JP7403681B2 - Motor drive devices, electric blowers, vacuum cleaners and hand dryers - Google Patents

Motor drive devices, electric blowers, vacuum cleaners and hand dryers Download PDF

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Description

本開示は、単相モータを駆動するモータ駆動装置、モータ駆動装置によって駆動される単相モータを搭載した電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤに関する。 The present disclosure relates to a motor drive device that drives a single-phase motor, an electric blower, a vacuum cleaner, and a hand dryer equipped with a single-phase motor driven by the motor drive device.

従来、モータを安価に駆動するための手段として、位置センサを用いずにモータ電流に基づいてモータの回転子位置を推定する位置センサレス制御が広く知られている。下記特許文献１には、三相のブラシレスモータを位置センサレスで起動する方法において、１回の通電でロータの初期位置を設定し、設定した初期位置の情報に基づいてモータの回転速度を上昇させ、回転速度が上昇した後に、ロータの位置検出を行う方法が開示されている。 Conventionally, as a means for driving a motor at low cost, position sensorless control is widely known in which the position of a rotor of a motor is estimated based on a motor current without using a position sensor. Patent Document 1 below describes a method for starting a three-phase brushless motor without a position sensor, in which the initial position of the rotor is set with one energization, and the rotational speed of the motor is increased based on information about the set initial position. , discloses a method of detecting the position of the rotor after the rotational speed has increased.

特開平１－３０８１９２号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 1-308192

しかしながら、上記特許文献１の技術は、回転速度が上昇した後にロータの位置検出を再度行う必要がある。このため、規定の回転速度に達するまでの時間が長くかかるという課題がある。モータが単相モータである場合も、同様な課題が生ずる。なお、特許文献１は、位置センサレス制御に関する技術であるが、位置センサ付き制御においても、加速時間の短縮化を図ることは、特に、高加速レートが求められるアプリケーションにおいて有用である。 However, in the technique of Patent Document 1, it is necessary to detect the rotor position again after the rotational speed increases. Therefore, there is a problem that it takes a long time to reach the specified rotation speed. A similar problem occurs when the motor is a single-phase motor. Note that Patent Document 1 is a technology related to position sensorless control, but even in control with a position sensor, shortening the acceleration time is particularly useful in applications that require a high acceleration rate.

本開示は、上記に鑑みてなされたものであって、単相モータを加速する際の加速時間の短縮化を図ることができるモータ駆動装置を得ることを目的とする。 The present disclosure has been made in view of the above, and an object of the present disclosure is to obtain a motor drive device that can shorten the acceleration time when accelerating a single-phase motor.

上述した課題を解決し、目的を達成するため、本開示に係るモータ駆動装置は、単相モータを駆動するモータ駆動装置である。モータ駆動装置は、インバータと、第１の検出器と、を備える。インバータは、直流電圧を交流電圧に変換し、変換した交流電圧を単相モータに印加する。第１の検出器は、単相モータに誘起されるモータ誘起電圧と相関のある第１の物理量を検出する。単相モータの加速時において、インバータは、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在する。印加停止期間において、第１の検出器によって検出される第１の物理量は、単相モータの回転速度の増加に対して増加傾向である。 In order to solve the above problems and achieve the objective, a motor drive device according to the present disclosure is a motor drive device that drives a single-phase motor. The motor drive device includes an inverter and a first detector. The inverter converts DC voltage into AC voltage and applies the converted AC voltage to the single-phase motor. The first detector detects a first physical quantity correlated with a motor induced voltage induced in the single-phase motor. During acceleration of the single-phase motor, the inverter applies a first voltage to the single-phase motor during a first period, and applies a second voltage with the polarity of the first voltage reversed during a second period after application of the first voltage. Apply voltage. Between the first period and the second period, there is an application stop period in which application of the first voltage is stopped. During the application stop period, the first physical quantity detected by the first detector tends to increase as the rotational speed of the single-phase motor increases.

本開示に係るモータ駆動装置によれば、単相モータを加速する際の加速時間の短縮化を図ることができるという効果を奏する。 According to the motor drive device according to the present disclosure, it is possible to shorten the acceleration time when accelerating a single-phase motor.

実施の形態１に係るモータ駆動装置を含むモータ駆動システムの構成を示すブロック図A block diagram showing the configuration of a motor drive system including a motor drive device according to Embodiment 1. 実施の形態１における単相モータの構造の説明に供する断面図Cross-sectional view for explaining the structure of a single-phase motor in Embodiment 1 図２に示す単相モータを励磁した際のロータ位置の変化を示す図A diagram showing the change in rotor position when the single-phase motor shown in Figure 2 is excited. 図２に示す単相モータのトルク特性を示す図Diagram showing the torque characteristics of the single-phase motor shown in Figure 2 図１に示すインバータの回路図Circuit diagram of the inverter shown in Figure 1 図５に示すインバータの変形例を示す回路図A circuit diagram showing a modification of the inverter shown in FIG. 図１に示す制御部の機能部位のうちのパルス幅変調（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｔｈ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ：ＰＷＭ）信号を生成する機能部位を示すブロック図A block diagram showing a functional part that generates a pulse width modulation (PWM) signal among the functional parts of the control unit shown in FIG. 1. 図７に示すキャリア比較部の一例を示すブロック図A block diagram showing an example of the carrier comparison section shown in FIG. 7 図８に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図A diagram showing an example of waveforms of main parts when operating using the carrier comparison section shown in FIG. 8. 図７に示すキャリア比較部の他の例を示すブロック図A block diagram showing another example of the carrier comparison section shown in FIG. 7 図１０に示すキャリア比較部を用いて動作させたときの要部の波形例を示す図A diagram showing an example of waveforms of main parts when operated using the carrier comparison section shown in FIG. 図７に示されるキャリア比較部へ入力される進角位相を算出するための機能構成を示すブロック図A block diagram showing the functional configuration for calculating the advance phase input to the carrier comparison section shown in FIG. 7 実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１の図First diagram used to explain the operation of main parts in the first embodiment 実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２の図Second diagram used to explain the operation of main parts in the first embodiment 実施の形態２に係る電気掃除機の構成図Configuration diagram of a vacuum cleaner according to Embodiment 2 実施の形態２に係るハンドドライヤの構成図Configuration diagram of a hand dryer according to Embodiment 2

以下に添付図面を参照し、本開示の実施の形態に係るモータ駆動装置、電動送風機、電気掃除機及びハンドドライヤを図面に基づいて詳細に説明する。 DESCRIPTION OF EMBODIMENTS Below, with reference to the accompanying drawings, a motor drive device, an electric blower, a vacuum cleaner, and a hand dryer according to embodiments of the present disclosure will be described in detail based on the drawings.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係るモータ駆動装置２を含むモータ駆動システム１の構成を示すブロック図である。図１に示すモータ駆動システム１は、単相モータ１２と、モータ駆動装置２と、バッテリ１０と、を備える。モータ駆動装置２は、単相モータ１２に交流電力を供給して単相モータ１２を駆動する駆動装置である。バッテリ１０は、モータ駆動装置２に直流電力を供給する直流電源である。Embodiment 1.
FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a motor drive system 1 including a motor drive device 2 according to the first embodiment. The motor drive system 1 shown in FIG. 1 includes a single-phase motor 12, a motor drive device 2, and a battery 10. The motor drive device 2 is a drive device that supplies AC power to the single-phase motor 12 to drive the single-phase motor 12 . The battery 10 is a DC power source that supplies DC power to the motor drive device 2.

モータ駆動装置２は、インバータ１１と、アナログディジタル変換器３０と、制御部２５と、駆動信号生成部３２とを備える。インバータ１１と単相モータ１２は、２本の接続線１８ａ，１８ｂによって接続されている。 The motor drive device 2 includes an inverter 11 , an analog-to-digital converter 30 , a control section 25 , and a drive signal generation section 32 . The inverter 11 and the single-phase motor 12 are connected by two connecting wires 18a and 18b.

モータ駆動システム１は、電圧検出器２０，２１及び電流検出器２２，２４を備えている。モータ駆動システム１は、ロータ１２ａの回転位置を検出するための位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の駆動システムである。 The motor drive system 1 includes voltage detectors 20 and 21 and current detectors 22 and 24. The motor drive system 1 is a so-called position sensorless control drive system that does not use a position sensor signal to detect the rotational position of the rotor 12a.

電圧検出器２０は、バッテリ１０からモータ駆動装置２に出力される直流電圧Ｖｄｃを検出する検出器である。直流電圧Ｖｄｃは、バッテリ１０の出力電圧であり、インバータ１１への印加電圧である。Voltage detector 20 is a detector that detects DC voltage V dc output from battery 10 to motor drive device 2 . The DC voltage V dc is the output voltage of the battery 10 and the voltage applied to the inverter 11 .

電圧検出器２１は、接続線１８ａ，１８ｂ間に生じる交流電圧Ｖａｃを検出する検出器である。交流電圧Ｖａｃは、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが重畳された電圧である。インバータ１１が動作を停止し、単相モータ１２が回転している場合、モータ誘起電圧が観測される。従って、電圧検出器２１の検出値は、モータ誘起電圧と相関のある物理量である。このため、本稿では、電圧検出器２１の検出値を「モータ誘起電圧と相関のある第１の物理量」と記載する場合がある。また、本稿では、インバータ１１が動作を停止し、インバータ１１が電圧を出力していない状態を「ゲートオフ」と呼ぶ。また、インバータ１１が出力する電圧を、適宜「インバータ出力電圧」と呼ぶ。The voltage detector 21 is a detector that detects the alternating current voltage Vac generated between the connecting lines 18a and 18b. The AC voltage V ac is a voltage in which the motor applied voltage applied by the inverter 11 to the single-phase motor 12 and the motor induced voltage induced by the single-phase motor 12 are superimposed. When the inverter 11 stops operating and the single-phase motor 12 is rotating, a motor induced voltage is observed. Therefore, the detected value of the voltage detector 21 is a physical quantity correlated with the motor induced voltage. Therefore, in this paper, the detected value of the voltage detector 21 is sometimes referred to as "a first physical quantity correlated with the motor induced voltage." Furthermore, in this paper, a state in which the inverter 11 stops operating and does not output voltage is referred to as "gate off." Further, the voltage output by the inverter 11 is appropriately referred to as "inverter output voltage."

電流検出器２２は、モータ電流Ｉｍを検出する検出器である。モータ電流Ｉｍは、インバータ１１と単相モータ１２との間で流出入する交流電流である。モータ電流Ｉｍは、単相モータ１２のステータ１２ｂに巻かれている、図１では不図示の巻線に流れる交流電流に等しい。電流検出器２２には、変流器（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：ＣＴ）、又はシャント抵抗を用いて電流を検出する電流検出器を例示できる。Current detector 22 is a detector that detects motor current I m . Motor current I m is an alternating current that flows in and out between inverter 11 and single-phase motor 12 . The motor current I m is equal to an alternating current flowing through a winding (not shown in FIG. 1 ) wound around the stator 12 b of the single-phase motor 12 . Examples of the current detector 22 include a current transformer (CT) or a current detector that detects current using a shunt resistor.

電流検出器２４は、電源電流Ｉｄｃを検出する検出器である。電源電流Ｉｄｃは、バッテリ１０とインバータ１１との間に流れる直流電流である。電流検出器２４としては、図示のようにシャント抵抗を用いる構成が一般的である。電流検出器２４に流れる電源電流Ｉｄｃの検出値は、電圧値に変換されてアナログディジタル変換器３０に入力される。なお、本稿では、電流検出器２４の検出値を、適宜「シャント電圧」と呼ぶ。また、電源電流Ｉｄｃの検出値であるシャント電圧は、モータ電流Ｉｍと相関関係がある。即ち、モータ電流Ｉｍが増加すればシャント電圧も増加し、モータ電流Ｉｍが減少すればシャント電圧も減少する。このため、本稿では、シャント電圧を「モータ電流Ｉｍと相関のある第２の物理量」と記載する場合がある。また、本稿では、電流検出器２４を「第２の検出器」と呼ぶ場合がある。The current detector 24 is a detector that detects the power supply current I dc . Power supply current I dc is a direct current flowing between battery 10 and inverter 11 . The current detector 24 generally has a configuration using a shunt resistor as shown in the figure. The detected value of the power supply current I dc flowing through the current detector 24 is converted into a voltage value and input to the analog-to-digital converter 30 . Note that in this paper, the detected value of the current detector 24 is appropriately referred to as a "shunt voltage." Further, the shunt voltage, which is the detected value of the power supply current I dc , has a correlation with the motor current I m . That is, as the motor current I m increases, the shunt voltage also increases, and as the motor current I m decreases, the shunt voltage also decreases. Therefore, in this paper, the shunt voltage is sometimes described as "a second physical quantity correlated with the motor current I m ." Further, in this paper, the current detector 24 may be referred to as a "second detector".

単相モータ１２は、不図示の電動送風機を回転させる回転電機として利用される。電動送風機は、電気掃除機及びハンドドライヤといった装置に搭載される。 The single-phase motor 12 is used as a rotating electrical machine that rotates an electric blower (not shown). Electric blowers are installed in devices such as vacuum cleaners and hand dryers.

