply, even when the voltage of the first power supply fluctuates, the output signal indicating the concentration of the gas to be detected is corrected. It becomes possible to calculate correctly.

本発明において、信号処理回路は第１の電源の電圧を分圧する分圧回路を含み、信号処理回路は、分圧回路から出力される分圧電圧に応じて出力信号を補正しても構わない。これによれば、第１の電源の電圧が高い場合であっても、現在の電圧値を正しく把握することが可能となる。 In the present invention, the signal processing circuit includes a voltage dividing circuit that divides the voltage of the first power supply, and the signal processing circuit may correct the output signal according to the divided voltage output from the voltage dividing circuit. . According to this, even if the voltage of the first power supply is high, it is possible to accurately grasp the current voltage value.

本発明において、信号処理回路は、キャリブレーション動作時に取得した分圧電圧と、測定動作時に取得した分圧電圧の差又は比に応じて、出力信号を補正しても構わない。これによれば、測定動作時の電圧に応じた補正を行うことが可能となる。 In the present invention, the signal processing circuit may correct the output signal according to the difference or ratio between the divided voltage obtained during the calibration operation and the divided voltage obtained during the measurement operation. According to this, it becomes possible to perform correction according to the voltage during the measurement operation.

本発明において、信号処理回路は、キャリブレーション動作時に取得した検出電圧と分圧電圧の差又は比に応じて、出力信号の補正量を調整しても構わない。これによれば、より正確な補正が可能となる。 In the present invention, the signal processing circuit may adjust the amount of correction of the output signal according to the difference or ratio between the detected voltage and the divided voltage obtained during the calibration operation. According to this, more accurate correction becomes possible.

本発明によるガスセンサは、第１の電源に接続され、環境温度に応じて抵抗値が変化する第２の測温体を含む温度センサ部をさらに備え、第１のガスセンサ部は、第１の測温体を加熱する第１のヒータ抵抗をさらに含み、信号処理回路は、温度センサ部の出力電圧と第１の電源の電圧に応じて、第１のヒータ抵抗に印加する第１の制御電圧を算出しても構わない。これによれば、電源電圧に応じた適切な制御電圧を第１のヒータ抵抗に印加することが可能となる。 The gas sensor according to the present invention further includes a temperature sensor part that is connected to the first power source and includes a second temperature measuring element whose resistance value changes depending on the environmental temperature, and the first gas sensor part is connected to the first temperature measuring element. The signal processing circuit further includes a first heater resistor that heats the hot body, and the signal processing circuit controls a first control voltage to be applied to the first heater resistor according to the output voltage of the temperature sensor unit and the voltage of the first power supply. It doesn't matter if you calculate it. According to this, it becomes possible to apply an appropriate control voltage to the first heater resistor according to the power supply voltage.

本発明において、温度センサ部は、第１の電源と接地電位の間に直列に接続された第２の測温体と第１の抵抗を含み、分圧回路は、第１の電源と接地電位の間に直列に接続された第２及び第３の抵抗を含み、温度センサ部から出力される出力電圧は、第２の測温体と第２の抵抗の接続点から出力され、分圧回路から出力される分圧電圧は、第２の抵抗と第３の抵抗の接続点から出力され、第１乃至第３の抵抗の抵抗値の差が１％以下であっても構わない。これによれば、抵抗値のばらつきに起因する誤差を低減することが可能となる。 In the present invention, the temperature sensor section includes a second temperature sensing element and a first resistor connected in series between the first power source and the ground potential, and the voltage dividing circuit includes the first power source and the ground potential. The output voltage from the temperature sensor section is output from the connection point between the second temperature sensing element and the second resistor, and the output voltage is output from the connection point between the second temperature sensing element and the second resistance, and the output voltage is output from the voltage dividing circuit. The divided voltage outputted from the second resistor and the third resistor may be outputted from the connection point between the second resistor and the third resistor, and the difference in the resistance values of the first to third resistors may be 1% or less. According to this, it is possible to reduce errors caused by variations in resistance values.

本発明によるガスセンサは、第３の測温体と第３の測温体を加熱する第２のヒータ抵抗を含む第２のガスセンサ部をさらに備え、第１の測温体と第３の測温体は、第１の電源と接地電位の間に直列に接続され、検出電圧は、第１の測温体と第３の測温体の接続点から出力され、信号処理回路は、温度センサ部の出力電圧と第１の電源の電圧に応じて、第２のヒータ抵抗に印加する第２の制御電圧を算出し、第１の制御電圧と第２の制御電圧が互いに異なる値であり、これにより第１の測温体と第３の測温体が互いに異なる温度に加熱されるものであっっても構わない。これによれば、測定対象ガスの濃度に応じた検出信号を第１の測温体と第３の測温体の接続点から得ることが可能となる。 The gas sensor according to the present invention further includes a second gas sensor section including a third temperature measuring element and a second heater resistor that heats the third temperature measuring element, The body is connected in series between the first power source and the ground potential, the detection voltage is output from the connection point between the first temperature measuring body and the third temperature measuring body, and the signal processing circuit is connected to the temperature sensor section. A second control voltage to be applied to the second heater resistor is calculated according to the output voltage of the output voltage and the voltage of the first power supply. Therefore, the first temperature measuring body and the third temperature measuring body may be heated to different temperatures. According to this, it becomes possible to obtain a detection signal according to the concentration of the gas to be measured from the connection point between the first temperature measuring body and the third temperature measuring body.

本発明において、信号処理回路は第１の電源とは異なる第２の電源によって動作し、第１の電源の電圧は、第２の電源の電圧よりも高くても構わない。これによれば、高い検出感度を得ることができるとともに、消費電力を低減することが可能となる。 In the present invention, the signal processing circuit is operated by a second power source different from the first power source, and the voltage of the first power source may be higher than the voltage of the second power source. According to this, high detection sensitivity can be obtained and power consumption can be reduced.

このように、本発明によるガスセンサによれば、電源電圧が変動した場合であっても、検出対象ガスの濃度を示す出力信号を正しく算出することが可能となる。 As described above, according to the gas sensor according to the present invention, even when the power supply voltage fluctuates, it is possible to correctly calculate the output signal indicating the concentration of the gas to be detected.

