JP7340606B2 - Power conversion equipment, motor control equipment, and air conditioners - Google Patents

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Description

本発明は、電力変換装置、モータ制御装置、および空気調和機に関する。 The present invention relates to a power conversion device, a motor control device, and an air conditioner.

電力変換装置としてのコンバータ（交流－直流変換）やインバータ（直流－交流変換）においては、スイッチング素子のオン・オフの切替えの際における逆回復電流や逆回復時間が共通の課題となっている。例えば特許文献１がある。
特許文献１の［要約］には、「［課題］環流ダイオードを流れる電流の向きを検出するための検出器を設けることなく環流ダイオードの逆回復を適正に行うことができる電力変換装置を提供することである。［解決手段］ 直流電圧源に直列接続され負荷に電力を供給する二個一組の主回路スイッチング素子４ｕ、４ｘと、これら各主回路スイッチング素子に逆並列接続された環流ダイオード５ｕ、５ｘと、これら各環流ダイオードが遮断するにあたって、直流電圧源より小さな逆電圧を各環流ダイオードに印加する逆電圧印加回路８とを備え、二個一組の主回路スイッチング素子を互いにオン状態とオフ状態とを切替える際に両主回路スイッチング素子をともにオフする休止期間を有し、主回路スイッチング素子がオフした時点から始まる休止期間中に逆電圧印加回路の逆電圧印加スイッチング素子をオンさせ休止期間の経過後にオフさせる。」と記載され、電力変換装置における環流ダイオードの逆回復を適正に行う技術が開示されている。In converters (AC-DC conversion) and inverters (DC-AC conversion) as power conversion devices, reverse recovery current and reverse recovery time are common issues when switching on and off switching elements. For example, there is Patent Document 1.
The [Summary] of Patent Document 1 states, ``[Problem] To provide a power conversion device that can appropriately perform reverse recovery of a freewheeling diode without providing a detector for detecting the direction of current flowing through the freewheeling diode. [Solution Means] A set of two main circuit switching elements 4u and 4x connected in series with a DC voltage source to supply power to a load, and a freewheeling diode 5u connected in antiparallel to each of these main circuit switching elements. . When switching between the off state and the off state, there is a rest period in which both main circuit switching elements are turned off, and during the rest period that starts from the time when the main circuit switching element is turned off, the reverse voltage application switching element of the reverse voltage application circuit is turned on and rested. ”, and discloses a technique for appropriately performing reverse recovery of a freewheeling diode in a power conversion device.

特開２００６-１４１１６８号公報Japanese Patent Application Publication No. 2006-141168

しかしながら、特許文献１に開示された技術は、インバータに適用した技術であり、回路構成が異なるコンバータにおいては、回路構成やスイッチング損失およびコスト低減などにおいて、工夫を要するという課題（問題）がある。 However, the technique disclosed in Patent Document 1 is a technique applied to an inverter, and there is a problem that converters with different circuit configurations require ingenuity in circuit configuration, switching loss, cost reduction, etc.

そこで、本発明は、交流－直流変換をする電力変換装置において、低コストで、スイッチング損失が少なく高効率の電力変換装置を提供することを課題（目的）とする。 Therefore, an object (object) of the present invention is to provide a power converter that performs AC-DC conversion at low cost and has low switching loss and high efficiency.

前記の課題を解決するために、本発明を以下のように構成した。
すなわち、本発明の電力変換装置は、交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、交流電源の一端と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点との間に接続されたリアクトルと、を備え、前記第１スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性は、前記第２スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性と比較して、逆回復時間が大きい、ことを特徴とする。 In order to solve the above problems, the present invention was configured as follows.
That is, the power converter of the present invention is a power converter that converts AC power into DC power, and includes a first switching element and a second switching element connected between a positive DC bus and a negative DC bus. a first switching main circuit having a series circuit of; a second switching main circuit having a series circuit of a third switching element and a fourth switching element connected between the positive side DC bus and the negative side DC bus; , a freewheeling diode connected in parallel to each of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element; and a freewheeling diode connected in parallel to the first switching element. a first reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage, a second reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the second switching element, one end of the AC power supply, and the first switching element. a reactor connected between the element and the connection point of the second switching element, and the current characteristics of the freewheeling diode of the first switching main circuit are the same as the current characteristics of the freewheeling diode of the second switching main circuit. In comparison, it is characterized by a long reverse recovery time .

また、その他の手段は、発明を実施するための形態のなかで説明する。 Further, other means will be explained in the detailed description.

本発明によれば、低コストで、スイッチング損失が少なく高効率の交流－直流変換をする電力変換装置を提供することができる。 According to the present invention, it is possible to provide a power conversion device that performs AC-DC conversion at low cost and with little switching loss and high efficiency.

本発明の第１実施形態に係る電力変換装置の回路構成例と、交流電源装置、インバータ装置、モータとの接続構成例を示す図である。1 is a diagram illustrating an example of a circuit configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention, and an example of a connection configuration between an AC power supply device, an inverter device, and a motor. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置におけるスイッチング素子を制御するゲート信号および逆電圧印加回路を制御するゲート信号の例を簡易的に示す図である。FIG. 3 is a diagram simply showing an example of a gate signal that controls a switching element and a gate signal that controls a reverse voltage application circuit in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置において、逆電圧印加回路の駆動信号を印加しない場合に、スイッチング素子の還流ダイオードの逆回復電流が流れる様子を模式的に示す図である。FIG. 6 is a diagram schematically showing how a reverse recovery current flows in a freewheeling diode of a switching element when a drive signal for a reverse voltage application circuit is not applied in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置において、逆電圧印加回路の駆動信号を印加した場合に、スイッチング素子の還流ダイオードの逆回復電流が逆電圧印加回路に流れる様子を模式的に示す図である。A diagram schematically showing how the reverse recovery current of the freewheeling diode of the switching element flows into the reverse voltage application circuit when a drive signal for the reverse voltage application circuit is applied in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. It is. 本発明の第１実施形態に係る電力変換装置における各部の信号、電圧、電流の関連の例を示すタイムチャートである。It is a time chart showing an example of the relationship between signals, voltages, and currents of each part in the power conversion device according to the first embodiment of the present invention. 本発明の第２実施形態に係る電力変換装置の回路構成例を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention. 本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置と、第４実施形態に係る空気調和機の構成例を示す図である。It is a figure showing the example of composition of the motor control device concerning a 3rd embodiment of the present invention, and the air conditioner concerning a 4th embodiment. 本発明の第４実施形態に係る空気調和機の具体的な構成例を示す図である。It is a figure showing a concrete example of composition of an air conditioner concerning a 4th embodiment of the present invention.

以下に、本願の発明を実施するための形態（以下、「実施形態」と称す）を、図面を参照して説明する。 DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Below, modes for carrying out the invention of the present application (hereinafter referred to as "embodiments") will be described with reference to the drawings.

≪第１実施形態：電力変換装置≫
本発明の第１実施形態に係る電力変換装置について、図１～図５を参照して説明する。
図１は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０の回路構成例と、交流電源２００、インバータ装置（インバータ）２０、モータ３００との接続構成例を示す図である。
電力変換装置１０は、交流電源２００から交流電力（交流電圧）を入力して、直流電力（直流電圧）に変換し、インバータ装置２０に直流電力（直流電圧）を供給する。また、インバータ装置（ＩＮＶ）２０は直流電力（直流電圧）を所定の交流電圧と周波数の三相交流電力（三相交流電圧）に変換し、モータ（Ｍ）３００に三相交流電力（三相交流電圧）を供給している。<<First embodiment: Power converter>>
A power conversion device according to a first embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 1 to 5.
FIG. 1 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a power conversion device 10 according to a first embodiment of the present invention, and an example of a connection configuration between an AC power source 200, an inverter device (inverter) 20, and a motor 300.
The power conversion device 10 receives AC power (AC voltage) from the AC power supply 200, converts it into DC power (DC voltage), and supplies the DC power (DC voltage) to the inverter device 20. In addition, the inverter device (INV) 20 converts DC power (DC voltage) into three-phase AC power (three-phase AC voltage) with a predetermined AC voltage and frequency, and supplies the motor (M) 300 with three-phase AC power (three-phase AC voltage). AC voltage) is supplied.

電力変換装置１０は、スイッチング素子Ｑ１（第１スイッチング素子）、スイッチング素子Ｑ２（第２スイッチング素子）を有するスイッチング主回路１０１（第１スイッチング主回路）と、スイッチング素子Ｑ３（第３スイッチング素子）、スイッチング素子Ｑ４（第４スイッチング素子）を有するスイッチング主回路１０２（第２スイッチング主回路）と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を統括制御するゲート制御回路１０３とを備えている。
また、電力変換装置１０は、逆電圧印加回路Ａ１（第１逆電圧印加回路）、逆電圧印加回路Ａ２（第２逆電圧印加回路）と、リアクトルＬと、平滑コンデンサＣと、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４とを備えている。The power conversion device 10 includes a switching main circuit 101 (first switching main circuit) having a switching element Q1 (first switching element) and a switching element Q2 (second switching element), a switching element Q3 (third switching element), It includes a switching main circuit 102 (second switching main circuit) having a switching element Q4 (fourth switching element), and a gate control circuit 103 that collectively controls switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.
The power converter 10 also includes a reverse voltage application circuit A1 (first reverse voltage application circuit), a reverse voltage application circuit A2 (second reverse voltage application circuit), a reactor L, a smoothing capacitor C, a free wheel diode D1, It is equipped with D2, D3, and D4.

スイッチング主回路１０１とスイッチング主回路１０２は、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５から見て並列に接続されている。
スイッチング主回路１０１の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点には、交流電源２００の一方の端子がリアクトルＬを介して接続されている。なお、リアクトルＬのスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２の接続点に接続される端子をリアクトルＬの第１端子と呼称する。
スイッチング主回路１０２の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４との接続点には、交流電源２００の他方の端子が接続されている。
平滑コンデンサＣは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に接続されている。The switching main circuit 101 and the switching main circuit 102 are connected in parallel when viewed from the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105.
One terminal of an AC power supply 200 is connected via a reactor L to an intermediate point of the switching main circuit 101, that is, a connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2. Note that the terminal connected to the connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2 of the reactor L will be referred to as the first terminal of the reactor L.
The other terminal of the AC power supply 200 is connected to the intermediate point of the switching main circuit 102, that is, the connection point between the switching element Q3 and the switching element Q4.
Smoothing capacitor C is connected between positive DC bus 104 and negative DC bus 105.

また、スイッチング素子Ｑ１の両端の端子（ＭＯＳＦＥＴの場合にはソースとドレイン）には逆電圧印加回路Ａ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２の両端の端子には逆電圧印加回路Ａ２が接続されている。
逆電圧印加回路Ａ１と逆電圧印加回路Ａ２は、前記のゲート制御回路１０３で制御される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４がそれぞれ逆並列（並列）に接続されている。Further, a reverse voltage applying circuit A1 is connected to both terminals (source and drain in the case of a MOSFET) of the switching element Q1. A reverse voltage application circuit A2 is connected to both terminals of the switching element Q2.
The reverse voltage application circuit A1 and the reverse voltage application circuit A2 are controlled by the gate control circuit 103 described above.
Further, free wheel diodes D1, D2, D3, and D4 are connected in antiparallel (parallel) between respective terminals of switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4.

