JP7413926B2 - Control equipment and power conversion equipment - Google Patents

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Description

本開示は、制御装置及び電力変換装置に関する。 The present disclosure relates to a control device and a power conversion device.

モータの駆動周波数の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が、モータに流れる電流に含まれていることがあり、このような高調波成分を低減する技術が知られている（例えば、特許文献１，２，３参照）。 The current flowing through the motor may contain harmonic components such as components five times or seven times the driving frequency of the motor, and techniques for reducing such harmonic components are known (for example, (See Patent Documents 1, 2, 3).

特許第４４８８１２２号公報Patent No. 4488122 特許第５２８８００９号公報Patent No. 5288009 特許第６５９７９４８号公報Patent No. 6597948

しかしながら、従来の技術では、モータの角周波数が変動すると、モータに流れる電流に生じる高調波を十分に低減できない場合がある。 However, with conventional techniques, when the angular frequency of the motor fluctuates, it may not be possible to sufficiently reduce harmonics occurring in the current flowing through the motor.

本開示は、モータの角周波数が変動しても、モータに流れる電流に生じる高調波を低減可能な制御装置及び電力変換装置を提供する。 The present disclosure provides a control device and a power conversion device that can reduce harmonics generated in a current flowing through a motor even if the angular frequency of the motor changes.

本開示は、
インバータ回路によりモータに流れる電流を制御する指令値を生成する電流制御部と、
前記モータの相電圧又は線間電圧又は相電流の検出値から、前記モータの角周波数の整数倍の周波数成分を抽出する第１トラッキングフィルタと、
前記モータに印加される電圧を制御する電圧指令値から、前記周波数成分を抽出する第２トラッキングフィルタと、
前記第１トラッキングフィルタにより前記検出値から抽出された前記周波数成分を有する第１抽出値と、前記第２トラッキングフィルタにより前記電圧指令値から抽出された前記周波数成分を有する第２抽出値との偏差に応じた補正値を生成する補正部と、
前記指令値に前記補正値を加えることによって、前記電圧指令値を生成する電圧制御部と、を備える、制御装置を提供する。 This disclosure:
a current control unit that generates a command value for controlling the current flowing to the motor by an inverter circuit;
a first tracking filter that extracts a frequency component that is an integral multiple of the angular frequency of the motor from the detected value of the phase voltage, line voltage, or phase current of the motor;
a second tracking filter that extracts the frequency component from a voltage command value that controls the voltage applied to the motor;
a deviation between a first extracted value having the frequency component extracted from the detected value by the first tracking filter and a second extracted value having the frequency component extracted from the voltage command value by the second tracking filter; a correction unit that generates a correction value according to the
A control device is provided, comprising: a voltage control section that generates the voltage command value by adding the correction value to the command value.

本開示は、当該制御装置と、前記インバータ回路と、を備える、電力変換装置を提供する。 The present disclosure provides a power conversion device including the control device and the inverter circuit.

本開示によれば、モータの角周波数が変動しても、モータに流れる電流に生じる高調波を低減できる。 According to the present disclosure, even if the angular frequency of the motor changes, harmonics generated in the current flowing through the motor can be reduced.

一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power conversion device in an embodiment. 制御装置の第１構成例を示す制御ブロック図である。FIG. 2 is a control block diagram showing a first configuration example of a control device. トラッキングフィルタの一構成例を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an example of a configuration of a tracking filter. モータの磁極位置θ（電気角）を例示するタイミングチャートである。It is a timing chart illustrating the magnetic pole position θ (electrical angle) of the motor. 磁極位置θ（電気角）を６逓倍した電気角Θ'を例示するタイミングチャートである。It is a timing chart illustrating an electrical angle Θ' obtained by multiplying the magnetic pole position θ (electrical angle) by six. 基本波と６次高調波を例示するタイミングチャートである。It is a timing chart illustrating a fundamental wave and a sixth harmonic. 基本波と６次高調波との合成波を例示するタイミングチャートである。3 is a timing chart illustrating a composite wave of a fundamental wave and a sixth harmonic. 制御装置の第２構成例を示す制御ブロック図である。FIG. 3 is a control block diagram showing a second configuration example of the control device. 制御装置の第３構成例を示す制御ブロック図である。FIG. 3 is a control block diagram showing a third configuration example of the control device.

以下、本開示に係る実施形態について図面を参照して説明する。 Embodiments according to the present disclosure will be described below with reference to the drawings.

図１は、一実施形態における電力変換装置の構成例を示す図である。図１に示す電力変換装置１３は、電源１から供給される入力電力を、モータ６を駆動する交流電力に変換する。図１には、電源１が三相の交流電力を出力する交流電源が例示されている。 FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration example of a power converter according to an embodiment. The power converter 13 shown in FIG. 1 converts input power supplied from the power source 1 into AC power that drives the motor 6. FIG. 1 shows an example of an AC power source in which a power source 1 outputs three-phase AC power.

モータ６は、複数のコイルを有する電動機である。モータ６は、例えば、Ｕ相コイルとＶ相コイルとＷ相コイルとを有する三相の電動機である。モータ６は、同期モータでも誘導モータでもよい。モータ６は、速度・位置センサ１２が取り付けられたモータ（センサ付きモータ）でも、速度・位置センサ１２が取り付けられていないモータ（センサレス型モータ）でもよい。 The motor 6 is an electric motor having multiple coils. The motor 6 is, for example, a three-phase electric motor having a U-phase coil, a V-phase coil, and a W-phase coil. The motor 6 may be a synchronous motor or an induction motor. The motor 6 may be a motor to which the speed/position sensor 12 is attached (sensor-equipped motor) or a motor to which the speed/position sensor 12 is not attached (sensorless motor).

速度・位置センサ１２は、モータ６のロータの角周波数ω１及びモータ６のロータの磁石の角度位置（磁極位置θ）を検出し、角周波数ω１及び磁極位置θの検出値を制御装置８に出力する。制御装置８は、速度・位置センサ１２により検出される角周波数ω１を積分することによって、磁極位置θを検出してもよい。速度・位置センサ１２を使用しない場合、制御装置８は、電流センサ９により検出された二相又は三相の相電流と、制御装置８で演算されるインバータ回路４の出力電圧指令値あるいは相電圧検出回路１１から得た相電圧検出値とに基づいてモータ６の磁極位置θをオブザーバにより推定してもよい。 The speed/position sensor 12 detects the angular frequency ω 1 of the rotor of the motor 6 and the angular position (magnetic pole position θ) of the rotor magnet of the motor 6, and sends the detected values of the angular frequency ω 1 and the magnetic pole position θ to the control device 8. Output to. The control device 8 may detect the magnetic pole position θ by integrating the angular frequency ω 1 detected by the speed/position sensor 12 . When the speed/position sensor 12 is not used, the control device 8 uses the two-phase or three-phase phase current detected by the current sensor 9 and the output voltage command value or phase voltage of the inverter circuit 4 calculated by the control device 8. The magnetic pole position θ of the motor 6 may be estimated by an observer based on the phase voltage detection value obtained from the detection circuit 11.

