JP7406402B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Description

本発明は、トランスとホトカプラを使用したＤＣ／ＤＣコンバータとして機能するスイッチング電源装置に関する。

図８にこの種の従来のスイッチング電源装置の回路を示す（例えば特許文献１）。このスイッチング電源回路は、ＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御するための制御回路２０Ａを備え、この制御回路２０ＡのＲＳＦＦ回路２３から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になると駆動回路２４から出力するゲート電圧Ｖｇが“Ｈ”になって、ＭＮＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮし、トランス１０の１次巻線Ｌ１に入力電圧Ｖｉｎによる電流が流れる。このとき、トランス１０の２次巻線Ｌ２に発生する起電力は逆極性となるのでダイオードＤ１に阻止されて電流は流れないが、補助巻線Ｌ３は電圧Ｖｒｉｓｅが正電圧で発生する。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしているときは、ＯＮ期間制御回路２１Ａから出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆは“Ｌ”となっているが、センス抵抗Ｒｓに流れる電流が順次大きくなってその電圧Ｖｓがある基準値を超えると、そのＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”に切り替わる。これにより、ＲＳＦＦ回路２３がリセットされて、そこから出力する駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”となり、ゲート電圧Ｖｇも“Ｌ”となって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦする。このとき、トランス１０の２次巻線Ｌ２に生じる起電力が正極性となって、ダイオードＤ１がＯＮしてキャパシタＣ２に電荷が蓄積される。このキャパシタＣ２の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなって、図示しない負荷に供給される。

ＯＮ期間制御回路２１ＡのＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になるタイミングは、センス抵抗Ｒｓに発生する電圧Ｖｓが大きいほど（つまり入力電力が大きいほど）、且つ出力電圧Ｖｕｔを検出するホトカプラ４０のホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど（つまり出力電圧Ｖｏｕｔ高いほど）、早くなる。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦすると、キャパシタＣ５が電流源ＩＢ１の電流Ｉｒｅｆ１によって充電され、その充電電圧Ｖｃ５がある基準値を超えると、ＯＦＦ期間制御回路２２Ａから出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”に切り替わる。これにより、ＲＳＦＦ回路２３がセットされて、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”となり、ゲート電圧もＶｇも“Ｈ”となって、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮする。

ＯＦＦ期間制御回路２２ＡのＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど（つまり出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど）、遅くなる。

反転検出回路２６は補助巻線Ｌ３の電圧Ｖｒｉｓｅが負→正に反転する時点で発生するパルス電圧ＶｐをＯＦＦ期間制御回路２２Ａに出力する。ＯＦＦ期間制御回路２２Ａではこのパルス電圧Ｖｐを入力することにより、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になるタイミング、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮするタイミングが、補助巻線Ｌ３に電流が流れていないタイミング、つまり２次巻線Ｌ２に電流が流れていないタイミングに合うように、リタイミングを行う。

出力電圧検出回路３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出し、その出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流をホトカプラ４０のホトダイオードＰＤに流す。よって、ホトカプラ４０のホトトランジスタＰＴのホトカプラ電流Ｉｐｃは出力電圧Ｖｏｕｔに比例した電流となる。

また、電流源ＩＢ１用の電圧Ｖｒｅｇ１は、電源電圧ＶＤＤを入力して安定化する電圧生成回路２８で生成している。駆動回路２４用の電圧Ｖｒｅｇ２（＞Ｖｒｅｇ１）は電源電圧ＶＤＤを入力して安定化する電圧生成回路２９で生成している。