図１においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）の一般的な記号で表記している。スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）がＭＯＳＦＥＴである場合には、ＭＯＳＦＥＴに内在する寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４として兼ねることもある。また、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４を外付けする場合もある。
以下においては、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４は、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４）のそれぞれに内在する寄生ダイオードによって構成される場合について説明する。In FIG. 1, switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are represented by the general symbol of MOSFET (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor). When the switching elements (Q1, Q2, Q3, Q4) are MOSFETs, parasitic diodes inherent in the MOSFETs may also serve as freewheeling diodes D1, D2, D3, D4. Further, freewheeling diodes D1, D2, D3, and D4 may be externally attached.
In the following, a case will be explained in which the freewheeling diodes D1, D2, D3, and D4 are configured by parasitic diodes inherent in each of the switching elements (Q1, Q2, Q3, and Q4) configured by MOSFETs.

また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するスイッチング主回路１０１は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を有するスイッチング主回路１０２に比較して、高速に動作が可能なように設定される。
その理由は、スイッチング主回路１０１には図１に示すようにリアクトルＬが接続され、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２をパルス状の高周波で駆動することにより、昇圧動作をさせるからである。Further, the switching main circuit 101 having the switching elements Q1 and Q2 is set to be able to operate at a higher speed than the switching main circuit 102 having the switching elements Q3 and Q4.
The reason for this is that the reactor L is connected to the main switching circuit 101 as shown in FIG. 1, and the switching elements Q1 and Q2 are driven with pulsed high frequency waves to perform a boost operation.

そのため、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較してスイッチング速度が速い特性のスイッチング素子を選定する。また、スイッチングが速いことは、逆回復電流が小さく、逆回復時間が短いことに対応する。また、逆回復電流が小さいことは、スイッチング素子としてのオン抵抗が大きいことに相当する。ただし、スイッチング回数が大きくなって総合的に流れる電流が大きくなれば、１回あたりの逆回復電流の損失は、逆回復電流が小さいスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の方が、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して小さい。しかし、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング回数がスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して多いため、総合的には、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復電流に起因する損失は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に比較して大きくなる。
このような理由から、逆回復電流に起因する損失を低減するように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に、それぞれ並列に逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を設けている。Therefore, the switching elements Q1 and Q2 are selected to have a faster switching speed than the switching elements Q3 and Q4. Furthermore, fast switching corresponds to a small reverse recovery current and short reverse recovery time. Furthermore, a small reverse recovery current corresponds to a large on-resistance as a switching element. However, if the number of switching increases and the overall current flowing becomes larger, the loss of reverse recovery current per cycle will be lower for switching elements Q1 and Q2, which have smaller reverse recovery currents, than for switching elements Q3 and Q4. And small. However, since the switching frequency of switching elements Q1 and Q2 is larger than that of switching elements Q3 and Q4, overall, the loss caused by the reverse recovery current of switching elements Q1 and Q2 is lower than that of switching elements Q3 and Q4. and grow bigger.
For this reason, reverse voltage application circuits A1 and A2 are provided in parallel to switching elements Q1 and Q2, respectively, so as to reduce loss due to reverse recovery current.

＜スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御信号＞
図２は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４を制御するゲート信号、および逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御するゲート信号の例を簡易的かつ模式的に示す図である。なお、前記したように、ゲート制御回路１０３がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のゲートを制御する。また、ゲート制御回路１０３は、例えばマイコンなどによって構成される。
図２において、上から下へ順に、１段目は交流電源２００の電圧波形を示す「交流電源電圧」である。２段目～５段目はスイッチング素子Ｑ１～Ｑ４のそれぞれの駆動信号（制御信号、オン・オフに対応）を示す「Ｑ１」、「Ｑ２」、「Ｑ３」、「Ｑ４」である。６段目～７段目は逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２のそれぞれの駆動信号（オン・オフに対応）を示す「Ａ１」、「Ａ２」である。<Control signals for switching elements Q1 to Q4 and reverse voltage application circuits A1 and A2>
FIG. 2 shows a simplified example of gate signals that control switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 and gate signals that control reverse voltage application circuits A1 and A2 in the power conversion device 10 according to the first embodiment of the present invention. FIG. Note that, as described above, the gate control circuit 103 controls the gates of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4. Further, the gate control circuit 103 is configured by, for example, a microcomputer.
In FIG. 2, from top to bottom, the first row is "AC power supply voltage" indicating the voltage waveform of AC power supply 200. The second to fifth stages are "Q1", "Q2", "Q3", and "Q4" indicating drive signals (control signals, corresponding to on/off) of the switching elements Q1 to Q4, respectively. The sixth to seventh rows are "A1" and "A2" indicating drive signals (corresponding to on/off) of the reverse voltage application circuits A1 and A2, respectively.

スイッチング主回路１０１とスイッチング主回路１０２で構成される整流回路としては、図２において、交流電源２００の交流電圧が正の区間では、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ４が基本的には、オン（ＯＮ）して、正の交流電圧を正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に整流して直流電圧を供給する。
また、交流電源２００の交流電圧が負の区間では、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ３が基本的には、オンして、負の交流電圧を正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に整流して直流電圧を供給する。As shown in FIG. 2, in the rectifier circuit composed of the main switching circuit 101 and the main switching circuit 102, in the section where the AC voltage of the AC power supply 200 is positive, the switching element Q1 and the switching element Q4 are basically turned on (ON). ), the positive AC voltage is rectified between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105 to supply DC voltage.
In addition, in the section where the AC voltage of the AC power supply 200 is negative, the switching element Q2 and the switching element Q3 are basically turned on to transfer the negative AC voltage between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105. It rectifies and supplies DC voltage.

このように、交流電源２００の交流電圧が正の区間と負の区間でスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４のオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）を制御することによって、交流電源２００の交流電圧（交流電力）の全波を整流して、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５とに間に直流電圧（直流電力）を出力する。
また、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５とに出力された直流電圧には、交流電圧の正弦波形に関連した脈流成分が含まれるので平滑コンデンサＣで電圧を平滑化する。In this way, by controlling the ON/OFF of the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 in the positive and negative sections of the AC voltage of the AC power source 200, the AC voltage of the AC power source 200 ( The full wave of AC power) is rectified and a DC voltage (DC power) is output between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105.
Further, since the DC voltage output to the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105 includes a ripple component related to the sine waveform of the AC voltage, the voltage is smoothed by the smoothing capacitor C.

なお、前記のように交流電源２００の交流電圧が正の区間ではスイッチング素子Ｑ１を基本的にオン、負の区間では、スイッチング素子Ｑ２を基本的にオンする。
ここで、「基本的」と書いたのは、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２は、図２に示すようにパルス状の高周波の信号を混在させるからである。
パルス状の高周波を混在させる理由は、リアクトルＬを用いて、電圧を昇圧させるためと、交流電源２００側から電力変換装置１０をみたときの電流（電力）の力率を改善するためである。Note that, as described above, the switching element Q1 is basically turned on when the AC voltage of the AC power supply 200 is positive, and the switching element Q2 is basically turned on when the AC voltage of the AC power supply 200 is negative.
The word "basic" is used here because the switching element Q1 and the switching element Q2 mix pulsed high-frequency signals as shown in FIG.
The reason why the pulsed high frequency is mixed is to boost the voltage using the reactor L and to improve the power factor of the current (power) when the power converter 10 is viewed from the AC power supply 200 side.

図２における各駆動信号（ゲート信号、ゲート制御信号、制御信号）の波形と各素子、各回路の動作の詳細を説明する。
図２において、交流電源２００の交流電圧（交流電源電圧）が正の区間と負の区間がある。後記する図３、図４、図５との関係から、交流電圧が負の区間について詳しく説明する。
図２において、交流電源２００の交流電源電圧が負の区間を前半（正弦波の角０～π／２）と後半（正弦波の角π／２～π）に分けて説明する。The waveform of each drive signal (gate signal, gate control signal, control signal) and the operation of each element and circuit in FIG. 2 will be explained in detail.
In FIG. 2, there are periods in which the AC voltage (AC power supply voltage) of AC power supply 200 is positive and periods in which it is negative. The section where the AC voltage is negative will be explained in detail in relation to FIGS. 3, 4, and 5, which will be described later.
In FIG. 2, the period in which the AC power supply voltage of the AC power supply 200 is negative will be explained by dividing it into the first half (sine wave angle 0 to π/2) and the second half (sine wave angle π/2 to π).

《交流電源電圧が負の区間の後半（正弦波の角π／２～π）》
後半（正弦波の角π／２～π）では、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形は、正電位（高電位、Ｈ信号）であり、スイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形は、負電位（低電位、Ｌ信号）である。また、スイッチング素子Ｑ４は負電位（低電位、Ｌ信号）であり、スイッチング素子Ｑ３は正電位（高電位、Ｈ信号）である。
これらの制御波形によって、交流電源電圧が負の区間におけるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４で整流動作が行われる。
なお、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御信号は、負電位（低電位、Ｌ信号）である。《Second half of the interval where the AC power supply voltage is negative (sine wave angle π/2 to π)》
In the second half (angle π/2 to π of the sine wave), the waveform of the gate control signal of switching element Q2 is a positive potential (high potential, H signal), and the waveform of the gate control signal of switching element Q1 is a negative potential. (low potential, L signal). Furthermore, the switching element Q4 has a negative potential (low potential, L signal), and the switching element Q3 has a positive potential (high potential, H signal).
These control waveforms cause the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 to perform a rectifying operation in a period where the AC power supply voltage is negative.
Note that the control signals of the reverse voltage application circuits A1 and A2 are negative potentials (low potentials, L signals).

《交流電源電圧が負の区間の前半（正弦波の角０～π／２》
また、前半（正弦波の角０～π／２）では、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形は、正電位（高電位、Ｈ信号）の間に複数のパルス状の負電位（低電位、Ｌ信号）が混入（挿入）されている。また、スイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形は、負電位（低電位、Ｌ信号）の間に複数のパルス状の正電位（高電位、Ｈ信号）が混入（挿入）されている。なお、スイッチング素子Ｑ２のゲート制御信号の波形とスイッチング素子Ｑ１のゲート制御信号の波形とは、概ね、互いに反転した関係にある（切り替わり時の過渡期を除く）。
このように、交流電源電圧が負の区間の前半（正弦波の角０～π／２）において、スイッチング素子Ｑ２，Ｑ１に複数のパルス状の駆動信号（制御信号）を挿入することが、前記した電圧を昇圧させるためと、電流（電力）の力率を改善することに相当する。《First half of the section where the AC power supply voltage is negative (sine wave angle 0 to π/2》)
In addition, in the first half (angle 0 to π/2 of the sine wave), the waveform of the gate control signal of switching element Q2 has a plurality of pulse-like negative potentials (low potential, H signal) between positive potentials (high potential, H signal). L signal) is mixed (inserted). Further, in the waveform of the gate control signal of the switching element Q1, a plurality of pulsed positive potentials (high potential, H signal) are mixed (inserted) between negative potentials (low potential, L signal). Note that the waveform of the gate control signal of the switching element Q2 and the waveform of the gate control signal of the switching element Q1 are generally inverted from each other (excluding the transition period at the time of switching).
In this way, inserting a plurality of pulse-like drive signals (control signals) into the switching elements Q2 and Q1 in the first half of the period in which the AC power supply voltage is negative (angle 0 to π/2 of the sine wave) is as described above. This corresponds to increasing the voltage and improving the power factor of current (power).