電力変換装置１３は、主回路５、電流センサ９、中性点回路１０、相電圧検出回路１１、制御装置８及びゲート駆動回路７を備える。 The power conversion device 13 includes a main circuit 5, a current sensor 9, a neutral point circuit 10, a phase voltage detection circuit 11, a control device 8, and a gate drive circuit 7.

主回路５は、整流回路２とコンデンサ３とインバータ回路４とを有する。整流回路２は、電源１から供給される交流を直流に変換する。コンデンサ３は、整流回路２から出力される直流電圧を平滑化する。インバータ回路４は、入力される直流電力に基づいて、モータ６を駆動する。なお、電源１が直流電源の場合、整流回路２はなくてもよいので、電源１はコンデンサ３に接続される。 The main circuit 5 includes a rectifier circuit 2, a capacitor 3, and an inverter circuit 4. The rectifier circuit 2 converts alternating current supplied from the power source 1 into direct current. Capacitor 3 smoothes the DC voltage output from rectifier circuit 2 . The inverter circuit 4 drives the motor 6 based on the input DC power. Note that if the power source 1 is a DC power source, the rectifier circuit 2 may not be provided, so the power source 1 is connected to the capacitor 3.

インバータ回路４は、ゲート駆動回路７から供給される複数のゲート駆動信号に従ってオン又はオフとなる複数のスイッチング素子を有し、複数のスイッチング素子のスイッチングによって、入力される直流を交流に変換する電力変換回路である。インバータ回路４は、交流の駆動電流（三相のモータ６の場合、三相の駆動電流）をモータ６に供給することによって、モータ６のロータを回転させる。 The inverter circuit 4 has a plurality of switching elements that are turned on or off according to a plurality of gate drive signals supplied from the gate drive circuit 7, and uses power to convert input direct current into alternating current by switching the plurality of switching elements. It is a conversion circuit. The inverter circuit 4 rotates the rotor of the motor 6 by supplying an alternating current drive current (three-phase drive current in the case of a three-phase motor 6) to the motor 6.

インバータ回路４で同じ出力相に接続される２つスイッチング素子を上下アームのスイッチング素子と称し、例えば１つのスイッチング素子は、トランジスタと、そのトランジスタに逆並列に接続されるダイオードとを有する。トランジスタの具体例として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）などが挙げられる。 Two switching elements connected to the same output phase in the inverter circuit 4 are referred to as upper and lower arm switching elements. For example, one switching element includes a transistor and a diode connected antiparallel to the transistor. Specific examples of transistors include IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors) and MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors).

スイッチング素子と逆並列ダイオードとのうち少なくとも一方は、ＳｉＣ（炭化ケイ素）やＧａＮ（窒化ガリウム）やＧａ２Ｏ３（酸化ガリウム）やダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を含む素子であってもよい。ワイドバンドギャップ半導体をスイッチング素子に適用することにより、スイッチング素子の損失低減の効果が高まる。なお、スイッチング素子は、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。同様に、ワイドバンドギャップ半導体を含む素子をダイオードに適用することにより、ダイオードの損失低減の効果が高まる。なお、ダイオードは、Ｓｉ（シリコン）などの半導体を含む素子でもよい。 At least one of the switching element and the anti-parallel diode may be an element containing a wide bandgap semiconductor such as SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), Ga 2 O 3 (gallium oxide), or diamond. By applying a wide bandgap semiconductor to a switching element, the effect of reducing loss in the switching element is enhanced. Note that the switching element may be an element containing a semiconductor such as Si (silicon). Similarly, by applying an element including a wide bandgap semiconductor to a diode, the effect of reducing loss in the diode is enhanced. Note that the diode may be an element containing a semiconductor such as Si (silicon).

電流センサ９は、モータ６に流れるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電流の電流値を検出し、検出した電流値を表す相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを制御装置８に出力する。三相のモータ６の場合、電流センサ９は、三相の出力線１４のそれぞれに流れる電流を検出してもよいし、三相の出力線１４のうち二相の出力線のそれぞれに流れる電流を検出してもよい。制御装置８は、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０の関係に基づいて、二相分の相電流検出値から、残り一相分の相電流検出値を算出できる。電流センサ９は、他の公知の検出方式で電流を検出するものでもよい。 The current sensor 9 detects current values of phase currents of the U, V, and W phases flowing through the motor 6, and outputs phase current detection values Iu, Iv, and Iw representing the detected current values to the control device 8. In the case of a three-phase motor 6, the current sensor 9 may detect the current flowing in each of the three-phase output lines 14, or may detect the current flowing in each of two-phase output lines of the three-phase output lines 14. may be detected. The control device 8 can calculate the phase current detection value for the remaining one phase from the phase current detection value for the two phases based on the relationship Iu+Iv+Iw=0. The current sensor 9 may be one that detects current using another known detection method.

中性点回路１０は、モータ６に印加される相電圧の検出用に中性点を生成する回路である。中性点回路１０は、例えば、複数の出力線１４のうち対応する一の出力線に一端が接続され、他端が互いに共通に接続される複数の容量素子を有する。複数の容量素子の共通接続点が中性点に相当する。 The neutral point circuit 10 is a circuit that generates a neutral point for detecting the phase voltage applied to the motor 6. The neutral point circuit 10 includes, for example, a plurality of capacitive elements whose one end is connected to a corresponding one of the plurality of output lines 14 and whose other ends are commonly connected to each other. A common connection point of a plurality of capacitive elements corresponds to a neutral point.

相電圧検出回路１１は、モータ６に印加されるＵ，Ｖ，Ｗ各相の相電圧の電圧値を検出し、検出した電圧値を表す相電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを制御装置８に出力する。相電圧検出回路１１は、例えば、中性点回路１０により生成される中性点を基準に複数の出力線１４のそれぞれの電圧（相電圧）を検出する。なお、中性点回路１０の代わりにＵＶ間、ＶＷ間、ＷＵ間の電圧（線間電圧）をそれぞれ検出し、検出した線間電圧を制御装置８内部で三相対称座標法により相電圧に変換してもよい。 The phase voltage detection circuit 11 detects the voltage values of the phase voltages of the U, V, and W phases applied to the motor 6, and sends phase voltage detection values Vu, Vv, and Vw representing the detected voltage values to the control device 8. Output. The phase voltage detection circuit 11 detects each voltage (phase voltage) of the plurality of output lines 14 with reference to the neutral point generated by the neutral point circuit 10, for example. In addition, instead of the neutral point circuit 10, voltages (line voltages) between UV, between VW, and between WU are detected, and the detected line voltages are converted into phase voltages within the control device 8 using the three-phase symmetrical coordinate method. May be converted.

制御装置８は、モータ６を駆動するインバータ回路４を制御する複数の制御信号を生成し、それらの複数の制御信号をゲート駆動回路７に出力する。ゲート駆動回路７は、制御装置８から供給される複数の制御信号に従って、インバータ回路４内の複数のスイッチング素子のゲートを駆動するゲート駆動信号を生成する。 The control device 8 generates a plurality of control signals for controlling the inverter circuit 4 that drives the motor 6, and outputs the plurality of control signals to the gate drive circuit 7. The gate drive circuit 7 generates gate drive signals for driving the gates of the plurality of switching elements in the inverter circuit 4 according to the plurality of control signals supplied from the control device 8 .