インバータ１１は、バッテリ１０から印加される直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する電力変換器である。インバータ１１は、変換した交流電圧を単相モータ１２に印加することで、単相モータ１２に交流電力を供給する。Inverter 11 is a power converter that converts DC voltage V dc applied from battery 10 into AC voltage. The inverter 11 supplies AC power to the single-phase motor 12 by applying the converted AC voltage to the single-phase motor 12 .

アナログディジタル変換器３０は、アナログデータをディジタルデータに変換する信号変換器である。アナログディジタル変換器３０は、電圧検出器２０によって検出された直流電圧Ｖｄｃの検出値、及び電圧検出器２１によって検出された交流電圧Ｖａｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。また、アナログディジタル変換器３０は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値、及び電流検出器２４によって検出され電源電流Ｉｄｃの検出値をディジタルデータに変換して制御部２５に出力する。The analog-to-digital converter 30 is a signal converter that converts analog data into digital data. The analog-to-digital converter 30 converts the detected value of the DC voltage V dc detected by the voltage detector 20 and the detected value of the AC voltage V ac detected by the voltage detector 21 into digital data, and sends the digital data to the control unit 25 . Output. Further, the analog-to-digital converter 30 converts the detected value of the motor current I m detected by the current detector 22 and the detected value of the power supply current I dc detected by the current detector 24 into digital data, and converts the detected value of the motor current I m detected by the current detector 24 into digital data. Output to.

制御部２５は、アナログディジタル変換器３０で変換されたディジタル出力値３０ａと、電圧振幅指令Ｖ＊とに基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４（以下、適宜「Ｑ１～Ｑ４」と表記）を生成する。電圧振幅指令Ｖ＊については、後述する。 The control unit 25 generates PWM signals Q1, Q2, Q3, Q4 (hereinafter appropriately referred to as "Q1 to Q4") based on the digital output value 30a converted by the analog-to-digital converter 30 and the voltage amplitude command V*. ) is generated. The voltage amplitude command V* will be described later.

駆動信号生成部３２は、制御部２５から出力されるＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４に基づいて、インバータ１１内のスイッチング素子を駆動するための駆動信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４（以下、適宜「Ｓ１～Ｓ４」と表記）を生成する。 The drive signal generation unit 32 generates drive signals S1, S2, S3, and S4 (hereinafter referred to as “S1 to S4") is generated.

制御部２５は、プロセッサ３１、キャリア生成部３３及びメモリ３４を有する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御を行うためのＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。プロセッサ３１は、ＰＷＭ制御及び進角制御に関する各種演算を行う処理部である。プロセッサ３１としては、ＣＰＵ（Ｃｅｎｔｒａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ Ｕｎｉｔ）、マイクロプロセッサ、マイコン、マイクロコンピュータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を例示できる。 The control section 25 includes a processor 31, a carrier generation section 33, and a memory 34. Processor 31 generates PWM signals Q1 to Q4 for performing PWM control. The processor 31 is a processing unit that performs various calculations related to PWM control and advance angle control. Examples of the processor 31 include a CPU (Central Processing Unit), a microprocessor, a microcomputer, a microcomputer, a DSP (Digital Signal Processor), or a system LSI (Large Scale Integration).

メモリ３４には、プロセッサ３１によって読みとられるプログラムが保存される。メモリ３４は、プロセッサ３１が演算処理を行う際の作業領域としても使用される。メモリ３４は、ＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）、フラッシュメモリ、ＥＰＲＯＭ（Ｅｒａｓａｂｌｅ Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ ＲＯＭ）、ＥＥＰＲＯＭ（登録商標）（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌｌｙ ＥＰＲＯＭ）といった不揮発性又は揮発性の半導体メモリが一般的である。キャリア生成部３３の構成の詳細は後述する。 A program read by the processor 31 is stored in the memory 34 . The memory 34 is also used as a work area when the processor 31 performs arithmetic processing. The memory 34 is generally a nonvolatile or volatile semiconductor memory such as a RAM (Random Access Memory), a flash memory, an EPROM (Erasable Programmable ROM), or an EEPROM (registered trademark) (Electrically EPROM). The details of the configuration of the carrier generation section 33 will be described later.

図２は、実施の形態１における単相モータ１２の構造の説明に供する断面図である。図２には、実施の形態で用いる単相モータ１２の一例として、単相の永久磁石ブラシレスモータのロータ１２ａ及びステータ１２ｂの断面形状が示されている。 FIG. 2 is a cross-sectional view for explaining the structure of the single-phase motor 12 in the first embodiment. FIG. 2 shows cross-sectional shapes of a rotor 12a and a stator 12b of a single-phase permanent magnet brushless motor as an example of the single-phase motor 12 used in the embodiment.

ロータ１２ａはシャフト１２ｃに嵌合され、図示の矢印方向、即ち反時計回りに回転可能に構成される。ロータ１２ａには、４個の永久磁石が周方向に配列されている。これらの４個の永久磁石は、着磁方向が周方向に交互に反転するように配置され、ロータ１２ａにおける磁極を形成する。なお、実施の形態１では、ロータ１２ａの磁極数が４極の場合を例示するが、ロータ１２ａの磁極数は４極以外でもよい。 The rotor 12a is fitted onto the shaft 12c and is configured to be rotatable in the direction of the arrow shown in the figure, that is, counterclockwise. Four permanent magnets are arranged in the circumferential direction of the rotor 12a. These four permanent magnets are arranged so that their magnetization directions are alternately reversed in the circumferential direction, and form magnetic poles in the rotor 12a. In addition, in Embodiment 1, the case where the number of magnetic poles of the rotor 12a is four is illustrated, but the number of magnetic poles of the rotor 12a may be other than four.

ロータ１２ａの周囲には、ステータ１２ｂが配置される。ステータ１２ｂは、４つの分割コア１２ｄが環状に連結されて構成されている。 A stator 12b is arranged around the rotor 12a. The stator 12b is constructed by connecting four divided cores 12d in an annular shape.

分割コア１２ｄは、非対称形状のティース１２ｅを有する。ティース１２ｅには、巻線１２ｆが巻回されている。ティース１２ｅは、ロータ１２ａ側に突出する第１先端部１２ｅ１及び第２先端部１２ｅ２を有する。回転方向に対し、回転方向の先にある側が第１先端部１２ｅ１であり、回転方向の後にある側が第２先端部１２ｅ２である。ここで、第１先端部１２ｅ１とロータ１２ａとの距離を「第１ギャップ」と呼び、Ｇ１で表す。また、第２先端部１２ｅ２とロータ１２ａとの距離を「第２ギャップ」と呼び、Ｇ２で表す。第１ギャップＧ１と第２ギャップＧ２との間には、Ｇ１＜Ｇ２の関係がある。 The split core 12d has asymmetrically shaped teeth 12e. A winding 12f is wound around the teeth 12e. The teeth 12e have a first tip 12e1 and a second tip 12e2 that protrude toward the rotor 12a. With respect to the rotation direction, the side that is ahead in the rotation direction is the first tip portion 12e1, and the side that is after the rotation direction is the second tip portion 12e2. Here, the distance between the first tip portion 12e1 and the rotor 12a is called a "first gap" and is represented by G1. Further, the distance between the second tip portion 12e2 and the rotor 12a is called a "second gap" and is represented by G2. There is a relationship of G1<G2 between the first gap G1 and the second gap G2.

なお、単相モータ１２は、永久磁石をロータ１２ａの表面に配置する（Ｓｕｒｆａｃｅ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＳＰＭ）構造のモータであってもよいし、永久磁石をロータ１２ａの内部に埋め込む磁石埋込型（Ｉｎｔｅｒｉｏｒ Ｐｅｒｍａｎｅｎｔ Ｍａｇｎｅｔ：ＩＰＭ）構造のモータであってもよい。単相モータ１２がＳＰＭ構造のモータである場合、リラクタンストルクによるトルク脈動を小さくできるという効果がある。また、単相モータ１２がＩＰＭ構造のモータである場合、永久磁石を保持する構造が容易になるという効果がある。 Note that the single-phase motor 12 may be a motor with a surface permanent magnet (SPM) structure in which permanent magnets are arranged on the surface of the rotor 12a, or a motor with an interior magnet structure in which permanent magnets are embedded inside the rotor 12a. The motor may have a permanent magnet (IPM) structure. When the single-phase motor 12 is a motor with an SPM structure, there is an effect that torque pulsation due to reluctance torque can be reduced. Moreover, when the single-phase motor 12 is a motor with an IPM structure, there is an effect that the structure for holding the permanent magnets becomes easier.

図３は、図２に示す単相モータ１２を励磁した際のロータ位置の変化を示す図である。図４は、図２に示す単相モータ１２のトルク特性を示す図である。図３の上段部には、ロータ１２ａの停止位置が示されている。ロータ１２ａの停止位置において、磁極の中心を表す磁極中心線と、ステータ１２ｂの構造的な中心を表すティース中心線とは、回転方向に対して磁極中心線が先行するようにずれている。これは、単相モータ１２が非対称形状のティース１２ｅを有する構造であるために生ずる。この構造により、図４に示すようなトルク特性が表れる。 FIG. 3 is a diagram showing changes in the rotor position when the single-phase motor 12 shown in FIG. 2 is excited. FIG. 4 is a diagram showing the torque characteristics of the single-phase motor 12 shown in FIG. 2. The upper part of FIG. 3 shows the stop position of the rotor 12a. At the stop position of the rotor 12a, the magnetic pole center line representing the center of the magnetic pole and the tooth center line representing the structural center of the stator 12b are shifted such that the magnetic pole center line leads with respect to the rotation direction. This occurs because the single-phase motor 12 has a structure in which the teeth 12e are asymmetrically shaped. With this structure, torque characteristics as shown in FIG. 4 appear.

図４において、実線で示す曲線Ｋ１はモータトルク、破線で示す曲線Ｋ２はコギングトルクを表している。モータトルクは、ステータ１２ｂの巻線に流れる電流によってロータ１２ａに発生するトルクである。コギングトルクは、ステータ１２ｂの巻線に電流が流れていないときに永久磁石の磁力によってロータ１２ａに発生するトルクである。反時計方向をトルクの正にとる。また、図４の横軸は機械角を表しており、磁極中心線がティース中心線に一致するロータ１２ａの停止位置が機械角０°である。図４に示されるように、機械角０°のときのコギングトルクは正である。このため、ロータ１２ａは反時計方向に回転し、コギングトルクがゼロとなる機械角θ１の位置で停止する。この機械角θ１の位置が、図３の上段部に示す停止位置である。 In FIG. 4, a curve K1 shown by a solid line represents motor torque, and a curve K2 shown by a broken line represents cogging torque. The motor torque is the torque generated in the rotor 12a by the current flowing through the windings of the stator 12b. Cogging torque is the torque generated in the rotor 12a by the magnetic force of the permanent magnets when no current flows through the windings of the stator 12b. The counterclockwise direction is taken as the positive direction of the torque. Further, the horizontal axis in FIG. 4 represents a mechanical angle, and the stopping position of the rotor 12a where the magnetic pole center line coincides with the tooth center line is a mechanical angle of 0°. As shown in FIG. 4, the cogging torque is positive when the mechanical angle is 0°. Therefore, the rotor 12a rotates counterclockwise and stops at a mechanical angle θ1 where the cogging torque becomes zero. The position of this mechanical angle θ1 is the stop position shown in the upper part of FIG.

図２に示す単相モータ１２の場合、ロータ１２ａの停止位置は２箇所ある。停止位置の１つは、上述した図３の上段部に示す停止位置であり、もう１つは図３の下段部に示す停止位置である。巻線１２ｆに直流電圧を印加すると、反時計回りに回転し、図３の中段部に示す励磁中の状態を経て図３の下段部に示す状態で停止する。図３の例の場合、直流電圧の印加によってティース１２ｅに発生する磁力が、対向するロータ１２ａの磁極と同極であるため、回転方向にトルクがかかり、ロータ１２ａは回転する。そして、ある時間が経過し、ティース１２ｅに発生する磁力と、対向するロータ１２ａの磁極とが異極となる図３の下段部の位置で安定的に停止する。 In the case of the single-phase motor 12 shown in FIG. 2, the rotor 12a has two stopping positions. One of the stop positions is the stop position shown in the upper part of FIG. 3 mentioned above, and the other is the stop position shown in the lower part of FIG. 3. When a DC voltage is applied to the winding 12f, it rotates counterclockwise, goes through the excited state shown in the middle part of FIG. 3, and then stops in the state shown in the bottom part of FIG. In the case of the example shown in FIG. 3, the magnetic force generated in the teeth 12e by the application of the DC voltage has the same polarity as the magnetic pole of the opposing rotor 12a, so a torque is applied in the rotational direction and the rotor 12a rotates. Then, after a certain period of time has elapsed, the magnetic force generated in the teeth 12e and the magnetic poles of the opposing rotor 12a are stably stopped at a position shown in the lower part of FIG. 3, where the magnetic poles are different.

図５は、図１に示すインバータ１１の回路図である。インバータ１１は、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子５１，５２，５３，５４（以下、適宜「５１～５４」と表記）を有する。 FIG. 5 is a circuit diagram of the inverter 11 shown in FIG. 1. The inverter 11 includes a plurality of switching elements 51, 52, 53, and 54 (hereinafter appropriately referred to as "51 to 54") connected in a bridge.