また、前半（正弦波の角０～π／２）においても、スイッチング素子Ｑ３は負電位（低電位、Ｌ信号）であり、スイッチング素子Ｑ４は正電位（高電位、Ｈ信号）である。
また、逆電圧印加回路Ａ２の制御信号は、スイッチング素子Ｑ２が正電位（高電位、Ｈ信号）から負電位（低電位、Ｌ信号）に変化したタイミングで、一時的に正電位（高電位、Ｈ信号）となるパルス状の波形である。
また、逆電圧印加回路Ａ１の制御信号は、スイッチング素子Ｑ１が正電位（高電位、Ｈ信号）から負電位（低電位、Ｌ信号）に変化したタイミングで、一時的に正電位（高電位、Ｈ信号）となるパルス状の波形である。
このように、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を動作させる理由の詳細は後記する。Also, in the first half (angle 0 to π/2 of the sine wave), the switching element Q3 is at a negative potential (low potential, L signal), and the switching element Q4 is at a positive potential (high potential, H signal).
In addition, the control signal of the reverse voltage application circuit A2 is temporarily applied to a positive potential (high potential, H signal) at the timing when the switching element Q2 changes from a positive potential (high potential, H signal) to a negative potential (low potential, L signal). This is a pulse-like waveform that becomes an H signal).
In addition, the control signal of the reverse voltage applying circuit A1 is temporarily set to a positive potential (high potential, H signal) at the timing when the switching element Q1 changes from a positive potential (high potential, H signal) to a negative potential (low potential, L signal). This is a pulse-like waveform that becomes an H signal).
The reason for operating the reverse voltage application circuits A1 and A2 in this manner will be described in detail later.

以上、図２における、交流電源２００の交流電源電圧が負の区間について説明したが、交流電源電圧が正の区間についても、各信号の正負が変わることがあっても基本的の同じような波形と動作であるので、重複する説明は省略する。 Above, the section in which the AC power supply voltage of the AC power supply 200 is negative in FIG. Since this is the operation, duplicate explanations will be omitted.

なお、図２においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２におけるパルス状の高周波の信号を混在させたゲート制御信号の波形は、簡単化して模式的に表記したものである。実際には、昇圧のみならず力率の制御にも関連するので、パルス幅やパルス間隔も変える場合がある。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号において、交流電源電圧が負の区間でパルス状の高周波の信号を混在させる際に、負の区間の一部の区間のみにパルス状の高周波を挿入する場合と、全般的に挿入する場合とがある。どの程度の区間と周波数と波形でいれるかは、昇圧電圧と力率をどの程度に設定するかによって変わる。
なお、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号において、交流電源電圧が正の区間でパルス状の高周波の信号を混在させる場合も、同様の理由である。Note that in FIG. 2, the waveform of the gate control signal in which pulsed high-frequency signals in the switching elements Q1 and Q2 are mixed is simplified and schematically shown. In reality, the pulse width and pulse interval may also be changed because it is related not only to boosting the voltage but also to controlling the power factor.
In addition, in the gate control signals of switching elements Q1 and Q2, when a pulsed high frequency signal is mixed in a negative section of the AC power supply voltage, the pulsed high frequency signal is inserted only in a part of the negative section. In some cases, it is inserted in general. The range, frequency, and waveform that can be used vary depending on how much the boost voltage and power factor are set.
The same reason applies when pulsed high-frequency signals are mixed in the positive AC power supply voltage section in the gate control signals of the switching elements Q1 and Q2.

なお、前記したように、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御信号に挿入するパルス状の高周波と、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御する信号に挿入するパルス状の高周波とは概ね対応しているので、それぞれのパルス状の高周波は、パルス幅やタイミングは異なるが、概ね同一のパルス数となる場合がある。 As described above, the pulsed high frequency waves inserted into the gate control signals of the switching elements Q1 and Q2 generally correspond to the pulsed high frequency waves inserted into the signals controlling the reverse voltage application circuits A1 and A2. Therefore, each pulsed high frequency wave may have approximately the same number of pulses, although the pulse width and timing are different.

また、図２において、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４のゲート制御信号にはパルス状の高周波が挿入されていない。
その理由は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のゲート制御信号が、交流電源２００の交流周波数（例えば５０Ｈｚまたは６０Ｈｚ）に対応しており、低周波であって、スイッチング損失（逆回復電流による損失）があったとしても、パルス状の高周波の含まれるスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に比較すれば軽微であるので無視している。そのため、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にはスイッチング損失（逆回復電流による損失）を低減するための逆電圧印加回路を並列に備えてはいない。Further, in FIG. 2, no pulsed high frequency wave is inserted into the gate control signals of switching element Q3 and switching element Q4.
The reason is that the gate control signals of switching elements Q3 and Q4 correspond to the AC frequency (for example, 50 Hz or 60 Hz) of AC power supply 200, are low frequency, and have no switching loss (loss due to reverse recovery current). Even if this is the case, it is ignored because it is insignificant compared to the switching elements Q1 and Q2 that contain pulsed high frequency waves. Therefore, the switching elements Q3 and Q4 are not provided with a reverse voltage application circuit in parallel to reduce switching loss (loss due to reverse recovery current).

なお、スイッチング素子Ｑ３とスイッチング素子Ｑ４は、交流電源２００の交流電圧（交流電源電圧）に対応して、交互にオン・オフ（ＯＮ／ＯＦＦ）するように設定されるが、スイッチング素子Ｑ３のゲート制御信号とスイッチング素子Ｑ４のゲート制御信号が共に正電位（Ｈ信号、高電位）となることは、避けている。
スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のどちらかが、オンする前に、他方のスイッチング素子Ｑ４，Ｑ３は、必ずオフしている。これは、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を介して、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に短絡電流が流れるのを防止するためである。Note that the switching element Q3 and the switching element Q4 are set to be turned on and off (ON/OFF) alternately in response to the AC voltage (AC power supply voltage) of the AC power supply 200, but the gate of the switching element Q3 It is avoided that the control signal and the gate control signal of the switching element Q4 both have a positive potential (H signal, high potential).
Before either switching element Q3 or Q4 turns on, the other switching element Q4 or Q3 is always turned off. This is to prevent a short circuit current from flowing between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105 via the switching elements Q3 and Q4.

＜還流ダイオードの逆回復電流＞
図３は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の駆動信号を印加しない場合に、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）の逆回復電流が流れる様子を模式的に示す図である。
なお、図３においては、交流電源電圧の交流周期で電圧が負の周期において、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態に切り換わる過程における動作、現象について説明する。<Reverse recovery current of freewheeling diode>
FIG. 3 shows reverse recovery of the free-wheeling diode (parasitic diode of the MOSFET) of the switching element Q2 when the drive signals of the reverse voltage application circuits A1 and A2 are not applied in the power conversion device 10 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a diagram schematically showing how current flows.
In addition, in FIG. 3, in a period in which the voltage is negative in the AC cycle of the AC power supply voltage, the switching element Q2 is turned on (ON) and the switching element Q1 is turned off (OFF), and then the switching element Q2 is turned off (OFF). The operation and phenomena in the process of switching the switching element Q1 to the ON state will be described.

図３において、上段はスイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
また、中段はスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
また、下段はスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）からスイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）に切り替わったときの状態を示している。なお、交流電源電圧は負の状態である。
また、図３においては、逆電圧印加回路Ａ２は動作していない（オフ）場合であり、逆電圧印加回路Ａ２は、スイッチング素子Ｑ２に対して電気的に作用していない状況であるので、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を記載していない。In FIG. 3, the upper stage shows a state in which the switching element Q2 is on (ON) and the switching element Q1 is off (OFF). Note that the AC power supply voltage is in a negative state.
Moreover, the middle stage shows a state in which both switching elements Q1 and Q2 are off (OFF). Note that the AC power supply voltage is in a negative state.
Further, the lower row shows the state when the switching element Q2 is switched from OFF to the ON state of the switching element Q1. Note that the AC power supply voltage is in a negative state.
Furthermore, in FIG. 3, the reverse voltage application circuit A2 is not operating (off), and the reverse voltage application circuit A2 is not electrically acting on the switching element Q2. Voltage application circuits A1 and A2 are not shown.

《上段：Ｑ２がオン、Ｑ１がオフ》
図３の上段においては、前記したようにスイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフであると、スイッチング素子Ｑ２のオン電流と還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２の順方向電流が流れ、リアクトルＬの方へ電流Ｉ２として流れている。《Top row: Q2 is on, Q1 is off》
In the upper part of FIG. 3, as described above, the switching element Q2 is on (ON) and the switching element Q1 is off (OFF).
When the AC power supply voltage is negative (negative cycle) and the switching element Q2 is on and the switching element Q1 is off, the on-current of the switching element Q2 and the forward current of the freewheeling diode (parasitic diode) D2 flow, A current I2 flows toward the reactor L.

《中段：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ》
図３の中段においては、前記したようにスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）になり、スイッチング素子Ｑ１もオフ（ＯＦＦ）である状態を示している。
スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れなくなる。
ただし、交流電源電圧が負（負のサイクル）であるので、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３（図１）、平滑コンデンサＣ（図１）、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）の経路で、スイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）には、電流ＩDが流れている。《Middle row: Q2 is off, Q1 is off》
The middle stage of FIG. 3 shows a state in which the switching element Q2 is turned off (OFF) as described above, and the switching element Q1 is also turned off (OFF).
When switching element Q2 is turned off, no current flows through switching element Q2.
However, since the AC power supply voltage is negative (negative cycle), the path of freewheeling diode (parasitic diode) D3 (Fig. 1), smoothing capacitor C (Fig. 1), and freewheeling diode (parasitic diode) D2 (Fig. 1) , a current I D flows through a free-wheeling diode (parasitic diode) connected in antiparallel (parallel) to the switching element Q2.

なお、電流ＩDが流れている還流ダイオード（寄生ダイオード）において、順方向電流が流れている際には、ダイオードのＰＮ接合における空乏層の幅を狭めている。後記する図３の下段のように、ダイオード（寄生ダイオード）の順方向の電圧が、順方向降下電圧（Ｖｆ）以下になると、前記の空乏層の幅、あるいはバンドギャップが元に戻って、空乏層から電荷が放出される。この現象は、あたかも還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の境界部分における空乏層に電荷ｑDが蓄積されていて、解放されたかのようにも見ることができる。Note that in a freewheeling diode (parasitic diode) through which the current ID flows, when a forward current flows, the width of the depletion layer at the PN junction of the diode is narrowed. As shown in the lower part of FIG. 3, which will be described later, when the forward voltage of the diode (parasitic diode) becomes lower than the forward drop voltage (Vf), the width of the depletion layer or band gap returns to its original value, and the depletion layer Charge is released from the layer. This phenomenon can also be seen as if charges q D were accumulated in the depletion layer at the boundary of the PN junction of the freewheeling diode (parasitic diode) D2 and were released.

