JP7372206B2 - constant current circuit - Google Patents
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Description
本発明は、定電流回路に関する。 The present invention relates to a constant current circuit.
従来より、所定の定電流を出力する定電流回路が広く用いられている。定電流回路の従来例としては、例えば基準電圧源の電圧を抵抗により変換して定電流を得る回路がある（特許文献１参照）。この従来例の定電流源回路は、基準電圧源内にその順方向電圧温度変化により抵抗の温度変化を補償する、ダイオードもしくはダイオード接続されたトランジスタを設けている。この構成において、抵抗の温度特性に対して、ダイオードまたはトランジスタの温度特性を利用した補償電圧特性を持たせることによって、温度特性を持たない定電流源回路を実現している。 Conventionally, constant current circuits that output a predetermined constant current have been widely used. As a conventional example of a constant current circuit, there is a circuit that obtains a constant current by converting the voltage of a reference voltage source using a resistor, for example (see Patent Document 1). This conventional constant current source circuit includes a diode or a diode-connected transistor in the reference voltage source, which compensates for temperature changes in resistance based on temperature changes in its forward voltage. In this configuration, a constant current source circuit having no temperature characteristics is realized by providing compensation voltage characteristics using the temperature characteristics of the diode or transistor with respect to the temperature characteristics of the resistor.
定電流回路は、例えばスイッチング電源の内蔵発振器、或いはＬＥＤを定電流で駆動する駆動回路など、ＩＣ内で温度によらず一定の電流を出力する回路として、極めて有用である。特に、車載装置においては、例えば－４０～＋１５０℃の極めて広い温度範囲で電流値が一定であることが求められる。このため、定電流回路の温度特性のさらなる改善が求められている。 A constant current circuit is extremely useful as a circuit that outputs a constant current regardless of temperature within an IC, such as a built-in oscillator of a switching power supply or a drive circuit that drives an LED with a constant current. In particular, in-vehicle devices are required to have a constant current value over an extremely wide temperature range of, for example, -40 to +150°C. Therefore, there is a need for further improvement in the temperature characteristics of constant current circuits.
本発明は、出力電流の温度特性のさらなる改善を実現し、動作温度範囲における出力電流精度を向上させることが可能な定電流回路を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to provide a constant current circuit that can further improve the temperature characteristics of the output current and improve the output current accuracy in the operating temperature range.
本発明は、差動増幅器と、一端が前記差動増幅器の反転入力端に接続され他端が接地された第１抵抗素子と、前記第１抵抗素子の一端にソース又はエミッタが接続されゲート又はベースが前記差動増幅器の出力端に接続された出力用トランジスタと、を含み、前記差動増幅器の非反転入力端の電圧に比例する電流が前記出力用トランジスタを介して前記第１抵抗素子に流れる動作により前記出力用トランジスタのドレイン又はコレクタより定電流を得る定電流出力部と、第１の参照電圧を発生する第１の参照電圧発生部と、コレクタが前記第１の参照電圧発生部に接続された第１の補正用トランジスタと、前記第１の補正用トランジスタのコレクタとエミッタとの間に直列に接続された第２抵抗素子及び第３抵抗素子と、前記第１の補正用トランジスタのベースとコレクタとの間に挿入された補正用抵抗素子と、を含み、前記第２抵抗素子と前記第３抵抗素子との接続ノードを出力参照電圧の出力部とし、前記差動増幅器の非反転入力端に供給する出力参照電圧生成部と、第２の参照電圧を発生する第２の参照電圧発生部と、ベース及びコレクタが短絡されてエミッタが接地され、前記コレクタに一定の電流が流れるように電流源が接続された第２の補正用トランジスタと、を含み、前記第２の参照電圧に応じた電圧の入力を第１入力部、前記第１の補正用トランジスタのエミッタ電圧に応じた電圧の入力を第２入力部、前記第２の補正用トランジスタのコレクタ電圧に応じた電圧の入力を第３入力部とし、前記第１入力部の電圧と、前記第２入力部の電圧と前記第３入力部の電圧のいずれか高い方の電圧との電位差に応じて電流を出力するトランスコンダクタンスアンプと、を備え、前記トランスコンダクタンスアンプの出力電流が前記補正用抵抗素子に流れ、前記補正用抵抗素子に前記トランスコンダクタンスアンプの前記第１入力部の電圧と前記第２または第３入力部の電圧との電位差に応じた補正電圧を発生させる、定電流回路を提供する。 The present invention includes a differential amplifier, a first resistance element having one end connected to an inverting input terminal of the differential amplifier and the other end grounded, and a source or emitter connected to one end of the first resistance element, and a gate or an output transistor whose base is connected to the output terminal of the differential amplifier, and a current proportional to the voltage at the non-inverting input terminal of the differential amplifier is supplied to the first resistance element via the output transistor. a constant current output section that obtains a constant current from the drain or collector of the output transistor by a flowing operation; a first reference voltage generation section that generates a first reference voltage; and a collector connected to the first reference voltage generation section. a first correction transistor connected thereto, a second resistance element and a third resistance element connected in series between the collector and emitter of the first correction transistor, and a first correction transistor connected to the first correction transistor; a correction resistance element inserted between the base and the collector, a connection node between the second resistance element and the third resistance element is used as an output part of the output reference voltage, and the non-inverting of the differential amplifier An output reference voltage generation section that supplies the input terminal, a second reference voltage generation section that generates a second reference voltage, and the base and collector are short-circuited so that the emitter is grounded so that a constant current flows through the collector. a second correction transistor connected to a current source, the first input part receives a voltage corresponding to the second reference voltage, and the first correction transistor receives a voltage corresponding to the emitter voltage of the first correction transistor. The input of the voltage corresponding to the collector voltage of the second correction transistor is a third input, and the voltage of the first input, the voltage of the second input, and the third input are the input of the voltage corresponding to the collector voltage of the second correction transistor. a transconductance amplifier that outputs a current according to a potential difference with the higher one of the voltages of the three input parts, the output current of the transconductance amplifier flows to the correction resistance element, and the correction resistance A constant current circuit is provided that causes an element to generate a correction voltage according to a potential difference between the voltage at the first input section and the voltage at the second or third input section of the transconductance amplifier.
また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記出力参照電圧生成部は、前記第１の補正用トランジスタとなるＮＰＮ型トランジスタを有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタが前記トランスコンダクタンスアンプの第２入力部に接続され、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び前記第３抵抗素子に一端が接続され他端が接地された第４抵抗素子と、前記補正用抵抗素子となる第５抵抗素子と、を有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのベースが前記トランスコンダクタンスアンプの出力部に接続される、定電流回路を提供する。 Further, the present invention provides the constant current circuit as described above, wherein the output reference voltage generation section includes an NPN transistor serving as the first correction transistor, and an emitter of the NPN transistor is connected to the transconductance amplifier. a fourth resistance element connected to the second input part of the NPN transistor, one end of which is connected to the emitter of the NPN transistor and the third resistance element, and the other end of which is grounded; and a fifth resistance element that serves as the correction resistance element. , wherein the base of the NPN transistor is connected to the output section of the transconductance amplifier.
