JP7365682B2 - High frequency heating device - Google Patents
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Description
本発明は、マグネトロンにより高周波を発生させることにより物品を加熱する高周波加熱装置に関する。 The present invention relates to a high-frequency heating device that heats an article by generating high-frequency waves using a magnetron.
高周波加熱装置は大電力の高周波を発させるマグネトロンを一般的に使用されている。マグネトロンは大電力の高周波を発生させることから、高周波への変換損失が大きい。このため、ファンなどによりマグネトロンを冷却して、マグネトロン陽極の保証温度あるいは陽極電流の保証尖頭値を超えない設計がされている。 High-frequency heating devices generally use magnetrons that emit high-power high-frequency waves. Since magnetrons generate high-power high-frequency waves, there is a large loss in conversion to high-frequency waves. For this reason, the magnetron is designed to be cooled by a fan or the like so that the guaranteed temperature of the magnetron anode or the guaranteed peak value of the anode current is not exceeded.
しかしながら、負荷が無い、あるいは負荷が非常に少ないなどの状況では、高周波が物品に吸収されないでマグネトロンに戻ってくるため、マグネトロンの陽極温度が非常に高くなり、マグネトロンの温度保証値を超える。また、マグネトロンが温度特性を有するため、陽極温度が高くなると陽極電圧が低くなる。このため、同じ出力確保するためには陽極電流を増加させなければならない。この結果、保証値を超える陽極電流となり、マグネトロンの発振が不安定になるという課題があった。 However, in situations where there is no load or a very small load, the high frequency waves are not absorbed by the article and return to the magnetron, causing the magnetron's anode temperature to become extremely high, exceeding the magnetron's guaranteed temperature value. Furthermore, since the magnetron has temperature characteristics, as the anode temperature increases, the anode voltage decreases. Therefore, in order to maintain the same output, the anode current must be increased. As a result, there was a problem that the anode current exceeded the guaranteed value and the oscillation of the magnetron became unstable.
この課題の対策として、特許文献１には、マグネトロンの陽極温度をサーミスタなどの温度検知素子をマグネトロン陽極近傍に配置して陽極異常温度を検知することが開示されている。また、特許文献２には、サーマルスイッチなどの温度過昇防止器をマグネトロン外郭のヨークに配置する方法が開示されている。
As a countermeasure to this problem,
しかしながら、特許文献１のサーミスタなどの温度検知素子を陽極近傍に配置する方法では、陽極が冷却フィンの奥にあることから、温度検知素子を配置するための部品が必要になり、コストが高くなるという問題があった。また、特許文献２の温度過昇防止器をマグネトロンの外郭を形成するヨークに取り付ける方法では、陽極温度との乖離が大きく、また室温の影響を受けるなどにより、精度良く陽極の異常温度を検知することができないという問題があった。
However, in the method of arranging a temperature sensing element such as a thermistor near the anode as disclosed in
そこで本発明は、上記問題を解決すべく、安価で信頼性の高いマグネトロンの保護対策を施した高周波加熱装置の提供を目的としたものである。 SUMMARY OF THE INVENTION In order to solve the above-mentioned problems, the present invention aims to provide a high-frequency heating device that is inexpensive and has high reliability and that takes measures to protect the magnetron.
本発明に係る高周波加熱装置は、所定の温度特性を有するマグネトロンと、前記マグネトロンを駆動するための高周波電力を生成するためのスイッチング素子を備えるインバータ回路部と、前記インバータ回路部に供給される入力電力を検知する入力電力検知部と、前記スイッチング素子の導通時間を変化させて、前記マグネトロンに供給される電力を制御することにより、前記温度特性による前記マグネトロンの出力変動を抑制する制御回路部を備え、前記制御回路部は、導通時間を決定し、前記導通時間を決定する情報の変化量に基づいて前記マグネトロンの動作状態を推定し、前記動作状態推定手段の結果に基づいて前記マグネトロンを適正に動作させることを特徴とする。 A high-frequency heating device according to the present invention includes a magnetron having predetermined temperature characteristics, an inverter circuit section including a switching element for generating high-frequency power for driving the magnetron, and an input supplied to the inverter circuit section. an input power detection unit that detects electric power; and a control circuit unit that suppresses output fluctuations of the magnetron due to the temperature characteristics by controlling the electric power supplied to the magnetron by changing the conduction time of the switching element. The control circuit unit determines the conduction time, estimates the operating state of the magnetron based on the amount of change in the information that determines the conduction time, and adjusts the magnetron appropriately based on the result of the operating state estimating means. It is characterized by being operated.
この高周波加熱装置によれば、インバータ回路部がスイッチング素子を動作させることによりマグネトロンを高電圧駆動する。また、入力電力検知手段がインバータ回路部に電力を供給される入力電力を検知する。制御回路部が、前記マグネトロンの温度特性による入力電力変動を抑制するためにスイッチング素子の導通時間を変化させ前記マグネトロンに供給される電力を制御し、インバータ回路に入力される入力電力を一定にする制御を行い、前記導通時間を決定する導通時間決定情報の変化量より、前記マグネトロンの動作状態を推定してマグネトロンを保証条件の中で動作させることにより、安価で信頼性の高い温度対策を施した高周波加熱装置を提供することができる。 According to this high-frequency heating device, the inverter circuit section operates the switching element to drive the magnetron at a high voltage. Further, the input power detection means detects the input power supplied to the inverter circuit section. A control circuit unit controls the power supplied to the magnetron by changing the conduction time of the switching element in order to suppress input power fluctuations due to temperature characteristics of the magnetron, and keeps the input power input to the inverter circuit constant. By performing control and estimating the operating state of the magnetron from the amount of change in conduction time determination information that determines the conduction time and operating the magnetron within guaranteed conditions, inexpensive and highly reliable temperature countermeasures can be taken. A high-frequency heating device can be provided.
前記した高周波加熱装置において、前記制御回路部は、前記スイッチング素子の導通時間決定情報の変化量に基づいて、前記マグネトロンの陽極温度を推定する陽極温度推定手段を備えていてもよい。そのようにすれば、精度よくマグネトロンの陽極温度を推定できるので、前記陽極温度を超えない動作とすることができる。 In the above-described high-frequency heating device, the control circuit section may include anode temperature estimating means for estimating the anode temperature of the magnetron based on the amount of change in the conduction time determination information of the switching element. In this way, the anode temperature of the magnetron can be estimated with high accuracy, so that the operation can be performed without exceeding the anode temperature.
前記した高周波加熱装置において、前記制御回路部は、前記制御回路部は、前記スイッチング素子の導通時間決定情報の変化量に基づいて、前記マグネトロンの陽極温度を推定する陽極温度推定手段を有し、前記マグネトロンの陽極温度の保証上限を超えない動作としてもよい。そのようにすれば、精度よくマグネトロンの陽極温度を推定できるので、前記陽極温度の保証値を超えない信頼性の高い動作とすることができる。 In the high-frequency heating device described above, the control circuit section includes an anode temperature estimating means for estimating the anode temperature of the magnetron based on the amount of change in conduction time determination information of the switching element, The operation may be such that the anode temperature of the magnetron does not exceed a guaranteed upper limit. In this way, the anode temperature of the magnetron can be estimated with high accuracy, so that highly reliable operation can be achieved in which the anode temperature does not exceed the guaranteed value.
前記制御回路部は、前記スイッチング素子の導通時間決定情報の変化量に基づいて、前記マグネトロンの陽極電流を推定する陽極電流推定手段を有し、前記マグネトロンの陽極電流の保証値を超えない動作としてもよい。そのようにすれば、精度よくマグネトロンの陽極電流を推定できる。マグネトロンは、陽極温度が低い場合であっても、陽極電流が保証値を超える場合に信頼性が損なわれるため、陽極電流を精度よく推定することにより、信頼性の高い動作とすることができる。 The control circuit unit includes an anode current estimating means for estimating the anode current of the magnetron based on the amount of change in the conduction time determination information of the switching element, and the control circuit unit includes an anode current estimating means for estimating the anode current of the magnetron based on the amount of change in the conduction time determination information of the switching element. Good too. In this way, the anode current of the magnetron can be estimated with high accuracy. Even when the anode temperature is low, the reliability of the magnetron is impaired when the anode current exceeds a guaranteed value. Therefore, highly reliable operation can be achieved by accurately estimating the anode current.
前記陽極温度推定手段により推定された前記陽極温度の上昇が所定の速さ以上の場合に、加熱動作を停止させてもよい。そのようにすれば、定格入力電力より低い入力電力条件では、陽極温度の推定精度が高いため、精度よくマグネトロンの陽極の温度推定を行い、マグネトロンの陽極温度、あるいは陽極電流に基づいて適切な対策をすることができる。 The heating operation may be stopped when the anode temperature estimated by the anode temperature estimating means increases at a predetermined rate or higher. In this way, under input power conditions lower than the rated input power, the anode temperature estimation accuracy is high, so the temperature of the magnetron anode can be accurately estimated, and appropriate measures can be taken based on the magnetron anode temperature or anode current. can do.
前記制御回路部は、前記マグネトロンの動作開始時、および動作継続中においては周期的に定格入力電力より低い入力電力条件にて一定時間動作させて前記動作状態を推定してもよい。そのようにすれば、低い入力電力条件にて温度補正ができるため、精度よくマグネトロンの陽極の温度推定を行い、マグネトロンの陽極温度、あるいは陽極電流に基づいて適切な対策をすることができる。 The control circuit unit may estimate the operating state by periodically operating the magnetron for a certain period of time under an input power condition lower than the rated input power when the magnetron starts operating and while the magnetron continues to operate. In this way, temperature correction can be performed under low input power conditions, so the temperature of the anode of the magnetron can be estimated with high accuracy, and appropriate measures can be taken based on the anode temperature or anode current of the magnetron.
前記した周期的に定格入力電力より低い入力電力条件は、電源周波数の２サイクル以上かつ６サイクル以下であり、周期は１秒以上であってもよい。また、前記した周期的に定格入力電力より低い入力電力条件は、定格入力電力の１／２以上であってもよい。また、前記した周期的に定格入力電力より低い入力電力条件への切り替えは、交流電源電圧が０［Ｖ］付近でのタイミングとすることにより電源高調波の抑制ができる。 The above-described input power condition that is periodically lower than the rated input power is 2 cycles or more and 6 cycles or less of the power supply frequency, and the period may be 1 second or more. Further, the above-described input power condition that is periodically lower than the rated input power may be 1/2 or more of the rated input power. In addition, power harmonics can be suppressed by periodically switching to an input power condition lower than the rated input power at a timing when the AC power supply voltage is around 0 [V].