図１は、本発明の一実施形態によるガスセンサ１０の構成を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a gas sensor 10 according to an embodiment of the present invention. 図２は、センサ部Ｓの構成を説明するための上面図である。FIG. 2 is a top view for explaining the configuration of the sensor section S. As shown in FIG. 図３は、図２に示すＡ－Ａ線に沿った断面図である。FIG. 3 is a cross-sectional view taken along line AA shown in FIG. 図４は、ガスセンサ１０の動作を説明するためのフローチャートである。FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the gas sensor 10. 図５は、環境温度と制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２の関係を示すグラフである。FIG. 5 is a graph showing the relationship between environmental temperature and control voltages Vmh1 and Vmh2. 図６は、電源電位Ｖｃｃ１の変動とＣＯ２ガスの検出誤差との関係を示すグラフである。FIG. 6 is a graph showing the relationship between fluctuations in power supply potential Vcc1 and CO 2 gas detection error.

以下、添付図面を参照しながら、本発明の好ましい実施形態について詳細に説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the accompanying drawings.

図１は、本発明の一実施形態によるガスセンサ１０の構成を示す回路図である。 FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a gas sensor 10 according to an embodiment of the present invention.

図１に示すように、本実施形態によるガスセンサ１０は、センサ部Ｓと信号処理回路２０を備えている。特に限定されるものではないが、本実施形態によるガスセンサ１０は、雰囲気中におけるＣＯ２ガスの濃度を検出するものである。 As shown in FIG. 1, the gas sensor 10 according to this embodiment includes a sensor section S and a signal processing circuit 20. Although not particularly limited, the gas sensor 10 according to this embodiment detects the concentration of CO 2 gas in the atmosphere.

センサ部Ｓは、検出対象ガスであるＣＯ２ガスの濃度を検出するための熱伝導式のガスセンサであり、第１のガスセンサ部Ｓ１、第２のガスセンサ部Ｓ２及び温度センサ部Ｓ３を有している。第１のガスセンサ部Ｓ１は、第１の測温体であるサーミスタＲｄ１及びこれを加熱するヒータ抵抗ＭＨ１からなる。同様に、第２のガスセンサ部Ｓ２は、第３の測温体であるサーミスタＲｄ２及びこれを加熱するヒータ抵抗ＭＨ２からなる。一方、温度センサ部Ｓ３は、第２の測温体であるサーミスタＲｄ３からなる。 The sensor section S is a thermal conduction gas sensor for detecting the concentration of CO 2 gas, which is a detection target gas, and includes a first gas sensor section S1, a second gas sensor section S2, and a temperature sensor section S3. There is. The first gas sensor section S1 includes a thermistor Rd1, which is a first temperature measuring element, and a heater resistor MH1, which heats the thermistor Rd1. Similarly, the second gas sensor section S2 includes a thermistor Rd2, which is a third temperature measuring element, and a heater resistor MH2 that heats the thermistor Rd2. On the other hand, the temperature sensor section S3 includes a thermistor Rd3 which is a second temperature measuring element.

図１に示すように、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２は、電源電位Ｖｃｃ１が供給される配線と接地電位ＧＮＤが供給される配線との間に直列に接続されている。一方、サーミスタＲｄ３と抵抗Ｒ１は、電源電位Ｖｃｃ１が供給される配線と接地電位ＧＮＤが供給される配線との間に直列に接続されている。サーミスタＲｄ１～Ｒｄ３は、例えば、複合金属酸化物、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ゲルマニウムなどの負の抵抗温度係数を持つ材料からなる。このうち、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２はいずれもＣＯ２ガスの濃度を検出するものであるが、後述するように動作温度が互いに異なっている。 As shown in FIG. 1, thermistors Rd1 and Rd2 are connected in series between a wiring to which power supply potential Vcc1 is supplied and a wiring to which ground potential GND is supplied. On the other hand, the thermistor Rd3 and the resistor R1 are connected in series between the wiring to which the power supply potential Vcc1 is supplied and the wiring to which the ground potential GND is supplied. Thermistors Rd1 to Rd3 are made of a material having a negative temperature coefficient of resistance, such as composite metal oxide, amorphous silicon, polysilicon, germanium, or the like. Of these, the thermistors Rd1 and Rd2 both detect the concentration of CO 2 gas, but their operating temperatures are different from each other, as will be described later.

サーミスタＲｄ１は、ヒータ抵抗ＭＨ１によって加熱される。ヒータ抵抗ＭＨ１によるサーミスタＲｄ１の加熱温度は例えば１５０℃である。サーミスタＲｄ１を加熱した状態で測定雰囲気中にＣＯ２ガスが存在すると、その濃度に応じてサーミスタＲｄ１の放熱特性が変化する。かかる変化は、サーミスタＲｄ１の抵抗値の変化となって現れる。サーミスタＲｄ１の加熱温度が１５０℃である場合、サーミスタＲｄ１の抵抗値は、ＣＯ２ガスの濃度に応じて第１の感度で変化する。第１の感度は、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２の接続点に現れる検出電圧ＶＣＯ２を十分に変化させることが可能な感度を有している。また、測定雰囲気中に水蒸気が存在すると、その濃度に応じてサーミスタＲｄ１の放熱特性が変化する。 Thermistor Rd1 is heated by heater resistor MH1. The heating temperature of the thermistor Rd1 by the heater resistor MH1 is, for example, 150°C. If CO 2 gas exists in the measurement atmosphere while the thermistor Rd1 is heated, the heat dissipation characteristics of the thermistor Rd1 change depending on its concentration. Such a change appears as a change in the resistance value of the thermistor Rd1. When the heating temperature of the thermistor Rd1 is 150° C., the resistance value of the thermistor Rd1 changes with the first sensitivity depending on the concentration of CO 2 gas. The first sensitivity has a sensitivity that can sufficiently change the detection voltage VCO2 appearing at the connection point between the thermistor Rd1 and thermistor Rd2. Further, if water vapor exists in the measurement atmosphere, the heat dissipation characteristics of the thermistor Rd1 change depending on its concentration.

サーミスタＲｄ２は、ヒータ抵抗ＭＨ２によって加熱される。ヒータ抵抗ＭＨ２によるサーミスタＲｄ２の加熱温度は例えば３００℃である。サーミスタＲｄ２を加熱した状態で測定雰囲気中にＣＯ２ガスが存在しても、サーミスタＲｄ２の抵抗値はほとんど変化しない。これは、サーミスタＲｄ２の加熱温度が３００℃である場合、サーミスタＲｄ２の抵抗値は、ＣＯ２ガスの濃度に応じて第２の感度で変化するものの、第２の感度は第１の感度よりも大幅に低く、好ましくは第１の感度の１／１０以下、より好ましくはほぼゼロだからである。このため、ＣＯ２ガスの濃度が変化しても、サーミスタＲｄ２の抵抗値はほとんど変化しない。一方、測定雰囲気中に水蒸気が存在すると、その濃度に応じてサーミスタＲｄ２の放熱特性が変化する。 Thermistor Rd2 is heated by heater resistor MH2. The heating temperature of the thermistor Rd2 by the heater resistor MH2 is, for example, 300°C. Even if CO 2 gas exists in the measurement atmosphere while the thermistor Rd2 is heated, the resistance value of the thermistor Rd2 hardly changes. This means that when the heating temperature of thermistor Rd2 is 300°C, the resistance value of thermistor Rd2 changes at the second sensitivity depending on the concentration of CO 2 gas, but the second sensitivity is higher than the first sensitivity. This is because the sensitivity is significantly low, preferably 1/10 or less of the first sensitivity, and more preferably approximately zero. Therefore, even if the concentration of CO 2 gas changes, the resistance value of the thermistor Rd2 hardly changes. On the other hand, if water vapor exists in the measurement atmosphere, the heat dissipation characteristics of the thermistor Rd2 change depending on its concentration.