図２は、制御装置の第１構成例を示すブロック図である。図２に示す制御装置８Ａは、図１に示す制御装置８の第１例である。図２は、主に、電流制御系から複数の制御信号を生成するモータ制御部を示している。なお、制御装置８Ａにおける各部の機能は、不図示の記憶装置に読み出し可能に記憶されるプログラムによってＣＰＵ（Central Processing Unit）等のプロセッサが動作することにより実現される。 FIG. 2 is a block diagram showing a first configuration example of the control device. The control device 8A shown in FIG. 2 is a first example of the control device 8 shown in FIG. FIG. 2 mainly shows a motor control section that generates a plurality of control signals from a current control system. The functions of each part of the control device 8A are realized by a processor such as a CPU (Central Processing Unit) operating according to a program readably stored in a storage device (not shown).

図２に示す制御装置８Ａは、永久磁石同期モータの場合はロータと同期して回転する直交回転座標軸であるｄｑ軸上でモータ６を制御することで、高性能なトルク制御や速度制御を実現する。 In the case of a permanent magnet synchronous motor, the control device 8A shown in FIG. 2 achieves high-performance torque control and speed control by controlling the motor 6 on the dq axes, which are orthogonal rotational coordinate axes that rotate in synchronization with the rotor. do.

ｄ軸は、ロータの実際の磁極位置θを表す実角度方向（ロータの磁石により発生する磁束の方向）に伸びる実軸であり、ｑ軸は、ｄ軸から電気角で９０°進んだ方向に伸びる実軸である。ｄ軸及びｑ軸は、合わせて、ｄｑ軸又はｄ，ｑ軸と称することがある。ｄｑ軸は、ベクトル制御等におけるモデル上の軸である。ロータの磁極位置θは、モータ６の基準コイル（例えば、Ｕ相コイル）の位置を基準に、ｄ軸が進む角度（電気角）で表される。 The d-axis is a real axis that extends in the real angular direction (the direction of the magnetic flux generated by the rotor's magnets) representing the rotor's actual magnetic pole position θ, and the q-axis extends in the direction 90 degrees electrically from the d-axis. It is a real axis that extends. The d-axis and the q-axis may be collectively referred to as the dq-axis or the d,q-axis. The dq axes are axes on a model in vector control and the like. The magnetic pole position θ of the rotor is expressed as an angle (electrical angle) at which the d-axis advances with respect to the position of a reference coil (for example, a U-phase coil) of the motor 6.

制御装置８Ａは、電流制御部３７、電流座標変換器２２、電圧座標変換器２８、第１トラッキングフィルタ２９、第２トラッキングフィルタ３０、補正部３８及び電圧制御部３９を備える。 The control device 8A includes a current control section 37, a current coordinate converter 22, a voltage coordinate converter 28, a first tracking filter 29, a second tracking filter 30, a correction section 38, and a voltage control section 39.

電流制御部３７は、インバータ回路４によりモータ６に流れる電流を制御する指令値を生成する。電流制御部３７は、例えば、不図示の速度制御部の出力として与えられるトルク指令値を用いて生成される電流指令値Ｉｑ＊と、不図示の磁束を制御する電流指令値Ｉｄ＊とに基づいて、ｄ軸指令値Ｖｄ＊＊及びｑ軸指令値Ｖｑ＊＊を生成する。ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊は、モータ６のｄ軸方向に流すｄ軸電流の指令値を表し、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊は、モータ６のｑ軸方向に流すｑ軸電流の指令値を表す。ｄ軸指令値Ｖｄ＊＊は、モータ６のｄ軸方向に生じるｄ軸電圧の指令値を表し、ｑ軸指令値Ｖｑ＊＊は、モータ６のｑ軸方向に生じるｑ軸電圧の指令値を表する。 The current control unit 37 generates a command value for controlling the current flowing to the motor 6 by the inverter circuit 4 . The current control unit 37 is configured, for example, based on a current command value Iq * that is generated using a torque command value given as an output of a speed control unit (not shown), and a current command value Id * that controls magnetic flux (not shown). Then, a d-axis command value Vd ** and a q-axis command value Vq ** are generated. The d-axis current command value Id * represents the command value of the d-axis current flowing in the d-axis direction of the motor 6, and the q-axis current command value Iq * represents the command value of the q-axis current flowing in the q-axis direction of the motor 6. represent. The d-axis command value Vd ** represents the command value of the d-axis voltage generated in the d-axis direction of the motor 6, and the q-axis command value Vq ** represents the command value of the q-axis voltage generated in the q-axis direction of the motor 6. represent.

電流制御部３７は、例えば、ローパスフィルタ２１、減算器２３及び電流調節器２４を有する。 The current control unit 37 includes, for example, a low-pass filter 21, a subtracter 23, and a current regulator 24.

ローパスフィルタ２１は、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の高周波成分を減衰させる。減算器２３は、ｄ軸電流指令値Ｉｄ＊とｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔとのｄ軸電流差ΔＩｄ＊と、ｑ軸電流指令値Ｉｑ＊とｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔとのｑ軸電流差ΔＩｑ＊とを算出する。電流調節器２４は、比例積分制御等を用いて、ｄ軸電流差ΔＩｄ＊が零に収束するようにｄ軸指令値Ｖｄ＊＊を生成するとともに、ｑ軸電流差ΔＩｑ＊が零に収束するようにｑ軸指令値Ｖｄ＊＊を生成する。 The low-pass filter 21 attenuates high frequency components of the current command values Id * , Iq * . The subtracter 23 calculates the d-axis current difference ΔId * between the d-axis current command value Id * and the d-axis current detected value Id_det, and the q-axis current difference ΔIq between the q-axis current command value Iq * and the q-axis current detected value Iq_det. * Calculate. The current regulator 24 uses proportional-integral control or the like to generate a d-axis command value Vd ** so that the d-axis current difference ΔId * converges to zero, and at the same time, the q-axis current difference ΔIq * converges to zero. The q-axis command value Vd ** is generated as follows.

電流制御部３７は、モータ６の公知の電圧方程式で表されるモータモデル２５を用いて、電流指令値Ｉｄ＊，Ｉｑ＊から、フィードフォワード指令値を生成してもよい。この場合、電流制御部３７は、ｄ軸電圧のフィードフォワード指令値と電流調節器２４により生成されるｄ軸電圧の指令値とを加算器２６により加算することによって、ｄ軸指令値Ｖｄ＊＊を生成する。同様に、電流制御部３７は、ｑ軸電圧のフィードフォワード指令値と電流調節器２４により生成されるｑ軸電圧の指令値とを加算器２６により加算することによって、ｑ軸指令値Ｖｑ＊＊を生成する。 The current control unit 37 may generate the feedforward command value from the current command values Id * , Iq * using the motor model 25 expressed by a known voltage equation for the motor 6. In this case, the current control unit 37 adds the d-axis voltage feedforward command value and the d-axis voltage command value generated by the current regulator 24 using the adder 26, thereby obtaining the d-axis command value Vd **. generate. Similarly, the current control unit 37 adds the feedforward command value of the q-axis voltage and the command value of the q-axis voltage generated by the current regulator 24 using the adder 26, thereby obtaining the q-axis command value Vq **. generate.