前記制御回路部は、前記スイッチング素子の導通時間を決定する導通時間決定手段を備え、前記導通時間決定手段が前記導通時間を変化させるための基準とする標準導通時間を決定することにより精度よくマグネトロンの動作状態の推定ができる。 The control circuit unit includes conduction time determining means for determining the conduction time of the switching element, and the conduction time determining means determines a standard conduction time as a reference for changing the conduction time, thereby accurately controlling the magnetron. The operating state of the system can be estimated.
前記導通時間決定手段は、ランプ波電圧を生成するランプ波生成回路と、基準電圧を生成する基準電圧源とを備え、前記ランプ波電圧と前記基準電圧から前記スイッチング素子の導通時間を決定してもよい。この場合、基準電圧が導通時間決定情報となる。この高周波加熱装置によれば、生成が容易なランプ波と基準電圧とから、スイッチング素子の導通時間を決定できるため、スイッチング素子の駆動、ひいてはマグネトロンの動作を容易に制御できる。 The conduction time determining means includes a ramp wave generation circuit that generates a ramp wave voltage and a reference voltage source that generates a reference voltage, and determines the conduction time of the switching element from the ramp wave voltage and the reference voltage. Good too. In this case, the reference voltage becomes conduction time determining information. According to this high-frequency heating device, since the conduction time of the switching element can be determined from the easy-to-generate ramp wave and the reference voltage, the driving of the switching element and, by extension, the operation of the magnetron can be easily controlled.
前記制御回路部は前記スイッチング素子の導通時間を決定するパルスを生成するデジタル回路を備え、前記パルスの幅を導通時間決定情報として前記マグネトロンの動作状態を推定してもよい。この高周波加熱装置によれば、マイコン等のデジタル回路により、容易にパルスを生成し、パルス幅に基づいてスイッチング素子の導通時間を決定できるため、スイッチング素子の駆動、ひいてはマグネトロンの動作を容易に制御できる。この場合、導通時間決定情報は、パルス幅となる。 The control circuit section may include a digital circuit that generates a pulse that determines the conduction time of the switching element, and may estimate the operating state of the magnetron using the width of the pulse as conduction time determination information. According to this high-frequency heating device, a digital circuit such as a microcomputer can easily generate pulses and determine the conduction time of the switching element based on the pulse width, making it easy to drive the switching element and, by extension, control the operation of the magnetron. can. In this case, the conduction time determining information is the pulse width.
前記インバータ回路部は電圧共振方式により動作してもよい。また、前記インバータ回路部は電流共振方式により動作してもよい。電流共振方式の場合、前記インバータ回路部は、共振周波数より高い周波数領域にて前記スイッチング素子を動作させてもよい。そのようにすれば、高周波加熱装置において精度よく安定した動作状態の推定が可能となる。 The inverter circuit section may operate using a voltage resonance method. Furthermore, the inverter circuit section may operate using a current resonance method. In the case of the current resonance method, the inverter circuit unit may operate the switching element in a frequency range higher than the resonance frequency. In this way, it becomes possible to accurately and stably estimate the operating state of the high-frequency heating device.
使用者が装置を動作させるときの操作において、設定電力にするために決定された導通時間決定情報を標準室温の導通時間決定情報として不揮発性記憶素子に保存してもよい。温度検知素子による温度情報を初期室温とし、前記初期室温を参照して前記入力電力を補正してもよい。前記制御回路部は、標準室温での所定の前記導通時間を記憶し、所定の前記導通時間を超えて前記導通時間が変化したとき、加熱動作を停止、または出力を低下させてもよい。そのようにすれば、安定した温度推定が可能となる。 When the user operates the device, the conduction time determination information determined to achieve the set power may be stored in a nonvolatile memory element as conduction time determination information at standard room temperature. Temperature information from the temperature sensing element may be taken as an initial room temperature, and the input power may be corrected with reference to the initial room temperature. The control circuit unit may store the predetermined conduction time at standard room temperature, and stop the heating operation or reduce the output when the conduction time changes beyond the predetermined conduction time. In this way, stable temperature estimation becomes possible.
本発明によれば、入力電力を一定にするために半導体スイッチング素子の駆動条件を変化させる情報に基づいてマグネトロンの陽極温度、あるいは陽極電流を推定して、マグネトロンが保証された条件内で動作させる方式を開発することで、安価で信頼性の高い高周波加熱装置を提供することができる。 According to the present invention, the magnetron is operated within guaranteed conditions by estimating the anode temperature or anode current of the magnetron based on information that changes the driving conditions of the semiconductor switching element in order to keep the input power constant. By developing this method, it is possible to provide an inexpensive and highly reliable high-frequency heating device.
[第１の実施形態]
本発明の第１の実施形態に係る高周波加熱装置Ｈ１について、図１～図２３を参照して詳細に説明する。なお、第１の実施形態の高周波加熱装置Ｈ１は、マグネトロン９を備え、マグネトロン９の動作により加熱を行う。また、高周波加熱装置Ｈ１は、１つのスイッチング素子５１を含む、電圧共振によりスイッチング行うインバータ回路部５を備える。
[First embodiment]
The high-frequency heating device H1 according to the first embodiment of the present invention will be described in detail with reference to FIGS. 1 to 23. Note that the high-frequency heating device H1 of the first embodiment includes a
図１は、交流電源１を使用してマグネトロン９を動作させる高周波加熱装置Ｈ１のブロック図を示す。高周波加熱装置Ｈ１は、高電圧により動作するマグネトロン９と、交流電力を供給可能な交流電源１と、交流電源１から供給される電流を直流に整流する整流回路部２と、整流回路部２からマグネトロン９に入力される入力電力Ｐｉｎを検知する入力電力検知回路部３と、入力電力検知回路部３を介して接続され、インバータ回路部５により発生する高周波電流の交流電源１側への流出を抑制するローパスフィルター回路部４と、前記直流電流を高周波電流に変換するインバータ回路部５と、インバータ回路部５を制御する制御回路部ＣＣと、入力電力検知回路部３とインバータ回路部５とに介在する制御回路部ＣＣと、インバータ回路部５からの電圧を昇圧する昇圧トランス回路部７と、昇圧トランス回路部７から供給される高周波高電圧を直流高電圧に変換する倍電圧整流回路部８と、倍電圧整流回路部８からの直流高電圧により動作するマグネトロン９とを備える。
FIG. 1 shows a block diagram of a high-frequency heating device H1 that operates a
マグネトロン９は、所定の温度特性を有し、インバータ回路部５は、マグネトロン９を駆動するためのスイッチング素子５１を備えている。入力電力検知部３は、インバータ回路部５に供給される入力電力Ｐｉｎを検知し、制御回路部ＣＣは、インバータに供給される電力を調整するべく、スイッチング素子５１の導通時間を制御する。また、制御回路部ＣＣは、後述するように、インバータ回路に入力される入力電力Ｐｉｎに基づいて、マグネトロン９の陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定する陽極温度推定手段ＣＣ８を備えることを特徴とする。これにより、制御回路部ＣＣは、スイッチング素子５１の導通時間の変化量に対応してマグネトロン９に供給される電力を制御することにより、温度特性によるマグネトロン９の出力変動を抑制する。
The
図２は、図１に示すブロック回路を電子回路で実装した電子回路図を示す。図２に示すように、交流電源１からの交流電流は整流回路２により直流に変換され、入力電力検知回路部３を介して、インバータ回路部５と、制御回路部ＣＣに供給される。入力電力検知回路部３は、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎを制御回路部ＣＣと協業して検知する。また、制御回路部ＣＣは、入力電力検知回路部３から入力電圧Ｖｉｎと、入力電流Ｉｉｎとが入力されると共に、インバータ回路部５からスイッチング素子５１のコレクタ電圧Ｖｃｅと直流電源電圧Ｖ＋とが入力され、これらを使用してスイッチング素子５１を駆動するための導通タイミングを決定し、スイッチング素子５１を駆動するゲート電圧Ｖｇａｔｅが出力される。
FIG. 2 shows an electronic circuit diagram in which the block circuit shown in FIG. 1 is implemented as an electronic circuit. As shown in FIG. 2, an alternating current from an alternating
インバータ回路部５は、ローパスフィルター回路部４を介して、整流回路２に接続されており、整流回路２で整流される。また、インバータ回路部５は、１つのスイッチング素子５１を含む電圧共振回路を構成しており、インバータ回路部５は、制御回路部ＣＣからのゲート電圧Ｖｇａｔｅに基づいて電圧共振によりスイッチング素子５１を駆動する。すなわち、インバータ回路部５は、供給される直流電圧をスイッチング素子５１により高周波電圧に変換するとともに、昇圧トランス回路部７の１次巻線７１に接続され、２次巻線７２と協業して倍電圧整流回路８に高周波高電圧を供給し、倍電圧整流回路８により供給される電圧を整流して、マグネトロン９の駆動電源とする。
The
また、昇圧トランス７のフィラメント用巻線７３は、マグネトロン９のフィラメント９２の電源となる。なお、本実施形態において、昇圧トランス回路部７は、１次巻線７１と２次巻線７２の結合係数を弱くして、漏れインダクタンスを大きくしている。この漏れインダクタンスを使用して電圧共振回路を形成している。具体的には、１次巻線７１と２次巻線７２の結合係数Ｋ１を０．７５とし、１次巻線７１の自己インダクタンスＬ１を４４［μＨ］、２次巻線７２の自己インダクタンスを１２．４［ｍＨ］としている。