《下段：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオン》
図３の下段においては、前記したように交流電源電圧が負（負のサイクル）の状態で、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）となった状態を示している。
交流電源電圧の負（負のサイクル）の状態であり、スイッチング素子Ｑ１がオンとなったため、スイッチング素子Ｑ１からリアクトルＬへ電流Ｉ１が流れ込む。
また、スイッチング素子Ｑ２はオフ（ＯＦＦ）であるが、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の空乏層に蓄積されていたと等価的に見える電荷ｑDが、電流（逆回復電流）ＩｑDとしてスイッチング素子Ｑ１を介して流れる。《Lower: Q2 is off, Q1 is on》
The lower part of FIG. 3 shows a state where the switching element Q1 is turned on (ON) when the AC power supply voltage is negative (negative cycle) as described above.
Since the AC power supply voltage is in a negative (negative cycle) state and the switching element Q1 is turned on, a current I1 flows into the reactor L from the switching element Q1.
Furthermore, although the switching element Q2 is OFF, the charge q D that appears equivalent to that accumulated in the depletion layer of the PN junction of the freewheeling diode (parasitic diode) D2 connected in antiparallel to the switching element Q2 is , current (reverse recovery current) Iq D flows through the switching element Q1.

なお、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に蓄積されていた電荷ｑDがすべて吐き出されたならば、つまり前記の寄生ダイオードのＰＮ接合における空乏層の幅、あるいはバンドギャップが元に戻る過程が終了すれば、電流（逆回復電流）ＩｑDは０となる。
スイッチング素子Ｑ１がオンであると、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に起因する電流（逆回復電流）ＩｑDは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間を等価的に流れたことになるので、スイッチング損失（逆回復電流による損失）となる。Note that once all the charge q D accumulated in the free-wheeling diode (parasitic diode) D2 is discharged, that is, the process of returning the depletion layer width or band gap in the PN junction of the parasitic diode to its original state is completed. For example, the current (reverse recovery current) Iq D becomes 0.
When the switching element Q1 is on, the current (reverse recovery current) Iq D caused by the free-wheeling diode (parasitic diode) D2 of the switching element Q2 is equivalent to the current between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105. This results in a switching loss (loss due to reverse recovery current).

＜図３に示した電流の経路の総括＞
以上のように、図３における上段、中段、下段で示した過程を経ることによって、スイッチング素子Ｑ２に逆並列接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）のＰＮ接合の空乏層に蓄積されていた電荷ｑDが電流ＩｑDとしてスイッチング素子Ｑ１に流れ込む。
この電荷ｑDがスイッチング素子Ｑ１に流れ込むのが、前記したように逆回復電流と呼ばれるものでスイッチング損失（逆回復電流による損失）となる。
このスイッチング損失は、電力損失であるとともに電力変換装置１０における発熱の一つの要因となる。<Summary of the current paths shown in Figure 3>
As described above, by going through the processes shown in the upper, middle, and lower rows of FIG. The accumulated charge q D flows into the switching element Q1 as a current Iq D.
As described above, this charge q D flowing into the switching element Q1 is called a reverse recovery current, resulting in switching loss (loss due to reverse recovery current).
This switching loss is not only a power loss but also a cause of heat generation in the power conversion device 10.

＜逆電圧印加回路の作用と電流＞
図４は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の駆動信号を印加した場合に、スイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード）の逆回復電流が逆電圧印加回路Ａ２に流れて吸収される様子を模式的に示す図である。
なお、図４においては、交流電源電圧の交流周期で電圧が負の周期において、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態からスイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態に切り換わる過程における動作、現象について説明する。
図４において、上段左側→下段左側→上段右側→下段右側の各図の順に状態あるいは動作するものとして示している。<Effect and current of reverse voltage application circuit>
FIG. 4 shows the reverse recovery of the free-wheeling diode (parasitic diode of MOSFET) of the switching element Q2 when the drive signals of the reverse voltage application circuits A1 and A2 are applied in the power conversion device 10 according to the first embodiment of the present invention. FIG. 3 is a diagram schematically showing how a current flows through a reverse voltage application circuit A2 and is absorbed.
In addition, in FIG. 4, in a period in which the voltage is negative in the AC cycle of the AC power supply voltage, the switching element Q2 is turned on (ON) and the switching element Q1 is turned off (OFF), and then the switching element Q2 is turned off (OFF). The operation and phenomena in the process of switching the switching element Q1 to the ON state will be described.
In FIG. 4, states or operations are shown in the order of the upper left side, the lower left side, the upper right side, and the lower right side.

また、図４において、上段左側の図は、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
また、下段左側の図は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
また、上段右側の図は、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２が共にオフ（ＯＦＦ）で逆電圧印加回路Ａ２がオン（ＯＮ）した状態を示している。
また、下段右側の図は、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）からスイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）に切り替わったときの状態を示している。
なお、図４におけるいずれの図においても前記したように、交流電源電圧は負（負のサイクル）である。Further, in FIG. 4, the upper left diagram shows a state in which the switching element Q2 is on (ON) and the switching element Q1 is off (OFF).
Further, the lower left diagram shows a state in which both switching elements Q1 and Q2 are off (OFF).
Furthermore, the diagram on the upper right side shows a state in which switching elements Q1 and Q2 are both off (OFF) and reverse voltage application circuit A2 is on (ON).
Further, the diagram on the lower right side shows the state when the switching element Q2 is switched from OFF to the ON state of the switching element Q1.
In addition, as described above in any of the figures in FIG. 4, the AC power supply voltage is negative (negative cycle).

《上段左側：Ｑ２がオン、Ｑ１がオフ》
図４の上段左側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオン（ＯＮ）、スイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン、スイッチング素子Ｑ１がオフであると、スイッチング素子Ｑ２のオン電流と還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２の順方向電流が流れ、リアクトルＬの方へ電流Ｉ２として流れている。
なお、以上の図４の上段左側の図の状態は、図３の上段の図の状態に対応している。《Top left: Q2 is on, Q1 is off》
The upper left diagram in FIG. 4 shows a state in which the switching element Q2 is on (ON) and the switching element Q1 is off (OFF).
When the AC power supply voltage is negative (negative cycle) and the switching element Q2 is on and the switching element Q1 is off, the on-current of the switching element Q2 and the forward current of the freewheeling diode (parasitic diode) D2 flow, A current I2 flows toward the reactor L.
Note that the state shown in the upper left diagram of FIG. 4 above corresponds to the state shown in the upper diagram of FIG.

《下段左側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ》
図４の下段左側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）になり、スイッチング素子Ｑ１もオフ（ＯＦＦ）である状態を示している。
なお、図４の下段左側の図の状態は、図３の中段の図の状態に対応している。
図４の下段左側の図において、スイッチング素子Ｑ２がオフになると、スイッチング素子Ｑ２に電流が流れなくなる。
ただし、交流電源電圧が負（負のサイクル）であるので、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３（図１）、平滑コンデンサＣ（図１）、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２（図１）の経路で、図４の下段左側の図においてスイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）には、電流ＩDが流れている。
この電流ＩDが流れる理由は、前記した図３の中段の図の状態の説明と同様である。《Bottom left side: Q2 is off, Q1 is off》
The lower left diagram in FIG. 4 shows a state in which the switching element Q2 is turned off (OFF) and the switching element Q1 is also turned off (OFF).
Note that the state shown in the lower left diagram in FIG. 4 corresponds to the state shown in the middle diagram in FIG.
In the lower left diagram of FIG. 4, when switching element Q2 is turned off, no current flows through switching element Q2.
However, since the AC power supply voltage is negative (negative cycle), the path of freewheeling diode (parasitic diode) D3 (Fig. 1), smoothing capacitor C (Fig. 1), and freewheeling diode (parasitic diode) D2 (Fig. 1) , in the lower left diagram of FIG. 4, a current I D flows through a free-wheeling diode (parasitic diode) connected in antiparallel (parallel) to the switching element Q2.
The reason why this current ID flows is the same as the explanation for the state shown in the middle diagram of FIG. 3 above.

《上段右側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオフ、Ａ２がオン（ＯＮ）》
図４の上段右側の図においては、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１がオフ（ＯＦＦ）の状態で、逆電圧印加回路Ａ２がオン（ＯＮ）してスイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に逆電圧を印加した状態を示している。
逆電圧印加回路Ａ２がオンして逆電圧を作用したことによって、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていたとみられる電荷ｑDが逆電圧印加回路Ａ２に電流ＩｑDとして流れて吸収される。
このとき、スイッチング素子Ｑ１がオフの状態であるので、等価的な電荷ｑDは、スイッチング素子Ｑ１を介して正側直流母線１０４に流れることはない。《Top right side: Q2 is off, Q1 is off, A2 is on (ON)》
In the diagram on the upper right side of FIG. 4, when switching element Q2 and switching element Q1 are in an OFF state, reverse voltage application circuit A2 is turned on and the free-wheeling diode (parasitic diode) D2 of switching element Q2 is turned on. A state in which a reverse voltage is applied is shown.
When the reverse voltage application circuit A2 turned on and applied a reverse voltage, the charge q D that was equivalently stored in the freewheeling diode (parasitic diode) D2 flows to the reverse voltage application circuit A2 as a current Iq D. Absorbed.
At this time, since the switching element Q1 is in an off state, the equivalent charge q D does not flow to the positive DC bus 104 via the switching element Q1.

《下段右側：Ｑ２がオフ、Ｑ１がオン、Ａ２がオフ（ＯＦＦ）》
図４の下段右側の図においては、スイッチング素子Ｑ２がオフ（ＯＦＦ）であり、スイッチング素子Ｑ１がオン（ＯＮ）の状態で、逆電圧印加回路Ａ２がオフ（ＯＦＦ）の状態を示している。
交流電源電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ１がオンした状態であるので、スイッチング素子Ｑ１からリアクトルＬへ電流Ｉ１が流れる。
このとき、スイッチング素子Ｑ２は、オフの状態であり、上段右側の図において、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑDも既に吐き出された後であるので、スイッチング素子Ｑ２および還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２からスイッチング素子Ｑ１へ電流は流れない。《Lower right side: Q2 is off, Q1 is on, A2 is off (OFF)》
In the lower right diagram of FIG. 4, the switching element Q2 is off (OFF), the switching element Q1 is on (ON), and the reverse voltage application circuit A2 is off (OFF).
Since the AC power supply voltage is negative (negative cycle) and the switching element Q1 is in an on state, a current I1 flows from the switching element Q1 to the reactor L.
At this time, the switching element Q2 is in an off state, and in the upper right-hand diagram, the charge q D equivalently stored in the free-wheeling diode (parasitic diode) D2 has already been discharged, so the switching element Q2 is in an off state. No current flows from Q2 and freewheeling diode (parasitic diode) D2 to switching element Q1.

＜図４に示した逆電圧印加回路の作用と電流の総括＞
図４に示した上段左側→下段左側→上段右側→下段右側の過程において、下段左側の図でスイッチング素子Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積された電荷ｑDは、上段右側の図で逆電圧印加回路Ａ２に吸収される。<Summary of the action and current of the reverse voltage application circuit shown in Figure 4>
In the process of upper left side → lower left side → upper right side → lower right side shown in FIG. In the figure, it is absorbed by the reverse voltage application circuit A2.