電流座標変換器２２は、磁極位置θの検出値又は推定値を用いて、三相の相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔ）に三相二相変換により変換する。 The current coordinate converter 22 converts the three-phase phase current detection values Iu, Iv, Iw into two-phase current detection values (d-axis current detection value Id_det, q-axis current detection value Id_det, q-axis current detection value Id_det, q-axis current detection value Id_det, The detected value Iq_det) is converted into the detected value Iq_det) by three-phase two-phase conversion.

電圧座標変換器２８は、磁極位置θの検出値又は推定値を用いて、三相の相電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗを二相の電圧検出値（ｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔ）に三相二相変換により変換する。 The voltage coordinate converter 28 converts the three-phase phase voltage detection values Vu, Vv, Vw into two-phase voltage detection values (d-axis voltage detection value Vd_det, q-axis voltage detection value Vd_det, q-axis voltage detection value Vd_det, q-axis voltage detection value The detected value Vq_det) is converted to the detected value Vq_det) by three-phase two-phase conversion.

第１トラッキングフィルタ２９は、二相の電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔのそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の整数倍（Ｎ倍）の周波数成分を抽出する。Ｎは２以上の整数を表す。第１トラッキングフィルタ２９は、ｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔから抽出された周波数成分を有するｄ軸第１抽出値Ｖｄｅを出力するとともに、ｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔから抽出された周波数成分を有するｑ軸第１抽出値Ｖｑｅを出力する。 The first tracking filter 29 extracts a frequency component that is an integral multiple (N times) of the angular frequency ω 1 of the motor 6 from each of the two-phase voltage detection values Vd_det and Vq_det. N represents an integer of 2 or more. The first tracking filter 29 outputs a d-axis first extracted value Vde having a frequency component extracted from the d-axis voltage detection value Vd_det, and outputs a q-axis first extracted value Vde having a frequency component extracted from the q-axis voltage detection value Vq_det. 1. Output the extracted value Vqe.

第２トラッキングフィルタ３０は、モータ６に印加される電圧を制御する電圧指令値（後述のｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊及びｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊）のそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の整数倍（Ｎ倍）の周波数成分を抽出する。第２トラッキングフィルタ３０は、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊から抽出された周波数成分を有するｄ軸第２抽出値Ｖｄｅ＊を出力するとともに、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊から抽出された周波数成分を有するｑ軸第２抽出値Ｖｑｅ＊を出力する。 The second tracking filter 30 determines the angular frequency ω 1 of the motor 6 from each of voltage command values (d-axis voltage command value Vd * and q-axis voltage command value Vq * described below) that control the voltage applied to the motor 6. Extract frequency components that are an integral multiple (N times) of . The second tracking filter 30 outputs a d-axis second extracted value Vde * having a frequency component extracted from the d-axis voltage command value Vd * , and also has a frequency component extracted from the q-axis voltage command value Vq * . Output the q-axis second extracted value Vqe * .

トラッキングフィルタは、バンドパスフィルタやノッチフィルタのような、特定の周波数成分を取り出すフィルタの一種である。第１トラッキングフィルタ２９及び第２トラッキングフィルタ３０は、モータ６の角周波数ω１に同期する狭帯域バンドパスフィルタであり、抽出したい周波数成分に対応する電気角Θ'が入力される。磁極位置θが、角周波数ω１と時間ｔとの積で表されるとき（θ＝ω１×ｔ）、電気角Θ'は、整数Ｎと角周波数ω１と時間ｔとの積で表される（Θ'＝Ｎ×θ＝Ｎ×ω１×ｔ）。図４は、モータの磁極位置θ（電気角）を例示するタイミングチャートである。図５は、磁極位置θ（電気角）を６逓倍した電気角Θ'（Ｎ＝６の場合）を例示するタイミングチャートである。 A tracking filter is a type of filter that extracts a specific frequency component, such as a bandpass filter or a notch filter. The first tracking filter 29 and the second tracking filter 30 are narrowband bandpass filters synchronized with the angular frequency ω 1 of the motor 6, and are inputted with an electrical angle Θ' corresponding to the frequency component to be extracted. When the magnetic pole position θ is expressed as the product of the angular frequency ω 1 and the time t (θ = ω 1 × t), the electrical angle Θ' is expressed as the product of the integer N, the angular frequency ω 1 , and the time t. (Θ'=N×θ=N×ω 1 ×t). FIG. 4 is a timing chart illustrating the magnetic pole position θ (electrical angle) of the motor. FIG. 5 is a timing chart illustrating an electrical angle Θ' (when N=6) obtained by multiplying the magnetic pole position θ (electrical angle) by six.

図３は、トラッキングフィルタの一構成例を示す図である。トラッキングフィルタは、電気角ωｔと同じ周波数成分のみを直流量に変換し、電気角ωｔと異なる周波数成分をローパスフィルタで減衰させてから、逆変換を行うことで、特定の周波数成分だけを抽出する処理を行う。図３に示すトラッキングフィルタにおいて、ａ，ｂは入力信号、ｃ，ｄはａ，ｂを回転座標変換して加算器４１，４２から出力される信号、ｅ，ｆはｃ，ｄの高周波成分を減衰させるローパスフィルタ４３，４４から出力される信号、Ａ'，Ｂ'はｅ，ｆを固定座標変換して加算器４５，４６から出力される信号を表す。 FIG. 3 is a diagram showing an example of the configuration of a tracking filter. The tracking filter extracts only specific frequency components by converting only the frequency components that are the same as the electrical angle ωt into a DC amount, attenuating frequency components that differ from the electrical angle ωt using a low-pass filter, and then performing inverse conversion. Perform processing. In the tracking filter shown in FIG. 3, a and b are input signals, c and d are signals output from adders 41 and 42 by rotating a and b, and e and f are high frequency components of c and d. Signals A' and B' output from the attenuating low-pass filters 43 and 44 represent signals output from the adders 45 and 46 after fixed coordinate transformation of e and f.

図２に示す第１トラッキングフィルタ２９を図３に示す構成で実現する場合、ａはｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ、ｂはｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔ、ωｔはΘ'、Ａ'はｄ軸第１抽出値Ｖｄｅ、Ｂ'はｑ軸第１抽出値Ｖｑｅに相当する。一方、図２に示す第２トラッキングフィルタ３０を図３に示す構成で実現する場合、ａはｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊、ｂはｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊、ωｔはΘ'、Ａ'はｄ軸第２抽出値Ｖｄｅ＊、Ｂ'はｑ軸第２抽出値Ｖｑｅ＊に相当する。 When realizing the first tracking filter 29 shown in FIG. 2 with the configuration shown in FIG. 3, a is the d-axis voltage detection value Vd_det, b is the q-axis voltage detection value Vq_det, ωt is Θ', and A' is the d-axis The extracted values Vde and B' correspond to the q-axis first extracted value Vqe. On the other hand, when the second tracking filter 30 shown in FIG. 2 is realized with the configuration shown in FIG. 3, a is the d-axis voltage command value Vd * , b is the q-axis voltage command value Vq * , ωt is Θ', and A' is The d-axis second extracted value Vde * , B' corresponds to the q-axis second extracted value Vqe * .