Further, the filament winding 73 of the step-up
図３は、マグネトロン９の電気的等価回路を、図４はマグネトロン９の外観を示す。マグネトロン９は、２極真空管の一種で整流機能９３（図３におけるＤｍａｇ）を有する（図３を参照）。また、マグネトロン９は、磁石９４ａ、９４ｂによりアノード（陽極）９１（図４を参照）とカソード（フィラメント）９２（図３を参照）間に磁界が与えられている。このアノード９１とカソード９２間の磁界により、マグネトロン９は、陽極閾値電圧Ｅ以下では電流（陽極電流）が流れないが、陽極閾値電圧Ｅを超える領域で発振動作が行われ、アンテナから高周波が空中に放射される。なお、図３では、閾値決定電圧Ｅを陽極電圧９６として示している。アノード９１はマグネトロン９の動作中、数１００Ｗの損失が生じて温度が高くなるので、冷却のためのフィン９７を有している。
3 shows an electrical equivalent circuit of the
図５は、マグネトロン９において、陽極閾値電圧Ｅを４ＫＶ（２５［℃］）と３ＫＶと（３００［℃］）したときの陽極電圧Ｅｂと陽極電流Ｉｂの関係を示す。なお、陽極閾値電圧Ｅは、回路図上は負の値であるが、図５においては絶対値の値として示す。また、マグネトロン９の外郭を構成するヨーク９５（図４を参照）は磁気回路としての機能を有する。磁石９４ａ、９４ｂには通常フェライト材料が使用されている。フェライト磁石は負の温度特性がある。すなわち、陽極の温度が上昇するにしたがい、陽極近くに配置されたフェライト９４ａ、９４ｂの温度が上昇する。この結果、マグネトロン９の内部に与えられている磁界が弱くなり陽極閾値電圧Ｅが低下する。従って、マグネトロン９は、温度特性を有する動作となる。
FIG. 5 shows the relationship between the anode voltage Eb and the anode current Ib when the anode threshold voltage E is set to 4 KV (25 [° C.]) and 3 KV (300 [° C.]) in the
図６は、陽極温度Ｔａｎｏｄｅと陽極電圧Ｅの関係についての代表例を示す。図６に示すように、陽極閾値電圧Ｅは、陽極温度Ｔａｎｏｄｅに対して式１の関係となる。なお。マグネトロン９の陽極温度の保証上限は、一般的に負荷がある場合３００℃とされて、負荷がない場合は３５０℃とされている。
ｘ＝－２７５ｙ＋１１２５ （式１）
ｙ：陽極温度Ｔａｎｏｄｅ
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
FIG. 6 shows a typical example of the relationship between the anode temperature Tanode and the anode voltage E. As shown in FIG. 6, the anode threshold voltage E has the relationship of
x=-275y+1125 (Formula 1)
y: Anode temperature Tanode
x: anode threshold voltage E
図７は、制御回路部ＣＣのブロック図を示す。制御回路部ＣＣは、入力電圧Ｖｉｎと入力電流Ｉｉｎとが入力される入力電力演算手段ＣＣ１と、入力電力演算手段ＣＣ１に接続する比較手段ＣＣ２と、比較手段ＣＣ２に接続さる入力値設定手段ＣＣ３と、比較手段ＣＣ２に接続される基準電圧増減手段ＣＣ４と、基準電圧の標準値を設定する基準電圧標準値設定手段ＣＣ５と、基準電圧標準値設定手段ＣＣ５に接続される電圧補正手段ＣＣ６と、基準電圧増減手段ＣＣ４に接続するＲａｔｉｏ計算手段ＣＣ７と、Ｒａｔｉｏ計算手段ＣＣ７に接続する陽極温度推定手段ＣＣ８と、陽極温度推定手段ＣＣ８に接続する基準電圧決定手段ＣＣ９と、基準電圧決定手段ＣＣ９に接続する導通時間決定手段ＣＣ１１と、コレクタ電圧Ｖｃｅと直流電源電圧Ｖ＋とが入力される導通タイミング決定手段ＣＣ１０と、導通時間決定手段ＣＣ１１に接続されるスイッチング素子駆動手段ＣＣ１２とを備える。ここで、電圧補正手段ＣＣ６は、入力電圧Ｖｉｎを入力され、Ｒａｔｉｏ計算手段ＣＣ７に補正された補正基準電圧Ｖｃｒｅｆを出力する。また、導通タイミング決定手段ＣＣ１１は、導通時間決定手段ＣＣ１２に接続している。 FIG. 7 shows a block diagram of the control circuit section CC. The control circuit section CC includes an input power calculation means CC1 to which an input voltage Vin and an input current Iin are input, a comparison means CC2 connected to the input power calculation means CC1, and an input value setting means CC3 connected to the comparison means CC2. , a reference voltage increase/decrease means CC4 connected to the comparison means CC2, a reference voltage standard value setting means CC5 for setting the standard value of the reference voltage, a voltage correction means CC6 connected to the reference voltage standard value setting means CC5, Ratio calculation means CC7 connected to voltage increase/decrease means CC4, anode temperature estimation means CC8 connected to Ratio calculation means CC7, reference voltage determination means CC9 connected to anode temperature estimation means CC8, and reference voltage determination means CC9 connected to It includes conduction time determining means CC11, conduction timing determining means CC10 to which collector voltage Vce and DC power supply voltage V+ are input, and switching element driving means CC12 connected to conduction time determining means CC11. Here, the voltage correction means CC6 receives the input voltage Vin and outputs the corrected reference voltage Vcref to the ratio calculation means CC7. Further, the conduction timing determining means CC11 is connected to the conduction time determining means CC12.
図８は、図７における導通タイミング決定手段ＣＣ１０と、導通時間決定手段ＣＣ１１とスイッチング素子駆動手段ＣＣ１２との詳細を示す。導通タイミング決定手段ＣＣ１０は、直流電源電圧Ｖ＋とコレクタ電圧Ｖｃｅとが、それぞれ、抵抗Ｒ１、抵抗Ｒ２、抵抗Ｒ３および抵抗Ｒ４により抵抗分割されて第１の比較器ＣＣ１５に入力される。第１の比較器ＣＣ１５の出力は、ランプ波発生回路ＣＣ１３に入力される。ランプ波発生回路ＣＣ１３により発生された出力Ｖｒａｎｐと、基準電圧減ＣＣ１４の基準電圧Ｖｒｅｆとは、第２の比較器ＣＣ１６に入力される。第２の比較器ＣＣ１６の出力は、スイッチング素子駆動手段ＣＣ１２に入力される。スイッチング素子駆動手段ＣＣ１２の出力がスイッチング素子５１を駆動する駆動電圧Ｖｇａｔｅとして出力される。これにより、制御回路ＣＣは、スイッチング素子５１の導通時間の変化量に対応してマグネトロン９に供給される電力を制御することができる。
FIG. 8 shows details of the conduction timing determining means CC10, the conduction time determining means CC11, and the switching element driving means CC12 in FIG. 7. In the conduction timing determining means CC10, the DC power supply voltage V+ and the collector voltage Vce are resistance-divided by a resistor R1, a resistor R2, a resistor R3, and a resistor R4, respectively, and are input to the first comparator CC15. The output of the first comparator CC15 is input to the ramp wave generation circuit CC13. The output Vranp generated by the ramp wave generation circuit CC13 and the reference voltage Vref of the reference voltage reduction CC14 are input to the second comparator CC16. The output of the second comparator CC16 is input to the switching element driving means CC12. The output of the switching element driving means CC12 is outputted as a driving voltage Vgate for driving the switching
図９は、入力電力Ｐｉｎが７５０［Ｗ］、５０［Ｈｚ］半サイクル、１０［ｍｓ］区間での高周波加熱装置の入力（下図）と、これに対するマグネトロン９の入力（上図）とを示す。すなわち、図９の下図は、入力電圧Ｖｉｎ（図９では、Ｖ（ｖｉｎ+，Ｖｉｎ-））の波形、入力電流Ｉｉｎ（図９では、－Ｉ（Ａｃ））の波形を示し、図９の上図は、マグネトロン９の陽極電流Ｉｂ（図９ではＩｘ（Ｍａｇ：Ａ））と陽極電圧Ｅｂ（図９ではＶ（ｅｂ））の波形を示す。なお、陽極電流Ｉｂは高周波（３５［ｋＨｚ］）波形であり、１０［ｍｓ］時間軸では包絡線となり図９には詳細が示されない。
FIG. 9 shows the input of the high-frequency heating device (lower figure) and the corresponding input of the magnetron 9 (upper figure) when the input power Pin is 750 [W], 50 [Hz] half cycle, and 10 [ms] interval. . That is, the lower diagram in FIG. 9 shows the waveform of the input voltage Vin (V(vin+, Vin-) in FIG. 9) and the waveform of the input current Iin (-I(Ac) in FIG. 9). The upper diagram shows the waveforms of the anode current Ib (Ix (Mag: A) in FIG. 9) and the anode voltage Eb (V(eb) in FIG. 9) of the
図１０は、図９と同条件における制御回路部ＣＣの各手段の出力波形を示す。すなわち、図１０の最下図は、陽極電圧Ｖ（図１０では、Ｖ（ｅｂ））と陽極電流Ｉｘ（図１０では、Ｉｘ（Ｍａｇ：Ａ））を示し、図１０の下から２番目の図は、ランプ波発生回路ＣＣ１３の出力電圧Ｖｒａｍｐ（図１０では、Ｖ（ｖｒａｍｐ））と基準電圧電源ＣＣ１４の基準電圧Ｖｒｅｆ（図１０では、Ｖ（ｖｒｅｆ））と、第２の比較器ＣＣ１６の出力波形（図１０では、Ｖ（ｏｐｏｕｔ））を示し、図１０の下から３番目の図は、スイッチング素子駆動手段ＣＣ１２の出力波形（図１０では、Ｖ（ｖｇａｔｅ））を示し、図１０の最上図は、スイッチング素子５１のコレクタ・エミッタ間電圧Ｖｃｅ（図１０では、Ｖ（ｖｃｅ））および電流Ｉｃ（図１０では、Ｉｘ（Ｕ１：Ｃ））を示す。なお、図１０の横軸は、入力電圧最大値前後における４．９５ｍｓ～５．０５ｍｓ（２００μｓ）の区間を示す。
FIG. 10 shows the output waveforms of each means of the control circuit section CC under the same conditions as in FIG. That is, the bottom diagram in FIG. 10 shows the anode voltage V (V(eb) in FIG. 10) and the anode current Ix (Ix(Mag:A) in FIG. 10), and the second diagram from the bottom in FIG. is the output voltage Vramp (V(vramp) in FIG. 10) of the ramp wave generation circuit CC13, the reference voltage Vref (V(vref) in FIG. 10) of the reference voltage power supply CC14, and the output of the second comparator CC16. The third diagram from the bottom in FIG. 10 shows the output waveform (V(vgate) in FIG. 10) of the switching element driving means CC12, and the top diagram in FIG. The figure shows the collector-emitter voltage Vce (V(vce) in FIG. 10) and current Ic (Ix(U1:C) in FIG. 10) of the switching