負側直流母線１０５と正側直流母線１０４との電圧に比較して、逆電圧印加回路Ａ２の印加する電圧は、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積された電荷ｑDを所定の時間内に吸収するために要する程度の低い電圧である。
正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間の電圧と、逆電圧印加回路Ａ２の両端の電圧とでは、大きな差があるので、同じ還流ダイオードＤ２の逆回復電流を吸収させても、逆電圧印加回路Ａ２に流した場合には、スイッチング損失（逆電流回復による損失、電力）は非常に低減される。Compared to the voltages between the negative DC bus 105 and the positive DC bus 104, the voltage applied by the reverse voltage application circuit A2 converts the charge q D equivalently accumulated in the freewheeling diode (parasitic diode) D2 to a predetermined level. The voltage is low enough to be absorbed in time.
Since there is a large difference between the voltage between the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105 and the voltage across the reverse voltage application circuit A2, even if the reverse recovery current of the same freewheeling diode D2 is absorbed, When flowing through the reverse voltage applying circuit A2, switching loss (loss due to reverse current recovery, power) is greatly reduced.

以上、図３、図４においては、交流電源の交流電圧が負（負のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に遷移する場合におけるスイッチング素子Ｑ２の逆回復電流と、その逆回復電流による損失について述べた。
また、交流電源の交流電圧が正（正のサイクル）であって、スイッチング素子Ｑ１がオン状態からオフ状態に遷移する場合については、スイッチング素子Ｑ１に逆回復電流が流れ、損失が生ずる。この交流電源の交流電圧が正（正のサイクル）においては、交流電圧の正負と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の差はあっても、動作や現象は概ね同様である。事実上、重複する説明は省略する。As described above, in FIGS. 3 and 4, the reverse recovery current of switching element Q2 and its This paper describes the loss due to reverse recovery current.
Further, when the AC voltage of the AC power supply is positive (positive cycle) and the switching element Q1 transitions from the on state to the off state, a reverse recovery current flows through the switching element Q1, causing loss. When the AC voltage of the AC power source is positive (positive cycle), the operations and phenomena are generally the same even though there are differences between the positive and negative AC voltage and the switching elements Q1 and Q2. In fact, redundant explanations will be omitted.

＜電力変換装置の各部の信号、電圧、電流のタイムチャート＞
図５は、本発明の第１実施形態に係る電力変換装置１０において、交流電源の交流電圧が負（負のサイクル）における各部の信号、電圧、電流の関連の例を示すタイムチャートである。なお、スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４としてＭＯＳＦＥＴを用いる。<Time chart of signals, voltages, and currents of each part of the power converter>
FIG. 5 is a time chart showing an example of the relationship between signals, voltages, and currents of each part when the AC voltage of the AC power source is negative (negative cycle) in the power conversion device 10 according to the first embodiment of the present invention. Note that MOSFETs are used as the switching elements Q1 to Q4.

図５において、上から下の方へ順に、１段目は時間（時間の推移）あるいは時刻を示すＴ０～Ｔ４を表記している。２段目はスイッチング素子Ｑ１のゲートの制御信号を示す「Ｑ１ゲート信号」である。３段目はスイッチング素子Ｑ１のゲートとソース間の電圧を示す「Ｑ１ゲート・ソース間電圧」である。４段目はスイッチング素子Ｑ２のゲートの制御信号を示す「Ｑ２ゲート信号」である。５段目はスイッチング素子Ｑ２のゲートとソース間の電圧を示す「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」である。６段目は逆電圧印加回路Ａ２の駆動信号を示す「Ａ２駆動信号」である。７段目は逆電圧印加回路Ａ２に流れる電流を示す「Ａ２回路電流」である。
以下においては、スイッチング素子Ｑ２がオン状態からオフ状態に移行し、スイッチング素子Ｑ１がオフ状態からオン状態に移行する期間について説明する。In FIG. 5, from top to bottom, the first row shows time (transition of time) or times T0 to T4. The second stage is a "Q1 gate signal" indicating a control signal for the gate of switching element Q1. The third stage is "Q1 gate-source voltage" which indicates the voltage between the gate and source of switching element Q1. The fourth stage is a "Q2 gate signal" indicating a control signal for the gate of switching element Q2. The fifth stage is "Q2 gate-source voltage" indicating the voltage between the gate and source of switching element Q2. The sixth row is an "A2 drive signal" indicating a drive signal for the reverse voltage application circuit A2. The seventh row is "A2 circuit current" indicating the current flowing through reverse voltage application circuit A2.
In the following, a period during which switching element Q2 transitions from an on state to an off state and a period during which switching element Q1 transitions from an off state to an on state will be described.

《Ｔ０～Ｔ１》
図５における時間（Ｔ０～Ｔ１）において、スイッチング主回路１０１（図１）の上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲートの制御信号を示す「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｌ信号（低電位、負電位）である。また、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲートの制御信号を示す「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｈ信号（高電位、正電位）である。
つまり、スイッチング素子Ｑ１はオフ状態、スイッチング素子Ｑ２はオン状態である。
また、逆電圧印加回路Ａ２は動作せず、「Ａ２駆動信号」（６段目）は、Ｌ信号である。《T0～T1》
At time (T0 to T1) in FIG. 5, the "Q1 gate signal" (second stage) indicating the control signal for the gate of switching element Q1, which is the upper arm of switching main circuit 101 (FIG. 1), is an L signal (low potential, negative potential). Further, the "Q2 gate signal" (fourth stage) indicating the control signal for the gate of the switching element Q2, which is the lower arm, is an H signal (high potential, positive potential).
That is, switching element Q1 is in an off state, and switching element Q2 is in an on state.
Further, the reverse voltage application circuit A2 does not operate, and the "A2 drive signal" (sixth stage) is an L signal.

《Ｔ１～Ｔ２》
図５における時間Ｔ１において、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号である「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｌ信号となって、スイッチング素子Ｑ２はオフ状態となる。
このとき、上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲート信号である「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｌ信号のままである。
スイッチング素子Ｑ２のゲート信号がＬ信号になる（４段目）に伴い、スイッチング素子Ｑ２のＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧である「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」（５段目）は、序々に低下する。《T1～T2》
At time T1 in FIG. 5, the "Q2 gate signal" (fourth stage), which is the gate signal of the lower arm switching element Q2, becomes an L signal, and the switching element Q2 is turned off.
At this time, the "Q1 gate signal" (second stage), which is the gate signal of the switching element Q1, which is the upper arm, remains the L signal.
As the gate signal of switching element Q2 becomes an L signal (fourth stage), the "Q2 gate-source voltage" (fifth stage), which is the voltage between the gate and source of MOSFET of switching element Q2, gradually decreases. do.

以下の事象は図５に示していないが、時間（Ｔ１～Ｔ２）では次のようになる。
「Ｑ２ゲート・ソース間電圧」（５段目）の低下に伴い、スイッチング素子Ｑ２そのものに流れる電流は０となる。
また、前記したようにスイッチング素子Ｑ２はオフ状態であるが、スイッチング素子Ｑ２に逆並列（並列）に接続されている還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２には、電流（ＩD）が流れている（図４の下段左側の図参照）。そして、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２のＰＮ接合の境界部分における空乏層には、等価的に電荷ｑDが蓄積された状態となる。Although the following events are not shown in FIG. 5, they occur as follows at time (T1 to T2).
As the "Q2 gate-source voltage" (fifth stage) decreases, the current flowing through the switching element Q2 itself becomes zero.
Further, as described above, although the switching element Q2 is in the off state, a current (I D ) is flowing through the freewheeling diode (parasitic diode) D2 that is connected in antiparallel (parallel) to the switching element Q2 ( (See the diagram on the bottom left side of Figure 4). Then, in the depletion layer at the boundary of the PN junction of the freewheeling diode (parasitic diode) D2, charges q D are equivalently accumulated.

《Ｔ２～Ｔ３》
図５における時間Ｔ２において、「Ａ２駆動信号」（６段目）をＨ信号として、逆電圧印加回路Ａ２の出力である逆電圧を還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に印加する。
すると逆電圧印加回路Ａ２には、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑDが電流ＩｑDとして流れる。この電流ＩｑDが図５の時間Ｔ２の直後における「Ａ２回路電流」（７段目）の上側の突出部分として示されている。
この電流ＩｑDが流れることによって、還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ２に等価的に蓄積されていた電荷ｑDは除去される。すなわち、逆回復電流が逆電圧印加回路Ａ２に吸収される。《T2～T3》
At time T2 in FIG. 5, the "A2 drive signal" (sixth stage) is set as an H signal, and the reverse voltage that is the output of the reverse voltage application circuit A2 is applied to the freewheeling diode (parasitic diode) D2.
Then, the electric charge q D equivalently stored in the free-wheeling diode (parasitic diode) D2 flows into the reverse voltage application circuit A2 as a current Iq D. This current Iq D is shown as a protruding portion above the "A2 circuit current" (seventh row) immediately after time T2 in FIG.
As this current Iq D flows, the charge q D equivalently stored in the free wheel diode (parasitic diode) D2 is removed. That is, the reverse recovery current is absorbed by the reverse voltage application circuit A2.

《Ｔ３～Ｔ４》
図５における時間Ｔ３において、上アームであるスイッチング素子Ｑ１のゲート信号である「Ｑ１ゲート信号」（２段目）は、Ｈ信号となって、スイッチング素子Ｑ１はオン状態となる。
このとき、下アームであるスイッチング素子Ｑ２のゲート信号である「Ｑ２ゲート信号」（４段目）は、Ｌ信号のままである。
スイッチング素子Ｑ１のゲート信号がＨ信号になる（２段目）に伴い、スイッチング素子Ｑ１のＭＯＳＦＥＴのゲート・ソース間電圧である「Ｑ１ゲート・ソース間電圧」（３段目）は、序々に上昇する。《T3～T4》
At time T3 in FIG. 5, the "Q1 gate signal" (second stage), which is the gate signal of the switching element Q1, which is the upper arm, becomes an H signal, and the switching element Q1 is turned on.
At this time, the "Q2 gate signal" (fourth stage), which is the gate signal of the switching element Q2, which is the lower arm, remains the L signal.
As the gate signal of switching element Q1 becomes an H signal (second stage), the "Q1 gate-source voltage" (third stage), which is the voltage between the gate and source of MOSFET of switching element Q1, gradually increases. do.

《Ｔ４～ 》
図５における時間Ｔ４において、「Ａ２駆動信号」（６段目）をＬ信号に戻す。
また、時間Ｔ４の以降においては、スイッチング素子Ｑ１がオン動作であり、スイッチング素子Ｑ２はオフ動作の状態である。
そして、所定の時間の経過後、図５に表記していない時間領域において、スイッチング素子Ｑ１がオフし、逆電圧印加回路Ａ１がオンをする対称的な動作を繰り返す。《T4~》
At time T4 in FIG. 5, the "A2 drive signal" (sixth stage) is returned to the L signal.
Further, after time T4, the switching element Q1 is in an on-operation state, and the switching element Q2 is in an off-operation state.
Then, after a predetermined period of time has elapsed, a symmetrical operation in which the switching element Q1 is turned off and the reverse voltage application circuit A1 is turned on is repeated in a time domain not shown in FIG.