特開２０１９－０２２３９８号公報

ところで、図８のスイッチング電源装置では、例えば２次巻線Ｌ２側の負荷が通常負荷（重負荷）から無負荷を含む軽負荷の状態に変化すると、出力電圧Ｖｏｕｔが上昇してホトカプラ電流Ｉｐｃが増大する。このため、ＯＮ期間制御回路２１Ａから出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆの出力タイミングが早くなり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなる。また、ＯＦＦ期間制御回路２２Ａから出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎの出力タイミングが遅くなり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間が長くなる。また、補助巻線Ｌ３に接続するダイオードＤ２とキャパシタＣ３の整流回路において、ダイオードＤ２の導通はトランジスタＭＮ１と同じＯＮ期間とＯＦＦ期間となる。よって、電圧ＶｒｉｓｅをダイオードＤ２とキャパシタＣ３で整流平滑して生成される制御回路２０Ａの電源電圧ＶＤＤが低下する。無負荷ではさらに出力電圧Ｖｏｕｔの低下が緩やかであり、この傾向が長く続く。特に、キャパシタＣ３の容量が小さいときは、電源電圧ＶＤＤの低下傾向は著しくなる。

したがって、この電源電圧ＶＤＤを使用して生成される駆動回路２４の電源電圧Ｖｒｅｇ２が必要十分な電圧とならず、スイッチングトランジスタＭＮ１を正常に駆動できなくなるという問題が起こる。また、制御回路２０Ａに電源電圧ＶＤＤの低電圧検出回路が装備されているときは、低電圧検出によって制御回路２０Ａ自体の動作が停止してしまう。

本発明の目的は、２次巻線側が無負荷を含む軽負荷の状態になっても制御回路の電源電圧が低下することを防止したスイッチング電源装置を提供することである。

上記目的を達成するために、請求項１にかかる発明は、スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を電源電圧とする制御回路と、前記制御回路は前記センス抵抗に発生するセンス電圧と前記ホトカプラ電流によって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するスイッチング電源装置において、前記制御回路は、前記電源電圧を検出する電圧検出回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、通常負荷の際は前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで生成するＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路とを備え、前記ＯＮ期間制御回路は、軽負荷の際に、前記電圧検出回路で検出した電源検出電圧が所定値を下回るとき、該電源検出電圧が低いほど前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで出力することを特徴とする。

請求項２にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに第２基準電流で充電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの充電電圧が第２基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を出力する第２コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第２基準電流の値が大きな値に制御されることを特徴とする。

請求項３にかかる発明は、請求項１に記載のスイッチング電源装置において、前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに第２基準電流で定電流充電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの充電電圧が第２基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を出力する第２コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第２基準電圧が低い値に制御されることを特徴とする。

本発明によれば、負荷が通常負荷（重負荷）から軽負荷に変化して出力電圧が高くなりスイッチングトランジスタのスイッチング周期が長くなって制御回路に供給される電源電圧が低下すると、スイッチングトランジスタのＯＮ期間が短くなり、これによりＯＦＦ期間も短くなって、スイッチング周期が短くなる。よって、スイッチング回数が多くなり、制御回路に供給される電源電圧が必要十分な値に保持され、軽負荷状態でのスイッチング周期長期化による制御回路の動作不能状態が発生することを回避できる。

本発明の実施例のスイッチング電源装置のブロック図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＮ期間制御回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のＯＦＦ期間制御回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置の反転検出回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置のタイムアウト回路の回路図である。 図１のスイッチング電源装置の無負荷状態での動作波形図である。 別の実施例のＯＮ期間制御回路の回路図である。 従来のスイッチング電源装置のブロック図である。

図１に本発明の実施例のスイッチング電源装置の構成を示す。１０は１次巻線Ｌ１、２次巻線Ｌ２、補助巻線Ｌ３を有するトランスである。１次巻線Ｌ１には、入力直流電圧ＶｉｎがキャパシタＣ１で安定化されて入力し、その１次巻線Ｌ１に直列接続されたＮＭＯＳのスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦ動作により生じる電磁エネルギーを、２次巻線Ｌ２と補助巻線Ｌ３に伝える。２次巻線Ｌ２には、ダイオードＤ１とキャパシタＣ２により整流平滑回路が構成され、そのキャパシタＣ２の電圧が出力電圧Ｖｏｕｔとなる。補助巻線Ｌ３には、ダイオードＤ２とキャパシタＣ３により整流平滑回路が構成され、その整流平滑回路で電源電圧ＶＤＤが生成されている。