ここで、最下図において入力電圧Ｖｉｎ（図１０ではＶ（ｅｄ））、と入力電流Ｉｉｎ（図１０ではＩｘ（Ｍａｇ：Ａ））とを積算して平均した値が入力電力Ｐｉｎとなり、最上図においてマグネトロン９の陽極電圧Ｖ（図１０ではＶ（ｖｃｅ））と陽極電流Ｉ（図１０ではＩｘ（Ｕ１：Ｃ））とを積算して平均した値がマグネトロン９の陽極入力電力Ｐとなる。また、下から２番目図において、スイッチング素子５１の動作時間は、ランプ波発生回路ＣＣ１３の出力電圧Ｖｒａｍｐ（図１０ではＶ（ｖｒａｍｐ））と基準電圧源ＣＣ１４（図８を参照）の基準電圧Ｖｒｅｆ（図１０ではＶ（ｖｒｅｆ））とから決定され、スイッチング素子駆動手段ＣＣ１２の出力（図１２ではＶ（ｏｐｏｕｔ））として示される。すなわち、ランプ波発生回路ＣＣ１３の出力電圧Ｖｒａｍｐは時間経過とともに上昇するので、基準電圧Ｖｒｅｆの値が小さいときはスイッチング素子５１の導通時間が短くなる。このように、ランプ波発生回路ＣＣ１３の出力電圧Ｖｒａｍｐと基準電圧源ＣＣ１４の基準電圧Ｖｒｅｆとの関係により、スイッチング素子５１の動作時間が決定される。これにより、本実施形態における電圧共振によるインバータ回路部５は、入力電力Ｐｉｎが減少してマグネトロン９の入力も減少することになる。
Here, in the bottom diagram, the input voltage Vin (V(ed) in FIG. 10) and input current Iin (Ix (Mag: A) in FIG. 10) are integrated and averaged, and the input power Pin is the input power Pin. The anode input power P of the
図１１は、入力電圧Ｖｉｎが１００［Ｖ］、マグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅが４［ｋＶ］の場合の基準電圧Ｖｒｅｆと入力電力Ｐｉｎの関係を示す。図１１に示すように、入力電力Ｐｉｎは、基準電圧Ｖｒｅｆに対して式２に示す関係にある。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆが増減することにより入力電力Ｐｉｎが増減する。
ｙ＝２．１６６７ｘ―５．３１６７ （式２）
ｘ：基準電圧Ｖｒｅｆ
ｙ：入力電力Ｐｉｎ
FIG. 11 shows the relationship between the reference voltage Vref and the input power Pin when the input voltage Vin is 100 [V] and the anode threshold voltage E of the
y=2.1667x-5.3167 (Formula 2)
x: Reference voltage Vref
y: Input power Pin
図１２は、マグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅが４［ｋＶ］の場合の基準電圧Ｖｒｅｆとスイッチング素子５１の導通（ＯＮ）時間およびスイッチング周波数の関係を示す。図１２に示すように、スイッチング素子５１の導通時間［μｓ］は、基準電圧Ｖｒｅｆが高いほど長くなり、スイッチング周波数［ｋＨｚ］は、低くなる。なお、スイッチング周波数に関して２０ｋＨｚより低い周波数は可聴周波数となるので、この領域を避ける設計が必要である。
FIG. 12 shows the relationship between the reference voltage Vref, the conduction (ON) time of the switching
図１３は、制御回路部ＣＣにおいて、スイッチング素子５１の導通時間を決定する制御フローを示す。制御回路部ＣＣでは、まず、入力電力演算手段ＣＣ１において入力電圧Ｖｉｎと、入力電流Ｉｉｎとから入力電力Ｐｉｎが演算され（Ｓ１）、比較手段ＣＣ２に送られる。次に、比較手段ＣＣ２において、入力電力演算手段ＣＣ１から受けた入力電力Ｐｉｎと、入力値設定手段ＣＣ３から受けた入力設定電力Ｐｓとを比較する（Ｓ２）。
FIG. 13 shows a control flow for determining the conduction time of the switching
次に、基準電圧増減手段ＣＣ４において、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの比較により、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲内であれば、基準電圧を維持する（Ｓ３－１）。一方、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）を超え、入力電力Ｐｉｎが小さい場合（Ｐｉｎ＜Ｐｏｕｔ－δ）は、基準電圧増減手段ＣＣ４において、基準電圧を増加させる（Ｓ３－２）。また、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）を超え、入力電力Ｐｉｎが大きい場合（Ｐｉｎ＜Ｐｏｕｔ－δ）は、基準電圧増減手段ＣＣ４において、基準電圧を減少させる（Ｓ３－３）。基準電圧Ｖｒｅｆの増減は、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）内に収まるまで繰り返される。なお、基準電圧Ｖｒｅｆは、後述するように、入力電圧から求められる。 Next, in the reference voltage increase/decrease means CC4, by comparing the input power Pin and the input set power Ps, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps is within a predetermined range, the reference voltage is maintained (S3- 1). On the other hand, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps exceeds the predetermined range (δ) and the input power Pin is small (Pin<Pout−δ), the reference voltage increase/decrease means CC4 increases the reference voltage. (S3-2). Further, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps exceeds a predetermined range (δ) and the input power Pin is large (Pin<Pout−δ), the reference voltage increase/decrease means CC4 decreases the reference voltage. (S3-3). The increase/decrease in the reference voltage Vref is repeated until the difference between the input power Pin and the input set power Ps falls within a predetermined range (δ). Note that the reference voltage Vref is determined from the input voltage as described later.
次に、基準電圧標準値設定手段ＣＣ５から基準電圧標準値を受けた電圧補正手段ＣＣ６において、入力電圧Ｖｉｎを所定の温度条件で補正した補正基準電圧Ｖｒｅｆが計算される（Ｓ４）。図１４は、入力設定電力Ｐｓが７５０[Ｗ]における入力電圧Ｖｉｎと補正された基準電圧Ｖｃｒｅｆの関係を示す。図１４に示すように入力電圧Ｖｉｎが９０[Ｖ]～１１０[Ｖ]の間では、入力電圧Ｖｉｎと補正された基準電圧Ｖｃｒｅｆは式３のような関係を示す。図１４に示す基準電圧Ｖｒｅｆは、電圧補正手段ＣＣ６において、基準電圧標準値設定手段ＣＣ５の基準室温２５℃、陽極閾値電圧４［ｋＶ］の条件にて電圧補正された基準電圧Ｖｃｒｅｆを示す。なお、基準室温は陽極温度Ｔａｎｏｄｅの基準温度でもある。
ｙ＝０．０００５ｘ＾２－０．１３３５ｘ＋１０．６５（式３）
ｙ：補正基準電圧Ｖｃｒｅｆ（２５℃、４［ＫＶ］）
ｘ：入力電圧Ｖｉｎ
Next, in the voltage correcting means CC6 which receives the reference voltage standard value from the reference voltage standard value setting means CC5, a corrected reference voltage Vref is calculated by correcting the input voltage Vin under a predetermined temperature condition (S4). FIG. 14 shows the relationship between the input voltage Vin and the corrected reference voltage Vcref when the input setting power Ps is 750 [W]. As shown in FIG. 14, when the input voltage Vin is between 90 [V] and 110 [V], the input voltage Vin and the corrected reference voltage Vcref have a relationship as shown in
y=0.0005x^2-0.1335x+10.65 (Formula 3)
y: Correction reference voltage Vcref (25°C, 4 [KV])
x: input voltage Vin
次に、Ｒａｔｉｏ計算手段ＣＣ７において、基準電圧増減手段ＣＣ４から受けた基準電圧Ｖｒｅｆと、電圧補正手段ＣＣ６から受けた補正基準電圧Ｖｃｒｅｆとの商をＲａｔｉｏ値として求める（Ｓ５）。上記説明したように、スイッチング素子５１の導通時間はＶｒｅｆの値で決まるので、このＲａｔｉｏ値は、スイッチング素子５１の導通時間基準値からの変化量に対応していることになる。次に、陽極温度推定手段ＣＣ８において、予め設定されているＲａｔｉｏ値と陽極温度Ｔａｎｏｄｅの関係を用い、陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定する（Ｓ６）。本実施形態において、陽極温度Ｔａｎｏｄｅは式１より陽極閾値電圧Ｅより求めることができ、陽極閾値電圧Ｅは、後述するように基準電圧Ｖｒｅｆにより定められる（図１９を参照）。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆを求めることで陽極閾値電圧Ｅが決定し、陽極温度Ｔａｎｏｄｏを推定することができる。なお、陽極温度Ｔａｎｏｄｏを陽極閾値電圧Eに置き替えると、陽極閾値電圧Ｅは、高周波加熱装置の動作状態を示す値である為、陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定することで、高周波加熱装置の動作状態を推定することができる。
Next, in the ratio calculation means CC7, the quotient of the reference voltage Vref received from the reference voltage increase/decrease means CC4 and the corrected reference voltage Vcref received from the voltage correction means CC6 is determined as a ratio value (S5). As explained above, since the conduction time of the switching
基準電圧Ｖｒｅｆはスイッチング素子５１の導通時間を制御する要因であるため、制御回路部ＣＣは、スイッチング素子５１の導通時間基準値からの変化量に基づいて、マグネトロン９の陽極温度を推定することになる。また、陽極温度を推定するためのＲａｔｉｏ値は入力電圧Ｖｉｎにより補正されるため、陽極温度推定手段ＣＣ８は、検知した入力電圧Ｖｉｎの変化を反映させて陽極温度を推定することになる。
Since the reference voltage Vref is a factor that controls the conduction time of the switching
図１５は、入力設定電力Ｐｓが７５０[Ｗ]における陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値の関係を示す。図１５に示すように陽極閾値電圧とＲａｔｉｏ値は、入力電圧Ｖｉｎが１１０［Ｖ］、１００［Ｖ］および９０Ｖの場合に、それぞれ、式４－１、式４－２および式４－３に示す関係にある。
Ｖｉｎ＝１１０Ｖの場合
ｘ＝１０．６５ｙ－６．６６（式４－１）
Ｖｉｎ＝１００Ｖの場合
ｘ＝９．１５ｙ－５．１６（式４－２）
Ｖｉｎ＝９０Ｖの場合
ｘ＝８．０９ｙ－４．０９（式４－３）
ｙ：Ｒａｔｉｏ値
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
FIG. 15 shows the relationship between the anode threshold voltage E and the Ratio value when the input setting power Ps is 750 [W]. As shown in FIG. 15, the anode threshold voltage and Ratio value are calculated according to Equation 4-1, Equation 4-2, and Equation 4-3 when the input voltage Vin is 110 [V], 100 [V], and 90 V, respectively. There is a relationship shown.