上述の通り、サーミスタＲｄ１とサーミスタＲｄ２は直列に接続されており、その接続点から検出電圧ＶＣＯ２が出力される。一方、サーミスタＲｄ３と抵抗Ｒ１の接続点からは、温度センサ部Ｓ３の出力電圧Ｖａが出力される。検出電圧ＶＣＯ２及び出力電圧Ｖａは、信号処理回路２０に入力される。 As described above, the thermistor Rd1 and thermistor Rd2 are connected in series, and the detection voltage VCO2 is output from the connection point. On the other hand, the output voltage Va of the temperature sensor section S3 is output from the connection point between the thermistor Rd3 and the resistor R1. The detection voltage V CO2 and the output voltage Va are input to the signal processing circuit 20.

信号処理回路２０は、分圧回路２１、バッファ２２、差動アンプ２３、ＡＤコンバータ（ＡＤＣ）２４、ＤＡコンバータ（ＤＡＣ）２５及び制御部２６を備えている。分圧回路２１は、電源電位Ｖｃｃ１が供給される配線と接地電位ＧＮＤが供給される配線との間に直列に接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３からなり、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３の接続点から分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎが出力される。信号処理回路２０を構成するその他の回路には、電源電位Ｖｃｃ１とは異なる電源電位Ｖｃｃ２が供給され、電源電位Ｖｃｃ２と接地電位ＧＮＤの間の電圧によって動作する。特に限定されるものではないが、電源電位Ｖｃｃ１は電源電位Ｖｃｃ２よりも高い。一例として、電源電位Ｖｃｃ１は３Ｖであり、電源電位Ｖｃｃ２は１．８Ｖである。このように、Ｖｃｃ１＞Ｖｃｃ２であれば、センサ部Ｓの検出感度が高められるとともに、信号処理回路２０の消費電力を抑えることが可能となる。電源電位Ｖｃｃ１が高いと電圧変動が生じやすくなるが、後述するように、本実施形態においては、電源電位Ｖｃｃ１の電圧変動に起因する測定誤差がキャンセルされる。 The signal processing circuit 20 includes a voltage dividing circuit 21, a buffer 22, a differential amplifier 23, an AD converter (ADC) 24, a DA converter (DAC) 25, and a control section 26. The voltage dividing circuit 21 consists of resistors R2 and R3 connected in series between the wiring to which the power supply potential Vcc1 is supplied and the wiring to which the ground potential GND is supplied, and divides the voltage from the connection point between the resistors R2 and R3. A voltage 1/2Vcc_in is output. Other circuits constituting the signal processing circuit 20 are supplied with a power supply potential Vcc2 different from the power supply potential Vcc1, and operate with a voltage between the power supply potential Vcc2 and the ground potential GND. Although not particularly limited, the power supply potential Vcc1 is higher than the power supply potential Vcc2. As an example, the power supply potential Vcc1 is 3V, and the power supply potential Vcc2 is 1.8V. In this way, when Vcc1>Vcc2, the detection sensitivity of the sensor section S is increased and the power consumption of the signal processing circuit 20 can be suppressed. When the power supply potential Vcc1 is high, voltage fluctuations are likely to occur, but as described later, in this embodiment, measurement errors caused by voltage fluctuations in the power supply potential Vcc1 are canceled.

バッファ２２は、出力電圧Ｖａをバッファリングすることによって温度信号Ｖｔｅｍｐを生成する。また、差動アンプ２３は、検出電圧ＶＣＯ２とリファレンス電圧Ｖｒｅｆを比較し、その差を増幅する。バッファ２２から出力される温度信号Ｖｔｅｍｐ及び差動アンプ２３から出力されるガス検出信号Ｖａｍｐは、ＡＤコンバータ２４に入力される。 Buffer 22 generates temperature signal Vtemp by buffering output voltage Va. Further, the differential amplifier 23 compares the detection voltage VCO2 and the reference voltage Vref, and amplifies the difference. The temperature signal Vtemp output from the buffer 22 and the gas detection signal Vamp output from the differential amplifier 23 are input to the AD converter 24.

ＡＤコンバータ２４は、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎの値、温度信号Ｖｔｅｍｐ及びガス検出信号Ｖａｍｐをデジタル変換し、その値を制御部２６に供給する。一方、ＤＡコンバータ２５は、制御部２６から供給されるリファレンス信号をアナログ変換することによってリファレンス電圧Ｖｒｅｆ、制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２を生成する。制御部２６は、デジタル変換されたガス検出信号Ｖａｍｐに基づいて、現在のＣＯ２ガスの濃度を示す出力信号Ｖｏｕｔを算出する。詳細については後述するが、出力信号Ｖｏｕｔの算出においては、現在の分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎに応じた補正が行われる。また、制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２のレベルは、温度信号Ｖｔｅｍｐを用いて算出される。 The AD converter 24 digitally converts the value of the divided voltage 1/2 Vcc_in, the temperature signal Vtemp, and the gas detection signal Vamp, and supplies the values to the control unit 26. On the other hand, the DA converter 25 generates a reference voltage Vref and control voltages Vmh1 and Vmh2 by converting the reference signal supplied from the control unit 26 into analog. The control unit 26 calculates an output signal Vout indicating the current concentration of CO 2 gas based on the digitally converted gas detection signal Vamp. Although details will be described later, in calculating the output signal Vout, correction is performed according to the current divided voltage 1/2Vcc_in. Furthermore, the levels of the control voltages Vmh1 and Vmh2 are calculated using the temperature signal Vtemp.