２０はスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御回路であり、上記の電源電圧ＶＤＤにより動作する。制御回路２０において、２１はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮを継続している時間を制御してＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを出力するＯＮ期間制御回路、２２はスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦを継続している時間を制御してＯＮタイミング電圧Ｖｏｎを出力するＯＦＦ期間制御回路である。ＯＮ期間制御回路２１は外付けのキャパシタＣ４を備える。ＯＦＦ期間制御回路２２は外付けのキャパシタＣ５を備える。

２３はＳＲＦＦ回路であり、ＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることによりリセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｌ”にする。また、ＯＦＦ期間制御回路２２から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎが“Ｈ”になることによりセットされて、Ｑ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを“Ｈ”にする。

２４はＳＲＦＦ回路２３のＱ端子から出力する駆動電圧Ｖｄｒｖを入力してスイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮ／ＯＦＦするゲート電圧Ｖｇを生成する駆動回路であり、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｈ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＮにさせ、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときゲート電圧Ｖｇを“Ｌ”にして、スイッチングトランジスタＭＮ１をＯＦＦにする。

２５はタイムアウト回路であり、ＳＲＦＦ回路２３から出力する駆動電圧ＶｄｒｖとＯＮ期間制御回路２１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆを取り込んで、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが発生してから駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるまでの時間（つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間）が所定時間Ｔａを超えているとき、モード電圧Ｖｍｏｄｅを無負荷を含む“軽負荷”を示す“Ｈ”に設定し、所定時間Ｔａを超えるまでは、モード電圧Ｖｍｏｄｅを“通常負荷”を示す“Ｌ”に設定して、ＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２６は反転検出回路であり、補助巻線Ｌ３に発生する脈流電圧Ｖｒｉｓｅを抵抗Ｒ１を介して取り込んで、波形整形したパルス電圧Ｖｐを生成し、ＯＦＦ期間制御回路２２に出力する。

２７は電圧検出回路であり、制御回路２０に入力する電源電圧ＶＤＤを取り込んで、その電源電圧ＶＤＤが一定値Ｖａを下回ると、電源検出電圧Ｖｄｅｔを出力する。この電源検出電圧Ｖｄｅｔは電源電圧ＶＤＤの低下に連動した値であり、つまり電源電圧ＶＤＤが低くなるにつれて低くなる値として出力する。

２８は電源電圧ＶＤＤを取り込んで制御回路２０の内部の各回路に供給する安定化電圧Ｖｒｅｇ１を生成する電圧生成回路、２９は電源電圧ＶＤＤを取り込んで制御回路２０の駆動回路２４に供給する安定化高電圧Ｖｒｅｇ２（＞Ｖｒｅｇ１）を生成する電圧生成回路である。

３０は出力電圧Ｖｏｕｔを検出する出力電圧検出回路であり、目標電圧との差分に応じた電流がホトカプラ４０のホトダイオードＰＤに供給される。ホトダイオードＰＤと光学的に結合されたホトトランジスタＰＴは、ホトダイオードＰＤの発光量、つまり出力電圧Ｖｏｕｔが目標電圧より高いほど大きなホトカプラ電流Ｉｐｃを生成して、制御回路２０のＯＮ期間制御回路２１とＯＦＦ期間制御回路２２から引き抜く。

図２にＯＮ期間制御回路２１の詳細図を示す。ＯＮ期間制御回路２１は、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を出力するＯＮ期間第１制御回路２１１と、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を出力するＯＮ期間第２制御回路２１２と、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”（通常負荷）のときＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を選択し、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を選択する選択回路２１３とを備える。