また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記トランスコンダクタンスアンプは、エミッタが共通接続された第３、第４、第５のトランジスタを有し、前記第３のトランジスタのベースを前記第１入力部、前記第４のトランジスタのベースを前記第２入力部、前記第５のトランジスタのベースを前記第３入力部とし、前記第３ないし第５のトランジスタのエミッタは、第１電流源を介してグランドに接続され、前記第４及び第５のトランジスタのコレクタは、互いに接続されて前記トランスコンダクタンスアンプの出力部としてカレントミラー回路の入力に接続され、前記カレントミラー回路の出力が前記第１の補正用トランジスタのベースに接続される、定電流回路を提供する。 Further, the present invention provides the above constant current circuit, wherein the transconductance amplifier has third, fourth, and fifth transistors whose emitters are commonly connected, and the base of the third transistor is connected to the base of the third transistor. a first input section; the base of the fourth transistor is the second input section; the base of the fifth transistor is the third input section; and the emitters of the third to fifth transistors are connected to a first current source. The collectors of the fourth and fifth transistors are connected to each other and connected to the input of a current mirror circuit as an output section of the transconductance amplifier, and the output of the current mirror circuit is connected to the ground through the fourth transistor. A constant current circuit is provided that is connected to the base of the first correction transistor.
また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記トランスコンダクタンスアンプは、前記第５のトランジスタが第１所定温度より低温側でオンし、前記第４のトランジスタが前記第１所定温度以上の第２所定温度より高温側でオンし、それぞれのオン時に前記補正用抵抗素子に電流を供給する、定電流回路を提供する。 Further, the present invention provides the above constant current circuit, in which the transconductance amplifier is configured such that the fifth transistor is turned on at a temperature lower than the first predetermined temperature, and the fourth transistor is turned on at a temperature lower than the first predetermined temperature. Provided is a constant current circuit that turns on at a temperature higher than a second predetermined temperature and supplies current to the correction resistance element at each turn-on time.
また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記第１電流源は、前記第１の参照電圧を参照電圧として入力し、出力電流を流す抵抗素子として、前記補正用抵抗素子と同じ温度係数を持つ第６抵抗素子を有し、出力電流値が、前記補正用抵抗素子と前記第６抵抗素子の抵抗値の比と、前記第１の参照電圧との積による値に比例した電流値を持つ、定電流回路を提供する。 Further, the present invention provides the above constant current circuit, in which the first current source inputs the first reference voltage as a reference voltage and serves as a resistive element through which an output current flows, which is the same as the correction resistive element. A current having a sixth resistance element having a temperature coefficient, the output current value of which is proportional to a value obtained by multiplying the ratio of the resistance values of the correction resistance element and the sixth resistance element by the first reference voltage. Provides a constant current circuit with a constant current value.
また、本発明は、上記の定電流回路であって、前記出力参照電圧生成部は、前記第１の補正用トランジスタとなるＰＮＰ型トランジスタと、前記ＰＮＰ型トランジスタのコレクタにコレクタが接続されたＮＰＮ型トランジスタと、前記ＰＮＰ型トランジスタのエミッタに接続される第２電流源と、を有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタが前記トランスコンダクタンスアンプの第２入力部に接続され、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタに一端が接続され他端が接地された第４抵抗素子と、前記ＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタとの間に挿入された第５抵抗素子と、前記補正用抵抗素子となる第７抵抗素子と、を有し、前記ＰＮＰ型トランジスタのベースが前記トランスコンダクタンスアンプの出力部に接続される、定電流回路を提供する。 Further, the present invention provides the above constant current circuit, in which the output reference voltage generation section includes a PNP transistor serving as the first correction transistor, and an NPN transistor whose collector is connected to the collector of the PNP transistor. a second current source connected to the emitter of the PNP transistor, the emitter of the NPN transistor being connected to the second input of the transconductance amplifier, and the emitter of the NPN transistor a fourth resistance element having one end connected to the terminal and the other end grounded; a fifth resistance element inserted between the base and collector of the NPN transistor; and a seventh resistance element serving as the correction resistance element. , wherein the base of the PNP transistor is connected to the output section of the transconductance amplifier.
本発明によれば、定電流回路に使用する抵抗素子の１次の温度係数だけでなく２次の温度係数による出力電流の温度変動を補正することができるため、出力電流の温度特性のさらなる改善を実現し、全動作温度範囲における出力電流精度を向上させることが可能な定電流回路を提供できる。 According to the present invention, temperature fluctuations in the output current due to not only the first-order temperature coefficient but also the second-order temperature coefficient of the resistance element used in the constant current circuit can be corrected, so that the temperature characteristics of the output current can be further improved. It is possible to provide a constant current circuit that can achieve this and improve output current accuracy over the entire operating temperature range.
以下、本発明に係る定電流回路を具体的に開示した実施形態（以下、「本実施形態」という）について、図面を参照して詳細に説明する。 EMBODIMENT OF THE INVENTION Hereinafter, an embodiment (hereinafter referred to as "this embodiment") specifically disclosing a constant current circuit according to the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
（本実施形態に至る背景）
一般に、ＩＣ等の電子回路デバイスに内蔵される抵抗素子としては、拡散抵抗が用いられる。このため、定電流回路を構成する電子回路デバイスは、温度に対して正の温度係数を持つ場合が多い。定電流回路において、温度に対して一定の電流を得るためには、抵抗素子の温度係数をキャンセルするための回路構成が必要となる。
(Background leading to this embodiment)
Generally, a diffused resistor is used as a resistive element built into an electronic circuit device such as an IC. For this reason, electronic circuit devices that constitute constant current circuits often have a positive temperature coefficient with respect to temperature. In a constant current circuit, in order to obtain a constant current with respect to temperature, a circuit configuration for canceling the temperature coefficient of the resistance element is required.
比較例として、上記特許文献１の図４に示されるような定電流回路を用いて、抵抗素子の温度係数のキャンセル機能について説明する。 As a comparative example, a function of canceling the temperature coefficient of a resistance element will be described using a constant current circuit as shown in FIG. 4 of the above-mentioned Patent Document 1.
図６は、比較例の定電流回路の構成を示す回路図である。比較例の定電流回路において、抵抗素子としての抵抗Ｒ５１の抵抗値とＮＰＮ型のトランジスタＱＮ５１のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅの温度との関係を、以下の（１），（２）式のように仮定する。本明細書では、抵抗ＲＸ（Ｘは任意の整数）の抵抗値をＲＸで表すものとする。 FIG. 6 is a circuit diagram showing the configuration of a constant current circuit of a comparative example. In the constant current circuit of the comparative example, the relationship between the resistance value of the resistor R51 as a resistive element and the temperature of the base-emitter potential difference Vbe of the NPN transistor QN51 is expressed as shown in equations (1) and (2) below. Assume. In this specification, the resistance value of the resistor RX (X is an arbitrary integer) is expressed as RX.