スイッチング素子５１，５２は、第１のレグであるレグ５Ａを構成する。レグ５Ａは、第１のスイッチング素子であるスイッチング素子５１と、第２のスイッチング素子であるスイッチング素子５２とが直列に接続された直列回路である。 Switching elements 51 and 52 constitute leg 5A, which is a first leg. The leg 5A is a series circuit in which a switching element 51, which is a first switching element, and a switching element 52, which is a second switching element, are connected in series.

スイッチング素子５３，５４は、第２のレグであるレグ５Ｂを構成する。レグ５Ｂは、第３のスイッチング素子であるスイッチング素子５３と、第４のスイッチング素子であるスイッチング素子５４とが直列に接続された直列回路である。 Switching elements 53 and 54 constitute leg 5B, which is the second leg. The leg 5B is a series circuit in which a switching element 53, which is a third switching element, and a switching element 54, which is a fourth switching element, are connected in series.

レグ５Ａ，５Ｂは、高電位側の直流母線１６ａと低電位側の直流母線１６ｂとの間に、互いに並列になるように接続される。これにより、レグ５Ａ，５Ｂは、バッテリ１０の両端に並列に接続される。 The legs 5A and 5B are connected in parallel to each other between the DC bus 16a on the high potential side and the DC bus 16b on the low potential side. Thereby, legs 5A and 5B are connected to both ends of battery 10 in parallel.

スイッチング素子５１，５３は、高電位側に位置し、スイッチング素子５２，５４は、低電位側に位置する。一般的に、インバータ回路では、高電位側は「上アーム」と称され、低電位側は「下アーム」と称される。よって、レグ５Ａのスイッチング素子５１を「上アームの第１のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ａのスイッチング素子５２を「下アームの第２のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。同様に、レグ５Ｂのスイッチング素子５３を「上アームの第３のスイッチング素子」と呼び、レグ５Ｂのスイッチング素子５４を「下アームの第４のスイッチング素子」と呼ぶ場合がある。 Switching elements 51 and 53 are located on the high potential side, and switching elements 52 and 54 are located on the low potential side. Generally, in an inverter circuit, the high potential side is called the "upper arm" and the low potential side is called the "lower arm." Therefore, the switching element 51 of the leg 5A may be referred to as the "first switching element of the upper arm", and the switching element 52 of the leg 5A may be referred to as the "second switching element of the lower arm". Similarly, the switching element 53 of the leg 5B may be referred to as the "third switching element of the upper arm", and the switching element 54 of the leg 5B may be referred to as the "fourth switching element of the lower arm".

スイッチング素子５１とスイッチング素子５２との接続端６Ａと、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４との接続端６Ｂとは、ブリッジ回路における交流端を構成する。接続端６Ａと接続端６Ｂとの間には、単相モータ１２が接続される。 A connection end 6A between the switching element 51 and the switching element 52 and a connection end 6B between the switching element 53 and the switching element 54 constitute an AC end in the bridge circuit. A single-phase motor 12 is connected between the connection end 6A and the connection end 6B.

スイッチング素子５１～５４のそれぞれには、金属酸化膜半導体電界効果型トランジスタであるＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ－Ｏｘｉｄｅ－Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）が使用される。ＭＯＳＦＥＴは、ＦＥＴ（Ｆｉｅｌｄ－Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）の一例である。 Each of the switching elements 51 to 54 uses a MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor), which is a metal-oxide-semiconductor field-effect transistor. MOSFET is an example of FET (Field-Effect Transistor).

スイッチング素子５１には、スイッチング素子５１のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５１ａが形成される。スイッチング素子５２には、スイッチング素子５２のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５２ａが形成される。スイッチング素子５３には、スイッチング素子５３のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５３ａが形成される。スイッチング素子５４には、スイッチング素子５４のドレインとソースとの間に並列接続されるボディダイオード５４ａが形成される。複数のボディダイオード５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａのそれぞれは、ＭＯＳＦＥＴの内部に形成される寄生ダイオードであり、還流ダイオードとして使用される。なお、別途の還流ダイオードを接続してもよい。また、ＭＯＳＦＥＴに代えて絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ：ＩＧＢＴ）を用いてもよい。 A body diode 51 a connected in parallel between the drain and source of the switching element 51 is formed in the switching element 51 . A body diode 52a connected in parallel between the drain and source of the switching element 52 is formed in the switching element 52. A body diode 53a connected in parallel between the drain and source of the switching element 53 is formed in the switching element 53. A body diode 54a connected in parallel between the drain and source of the switching element 54 is formed in the switching element 54. Each of the plurality of body diodes 51a, 52a, 53a, and 54a is a parasitic diode formed inside the MOSFET, and is used as a freewheeling diode. Note that a separate free wheel diode may be connected. Furthermore, an insulated gate bipolar transistor (IGBT) may be used instead of the MOSFET.

スイッチング素子５１～５４は、シリコン系材料により形成されたＭＯＳＦＥＴに限定されず、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドといったワイドバンドギャップ（Ｗｉｄｅ Ｂａｎｄ Ｇａｐ：ＷＢＧ）半導体により形成されたＭＯＳＦＥＴでもよい。 The switching elements 51 to 54 are not limited to MOSFETs formed of silicon-based materials, but may be MOSFETs formed of wide band gap (WBG) semiconductors such as silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond.

一般的にＷＢＧ半導体はシリコン半導体に比べて耐電圧及び耐熱性が高い。そのため、複数のスイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つにＷＢＧ半導体を用いることにより、スイッチング素子の耐電圧性及び許容電流密度が高くなり、スイッチング素子を組み込んだ半導体モジュールを小型化できる。また、ＷＢＧ半導体は、耐熱性も高い。このため、半導体モジュールで発生した熱を放熱するための放熱部の小型化が可能である。また、半導体モジュールで発生した熱を放熱する放熱構造の簡素化が可能である。 In general, WBG semiconductors have higher voltage resistance and heat resistance than silicon semiconductors. Therefore, by using a WBG semiconductor for at least one of the plurality of switching elements 51 to 54, the voltage resistance and allowable current density of the switching element are increased, and the semiconductor module incorporating the switching element can be miniaturized. Furthermore, WBG semiconductors also have high heat resistance. Therefore, it is possible to downsize the heat dissipation section for dissipating the heat generated in the semiconductor module. Furthermore, it is possible to simplify the heat dissipation structure for dissipating heat generated in the semiconductor module.

また、図６は、図５に示すインバータ１１の変形例を示す回路図である。図６に示すインバータ１１Ａは、図５に示すインバータ１１の構成において、更にシャント抵抗５５ａ，５５ｂを追加したものである。シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出するための検出器であり、シャント抵抗５５ｂは、レグ５Ｂに流れる電流を検出するための検出器である。図６に示すように、シャント抵抗５５ａは、スイッチング素子５２の低電位側の端子と、直流母線１６ｂとの間に接続され、シャント抵抗５５ｂは、スイッチング素子５４の低電位側の端子と直流母線１６ｂとの間に接続されている。シャント抵抗５５ａ，５５ｂを備えるインバータ１１Ａを用いた場合、図１に示す電流検出器２２は、省略することができる。この構成の場合、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値は、アナログディジタル変換器３０を介してプロセッサ３１に送られる。プロセッサ３１は、シャント抵抗５５ａ，５５ｂの検出値に基づいて、後述する起動制御を実施する。 Moreover, FIG. 6 is a circuit diagram showing a modification of the inverter 11 shown in FIG. 5. The inverter 11A shown in FIG. 6 has the configuration of the inverter 11 shown in FIG. 5, with shunt resistors 55a and 55b added. Shunt resistor 55a is a detector for detecting the current flowing through leg 5A, and shunt resistor 55b is a detector for detecting the current flowing through leg 5B. As shown in FIG. 6, the shunt resistor 55a is connected between the low potential side terminal of the switching element 52 and the DC bus 16b, and the shunt resistor 55b is connected between the low potential side terminal of the switching element 54 and the DC bus 16b. When the inverter 11A including the shunt resistors 55a and 55b is used, the current detector 22 shown in FIG. 1 can be omitted. In this configuration, the detected values of the shunt resistors 55a and 55b are sent to the processor 31 via the analog-to-digital converter 30. The processor 31 implements activation control, which will be described later, based on the detected values of the shunt resistors 55a and 55b.

なお、シャント抵抗５５ａは、レグ５Ａに流れる電流を検出できるものであればよく、図６のものに限定されない。シャント抵抗５５ａは、直流母線１６ａとスイッチング素子５１の高電位側の端子との間、スイッチング素子５１の低電位側の端子と接続端６Ａとの間、又は接続端６Ａとスイッチング素子５２の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。同様に、シャント抵抗５５ｂは、直流母線１６ａとスイッチング素子５３の高電位側の端子との間、スイッチング素子５３の低電位側の端子と接続端６Ｂとの間、又は接続端６Ｂとスイッチング素子５４の高電位側の端子との間に配置されるものであってもよい。また、シャント抵抗５５ａ，５５ｂに代え、ＭＯＦＦＥＴのオン抵抗を利用し、オン抵抗の両端に生じる電圧で電流検出を行う構成としてもよい。 Note that the shunt resistor 55a is not limited to the one shown in FIG. 6, as long as it can detect the current flowing through the leg 5A. The shunt resistor 55a is connected between the DC bus 16a and the high potential terminal of the switching element 51, between the low potential terminal of the switching element 51 and the connection end 6A, or between the connection end 6A and the high potential of the switching element 52. It may also be placed between the side terminals. Similarly, the shunt resistor 55b is connected between the DC bus 16a and the high potential side terminal of the switching element 53, between the low potential side terminal of the switching element 53 and the connection end 6B, or between the connection end 6B and the switching element 54. It may also be placed between the terminal on the high potential side of the terminal. Further, instead of the shunt resistors 55a and 55b, the on-resistance of a MOFFET may be used, and the current may be detected by the voltage generated across the on-resistance.

図７は、図１に示す制御部２５の機能部位のうちのＰＷＭ信号を生成する機能部位を示すブロック図である。 FIG. 7 is a block diagram showing a functional part of the control unit 25 shown in FIG. 1 that generates a PWM signal.

図７において、キャリア比較部３８には、後述する電圧指令Ｖｍを生成するときに用いる進角制御された進角位相θｖと基準位相θｅとが入力される。基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。なお、前述したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置２は、位置センサからの位置センサ信号を用いない、いわゆる位置センサレス制御の構成である。このため、ロータ機械角及び基準位相θｅは、演算によって推定される。また、ここで言う「進角位相」とは、電圧指令Ｖｍの「進み角」である「進角」を位相で表したものである。更に、ここで言う「進み角」とは、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに印加されるモータ印加電圧と、ステータ１２ｂの巻線１２ｆに誘起されるモータ誘起電圧との間の位相差である。なお、モータ印加電圧がモータ誘起電圧よりも進んでいるときに「進み角」は正の値をとる。In FIG. 7, the carrier comparator 38 receives an advance-controlled advance phase θv and a reference phase θe used when generating a voltage command Vm , which will be described later. The reference phase θ e is a phase obtained by converting a rotor mechanical angle, which is an angle from the reference position of the rotor 12a, into an electrical angle. Note that, as described above, the motor drive device 2 according to the first embodiment has a so-called position sensorless control configuration that does not use a position sensor signal from a position sensor. Therefore, the rotor mechanical angle and the reference phase θ e are estimated by calculation. Moreover, the "advanced angle phase" referred to here is the "advanced angle" which is the "advanced angle" of the voltage command V m expressed in phase. Furthermore, the "advance angle" referred to here is the phase difference between the motor applied voltage applied to the winding 12f of the stator 12b and the motor induced voltage induced in the winding 12f of the stator 12b. Note that when the motor applied voltage leads the motor induced voltage, the "advance angle" takes a positive value.

また、キャリア比較部３８には、進角位相θｖと基準位相θｅとに加え、キャリア生成部３３で生成されたキャリアと、直流電圧Ｖｄｃと、電圧指令Ｖｍの振幅値である電圧振幅指令Ｖ＊とが入力される。キャリア比較部３８は、キャリア、進角位相θｖ、基準位相θｅ、直流電圧Ｖｄｃ及び電圧振幅指令Ｖ＊に基づいて、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する。In addition to the advance phase θv and the reference phase θe , the carrier comparison unit 38 also contains the carrier generated by the carrier generation unit 33, a DC voltage Vdc , and a voltage that is the amplitude value of the voltage command Vm . An amplitude command V* is input. The carrier comparator 38 generates PWM signals Q1 to Q4 based on the carrier, advance phase θ v , reference phase θ e , DC voltage V dc , and voltage amplitude command V*.

図８は、図７に示すキャリア比較部３８の一例を示すブロック図である。図８には、キャリア比較部３８Ａ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。 FIG. 8 is a block diagram showing an example of the carrier comparison section 38 shown in FIG. 7. FIG. 8 shows detailed configurations of the carrier comparison section 38A and the carrier generation section 33.