When Vin=110V, x=10.65y-6.66 (Formula 4-1)
When Vin=100V x=9.15y-5.16 (Formula 4-2)
When Vin=90V x=8.09y-4.09 (Formula 4-3)
y: Ratio value x: Anode threshold voltage E
このように、Ｒａｉｔｏ値は入力電圧Ｖｉｎに依存する。よって、入力電圧Ｖｉｎの変動が少ない電源で装置を使用する場合には、の補正が必要ない。しかしながら、一般家庭の１００［Ｖ］の電源では±１０［Ｖ］の電圧変動を想定する必要があり、入力電圧Ｖｉｎによる補正が必要となる。 In this way, the Raito value depends on the input voltage Vin. Therefore, when the device is used with a power source in which the input voltage Vin fluctuates little, correction of is not necessary. However, it is necessary to assume a voltage fluctuation of ±10 [V] in a general household power supply of 100 [V], and correction based on the input voltage Vin is required.
そこで、陽極閾値電圧Ｅを補正しよとする場合に、陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値の関係を一般化された式４にて示すことができる。
ｘ＝ａｙ－ｂ （式４）
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
ｙ：Ｒａｔｉｏ値
ａ，ｂ：入力電圧Ｖｉｎに依存する係数
Therefore, when attempting to correct the anode threshold voltage E, the relationship between the anode threshold voltage E and the Ratio value can be expressed by
x=ay-b (Formula 4)
x: anode threshold voltage E
y: Ratio value a, b: Coefficient dependent on input voltage Vin
さらに、図１６は、式４に基づく係数ａ，ｂと入力電圧Ｖｉｎとの関係を示す。すなわち、図１６は、入力電圧Ｖｉｎが１１０［Ｖ］、１００［Ｖ］、９０［Ｖ］のそれぞれの場合に対応し、陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値とから導かれる係数ａ，ｂとをプロットしたものである。図１６において係数ａ，ｂは、それぞれ式５－１と式５－２に示すように、一次関数に近似できる。
ｙ＝０．１２８０ｘ－３．５００３ （式５－１）
ｘ：入力電圧Ｖｉｎ
ｙ：係数ａ
ｙ＝０．１２８５ｘ－７．５４５７ （式５－２）
ｘ：入力電圧Ｖｉｎ
ｙ：係数ｂ
Furthermore, FIG. 16 shows the relationship between the coefficients a and b based on
y=0.1280x-3.5003 (Formula 5-1)
x: input voltage Vin
y: coefficient a
y=0.1285x-7.5457 (Formula 5-2)
x: input voltage Vin
y: coefficient b
このように、係数ａ，ｂは、入力電圧Ｖｉｎの関数として表せるので、入力電圧Ｖｉｎが特定されることにより、係数ａ，ｂの値が決定する。したがって、式１に式４を代入して式６が導出される。
ｘ＝―２７５（ａｙ－ｂ）＋１１２５ （式６）
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
ｙ：陽極温度Ｔａｎｏｄｅ
In this way, the coefficients a and b can be expressed as functions of the input voltage Vin, so the values of the coefficients a and b are determined by specifying the input voltage Vin. Therefore, by substituting
x=-275(ay-b)+1125 (Formula 6)
x: anode threshold voltage E
y: Anode temperature Tanode
ここで、式６を変形すると式６－１が導出される。
ｙ＝｛－（ｘ－１１２５／２７５）＋ｂ｝／ａ （式６－１）
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
ｙ：陽極温度Ｔａｎｏｄｅ
Here, by transforming
y={-(x-1125/275)+b}/a (Formula 6-1)
x: anode threshold voltage E
y: Anode temperature Tanode
この式６－１より求められる陽極温度Ｔａｎｏｄｅは、入力電圧Ｖｉｎにより補正されており、入力電圧により補正をしない場合に比較して、陽極温度を精度高く推定できる。 The anode temperature Tanode obtained from Equation 6-1 is corrected by the input voltage Vin, and the anode temperature can be estimated with higher accuracy than when the input voltage is not corrected.
次に、基準電圧決定手段ＣＣ９において、推定された陽極温度Ｔａｎｏｄｅが所定の温度か否かを判定される（Ｓ７）。この判定に基づき、陽極温度Ｔａｎｏｄｅが所定の温度以上の場合は、保護動作を行う（Ｓ８－１）。例えば、推定された陽極温度Ｔａｎｏｄｅが３００℃以上の場合は、基準電圧Ｖｒｅｆを０Ｖとし、インバータの動作を停止させる。 Next, the reference voltage determining means CC9 determines whether the estimated anode temperature Tanode is a predetermined temperature (S7). Based on this determination, if the anode temperature Tanode is equal to or higher than a predetermined temperature, a protective operation is performed (S8-1). For example, when the estimated anode temperature Tanode is 300° C. or higher, the reference voltage Vref is set to 0V and the operation of the inverter is stopped.
図１７は、装置の異常動作時における陽極温度Ｔａｎｏｄｅの上昇状況を示す。図１７に示すように、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの上昇速度で異常を判断し、動作を停止させることも有効である。すなわち、高周波加熱装置Ｈ１は、推定した陽極温度の上昇が所定の速さ以上の場合に、加熱動作を停止させるようにしてもよい。例えば、動作作開始から一定時間（例えば１分）経過後の陽極温度Ｔａｎｏｄｅにて動作の異常を判定する。あるいは、陽極温度値Ｔａｎｏｄｅでの判断ではなく、動作開始時からの温度上昇幅での判定で異常を判定することもできる。この方法によれば、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの上限保証値に対して余裕のある温度で停止させて、マグネトロン９を保護することができる。
FIG. 17 shows how the anode temperature Tanode increases during abnormal operation of the device. As shown in FIG. 17, it is also effective to judge an abnormality based on the rate of increase in the anode temperature Tanode and stop the operation. That is, the high-frequency heating device H1 may stop the heating operation when the estimated anode temperature rises at a predetermined rate or higher. For example, abnormality in the operation is determined based on the anode temperature Tanode after a certain period of time (for example, 1 minute) has elapsed since the start of the operation. Alternatively, an abnormality can be determined not based on the anode temperature value Tanode but based on the range of temperature rise from the start of operation. According to this method, it is possible to protect the
一方、推定された陽極温度Ｔａｎｏｄｅが所定の温度より低い場合は、導通時間決定手段ＣＣ１１において、スイッチング素子５１の動作する時間を決定する（Ｓ８－２）。このとき、スイッチング素子５１の動作時間は、図８に示す電子回路により決定される。これにより、スイッチング素子５１の動作時間に基づいて、スイッチング素子５１を駆動する（Ｓ９）
On the other hand, if the estimated anode temperature Tanode is lower than the predetermined temperature, the conduction time determining means CC11 determines the operating time of the switching element 51 (S8-2). At this time, the operating time of the switching
さらに、一定時間経過した後に、上記のステップが（Ｓ１）から繰り返される。 Furthermore, after a certain period of time has elapsed, the above steps are repeated from (S1).
上述した高周波加熱装置Ｈ１において、動作範囲は図１８に示す範囲となる。すなわち、図１８は、陽極閾値電圧Ｅと陽極入力電力Ｐとの関係を示し、マグネトロン９の陽極温度Ｔａｎｏｄｅの上昇に伴い陽極閾値電圧Ｅが低下する場合に（図６を参照）、陽極閾値電圧Ｅの低下（図１８の横軸右から左）に応じて高周波加熱装置Ｈ１の入力電力が動作範囲（３［ｋＶ］～４．５［ｋＶ］）において増加することを示す。
In the high-frequency heating device H1 described above, the operating range is the range shown in FIG. 18. That is, FIG. 18 shows the relationship between the anode threshold voltage E and the anode input power P, and when the anode threshold voltage E decreases as the anode temperature Tanode of the
したがって、陽極入力電力Ｐを一定に保つためには、スイッチング素子５１の導通時間を変える制御が必要になり、スイッチング素子５１の制御は基準電圧Ｖｒｅｆにより行われる。よって、制御回路部ＣＣにより制御された基準電圧Ｖｒｅｆの変化量を把握することにより陽極閾電圧Ｅを把握して、陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定することができる。本実施形態においては、ランプ波発生回路ＣＣ１３と基準電圧源ＣＣ１４との関係から、基準電圧Ｖｒｅｆを変化させることで、スイッチング素子５１の導通時間を変更している。したがって、基準電圧Ｖｒｅｆの値が導通時間決定情報となる。
Therefore, in order to keep the anode input power P constant, it is necessary to control the conduction time of the switching
また、図１９は、入力電圧Ｖｉｎを１００［Ｖ］、入力設定電力を７５０［Ｗ］として、入力電力が７５０Ｗ一定としたときの基準電圧Ｖｒｅｆと陽極閾値電圧Ｅの関係を示す。さらに、図１９は、陽極温度が２５［℃］（室温）の場合に陽極閾値電圧Ｅが４［ｋＶ］を標準として基準電圧Ｖｒｅｆを正規化し、陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値との関係を示す。マグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅと陽極温度Ｔａｎｏｄｅとの間には、図６に示す関係があり、陽極温度Ｔａｎｏｄｅが室温２５［℃］のとき陽極閾値電圧が４［ｋＶ］である。この条件を標準条件とし、Ｒａｔｉｏ値が１として正規化する。図２０に示すように、導通時間決定情報である基準電圧Ｖｒｅｆが１１％低下してＲａｔｉｏ値が０．８９となったとき、陽極閾値電圧Ｅは３［ｋＶ］となる。そして、図６に示す関係式より陽極閾値電圧Ｅは３［ｋＶ］においては、陽極温度Ｔａｎｏｄｅが３００［℃］であると推定できる。
Further, FIG. 19 shows the relationship between the reference voltage Vref and the anode threshold voltage E when the input voltage Vin is 100 [V], the input setting power is 750 [W], and the input power is constant at 750 W. Furthermore, FIG. 19 shows the relationship between the anode threshold voltage E and the Ratio value by normalizing the reference voltage Vref with the anode threshold voltage E of 4 [kV] as the standard when the anode temperature is 25 [°C] (room temperature). . There is a relationship shown in FIG. 6 between the anode threshold voltage E of the
また、図２１は、入力設定電力が１４００［Ｗ］における陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値との関係を示す。入力設定電力が７５０［Ｗ］での陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値との関係を示す図１５と比較すると、マグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅの動作範囲が３．０［ｋＶ］～４．５［ｋＶ］でのＲａｔｉｏ値の変化量が少ないことがわかる。さらに、陽極閾値電圧ＥとＲａｔｉｏ値との関係が直線ではなくなっていることがわかる。このことから、入力設定電力が７５０［Ｗ］の場合に比較して、入力設定電力が１４００［Ｗ］の場合は、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定精度が低くなる。なお、入力接待電力１４００［Ｗ］はマグネトロン９の出力１０００［Ｗ］に相当し家庭用高周波加熱装置（電子レンジ）の定格入力に相当する値である。
Moreover, FIG. 21 shows the relationship between the anode threshold voltage E and the Ratio value when the input setting power is 1400 [W]. When compared with FIG. 15, which shows the relationship between the anode threshold voltage E and the Ratio value when the input setting power is 750 [W], the operating range of the anode threshold voltage E of the
このことから、加熱動作開始時、および動作継続中においては周期的に定格入力電力より低い入力電力条件にて一定時間動作させて前記陽極温度を推定することにより、精度よく陽極温度Ｔａｎｎｏｄｅを推定できることになる。また、この方法は、入力電力値が同じ条件での陽極温度Ｔａｎｎｏｄｅ推定であるので、入力電力の値が変わることに対して補正を行うことが不要になる効果もある。 From this, it is possible to accurately estimate the anode temperature Tannode by periodically operating for a certain period of time at an input power condition lower than the rated input power and estimating the anode temperature at the start of the heating operation and while the operation continues. become. Furthermore, since this method estimates the anode temperature Tannode under the same input power value, there is also the effect that it is not necessary to perform correction for changes in the input power value.