図２は、センサ部Ｓの構成を説明するための上面図である。また、図３は、図２に示すＡ－Ａ線に沿った断面図である。尚、図面は模式的なものであり、説明の便宜上、厚みと平面寸法との関係、デバイス相互間の厚みの比率などは、本実施形態の効果が得られる範囲内で現実の構造とは異なっていても構わない。 FIG. 2 is a top view for explaining the configuration of the sensor section S. As shown in FIG. Further, FIG. 3 is a cross-sectional view taken along the line AA shown in FIG. 2. Note that the drawings are schematic, and for convenience of explanation, the relationship between thickness and planar dimensions, the thickness ratio between devices, etc. may differ from the actual structure within the range where the effects of this embodiment can be obtained. It doesn't matter if you stay there.

センサ部Ｓは、ＣＯ２ガスの濃度に応じた放熱特性の変化に基づいてガス濃度を検出する熱伝導式のガスセンサであり、図２及び図３に示すように、２つのガスセンサ部Ｓ１，Ｓ２と、ガスセンサ部Ｓ１とガスセンサ部Ｓ２の間に配置された温度センサ部Ｓ３と、これらセンサ部Ｓ１～Ｓ３を収容するセラミックパッケージ５１を備えている。 The sensor section S is a thermal conduction type gas sensor that detects gas concentration based on changes in heat dissipation characteristics depending on the concentration of CO 2 gas, and as shown in FIGS. 2 and 3, two gas sensor sections S1 and S2 are used. , a temperature sensor section S3 disposed between the gas sensor section S1 and the gas sensor section S2, and a ceramic package 51 that accommodates these sensor sections S1 to S3.

セラミックパッケージ５１は、上部が開放された箱形のケースであり、上部にはリッド５２が設けられている。リッド５２は複数の通気口５３を有しており、これにより、雰囲気中のＣＯ２ガスがセラミックパッケージ５１内に流入可能とされている。尚、図面の見やすさを考慮して、図２においてはリッド５２が省略されている。 The ceramic package 51 is a box-shaped case with an open top, and a lid 52 is provided at the top. The lid 52 has a plurality of vent holes 53, which allow CO 2 gas in the atmosphere to flow into the ceramic package 51. Note that the lid 52 is omitted in FIG. 2 in consideration of the ease of viewing the drawing.

特に限定されるものではないが、本実施形態においては単一の基板６１上に３つのセンサ部Ｓ１～Ｓ３が集積されている。基板６１には、３つのセンサ部Ｓ１～Ｓ３にそれぞれ対応する３つのキャビティ６１ａ～６１ｃが形成されている。 Although not particularly limited, in this embodiment, three sensor sections S1 to S3 are integrated on a single substrate 61. The substrate 61 is formed with three cavities 61a to 61c corresponding to the three sensor parts S1 to S3, respectively.

基板６１は、絶縁膜６２，６３と、絶縁膜６３上に設けられたヒータ抵抗ＭＨ１，ＭＨ２と、ヒータ抵抗ＭＨ１，ＭＨ２を覆うヒータ保護膜６４と、キャビティ６１ａ～６１ｃと重なる位置においてそれぞれヒータ保護膜６４上に設けられたサーミスタＲｄ１～Ｒｄ３及びサーミスタ電極３５，４５，６５と、サーミスタＲｄ１～Ｒｄ３及びサーミスタ電極３５，４５，６５を覆うサーミスタ保護膜６６とを備える。 The substrate 61 includes insulating films 62 and 63, heater resistors MH1 and MH2 provided on the insulating film 63, a heater protective film 64 that covers the heater resistors MH1 and MH2, and heater protectors at positions overlapping with the cavities 61a to 61c, respectively. It includes thermistors Rd1 to Rd3 and thermistor electrodes 35, 45, 65 provided on the film 64, and a thermistor protective film 66 that covers the thermistors Rd1 to Rd3 and thermistor electrodes 35, 45, 65.

基板６１は、適度な機械的強度を有し、且つ、エッチングなどの微細加工に適した材質であれば特に限定されるものではなく、シリコン単結晶基板、サファイア単結晶基板、セラミック基板、石英基板、ガラス基板などを用いることができる。絶縁膜６２，６３は、酸化シリコン又は窒化シリコンなどの絶縁材料からなる。ヒータ抵抗ＭＨ１，ＭＨ２は、比較的高融点の材料からなる金属材料、例えば、モリブデン（Ｍｏ）、白金（Ｐｔ）、金（Ａｕ）、タングステン（Ｗ）、タンタル（Ｔａ）、パラジウム（Ｐｄ）、イリジウム（Ｉｒ）又はこれら何れか２種以上を含む合金などが好適である。サーミスタＲｄ１～Ｒｄ３は、複合金属酸化物、アモルファスシリコン、ポリシリコン、ゲルマニウムなどの負の抵抗温度係数を持つ材料からなる。ここで、測温体としてサーミスタを用いているのは、白金測温体などに比べて抵抗温度係数が大きいことから、大きな検出感度を得ることができるためである。ヒータ保護膜６４の材料としては、絶縁膜６３と同じ材料を用いることができる。 The substrate 61 is not particularly limited as long as it has appropriate mechanical strength and is suitable for microfabrication such as etching, and may be a silicon single crystal substrate, a sapphire single crystal substrate, a ceramic substrate, or a quartz substrate. , a glass substrate, etc. can be used. The insulating films 62 and 63 are made of an insulating material such as silicon oxide or silicon nitride. The heater resistors MH1 and MH2 are made of a metal material having a relatively high melting point, such as molybdenum (Mo), platinum (Pt), gold (Au), tungsten (W), tantalum (Ta), palladium (Pd), Iridium (Ir) or an alloy containing two or more of these is suitable. Thermistors Rd1 to Rd3 are made of a material with a negative temperature coefficient of resistance, such as composite metal oxide, amorphous silicon, polysilicon, germanium, or the like. Here, a thermistor is used as the temperature measuring element because it has a higher temperature coefficient of resistance than a platinum temperature measuring element or the like, and therefore can provide greater detection sensitivity. As the material of the heater protection film 64, the same material as the insulating film 63 can be used.