図８において、キャリア生成部３３には、キャリアの周波数であるキャリア周波数ｆＣ［Ｈｚ］が設定される。キャリア周波数ｆＣの矢印の先には、キャリア波形の一例として、“０”と“１”との間を上下する三角波キャリアが示される。インバータ１１のＰＷＭ制御には、同期ＰＷＭ制御と非同期ＰＷＭ制御とがある。同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要がある。一方、非同期ＰＷＭ制御の場合、進角位相θｖにキャリアを同期させる必要はない。In FIG. 8, the carrier generation unit 33 is set with a carrier frequency f C [Hz] that is the frequency of the carrier. At the tip of the arrow of carrier frequency fC , a triangular wave carrier that fluctuates between "0" and "1" is shown as an example of a carrier waveform. PWM control of the inverter 11 includes synchronous PWM control and asynchronous PWM control. In the case of synchronous PWM control, it is necessary to synchronize the carrier with the advance phase θ v . On the other hand, in the case of asynchronous PWM control, there is no need to synchronize the carrier with the advance phase θ v .

キャリア比較部３８Ａは、図８に示すように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｄ、乗算部３８ｆ、加算部３８ｅ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。 As shown in FIG. 8, the carrier comparison section 38A includes an absolute value calculation section 38a, a division section 38b, a multiplication section 38c, a multiplication section 38d, a multiplication section 38f, an addition section 38e, a comparison section 38g, a comparison section 38h, and an output inversion section. 38i and an output inverting section 38j.

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ＊の絶対値｜Ｖ＊｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ＊｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図８の構成では、除算部３８ｂの出力が変調率となる。バッテリ１０の出力電圧であるバッテリ電圧は、電流を流し続けることにより変動する。一方、絶対値｜Ｖ＊｜を直流電圧Ｖｄｃで除算することにより、変調率の値を調整し、バッテリ電圧の低下によってモータ印加電圧が低下しないようにできる。The absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value |V*| of the voltage amplitude command V*. In the dividing unit 38b, the absolute value |V*| is divided by the DC voltage V dc detected by the voltage detector 20. In the configuration of FIG. 8, the output of the divider 38b becomes the modulation rate. The battery voltage, which is the output voltage of the battery 10, fluctuates as current continues to flow. On the other hand, by dividing the absolute value |V*| by the DC voltage V dc , the value of the modulation factor can be adjusted to prevent the voltage applied to the motor from decreasing due to a decrease in battery voltage.

乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｄでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１／２”が乗算される。加算部３８ｅでは、乗算部３８ｄの出力に“１／２”が加算される。乗算部３８ｆでは、加算部３８ｅの出力に“－１”が乗算される。加算部３８ｅの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための正側電圧指令Ｖｍ１として比較部３８ｇに入力され、乗算部３８ｆの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための負側電圧指令Ｖｍ２として比較部３８ｈに入力される。The multiplier 38c calculates the sine value of "θ e +θ v ", which is the addition of the advance phase θ v to the reference phase θ e . The calculated sine value of “θ e +θ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the divider 38b. In the multiplier 38d, the voltage command Vm , which is the output of the multiplier 38c, is multiplied by "1/2". The adder 38e adds "1/2" to the output of the multiplier 38d. The multiplier 38f multiplies the output of the adder 38e by "-1". The output of the adder 38e is input to the comparator 38g as a positive voltage command V m1 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54, and is input to the comparator 38g as a positive voltage command V m1 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54. The output is input to the comparator 38h as a negative side voltage command V m2 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.

比較部３８ｇでは、正側電圧指令Ｖｍ１と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、負側電圧指令Ｖｍ２と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。The comparison unit 38g compares the positive side voltage command V m1 and the amplitude of the carrier. The output of the output inverter 38i, which inverts the output of the comparator 38g, becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparator 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52. Similarly, the comparison unit 38h compares the negative side voltage command V m2 and the amplitude of the carrier. The output of the output inverting section 38j, which inverts the output of the comparing section 38h, becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing section 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54. The output inversion section 38i prevents the switching element 51 and the switching element 52 from being turned on at the same time, and the output inversion section 38j prevents the switching element 53 and the switching element 54 from being turned on at the same time.

図９は、図８に示すキャリア比較部３８Ａを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図９には、加算部３８ｅから出力される正側電圧指令Ｖｍ１の波形と、乗算部３８ｆから出力される負側電圧指令Ｖｍ２の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。FIG. 9 is a diagram showing an example of waveforms of main parts when operating using the carrier comparator 38A shown in FIG. 8. FIG. 9 shows the waveform of the positive voltage command V m1 output from the adder 38e, the waveform of the negative voltage command V m2 output from the multiplier 38f, the waveforms of the PWM signals Q1 to Q4, and the inverter output. A voltage waveform is shown.

ＰＷＭ信号Ｑ１は、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、正側電圧指令Ｖｍ１がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、負側電圧指令Ｖｍ２がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図８に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。The PWM signal Q1 becomes "Low" when the positive side voltage command V m1 is larger than the carrier, and becomes "High" when the positive side voltage command V m1 is smaller than the carrier. PWM signal Q2 is an inverted signal of PWM signal Q1. The PWM signal Q3 becomes "Low" when the negative side voltage command V m2 is larger than the carrier, and becomes "High" when the negative side voltage command V m2 is smaller than the carrier. PWM signal Q4 is an inverted signal of PWM signal Q3. In this way, the circuit shown in FIG. 8 is configured with "Low Active", but even if it is configured with "High Active" where each signal has the opposite value. good.

インバータ出力電圧の波形は、図９に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。 As shown in FIG. 9, the waveform of the inverter output voltage includes a voltage pulse due to the voltage difference between the PWM signal Q1 and the PWM signal Q4, and a voltage pulse due to the voltage difference between the PWM signal Q3 and the PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as motor applied voltage.

ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４を生成する際に使用する変調方式としては、バイポーラ変調と、ユニポーラ変調とが知られている。バイポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに正又は負の電位で変化する電圧パルスを出力する変調方式である。ユニポーラ変調は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化する電圧パルス、即ち正の電位と負の電位と零の電位とに変化する電圧パルスを出力する変調方式である。図９に示される波形は、ユニポーラ変調によるものである。実施の形態１に係るモータ駆動装置２においては、何れの変調方式を用いてもよい。なお、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、バイポーラ変調よりも、高調波含有率が少ないユニポーラ変調を採用することが好ましい。Bipolar modulation and unipolar modulation are known as modulation methods used to generate the PWM signals Q1 to Q4. Bipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes in positive or negative potential every cycle of the voltage command Vm . Unipolar modulation is a modulation method that outputs a voltage pulse that changes in three potentials for each period of the voltage command Vm , that is, a voltage pulse that changes in a positive potential, a negative potential, and a zero potential. The waveform shown in FIG. 9 is due to unipolar modulation. In the motor drive device 2 according to the first embodiment, any modulation method may be used. Note that in applications where it is necessary to control the motor current waveform to a more sinusoidal waveform, it is preferable to employ unipolar modulation, which has a lower harmonic content, than bipolar modulation.

また、図９に示される波形は、電圧指令Ｖｍの半周期Ｔ／２の期間において、レグ５Ａを構成するスイッチング素子５１，５２と、レグ５Ｂを構成するスイッチング素子５３，５４の４つのスイッチング素子をスイッチング動作させる方式によって得られる。この方式は、正側電圧指令Ｖｍ１と負側電圧指令Ｖｍ２の双方でスイッチング動作させることから、「両側ＰＷＭ」と呼ばれる。これに対し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作を休止させ、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作を休止させる方式もある。この方式は、「片側ＰＷＭ」と呼ばれる。以下、「片側ＰＷＭ」について説明する。なお、以下の説明において、両側ＰＷＭで動作させる動作モードを「両側ＰＷＭモード」と呼び、片側ＰＷＭで動作させる動作モードを「片側ＰＷＭモード」と呼ぶ。また、「両側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「両側ＰＷＭ信号」と呼び、「片側ＰＷＭ」によるＰＷＭ信号を「片側ＰＷＭ信号」と呼ぶ場合がある。Moreover, the waveform shown in FIG. 9 shows the switching of four switching elements 51 and 52 forming leg 5A and switching elements 53 and 54 forming leg 5B during a period of half cycle T/2 of voltage command Vm . This is achieved by a method of switching elements. This method is called "both-side PWM" because the switching operation is performed using both the positive side voltage command V m1 and the negative side voltage command V m2 . On the other hand, in one half cycle of one cycle T of the voltage command V m , the switching operations of the switching elements 51 and 52 are stopped, and in the other half cycle of one cycle T of the voltage command V m , There is also a method in which the switching operations of the switching elements 53 and 54 are suspended. This method is called "one-sided PWM." Hereinafter, "one-sided PWM" will be explained. In the following description, the operation mode in which the device operates with PWM on both sides is referred to as the “both-side PWM mode”, and the operation mode in which the device operates with PWM on one side is referred to as the “one-side PWM mode”. Further, a PWM signal based on "both-side PWM" may be referred to as a "both-side PWM signal", and a PWM signal based on "one-sided PWM" may be called a "one-sided PWM signal".

図１０は、図７に示すキャリア比較部３８の他の例を示すブロック図である。図１０には、片側ＰＷＭ信号の生成回路の一例が示され、具体的には、キャリア比較部３８Ｂ及びキャリア生成部３３の詳細構成が示されている。なお、図１０に示されるキャリア生成部３３の構成は、図８に示されるものと同一又は同等である。また、図１０に示されるキャリア比較部３８Ｂの構成において、図８に示されるキャリア比較部３８Ａと同一又は同等の構成部には同一の符号を付して示している。 FIG. 10 is a block diagram showing another example of the carrier comparison section 38 shown in FIG. 7. FIG. 10 shows an example of a one-sided PWM signal generation circuit, and specifically shows detailed configurations of the carrier comparison section 38B and the carrier generation section 33. Note that the configuration of the carrier generation section 33 shown in FIG. 10 is the same or equivalent to that shown in FIG. 8. Further, in the configuration of the carrier comparison section 38B shown in FIG. 10, the same or equivalent components as the carrier comparison section 38A shown in FIG. 8 are denoted by the same reference numerals.

キャリア比較部３８Ｂは、図１０に示されるように、絶対値演算部３８ａ、除算部３８ｂ、乗算部３８ｃ、乗算部３８ｋ、加算部３８ｍ、加算部３８ｎ、比較部３８ｇ、比較部３８ｈ、出力反転部３８ｉ及び出力反転部３８ｊを有する。 As shown in FIG. 10, the carrier comparison section 38B includes an absolute value calculation section 38a, a division section 38b, a multiplication section 38c, a multiplication section 38k, an addition section 38m, an addition section 38n, a comparison section 38g, a comparison section 38h, and an output inversion section. It has a section 38i and an output inverting section 38j.

絶対値演算部３８ａでは、電圧振幅指令Ｖ*の絶対値｜Ｖ*｜が演算される。除算部３８ｂでは、絶対値｜Ｖ*｜が、電圧検出器２０で検出された直流電圧Ｖｄｃによって除算される。図１０の構成でも、除算部３８ｂの出力が変調率となる。The absolute value calculation unit 38a calculates the absolute value |V*| of the voltage amplitude command V*. The dividing unit 38b divides the absolute value |V*| by the DC voltage V dc detected by the voltage detector 20. In the configuration of FIG. 10 as well, the output of the divider 38b becomes the modulation rate.

乗算部３８ｃでは、基準位相θｅに進角位相θｖを加えた“θｅ＋θｖ”の正弦値が演算される。演算された“θｅ＋θｖ”の正弦値は、除算部３８ｂの出力である変調率に乗算される。乗算部３８ｋでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“－１”が乗算される。加算部３８ｍでは、乗算部３８ｃの出力である電圧指令Ｖｍに“１”が加算される。加算部３８ｎでは、乗算部３８ｋの出力、即ち電圧指令Ｖｍの反転出力に“１”が加算される。加算部３８ｍの出力は、複数のスイッチング素子５１～５４のうち、上アームの２つのスイッチング素子５１，５３を駆動するための第１電圧指令Ｖｍ３として比較部３８ｇに入力される。加算部３８ｎの出力は、下アームの２つのスイッチング素子５２，５４を駆動するための第２電圧指令Ｖｍ４として比較部３８ｈに入力される。The multiplier 38c calculates the sine value of "θ e +θ v ", which is the addition of the advance phase θ v to the reference phase θ e . The calculated sine value of “θ e +θ v ” is multiplied by the modulation factor that is the output of the divider 38b. The multiplier 38k multiplies the voltage command V m , which is the output of the multiplier 38c, by "-1". The adder 38m adds "1" to the voltage command Vm , which is the output of the multiplier 38c. In the addition section 38n, "1" is added to the output of the multiplication section 38k, that is, the inverted output of the voltage command Vm . The output of the adder 38m is input to the comparator 38g as a first voltage command V m3 for driving the two switching elements 51 and 53 of the upper arm among the plurality of switching elements 51 to 54. The output of the adder 38n is input to the comparator 38h as a second voltage command V m4 for driving the two switching elements 52 and 54 of the lower arm.