図２２は、電源電圧０［Ｖ］を起点として５［ｍｓ］経過時点で、基準電圧Ｖｒｅｆを３．１［Ｖ］から２．８［Ｖ］に変化させ、入力設定電力１４００［ｗ］から７５０［ｗ］に切り替えたときの波形を示す。電源周期の途中で入力電力を切り替えた場合、電源電流が急激に変化する。これにより、電源高調波を増大せることになり、電源環境への悪影響が生じ、また、電源電力の計算が困難になる。そのような場合は、入力電力の切り替えを電源周期の０［Ｖ］に同期して行うことによりこれらの不具合を避けることができる。したがって、周期的に定格入力電力より低い入力電力条件への切り替えは、交流電源電圧が０［Ｖ］付近でのタイミングとするとよい。 In FIG. 22, the reference voltage Vref is changed from 3.1 [V] to 2.8 [V] after 5 [ms] have elapsed from the power supply voltage 0 [V], and the input setting power is changed from 1400 [W]. The waveform when switching to 750 [w] is shown. If the input power is switched in the middle of the power supply cycle, the power supply current will change rapidly. This increases power source harmonics, adversely affects the power source environment, and makes calculation of power source power difficult. In such a case, these problems can be avoided by switching the input power in synchronization with the power cycle of 0 [V]. Therefore, it is preferable to periodically switch to an input power condition lower than the rated input power at a timing when the AC power supply voltage is around 0 [V].
本実施形態に係る制御装置ＣＣの動作フローでは、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの値が３００℃を超えたと推定したとき、基準電圧Ｖｒｅｆを０［Ｖ］にして、スイッチング素子５１の動作を停止させているが、例えば陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定値が２５０［℃］になったら基準電圧を低くして出力を低下させてマグネトロン９を保護するようにしてもよい。特に軽負荷の場合、陽極の温度と磁石の温度間には時間遅れが生じるので、このような制御が有効となる。
In the operation flow of the control device CC according to the present embodiment, when it is estimated that the value of the anode temperature Tanode exceeds 300° C., the reference voltage Vref is set to 0 [V] and the operation of the switching
また、高周波加熱装置Ｈ１において、定格入力電力、定格出力電力への影響は少ないことが望ましい。陽極温度の上昇速さは、１分間に１８０［Ｋ］程度、１秒間に３［Ｋ］程度であるため、１０［Ｋ］程度の精度を確保するための温度検知サイクルは、３秒程度の周期で陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定することが必要である。この場合、定格入力電力の１／２での電源周期４サイクル（８０［ｍｓ］）での推定として、出力への影響は２％程度となる。このように、陽極温度推定時の入力電力を定格電力に近づければ、推定精度の向上と装置の出力への影響を低減できる。 Furthermore, in the high-frequency heating device H1, it is desirable that the influence on the rated input power and rated output power be small. The rate of increase in anode temperature is approximately 180 [K] per minute and 3 [K] per second, so the temperature detection cycle to ensure accuracy of approximately 10 [K] is approximately 3 seconds. It is necessary to estimate the anode temperature Tanode periodically. In this case, the influence on the output is estimated to be about 2% when the power supply cycle is 4 cycles (80 [ms]) at 1/2 of the rated input power. In this way, if the input power when estimating the anode temperature is brought close to the rated power, the estimation accuracy can be improved and the influence on the output of the device can be reduced.
なお、温度の推定は交流電源１の半周期（５０［Ｈｚ］の場合１０［ｍｓ］）であれば可能である。しかし、一定電力制御のためにはフィードバック制御が必要であるため、電源の複数サイクルで数回の陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定する必要がある。また、蛍光灯などのちらつき（フリッカ現象）の観点からは、１０［Ｈｚ］前後が人のちらつき視覚感度が一番高いため、１［Ｈｚ］以下の周期であれば視覚的な問題がないと考えられる。ただし、周期は長くすることがフリッカの観点からは望ましい。このことから、温度検知サイクルは、電源周波数の２サイクル以上かつ６サイクル以下とすることが本発明の効果を高めることに有効である。また、その際の周期は１秒以上であると良い。 Note that temperature estimation is possible as long as it is a half cycle of the AC power supply 1 (10 [ms] in the case of 50 [Hz]). However, since feedback control is required for constant power control, it is necessary to estimate the anode temperature Tanode several times in multiple cycles of the power supply. In addition, from the perspective of flickering (flicker phenomenon) caused by fluorescent lights, etc., humans are most sensitive to flickering at around 10 [Hz], so if the frequency is 1 [Hz] or less, there is no visual problem. Conceivable. However, from the viewpoint of flicker, it is desirable to make the cycle longer. From this, it is effective to increase the effect of the present invention by setting the temperature detection cycle to 2 cycles or more and 6 cycles or less of the power supply frequency. Further, the period at that time is preferably 1 second or more.
本実施形態において、アナログ回路であるランプ波発生回路ＣＣ１３により発生された出力Ｖｒａｎｐと、基準電圧減ＣＣ１４の基準電圧Ｖｒｅｆとよりスイッチング素子５１の導通（ＯＮ）時間を決め、基準電圧Ｖｒｅｆをスイッチング素子５１の導通時間決定情報とし、この電圧値が変化する割合で陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定した。この推定処理は、マイクロコンピュータを使用してデジタル情報量として処理してもよい。そのようにすれば、複雑な回路を使用せず本発明の目的を達成できる。例えば、図１３で説明したフローチャートの中の基準電圧Ｖｒｅｆに代えて、マイクロコンピュータにより所定時間幅のパルスを生成し、スイッチング素子５１の導通時間を決定するゲート信号（Ｖｇａｔｅ）とすることで、マイクロコンピュータによる陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定手順とすることができる。この場合、パルスの時間幅が導通時間決定情報となる。この手順をマイクロコンピュータのソフトウエアとして組み込むとよい。
In this embodiment, the conduction (ON) time of the switching
本実施例では、標準室温（２５℃）でのスイッチング素子５１の導通時間決定情報を工場出荷時以前に予め設定することでの説明を行った。この情報は、インバータを構成する部品のばらつき、マグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅのばらつきなどがあり装置毎に異なった値となるので、装置製造工程で１台ごとに設定する必要がある。設定方法の例として、標準室温（２５℃）の中で動作させ、この時のスイッチング素子５１の導通時間決定情報を不揮発性記憶素子に保存するようにしてもよい。
In this embodiment, the conduction time determination information of the switching
高周波加熱装置Ｈ１の使用者が装置を動作させるとき、設定された入力電力にする制御が行うとよい。このときのスイッチング素子の導通時間決定情報（例えば、基準電圧Ｖｒｅｆ）と入力電圧Ｖｉｎを装置の不揮発性記憶素子に保存し、標準室温（２５℃）の導通時間決定情報とするとよい。装置動作時の室温が標準室温（２５℃）から異なる場合に、標準室温との温度差が陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定誤差となる。しかし、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの上昇速度を利用して異常判定する場合、温度が直線状に上昇する部分での異常判定と併用することにより、この誤差を小さくできる。 When the user of the high-frequency heating device H1 operates the device, it is preferable to control the input power to a set value. It is preferable that the conduction time determination information of the switching element at this time (for example, the reference voltage Vref) and the input voltage Vin are stored in a nonvolatile memory element of the device, and used as conduction time determination information at standard room temperature (25° C.). If the room temperature during device operation differs from the standard room temperature (25° C.), the temperature difference from the standard room temperature becomes an error in estimating the anode temperature Tanode. However, when abnormality determination is made using the rate of increase in the anode temperature Tanode, this error can be reduced by using the abnormality determination in a portion where the temperature increases linearly.
図２３は、高周波加熱装置の使用者が装置を動作させたときに行われる手順例をフローチャートとして示す。このチャートは、本実施例で説明した基準電圧Ｖｒｅｆを導通時間決定情報としており、以下の手順にしたがい標準導通時間を決定し、標準導通時間決定情報を記憶させる。 FIG. 23 shows, as a flowchart, an example of the procedure performed when the user of the high-frequency heating device operates the device. This chart uses the reference voltage Vref explained in this embodiment as the conduction time determination information, determines the standard conduction time according to the following procedure, and stores the standard conduction time determination information.