ＯＮ期間第１制御回路２１１は、基準電圧Ｖｒｅｆ１の電圧源ＶＢ１と、バッファＢＦ１と、抵抗Ｒ２と、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ１と、センス電圧Ｖｓを入力するバッファＢＦ２と、抵抗Ｒ２とスイッチングＳＷ１の共通点の電圧Ｖｒ２とセンス電圧Ｖｓを比較するコンパレータＣＰ１とを備える。

そして、電圧Ｖｒ２は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦしているときには、スイッチＳＷ１がＯＦＦしていることにより、基準電圧Ｖｒｅｆ１となる。しかし、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮすると、スイッチＳＷ１がＯＮすることによって、ホトカプラ電流Ｉｐｃが抵抗Ｒ２に流れるので、抵抗Ｒ２には「Ｒ２×Ｉｐｃ」の電圧降下が生じて、電圧Ｖｒ２は以下のようになる。
Ｖｒ２＝Ｖｒｅｆ１－Ｒ２×Ｉｐｃ ・・・（１）

この電圧Ｖｒ２がセンス電圧ＶｓとコンパレータＣＰ１で比較され、センス電圧Ｖｓが電圧Ｖｒ２より大きくなったとき、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にする。

スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてからのセンス電圧Ｖｓの変化は以下のようになる。Ｖｉｎは入力電圧、Ｌ１は１次巻線Ｌ１のインダクタンス、ｔｏｎはスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間である。
Ｖｓ＝Ｒｓ×Ｖｉｎ／Ｌ１×ｔｏｎ ・・・（２）

出力電圧Ｖｏｕｔが高くなってホトカプラ電流Ｉｐｃが増えた場合は、電圧Ｖｒ２が低下するので、センス電圧Ｖｓが電圧Ｖｒ２より大きくなり、コンパレータＣＰ１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１が“Ｈ”にするまでの時間、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦするまでの時間（ＯＮ期間）は短くなる。

また、式（２）により、センス電圧Ｖｓの時間に対する変化は、入力電圧Ｖｉｎの大きさに比例するので、ホトカプラ電流Ｉｐｃが一定の状態で入力電圧Ｖｉｎが高くなるときも、ＯＮ期間が短くなる。

このようにして、ＯＮ期間第１制御回路２１１は、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど、かつセンス電圧Ｖｓが高いほど、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１を“Ｈ”にするタイミングを早くして、スイッチングトランジスタＭＮ１をそのＯＮしている時間が短くなるように制御する。つまり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間は、出力電圧Ｖｏｕｔが高いほど、入力電圧Ｖｉｎが高いほど、センス電圧Ｖｓが高いほど、短くなる。

ＯＮ期間第２制御回路２１２は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＦＦするスイッチＳＷ２と、電圧検出回路２７の電源検出電圧Ｖｄｅｔが低いほど大きな電流Ｉｒｅｆ２を供給する電流源ＩＢ２と、外付けのキャパシタＣ４と、電圧源ＶＢ２により基準電圧Ｖｒｅｆ２が設定されたコンパレータＣＰ２とを備える。

そして、キャパシタＣ４の電圧Ｖｃ４は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”のときはスイッチＳＷ２がＯＮしているので０Ｖとなっているが、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になるとスイッチＳＷ２がＯＦＦするので、電流源ＩＢ２の電流Ｉｒｅｆ２により充電されて時間に比例して高くなり、電圧Ｖｒｅｆ２よりも高くなると、コンパレータＣＰ２から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が“Ｈ”になる。

つまり、ＯＮ期間第２制御回路２１２は、スイッチングトランジスタＭＮ１がＯＮしてから電圧Ｖｃ４が電圧Ｖｒｅｆ２に達するとＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２を“Ｈ”にする。このＯＮ期間は、ＯＮ期間第１制御回路２１１から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１の最も早いタイミングより、さらに早いタイミングとなる時間である。つまり、電源電圧ＶＤＤが低いほど電源検出電圧Ｖｄｅｔが低くなって電流Ｉｒｅｆ２が大きくなり、ＯＮ期間がより短くなる。