Ｒ５１＝Ｒ５１２５・｛１＋Ｔｃ１（Ｔ－２９８）｝ …（１）
Ｖｂｅ＝Ｖｂｅ２５＋α・（Ｔ－２９８） …（２）
R51=R51 25・{1+Tc1(T-298)}...(1)
Vbe=Vbe 25 +α・(T-298)...(2)
上式において、Ｒ５１２５：２５℃でのＲ５１の抵抗値、Ｔｃ１：抵抗の１次温度係数、Ｔ：ケルビン温度、Ｖｂｅ２５：２５℃でのＱＮ５１のベース－エミッタ間電位差、α：Ｖｂｅの温度変動（－２ｍＶ／℃）、である。ここで、抵抗の１次温度係数Ｔｃ１は正であるとする。また、２次以上の温度係数は無視している。 In the above equation, R51 25 : resistance value of R51 at 25°C, Tc1: first-order temperature coefficient of resistance, T: Kelvin temperature, Vbe 25 : base-emitter potential difference of QN51 at 25°C, α: temperature of Vbe. fluctuation (-2 mV/°C). Here, it is assumed that the primary temperature coefficient Tc1 of resistance is positive. Furthermore, temperature coefficients of second order or higher order are ignored.
抵抗Ｒ５２とＲ５３の抵抗値が、抵抗Ｒ５４の抵抗値に対して十分大きく、トランジスタＱＮ５１のコレクタ電流が抵抗Ｒ５４に流れる電流にほぼ等しいとすると、図６において図中の点Ａで示すノードＡの電圧Ｖａは次の（３）式のようになる。 Assuming that the resistance values of resistors R52 and R53 are sufficiently larger than the resistance value of resistor R54, and the collector current of transistor QN51 is approximately equal to the current flowing through resistor R54, the voltage at node A indicated by point A in FIG. The voltage Va is expressed by the following equation (3).
Ｖａ＝Ｖｒｅｆ１－Ｖｂｅ・（１－Ｎ） …（３） Va=Vref1-Vbe・(1-N)...(3)
（３）式において、Ｖｒｅｆ１：基準電圧源Ｖｒｅｆ１による第１の参照電圧である。また、Ｎは抵抗Ｒ５３と抵抗Ｒ５２＋Ｒ５３の抵抗値の比であり、次の（４）式のようになる。 In equation (3), Vref1: the first reference voltage from the reference voltage source Vref1. Further, N is the ratio of the resistance values of the resistor R53 and the resistor R52+R53, and is expressed by the following equation (4).
Ｎ＝Ｒ５３／（Ｒ５２＋Ｒ５３） …（４） N=R53/(R52+R53)...(4)
ノードＡの電圧Ｖａを出力参照電圧として、差動増幅器ＡＭＰ５１とＮｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＮ５１により、抵抗Ｒ５１の両端に電圧Ｖａと同じ電圧を発生させる。このとき、トランジスタＭＮ５１のドレイン電流である出力電流ＩＯＵＴは、次の（５）式のように表される。 Using the voltage Va at the node A as an output reference voltage, the same voltage as the voltage Va is generated across the resistor R51 by the differential amplifier AMP51 and the NchMOS transistor MN51. At this time, the output current IOUT, which is the drain current of the transistor MN51, is expressed as the following equation (5).
ＩＯＵＴ＝｛Ｖｒｅｆ１－Ｖｂｅ・（１－Ｎ）｝／Ｒ５１ …（５） IOUT={Vref1-Vbe・(1-N)}/R51...(5)
上記（１），（２）式を用いて、出力電流ＩＯＵＴを温度Ｔに関して微分すると、次の（６）式のようになる。 When the output current IOUT is differentiated with respect to the temperature T using the above equations (1) and (2), the following equation (6) is obtained.
ここで、（６）式の分子をゼロにするための係数Ｎの条件は、以下の（７），（８）式のように求めることができる。 Here, the conditions for the coefficient N to make the numerator of equation (6) zero can be determined as in equations (7) and (8) below.
（８）式のように、抵抗Ｒ５２と抵抗Ｒ５３の抵抗値を調整することにより、ノードＡの電圧Ｖａの温度係数は、抵抗Ｒ５１の温度係数と等しくなり、出力電流ＩＯＵＴの温度変動を最小にすることができる。 As shown in equation (8), by adjusting the resistance values of resistor R52 and resistor R53, the temperature coefficient of voltage Va at node A becomes equal to the temperature coefficient of resistor R51, minimizing temperature fluctuations in output current IOUT. can do.
一例として、バイポーラトランジスタの場合、αは約－２ｍＶ／℃であり、Ｖｒｅｆ１＝１．２５Ｖ，Ｖｂｅ２５＝０．６５Ｖで、抵抗の１次温度係数Ｔｃ１＝＋０．００１３［１／℃］とすると、Ｎ＝０．４２９となる。 As an example, in the case of a bipolar transistor, α is approximately -2 mV/°C, Vref1 = 1.25V, Vbe 25 =0.65V, and the first temperature coefficient of resistance Tc1 = +0.0013 [1/°C]. , N=0.429.
上述した（１）式においては、抵抗の２次以上の温度係数を無視したが、抵抗Ｒ５１に使用する抵抗の特性によっては２次の温度係数が無視できない場合がある。特に、車載装置などの広い温度範囲で高精度の定電流出力が要求される用途では、２次の温度係数を考慮する必要がある。抵抗の２次の温度係数を含めた場合、（１）式は以下の（９）式のようになる。 In the above equation (1), the temperature coefficient of the second order or higher order of the resistance is ignored, but the temperature coefficient of the second order may not be ignored depending on the characteristics of the resistor used for the resistor R51. Particularly, in applications such as in-vehicle devices that require highly accurate constant current output over a wide temperature range, it is necessary to consider the second-order temperature coefficient. When the second-order temperature coefficient of resistance is included, equation (1) becomes equation (9) below.
Ｒ５１＝Ｒ５１２５・｛１＋Ｔｃ１（Ｔ－２９８）
＋Ｔｃ２（Ｔ－２９８）２｝ …（９）
上式において、Ｔｃ２：抵抗の２次温度係数である。
R51=R51 25・{1+Tc1(T-298)
+Tc2(T-298) 2 }...(9)
In the above equation, Tc2 is the second-order temperature coefficient of resistance.
図７は、比較例の定電流回路における出力電流の温度特性を示す特性図である。図７では、２次の温度係数が正の抵抗素子を抵抗Ｒ５１に使用した場合の、出力電流ＩＯＵＴと温度の関係を表したものである。図７に示されるように、高温側と低温側において、抵抗の２次温度係数によって抵抗値が増加し、出力電流ＩＯＵＴが減少する。抵抗の温度係数に関しては、使用する半導体の製造プロセスにより決まっている場合が多く、２次の温度係数が大きな抵抗を使用せざるを得ない場合がある。 FIG. 7 is a characteristic diagram showing the temperature characteristics of the output current in the constant current circuit of the comparative example. FIG. 7 shows the relationship between the output current IOUT and the temperature when a resistance element with a positive quadratic temperature coefficient is used as the resistor R51. As shown in FIG. 7, the resistance value increases due to the quadratic temperature coefficient of resistance on the high temperature side and the low temperature side, and the output current IOUT decreases. The temperature coefficient of a resistor is often determined by the manufacturing process of the semiconductor used, and there are cases where it is necessary to use a resistor with a large second-order temperature coefficient.