図１に示すインバータ回路４では、６つのスイッチング素子がスイッチングする際、上下アームのスイッチング素子が両方ともオフとなる期間（デッドタイム）が設けられる。このデッドタイムが設けられると、モータ６の基本周波数（角周波数ω１）の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が、モータ６に印加される電圧が発生するので、モータ６に流れる電流にも発生する。その結果、角周波数ω１の５倍成分や７倍成分などの高調波成分が、三相の相電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに含まれる。 In the inverter circuit 4 shown in FIG. 1, when the six switching elements switch, a period (dead time) is provided in which both the upper and lower arm switching elements are turned off. When this dead time is provided, harmonic components such as the 5th and 7th times components of the fundamental frequency (angular frequency ω 1 ) of the motor 6 flow to the motor 6 because the voltage applied to the motor 6 is generated. It also occurs in electric current. As a result, harmonic components such as the fifth and seventh times the angular frequency ω1 are included in the three-phase phase voltage detection values Vu, Vv, and Vw.

しかしながら、三相の相電圧検出値Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗが三相二相変換により二相の電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔに回転座標変換されると、角周波数ω１の（６×ｎ）倍の高調波成分が、電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔに現れることになる。ｎは、自然数を表す。 However, when the three-phase phase voltage detection values Vu, Vv, and Vw are rotated into the two-phase voltage detection values Vd_det and Vq_det by three-phase two-phase conversion, the angular frequency ω is (6×n) times 1 . Harmonic components will appear in the voltage detection values Vd_det and Vq_det. n represents a natural number.

そこで、ｎ＝１、Ｎ＝６に設定し、電気角Θ'（＝６×θ）を第１トラッキングフィルタ２９及び第２トラッキングフィルタ３０に入力することによって、デッドタイムによって生じる６倍成分の高調波成分を抽出できる。 Therefore, by setting n=1 and N=6 and inputting the electrical angle Θ' (=6×θ) to the first tracking filter 29 and the second tracking filter 30, the harmonics of the 6-fold component caused by the dead time can be adjusted. Wave components can be extracted.

例えば、図６に挙げるような２つの周波数成分があったとき、これらを合成した波形は図７に示すような波形となる。つまり、第１トラッキングフィルタ２９及び第２トラッキングフィルタ３０は、図７に示すような波形となる電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔから、図６の点線で示すような６次高調波成分を抽出する。 For example, when there are two frequency components as shown in FIG. 6, the waveform obtained by combining them becomes a waveform as shown in FIG. 7. That is, the first tracking filter 29 and the second tracking filter 30 extract the sixth harmonic component as shown by the dotted line in FIG. 6 from the voltage detection values Vd_det and Vq_det having the waveform as shown in FIG. 7.

図２において、補正部３８は、第１トラッキングフィルタ２９により得られるｄ軸第１抽出値Ｖｄｅと、第２トラッキングフィルタ３０により得られるｄ軸第２抽出値Ｖｄｅ＊との偏差に応じたｄ軸補正値Ｖｄｃを生成する。補正部３８は、第１トラッキングフィルタ２９により得られるｑ軸第１抽出値Ｖｑｅと、第２トラッキングフィルタ３０により得られるｑ軸第２抽出値Ｖｑｅ＊との偏差に応じたｑ軸補正値Ｖｑｃを生成する。 In FIG. 2, the correction unit 38 adjusts the d-axis according to the deviation between the d-axis first extracted value Vde obtained by the first tracking filter 29 and the d-axis second extracted value Vde * obtained by the second tracking filter 30. A correction value Vdc is generated. The correction unit 38 calculates a q-axis correction value Vqc according to the deviation between the q-axis first extracted value Vqe obtained by the first tracking filter 29 and the q-axis second extracted value Vqe * obtained by the second tracking filter 30. generate.

補正部３８は、例えば、減算器３２、乗算器３３及びリミッタ３４を有する。 The correction unit 38 includes, for example, a subtracter 32, a multiplier 33, and a limiter 34.

減算器３２は、ｄ軸第１抽出値Ｖｄｅとｄ軸第２抽出値Ｖｄｅ＊とのｄ軸抽出値偏差ｅｄを算出するとともに、ｑ軸第１抽出値Ｖｑｅとｑ軸第２抽出値Ｖｑｅ＊とのｑ軸抽出値偏差ｅｑを算出する。 The subtracter 32 calculates a d-axis extracted value deviation ed between the d-axis first extracted value Vde and the d-axis second extracted value Vde * , and also calculates the d-axis extracted value deviation ed between the q-axis first extracted value Vqe and the q-axis second extracted value Vqe *. Calculate the q-axis extracted value deviation eq.

第２抽出値Ｖｄｅ＊，Ｖｑｅ＊は、第２トラッキングフィルタ３０により電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から遅延器３１により前回抽出された周波数成分を有するものでもよい。これにより、同じ制御タイミングでの抽出値同士について減算器３２での減算ができる。 The second extracted values Vde * , Vqe * may have frequency components previously extracted by the delay device 31 from the voltage command values Vd * , Vq * by the second tracking filter 30. This allows the subtracter 32 to subtract values extracted at the same control timing.

補正部３８は、例えば、ｄ軸抽出値偏差ｅｄにゲインＧを乗算器３３により乗算することによって、ｄ軸補正値Ｖｄｃを生成してもよい。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊の補正を微調整できる。補正部３８は、例えば、ｑ軸抽出値偏差ｅｑにゲインＧを乗算器３３により乗算することによって、ｑ軸補正値Ｖｑｃを生成してもよい。これにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の補正を微調整できる。 The correction unit 38 may generate the d-axis correction value Vdc by, for example, multiplying the d-axis extracted value deviation ed by the gain G using the multiplier 33. Thereby, the correction of the d-axis voltage command value Vd * can be finely adjusted. The correction unit 38 may generate the q-axis correction value Vqc by, for example, multiplying the q-axis extracted value deviation eq by a gain G using the multiplier 33. Thereby, the correction of the q-axis voltage command value Vq * can be finely adjusted.

補正部３８は、リミッタ３４により設定される所定の上限値を超えないように、ｄ軸補正値Ｖｄｃを生成してもよい。これにより、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊が過度に補正されることを抑制できる。補正部３８は、リミッタ３４により設定される所定の上限値を超えないように、ｑ軸補正値Ｖｑｃを生成してもよい。これにより、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊が過度に補正されることを抑制できる。 The correction unit 38 may generate the d-axis correction value Vdc so as not to exceed a predetermined upper limit set by the limiter 34. Thereby, excessive correction of the d-axis voltage command value Vd * can be suppressed. The correction unit 38 may generate the q-axis correction value Vqc so as not to exceed a predetermined upper limit set by the limiter 34. This can prevent the q-axis voltage command value Vq * from being excessively corrected.