このようにして、ＯＮ期間制御回路２１はスイッチングトランジスタＭＮ１を、負荷状態が“通常負荷”のときは、負荷状態（ホトカプラ電流Ｉｐｃやセンス電圧Ｖｓ）に応じて動的に設定されるＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１によって、ＯＮからＯＦＦに切り替えるが、負荷状態が“軽負荷”のときは、ＯＮタイミングから電源電圧ＶＤＤの値によって決まる時間が経過したときに、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２によって、ＯＮからＯＦＦに切り替える。スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮタイミングからＯＦＦタイミングに至るＯＮ期間は、“通常負荷”のときは負荷状態に応じて伸縮制御され、“軽負荷”のときは電源検出電圧Ｖｄｅｔに応じて伸縮制御される。ただし、“軽負荷”のときのＯＮ期間は、“通常負荷”のときの最低のＯＮ期間よりもさらに短いＯＮ期間である。

選択回路２１３は、アンドゲート回路ＡＮＤ１，ＡＮＤ２と、オアゲート回路ＯＲ１と、インバータＩＮＶ１とで構成されている。そして、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”（通常負荷）のときは、アンドゲート回路ＡＮＤ１がゲートを開いてＯＮ期間第１制御回路２１１の“Ｈ”のＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ１が選択されて、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆとして出力する。また、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときは、アンドゲート回路ＡＮＤ２がゲートを開いてＯＮ期間第２制御回路の“Ｈ”のＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が選択されて、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆとして出力する。

以上のように、負荷状態が無負荷を含む“軽負荷”のときは、補助巻線Ｌ３に発生する電圧Ｖｒｉｓｅが小さく電源電圧ＶＤＤが低くなるので、電源検出電圧Ｖｄｅｔが小さくなり電流Ｉｒｅｆ２が大きくなって、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が早期に出力し、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなる。

図３にＯＦＦ期間制御回路２２の詳細図を示す。ＯＦＦ期間制御回路２２は、ＯＦＦ期間設定回路２２１と、選択回路２２２とを備える。

ＯＦＦ期間設定回路２２１は、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”のときＯＮするスイッチＳＷ３と、外付けのキャパシタＣ５と、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＦＦするスイッチＳＷ４と、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときＯＮするスイッチＳＷ５と、電圧がＶｒｅｆ３の電圧源ＶＢ３と、バッファＢＦ３と、抵抗Ｒ３と、コンパレータＣＰ３と、電圧がＶｒｅｆ４の電圧源ＶＢ４と、第１ＤＦＦ回路２２１１と、を備える。第１ＤＦＦ回路２２１１は、反転検出回路２６のパルス電圧Ｖｐの立ち上りに同期してコンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ２をラッチし、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１として出力する。

このＯＦＦ期間制御回路２２１では、駆動電圧Ｖｄｒｖが“Ｌ”になってスイッチングトランジスタＭＮ１がＯＦＦになると、スイッチＳＷ３がＯＦＦになってキャパシタＣ５が電流源ＩＢ１の電流Ｉｆｅｒ１によって充電され、キャパシタＣ５の電圧がＶｃ５となる。この電圧Ｖｃ５は徐々に高くなり、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”（通常負荷）であれば、スイッチＳＷ４がＯＮ、スイッチＳＷ５がＯＦＦしているので、この電圧Ｖｃ５がバッファＢＦ３に入力し抵抗Ｒ３を経由してコンパレータＣＰ３の非反転入力端子に入力する電圧がＶｒ３となる。このとき流れるホトカプラ電流Ｉｐｃは、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ時点からダイオードＤ１導通後に時間経過とともに小さくなるので、抵抗Ｒ３に発生する電圧降下が順次小さくなり、電圧Ｖｒ３が順次上昇することになる。