本実施形態では、上記事情に鑑み、使用する抵抗素子の２次の温度係数による出力電流の温度変動を補正でき、温度特性をさらに改善することが可能な定電流回路の構成例を示す。 In view of the above-mentioned circumstances, the present embodiment shows a configuration example of a constant current circuit that can correct temperature fluctuations in the output current due to the quadratic temperature coefficient of the resistance element used and can further improve the temperature characteristics.
（第１の実施形態）
図１は、第１の実施形態の定電流回路の構成を示す回路図である。本実施形態の定電流回路１０は、定電流出力部１１と、トランスコンダクタンスアンプ（ｇｍアンプ）１２とを有する。定電流出力部１１は、出力用トランジスタとしてのＮｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＮ１と、差動増幅器ＡＭＰ１とを有し、トランジスタＭＮ１のゲートが差動増幅器ＡＭＰ１の出力端と接続され、ソースが差動増幅器ＡＭＰ１の反転入力端に接続されている。トランジスタＭＮ１のソースとグランドとの間には第１抵抗素子としての抵抗Ｒ１が接続され、トランジスタＭＮ１、差動増幅器ＡＭＰ１、及び抵抗Ｒ１による定電流回路が構成される。定電流出力部１１は、差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端の電圧に比例した電流がトランジスタＭＮ１を介して抵抗Ｒ１に流れるように動作する。
(First embodiment)
FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of a constant current circuit according to the first embodiment. The constant
また、定電流出力部１１は、以下に示す出力参照電圧生成部１３を備える。出力参照電圧生成部１３は、直列接続された抵抗素子としての抵抗Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４を有し、抵抗Ｒ２に第１の参照電圧発生部としての基準電圧源Ｖｒｅｆ１が接続され、抵抗Ｒ２（第２抵抗素子）と抵抗Ｒ３（第３抵抗素子）との接続ノードに差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端が接続されている。さらに、第１の補正用トランジスタとしてのＮＰＮ型のトランジスタＱＮ１を有し、トランジスタＱＮ１のコレクタが基準電圧源Ｖｒｅｆ１に接続され、エミッタが抵抗Ｒ３と抵抗Ｒ４（第４抵抗素子）との接続ノードに接続されている。トランジスタＱＮ１のベースは、カレントミラー回路を構成する一方のＰｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、トランジスタＱＮ１のベースとコレクタとの間に第５抵抗素子としての抵抗Ｒ５が接続されている。
Further, the constant
定電流出力部１１は、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードであるノードＡにおける電圧Ｖａを出力参照電圧として、差動増幅器ＡＭＰ１とトランジスタＭＮ１により、抵抗Ｒ１の両端に電圧Ｖａと同じ電圧を発生させ、定電流の出力電流ＩＯＵＴを得る。出力電流ＩＯＵＴは、上述した（５）式と同様に、次の（１０）式で表される。
The constant
ＩＯＵＴ＝｛Ｖｒｅｆ１－Ｖｂｅ・（１－Ｎ）｝／Ｒ１ …（１０） IOUT={Vref1-Vbe・(1-N)}/R1...(10)
トランスコンダクタンスアンプ１２は、ＮＰＮ型のトランジスタＱＮ３，ＱＮ４，ＱＮ５と、ＰＮＰ型のトランジスタＱＰ１，ＱＰ２，ＱＰ３と、電流源Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４とを有して構成される。また、トランスコンダクタンスアンプ１２は、第２の参照電圧発生部としての基準電圧源Ｖｒｅｆ２と、第２の補正用トランジスタとしてのＮＰＮ型のトランジスタＱＮ２とを有し、基準電圧源Ｖｒｅｆ２による第２の参照電圧Ｖｒｅｆ２と、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２又はトランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１との比較によってトランジスタＱＮ３～ＱＮ５の動作をオンオフする。
The
トランスコンダクタンスアンプ１２において、電流源Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４と、トランジスタＱＮ３のコレクタと、カレントミラー回路を構成するトランジスタＭＰ１，ＭＰ２のソースとに電源ＶＤＤが供給される。電流源Ｉ２にはトランジスタＱＰ２のエミッタとトランジスタＱＮ４のベースが接続され、トランジスタＱＰ２のベースがトランジスタＱＮ１のエミッタに接続され、トランジスタＱＰ２のコレクタが接地される。電流源Ｉ３にはトランジスタＱＰ３のエミッタとトランジスタＱＮ５のベースが接続され、トランジスタＱＰ３のベース及びコレクタがトランジスタＱＮ２のベース及びコレクタと接続され、トランジスタＱＮ２のエミッタが接地される。すなわち、トランジスタＱＮ２は、ベース及びコレクタが短絡されてエミッタが接地され、コレクタに一定の電流が流れるようにトランジスタＱＰ３を介して電流源Ｉ３が接続されている。電流源Ｉ４にはトランジスタＱＰ１のエミッタとトランジスタＱＮ３のベースが接続され、トランジスタＱＰ１のベースが基準電圧源Ｖｒｅｆ２に接続され、コレクタが接地される。トランジスタＱＮ４，ＱＮ５のコレクタはカレントミラー回路の他方のトランジスタＭＰ２のドレインに接続される。そして、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４，ＱＮ５のエミッタが共通接続され、第１電流源としての電流源Ｉ１に接続され、電流源Ｉ１の他端がグランドに接続される。
In the
トランスコンダクタンスアンプ１２において、入力部に相当するのはトランジスタＱＰ１，ＱＰ２，ＱＰ３のベースである。トランジスタＱＰ１～ＱＰ３は入力電圧のレベルシフト回路としての素子であり、これらの素子のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅだけ入力電圧を高い電圧にシフトしている。なお、トランジスタＱＰ１，ＱＰ２，ＱＰ３は、レベルシフト回路が必要なければ設けなくてもよい。よって、実質的には、トランジスタＱＮ３のベースがトランスコンダクタンスアンプ１２の第１入力部、トランジスタＱＮ４のベースが第２入力部、トランジスタＱＮ５のベースが第３入力部にそれぞれ相当する。また、トランジスタＱＮ３，ＱＮ４，ＱＮ５は、バイポーラトランジスタに限定されず、ＭＯＳＦＥＴ、或いは他のスイッチ素子であってもよい。
In the
次に、本実施形態の定電流回路１０における動作を説明する。
Next, the operation of the constant
トランスコンダクタンスアンプ１２は、第２の参照電圧Ｖｒｅｆ２と、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２とトランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１のどちらか高い側の電圧とを比較する。Ｖｂｅ２とＶｅ１のいずれか高い方の電圧が第２の参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも高ければ、トランジスタＱＮ４又はＱＮ５のコレクタ電流が流れる。ここで、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２が高い場合はトランジスタＱＮ５がオンしてコレクタ電流が流れ、トランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１が高い場合はトランジスタＱＮ４がオンしてコレクタ電流が流れる。トランジスタＱＮ４又はＱＮ５のコレクタ電流は、トランジスタＭＰ１及びＭＰ２によるカレントミラー回路で折り返され、基準電圧源Ｖｒｅｆ１とトランジスタＱＮ１との間に設けられた抵抗Ｒ５に流れる。これにより、抵抗Ｒ５において補正電圧を発生させる。
The
図２は、実施形態の定電流回路における各部の温度特性の一例を示す特性図である。図２において、（Ａ）はトランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２とトランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１のそれぞれの電圧と温度の関係を示し、（Ｂ）はトランジスタＭＰ１のドレイン電流ＩｄＭＰ１の電流と温度の関係を示したものである。 FIG. 2 is a characteristic diagram showing an example of the temperature characteristics of each part in the constant current circuit of the embodiment. In FIG. 2, (A) shows the relationship between the voltage and temperature of the base-emitter potential difference Vbe2 of the transistor QN2 and the emitter voltage Ve1 of the transistor QN1, and (B) shows the relationship between the current and temperature of the drain current IdMP1 of the transistor MP1. This shows the relationship.