比較部３８ｇでは、第１電圧指令Ｖｍ３と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｇの出力を反転した出力反転部３８ｉの出力は、スイッチング素子５１へのＰＷＭ信号Ｑ１となり、比較部３８ｇの出力は、スイッチング素子５２へのＰＷＭ信号Ｑ２となる。同様に、比較部３８ｈでは、第２電圧指令Ｖｍ４と、キャリアの振幅とが比較される。比較部３８ｈの出力を反転した出力反転部３８ｊの出力は、スイッチング素子５３へのＰＷＭ信号Ｑ３となり、比較部３８ｈの出力は、スイッチング素子５４へのＰＷＭ信号Ｑ４となる。出力反転部３８ｉにより、スイッチング素子５１とスイッチング素子５２とが同時にオンされることはなく、出力反転部３８ｊにより、スイッチング素子５３とスイッチング素子５４とが同時にオンされることはない。The comparison unit 38g compares the first voltage command V m3 and the amplitude of the carrier. The output of the output inverter 38i, which inverts the output of the comparator 38g, becomes the PWM signal Q1 to the switching element 51, and the output of the comparator 38g becomes the PWM signal Q2 to the switching element 52. Similarly, the comparison unit 38h compares the second voltage command V m4 and the amplitude of the carrier. The output of the output inverting section 38j, which inverts the output of the comparing section 38h, becomes the PWM signal Q3 to the switching element 53, and the output of the comparing section 38h becomes the PWM signal Q4 to the switching element 54. The output inversion section 38i prevents the switching element 51 and the switching element 52 from being turned on at the same time, and the output inversion section 38j prevents the switching element 53 and the switching element 54 from being turned on at the same time.

図１１は、図１０に示すキャリア比較部３８Ｂを用いて動作させたときの要部の波形例を示す図である。図１１には、加算部３８ｍから出力される第１電圧指令Ｖｍ３の波形と、加算部３８ｎから出力される第２電圧指令Ｖｍ４の波形と、ＰＷＭ信号Ｑ１～Ｑ４の波形と、インバータ出力電圧の波形とが示されている。なお、図１１では、便宜的に、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第１電圧指令Ｖｍ３の波形部分と、キャリアのピーク値よりも振幅値が大きくなる第２電圧指令Ｖｍ４の波形部分は、フラットな直線で表されている。FIG. 11 is a diagram showing an example of waveforms of main parts when operating using the carrier comparator 38B shown in FIG. 10. FIG. 11 shows the waveform of the first voltage command V m3 output from the adder 38m, the waveform of the second voltage command V m4 output from the adder 38n, the waveforms of the PWM signals Q1 to Q4, and the inverter output. A voltage waveform is shown. In addition, in FIG. 11, for convenience, the waveform part of the first voltage command V m3 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier, and the waveform part of the second voltage command V m4 whose amplitude value is larger than the peak value of the carrier are shown. The waveform portion is represented by a flat straight line.

ＰＷＭ信号Ｑ１は、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第１電圧指令Ｖｍ３がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ２は、ＰＷＭ信号Ｑ１の反転信号である。ＰＷＭ信号Ｑ３は、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも大きいときに“ロー（Ｌｏｗ）”となり、第２電圧指令Ｖｍ４がキャリアよりも小さいときに“ハイ（Ｈｉｇｈ）”となる。ＰＷＭ信号Ｑ４は、ＰＷＭ信号Ｑ３の反転信号である。このように、図１０に示される回路は、“ローアクティブ（Ｌｏｗ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されているが、それぞれの信号が逆の値となる“ハイアクティブ（Ｈｉｇｈ Ａｃｔｉｖｅ）”で構成されていてもよい。The PWM signal Q1 becomes "Low" when the first voltage command V m3 is larger than the carrier, and becomes "High" when the first voltage command V m3 is smaller than the carrier. PWM signal Q2 is an inverted signal of PWM signal Q1. The PWM signal Q3 becomes "Low" when the second voltage command V m4 is larger than the carrier, and becomes "High" when the second voltage command V m4 is smaller than the carrier. PWM signal Q4 is an inverted signal of PWM signal Q3. In this way, the circuit shown in FIG. 10 is configured with "Low Active", but even if it is configured with "High Active" where each signal has the opposite value. good.

インバータ出力電圧の波形は、図１１に示されるように、ＰＷＭ信号Ｑ１とＰＷＭ信号Ｑ４との差電圧による電圧パルスと、ＰＷＭ信号Ｑ３とＰＷＭ信号Ｑ２との差電圧による電圧パルスとが表れる。これらの電圧パルスが、モータ印加電圧として、単相モータ１２に印加される。 As shown in FIG. 11, the waveform of the inverter output voltage includes a voltage pulse due to a voltage difference between PWM signal Q1 and PWM signal Q4, and a voltage pulse due to a voltage difference between PWM signal Q3 and PWM signal Q2. These voltage pulses are applied to the single-phase motor 12 as motor applied voltage.

図１１に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５１，５２のスイッチング動作が休止し、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５３，５４のスイッチング動作が休止している。In the waveform shown in FIG. 11, the switching operations of the switching elements 51 and 52 are stopped in one half period of one period T of the voltage command V m , and the switching operation of the switching elements 51 and 52 is stopped in one half period of one period T of the voltage command V m . During the half cycle, the switching operations of the switching elements 53 and 54 are at rest.

また、図１１に示される波形では、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの一方の半周期では、スイッチング素子５２は常時オン状態となるように制御され、電圧指令Ｖｍの１周期Ｔのうちの他方の半周期では、スイッチング素子５４は常時オン状態となるように制御される。なお、図１１は一例であり、一方の半周期では、スイッチング素子５１が常時オン状態となるように制御され、他方の半周期では、スイッチング素子５３が常時オン状態となるように制御される場合も有り得る。即ち、図１１に示される波形には、電圧指令Ｖｍの半周期において、スイッチング素子５１～５４のうちの少なくとも１つがオン状態となるように制御されるという特徴がある。In addition, in the waveform shown in FIG. 11, the switching element 52 is controlled to be always on in one half cycle of one cycle T of the voltage command Vm , and During the other half cycle, the switching element 54 is controlled to be always on. Note that FIG. 11 is an example, and in one half cycle, the switching element 51 is controlled to be always on, and in the other half cycle, the switching element 53 is controlled to be always on. Also possible. That is, the waveform shown in FIG. 11 has a feature that at least one of the switching elements 51 to 54 is controlled to be in the on state during a half cycle of the voltage command V m .

また、図１１において、インバータ出力電圧の波形は、電圧指令Ｖｍの１周期ごとに３つの電位で変化するユニポーラ変調となる。前述の通り、ユニポーラ変調に代えてバイポーラ変調を用いてもよいが、モータ電流波形をより正弦波に制御する必要がある用途では、ユニポーラ変調を採用することが好ましい。Furthermore, in FIG. 11, the waveform of the inverter output voltage is unipolar modulated, changing at three potentials for each cycle of the voltage command Vm . As mentioned above, bipolar modulation may be used instead of unipolar modulation, but in applications where the motor current waveform needs to be controlled more sinusoidally, it is preferable to employ unipolar modulation.

図１２は、図７に示されるキャリア比較部３８へ入力される進角位相θｖを算出するための機能構成を示すブロック図である。進角位相θｖの算出機能は、図１２に示されるように、回転速度算出部４２と、進角位相算出部４４とによって実現できる。回転速度算出部４２は、電流検出器２２によって検出されたモータ電流Ｉｍの検出値に基づいて単相モータ１２の回転速度ωを算出する。また、回転速度算出部４２は、モータ電流Ｉｍの検出値に基づいて、基準位相θｅを算出する。前述したように、基準位相θｅは、ロータ１２ａの基準位置からの角度であるロータ機械角を電気角に換算した位相である。ロータ機械角は、回転速度算出部４２の内部で演算される演算値である。FIG. 12 is a block diagram showing a functional configuration for calculating the advance phase θ v input to the carrier comparator 38 shown in FIG. 7. The function of calculating the advance phase θ v can be realized by the rotational speed calculation section 42 and the advance phase calculation section 44, as shown in FIG. The rotation speed calculation unit 42 calculates the rotation speed ω of the single-phase motor 12 based on the detected value of the motor current I m detected by the current detector 22. Further, the rotational speed calculation unit 42 calculates the reference phase θ e based on the detected value of the motor current I m . As described above, the reference phase θ e is the phase obtained by converting the rotor mechanical angle, which is the angle from the reference position of the rotor 12a, into an electrical angle. The rotor mechanical angle is a calculated value calculated inside the rotational speed calculating section 42.

進角位相算出部４４は、回転速度ω、基準位相θｅ及びモータ誘起電圧に基づいて進角位相θｖを算出する。モータ誘起電圧は、交流電圧Ｖａｃの検出値により取得することができる。前述したように、交流電圧Ｖａｃの検出値には、インバータ１１が単相モータ１２に印加するモータ印加電圧と、単相モータ１２によって誘起されるモータ誘起電圧とが含まれている。これらの電圧のうち、モータ誘起電圧は、インバータ１１が電圧を出力していないゲートオフ期間に検出することができる。進角位相θｖの算出手法の詳細は、後述する。The advance phase calculation unit 44 calculates the advance phase θ v based on the rotational speed ω, the reference phase θ e , and the motor induced voltage. The motor induced voltage can be obtained from the detected value of the alternating current voltage V ac . As described above, the detected value of the AC voltage V ac includes the motor applied voltage that the inverter 11 applies to the single-phase motor 12 and the motor induced voltage induced by the single-phase motor 12 . Among these voltages, the motor induced voltage can be detected during the gate-off period when the inverter 11 is not outputting any voltage. Details of the method for calculating the advance phase θ v will be described later.

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２の駆動制御の要点である単相モータ１２の加速制御について、図１３及び図１４を参照して説明する。図１３は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第１の図である。図１４は、実施の形態１における要部の動作説明に使用する第２の図である。なお、上述の図２及び図３は、非対称形状のティース１２ｅを有する単相モータ１２を駆動対象とする例であるが、駆動対象の単相モータは、図２及び図３の構造のものに限定されない。即ち、実施の形態１の手法は、ティース１２ｅが非対称形状である場合に限定されず、ティース１２ｅが対称形状である場合においても適用可能である。 Next, acceleration control of the single-phase motor 12, which is the main point of drive control of the motor drive device 2 according to the first embodiment, will be explained with reference to FIGS. 13 and 14. FIG. 13 is a first diagram used to explain the operation of main parts in the first embodiment. FIG. 14 is a second diagram used to explain the operation of main parts in the first embodiment. 2 and 3 described above are examples in which the single-phase motor 12 having the asymmetrically shaped teeth 12e is driven, but the single-phase motor to be driven has the structure shown in FIGS. 2 and 3. Not limited. That is, the method of the first embodiment is not limited to the case where the teeth 12e have an asymmetric shape, but can be applied even when the teeth 12e have a symmetric shape.

図１３には、単相モータ１２を加速するときの回転速度が低速である場合の動作波形が示されている。また、図１４には、単相モータ１２を加速するときの回転速度が高速である場合の動作波形が示されている。ここで言う高速又は低速は、両者の相対的な関係を意味するものであり、図１３に示す第１の制御と図１４に示す第２の制御とは、予め設定された回転速度で切り替える。即ち、予め設定された回転速度を「第１の回転速度」とするとき、単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度未満のときは、図１３に示す第１の制御で単相モータ１２を駆動する。そして、単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度以上のときは、図１４に示す第２の制御で単相モータ１２を駆動する。 FIG. 13 shows operating waveforms when the single-phase motor 12 is accelerated at a low rotational speed. Further, FIG. 14 shows an operating waveform when the single-phase motor 12 is accelerated at a high rotational speed. High speed or low speed here means a relative relationship between the two, and the first control shown in FIG. 13 and the second control shown in FIG. 14 are switched at a preset rotation speed. That is, when the preset rotational speed is set as the "first rotational speed" and the rotational speed of the single-phase motor 12 is less than the first rotational speed, the single-phase motor is controlled by the first control shown in FIG. 12. When the rotational speed of the single-phase motor 12 is equal to or higher than the first rotational speed, the single-phase motor 12 is driven under the second control shown in FIG.

次に、第１及び第２の制御の詳細について、図１３及び図１４を参照して説明する。まず、図１３を参照して第１の制御について説明する。 Next, details of the first and second controls will be explained with reference to FIGS. 13 and 14. First, the first control will be explained with reference to FIG. 13.

図１３の上段部にはモータ誘起電圧の波形が示されている。図１３の下段部には、モータ印加電圧の波形と、モータ誘起電圧の波形とが示されている。下段部において、インバータ１１がゲートオンするゲートオン期間は粗いハッチングパターンで示され、インバータ１１がゲートオフするゲートオフ期間は細かなハッチングパターンで示されている。ゲートオン期間Ｔ１はモータ印加電圧の極性が正の期間であり、ゲートオン期間Ｔ２はモータ印加電圧の極性が負の期間である。ゲートオン期間Ｔ１とゲートオン期間Ｔ２との間には、ゲートオフ期間Ｔ３が存在する。 The waveform of the motor induced voltage is shown in the upper part of FIG. The lower part of FIG. 13 shows the waveform of the motor applied voltage and the waveform of the motor induced voltage. In the lower part, the gate-on period during which the inverter 11 is gate-on is shown by a coarse hatching pattern, and the gate-off period during which the inverter 11 is gate-off is shown by a fine hatching pattern. The gate-on period T1 is a period in which the polarity of the voltage applied to the motor is positive, and the gate-on period T2 is a period in which the polarity of the voltage applied to the motor is negative. A gate-off period T3 exists between the gate-on period T1 and the gate-on period T2.