電圧制御部３９は、ｄ軸指令値Ｖｄ＊＊にｄ軸補正値Ｖｄｃを加算器２７により加えることによって、ｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊を生成する。電圧制御部３９は、ｑ軸指令値Ｖｑ＊＊にｑ軸補正値Ｖｑｃを加算器２７により加えることによって、ｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊を生成する。これにより、モータ６の角周波数ω１が変動しても、モータ６に流れる電流に生じる高調波（上記のＮ＝６場合、５次高調波及び７次高調波）を低減できる。 The voltage control unit 39 generates the d-axis voltage command value Vd * by adding the d-axis correction value Vdc to the d-axis command value Vd ** using the adder 27. The voltage control unit 39 generates the q-axis voltage command value Vq * by adding the q-axis correction value Vqc to the q-axis command value Vq ** using the adder 27. Thereby, even if the angular frequency ω 1 of the motor 6 varies, harmonics (fifth harmonic and seventh harmonic in the case of N=6 described above) generated in the current flowing through the motor 6 can be reduced.

電圧制御部３９は、加算器２７、座標変換器３５及びＰＷＭ回路３６を有する。 The voltage control section 39 includes an adder 27, a coordinate converter 35, and a PWM circuit 36.

座標変換器３５は、磁極位置θの検出値又は推定値を用いて、二相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を三相の相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊，Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）に二相三相変換により変換する。 The coordinate converter 35 converts the two-phase voltage command values Vd * , Vq * into three-phase phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu * , V-phase voltage command value Vv * , W-phase voltage command value Vw * ) by two-phase three-phase conversion.

ＰＷＭ回路３６は、三相の相電圧指令値（Ｕ相電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖ相電圧指令値Ｖｖ＊，Ｗ相電圧指令値Ｖｗ＊）に基づいて、６つの上下アームをスイッチングさせるための複数の制御信号（パルス幅変調信号）を生成する。ＰＷＭは、パルス幅変調の略語である。ＰＷＭ回路３６は、例えば、搬送波比較法（キャリア比較法）を用いて、複数の制御信号を生成する。搬送波（キャリア）の形状には、三角波や鋸波などがある。キャリア比較法は、マイクロコンピュータのタイマ機能の中に予め用意された機能によって実現できる。ＰＷＭ回路３６は、ＦＰＧＡで実現されてもよい。複数の制御信号は、空間ベクトル変調法などの他の方法により生成されてもよい。 The PWM circuit 36 is configured to switch the six upper and lower arms based on three-phase phase voltage command values (U-phase voltage command value Vu * , V-phase voltage command value Vv * , W-phase voltage command value Vw * ). Generate multiple control signals (pulse width modulation signals). PWM is an abbreviation for pulse width modulation. The PWM circuit 36 generates a plurality of control signals using, for example, a carrier comparison method. The shape of the carrier wave includes a triangular wave, a sawtooth wave, and the like. The carrier comparison method can be realized by a function prepared in advance in the timer function of the microcomputer. PWM circuit 36 may be implemented with an FPGA. The plurality of control signals may also be generated by other methods such as space vector modulation.

図８は、制御装置の第２構成例を示す制御ブロック図である。図８に示す制御装置８Ｂは、図１に示す制御装置８の第２例である。上述の制御装置８Ａの構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで、省略する。図８に示す制御装置８Ｂは、モータモデル４０を有する点で、制御装置８Ａと異なる。 FIG. 8 is a control block diagram showing a second configuration example of the control device. A control device 8B shown in FIG. 8 is a second example of the control device 8 shown in FIG. A description of a configuration similar to the configuration example of the control device 8A described above will be omitted in favor of the above description. A control device 8B shown in FIG. 8 differs from the control device 8A in that it includes a motor model 40.

図８において、電流座標変換器２２は、磁極位置θの検出値又は推定値を用いて、三相の相電流検出値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを二相の電流検出値（ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔ）に三相二相変換により変換する。制御装置８Ｂは、モータ６の公知の電圧方程式で表されるモータモデル４０を用いて、ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔから、ｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔを生成する。制御装置８Ｂは、例えば、ｄ軸電流検出値Ｉｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電流検出値Ｉｑ＿ｄｅｔのそれぞれにモータ６の巻線抵抗値ｒを乗算することにって、ｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔを生成してもよい。 In FIG. 8, the current coordinate converter 22 converts the three-phase phase current detection values Iu, Iv, Iw into the two-phase current detection values (d-axis current detection value Id_de) using the detected value or estimated value of the magnetic pole position θ. , q-axis current detection value Iq_det) by three-phase to two-phase conversion. The control device 8B uses the motor model 40 expressed by a known voltage equation for the motor 6 to calculate the d-axis voltage detection value Vd_det and the q-axis voltage detection value from the d-axis current detection value Id_det and the q-axis current detection value Iq_det. Generate Vq_det. For example, the control device 8B multiplies the d-axis current detection value Id_det and the q-axis current detection value Iq_det by the winding resistance value r of the motor 6, thereby determining the d-axis voltage detection value Vd_det and the q-axis voltage detection value. A value Vq_det may be generated.

図８に示す構成によれば、相電圧検出回路１１及び中性点回路１０（図１参照）が無くても、モータ６の角周波数ω１の変動にかかわらず、モータ６に流れる電流に生じる高調波（上記のＮ＝６場合、６次高調波）を低減できる。相電圧検出回路１１及び中性点回路１０を削減することによって、電力変換装置の小型化が可能となる。 According to the configuration shown in FIG. 8, even without the phase voltage detection circuit 11 and the neutral point circuit 10 (see FIG. 1), the current flowing through the motor 6 is generated regardless of fluctuations in the angular frequency ω1 of the motor 6. It is possible to reduce harmonics (sixth harmonic in the case of N=6 above). By eliminating the phase voltage detection circuit 11 and the neutral point circuit 10, it is possible to downsize the power conversion device.

図９は、制御装置の第３構成例を示す制御ブロック図である。図９に示す制御装置８Ｃは、図１に示す制御装置８の第３例である。上述の制御装置８Ａの構成例と同様の構成についての説明は、上述の説明を援用することで、省略する。図９に示す制御装置８Ｃは、補正部３８、第１トラッキングフィルタ２９及び第２トラッキングフィルタ３０の構成が制御装置８Ａと異なる。 FIG. 9 is a control block diagram showing a third configuration example of the control device. A control device 8C shown in FIG. 9 is a third example of the control device 8 shown in FIG. A description of a configuration similar to the configuration example of the control device 8A described above will be omitted in favor of the above description. The control device 8C shown in FIG. 9 differs from the control device 8A in the configurations of a correction section 38, a first tracking filter 29, and a second tracking filter 30.

第１トラッキングフィルタ２９は、第１トラッキングフィルタ部２９ａと第２トラッキングフィルタ部２９ｂとを有する。 The first tracking filter 29 includes a first tracking filter section 29a and a second tracking filter section 29b.