そして、その電圧Ｖｒ３が基準電圧Ｖｒｅｆ４より高くなれば、コンパレータＣＰ３から出力するＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２が“Ｈ”になる、このＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２は反転検出回路２６から出力するパルス電圧Ｖｐの立ち上りで第１ＤＦＦ回路２２１１においてラッチされ、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１として出力する。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ１の発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

パルス電圧Ｖｐの立ち上りのタイミングは、後記するように補助巻線Ｌ３で発生する脈動電圧Ｖｒｉｓｅが基準電圧Ｖｒｅｆ６より高くなるとき“Ｈ”になるので、スイッチングトランジスタＭＮ１のドレイン電圧の自由振動の谷（脈動電圧Ｖｒｉｓｅの頂上）に該当するタイミングとなる。

一方、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）のときは、スイッチＳＷ４がＯＦＦし、スイッチＳＷ５がＯＮして、バッファＢＦ３に電圧源ＶＢ３の電圧Ｖｒｅｆ３が入力し、抵抗Ｒ３を経由して電圧Ｖｒ３となる。この電圧Ｖｒ３はホトカプラ電流Ｉｐｃが時間経過とともに小さくなることで順次上昇し、基準電圧Ｖｒｅｆ４より高くなるとコンパレータＣＰ３の出力が“Ｈ”になる。このときのＯＮタイミング電圧Ｖｏｎ２の発生タイミングは、ホトカプラ電流Ｉｐｃが大きいほど遅くなり、ＯＦＦ期間が長くなる。

選択回路２２２は、アンドゲート回路ＡＮＤ３，ＡＮＤ４と、オアゲート回路ＯＲ２と、インバータＩＮＶ３とで構成されている。そして、Ｖｍｏｄｅ＝Ｌ”（通常負荷）のときは、アンドゲート回路ＡＮＤ３がゲートを開いて第１ＤＦＦ回路２２１１の出力電圧Ｖｏｎ１を選択して、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎとして出力する。

一方、Ｖｍｏｄｅ＝“Ｈ”（軽負荷）のときは、アンドゲート回路ＡＮＤ４がゲートを開いてコンパレータＣＰ３の出力電圧Ｖｏｎ２を選択して、ＯＮタイミング電圧Ｖｏｎとして出力する。このときは、パルス電圧Ｖｐによるリタイミング制御は受けない。

図４に反転検出回路２６の詳細図を示す。反転検出回路２６は、図４に示すように、電圧Ｖｒｅｆ５の電圧源ＶＢ５と、ＮＰＮトランジスタＱ１と、ＮＰＮトランジスタＱ２と、電圧Ｖｒｅｆ６の電圧源ＶＢ６と、コンパレータＣＰ４とを備える。トランジスタＱ１は最低電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が負極となる脈動電圧Ｖｒｉｓｅが発生したときコンパレータＣＰ４の非反転入力端子の電圧を「Ｖｒｅｆ５－Ｖｂｅ（Ｑ１）」に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ１）はトランジスタＱ１のベース・エミッタ間電圧である。トランジスタＱ２は最高電圧規制回路を構成し、補助巻線Ｌ３にその●側が正極となる脈動電圧Ｖｒｉｓｅが発生したときコンパレータＣＰ４の非反転入力端子の電圧をＶｂｅ（Ｑ２）に制限する。Ｖｂｅ（Ｑ２）はトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧である。そして、脈動電圧Ｖｒｉｓｅが電圧源ＶＢ６の電圧Ｖｒｅｆ６を超えたとき、パルス電圧Ｖｐを“Ｈ”にする。

図５にタイムアウト回路２５の詳細図を示す。タイムアウト回路２５は、タイマ回路２５１と第２ＤＦＦ回路２５２により構成されている。タイマ回路２５１は、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になるとタイムカウントを開始するとともに出力電圧Ｖｔを“Ｌ”にし、所定時間Ｔａだけカウントすると出力電圧Ｖｔを“Ｈ”にする。第２ＤＦＦ回路２５２は、ＳＲＦＦ回路２３のＱ出力電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”の立ち上りタイミングで、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”であればＱ端子の電圧Ｖｍｏｄｅを“Ｈ”にし、“Ｌ”であれば“Ｌ”にする。