サーミスタ電極３５，４５，６５は、所定の間隔を持った一対の電極であり、一対のサーミスタ電極３５間にサーミスタＲｄ１が設けられ、一対のサーミスタ電極４５間にサーミスタＲｄ２が設けられ、一対のサーミスタ電極６５間にサーミスタＲｄ３が設けられる。これにより、一対のサーミスタ電極３５，４５，６５間における抵抗値は、それぞれサーミスタＲｄ１～Ｒｄ３の抵抗値によって決まる。サーミスタ電極３５，４５，６５の材料としては、モリブデン（Ｍｏ）、白金（Ｐｔ）、金（Ａｕ）、タングステン（Ｗ）、タンタル（Ｔａ）、パラジウム（Ｐｄ）、イリジウム（Ｉｒ）又はこれら何れか２種以上を含む合金などが好適である。 The thermistor electrodes 35, 45, 65 are a pair of electrodes with a predetermined interval, the thermistor Rd1 is provided between the pair of thermistor electrodes 35, the thermistor Rd2 is provided between the pair of thermistor electrodes 45, and the thermistor Rd2 is provided between the pair of thermistor electrodes 45, A thermistor Rd3 is provided between the electrodes 65. As a result, the resistance values between the pair of thermistor electrodes 35, 45, and 65 are determined by the resistance values of the thermistors Rd1 to Rd3, respectively. The materials for the thermistor electrodes 35, 45, and 65 include molybdenum (Mo), platinum (Pt), gold (Au), tungsten (W), tantalum (Ta), palladium (Pd), iridium (Ir), or any of these. An alloy containing two or more types is suitable.

図２に示すように、ヒータ抵抗ＭＨ１の両端は電極パッド３７ａ，３７ｂにそれぞれ接続され、ヒータ抵抗ＭＨ２の両端は電極パッド４７ａ，４７ｂにそれぞれ接続される。また、サーミスタ電極３５の両端は電極パッド３７ｃ，３７ｄにそれぞれ接続され、サーミスタ電極４５の両端は電極パッド４７ｃ，４７ｄにそれぞれ接続され、サーミスタ電極６５の両端は電極パッド６７ａ，６７ｂにそれぞれ接続される。これらの電極パッドは、ボンディングワイヤ５５を介して、セラミックパッケージ５１に設けられたパッケージ電極５４に接続される。パッケージ電極５４は、セラミックパッケージ５１の裏面に設けられた外部端子５６を介して、図１に示す信号処理回路２０に接続される。 As shown in FIG. 2, both ends of heater resistor MH1 are connected to electrode pads 37a, 37b, respectively, and both ends of heater resistor MH2 are connected to electrode pads 47a, 47b, respectively. Further, both ends of the thermistor electrode 35 are connected to electrode pads 37c and 37d, respectively, both ends of the thermistor electrode 45 are connected to electrode pads 47c and 47d, respectively, and both ends of the thermistor electrode 65 are connected to electrode pads 67a and 67b, respectively. . These electrode pads are connected to package electrodes 54 provided on the ceramic package 51 via bonding wires 55. The package electrode 54 is connected to the signal processing circuit 20 shown in FIG. 1 via an external terminal 56 provided on the back surface of the ceramic package 51.

以上が本実施形態によるガスセンサ１０の構成である。次に、本実施形態によるガスセンサ１０の動作について説明する。 The above is the configuration of the gas sensor 10 according to this embodiment. Next, the operation of the gas sensor 10 according to this embodiment will be explained.

本実施形態によるガスセンサ１０は、ＣＯ２ガスの熱伝導率が空気の熱伝導率と大きく異なっている点を利用し、ＣＯ２ガスの濃度によるサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の放熱特性の変化をガス検出電圧ＶＣＯ２として取り出す。しかしながら、測定雰囲気の熱伝導率は、ＣＯ２ガスの濃度だけでなく、湿度、つまり水蒸気の濃度によっても変化するため、湿度の影響が測定誤差となってしまう。そこで、本実施形態によるガスセンサ１０は、ヒータ抵抗ＭＨ１を用いてサーミスタＲｄ１を例えば１５０℃に加熱し、ヒータ抵抗ＭＨ２を用いてサーミスタＲｄ２を例えば３００℃に加熱している。加熱温度が１５０℃である場合、ＣＯ２ガスの濃度に応じてサーミスタＲｄ１の放熱特性が大きく変化するのに対し、加熱温度が３００℃である場合、ＣＯ２ガスの濃度に応じたサーミスタＲｄ２の放熱特性はほとんど変化しない。一方、加熱温度が１５０℃である場合も３００℃である場合も、湿度によってサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の放熱特性が変化することから、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２を直列に接続することによって、湿度の影響をキャンセルすることができる。ここで、湿度に対するサーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の感度に差がある場合には、サーミスタＲｄ１又はサーミスタＲｄ２に対して並列に補正抵抗を接続することによって、感度差を低減することが可能である。 The gas sensor 10 according to the present embodiment takes advantage of the fact that the thermal conductivity of CO 2 gas is significantly different from that of air, and detects changes in the heat dissipation characteristics of the thermistors Rd1 and Rd2 due to the concentration of CO 2 gas using the gas detection voltage. Take out as V CO2 . However, since the thermal conductivity of the measurement atmosphere changes not only depending on the concentration of CO 2 gas but also on the humidity, that is, the concentration of water vapor, the influence of humidity causes measurement errors. Therefore, in the gas sensor 10 according to the present embodiment, the thermistor Rd1 is heated to, for example, 150° C. using the heater resistor MH1, and the thermistor Rd2 is heated to, for example, 300° C. using the heater resistor MH2. When the heating temperature is 150°C, the heat dissipation characteristics of thermistor Rd1 change greatly depending on the concentration of CO 2 gas, whereas when the heating temperature is 300°C, the heat dissipation characteristics of thermistor Rd2 change depending on the concentration of CO 2 gas. The heat dissipation characteristics hardly change. On the other hand, whether the heating temperature is 150°C or 300°C, the heat dissipation characteristics of thermistors Rd1 and Rd2 change depending on the humidity, so by connecting thermistors Rd1 and Rd2 in series, the influence of humidity can be canceled. can do. Here, if there is a difference in sensitivity between the thermistors Rd1 and Rd2 with respect to humidity, it is possible to reduce the sensitivity difference by connecting a correction resistor in parallel to the thermistor Rd1 or thermistor Rd2.

また、本実施形態によるガスセンサ１０は、環境温度が変化しても、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２の加熱温度がそれぞれ一定となるよう、温度信号Ｖｔｅｍｐ及び現在の分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎに基づいて制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２のレベルが調整される。さらに、本実施形態によるガスセンサ１０は、出力信号Ｖｏｕｔの算出においても、電源電位Ｖｃｃ１の変動の影響がキャンセルされるよう、現在の分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎに応じた補正が行われる。 In addition, the gas sensor 10 according to the present embodiment has a control voltage Vmh1 based on the temperature signal Vtemp and the current partial voltage 1/2Vcc_in so that the heating temperatures of the thermistors Rd1 and Rd2 remain constant even if the environmental temperature changes. , Vmh2 are adjusted. Furthermore, in the gas sensor 10 according to the present embodiment, correction is performed in accordance with the current divided voltage 1/2 Vcc_in so that the influence of fluctuations in the power supply potential Vcc1 is canceled even when calculating the output signal Vout.