なお、本稿では、ゲートオン期間Ｔ１を「第１の期間」と呼び、ゲートオン期間Ｔ２を「第２の期間」と呼ぶ場合がある。また、ゲートオフ期間Ｔ３を「印加停止期間」と呼ぶ場合がある。また、Ｔ４は、単相モータ１２の回転周期の１／２の期間、即ち回転半周期を表している。回転半周期Ｔ４、ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２及びゲートオフ期間Ｔ３との間には、Ｔ４＝Ｔ１＋Ｔ３及びＴ４＝Ｔ２＋Ｔ３の関係がある。なお、本稿では、電気角の１周期を１回転周期として説明するが、ロータ機械角の１周期を１回転周期としてもよい。 Note that in this paper, the gate-on period T1 may be referred to as a "first period" and the gate-on period T2 may be referred to as a "second period." Further, the gate-off period T3 may be referred to as an "application stop period". Moreover, T4 represents a period of 1/2 of the rotation period of the single-phase motor 12, that is, a rotation half period. There is a relationship between T4=T1+T3 and T4=T2+T3 between the rotation half period T4, the gate-on periods T1 and T2, and the gate-off period T3. Note that in this paper, one period of the electrical angle will be explained as one rotation period, but one period of the rotor mechanical angle may be one rotation period.

前述したように、ゲートオン期間Ｔ１では、正の極性の電圧が印加される。本稿では、この極性の電圧を「第１電圧」と呼ぶ。ゲートオン期間Ｔ１は、モータ誘起電圧の極性が負から正に切り替わるゼロクロス点から始まる。また、ゲートオン期間Ｔ２では、負の極性の電圧が印加される。本稿では、この極性の電圧を「第２電圧」と呼ぶ。ゲートオン期間Ｔ２は、モータ誘起電圧の極性が正から負に切り替わるゼロクロス点から始まる。なお、図１３では、第１電圧及び第２電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第１電圧及び第２電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。 As described above, a positive polarity voltage is applied during the gate-on period T1. In this paper, this polarity voltage is referred to as a "first voltage." The gate-on period T1 starts from a zero cross point where the polarity of the motor induced voltage switches from negative to positive. Further, during the gate-on period T2, a negative polarity voltage is applied. In this paper, this polarity voltage is referred to as a "second voltage." The gate-on period T2 starts from a zero cross point where the polarity of the motor induced voltage switches from positive to negative. Note that although FIG. 13 illustrates a case where the first voltage and the second voltage are voltages of one pulse, the present invention is not limited to this. The first voltage and the second voltage may be voltages of a plurality of PWM-controlled pulse trains.

第１の制御において、モータ印加電圧の極性の切り替えは、単相モータ１２の回転速度及びモータ誘起電圧に基づいて行われる。ゲートオフ期間Ｔ３では、インバータ１１がゲートオフしているので、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧の検出が可能である。従って、モータ誘起電圧のゼロクロス点の検出も可能である。なお、ゼロクロス点は、ロータ機械角を電気角に換算した位相であり、演算によって求められている基準位相θｅを用いることも可能である。In the first control, switching of the polarity of the motor applied voltage is performed based on the rotational speed of the single-phase motor 12 and the motor induced voltage. During the gate-off period T3, since the inverter 11 is gate-off, the motor induced voltage can be detected by the voltage detector 21. Therefore, it is also possible to detect the zero cross point of the motor induced voltage. Note that the zero cross point is a phase obtained by converting the mechanical angle of the rotor into an electrical angle, and it is also possible to use the reference phase θ e determined by calculation.

単相モータ１２の回転速度が第１の回転速度未満である場合、モータ誘起電圧のゼロクロス点をモータ印加電圧の極性の切り替え点とする。即ち、回転速度が第１の回転速度未満である場合、第１の閾値は零値に設定される。従って、モータ誘起電圧のゼロクロス点において、ゲートオン期間Ｔ１又はゲートオン期間Ｔ２が開始される。そして、ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２が繰り返されることにより、単相モータ１２には回転トルクが付与され、単相モータ１２は加速して回転する。 When the rotational speed of the single-phase motor 12 is less than the first rotational speed, the zero-cross point of the motor induced voltage is set as the polarity switching point of the motor applied voltage. That is, when the rotation speed is less than the first rotation speed, the first threshold value is set to a zero value. Therefore, the gate-on period T1 or the gate-on period T2 starts at the zero-crossing point of the motor induced voltage. Then, by repeating the gate-on periods T1 and T2, rotational torque is applied to the single-phase motor 12, and the single-phase motor 12 rotates with acceleration.

ゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２の長さ、及びモータ印加電圧の振幅は、デューティ比、変調率及び回転速度に基づいて決定することができる。デューティ比は回転半周期Ｔ４に対するゲートオン期間Ｔ１，Ｔ２の比である。 The lengths of the gate-on periods T1 and T2 and the amplitude of the voltage applied to the motor can be determined based on the duty ratio, modulation rate, and rotation speed. The duty ratio is the ratio of the gate-on periods T1 and T2 to the rotation half period T4.

なお、モータ誘起電圧を電圧検出器２１にて直接検出する手法に代え、電圧検出器２０の検出値、又は電流検出器２４の検出値に基づいてモータ誘起電圧を算出してもよい。なお、電圧検出器２０の検出値を用いる場合には、バッテリ１０の出力電圧をゼロにする制御手段、又はバッテリ１０とインバータ１１との間の電気的接続を切り離す機構が必要である。 Note that instead of directly detecting the motor induced voltage with the voltage detector 21, the motor induced voltage may be calculated based on the detected value of the voltage detector 20 or the detected value of the current detector 24. Note that when the detected value of the voltage detector 20 is used, a control means for zeroing the output voltage of the battery 10 or a mechanism for disconnecting the electrical connection between the battery 10 and the inverter 11 is required.

次に、図１４を参照して第２の制御について説明する。図１３と同様に、図１４の上段部にはモータ誘起電圧の波形が示され、下段部にはモータ印加電圧の波形とモータ誘起電圧の波形とが示されている。ゲートオン期間及びゲートオフ期間に付しているハッチングパターンも図１３と同じである。 Next, the second control will be explained with reference to FIG. 14. Similar to FIG. 13, the waveform of the motor induced voltage is shown in the upper part of FIG. 14, and the waveform of the motor applied voltage and the waveform of the motor induced voltage are shown in the lower part. The hatching patterns attached to the gate-on period and the gate-off period are also the same as those in FIG. 13.

第２の制御において、モータ印加電圧の極性の切り替えは、単相モータ１２の回転速度及びモータ誘起電圧に基づいて行われる。ゲートオフ期間τ３では、インバータ１１がゲートオフしているので、電圧検出器２１によってモータ誘起電圧の検出が可能である。 In the second control, switching of the polarity of the motor applied voltage is performed based on the rotational speed of the single-phase motor 12 and the motor induced voltage. During the gate-off period τ3, since the inverter 11 is gate-off, the motor induced voltage can be detected by the voltage detector 21.

ゲートオン期間τ１では、正の極性の第１電圧が印加される。ゲートオン期間τ１は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値がΔＶに到達したときから始まる。また、ゲートオン期間τ２では、負の極性の第２電圧が印加される。ゲートオン期間τ２は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値がΔＶに到達したときから始まる。即ち、第２の制御では、モータ誘起電圧の振幅の絶対値と比較するΔＶの値が第１の閾値に設定される。図１４に示すように、第１の閾値は正値である。インバータ１１は、モータ誘起電圧の振幅の絶対値が第１の閾値に到達する都度、単相モータ１２に印加する電圧の極性を反転する。また、第２の制御において、第１の閾値は、回転速度の増加に対して増加傾向となるように設定される。なお、図１４では、第１電圧及び第２電圧が１パルスの電圧である場合を例示しているが、これに限定されない。第１電圧及び第２電圧は、ＰＷＭ制御された複数のパルス列の電圧でもよい。 During the gate-on period τ1, a first voltage of positive polarity is applied. The gate-on period τ1 starts when the absolute value of the amplitude of the motor induced voltage reaches ΔV. Further, during the gate-on period τ2, a second voltage of negative polarity is applied. The gate-on period τ2 starts when the absolute value of the amplitude of the motor induced voltage reaches ΔV. That is, in the second control, the value of ΔV to be compared with the absolute value of the amplitude of the motor induced voltage is set as the first threshold value. As shown in FIG. 14, the first threshold is a positive value. The inverter 11 inverts the polarity of the voltage applied to the single-phase motor 12 every time the absolute value of the amplitude of the motor induced voltage reaches a first threshold value. Furthermore, in the second control, the first threshold value is set so that it tends to increase as the rotational speed increases. Note that although FIG. 14 illustrates a case where the first voltage and the second voltage are voltages of one pulse, the present invention is not limited to this. The first voltage and the second voltage may be voltages of a plurality of PWM-controlled pulse trains.

なお、図１４においても図１３と同様に、ゲートオン期間τ１を「第１の期間」と呼び、ゲートオン期間τ２を「第２の期間」と呼ぶ場合がある。また、ゲートオフ期間τ３を「印加停止期間」と呼ぶ場合がある。また、回転半周期τ４、ゲートオン期間τ１，τ２及びゲートオフ期間τ３との間には、τ４＝τ１＋τ３及びτ４＝τ２＋τ３の関係がある。また、ゲートオン期間τ１，τ２の長さ、及びモータ印加電圧の振幅は、デューティ比、変調率及び回転速度に基づいて決定することができる。 Note that in FIG. 14 as well, similarly to FIG. 13, the gate-on period τ1 may be referred to as a "first period" and the gate-on period τ2 may be referred to as a "second period." Furthermore, the gate-off period τ3 may be referred to as an "application stop period". Moreover, the relationship between the rotation half period τ4, the gate-on periods τ1 and τ2, and the gate-off period τ3 is τ4=τ1+τ3 and τ4=τ2+τ3. Furthermore, the lengths of the gate-on periods τ1 and τ2 and the amplitude of the voltage applied to the motor can be determined based on the duty ratio, modulation rate, and rotation speed.

次に、実施の形態１の第１の制御におけるデューティ比Ｔ１／Ｔ４，Ｔ２／Ｔ４，第２の制御におけるデューティ比τ１／τ４，τ２／τ４、及び第２の制御における第１の閾値ΔＶの意義について説明する。 Next, the duty ratios T1/T4 and T2/T4 in the first control of the first embodiment, the duty ratios τ1/τ4 and τ2/τ4 in the second control, and the first threshold value ΔV in the second control are Explain the significance.

まず、デューティ比Ｔ１／Ｔ４，τ１／τ４，Ｔ２／Ｔ４，τ２／τ４はモータ印加電圧に寄与し、第１の閾値ΔＶはモータ誘起電圧に対するモータ印加電圧の位相差である進角位相θｖに寄与する。加速時において、回転速度が低い低速時においては、高速時と比較して、リアクタンス成分（ωＬ）が小さい。このため、単相モータ１２に流れるモータ電流は、高速時と比較すると、低速時の方が、モータ電流に対するモータ印加電圧の位相遅れが小さい。位相遅れが小さいことは、力率が大きいことを意味する。力率が大きければ、単相モータ１２に対して、有効なモータトルクを付与することが可能となる。First, the duty ratios T1/T4, τ1/τ4, T2/T4, τ2/τ4 contribute to the motor applied voltage, and the first threshold value ΔV is the advance angle phase θ v which is the phase difference of the motor applied voltage with respect to the motor induced voltage. Contribute to During acceleration, the reactance component (ωL) is smaller at low rotational speeds than at high speeds. For this reason, the motor current flowing through the single-phase motor 12 has a smaller phase lag in the motor applied voltage with respect to the motor current at low speeds than at high speeds. A small phase lag means a large power factor. If the power factor is large, it becomes possible to apply effective motor torque to the single-phase motor 12.

また、高速時においては、リアクタンス成分（ωＬ）が大きくなる。このとき、モータ電流に対するモータ印加電圧の位相遅れが大きくなるが、進角位相θｖを大きくすることで、力率が小さくなるのを抑制することができる。更に、単相モータ１２に発生するモータ誘起電圧は、回転速度の増加に応じて増大する。モータ誘起電圧が大きい場合、インバータ出力電圧を大きくしても過電流を抑制することができる。このため、回転速度の増加に応じてインバータ出力電圧を大きくすることで、過電流を抑制しつつ、加速時間の短縮化を図ることが可能となる。Furthermore, at high speeds, the reactance component (ωL) becomes large. At this time, the phase delay of the motor applied voltage with respect to the motor current becomes large, but by increasing the advance phase θ v , it is possible to suppress the power factor from becoming small. Furthermore, the motor induced voltage generated in the single-phase motor 12 increases as the rotational speed increases. When the motor induced voltage is large, overcurrent can be suppressed even if the inverter output voltage is increased. Therefore, by increasing the inverter output voltage in accordance with the increase in rotational speed, it is possible to reduce the acceleration time while suppressing overcurrent.