＜図５、図２における補足＞
図５のタイムチャートにおいて、スイッチング素子Ｑ２とスイッチング素子Ｑ１が同時にオンとなると、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５が短絡することになるので、「Ｑ２ゲート信号」と「Ｑ１ゲート信号」が共にＨ信号となる状態は避けている。
そのため、図５において、時間（時刻）Ｔ１と時間（時刻）Ｔ３との間には所定の時間を設ける。すなわち、スイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２が共にオフ（Ｌ信号）となる「デッドタイム」を設ける。
また、同様の理由で図２において、スイッチング素子Ｑ３を示す「Ｑ３」とスイッチング素子Ｑ４を示す「Ｑ４」が共にＨ信号となる状態は避けている。<Supplementary information on Figures 5 and 2>
In the time chart of FIG. 5, if switching element Q2 and switching element Q1 are turned on at the same time, the positive side DC bus 104 and the negative side DC bus 105 will be short-circuited, so the "Q2 gate signal" and the "Q1 gate signal" A situation in which both of the signals become H signals is avoided.
Therefore, in FIG. 5, a predetermined time is provided between time (time) T1 and time (time) T3. That is, a "dead time" is provided in which both the switching element Q1 and the switching element Q2 are turned off (L signal).
Furthermore, for the same reason, in FIG. 2, a situation in which "Q3" indicating switching element Q3 and "Q4" indicating switching element Q4 both become H signals is avoided.

＜第１実施形態の総括＞
以上、図１～図５を参照して第１実施形態の電力変換装置１０について説明したが、その主なポイントを整理して、一部重複するが以下に説明する。<Summary of the first embodiment>
The power conversion device 10 of the first embodiment has been described above with reference to FIGS. 1 to 5, and the main points will be summarized and explained below, although some overlap.

第１実施形態で示した交流電圧を直流電圧に変換する電力変換装置１０においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ１，Ｄ２に対して逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２をそれぞれ設けて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチングに伴い発生する逆回復電流を、正負の直流母線間の高い電圧に流すよりも、電圧の低い回路（逆電圧印加回路）で回収する。すなわち、同じ量の逆回復電流を、低い電圧の回路で回収することによって、電流と電圧の積で定まる電力損失（逆回復電流による損失）を低減する。 In the power conversion device 10 that converts AC voltage into DC voltage shown in the first embodiment, reverse voltage application circuits A1 and A2 are provided for freewheeling diodes (parasitic diodes) D1 and D2 of switching elements Q1 and Q2, respectively. Therefore, the reverse recovery current generated due to switching of the switching elements Q1 and Q2 is recovered by a low voltage circuit (reverse voltage application circuit) rather than being passed through a high voltage between the positive and negative DC buses. That is, by recovering the same amount of reverse recovery current with a lower voltage circuit, power loss (loss due to reverse recovery current) determined by the product of current and voltage is reduced.

このような構成をとる背景は、ＭＯＳＦＥＴで構成されたスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を高速動作に対応するように構成すると、スイッチング回数が増える分、逆回復電流による損失の総量が増えるためである。
また、高速性と逆回復電流、逆回復時間を両立させるようなＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２）を構成、製造すると高コストになる場合があるからである。
このような背景により、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２に逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を並列に接続して、高速性と低損失（逆回復電流の低損失）、逆回復時間の低減が両立するように図る。The reason behind this configuration is that if the switching elements Q1 and Q2 made up of MOSFETs are configured to support high-speed operation, the total amount of loss due to reverse recovery current increases as the number of switching increases.
Further, if a MOSFET (switching elements Q1, Q2) is configured and manufactured so as to achieve both high speed, reverse recovery current, and reverse recovery time, the cost may become high.
Against this background, reverse voltage application circuits A1 and A2 are connected in parallel to switching elements Q1 and Q2 to achieve both high speed, low loss (low loss of reverse recovery current), and reduction of reverse recovery time. Plan.

また、図１に示すように、スイッチング主回路１０２を構成するスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、逆電圧印加回路を設けていない。
その理由は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、交流電源の交流電圧と同じ周波数の低周波数で動作しているので、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４による逆回復電流に起因するスイッチング損失が小さいからである。
以上の理由により、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４に対しては、回路増、コスト増となる逆電圧印加回路を設けることを省略している。Furthermore, as shown in FIG. 1, the switching elements Q3 and Q4 that constitute the main switching circuit 102 are not provided with a reverse voltage application circuit.
This is because the switching elements Q3 and Q4 operate at a low frequency that is the same frequency as the AC voltage of the AC power supply, so the switching loss caused by the reverse recovery current caused by the switching elements Q3 and Q4 is small.
For the above reasons, it is omitted to provide a reverse voltage application circuit for the switching elements Q3 and Q4, which would increase circuitry and cost.

＜第１実施形態の効果＞
高速スイッチングしている側のスイッチング主回路のみに逆電圧印加回路を備えることで逆回復電流の抑制を可能し、スイッチング損失の低減が可能となる。
また、逆電圧印加回路を備えることで逆回復電流の抑制が可能となるので、逆回復時間の短い高速ＭＯＳＦＥＴを選択する必要がなくなる。すなわち高速で逆回復電流の小さいという一般的に高価なＭＯＳＦＥＴを用いる必然性がなくなるので、部品点数を抑制しつつ、低コストで高効率な電力変換装置が提供できる。<Effects of the first embodiment>
By providing a reverse voltage application circuit only in the switching main circuit on the side that performs high-speed switching, it is possible to suppress reverse recovery current and reduce switching loss.
Moreover, since the reverse recovery current can be suppressed by providing a reverse voltage applying circuit, there is no need to select a high-speed MOSFET with a short reverse recovery time. In other words, there is no need to use MOSFETs that are generally expensive and have high speed and low reverse recovery current, so it is possible to provide a low-cost, high-efficiency power conversion device while suppressing the number of components.

≪第２実施形態：電力変換装置≫
本発明の第２実施形態に係る電力変換装置について、図６を参照して説明する。
図６は、本発明の第２実施形態に係る電力変換装置１０Ｂの回路構成例を示す図である。
図６において、電力変換装置１０Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を有するスイッチング主回路１０１（第１スイッチング主回路）と、整流ダイオードＤ３３（第１整流ダイオード）、整流ダイオードＤ４４（第２整流ダイオード）を有する整流回路１０６と、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２を統括制御するゲート制御回路１０３Ｂとを備えている。
また、電力変換装置１０Ｂは、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２と、リアクトルＬと平滑コンデンサＣと、還流ダイオードＤ１，Ｄ２とを備えている。<<Second embodiment: Power converter>>
A power conversion device according to a second embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 6.
FIG. 6 is a diagram showing an example of a circuit configuration of a power conversion device 10B according to a second embodiment of the present invention.
In FIG. 6, the power conversion device 10B includes a switching main circuit 101 (first switching main circuit) having switching elements Q1 and Q2, a rectifier diode D33 (first rectifier diode), and a rectifier diode D44 (second rectifier diode). and a gate control circuit 103B that collectively controls switching elements Q1 and Q2.
The power converter 10B also includes reverse voltage application circuits A1 and A2, a reactor L, a smoothing capacitor C, and free-wheeling diodes D1 and D2.

スイッチング主回路１０１と整流回路１０６は、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５から見て並列に接続されている。
スイッチング主回路１０１の中間点、すなわちスイッチング素子Ｑ１とスイッチング素子Ｑ２との接続点には、交流電源２００の一方の端子がリアクトルＬを介して接続されている。
整流回路１０６の中間点、すなわち整流ダイオードＤ３３と整流ダイオードＤ４４との接続点には、交流電源２００の他方の端子が接続されている。
平滑コンデンサＣは、正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との間に接続されている。The main switching circuit 101 and the rectifier circuit 106 are connected in parallel when viewed from the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105.
One terminal of an AC power supply 200 is connected via a reactor L to an intermediate point of the switching main circuit 101, that is, a connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2.
The other terminal of the AC power supply 200 is connected to the intermediate point of the rectifier circuit 106, that is, the connection point between the rectifier diodes D33 and the rectifier diodes D44.
Smoothing capacitor C is connected between positive DC bus 104 and negative DC bus 105.

また、スイッチング素子Ｑ１の両端の端子には、逆電圧印加回路Ａ１が接続されている。スイッチング素子Ｑ２の両端の端子には、逆電圧印加回路Ａ２が接続されている。
逆電圧印加回路Ａ１と逆電圧印加回路Ａ２は、前記のゲート制御回路１０３Ｂで制御される。
また、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のそれぞれの両端子間に、還流ダイオードＤ１，Ｄ２がそれぞれ逆並列に接続されている。Further, a reverse voltage application circuit A1 is connected to terminals at both ends of the switching element Q1. A reverse voltage application circuit A2 is connected to both terminals of the switching element Q2.
The reverse voltage application circuit A1 and the reverse voltage application circuit A2 are controlled by the aforementioned gate control circuit 103B.
Further, free wheel diodes D1 and D2 are connected in antiparallel between respective terminals of switching elements Q1 and Q2.

図６においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、ＭＯＳＦＥＴの一般的な記号で表記している。スイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）がＭＯＳＦＥＴである場合には、ＭＯＳＦＥＴに内在する寄生ダイオードを還流ダイオードＤ１，Ｄ２として兼ねることもあるし、還流ダイオードＤ１，Ｄ２を外付けする場合もある。
以下においては、還流ダイオードＤ１，Ｄ２は、ＭＯＳＦＥＴで構成されるスイッチング素子（Ｑ１，Ｑ２）のそれぞれに内在する寄生ダイオードによって構成されるものとする。In FIG. 6, switching elements Q1 and Q2 are represented by common symbols for MOSFETs. When the switching elements (Q1, Q2) are MOSFETs, the parasitic diodes inherent in the MOSFETs may also serve as the freewheeling diodes D1, D2, or the freewheeling diodes D1, D2 may be externally attached.
In the following, it is assumed that the freewheeling diodes D1 and D2 are constituted by parasitic diodes inherent in each of the switching elements (Q1 and Q2) constituted by MOSFETs.

以上のように、図６で示した第２実施形態に係る電力変換装置１０Ｂと、図１で示した第１実施形態に係る電力変換装置１０との相違は、図１に示したスイッチング主回路１０２のスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４を、図６においては整流回路１０６の整流ダイオードＤ３３，Ｄ４４に置き換えたことである。
また、前記の置き換えに伴いゲート制御回路１０３Ｂは、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御する。
また、前記の置き換えに伴い図１における還流ダイオード（寄生ダイオード）Ｄ３，Ｄ４は図６において削除されている。As described above, the difference between the power converter 10B according to the second embodiment shown in FIG. 6 and the power converter 10 according to the first embodiment shown in FIG. The switching elements Q3 and Q4 of 102 are replaced with rectifier diodes D33 and D44 of the rectifier circuit 106 in FIG.
Further, due to the above-mentioned replacement, the gate control circuit 103B controls the switching elements Q1 and Q2 and the reverse voltage application circuits A1 and A2.
Further, due to the above-described replacement, the free wheel diodes (parasitic diodes) D3 and D4 in FIG. 1 are deleted in FIG. 6.