第１トラッキングフィルタ部２９ａは、二相の電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔのそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の第１整数倍（ｎ１倍）の周波数成分を抽出する。ｎ１は２以上の整数を表す。第２トラッキングフィルタ部２９ｂは、二相の電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔのそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の第１整数倍（ｎ１倍）とは異なる第２整数倍（ｎ２倍）の周波数成分を抽出する。ｎ２は２以上の整数を表す。 The first tracking filter section 29a extracts a frequency component of a first integral multiple ( n1 times) of the angular frequency ω1 of the motor 6 from each of the two-phase voltage detection values Vd_det and Vq_det. n 1 represents an integer of 2 or more. The second tracking filter section 29b extracts a second integral multiple (n 2 times) different from the first integral multiple (n 1 times) of the angular frequency ω 1 of the motor 6 from each of the two-phase voltage detection values Vd_det and Vq_det . Extract the frequency components of. n 2 represents an integer of 2 or more.

第２トラッキングフィルタ３０は、第３トラッキングフィルタ部３０ａと第４トラッキングフィルタ部３０ｂとを有する。 The second tracking filter 30 includes a third tracking filter section 30a and a fourth tracking filter section 30b.

第３トラッキングフィルタ部３０ａは、二相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の第１整数倍（ｎ１倍）の周波数成分を抽出する。第４トラッキングフィルタ部３０ｂは、二相の電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のそれぞれから、モータ６の角周波数ω１の第２整数倍（ｎ２倍）の周波数成分を抽出する。 The third tracking filter unit 30a extracts a frequency component of a first integral multiple ( n1 times) of the angular frequency ω1 of the motor 6 from each of the two-phase voltage command values Vd * , Vq * . The fourth tracking filter section 30b extracts a frequency component that is a second integer multiple ( n2 times) of the angular frequency ω1 of the motor 6 from each of the two-phase voltage command values Vd * , Vq * .

制御装置８Ｃは、角周波数ω１とｎ１との積を積分することによって、第１トラッキングフィルタ部２９ａ及び第３トラッキングフィルタ部３０ａに入力される電気角θ１ ＊を算出する。制御装置８Ｃは、角周波数ω１とｎ２との積を積分することによって、第２トラッキングフィルタ部２９ｂ及び第４トラッキングフィルタ部３０ｂに入力される電気角θ２ ＊を算出する。 The control device 8C calculates the electrical angle θ 1 * input to the first tracking filter section 29a and the third tracking filter section 30a by integrating the product of the angular frequencies ω 1 and n 1 . The control device 8C calculates the electrical angle θ 2 * input to the second tracking filter section 29b and the fourth tracking filter section 30b by integrating the product of the angular frequencies ω 1 and n 2 .

補正部３８は、減算器３２ａ，３２ｂ及び加算器３２ｃを有する。 The correction unit 38 includes subtracters 32a, 32b and an adder 32c.

減算器３２ａは、第１トラッキングフィルタ部２９ａにより電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔから抽出されたｎ１倍の周波数成分を有する抽出値と第３トラッキングフィルタ部３０ａにより電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から抽出されたｎ１倍の周波数成分を有する抽出値との第１偏差ｅ１を算出する。第１偏差ｅ１は、ｎ１倍の周波数成分に関する上述のｄ軸抽出値偏差ｅｄ及びｑ軸抽出値偏差ｅｑ（図２参照）に対応する偏差である。制御装置８Ｃは、上述の遅延器３１（図２参照）と同じ機能を有する遅延器３１ａを有してもよい。 The subtracter 32a extracts an extracted value having a frequency component of n1 times the frequency component extracted from the voltage detection values Vd_det, Vq_det by the first tracking filter unit 29a and the voltage command values Vd * , Vq * by the third tracking filter unit 30a. A first deviation e 1 from the extracted value having a frequency component n 1 times larger than the calculated value is calculated. The first deviation e 1 is a deviation corresponding to the above-mentioned d-axis extracted value deviation ed and q-axis extracted value deviation eq (see FIG. 2) regarding the n 1 times frequency component. The control device 8C may include a delay device 31a having the same function as the above-described delay device 31 (see FIG. 2).

減算器３２ｂは、第２トラッキングフィルタ部２９ｂにより電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，Ｖｑ＿ｄｅｔから抽出されたｎ２倍の周波数成分を有する抽出値と第４トラッキングフィルタ部３０ｂにより電圧指令値Ｖｄ＊，Ｖｑ＊から抽出されたｎ２倍の周波数成分を有する抽出値との第２偏差ｅ２を算出する。第２偏差ｅ２は、ｎ２倍の周波数成分に関する上述のｄ軸抽出値偏差ｅｄ及びｑ軸抽出値偏差ｅｑ（図２参照）に対応する偏差である。制御装置８Ｃは、上述の遅延器３１（図２参照）と同じ機能を有する遅延器３１ｂを有してもよい。 The subtracter 32b extracts an extracted value having n twice the frequency component extracted from the voltage detection values Vd_det, Vq_det by the second tracking filter unit 29b and the voltage command values Vd * , Vq * by the fourth tracking filter unit 30b. A second deviation e 2 from the extracted value having n 2 times the frequency component is calculated. The second deviation e 2 is a deviation corresponding to the above-mentioned d-axis extracted value deviation ed and q-axis extracted value deviation eq (see FIG. 2) regarding the n 2 times frequency component. The control device 8C may include a delay device 31b having the same function as the above-described delay device 31 (see FIG. 2).

加算器３２ｃは、第１偏差ｅ１と第２偏差ｅ２とを加算することによって、ｄ軸補正値Ｖｄｃ及びｑ軸補正値Ｖｑｃを生成する。 The adder 32c generates a d-axis correction value Vdc and a q-axis correction value Vqc by adding the first deviation e1 and the second deviation e2 .

図９に示す構成によれば、モータ６の角周波数ω１の変動にかかわらず、モータ６に流れる電流に生じる複数次の高調波を低減できる。例えば、ｎ１を６、ｎ２を１２に設定することで、モータ６の角周波数ω１が変動しても、モータ６に流れる電流に生じる高調波（５次高調波及び７次高調波、並びに１１次高調波及び１３次高調波）を低減できる。 According to the configuration shown in FIG. 9, multiple harmonics occurring in the current flowing through the motor 6 can be reduced regardless of fluctuations in the angular frequency ω 1 of the motor 6. For example, by setting n 1 to 6 and n 2 to 12, even if the angular frequency ω 1 of the motor 6 changes, harmonics (fifth harmonics, seventh harmonics, and 11th harmonics and 13th harmonics).

なお、図９の構成において、電圧座標変換器２８に代えて、図８の場合と同様に、モータモデル４０を用いて、ｄ軸電圧検出値Ｖｄ＿ｄｅｔ，ｑ軸電圧検出値Ｖｑ＿ｄｅｔが生成されてもよい。 Note that in the configuration of FIG. 9, even if the d-axis voltage detection value Vd_det and the q-axis voltage detection value Vq_det are generated using the motor model 40 instead of the voltage coordinate converter 28, as in the case of FIG. good.