図４は、本実施形態によるガスセンサ１０の動作を説明するためのフローチャートである。 FIG. 4 is a flowchart for explaining the operation of the gas sensor 10 according to this embodiment.

ガスセンサ１０の動作においては、まずキャリブレーション動作が行われる（ステップＳ１０）。キャリブレーション動作は、環境温度、湿度、測定対象ガスの濃度が安定した状態で、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎとガス検出信号Ｖａｍｐを読み込み、所定の演算を行う動作である。キャリブレーション動作は、ガスセンサ１０の起動時に実行する他、起動後においても一定期間ごとに実行しても構わない。キャリブレーション動作においては、まず、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎとガス検出信号ＶａｍｐをＡＤコンバータ２４によってデジタル変換し、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎの初期レベルを保存するとともに（ステップＳ１１）、制御部２６によって電圧比Ａを算出する（ステップＳ１２）。電圧比Ａは、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎと検出電圧ＶＣＯ２の比（１／２Ｖｃｃ＿ｉｎ÷ＶＣＯ２）を算出することにより行う。電圧比Ａを算出する代わりに、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎと検出電圧ＶＣＯ２の差を算出しても構わない。検出電圧ＶＣＯ２は、制御部２６によって式（１）の演算を行うことによって算出することができる。
ＶＣＯ２＝（Ｖａｍｐ－Ｖｒｅｆ）／ＡＭＰ＋Ｖｒｅｆ ・・・（１）
ここで「ＡＭＰ」は、差動アンプ２３の増幅比である。算出された電圧比Ａは、制御部２６の内部に保存される（ステップＳ１３）。 In the operation of the gas sensor 10, a calibration operation is first performed (step S10). The calibration operation is an operation in which the partial voltage 1/2 Vcc_in and the gas detection signal Vamp are read and predetermined calculations are performed in a state where the environmental temperature, humidity, and concentration of the gas to be measured are stable. The calibration operation may be performed not only when the gas sensor 10 is started, but also at regular intervals after the gas sensor 10 is started. In the calibration operation, first, the divided voltage 1/2 Vcc_in and the gas detection signal Vamp are digitally converted by the AD converter 24, the initial level of the divided voltage 1/2 Vcc_in is stored (step S11), and the control unit 26 converts the divided voltage 1/2 Vcc_in to digital. A voltage ratio A is calculated (step S12). The voltage ratio A is determined by calculating the ratio (1/2Vcc_in÷ VCO2 ) of the divided voltage 1/2Vcc_in and the detected voltage VCO2 . Instead of calculating the voltage ratio A, the difference between the divided voltage 1/2 Vcc_in and the detected voltage V CO2 may be calculated. The detected voltage V CO2 can be calculated by the control unit 26 performing the calculation of equation (1).
V CO2 = (Vamp-Vref)/AMP+Vref...(1)
Here, “AMP” is the amplification ratio of the differential amplifier 23. The calculated voltage ratio A is stored inside the control unit 26 (step S13).

一連のキャリブレーション動作（ステップＳ１０）が完了した後、実際に測定対象ガスの濃度を測定する測定動作を行う（ステップＳ２０）。測定動作は、所定期間ごとに間欠的に行っても構わない。測定動作においては、まず、分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎの読み込みを行う（ステップＳ２１）。分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎのレベルは、理想的にはキャリブレーション動作時に取得した初期レベルと同じであるが、電源電位Ｖｃｃ１に変動が生じている場合、両者間に電位差が生じるため、かかる電位差Ｖｄｉｆを算出する（ステップＳ２２）。電位差Ｖｄｉｆの代わりに、ステップＳ１１で保存した分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎとステップＳ２１で読み込まれた分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎの比を用いても構わない。次に、読み込まれた分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎの値を２倍することによって、現在の電源電位Ｖｃｃ１のレベルを算出する（ステップＳ２３）。 After completing a series of calibration operations (step S10), a measurement operation for actually measuring the concentration of the gas to be measured is performed (step S20). The measurement operation may be performed intermittently at predetermined intervals. In the measurement operation, first, the divided voltage 1/2 Vcc_in is read (step S21). Ideally, the level of the divided voltage 1/2Vcc_in is the same as the initial level obtained during the calibration operation, but if there is a fluctuation in the power supply potential Vcc1, a potential difference will occur between the two, so this potential difference Vdif is calculated (step S22). Instead of the potential difference Vdif, the ratio between the divided voltage 1/2 Vcc_in saved in step S11 and the divided voltage 1/2 Vcc_in read in step S21 may be used. Next, the current level of the power supply potential Vcc1 is calculated by doubling the value of the read divided voltage 1/2 Vcc_in (step S23).

次に、温度信号Ｖｔｅｍｐを読み込み（ステップＳ２４）、ステップＳ２３で算出した電源電位Ｖｃｃ１のレベルと、ステップＳ２４で読み込んだ温度信号Ｖｔｅｍｐのレベルに基づいて、温度値Ｔａを算出する（ステップＳ２５）。温度値Ｔａの算出は、式（２）の演算を行うことによってサーミスタＲｄ３の現在の抵抗値Ｒｒｅｆを算出した後、式（３）の演算を行うことによって算出する。 Next, the temperature signal Vtemp is read (step S24), and a temperature value Ta is calculated based on the level of the power supply potential Vcc1 calculated in step S23 and the level of the temperature signal Vtemp read in step S24 (step S25). The temperature value Ta is calculated by calculating the current resistance value Rref of the thermistor Rd3 by calculating the equation (2), and then calculating the temperature value Ta by calculating the equation (3).

Figure 0007415494000001
Figure 0007415494000001

式（２），（３）において、「Ｒ」は抵抗Ｒ１の抵抗値、「Ｂ」はサーミスタＲｄ３の温度係数、Ｒｒｅｆ＠２５は、環境温度が２５℃である場合におけるサーミスタＲｄ３の抵抗値であり、いずれも制御部２６にあらかじめ保存されているデジタル値を使用する。また、「１／２Ｖｃｃ＿ｉｎ」は分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎのデジタル値であり、「Ｖａ」は温度信号Ｖｔｅｍｐのデジタル値である。 In equations (2) and (3), "R" is the resistance value of resistor R1, "B" is the temperature coefficient of thermistor Rd3, and Rref@25 is the resistance value of thermistor Rd3 when the environmental temperature is 25°C. Both use digital values stored in the control unit 26 in advance. Further, "1/2Vcc_in" is a digital value of the divided voltage 1/2Vcc_in, and "Va" is a digital value of the temperature signal Vtemp.