上記の制御動作を実現するため、実施の形態１の制御では、回転速度の増加に応じて第１の閾値ΔＶが大きくなるように制御して、進角位相θｖを増加させる。この制御により、高い力率を維持できるので、単相モータ１２に付与する加速トルクを効率良く得ることができ、単相モータ１２に供給する電力を有効に活用することが可能となる。In order to realize the above control operation, in the control of the first embodiment, the first threshold value ΔV is controlled to increase as the rotational speed increases, and the advance phase θ v is increased. With this control, a high power factor can be maintained, so that the acceleration torque applied to the single-phase motor 12 can be efficiently obtained, and the electric power supplied to the single-phase motor 12 can be effectively utilized.

以上説明したように、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、インバータは、単相モータの加速時において、第１の期間に単相モータに第１電圧を印加し、第１電圧の印加後の第２の期間に、第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加する。第１の期間と第２の期間との間には、第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在する。この印加停止期間において、第１の検出器によって検出される第１の物理量は、単相モータの回転速度の増加に対して増加傾向となるように制御される。このような制御により、回転速度の増加に対して、モータ印加電圧の極性の切り替えタイミングがモータ誘起電圧のゼロクロス点よりも進みの方向に制御される。これにより、単相モータ１２に付与する加速トルクを効率良く得ることができ、単相モータ１２に供給する電力を有効に活用することが可能となる。 As described above, according to the motor drive device according to the first embodiment, the inverter applies the first voltage to the single-phase motor during the first period when the single-phase motor is accelerated, and the inverter applies the first voltage to the single-phase motor during the first period, and In a second period after the application, a second voltage with the polarity of the first voltage reversed is applied. Between the first period and the second period, there is an application stop period in which application of the first voltage is stopped. During this application stop period, the first physical quantity detected by the first detector is controlled so that it tends to increase as the rotational speed of the single-phase motor increases. With such control, the timing of switching the polarity of the motor applied voltage is controlled in a direction that advances from the zero-crossing point of the motor induced voltage as the rotational speed increases. Thereby, the acceleration torque applied to the single-phase motor 12 can be efficiently obtained, and the electric power supplied to the single-phase motor 12 can be effectively utilized.

また、実施の形態１に係るモータ駆動装置によれば、第１電圧及び第２電圧の平均値の絶対値は、回転速度の増加に対して増加傾向となるように制御される。回転速度の増加に応じてモータ誘起電圧は増大するので、インバータ出力電圧を大きくしても過電流を抑制することができる。従って、過電流を抑制しつつ、加速時間の短縮化を図ることが可能となる。 Further, according to the motor drive device according to the first embodiment, the absolute value of the average value of the first voltage and the second voltage is controlled so that it tends to increase with increasing rotational speed. Since the motor induced voltage increases as the rotational speed increases, overcurrent can be suppressed even if the inverter output voltage is increased. Therefore, it is possible to reduce the acceleration time while suppressing overcurrent.

次に、実施の形態１に係るモータ駆動装置２において、単相モータ１２を位置センサレスで駆動することによる効果について説明する。 Next, the effect of driving the single-phase motor 12 without a position sensor in the motor drive device 2 according to the first embodiment will be described.

まず、適用例が電気掃除機であり、位置センサとして磁極位置センサが用いられる場合、ロータに具備される永久磁石と、磁極位置センサを備えた基板との距離が近くなる。この場合、羽根で発生させた風の流れを妨げる位置に基板を配置することとなり、風路の圧力損失を増大させてしまう。圧力損失の増大は、電気掃除機の吸い込み仕事率を悪化させ、吸引力を低下させてしまう要因となる。 First, when the applied example is a vacuum cleaner and a magnetic pole position sensor is used as a position sensor, the distance between the permanent magnet provided in the rotor and the substrate provided with the magnetic pole position sensor becomes short. In this case, the substrate will be placed in a position that obstructs the flow of air generated by the blades, increasing pressure loss in the air path. The increase in pressure loss is a factor that deteriorates the suction power of the vacuum cleaner and reduces the suction power.

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、基板を風路に対し平行に配置することができる。これにより、基板が風路を遮断しないので、風路の圧力損失を抑制し、吸引力を向上させることができる。その結果、電気掃除機の吸い込み仕事率を向上させることが可能となる。 On the other hand, in the position sensorless system, since no position sensor is provided, the degree of freedom in arranging the substrate increases, so that the board can be arranged parallel to the air path. Thereby, since the substrate does not block the air path, pressure loss in the air path can be suppressed and suction power can be improved. As a result, it becomes possible to improve the suction power of the vacuum cleaner.

また、適用例が電動送風機である場合において、電動送風機が吸引した気体に水分が多く含まれている場合、基板に直接衝突する水分量が多くなる。この場合、基板に電圧を印加した際に、電極間をイオン化した金属が移動して短絡が生じるという、イオンマイグレーションの発生が懸念される。更に、塵又は埃が基板に堆積することに起因して発生する短絡が懸念される。この対策として、防湿剤を基板に塗布すること、又は基板を風路から隔離する方法が採られるが、何れも製造コストの増大を招く。 Further, when the applied example is an electric blower and the gas sucked by the electric blower contains a large amount of moisture, the amount of moisture that directly collides with the substrate increases. In this case, when a voltage is applied to the substrate, there is a concern that ion migration may occur, in which ionized metal moves between the electrodes, causing a short circuit. Furthermore, there is a concern about short circuits caused by dirt or dust accumulating on the substrate. As a countermeasure against this problem, methods are adopted such as applying a moisture proofing agent to the substrate or isolating the substrate from the air path, but both of these methods result in an increase in manufacturing costs.

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを備えないことから基板配置の自由度が増えるので、風路を避けて基板を配置することができる。これにより、基板に直接衝突する水分量が減少するので、イオンマイグレーションの発生を抑制し、防湿剤の量を低減することができる。また、基板配置の自由度が増加しているので、基板を筺体の外部に配置することで、基板の品質を向上させることができる。 On the other hand, in a position sensorless system, since no position sensor is provided, the degree of freedom in arranging the substrate increases, so that the board can be placed avoiding the air path. This reduces the amount of moisture that directly collides with the substrate, thereby suppressing the occurrence of ion migration and reducing the amount of moisture proofing agent. Furthermore, since the degree of freedom in board placement is increased, the quality of the board can be improved by arranging the board outside the casing.

また、位置センサが磁極位置センサである場合、磁極位置を正しく検出するための取り付け作業の精度が要求されると共に、取り付け位置に応じた位置調整作業を実施する必要がある。このため、製造上の管理が難しくなり、設置作業を含めた製造コストの増大を招く。 Further, when the position sensor is a magnetic pole position sensor, precision in the mounting work is required to correctly detect the magnetic pole position, and it is also necessary to perform position adjustment work depending on the mounting position. This makes manufacturing management difficult and increases manufacturing costs including installation work.

これに対し、位置センサレスでは、位置センサを取り付ける設置工程、及び取り付け後の調整工程が不要であるので、製造コストの大幅な削減が可能となる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないので、製品の品質を向上させることができる。 On the other hand, the position sensorless method does not require an installation process for attaching a position sensor and an adjustment process after attachment, making it possible to significantly reduce manufacturing costs. Furthermore, since the position sensor is not affected by aging, the quality of the product can be improved.

更に、位置センサレスでは、位置センサを必要としないため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品適用時の制約を小さくできる。例えば、適用例が水場等で使用する製品である場合、水場等の位置からインバータを隔離して配置することができる。 Furthermore, in the position sensorless system, since a position sensor is not required, the inverter and single-phase motor can be configured separately. This makes it possible to reduce restrictions when applying the product. For example, if the application is a product used in a water fountain or the like, the inverter can be placed isolated from the water fountain or the like.

また、位置センサレスの場合、電流検出器を備えた構成となる。電流検出器は、モータ電流を検出することで、軸ロック又は欠相といったモータ異常を検知可能である。これにより、位置センサが無くても、安全に停止させることができる。 In addition, in the case of a position sensorless system, the configuration includes a current detector. The current detector can detect motor abnormalities such as shaft lock or phase loss by detecting motor current. This allows the vehicle to be stopped safely even without a position sensor.

なお、モータ異常を検出するには、例えば過電流を判定するための第２の閾値を設定する。そして、シャント電圧が第２の閾値に到達した場合には、モータ異常と判定する。更に、モータ異常と判定した場合には、インバータの出力を遮断する。このようにすれば、モータ異常を検出して、製品の動作を安全に停止することができる。 Note that in order to detect motor abnormality, a second threshold value for determining overcurrent is set, for example. Then, when the shunt voltage reaches the second threshold value, it is determined that the motor is abnormal. Further, if it is determined that the motor is abnormal, the output of the inverter is cut off. In this way, motor abnormality can be detected and the operation of the product can be safely stopped.

実施の形態２．
実施の形態２では、実施の形態１で説明したモータ駆動装置２の応用例について説明する。上述したモータ駆動装置２は、例えば電気掃除機に用いることができる。電気掃除機のように、電源の投入直後から直ぐに使用する製品の場合、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮による効果が大きくなる。Embodiment 2.
In Embodiment 2, an application example of the motor drive device 2 described in Embodiment 1 will be described. The motor drive device 2 described above can be used, for example, in a vacuum cleaner. In the case of a product, such as a vacuum cleaner, that is used immediately after the power is turned on, the effect of shortening the startup time provided by the motor drive device 2 according to the first and second embodiments becomes greater.

図１５は、実施の形態２に係る電気掃除機６１の構成図である。図１５に示す電気掃除機６１は、いわゆるスティック型の電気掃除機である。図１５において、電気掃除機６１は、図１に示されるバッテリ１０と、図１に示されるモータ駆動装置２と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機６４と、集塵室６５と、センサ６８と、吸込口体６３と、延長管６２と、操作部６６とを備える。 FIG. 15 is a configuration diagram of a vacuum cleaner 61 according to the second embodiment. A vacuum cleaner 61 shown in FIG. 15 is a so-called stick-type vacuum cleaner. In FIG. 15, a vacuum cleaner 61 includes a battery 10 shown in FIG. 1, a motor drive device 2 shown in FIG. 1, an electric blower 64 driven by the single-phase motor 12 shown in FIG. It includes a chamber 65, a sensor 68, a suction port body 63, an extension tube 62, and an operating section 66.

電気掃除機６１を使用するユーザは、操作部６６を持ち、電気掃除機６１を操作する。電気掃除機６１のモータ駆動装置２は、バッテリ１０を電源として電動送風機６４を駆動する。電動送風機６４が駆動されることにより、吸込口体６３からごみの吸込みが行われる。吸込まれたごみは、延長管６２を介して集塵室６５へ集められる。 A user using the vacuum cleaner 61 holds the operation unit 66 and operates the vacuum cleaner 61. The motor drive device 2 of the vacuum cleaner 61 drives the electric blower 64 using the battery 10 as a power source. By driving the electric blower 64, dust is sucked in through the suction port body 63. The sucked-in dust is collected into the dust collection chamber 65 via the extension pipe 62.

なお、図１５では、スティック型の電気掃除機を例示したが、スティック型の電気掃除機に限定されるものではない。電動送風機を搭載した電気機器であれば、任意の製品に本開示の技術を適用できる。 Note that although a stick-type vacuum cleaner is illustrated in FIG. 15, the present invention is not limited to a stick-type vacuum cleaner. The technology of the present disclosure can be applied to any product as long as it is an electrical device equipped with an electric blower.

また、図１５は、バッテリ１０を電源として用いる構成であるが、これに限定されない。バッテリ１０に代えて、コンセントから供給する交流電源を用いる構成でもよい。 Further, although FIG. 15 shows a configuration in which the battery 10 is used as a power source, the present invention is not limited to this. Instead of the battery 10, an AC power source supplied from an outlet may be used.

また、上述したモータ駆動装置は、例えばハンドドライヤに用いることができる。ハンドドライヤの場合、手を挿入してから電動送風機を駆動するまでの時間が短い程、ユーザの使用感は向上する。このため、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２が有する起動時間短縮の効果が大いに発揮される。 Furthermore, the above-described motor drive device can be used, for example, in a hand dryer. In the case of a hand dryer, the shorter the time between inserting the hand and driving the electric blower, the better the user experience will be. Therefore, the effect of shortening the startup time that the motor drive device 2 according to the first and second embodiments has is greatly exhibited.

図１６は、実施の形態２に係るハンドドライヤ９０の構成図である。図１６において、ハンドドライヤ９０は、図１に示されるモータ駆動装置２と、ケーシング９１と、手検知センサ９２と、水受け部９３と、ドレン容器９４と、カバー９６と、センサ９７と、吸気口９８と、図１に示される単相モータ１２により駆動される電動送風機９５とを備える。ここで、センサ９７は、ジャイロセンサ及び人感センサの何れかである。ハンドドライヤ９０では、水受け部９３の上部にある手挿入部９９に手が挿入されることにより、電動送風機９５による送風で水が吹き飛ばされ、吹き飛ばされた水は、水受け部９３で集められた後、ドレン容器９４に溜められる。 FIG. 16 is a configuration diagram of a hand dryer 90 according to the second embodiment. In FIG. 16, the hand dryer 90 includes the motor drive device 2 shown in FIG. It includes a port 98 and an electric blower 95 driven by the single-phase motor 12 shown in FIG. Here, the sensor 97 is either a gyro sensor or a human sensor. In the hand dryer 90 , when a hand is inserted into the hand insertion part 99 at the top of the water receiver 93 , water is blown away by the air blown by the electric blower 95 , and the blown water is collected in the water receiver 93 . After that, it is collected in the drain container 94.