図２（Ａ）に示すように、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２は、電流源Ｉ３の電流値が温度によって大きく変動しない場合は、約－２ｍＶ／℃の負の温度係数を持ち、温度が上がるにつれて減少していく。一方、トランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１は、トランジスタＱＮ１のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ１がトランジスタＱＮ２同様に減少していくため、約＋２ｍＶ／℃の正の温度係数を持ち、温度が上がるにつれて増加していく。 As shown in FIG. 2(A), the base-emitter potential difference Vbe2 of the transistor QN2 has a negative temperature coefficient of about -2 mV/°C when the current value of the current source I3 does not vary greatly depending on the temperature. decreases as the value increases. On the other hand, the emitter voltage Ve1 of the transistor QN1 has a positive temperature coefficient of approximately +2 mV/°C because the base-emitter potential difference Vbe1 of the transistor QN1 decreases similarly to the transistor QN2, and increases as the temperature rises. .
上記の温度特性により、動作温度範囲の第１所定温度Ｔ１より低温側では、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２が第２の参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも高く、トランジスタＱＮ５がＯＮ状態となり、電流源Ｉ１の電流の一部がトランジスタＱＮ５に流れる。トランジスタＱＮ５のＯＮによって、抵抗Ｒ５に電流が流れ、補正電圧が発生する。温度が上がって第１所定温度Ｔ１よりも高くなると、トランジスタＱＮ２のベース－エミッタ間電位差Ｖｂｅ２が減少してトランジスタＱＮ４とトランジスタＱＮ５が共にＯＦＦ状態となり、電流源Ｉ１の電流が全てトランジスタＱＮ３に流れる。さらに温度が上がり、第２所定温度Ｔ２より高温側では、トランジスタＱＮ１のエミッタ電圧Ｖｅ１の電圧が増加して第２の参照電圧Ｖｒｅｆ２よりも大きくなり、トランジスタＱＮ４がＯＮ状態となり、電流源Ｉ１の電流の一部がトランジスタＱＮ４に流れる。ここで、第１所定温度Ｔ１≦第２所定温度Ｔ２である。トランジスタＱＮ４のＯＮによって、抵抗Ｒ５に電流が流れ、補正電圧が発生する。 Due to the above temperature characteristics, at a temperature lower than the first predetermined temperature T1 in the operating temperature range, the base-emitter potential difference Vbe2 of the transistor QN2 is higher than the second reference voltage Vref2, the transistor QN5 is turned on, and the current source I1 A part of the current flows through transistor QN5. When transistor QN5 is turned on, current flows through resistor R5 and a correction voltage is generated. When the temperature rises to be higher than the first predetermined temperature T1, the base-emitter potential difference Vbe2 of the transistor QN2 decreases, transistors QN4 and QN5 are both turned off, and all the current from the current source I1 flows to the transistor QN3. When the temperature further increases and the temperature is higher than the second predetermined temperature T2, the voltage of the emitter voltage Ve1 of the transistor QN1 increases and becomes larger than the second reference voltage Vref2, the transistor QN4 is turned on, and the current of the current source I1 increases. A part of the current flows into transistor QN4. Here, the first predetermined temperature T1≦the second predetermined temperature T2. When the transistor QN4 is turned on, a current flows through the resistor R5 and a correction voltage is generated.
図２（Ｂ）に示すように、トランジスタＭＰ１は、トランジスタＱＮ４又はトランジスタＱＮ５がＯＮする低温側又は高温側の場合のみ、ドレイン電流ＩｄＭＰ１が流れる。この結果、動作温度範囲における第１所定温度Ｔ１より低温側、及び第２所定温度Ｔ２より高温側においては、抵抗Ｒ５に電流が流れて補正電圧が発生し、トランジスタＱＮ１のベース電圧Ｖｂ１を第１の参照電圧Ｖｒｅｆ１に比較して引き上げる。 As shown in FIG. 2B, the drain current IdMP1 flows through the transistor MP1 only when the transistor QN4 or the transistor QN5 is on the low temperature side or the high temperature side. As a result, when the operating temperature range is lower than the first predetermined temperature T1 and higher than the second predetermined temperature T2, a current flows through the resistor R5 and a correction voltage is generated, causing the base voltage Vb1 of the transistor QN1 to be lower than the first predetermined temperature T1. The reference voltage Vref1 is raised compared to the reference voltage Vref1.
図３は、実施形態の定電流回路における出力電流の温度特性の一例を示す特性図である。上述したように、動作温度範囲における所定値よりも低温側及び高温側において、補正電圧を加えることによってトランジスタＱＮ１のベース電圧Ｖｂ１が引き上げられ、この引き上げられた電圧分、出力電流ＩＯＵＴが増加する。これにより、低温側及び高温側における出力電流ＩＯＵＴの減少を補正することができ、出力電流減少ΔＩＯＵＴ（Ｔ）を抑制できる。 FIG. 3 is a characteristic diagram showing an example of the temperature characteristics of the output current in the constant current circuit of the embodiment. As described above, the base voltage Vb1 of the transistor QN1 is raised by applying a correction voltage on the lower and higher temperature sides than a predetermined value in the operating temperature range, and the output current IOUT increases by the raised voltage. Thereby, the decrease in the output current IOUT on the low temperature side and the high temperature side can be corrected, and the output current decrease ΔIOUT(T) can be suppressed.
本実施形態によれば、定電流回路における出力部の抵抗Ｒ１の２次の温度係数による出力電流ＩＯＵＴの減少を補正することができる。このため、広い温度範囲において出力電流を高精度に保つことが可能になり、温度特性をさらに改善することができる。また、出力部の抵抗Ｒ１に２次の温度係数の大きな抵抗素子を用いることができるため、定電流回路をＩＣに搭載する際に、使用できるプロセスの選択肢が増加し、デバイス設計の自由度が向上する効果も得られる。 According to this embodiment, it is possible to correct the decrease in the output current IOUT due to the quadratic temperature coefficient of the resistor R1 of the output section in the constant current circuit. Therefore, it is possible to maintain the output current with high accuracy over a wide temperature range, and the temperature characteristics can be further improved. In addition, since a resistor element with a large second-order temperature coefficient can be used for the output resistor R1, the number of process options that can be used increases when mounting a constant current circuit on an IC, increasing the degree of freedom in device design. Improvement effects can also be obtained.