次に、ステップＳ２５で算出した温度値Ｔａを用いて、リファレンス電圧Ｖｒｅｆ及び制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２の算出を行う（ステップＳ２６）。制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２は、それぞれ式（４）、（５）の演算を行うことによって算出することができる。
Ｖｍｈ１＝－０．００３０１×Ｔａ＋１．１５ ・・・（４）
Ｖｍｈ２＝－０．００１５１×Ｔａ＋２．１９ ・・・（５）
これにより、差動アンプ２３には、現在の環境温度に応じたリファレンス電圧Ｖｒｅｆが与えられるとともに、サーミスタＲｄ１，Ｒｄ２は、それぞれ所定の温度（例えば１５０℃及び３００℃）に加熱される。図５は、環境温度と制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２の関係を示すグラフである。図５に示すように、制御電圧Ｖｍｈ１，Ｖｍｈ２は、環境温度が高くなるにつれてリニアに低下することが分かる。 Next, the reference voltage Vref and control voltages Vmh1 and Vmh2 are calculated using the temperature value Ta calculated in step S25 (step S26). Control voltages Vmh1 and Vmh2 can be calculated by calculating equations (4) and (5), respectively.
Vmh1=-0.00301×Ta+1.15 (4)
Vmh2=-0.00151×Ta+2.19 (5)
As a result, the reference voltage Vref corresponding to the current environmental temperature is applied to the differential amplifier 23, and the thermistors Rd1 and Rd2 are heated to predetermined temperatures (for example, 150° C. and 300° C.), respectively. FIG. 5 is a graph showing the relationship between environmental temperature and control voltages Vmh1 and Vmh2. As shown in FIG. 5, it can be seen that the control voltages Vmh1 and Vmh2 decrease linearly as the environmental temperature increases.

次に、ガス検出信号Ｖａｍｐを読み込み（ステップＳ２７）、電位差Ｖｄｉｆを用いてガス検出信号Ｖａｍｐを補正した後（ステップＳ２８）、出力信号Ｖｏｕｔを算出する（ステップＳ２９）。ガス検出信号Ｖａｍｐの補正は、制御部２６によって式（４）を演算することによって行う。
Ｖａｍｐ（補正後）＝Ｖａｍｐ＋Ｖｄｉｆ×ＡＭＰ／Ａ ・・・（４）
これにより、電源電位Ｖｃｃ１の変動に起因するガス検出信号Ｖａｍｐのオフセットがキャンセルされ、正しい出力信号Ｖｏｕｔを生成することが可能となる。 Next, the gas detection signal Vamp is read (step S27), and after correcting the gas detection signal Vamp using the potential difference Vdif (step S28), the output signal Vout is calculated (step S29). The gas detection signal Vamp is corrected by the control unit 26 calculating equation (4).
Vamp (after correction) = Vamp + Vdif x AMP/A (4)
This cancels the offset of the gas detection signal Vamp caused by fluctuations in the power supply potential Vcc1, making it possible to generate the correct output signal Vout.

図５は、電源電位Ｖｃｃ１の変動とＣＯ２ガスの検出誤差との関係を示すグラフであり、実線は本実施形態によるガスセンサ１０における検出誤差を示し、破線は現在の分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎを用いた補正を行わない場合における検出誤差を示している。 FIG. 5 is a graph showing the relationship between fluctuations in the power supply potential Vcc1 and CO 2 gas detection error, where the solid line indicates the detection error in the gas sensor 10 according to the present embodiment, and the broken line indicates the current partial voltage 1/2 Vcc_in. It shows the detection error without the correction used.

図５に示すように、現在の分圧電圧１／２Ｖｃｃ＿ｉｎを用いた補正を行わない場合には、電源電位Ｖｃｃ１の僅かな変動によって大きな検出誤差が生じるのに対し、本実施形態によるガスセンサ１０によれば、電源電位Ｖｃｃ１が変動しても、検出誤差がほとんど発生しないことが分かる。 As shown in FIG. 5, when correction using the current divided voltage 1/2 Vcc_in is not performed, a large detection error occurs due to a slight variation in the power supply potential Vcc1, whereas the gas sensor 10 according to the present embodiment According to the graph, it can be seen that almost no detection error occurs even if the power supply potential Vcc1 fluctuates.

ＣＯ２ガスの検出誤差は、抵抗Ｒ１～Ｒ３の抵抗値のばらつきによっても発生する。抵抗Ｒ１～Ｒ３の抵抗値のばらつきに起因する検出誤差を低減するためには、抵抗Ｒ１～Ｒ３の抵抗値を互いに同じ値に設計し、且つ、抵抗値のばらつきを１％以下に抑えることが有効である。 CO 2 gas detection errors also occur due to variations in the resistance values of the resistors R1 to R3. In order to reduce detection errors caused by variations in the resistance values of the resistors R1 to R3, it is necessary to design the resistance values of the resistors R1 to R3 to be the same value, and to suppress the variation in resistance values to 1% or less. It is valid.

以上、本発明の好ましい実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されることなく、本発明の主旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能であり、それらも本発明の範囲内に包含されるものであることはいうまでもない。 Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above embodiments, and various modifications can be made without departing from the gist of the present invention. Needless to say, it is included within the scope.

例えば、上記実施形態では、測定対象ガスがＣＯ２ガスである場合を例に説明したが、本発明がこれに限定されるものではない。また、本発明において使用するセンサ部が熱伝導式のセンサであることは必須でなく、接触燃焼式など他の方式のセンサであっても構わない。 For example, in the above embodiment, the case where the gas to be measured is CO 2 gas has been described as an example, but the present invention is not limited to this. Further, it is not essential that the sensor section used in the present invention be a thermal conduction type sensor, and it may be a sensor of another type such as a catalytic combustion type.