したがって、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”のときに電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になると電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）になるが、この後、ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になると、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”から“Ｌ”に変化する。そして、タイマ時間Ｔ１が経過する前に電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”にならず、経過後に“Ｈ”になったときは、タイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｈ”となっているので、第２ＤＦＦ回路２５２のＱ端子の電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”（軽負荷）から変化しない。再度ＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆが“Ｈ”になることでタイマ回路２５１の出力電圧Ｖｔが“Ｌ”になり、その後タイマ時間Ｔ１が経過するまえに電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になれば、モード電圧Ｖｍｏｄｅは“Ｌ”（通常負荷）になる。

このようにして、電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になる間隔、つまりスイッチングトランジスタＭＮ１のＯＦＦ期間がタイマ期間Ｔａを超えるときは、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｈ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が長い、つまり現在の運転状態が“軽負荷”であることを示す。一方、電圧Ｖｄｒｖが“Ｈ”になる間隔がタイマ期間Ｔａ以内のときは、モード電圧Ｖｍｏｄｅが“Ｌ”になり、これはスイッチングトランジスタＭＮ１の駆動周期が短い、つまり現在の運転状態が“通常負荷”であることを示す。

さて、本実施例のスイッチング電源装置では、無負荷の状態のときに制御回路２０で消費される電力は、ホトカプラ４０のホトトランジスタＰＴによるものがほとんどであり、スイッチングトランジスタＭＮ１の１回のスイッチング後の出力電圧Ｖｏｕｔの低下は緩やかであり、スイッチング周期が長くなる。制御回路２０にはキャパシタＣ３から電源電圧ＶＤＤが供給されることから、スイッチング動作がＯＦＦしている期間が長くなると、その電源電圧ＶＤＤの低下の程度が大きくなる。

そして、図６に示すように、その電源電圧ＶＤＤが低下して一定値Ｖａを下回ると、電圧検出回路２７の電源検出電圧Ｖｄｅｔが出力し、その電源検出電圧Ｖｄｅｔが低いほどＯＮ期間第２制御回路２１２の電流Ｉｒｅｆ２が増大し、キャパシタＣ４の充電電圧Ｖｃ４が電圧Ｖｒｅｆ２に達するタイミングが早くなり、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなる。

これにより、スイッチングトランジスタＭＮ１の１回当たりのスイッチングでトランス１０に励磁される電力が小さくなるので、２次巻線Ｌ２側への供給電力も減り、出力電圧Ｖｏｕｔも低下する。このため、ホトカプラ電流Ｉｐｃが少なくなる。これにより、ＯＦＦ期間も短くなって出力電圧Ｖｏｕｔを安定させるためにスイッチング周期が短くなる（Ｔ１→Ｔ２→Ｔ３）。スイッチング周期が短くなると、１回のスイッチングでの電源電圧ＶＤＤの電圧の低下の程度が小さくなる。

そして、ある程度ＯＮ期間が短くなったときのスイッチング周期（Ｔ３)と制御回路２０による消費電力のバランスが保たれると、電源電圧ＶＤＤの平均電圧が一定となり、正常な電圧Ｖｒｅｇ１，Ｖｒｅｇ２が生成されることになる。

以上から本実施例によれば、２次巻線側が軽負荷になっても１次側の制御回路２０に要求される電源電圧ＶＤＤを十分な値に保持することができ、２次巻線側の軽負荷でスイッチング電源装置の動作が停止する事態を回避することができる。