（第２の実施形態）
図４は、第２の実施形態の定電流回路の構成を示す回路図である。第２の実施形態は、図１に示した第１の実施形態における電流源Ｉ１の他の構成例を示したものである。第１の実施形態と同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。定電流出力部１１の構成は第１の実施形態と同様である。
(Second embodiment)
FIG. 4 is a circuit diagram showing the configuration of a constant current circuit according to the second embodiment. The second embodiment shows another example of the configuration of the current source I1 in the first embodiment shown in FIG. Components similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The configuration of the constant
第１の実施形態の定電流回路１０では、トランスコンダクタンスアンプのテール電流を電流源Ｉ１によって生成する構成となっている。抵抗Ｒ５に発生する電位差の最大値は電流源Ｉ１の電流値と抵抗Ｒ５の抵抗値との積になる。抵抗Ｒ５は抵抗素子による温度係数を持ち、さらに電流源Ｉ１の電流値も一定のばらつきが生じる。抵抗Ｒ５に発生する電位差は、出力電流ＩＯＵＴの電流値の補正を行うものであり、この電圧が抵抗Ｒ５の温度特性によって変動すると、出力電流ＩＯＵＴの精度に影響を与える。
The constant
第２の実施形態の定電流回路１０Ａは、上記の抵抗Ｒ５の温度特性による電圧変動を改善するための構成を有する。定電流回路１０Ａのトランスコンダクタンスアンプ１２Ａは、ＮｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＮ２、差動増幅器ＡＭＰ２、及び抵抗Ｒ６を含む定電流回路と、ＮｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＮ３及びＭＮ４と、ＰｃｈＭＯＳ型のトランジスタＭＰ３及びＭＰ４とを含んで構成されるカレントミラー回路と、を有する。トランジスタＭＮ２、差動増幅器ＡＭＰ２、及び抵抗Ｒ６による定電流回路において電流を生成し、トランジスタＭＮ３，ＭＮ４及びトランジスタＭＰ３，ＭＰ４によるカレントミラー回路において電流を折り返す構成となっている。抵抗Ｒ６は、定電流回路において出力電流を流す第６抵抗素子に相当する。上記の定電流回路及びカレントミラー回路により、電流源Ｉ１と同様のテール電流を生成する第１電流源を構成する。差動増幅器ＡＭＰ２の非反転入力には、基準電圧源Ｖｒｅｆ１が接続され、基準電圧源Ｖｒｅｆ１による第１の参照電圧Ｖｒｅｆ１が差動増幅器ＡＭＰ２の参照電圧として用いられる。この第１電流源は、出力電流値が、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の抵抗値の比と、第１の参照電圧Ｖｒｅｆ１との積による値に比例した電流値を持つように構成される。
The constant
定電流回路１０Ａにおいて、抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６を同じ種類の抵抗素子で温度係数が同じ抵抗素子で構成する。抵抗Ｒ５と抵抗Ｒ６の温度特性を同等にすることにより、抵抗Ｒ５に発生する電位差の最大値ＶＲ５は以下の（１１）式で表される。
In the constant
ＶＲ５＝Ｖｒｅｆ１・（Ｒ５／Ｒ６） …（１１） V R5 =Vref1・(R5/R6)...(11)
（１１）式において、抵抗Ｒ５に発生する電位差は、抵抗Ｒ５の抵抗値と抵抗Ｒ６の抵抗値との比により決まり、分子分母が同じ温度特性であるため、抵抗Ｒ５の温度変動の影響を受けない。よって、抵抗Ｒ５において温度に対して安定した補正電圧を得ることができる。また、差動増幅器ＡＭＰ２の参照電圧を基準電圧源Ｖｒｅｆ１に取っているため、第１の参照電圧Ｖｒｅｆ１の増減に対しても、この変動に応じてトランジスタＭＮ２のドレイン電流が増減して、補正電圧の変化を抑えることができる。 In equation (11), the potential difference generated across resistor R5 is determined by the ratio of the resistance value of resistor R5 and the resistance value of resistor R6, and since the numerator and denominator have the same temperature characteristics, it is not affected by temperature fluctuations of resistor R5. do not have. Therefore, a correction voltage that is stable with respect to temperature can be obtained at the resistor R5. In addition, since the reference voltage of the differential amplifier AMP2 is taken as the reference voltage source Vref1, the drain current of the transistor MN2 increases or decreases in accordance with the variation in the first reference voltage Vref1, and the correction voltage changes can be suppressed.
第２の実施形態によれば、第１の実施形態の効果に加えて、抵抗Ｒ５，Ｒ６の抵抗素子の温度によるぱらつきの影響を受けることなく、出力電流の精度を保つことができる。このため、抵抗Ｒ５に発生する電位差の最大値の変動を抑制でき、広い温度範囲において変動の小さな定電流回路を実現でき、出力電流ＩＯＵＴの精度をさらに高精度に保つことが可能となる。 According to the second embodiment, in addition to the effects of the first embodiment, the accuracy of the output current can be maintained without being affected by fluctuations due to temperature of the resistance elements of the resistors R5 and R6. Therefore, fluctuations in the maximum value of the potential difference generated across the resistor R5 can be suppressed, a constant current circuit with small fluctuations over a wide temperature range can be realized, and the accuracy of the output current IOUT can be maintained at an even higher level of accuracy.
（第３の実施形態）
図５は、第３の実施形態の定電流回路の構成を示す回路図である。第３の実施形態は、負の温度係数を持つ抵抗素子を使用する場合の構成例を示したものである。第１の実施形態と同様の構成要素には同一符号を付して説明を省略する。トランスコンダクタンスアンプ１２の構成は第１の実施形態と同様である。
(Third embodiment)
FIG. 5 is a circuit diagram showing the configuration of a constant current circuit according to the third embodiment. The third embodiment shows a configuration example in which a resistance element having a negative temperature coefficient is used. Components similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and description thereof will be omitted. The configuration of the
第１及び第２の実施形態の定電流回路１０、１０Ａは、抵抗Ｒ１の１次の温度係数が正の場合の回路構成である。抵抗素子としては、ポリシリコン抵抗等の負の温度係数を持つ場合もある。第３の実施形態の定電流回路１０Ｂは、負の温度係数を持つ抵抗素子を抵抗Ｒ１等に使用する場合の温度補正を行う構成である。
The constant
定電流回路１０Ｂは、定電流出力部１１Ｂの出力参照電圧生成部１３Ｂにおいて、電源ＶＤＤが供給される第２電流源としての電流源Ｉ５と、第２の補正用トランジスタとしてのＰＮＰ型のトランジスタＱＰ４とを有する。トランジスタＱＰ４は、ベースがカレントミラー回路の一方のトランジスタＭＰ１のドレインに接続され、エミッタが電流源Ｉ５に接続され、コレクタが基準電圧源Ｖｒｅｆ１及びトランジスタＱＮ１のコレクタに接続されている。また、トランジスタＱＰ４のエミッタ－コレクタ間に直列接続された抵抗Ｒ２，Ｒ３が接続され、抵抗Ｒ２，Ｒ３同士の接続ノードに差動増幅器ＡＭＰ１の非反転入力端が接続され、トランジスタＱＰ４のベース－コレクタ間に第７抵抗素子としての抵抗Ｒ７が接続される。
The constant
定電流出力部１１Ｂにおいて、トランジスタＱＰ４のエミッタ－コレクタ間の電位差は、温度が上がるに従って減少していくため、抵抗Ｒ２と抵抗Ｒ３との接続ノードの電圧は、負の温度係数を持つ。この温度特性を抵抗Ｒ１の抵抗素子の温度係数に合わせることにより、温度に対して一定となる出力電流ＩＯＵＴを得ることができる。
In the constant
第３の実施形態によれば、負の温度係数を持つ抵抗素子を使用する場合において、定電流回路における抵抗Ｒ１の２次の温度係数による出力電流ＩＯＵＴの減少を補正することができる。これにより、広い温度範囲において出力電流を高精度に保つことが可能になり、温度特性をさらに改善することができる。 According to the third embodiment, when using a resistance element with a negative temperature coefficient, it is possible to correct a decrease in the output current IOUT due to the second-order temperature coefficient of the resistor R1 in the constant current circuit. This makes it possible to maintain the output current with high accuracy over a wide temperature range, and further improve the temperature characteristics.