上述した電気掃除機６１及びハンドドライヤ９０は、何れも実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を備えた位置センサレスの製品であるため、以下に示す効果が得られる。 Since the vacuum cleaner 61 and the hand dryer 90 described above are both position sensorless products equipped with the motor drive device 2 according to the first and second embodiments, the following effects can be obtained.

まず、位置センサレスの構成の場合、位置センサが無くても起動することができるため、位置センサの材料費、加工費等のコストを削減することができる。また、位置センサが無いため、位置センサの取り付けずれによる性能影響を無くすことができる。これにより、安定した性能を確保することができる。 First, in the case of a configuration without a position sensor, it is possible to start up without a position sensor, so costs such as material costs and processing costs for the position sensor can be reduced. Furthermore, since there is no position sensor, it is possible to eliminate the effect on performance due to misalignment of the position sensor. Thereby, stable performance can be ensured.

また、位置センサはセンシティブなセンサであるため、位置センサの設置位置に関して、高精度な取り付け精度が要求される。また、取り付け後に位置センサの取り付け位置に応じた調整が必要になる。これに対し、位置センサレスの構成の場合、位置センサそのものが不要となり、位置センサの調整工程も排除することができる。これにより、製造コストを大幅に削減することができる。また、位置センサの経年変化による影響が発生しないため、製品の品質を向上させることができる。 Further, since the position sensor is a sensitive sensor, high precision is required regarding the installation position of the position sensor. Further, after installation, adjustment is required depending on the installation position of the position sensor. On the other hand, in the case of a configuration without a position sensor, the position sensor itself becomes unnecessary, and the process of adjusting the position sensor can also be eliminated. This makes it possible to significantly reduce manufacturing costs. Furthermore, since the position sensor is not affected by aging, the quality of the product can be improved.

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサが不要であるため、インバータと単相モータとを分離して構成することができる。これにより、製品に対する制約を緩和することが可能となる。例えば、水分の多い水場で使用する製品の場合、製品におけるインバータの搭載位置を水場から遠い箇所に配置することができる。これにより、インバータが故障する可能性を小さくできるので、装置の信頼性を高めることができる。 Furthermore, in the case of a position sensorless configuration, since a position sensor is not required, the inverter and single-phase motor can be configured separately. This makes it possible to relax restrictions on products. For example, in the case of a product used in a water source with a lot of water, the inverter can be mounted in a location far from the water source. This makes it possible to reduce the possibility that the inverter will fail, thereby increasing the reliability of the device.

また、位置センサレスの構成の場合、位置センサに代えて配置した電流検出器により、モータ電流又はインバータ電流を検出することで、軸ロック及び欠相と言ったモータの異常を検知することができる。このため、位置センサが無くても、製品を安全に停止させることができる。 Furthermore, in the case of a configuration without a position sensor, motor abnormalities such as shaft lock and phase loss can be detected by detecting the motor current or inverter current using a current detector placed in place of the position sensor. Therefore, the product can be stopped safely even without a position sensor.

以上の通り、実施の形態１，２に係るモータ駆動装置２を電気掃除機及びハンドドライヤに適用した構成例を説明したが、これらの例に限定されない。モータ駆動装置２は、モータが搭載された電気機器に広く適用することができる。モータが搭載された電気機器の例は、焼却炉、粉砕機、乾燥機、集塵機、印刷機械、クリーニング機械、製菓機械、製茶機械、木工機械、プラスチック押出機、ダンボール機械、包装機械、熱風発生機、ＯＡ機器、及び電動送風機である。電動送風機は、物体輸送用、吸塵用、又は一般送排風用の送風手段である。 As described above, configuration examples in which the motor drive device 2 according to Embodiments 1 and 2 are applied to a vacuum cleaner and a hand dryer have been described, but the present invention is not limited to these examples. The motor drive device 2 can be widely applied to electrical equipment equipped with a motor. Examples of electrical equipment equipped with motors are incinerators, crushers, dryers, dust collectors, printing machines, cleaning machines, confectionery machines, tea machines, woodworking machines, plastic extruders, cardboard machines, packaging machines, and hot air generators. , OA equipment, and electric blowers. An electric blower is a blowing means for transporting objects, collecting dust, or general ventilation.

なお、以上の実施の形態に示した構成は、一例を示すものであり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、実施の形態同士を組み合わせることも可能であるし、要旨を逸脱しない範囲で、構成の一部を省略、変更することも可能である。 Note that the configuration shown in the embodiment above is an example, and it is possible to combine it with another known technology, it is also possible to combine the embodiments, and it is possible to deviate from the gist. It is also possible to omit or change a part of the configuration to the extent that it is not necessary.

１ モータ駆動システム、２ モータ駆動装置、５Ａ，５Ｂ レグ、６Ａ，６Ｂ 接続端、１０ バッテリ、１１，１１Ａ インバータ、１２ 単相モータ、１２ａ ロータ、１２ｂ ステータ、１２ｃ シャフト、１２ｄ 分割コア、１２ｅ ティース、１２ｅ１ 第１先端部、１２ｅ２ 第２先端部、１２ｆ 巻線、１６ａ，１６ｂ 直流母線、１８ａ，１８ｂ 接続線、２０，２１ 電圧検出器、２２，２４ 電流検出器、２５ 制御部、３０ アナログディジタル変換器、３０ａ ディジタル出力値、３１ プロセッサ、３２ 駆動信号生成部、３３ キャリア生成部、３４ メモリ、３８，３８Ａ，３８Ｂ キャリア比較部、３８ａ 絶対値演算部、３８ｂ 除算部、３８ｃ，３８ｄ，３８ｆ，３８ｋ 乗算部、３８ｅ，３８ｍ，３８ｎ 加算部、３８ｇ，３８ｈ 比較部、３８ｉ，３８ｊ 出力反転部、４２ 回転速度算出部、４４ 進角位相算出部、５１，５２，５３，５４ スイッチング素子、５１ａ，５２ａ，５３ａ，５４ａ ボディダイオード、５５ａ，５５ｂ シャント抵抗、６１ 電気掃除機、６２ 延長管、６３ 吸込口体、６４，９５ 電動送風機、６５ 集塵室、６６ 操作部、６８，９７ センサ、９０ ハンドドライヤ、９１ ケーシング、９２ 手検知センサ、９３ 水受け部、９４ ドレン容器、９６ カバー、９８ 吸気口、９９ 手挿入部。 1 motor drive system, 2 motor drive device, 5A, 5B leg, 6A, 6B connection end, 10 battery, 11, 11A inverter, 12 single phase motor, 12a rotor, 12b stator, 12c shaft, 12d split core, 12e teeth, 12e1 First tip, 12e2 Second tip, 12f Winding, 16a, 16b DC bus, 18a, 18b Connection wire, 20, 21 Voltage detector, 22, 24 Current detector, 25 Control unit, 30 Analog-to-digital conversion device, 30a digital output value, 31 processor, 32 drive signal generation section, 33 carrier generation section, 34 memory, 38, 38A, 38B carrier comparison section, 38a absolute value calculation section, 38b division section, 38c, 38d, 38f, 38k Multiplication section, 38e, 38m, 38n Addition section, 38g, 38h Comparison section, 38i, 38j Output inversion section, 42 Rotation speed calculation section, 44 Advance angle phase calculation section, 51, 52, 53, 54 Switching element, 51a, 52a , 53a, 54a body diode, 55a, 55b shunt resistor, 61 vacuum cleaner, 62 extension tube, 63 suction port body, 64, 95 electric blower, 65 dust collection chamber, 66 operation unit, 68, 97 sensor, 90 hand dryer , 91 casing, 92 hand detection sensor, 93 water receiver, 94 drain container, 96 cover, 98 intake port, 99 hand insertion part.

Claims (10)

単相モータを駆動するモータ駆動装置であって、
直流電圧を交流電圧に変換し、変換した前記交流電圧を前記単相モータに印加するインバータと、
前記単相モータに誘起されるモータ誘起電圧と相関のある第１の物理量を検出する第１の検出器と、
を備え、
前記単相モータの加速時において、前記インバータは、第１の期間に前記単相モータに第１電圧を印加し、前記第１電圧の印加後の第２の期間に、前記第１電圧の極性を反転した第２電圧を印加し、
前記第１の期間と前記第２の期間との間には、前記第１電圧の印加を停止する印加停止期間が存在し、
前記インバータは、前記第１の物理量の絶対値が第１の閾値に到達する都度、前記単相モータに印加する電圧の極性を反転し、
前記モータ誘起電圧に対する前記第１及び第２電圧の進み角は前記第１の閾値に基づいて設定され、
前記単相モータの回転速度が予め設定された第１の回転速度以上である場合、前記第１の閾値は正値に設定され、且つ前記第１の閾値は前記回転速度の増加に対して増加傾向である
モータ駆動装置。 A motor drive device that drives a single-phase motor,
an inverter that converts DC voltage to AC voltage and applies the converted AC voltage to the single-phase motor;
a first detector that detects a first physical quantity correlated with a motor induced voltage induced in the single-phase motor;
Equipped with
During acceleration of the single-phase motor, the inverter applies a first voltage to the single-phase motor during a first period, and changes the polarity of the first voltage during a second period after application of the first voltage. Applying a second voltage that is inverted,
Between the first period and the second period, there is an application stop period in which application of the first voltage is stopped ,
The inverter inverts the polarity of the voltage applied to the single-phase motor each time the absolute value of the first physical quantity reaches a first threshold;
Advance angles of the first and second voltages with respect to the motor induced voltage are set based on the first threshold,
When the rotational speed of the single-phase motor is equal to or higher than a preset first rotational speed, the first threshold value is set to a positive value, and the first threshold value increases as the rotational speed increases. is a trend
Motor drive device. 前記単相モータの回転速度が前記第１の回転速度未満である場合、前記第１の閾値は零値に設定される
請求項１に記載のモータ駆動装置。 If the rotational speed of the single-phase motor is less than the first rotational speed, the first threshold is set to a zero value.
The motor drive device according to claim 1 . 前記第１電圧及び前記第２電圧の平均値の絶対値は、前記回転速度の増加に対して増加傾向である
請求項１又は２に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 1 or 2 , wherein the absolute value of the average value of the first voltage and the second voltage tends to increase as the rotational speed increases. 前記単相モータは位置センサレスで駆動される
請求項１から３の何れか１項に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to any one of claims 1 to 3 , wherein the single-phase motor is driven without a position sensor. 前記単相モータに流れる電流と相関のある第２の物理量を検出する第２の検出器を備え、
前記第２の物理量が第２の閾値に到達した際には、前記インバータは動作を停止する
請求項１から４の何れか１項に記載のモータ駆動装置。 comprising a second detector that detects a second physical quantity correlated with the current flowing through the single-phase motor;
The motor drive device according to any one of claims 1 to 4 , wherein the inverter stops operating when the second physical quantity reaches a second threshold. 前記インバータは、ブリッジ接続される複数のスイッチング素子を有し、
複数の前記スイッチング素子のうちの少なくとも１つはワイドバンドギャップ半導体で形成されている
請求項１から５の何れか１項に記載のモータ駆動装置。 The inverter has a plurality of switching elements connected in a bridge,
The motor drive device according to any one of claims 1 to 5 , wherein at least one of the plurality of switching elements is formed of a wide bandgap semiconductor. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、酸化ガリウム又はダイヤモンドである
請求項６に記載のモータ駆動装置。 The motor drive device according to claim 6 , wherein the wide bandgap semiconductor is silicon carbide, gallium nitride, gallium oxide, or diamond. 請求項１から７の何れか１項に記載のモータ駆動装置を備えた電動送風機。 An electric blower comprising the motor drive device according to any one of claims 1 to 7 . 請求項８に記載の電動送風機を備えた電気掃除機。 A vacuum cleaner comprising the electric blower according to claim 8 . 請求項８に記載の電動送風機を備えたハンドドライヤ。 A hand dryer comprising the electric blower according to claim 8 .
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Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP6311085B1 (en) 2018-02-05 2018-04-11 マクセル株式会社 Image decoding apparatus and image decoding method
WO2018073869A1 (en) 2016-10-17 2018-04-26 三菱電機株式会社 Motor drive device, electric fan, electric vacuum cleaner, and hand dryer

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0667267B2 (en) * 1986-06-30 1994-08-24 愛知電機株式会社 Driving method and driving device for one-phase brushless motor
JP2013005533A (en) * 2011-06-14 2013-01-07 Semiconductor Components Industries Llc Drive circuit of single-phase brushless motor
JP5683618B2 (en) * 2013-02-06 2015-03-11 株式会社ミツバ Brushless motor driving device and control method, brushless fan motor driving device and control method

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2018073869A1 (en) 2016-10-17 2018-04-26 三菱電機株式会社 Motor drive device, electric fan, electric vacuum cleaner, and hand dryer
JP6311085B1 (en) 2018-02-05 2018-04-11 マクセル株式会社 Image decoding apparatus and image decoding method

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