制御回路部ＣＣでは、まず、入力電力演算手段ＣＣ１において入力電圧Ｖｉｎと、入力電流Ｉｉｎとから入力電力Ｐｉｎが演算され、比較手段ＣＣ２に送られる（Ｓ１１）。次に、比較手段ＣＣ２において、入力電力演算手段ＣＣ１から受けた入力電力Ｐｉｎと、入力値設定手段ＣＣ３から受けた入力設定電力Ｐｓとを比較する（Ｓ１２）。 In the control circuit section CC, first, the input power calculation means CC1 calculates the input power Pin from the input voltage Vin and the input current Iin, and sends it to the comparison means CC2 (S11). Next, the comparison means CC2 compares the input power Pin received from the input power calculation means CC1 and the input set power Ps received from the input value setting means CC3 (S12).
次に、基準電圧増減手段ＣＣ４において、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの比較により、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲内であれば、基準電圧を維持する（Ｓ１３－１）。一方、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）を超え、入力電力Ｐｉｎが小さい場合（Ｐｉｎ＜Ｐｏｕｔ－δ）は、基準電圧増減手段ＣＣ４において、基準電圧を増加させる（Ｓ１３－２）。また、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）を超え、入力電力Ｐｉｎが大きい場合（Ｐｉｎ＜Ｐｏｕｔ－δ）は、基準電圧増減手段ＣＣ４において、基準電圧を減少させる（Ｓ１３－３）。基準電圧Ｖｒｅｆの増減は、入力電力Ｐｉｎと入力設定電力Ｐｓの差が、所定の範囲（δ）内に収まるまで繰り返される。 Next, in the reference voltage increase/decrease means CC4, by comparing the input power Pin and the input set power Ps, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps is within a predetermined range, the reference voltage is maintained (S13- 1). On the other hand, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps exceeds the predetermined range (δ) and the input power Pin is small (Pin<Pout−δ), the reference voltage increase/decrease means CC4 increases the reference voltage. (S13-2). Further, if the difference between the input power Pin and the input set power Ps exceeds a predetermined range (δ) and the input power Pin is large (Pin<Pout−δ), the reference voltage increase/decrease means CC4 decreases the reference voltage. (S13-3). The increase/decrease in the reference voltage Vref is repeated until the difference between the input power Pin and the input set power Ps falls within a predetermined range (δ).
次に、基準電圧Ｖｒｅｆの設定が１回目か否かの判定が行われる（Ｓ１４）。基準電圧Ｖｒｅｆの設定が１回目である場合は、ＶｒｅｆとＶｉｎとを標準導通時間決定情報として記憶させる（Ｓ１５）。一方で、基準電圧Ｖｒｅｆの設定が１回目でない場合は、陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定する（Ｓ１６）。次に、推定された陽極温度Ｔａｎｏｄｅが所定の温度以上か否か、すなわち、処理が必要かの判断が行われる（Ｓ１７）。処理が必要と判断されまで（Ｓ１１）から（Ｓ１７）の手順が繰り返される。処理が必要と判断された場合は、所定の保護動作が行われる。 Next, it is determined whether or not the reference voltage Vref is set for the first time (S14). If the reference voltage Vref is set for the first time, Vref and Vin are stored as standard conduction time determination information (S15). On the other hand, if the reference voltage Vref is not set for the first time, the anode temperature Tanode is estimated (S16). Next, it is determined whether the estimated anode temperature Tanode is equal to or higher than a predetermined temperature, that is, whether processing is necessary (S17). The steps from (S11) to (S17) are repeated until it is determined that processing is necessary. If it is determined that processing is necessary, a predetermined protection operation is performed.
以上の手順にしたがい、標準導通時間を決定し、制御回路部ＣＣに標準導通時間決定情報を記憶させることができる。 According to the above procedure, the standard conduction time can be determined and the standard conduction time determination information can be stored in the control circuit section CC.
［第２の実施形態］
本発明の実施形態に係る高周波加熱装置の第２の実施形態について図２４～図３０を用いて説明する。
[Second embodiment]
A second embodiment of the high-frequency heating device according to the embodiment of the present invention will be described using FIGS. 24 to 30.
図２４は、第２の実施形態に係る高周波加熱装置Ｈ２の回路図を示す。図２４において、実施形態に係る高周波加熱装置Ｈ１と同一の構成については同一の符号を付し、異なる構成についてのみ詳細に説明する。高周波加熱装置Ｈ２は電流共振によるインバータ回路部１５を備える。インバータ回路部１５は、２つのスイッチング素子１５１、１５２を有し、これらスイッチング素子１５１、１５２を交互に導通させることにより、直流電流を高周波の交流電流に変換する。
FIG. 24 shows a circuit diagram of a high-frequency heating device H2 according to the second embodiment. In FIG. 24, the same components as the high-frequency heating device H1 according to the embodiment are given the same reference numerals, and only the different components will be described in detail. The high-frequency heating device H2 includes an
昇圧トランス１７、および倍電圧整流回路１８により直流高電圧に変換してマグネトロン９に供給する。昇圧トランス１７は、高周波加熱装置Ｈ１と同様に、１次巻線１７１と２次巻線１７２との結合を弱くし、昇圧トランス１７の漏れインダクタンスと共振コンデンサ１５３、１５４とで電流共振回路を形成している。
The step-up
図２５は、電源電圧瞬時値の最大値付近における制御回路部ＣＣ２の各手段の出力波形を示す。すなわち、図２５の下図は、陽極電圧Ｖ（図２５では、Ｖ（ｅｂ））と陽極電流Ｉｘ（図２５では、Ｉｘ（Ｍａｇ：Ａ））を示し、図２５の中央図は、スイッチング素子１５１を駆動するゲート電圧Ｖｇ１（図２５では、Ｖ（ｖｇ１、Ｖｃｅ））と、Ｖｇ２（図２５では、Ｖ（ｖｇ２））とを示し、図２５の上図は、スイッチング素子１５１に流れる駆動電流（図２５では、Ｉｘ（Ｕ１：Ｃ））と、スイッチング素子１５１を流れる駆動電流（図２５では、Ｉｘ（Ｕ２：Ｃ））と、スイッチング素子１７１のコレクタ電圧（図２５では、Ｖ（ｖｃｅ））とを示す。
FIG. 25 shows the output waveforms of each means of the control circuit section CC2 near the maximum value of the instantaneous value of the power supply voltage. That is, the lower diagram in FIG. 25 shows the anode voltage V (V(eb) in FIG. 25) and the anode current Ix (Ix (Mag: A) in FIG. 25), and the center diagram in FIG. The upper diagram in FIG. 25 shows the gate voltage Vg1 (V(vg1, Vce) in FIG. 25) and Vg2 (V(vg2) in FIG. 25) that drive the switching
本実施形態に係る高周波加熱装置Ｈ２は電流共振のインバータ回路部１５を備えるため、２つのスイッチング素子１５１、１５２が交互に導通して直流を高周波に変換している。したがって、変換された高周波の周波数をスイッチング素子の導通時間決定情報とするとよい。なお、電流共振インバータの特徴は、スイッチング素子１５１、１５２に加わる電圧ストレスが直流に変換された直流電源電圧V＋以上とならないことである。従って、汎用性の高い低電圧のスイッチング素子を使用することができる。
Since the high frequency heating device H2 according to the present embodiment includes the current resonance
図２６は、マグネトロン９の陽極入力電力の周波数とマグネトロン９の陽極入力と陽極閾値電圧Ｅとの関係を示す。図２６に示すように、電流共振のインバータ回路の特性として、陽極閾値電圧Ｅが小さくになるに従い、制御回路部ＣＣ２の共振周波数は高くなる。また、共振周波数（陽極入力最大となる周波数）より高い周波数領域では周波数の増加に対応してマグネトロン９の陽極入力が減少する。逆に低い周波数領域では、周波数の増加に対応してマグネトロン９陽極入力が増加する。
FIG. 26 shows the relationship between the frequency of the anode input power of the
さらに、図２６では、共振周波数（各波形のピーク値）より高い周波数領域ではマグネトロン９の陽極閾値電圧Ｅの減少に対応して陽極入力が増加するが、逆に低い周波数領域では陽極入力が減少する。また、この共振周波数より低い周波数領域は、マグネトロン９の陽極入力陽極閾値電圧Ｅの変化に対しての周波数変化が小さい。なお、図２６は、交流電源１の電圧について、入力電圧Ｖｉｎを１００［Ｖ］としたときの波形である。すなわち、第１の実施例と同様、入力電圧Ｖｉｎが変われば、波形が変化する。したがって、必要により入力電圧Ｖｉｎの補正を行うとよい。
Furthermore, in FIG. 26, in the frequency range higher than the resonance frequency (the peak value of each waveform), the anode input increases in response to a decrease in the anode threshold voltage E of the
図２７は、陽極入力を一定にした場合のマグネトロン９の陽極入力電力の周波数と陽極閾値電圧Ｅとの関係を示す。（１）および（２）に示すグラフは、共振周波数より上の周波数領域において、陽極入力がそれぞれ０．５［ｋｗ］、１．５ｋＫｗ］で一定としたときの陽極閾値電圧Ｅと周波数とを示す。また、（３）に示すグラフは、共振周波数より下の周波数領域で、陽極入力を１．５［Ｋｗ］で一定に保ったときのグラフである。すなわち、陽極入力と周波数とには、式７、式８および式９の関係がある。
ｙ＝－０．１５８５ｘ＋９．３９６２ （式７）
ｙ＝－０．２０８ｘ＋１０．６３４ （式８）
ｙ＝－０．５７６４ｘ＋２０．０２４ （式９）
FIG. 27 shows the relationship between the frequency of the anode input power of the
y=-0.1585x+9.3962 (Formula 7)
y=-0.208x+10.634 (Formula 8)
y=-0.5764x+20.024 (Formula 9)
式７は、共振周波数より上の周波数領域；陽極入力０．５［ｋｗ］、式８は共振周波数より上の周波数領域；陽極入力１．５［ｋｗ］、式９は、共振周波数より下の周波数領域；陽極入力１．５［ｋｗ］を示す。式７、式８および式９の関係式から、周波数を把握することにより陽極閾値電圧Ｅが求まり、第１の実施形態の式１により陽極温度Ｔａｎｏｄｅが推定できる。
また、図２７および式７～式９が示すように、共振周波数より下の周波数領域は、陽極閾値電圧Ｅの変化に対して周波数の変化が小さい。従って、精度良く陽極温度Ｔａｎｏｄｅを推定するために、共振周波数より上の周波数領域でマグネトロン９を制御する望ましい。
Further, as shown in FIG. 27 and
図２８は、交流電源１の電圧Ｖｉｎが１００［Ｖ］、陽極閾値電圧Ｅが４［ｋＶ］（陽極温度Ｔａｎｏｄｅ；２５［℃］相当）、陽極入力が１．２［ｋＷ］（電源入力；１．３［ｋＷ］）の条件における電源の半サイクルの陽極電流包絡線を示す。図２８では、陽極電流の尖頭値は１．３［Ａ］となっている。
In FIG. 28, the voltage Vin of the
図２９は、陽極閾値電圧Ｅが低下したときの陽極閾値電圧Ｅと陽極電流Ｉｂの尖頭値の関係について示す。陽極電流Ｉｂの尖頭値の保証値が１．４［Ａ］とした場合、陽極閾値電圧Eが３．５［ｋＶ］と推定した時点で、入力を下げることとする。第１の実施形態、および第２の実施形態の説明にしたがい、陽極閾値電圧Ｅを推定すると、陽極閾値電圧Ｅと陽極電流Ｉｂの尖頭値との図２９に示す関係として式１０が導出することができる。
ｙ＝０．１３ｘ＾２－１．０７７ｘ＋３．５４２５ （式１０）
ｙ：陽極電流Ｉｂの尖頭値
ｘ：陽極閾値電圧Ｅ
FIG. 29 shows the relationship between the anode threshold voltage E and the peak value of the anode current Ib when the anode threshold voltage E decreases. When the guaranteed value of the peak value of the anode current Ib is 1.4 [A], the input is lowered when the anode threshold voltage E is estimated to be 3.5 [kV]. When the anode threshold voltage E is estimated according to the description of the first embodiment and the second embodiment,