以上、制御装置及び電力変換装置を実施形態により説明したが、本発明は上記実施形態に限定されるものではない。他の実施形態の一部又は全部との組み合わせや置換などの種々の変形及び改良が、本発明の範囲内で可能である。 Although the control device and the power conversion device have been described above using the embodiments, the present invention is not limited to the above embodiments. Various modifications and improvements, such as combinations and substitutions with part or all of other embodiments, are possible within the scope of the present invention.

例えば、モータは、三相以外の複数相の電動機でもよい。 For example, the motor may be a multi-phase electric motor other than three phases.

１ 電源
２ 整流回路
３ コンデンサ
４ インバータ回路
５ 主回路
６ モータ
７ ゲート駆動回路
８，８Ａ，８Ｂ，８Ｃ 制御装置
９ 電流センサ
１０ 中性点回路
１１ 相電圧検出回路
１２ 速度・位置センサ
１３ 電力変換装置
１４ 出力線
２９ 第１トラッキングフィルタ
３０ 第２トラッキングフィルタ
３６ ＰＷＭ回路
３７ 電流制御部
３８ 補正部
３９ 電圧制御部 1 Power supply 2 Rectifier circuit 3 Capacitor 4 Inverter circuit 5 Main circuit 6 Motor 7 Gate drive circuit 8, 8A, 8B, 8C Control device 9 Current sensor 10 Neutral point circuit 11 Phase voltage detection circuit 12 Speed/position sensor 13 Power conversion device 14 Output line 29 First tracking filter 30 Second tracking filter 36 PWM circuit 37 Current control section 38 Correction section 39 Voltage control section

Claims (10)

インバータ回路によりモータに流れる電流を制御する指令値を生成する電流制御部と、
前記モータの相電圧又は線間電圧又は相電流の検出値から、前記モータの角周波数の整数倍の周波数成分を抽出する第１トラッキングフィルタと、
前記モータに印加される電圧を制御する電圧指令値から、前記周波数成分を抽出する第２トラッキングフィルタと、
前記第１トラッキングフィルタにより前記検出値から抽出された前記周波数成分を有する第１抽出値と、前記第２トラッキングフィルタにより前記電圧指令値から抽出された前記周波数成分を有する第２抽出値との偏差に応じた補正値を生成する補正部と、
前記指令値に前記補正値を加えることによって、前記電圧指令値を生成する電圧制御部と、を備える、制御装置。 a current control unit that generates a command value for controlling the current flowing to the motor by an inverter circuit;
a first tracking filter that extracts a frequency component that is an integral multiple of the angular frequency of the motor from the detected value of the phase voltage, line voltage, or phase current of the motor;
a second tracking filter that extracts the frequency component from a voltage command value that controls the voltage applied to the motor;
a deviation between a first extracted value having the frequency component extracted from the detected value by the first tracking filter and a second extracted value having the frequency component extracted from the voltage command value by the second tracking filter; a correction unit that generates a correction value according to the
A control device comprising: a voltage control section that generates the voltage command value by adding the correction value to the command value. 前記指令値及び前記電圧指令値は、それぞれ、二相の指令値であり、
前記検出値は、前記モータの三相の相電圧検出値から三相二相変換により変換された二相の電圧検出値である、請求項１に記載の制御装置。 The command value and the voltage command value are each two-phase command values,
The control device according to claim 1, wherein the detected value is a two-phase voltage detected value converted from a three-phase phase voltage detected value of the motor by three-phase two-phase conversion. 前記指令値及び前記電圧指令値は、それぞれ、二相の指令値であり、
前記検出値は、前記モータの三相の相電流検出値から三相二相変換により変換された二相の電流検出値に応じた電圧検出値である、請求項１に記載の制御装置。 The command value and the voltage command value are each two-phase command values,
The control device according to claim 1, wherein the detected value is a voltage detected value corresponding to a two-phase current detected value converted from a three-phase current detected value of the motor by three-phase two-phase conversion. 前記電圧検出値は、前記電流検出値に前記モータの巻線抵抗値を乗算することにより生成された値である、請求項３に記載の制御装置。 The control device according to claim 3, wherein the voltage detection value is a value generated by multiplying the current detection value by a winding resistance value of the motor. 前記整数倍は、（６×ｎ）倍（ｎは、自然数）である、請求項２から４のいずれか一項に記載の制御装置。 The control device according to any one of claims 2 to 4, wherein the integer multiple is (6×n) times (n is a natural number). 前記第２抽出値は、前記第２トラッキングフィルタにより前記電圧指令値から前回抽出された前記周波数成分を有する、請求項１から５のいずれか一項に記載の制御装置。 The control device according to any one of claims 1 to 5, wherein the second extracted value has the frequency component previously extracted from the voltage command value by the second tracking filter. 前記補正部は、前記偏差にゲインを乗算することによって、前記補正値を生成する、請求項１から６のいずれか一項に記載の制御装置。 The control device according to any one of claims 1 to 6, wherein the correction unit generates the correction value by multiplying the deviation by a gain. 前記補正部は、所定の上限値を超えないように前記補正値を生成する、請求項１から７のいずれか一項に記載の制御装置。 The control device according to any one of claims 1 to 7, wherein the correction unit generates the correction value so as not to exceed a predetermined upper limit value. 前記第１トラッキングフィルタは、前記検出値から、前記角周波数の第１整数倍の周波数成分と、前記角周波数の前記第１整数倍とは異なる第２整数倍の周波数成分とを抽出し、
前記第２トラッキングフィルタは、前記電圧指令値から、前記第１整数倍の周波数成分と、前記第２整数倍の周波数成分とを抽出し、
前記補正部は、前記第１トラッキングフィルタにより前記検出値から抽出された前記第１整数倍の周波数成分を有する抽出値と前記第２トラッキングフィルタにより前記電圧指令値から抽出された前記第１整数倍の周波数成分を有する抽出値との第１偏差と、前記第１トラッキングフィルタにより前記検出値から抽出された前記第２整数倍の周波数成分を有する抽出値と前記第２トラッキングフィルタにより前記電圧指令値から抽出された前記第２整数倍の周波数成分を有する抽出値との第２偏差とを用いて、前記補正値を生成する、請求項１から８のいずれか一項に記載の制御装置。 The first tracking filter extracts, from the detected value, a frequency component that is a first integral multiple of the angular frequency and a frequency component that is a second integral multiple of the angular frequency that is different from the first integral multiple,
The second tracking filter extracts a frequency component that is multiple of the first integral number and a frequency component that is multiple of the second integral number from the voltage command value,
The correction unit includes an extracted value having a frequency component that is a first integer multiple extracted from the detected value by the first tracking filter and a first integer multiple extracted from the voltage command value by the second tracking filter. a first deviation from an extracted value having a frequency component of The control device according to any one of claims 1 to 8, wherein the correction value is generated using a second deviation from an extracted value having a frequency component that is a multiple of the second integer. 請求項１から９のいずれか一項に記載の制御装置と、
前記インバータ回路と、を備える、電力変換装置。 A control device according to any one of claims 1 to 9,
A power conversion device comprising the inverter circuit.
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