１０ ガスセンサ
２０ 信号処理回路
２１ 分圧回路
２２ バッファ
２３ 差動アンプ
２４ ＡＤコンバータ
２５ ＤＡコンバータ
２６ 制御部
３５，４５，６５ サーミスタ電極
３７ａ～３７ｄ，４７ａ～４７ｄ，６７ａ，６７ｂ 電極パッド
５１ セラミックパッケージ
５２ リッド
５３ 通気口
５４ パッケージ電極
５５ ボンディングワイヤ
５６ 外部端子
６１ 基板
６１ａ～６１ｃ キャビティ
６２，６３ 絶縁膜
６４ ヒータ保護膜
６５ サーミスタ電極
６６ サーミスタ保護膜
ＭＨ１，ＭＨ２ ヒータ抵抗
Ｒ１～Ｒ３ 抵抗
Ｒｄ１～Ｒｄ３ サーミスタ
Ｓ センサ部
Ｓ１ 第１のガスセンサ部
Ｓ２ 第２のガスセンサ部 10 Gas sensor 20 Signal processing circuit 21 Voltage dividing circuit 22 Buffer 23 Differential amplifier 24 AD converter 25 DA converter 26 Control section 35, 45, 65 Thermistor electrodes 37a to 37d, 47a to 47d, 67a, 67b Electrode pad 51 Ceramic package 52 Lid 53 Vent hole 54 Package electrode 55 Bonding wire 56 External terminal 61 Substrate 61a to 61c Cavity 62, 63 Insulating film 64 Heater protective film 65 Thermistor electrode 66 Thermistor protective film MH1, MH2 Heater resistor R1 to R3 Resistor Rd1 to Rd3 Thermistor S Sensor section S1 First gas sensor section S2 Second gas sensor section

Claims (7)

第１の電源に接続され、検出対象ガスの濃度に応じて抵抗値が変化する第１の測温体を含む第１のガスセンサ部と、
前記第１のガスセンサ部から出力される検出電圧に基づいて、前記検出対象ガスの濃度を示す出力信号を算出する信号処理回路と、を備え、
前記信号処理回路は、前記第１の電源の電圧を分圧する分圧回路を含み、
前記信号処理回路は、前記分圧回路から出力される分圧電圧に応じて前記出力信号を補正することを特徴とするガスセンサ。 a first gas sensor section that is connected to a first power source and includes a first temperature measuring element whose resistance value changes depending on the concentration of the gas to be detected ;
a signal processing circuit that calculates an output signal indicating the concentration of the detection target gas based on the detection voltage output from the first gas sensor section,
The signal processing circuit includes a voltage dividing circuit that divides the voltage of the first power supply,
The gas sensor, wherein the signal processing circuit corrects the output signal according to a divided voltage output from the voltage dividing circuit. 前記信号処理回路は、キャリブレーション動作時に取得した前記分圧電圧と、測定動作時に取得した前記分圧電圧の差又は比に応じて、前記出力信号を補正することを特徴とする請求項１に記載のガスセンサ。 2. The signal processing circuit corrects the output signal according to a difference or ratio between the divided voltage obtained during a calibration operation and the divided voltage obtained during a measurement operation. Gas sensor listed. 前記信号処理回路は、キャリブレーション動作時に取得した前記検出電圧と前記分圧電圧の差又は比に応じて、前記出力信号の補正量を調整することを特徴とする請求項２に記載のガスセンサ。 The gas sensor according to claim 2, wherein the signal processing circuit adjusts the amount of correction of the output signal according to a difference or ratio between the detected voltage and the divided voltage obtained during a calibration operation. 前記第１の電源に接続され、環境温度に応じて抵抗値が変化する第２の測温体を含む温度センサ部をさらに備え、
前記第１のガスセンサ部は、前記第１の測温体を加熱する第１のヒータ抵抗をさらに含み、
前記信号処理回路は、前記温度センサ部の出力電圧と前記第１の電源の電圧に応じて、前記第１のヒータ抵抗に印加する第１の制御電圧を算出することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか一項に記載のガスセンサ。 further comprising a temperature sensor unit connected to the first power source and including a second temperature measuring element whose resistance value changes depending on the environmental temperature,
The first gas sensor section further includes a first heater resistor that heats the first temperature sensing element,
2. The signal processing circuit calculates a first control voltage to be applied to the first heater resistor according to the output voltage of the temperature sensor section and the voltage of the first power source. 4. The gas sensor according to any one of 3 to 3. 前記温度センサ部は、前記第１の電源と接地電位の間に直列に接続された前記第２の測温体と第１の抵抗を含み、
前記分圧回路は、前記第１の電源と接地電位の間に直列に接続された第２及び第３の抵抗を含み、
前記温度センサ部から出力される前記出力電圧は、前記第２の測温体と前記第２の抵抗の接続点から出力され、
前記分圧回路から出力される前記分圧電圧は、前記第２の抵抗と前記第３の抵抗の接続点から出力され、
前記第１乃至第３の抵抗の抵抗値の差が１％以下であることを特徴とする請求項４に記載のガスセンサ。 The temperature sensor section includes the second temperature measuring element and a first resistor connected in series between the first power source and ground potential,
The voltage divider circuit includes second and third resistors connected in series between the first power source and ground potential,
The output voltage output from the temperature sensor unit is output from a connection point between the second temperature measuring body and the second resistor,
The divided voltage output from the voltage dividing circuit is output from a connection point between the second resistor and the third resistor,
5. The gas sensor according to claim 4, wherein a difference in resistance values of the first to third resistors is 1% or less. 第３の測温体と、前記第３の測温体を加熱する第２のヒータ抵抗を含む第２のガスセンサ部をさらに備え、
前記第１の測温体と前記第３の測温体は、前記第１の電源と接地電位の間に直列に接続され、
前記検出電圧は、前記第１の測温体と前記第３の測温体の接続点から出力され、
前記信号処理回路は、前記温度センサ部の出力電圧と前記第１の電源の電圧に応じて、前記第２のヒータ抵抗に印加する第２の制御電圧を算出し、
前記第１の制御電圧と前記第２の制御電圧が互いに異なる値であり、これにより前記第１の測温体と前記第３の測温体が互いに異なる温度に加熱されることを特徴とする請求項４又は５に記載のガスセンサ。 further comprising a second gas sensor section including a third temperature measuring element and a second heater resistor that heats the third temperature measuring element;
The first temperature measuring body and the third temperature measuring body are connected in series between the first power source and ground potential,
The detection voltage is output from a connection point between the first temperature measuring body and the third temperature measuring body,
The signal processing circuit calculates a second control voltage to be applied to the second heater resistor according to the output voltage of the temperature sensor unit and the voltage of the first power supply,
The first control voltage and the second control voltage have different values, so that the first temperature measuring element and the third temperature measuring element are heated to different temperatures. The gas sensor according to claim 4 or 5. 前記信号処理回路は、前記第１の電源とは異なる第２の電源によって動作し、
前記第１の電源の電圧は、前記第２の電源の電圧よりも高いことを特徴とする請求項１乃至６のいずれか一項に記載のガスセンサ。 The signal processing circuit operates on a second power source different from the first power source,
The gas sensor according to any one of claims 1 to 6, wherein the voltage of the first power source is higher than the voltage of the second power source.
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