以上説明したように、本実施形態では、定電流の出力電流ＩＯＵＴを流す第１抵抗素子の温度係数に対して、補正電圧を生成する補正用抵抗素子を有し、この補正用抵抗素子に電流を供給するトランスコンダクタンスアンプを備えている。トランスコンダクタンスアンプは、第２の参照電圧と、第１の補正用トランジスタのエミッタ電圧と第２の補正用トランジスタのコレクタ電圧のいずれか高い方の電圧との電位差に応じて電流を出力し、この出力電流を補正用抵抗素子に流し、補正用抵抗素子に補正電圧を発生させる。これにより、第１所定温度より低温側と第２所定温度より高温側において、トランスコンダクタンスアンプの入力部の電位差に応じた補正電圧が生成され、補正電圧によって高温側及び低温側での出力電流ＩＯＵＴの減少を抑制することができる。 As explained above, this embodiment includes a correction resistance element that generates a correction voltage with respect to the temperature coefficient of the first resistance element through which a constant output current IOUT flows, and a current is applied to the correction resistance element. It is equipped with a transconductance amplifier that supplies The transconductance amplifier outputs a current according to the potential difference between the second reference voltage and the higher of the emitter voltage of the first correction transistor and the collector voltage of the second correction transistor. An output current is passed through the correction resistance element to generate a correction voltage in the correction resistance element. As a result, a correction voltage is generated according to the potential difference of the input section of the transconductance amplifier on a side lower than the first predetermined temperature and a side higher than the second predetermined temperature, and the output current IOUT on the high temperature side and the low temperature side is generated by the correction voltage. It is possible to suppress the decrease in
したがって、使用する抵抗素子の１次の温度係数だけでなく、２次の温度係数に関しても、出力電流の温度変動を補正可能となり、温度特性をさらに改善することができる。このため、定電流回路の動作温度範囲全体における出力電流精度を向上させることができ、広い温度範囲で出力電流を一定に保つことが可能な高精度の定電流回路を実現できる。 Therefore, temperature fluctuations in the output current can be corrected not only for the first-order temperature coefficient but also for the second-order temperature coefficient of the resistance element used, and the temperature characteristics can be further improved. Therefore, the output current accuracy over the entire operating temperature range of the constant current circuit can be improved, and a highly accurate constant current circuit that can keep the output current constant over a wide temperature range can be realized.
以上、図面を参照しながら各種の実施形態について説明したが、本発明はかかる例に限定されないことは言うまでもない。当業者であれば、特許請求の範囲に記載された範疇内において、各種の変更例又は修正例に想到し得ることは明らかであり、それらについても当然に本発明の技術的範囲に属するものと了解される。また、本発明の趣旨を逸脱しない範囲において、上記実施形態における各構成要素を任意に組み合わせてもよい。 Although various embodiments have been described above with reference to the drawings, it goes without saying that the present invention is not limited to such examples. It is clear that those skilled in the art can come up with various changes or modifications within the scope of the claims, and these naturally fall within the technical scope of the present invention. Understood. Further, each component in the above embodiments may be arbitrarily combined without departing from the spirit of the present invention.
本発明は、出力電流の温度特性のさらなる改善を実現し、動作温度範囲における出力電流精度を向上させることができる効果を有し、例えば広い温度範囲で一定電流が要求される定電流回路に有用である。 The present invention has the effect of further improving the temperature characteristics of the output current and improving the output current accuracy in the operating temperature range, and is useful for, for example, constant current circuits that require constant current over a wide temperature range. It is.
１０，１０Ａ，１０Ｂ：定電流回路
１１，１１Ｂ：定電流出力部
１２，１２Ａ：トランスコンダクタンスアンプ
１３，１３Ｂ：出力参照電圧生成部
Ｖｒｅｆ１，Ｖｒｅｆ２：基準電圧源
Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３，Ｉ４，Ｉ５：電流源
ＭＮ１，ＭＮ２：トランジスタ（ＮｃｈＭＯＳ型）
ＭＰ１，ＭＰ２，ＭＰ３，ＭＰ４：トランジスタ（ＰｃｈＭＯＳ型）
ＱＮ１，ＱＮ２，ＱＮ３，ＱＮ４，ＱＮ５：トランジスタ（ＮＰＮ型）
ＱＰ１，ＱＰ２，ＱＰ３，ＱＰ４：トランジスタ（ＰＮＰ型）
Ｒ１，Ｒ２，Ｒ３，Ｒ４，Ｒ５，Ｒ６，Ｒ７：抵抗
10, 10A, 10B: Constant
MP1, MP2, MP3, MP4: Transistor (PchMOS type)
QN1, QN2, QN3, QN4, QN5: Transistor (NPN type)
QP1, QP2, QP3, QP4: Transistors (PNP type)
R1, R2, R3, R4, R5, R6, R7: Resistance
Claims (6)
第１の参照電圧を発生する第１の参照電圧発生部と、コレクタが前記第１の参照電圧発生部に接続された第１の補正用トランジスタと、前記第１の補正用トランジスタのコレクタとエミッタとの間に直列に接続された第２抵抗素子及び第３抵抗素子と、前記第１の補正用トランジスタのベースとコレクタとの間に挿入された補正用抵抗素子と、を含み、前記第２抵抗素子と前記第３抵抗素子との接続ノードを出力参照電圧の出力部とし、前記差動増幅器の非反転入力端に供給する出力参照電圧生成部と、
第２の参照電圧を発生する第２の参照電圧発生部と、ベース及びコレクタが短絡されてエミッタが接地され、前記コレクタに一定の電流が流れるように電流源が接続された第２の補正用トランジスタと、を含み、前記第２の参照電圧に応じた電圧の入力を第１入力部、前記第１の補正用トランジスタのエミッタ電圧に応じた電圧の入力を第２入力部、前記第２の補正用トランジスタのコレクタ電圧に応じた電圧の入力を第３入力部とし、前記第１入力部の電圧と、前記第２入力部の電圧と前記第３入力部の電圧のいずれか高い方の電圧との電位差に応じて電流を出力するトランスコンダクタンスアンプと、
を備え、
前記トランスコンダクタンスアンプの出力電流が前記補正用抵抗素子に流れ、前記補正用抵抗素子に前記トランスコンダクタンスアンプの前記第１入力部の電圧と前記第２または第３入力部の電圧との電位差に応じた補正電圧を発生させる、定電流回路。 a differential amplifier; a first resistive element having one end connected to the inverting input terminal of the differential amplifier and the other end grounded; a source or emitter connected to one end of the first resistive element, and a gate or base connected to the differential input terminal; an output transistor connected to an output terminal of the differential amplifier, the operation of causing a current proportional to the voltage at the non-inverting input terminal of the differential amplifier to flow to the first resistance element via the output transistor; a constant current output section that obtains a constant current from the drain or collector of the output transistor;
a first reference voltage generation section that generates a first reference voltage; a first correction transistor whose collector is connected to the first reference voltage generation section; and a collector and emitter of the first correction transistor. a second resistance element and a third resistance element connected in series between the first correction transistor and a correction resistance element inserted between the base and the collector of the first correction transistor; an output reference voltage generation section that uses a connection node between the resistance element and the third resistance element as an output section of an output reference voltage, and supplies the output reference voltage to a non-inverting input terminal of the differential amplifier;