図１におけるスイッチング素子Ｑ３は、交流電源２００の交流電圧が負の区間でオン（ＯＮ）するようにしていた。また、スイッチング素子Ｑ４は交流電源２００の交流電圧が正の区間でオン（ＯＮ）するようにしていた。
つまり、図１におけるスイッチング素子Ｑ３は、図６における整流ダイオードＤ３３と等価の動作をする。また、図１におけるスイッチング素子Ｑ４は、図６における整流ダイオードＤ４４と等価の動作をする
そのため、図６で示した第３実施形態の電力変換装置１０Ｂは、図１で示した第１実施形態の電力変換装置１０と等価の動作をする。The switching element Q3 in FIG. 1 is turned on in a negative section of the AC voltage of the AC power supply 200. Furthermore, the switching element Q4 was turned on in a positive interval of the AC voltage of the AC power supply 200.
That is, switching element Q3 in FIG. 1 operates equivalent to rectifier diode D33 in FIG. 6. Moreover, the switching element Q4 in FIG. 1 operates equivalently to the rectifier diode D44 in FIG. 6. Therefore, the power conversion device 10B of the third embodiment shown in FIG. The operation is equivalent to that of the power conversion device 10.

＜第２実施形態の効果＞
図１におけるスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４が、図６において整流ダイオードＤ３３，Ｄ４４に置き換わっているので、回路構成が簡単になり、省スペース、低コスト、低損失になる場合がある。<Effects of the second embodiment>
Since the switching elements Q3 and Q4 in FIG. 1 are replaced with rectifier diodes D33 and D44 in FIG. 6, the circuit configuration is simplified, resulting in space savings, low cost, and low loss.

≪第３実施形態：モータ制御装置≫
本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置について、図７を参照して説明する。
図７は、本発明の第３実施形態に係るモータ制御装置３０と、後記する第４実施形態に係る空気調和機４００の構成例を示す図である。
図７において、交流電源２００の交流電圧（交流電力）を直流電圧（直流電力）に変換する電力変換装置１０と、直流電圧（直流電力）を三相交流電圧（交流電力）に変換するインバータ装置（ＩＮＶ）２０を備えてモータ制御装置３０が構成されている。≪Third embodiment: Motor control device≫
A motor control device according to a third embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. 7.
FIG. 7 is a diagram showing a configuration example of a motor control device 30 according to a third embodiment of the present invention and an air conditioner 400 according to a fourth embodiment described later.
In FIG. 7, a power conversion device 10 that converts an AC voltage (AC power) of an AC power supply 200 into a DC voltage (DC power), and an inverter device that converts the DC voltage (DC power) into a three-phase AC voltage (AC power). (INV) 20 constitutes a motor control device 30.

電力変換装置１０については、本発明の第１実施形態で説明したとおりであり、重複する説明は省略する。
また、インバータ装置２０は、前記したように、直流電圧（直流電力）を三相交流電圧（交流電力）に変換するインバータであって、一般的にその動作は知られているので詳細な説明を省略する。
モータ制御装置３０は、モータ制御装置３０に備えたインバータ装置２０の出力である三相交流によってモータ３００を駆動する。
モータ制御装置３０は、第１実施形態の電力変換装置１０を備えて構成されているので、スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置３０となる。The power conversion device 10 is as described in the first embodiment of the present invention, and redundant explanation will be omitted.
Further, as described above, the inverter device 20 is an inverter that converts DC voltage (DC power) into three-phase AC voltage (AC power), and its operation is generally known, so a detailed explanation will be given. Omitted.
The motor control device 30 drives the motor 300 using three-phase alternating current that is the output of the inverter device 20 provided in the motor control device 30 .
Since the motor control device 30 includes the power conversion device 10 of the first embodiment, the motor control device 30 has less switching loss and is low in cost.

＜第３実施形態の効果＞
スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置を提供できる。<Effects of the third embodiment>
A low-cost motor control device with less switching loss can be provided.

≪第４実施形態：空気調和機≫
本発明の第４実施形態に係る空気調和機について、図７と図８を参照して説明する。
図７において、空気調和機４００は、モータ制御装置３０とモータ（Ｍ）３００とを備えて構成されている。
前記したように、モータ制御装置３０は、スイッチング損失が少なく、低コストのモータ制御装置であるので、空気調和機４００も損失が少なく低コストの空気調和機となる。≪Fourth embodiment: Air conditioner≫
An air conditioner according to a fourth embodiment of the present invention will be described with reference to FIGS. 7 and 8.
In FIG. 7, an air conditioner 400 includes a motor control device 30 and a motor (M) 300.
As described above, since the motor control device 30 is a low-cost motor control device with little switching loss, the air conditioner 400 also has little loss and is a low-cost air conditioner.

図８は、本発明の第４実施形態に係る空気調和機４００の具体的な構成例を示す図である。
図８において、空気調和機４００は、空気温度を調和する装置であり、室内機４１１と室外機４１２とが冷媒配管（配管）４０６により接続されて構成される。
室内機４１１は、熱交換器４０１とファン４０３を備えている。
室外機４１２は、冷媒と空気の熱交換を行う室外熱交換器（熱交換器）４０２と、この室外熱交換器４０２に空気を送風する室外ファン（ファン）４０４と、モータ制御装置４０７と、冷媒を圧縮して循環させる圧縮機４０５とを備えている。
なお、図８におけるモータ制御装置４０７は、図７におけるモータ制御装置３０に相当する。FIG. 8 is a diagram showing a specific configuration example of an air conditioner 400 according to the fourth embodiment of the present invention.
In FIG. 8, an air conditioner 400 is a device that adjusts air temperature, and is configured by an indoor unit 411 and an outdoor unit 412 connected by a refrigerant pipe (piping) 406.
The indoor unit 411 includes a heat exchanger 401 and a fan 403.
The outdoor unit 412 includes an outdoor heat exchanger (heat exchanger) 402 that exchanges heat between refrigerant and air, an outdoor fan 404 that blows air to the outdoor heat exchanger 402, and a motor control device 407. A compressor 405 that compresses and circulates refrigerant is provided.
Note that the motor control device 407 in FIG. 8 corresponds to the motor control device 30 in FIG. 7.

また、圧縮機４０５は内部に圧縮機用モータ４０８を有している。モータ制御装置４０７により圧縮機用モータ４０８を制御、駆動することで圧縮機４０５が駆動される。
なお、図８における圧縮機用モータ４０８は、図７におけるモータ３００に相当する。Moreover, the compressor 405 has a compressor motor 408 inside. Compressor 405 is driven by controlling and driving compressor motor 408 by motor control device 407 .
Note that the compressor motor 408 in FIG. 8 corresponds to the motor 300 in FIG. 7.

＜第４実施形態の効果＞
損失が少なく低コストの空気調和機を提供できる。<Effects of the fourth embodiment>
A low-cost air conditioner with little loss can be provided.

≪その他の実施形態≫
以上、本発明の実施形態について、図面を参照して説明したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の設計変更等があってもよく、以下にその例をあげる。≪Other embodiments≫
Although the embodiments of the present invention have been described above with reference to the drawings, the present invention is not limited to these embodiments, and design changes may be made without departing from the gist of the present invention. An example is given below.

《スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４》
図１に示すように、スイッチング素子Ｑ３およびスイッチング素子Ｑ４については、その両端子に逆電圧印加回路を備えていない。しかし、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４にそれぞれ逆並列に接続された還流ダイオードＤ３，Ｄ４もスイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオフ時には、それぞれ逆回復電流が流れてスイッチング損失は生ずる。
したがって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のオン・オフに伴う還流ダイオードＤ３，Ｄ４の逆回復電流による損失を低減するために、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を備えることも有効である。スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路を備えることによって、さらに電力変換装置１０（図１）の損失を低減できる。<<Switching elements Q3, Q4>>
As shown in FIG. 1, switching element Q3 and switching element Q4 are not provided with a reverse voltage application circuit at both terminals. However, when the switching elements Q3 and Q4 are off, reverse recovery currents flow in the freewheeling diodes D3 and D4, which are connected in antiparallel to the switching elements Q3 and Q4, respectively, resulting in switching loss.
Therefore, in order to reduce the loss due to the reverse recovery current of the freewheeling diodes D3, D4 accompanying the on/off of the switching elements Q3, Q4, a reverse voltage applying circuit (A3, A4 ) is also effective. By providing a reverse voltage applying circuit between both terminals of switching elements Q3 and Q4, the loss of power converter 10 (FIG. 1) can be further reduced.

また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４のそれぞれの両端子間に逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を備えて、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２については、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を用い、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４については、逆電圧印加回路（Ａ３，Ａ４）を交互に行うことで、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のスイッチング回数を半減すれば、発熱の対策とすることもできる。 Further, a reverse voltage application circuit (A3, A4) is provided between both terminals of each of the switching elements Q3, Q4, and the reverse voltage application circuits A1, A2 are used for the switching elements Q1, Q2, and the switching elements Q3, Q4 are Regarding this, it is also possible to take measures against heat generation by halving the number of times the switching elements Q1 and Q2 are switched by alternately operating the reverse voltage application circuits (A3, A4).

また、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（第２スイッチング主回路）の方が、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２（第１スイッチング主回路）よりもスイッチング回数が少なくとも、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の素子特性によって、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４の逆回復電流の損失がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２の逆回復電流の損失より大きくなるような場合には、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ４（第２スイッチング主回路）に逆電圧印加回路を付加した方が効果的になる場合がある。 Further, the switching elements Q3 and Q4 (second switching main circuit) have a lower number of switching times than the switching elements Q1 and Q2 (first switching main circuit), depending on the element characteristics of the switching elements Q3 and Q4. , Q4 is larger than the reverse recovery current loss of switching elements Q1 and Q2, it is recommended to add a reverse voltage application circuit to switching elements Q3 and Q4 (second switching main circuit). may be effective.

《スイッチング素子》
図１においては、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２，Ｑ３，Ｑ４は、ＭＯＦＥＴとして説明したが、ＭＯＳＦＥＴには限定されない。
スイッチング素子として、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）、ＳＪ－ＭＯＳＦＥＴ（Super Junction MOSFET）、ＳｉＣ－ＭＯＳＦＥＴ（Silicon Carbide MOSFET）、ＢｉＣＭＯＳ（Bipolar CMOS）に対しても本発明の電力変換回路の対策は効果的である。《Switching element》
In FIG. 1, the switching elements Q1, Q2, Q3, and Q4 are described as MOFETs, but are not limited to MOSFETs.
The measures taken by the power conversion circuit of the present invention are also effective for switching elements such as IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), SJ-MOSFET (Super Junction MOSFET), SiC-MOSFET (Silicon Carbide MOSFET), and BiCMOS (Bipolar CMOS). It is.

《還流ダイオード》
図１において、還流ダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４については、ＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオードを用いる場合について説明した。しかし、還流ダイオードを外付けしてもよい。また、外付けダイオードとＭＯＳＦＥＴに寄生するダイオードとを併用してもよい。
なお、還流ダイオードを外付けにした場合においても、ダイオードに流れる逆回復電流や逆回復時間の課題は同様である。《Freewheel diode》
In FIG. 1, the case where parasitic diodes of MOSFETs are used as the freewheeling diodes D1, D2, D3, and D4 has been described. However, a freewheeling diode may be externally attached. Further, an external diode and a diode parasitic to the MOSFET may be used together.
Note that even when the freewheeling diode is externally attached, the problem of the reverse recovery current flowing through the diode and the reverse recovery time remains the same.