y=0.13x^2-1.077x+3.5425 (Formula 10)
y: Peak value of anode current Ib x: Anode threshold voltage E
図３０は、陽極入力が小さい場合の陽極電流波形の例を示すものである。具体的には、陽極閾値電圧Eが３［ｋＶ］（陽極温度Ｔａｎｏｄｅ；３００［℃］相当）、陽極入力が１．０６［ｋＷ］（電源入力；１．１６［ｋＷ］）の条件における電源半サイクルの陽極電流包絡線を示す。図３０では、陽極温度Ｔａｎｏｄｅが３００［℃］に達しても、陽極電流Ｉｂの尖頭値が許容上限１．４［Ａ］を超えず、１．３４［Ａ］にとどまっている。この場合は、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定値のみでマグネトロン９を制御してもよい。なお、図３０は、交流電源１の電圧について、入力電圧Ｖｉｎを１００［Ｖ］としたときの波形である。すなわち、第１の実施例と同様、入力電圧Ｖｉｎが変われば、波形が変化する。したがって、必要により入力電圧Ｖｉｎの補正を行うとよい。
FIG. 30 shows an example of the anode current waveform when the anode input is small. Specifically, the power supply under the conditions that the anode threshold voltage E is 3 [kV] (anode temperature Tanode: 300 [℃] equivalent) and the anode input is 1.06 [kW] (power supply input; 1.16 [kW]). The half-cycle anode current envelope is shown. In FIG. 30, even when the anode temperature Tanode reaches 300 [° C.], the peak value of the anode current Ib does not exceed the allowable upper limit of 1.4 [A] and remains at 1.34 [A]. In this case, the
上述した第１および第２の実施形態において、家庭用高周波加熱装置(いわゆる、電子レンジ)の場合、調理加熱を目的としているので、連続動作ではなく断続動作である。したがって、高温、低温の繰り返しは、冷却フィン９７と陽極９１に繰り返しストレスが加わり、接合部の経年劣化により緩むことから冷却能力が低下する。したがって、マグネトロンの保証上限温度に対して余裕を持った設計を行うことで高周波加熱装置の信頼性を高めることができる。また、第１および第２の実施形態において、インバータ回路部の周辺にサーミスタを配置して初期室温情報としても、本発明の効果が損なわれることはない。初期室温情報に基づけば、陽極温度Ｔａｎｏｄｅの推定精度を高めることができる。このサーミスタによる温度情報は、インバータ回路を保護する制御にも使用できる。
In the first and second embodiments described above, in the case of the household high-frequency heating device (so-called microwave oven), since the purpose is cooking heating, the operation is not continuous but intermittent operation. Therefore, repeating high and low temperatures repeatedly applies stress to the cooling
以上、本発明の実施形態に係る高周波加熱装置にいて説明してきた。しかし、本発明は、上記実施例に限定されるものではなく、例えば、インバータを構成している部品、あるいはマグネトロンの仕様が変われば波形、計算式も変わる。このような変更に対しても当然本発明が適用される。また、固定周波数インバータで出力制御をスイッチング素子の導通比で行う場合などには、導通比を半導体スイッチング素子の導通時間決定情報としてもよい、など種々変形が可能である。 The high-frequency heating device according to the embodiment of the present invention has been described above. However, the present invention is not limited to the above embodiments; for example, if the components making up the inverter or the specifications of the magnetron change, the waveform and calculation formula will also change. Naturally, the present invention also applies to such changes. Furthermore, in the case where the output is controlled by the conduction ratio of the switching element in a fixed frequency inverter, various modifications are possible, such as the conduction ratio may be used as information for determining the conduction time of the semiconductor switching element.
本発明は、電子レンジのような高周波加熱装置に関する。 The present invention relates to high frequency heating devices such as microwave ovens.
Ｈ１，Ｈ２ 高周波加熱回路
１ 交流電源
２ 整流回路部
３ 入力電力検知回路部
４ ローパスフィルター回路部
５ インバータ回路部
７ 昇圧トランス回路部
８ 倍電圧整流回路部
９ マグネトロン
５１ スイッチング素子
ＣＣ 制御回路部
ＣＣ６ 基準電圧補正手段
ＣＣ７ Ｒａｔｉｏ計算手段
ＣＣ８ 陽極温度推定手段
ＣＣ９ 基準電圧決定手段
ＣＣ１０ 導通タイミング決定手段
ＣＣ１１ 導通時間決定手段
ＣＣ１２ スイッチング素子駆動手段
H1, H2 High
Claims (16)
前記マグネトロンを駆動するための高周波電力を生成するためのスイッチング素子を備えるインバータ回路部と、
前記インバータ回路部に供給される入力電力を検知する入力電力検知部と、
前記スイッチング素子の導通時間を変化させて、前記マグネトロンに供給される電力を制御することにより、前記温度特性による前記マグネトロンの出力変動を抑制する制御回路部を備え、
前記制御回路部は、導通時間を決定し、
前記導通時間を決定する情報の変化量に基づいて前記マグネトロンの動作状態を推定する動作状態推定手段を有し、
前記動作状態推定手段による推定の結果に基づいて前記マグネトロンを適正に動作させ、
前記制御回路部は、前記マグネトロンの動作開始時、および動作継続中においては周期的に定格入力電力より低い入力電力条件にて一定時間動作させて前記動作状態推定手段により前記動作状態を推定することを特徴とする、高周波加熱装置。 a magnetron having predetermined temperature characteristics;
an inverter circuit section including a switching element for generating high frequency power for driving the magnetron;
an input power detection unit that detects input power supplied to the inverter circuit unit;
comprising a control circuit section that suppresses fluctuations in the output of the magnetron due to the temperature characteristics by changing the conduction time of the switching element and controlling the power supplied to the magnetron;
The control circuit unit determines a conduction time,
comprising operating state estimating means for estimating the operating state of the magnetron based on the amount of change in information that determines the conduction time;
operating the magnetron appropriately based on the result of estimation by the operating state estimating means ;
The control circuit unit estimates the operating state by the operating state estimating means by periodically operating the magnetron for a certain period of time under an input power condition lower than the rated input power when the magnetron starts operating and while the magnetron continues to operate. A high-frequency heating device featuring:
前記マグネトロンの陽極温度の上限保証値を超えない動作とすることを特徴とする、請求項１に記載の高周波加熱装置。 The control circuit section includes an anode temperature estimating means for estimating an anode temperature of the magnetron based on the amount of change in conduction time determination information of the switching element,
The high-frequency heating device according to claim 1, characterized in that the operation is such that the anode temperature of the magnetron does not exceed a guaranteed upper limit value.
前記スイッチング素子の導通時間決定情報の変化量に基づいて、
前記マグネトロンの陽極電流を推定し、
前記マグネトロンの陽極電流の保証値を超えない動作とすることを特徴とする、請求項１に記載の高周波加熱装置。 The control circuit section includes:
Based on the amount of change in the conduction time determination information of the switching element,
Estimate the anode current of the magnetron,
The high-frequency heating device according to claim 1, characterized in that the operation is such that the anode current of the magnetron does not exceed a guaranteed value.
前記導通時間決定手段が、前記導通時間を変化させるための基準とする標準導通時間を決定する、請求項１～７のいずれか一項に記載の高周波加熱装置。 The control circuit unit includes conduction time determining means for determining the conduction time of the switching element,
The high-frequency heating device according to any one of claims 1 to 7 , wherein the conduction time determining means determines a standard conduction time that is used as a reference for changing the conduction time.
前記ランプ波電圧と基準電圧を生成する基準電圧源とを備え、
前記ランプ波電圧と前記基準電圧とを照合して導通時間を決定し、
前記基準電圧を導通時間決定情報としたことを特徴とする、請求項８に記載の高周波加熱装置。 The conduction time determining means includes a ramp wave generation circuit that generates a ramp wave voltage;
a reference voltage source that generates the ramp wave voltage and a reference voltage;
determining the conduction time by comparing the ramp wave voltage and the reference voltage;
9. The high-frequency heating device according to claim 8 , wherein the reference voltage is used as conduction time determining information.
前記パルスの幅を導通時間決定情報として前記マグネトロンの動作状態を推定することを特徴とする、請求項１～９のいずれか一項に記載の高周波加熱装置。 The control circuit section includes a digital circuit that generates a pulse that determines the conduction time of the switching element,
The high-frequency heating device according to any one of claims 1 to 9 , characterized in that the operating state of the magnetron is estimated using the width of the pulse as conduction time determining information.
前記マグネトロンの動作開始時の前記温度検知素子による温度を標準室温とし、
前記マグネトロンの動作状態を推定することを特徴とする、請求項１～１４のいずれか一項に記載の高周波加熱装置。 Equipped with a temperature sensing element,
The temperature measured by the temperature detection element at the time when the magnetron starts operating is set as a standard room temperature,
The high-frequency heating device according to any one of claims 1 to 14 , characterized in that the operating state of the magnetron is estimated.
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