a second reference voltage generating section that generates a second reference voltage; and a second correction device whose base and collector are short-circuited, the emitter is grounded, and a current source is connected so that a constant current flows through the collector. a first input section for inputting a voltage corresponding to the second reference voltage; a second input section for inputting a voltage corresponding to the emitter voltage of the first correction transistor; A third input part is an input of a voltage corresponding to the collector voltage of the correction transistor, and the voltage is the higher of the voltage of the first input part, the voltage of the second input part, and the voltage of the third input part. a transconductance amplifier that outputs a current according to the potential difference between the
Equipped with
An output current of the transconductance amplifier flows through the correction resistance element, and the correction resistance element is supplied with a voltage according to the potential difference between the voltage at the first input section and the voltage at the second or third input section of the transconductance amplifier. A constant current circuit that generates a correction voltage.
前記出力参照電圧生成部は、
前記第１の補正用トランジスタとなるＮＰＮ型トランジスタを有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタが前記トランスコンダクタンスアンプの第２入力部に接続され、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタ及び前記第３抵抗素子に一端が接続され他端が接地された第４抵抗素子と、前記補正用抵抗素子となる第５抵抗素子と、を有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのベースが前記トランスコンダクタンスアンプの出力部に接続される、定電流回路。 The constant current circuit according to claim 1,
The output reference voltage generation section includes:
an NPN transistor serving as the first correction transistor; an emitter of the NPN transistor is connected to a second input section of the transconductance amplifier; and one end is connected to the emitter of the NPN transistor and the third resistance element. and a fifth resistance element serving as the correction resistance element, the base of the NPN transistor being connected to the output section of the transconductance amplifier. , constant current circuit.
前記トランスコンダクタンスアンプは、
エミッタが共通接続された第３、第４、第５のトランジスタを有し、前記第３のトランジスタのベースを前記第１入力部、前記第４のトランジスタのベースを前記第２入力部、前記第５のトランジスタのベースを前記第３入力部とし、
前記第３ないし第５のトランジスタのエミッタは、第１電流源を介してグランドに接続され、前記第４及び第５のトランジスタのコレクタは、互いに接続されて前記トランスコンダクタンスアンプの出力部としてカレントミラー回路の入力に接続され、前記カレントミラー回路の出力が前記第１の補正用トランジスタのベースに接続される、定電流回路。 The constant current circuit according to claim 1 or 2,
The transconductance amplifier is
It has third, fourth, and fifth transistors whose emitters are commonly connected, and the base of the third transistor is connected to the first input part, the base of the fourth transistor is connected to the second input part, and the base of the fourth transistor is connected to the second input part. The base of the transistor No. 5 is used as the third input part,
The emitters of the third to fifth transistors are connected to ground via a first current source, and the collectors of the fourth and fifth transistors are connected to each other to form a current mirror as an output section of the transconductance amplifier. A constant current circuit connected to an input of the circuit, and an output of the current mirror circuit connected to a base of the first correction transistor.
前記トランスコンダクタンスアンプは、
前記第５のトランジスタが第１所定温度より低温側でオンし、前記第４のトランジスタが前記第１所定温度以上の第２所定温度より高温側でオンし、それぞれのオン時に前記補正用抵抗素子に電流を供給する、定電流回路。 The constant current circuit according to claim 3,
The transconductance amplifier is
The fifth transistor is turned on at a temperature lower than a first predetermined temperature, the fourth transistor is turned on at a temperature higher than a second predetermined temperature which is equal to or higher than the first predetermined temperature, and when each of the transistors is turned on, the correction resistance element A constant current circuit that supplies current to.
前記第１電流源は、前記第１の参照電圧を参照電圧として入力し、出力電流を流す抵抗素子として、前記補正用抵抗素子と同じ温度係数を持つ第６抵抗素子を有し、出力電流値が、前記補正用抵抗素子と前記第６抵抗素子の抵抗値の比と、前記第１の参照電圧との積による値に比例した電流値を持つ、定電流回路。 The constant current circuit according to claim 3,
The first current source inputs the first reference voltage as a reference voltage, has a sixth resistance element having the same temperature coefficient as the correction resistance element as a resistance element through which an output current flows, and has an output current value. is a constant current circuit having a current value proportional to a value obtained by multiplying the ratio of the resistance values of the correction resistance element and the sixth resistance element by the first reference voltage.
前記出力参照電圧生成部は、
前記第１の補正用トランジスタとなるＰＮＰ型トランジスタと、前記ＰＮＰ型トランジスタのコレクタにコレクタが接続されたＮＰＮ型トランジスタと、前記ＰＮＰ型トランジスタのエミッタに接続される第２電流源と、を有し、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタが前記トランスコンダクタンスアンプの第２入力部に接続され、前記ＮＰＮ型トランジスタのエミッタに一端が接続され他端が接地された第４抵抗素子と、前記ＮＰＮ型トランジスタのベースとコレクタとの間に挿入された第５抵抗素子と、前記補正用抵抗素子となる第７抵抗素子と、を有し、前記ＰＮＰ型トランジスタのベースが前記トランスコンダクタンスアンプの出力部に接続される、定電流回路。 The constant current circuit according to claim 1,
The output reference voltage generation section includes:
A PNP transistor serving as the first correction transistor, an NPN transistor having a collector connected to a collector of the PNP transistor, and a second current source connected to an emitter of the PNP transistor. , an emitter of the NPN transistor is connected to a second input section of the transconductance amplifier, a fourth resistance element has one end connected to the emitter of the NPN transistor and the other end grounded, and a base of the NPN transistor. and a seventh resistance element that serves as the correction resistance element, and the base of the PNP transistor is connected to the output section of the transconductance amplifier. , constant current circuit.
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