図７は別の実施例のＯＮ期間第２制御回路２１２Ａを備えたＯＮ期間制御回路２１を示す回路である。ここでは、電圧検出回路２７の電源検出電圧ＶｄｅｔによってＯＮ期間第２制御回路２１２Ａの電流Ｉｒｅｆ２ではなく、基準電圧Ｖｒｅｆ２の値を制御している。すなわち、電源検出電圧Ｖｄｅｔが低下するほど基準電圧Ｖｒｅｆ２を小さくする。これにより、電源電圧ＶＤＤが低下するほどコンパレータＣＰ２から出力するＯＦＦタイミング電圧Ｖｏｆｆ２が早期に出力し、スイッチングトランジスタＭＮ１のＯＮ期間が短くなり、スイッチング周期も短くなる。そして、ある程度ＯＮ期間が短くなったときのスイッチング周期と制御回路２０による消費電力のバランスが保たれると、電源電圧ＶＤＤの平均電圧が一定となる。

１０：トランス、Ｌ１：１次巻線、Ｌ２：２次巻線、Ｌ３：補助巻線
２０，２０Ａ：制御回路、２１，２１Ａ：ＯＮ期間制御回路、２１１：ＯＮ期間第１制御回路、２１２：ＯＮ期間第２制御回路、２１２Ａ：ＯＮ期間第２制御回路、２１３：選択回路、２２，２２Ａ：ＯＦＦ期間制御回路、２２１：ＯＦＦ期間設定回路、２２２：選択回路、２３：ＳＲＦＦ回路、２４：駆動回路、２５：タイムアウト回路、２６：反転検出回路、２７：電圧検出回路、２８，２９：電圧生成回路
３０：出力電圧検出回路
４０：ホトカプラ

Claims (3)

1. スイッチングトランジスタと、該スイッチングトランジスタに直列接続されたセンス抵抗と、前記スイッチングトランジスタがＯＮすることで入力電圧が印加する１次巻線、負荷が接続される２次巻線及び補助巻線を有するトランスと、前記２次巻線側の出力電圧に応じたホトカプラ電流を生成するホトカプラと、前記補助巻線に発生する電圧を整流平滑した電圧を電源電圧とする制御回路と、前記制御回路は前記センス抵抗に発生するセンス電圧と前記ホトカプラ電流によって前記スイッチングトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するスイッチング電源装置において、
   前記制御回路は、前記電源電圧を検出する電圧検出回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＮした後に前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせるＯＦＦタイミング信号を、通常負荷の際は前記ホトカプラ電流が大きいほど且つ前記センス電圧が大きいほど早いタイミングで生成するＯＮ期間制御回路と、前記スイッチングトランジスタがＯＦＦした後に前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＯＮタイミング信号を、前記ホトカプラ電流が大きいほど遅いタイミングで生成するＯＦＦ期間制御回路と、前記ＯＮ期間制御回路から出力する前記ＯＦＦタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＦＦさせ、前記ＯＦＦ期間制御回路から出力する前記ＯＮタイミング信号によって前記スイッチングトランジスタをＯＮさせるＳＲＦＦ回路とを備え、
   前記ＯＮ期間制御回路は、軽負荷の際に、前記電圧検出回路で検出した電源検出電圧が所定値を下回るとき、該電源検出電圧が低いほど前記ＯＦＦタイミング信号を早いタイミングで出力することを特徴とするスイッチング電源装置。
2. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに第２基準電流で充電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの充電電圧が第２基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を出力する第２コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第２基準電流の値が大きな値に制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。
3. 請求項１に記載のスイッチング電源装置において、
   前記ＯＮ期間制御回路は、前記スイッチングトランジスタがＯＮしているときに第２基準電流で定電流充電される第４キャパシタと、該第４キャパシタの充電電圧が第２基準電圧を超えると前記ＯＦＦタイミング信号を出力する第２コンパレータとを備え、前記電源検出電圧が前記所定値よりも低いほど前記第２基準電圧が低い値に制御されることを特徴とするスイッチング電源装置。

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