《ゲート制御回路》
第１実施形態および第３実施形態においては、ゲート制御回路（１０３，１０３Ｂ）がスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２と逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２を制御している場合について、説明した。
しかし、前記の例に限定されない。例えば、スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のゲート制御と、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２の制御を別々のゲート制御回路で実行してもよい。《Gate control circuit》
In the first embodiment and the third embodiment, the case where the gate control circuit (103, 103B) controls the switching elements Q1, Q2 and the reverse voltage application circuits A1, A2 has been described.
However, it is not limited to the above example. For example, gate control of switching elements Q1 and Q2 and control of reverse voltage application circuits A1 and A2 may be performed by separate gate control circuits.

《逆電圧印加回路の制御の仕方》
図２において、逆電圧印加回路Ａ１，Ａ２のオンの回数は、それぞれスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２のオンからオフへの変化の回数と同じ場合を例として示した。
しかし、逆電圧印加回路で還流ダイオード（寄生ダイオード）の逆回復電流を回収する効果は、前記したように、逆電圧印加回路が低電圧（逆電圧程度）で動作し、供給電圧との差が大きいからである。つまり、供給電圧が高くなっている電源正負方向それぞれのピーク近傍が最も効果が高い。
したがって、効果の高い電源正負方向それぞれのピーク近傍のタイミングで、逆電圧印加回路を動作し、相対的に効果の低い供給電圧が低下するタイミングにおいては、逆電圧印加回路の動作を省略する制御方法もある。《How to control the reverse voltage application circuit》
In FIG. 2, an example is shown in which the number of times the reverse voltage applying circuits A1 and A2 are turned on is the same as the number of times each of the switching elements Q1 and Q2 is changed from on to off.
However, the effect of recovering the reverse recovery current of the freewheeling diode (parasitic diode) in the reverse voltage application circuit is that, as mentioned above, the reverse voltage application circuit operates at a low voltage (around the reverse voltage), and the difference from the supply voltage is It's because it's big. In other words, the effect is highest near the peaks in the positive and negative directions of the power supply, where the supply voltage is high.
Therefore, a control method in which the reverse voltage application circuit is operated at timings near the peaks of the positive and negative power supply directions, where the effect is high, and the operation of the reverse voltage application circuit is omitted at the timing when the supply voltage, which is relatively less effective, decreases. There is also.

《交流電源の相数》
図１および図６で示した第１実施形態、第２実施形態においては、単相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置について説明した。しかし交流電圧の相数は単相に限定されない。３相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置において、スイッチング素子に並列に逆電圧印加回路を備える回路構成を適用することができる。３相交流電圧（電力）を直流電圧（電力）に変換する電力変換装置においても同様の効果が得られる。また、他の相数でもよい。《Number of phases of AC power supply》
In the first embodiment and the second embodiment shown in FIGS. 1 and 6, a power conversion device that converts single-phase AC voltage (power) to DC voltage (power) has been described. However, the number of phases of the AC voltage is not limited to single phase. In a power conversion device that converts three-phase AC voltage (power) into DC voltage (power), a circuit configuration including a reverse voltage application circuit in parallel to a switching element can be applied. Similar effects can be obtained in a power converter that converts three-phase AC voltage (power) into DC voltage (power). Also, other phase numbers may be used.

《平滑コンデンサ》
図１においては、電力変換装置１０の出力となる正側直流母線１０４と負側直流母線１０５との平滑コンデンサＣを一つのコンデンサとして記載している。しかし、平滑コンデンサＣは一つに限定されない。
例えば、周波数応答性は相対的に低いが静電容量が大容量であるコンデンサと、静電容量は小容量であるが周波数応答性は相対的に高く、高周波の脈流を吸収するコンデンサとを、並列に組み合わせて平滑コンデンサＣ（図１）を構成してもよい。《Smoothing capacitor》
In FIG. 1, the smoothing capacitor C of the positive DC bus 104 and the negative DC bus 105, which are the output of the power converter 10, is shown as one capacitor. However, the number of smoothing capacitors C is not limited to one.
For example, a capacitor with a relatively low frequency response but a large capacitance, and a capacitor with a small capacitance but a relatively high frequency response that absorbs high-frequency pulsating currents. , may be combined in parallel to form a smoothing capacitor C (FIG. 1).

《リアクトル》
図１においては、リアクトルＬは、スイッチング主回路１０１との接続に用いている例を示したが、リアクトルＬは１個に限定されない。
リアクトルＬを２個、備えて、一方を交流電源２００の第１の端子とスイッチング主回路１０１とに接続し、他方を交流電源２００の第２の端子とスイッチング主回路１０２とに接続するように構成してもよい。《Reactor》
Although FIG. 1 shows an example in which the reactor L is used for connection with the switching main circuit 101, the number of reactors L is not limited to one.
Two reactors L are provided, one of which is connected to the first terminal of the AC power supply 200 and the switching main circuit 101, and the other is connected to the second terminal of the AC power supply 200 and the switching main circuit 102. may be configured.

《モータ制御装置以外の装置への適用》
第３実施形態においては、第１実施形態の電力変換装置を用いたモータ制御装置を説明した。
しかし、第１実施形態の電力変換装置を直流電源とする装置は、モータ制御装置に限定されない。
電源として直流電源を用いる負荷や装置は、様々に存在する。それらの負荷や装置に第１実施形態の電力変換装置は、損失の少ない直流電源として広く適用される。《Application to devices other than motor control devices》
In the third embodiment, a motor control device using the power conversion device of the first embodiment has been described.
However, the device using the power conversion device of the first embodiment as a DC power source is not limited to a motor control device.
There are various loads and devices that use DC power as a power source. The power conversion device of the first embodiment is widely applied to these loads and devices as a DC power source with little loss.

《空気調和機以外の装置への適用》
第４実施形態においては、第３実施形態のモータ制御装置を用いた空気調和機を説明した。
しかし、第３実施形態のモータ制御装置を交流電源とする装置は、空気調和機に限定されない。
電源として交流電源を用いる負荷や装置は、様々に存在する。それらの負荷や装置に第３実施形態のモータ制御装置は損失の少ない交流電源として広く適用される。
また、図７ではモータ制御装置が三相交流を出力する例を示したが、単相交流を出力する場合にも応用できる。《Application to devices other than air conditioners》
In the fourth embodiment, an air conditioner using the motor control device of the third embodiment has been described.
However, the device using the motor control device of the third embodiment as an AC power source is not limited to an air conditioner.
There are various loads and devices that use AC power as a power source. The motor control device of the third embodiment is widely applied to these loads and devices as an AC power source with little loss.
Further, although FIG. 7 shows an example in which the motor control device outputs three-phase alternating current, the present invention can also be applied to a case where single-phase alternating current is output.

１０，１０Ｂ 電力変換装置
２０ インバータ装置（インバータ）
３０，４０７ モータ制御装置
１０１ スイッチング主回路（第１スイッチング主回路）
１０２ スイッチング主回路（第２スイッチング主回路）
１０３，１０３Ｂ ゲート制御回路
１０４ 正側直流母線
１０５ 負側直流母線
１０６ 整流回路
２００ 交流電源
３００ モータ
４００ 空気調和機
４０８ 圧縮機用モータ、モータ
４１１ 室内機
４１２ 室外機
Ａ１ 逆電圧印加回路（第１逆電圧印加回路）
Ａ２ 逆電圧印加回路（第２逆電圧印加回路）
Ｃ 平滑コンデンサ
Ｄ１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４ 還流ダイオード（寄生ダイオード）
Ｄ３３ 整流ダイオード（第１整流ダイオード）
Ｄ４４ 整流ダイオード（第２整流ダイオード）
Ｌ リアクトル
Ｑ１ スイッチング素子（第１スイッチング素子）
Ｑ２ スイッチング素子（第２スイッチング素子）
Ｑ３ スイッチング素子（第３スイッチング素子）
Ｑ４ スイッチング素子（第４スイッチング素子）10,10B Power conversion device 20 Inverter device (inverter)
30,407 Motor control device 101 Switching main circuit (first switching main circuit)
102 Switching main circuit (second switching main circuit)
103,103B Gate control circuit 104 Positive DC bus 105 Negative DC bus 106 Rectifier circuit 200 AC power supply 300 Motor 400 Air conditioner 408 Compressor motor, motor 411 Indoor unit 412 Outdoor unit A1 Reverse voltage application circuit (first reverse voltage application circuit)
A2 Reverse voltage application circuit (second reverse voltage application circuit)
C Smoothing capacitor D1, D2, D3, D4 Free wheel diode (parasitic diode)
D33 Rectifier diode (first rectifier diode)
D44 Rectifier diode (second rectifier diode)
L reactor Q1 switching element (first switching element)
Q2 switching element (second switching element)
Q3 switching element (third switching element)
Q4 switching element (fourth switching element)

Claims (14)

交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
交流電源の一端と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点との間に接続されたリアクトルと、を備え、
前記第１スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性は、前記第２スイッチング主回路の還流ダイオードの電流特性と比較して、逆回復時間が大きい、
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that converts AC power to DC power,
a first switching main circuit having a series circuit of a first switching element and a second switching element connected between a positive DC bus and a negative DC bus;
a second switching main circuit having a series circuit of a third switching element and a fourth switching element connected between the positive DC bus and the negative DC bus;
a free wheel diode connected in parallel to each of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element;
a first reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the first switching element;
a second reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the second switching element;
A reactor connected between one end of the AC power source and a connection point between the first switching element and the second switching element,
The current characteristics of the freewheeling diode of the first switching main circuit have a longer reverse recovery time than the current characteristics of the freewheeling diode of the second switching main circuit.
A power conversion device characterized by: 交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
交流電源の一端と、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点との間に接続されたリアクトルと、を備え、
前記第１スイッチング素子および前記第２スイッチング素子は、前記第３スイッチング素子および前記第４スイッチング素子と比較してオン抵抗が小さい、
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that converts AC power to DC power,
a first switching main circuit having a series circuit of a first switching element and a second switching element connected between a positive DC bus and a negative DC bus;
a second switching main circuit having a series circuit of a third switching element and a fourth switching element connected between the positive DC bus and the negative DC bus;
a free wheel diode connected in parallel to each of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element;
a first reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the first switching element;
a second reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the second switching element;
A reactor connected between one end of the AC power source and a connection point between the first switching element and the second switching element,
The first switching element and the second switching element have lower on-resistance than the third switching element and the fourth switching element.
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に平滑コンデンサを備え、
前記リアクトルを介して前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第３スイッチング素子と前記第４スイッチング素子の接続点との間に交流電力を入力し、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間から直流電力を出力する、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
A smoothing capacitor is provided between the positive DC bus and the negative DC bus,
Inputting AC power between a connection point between the first switching element and the second switching element and a connection point between the third switching element and the fourth switching element via the reactor,
outputting DC power from between the positive DC bus and the negative DC bus;
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
前記第１スイッチング主回路のスイッチング回数は、前記第２スイッチング主回路のスイッチング回数より大きい、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
The number of times the first switching main circuit switches is greater than the number of times the second switching main circuit switches.
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
複数の前記還流ダイオードは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに内在する寄生のダイオードである、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
The plurality of freewheeling diodes are parasitic diodes inherent in each of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element,
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
The first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element are configured with MOSFETs,
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子は、ＩＧＢＴ、またはＳＪ-ＭＯＦＥＴ、またはＳｉＣ-ＭＯＳＦＥＴで構成される、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
The first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element are configured with an IGBT, an SJ-MOFET, or a SiC-MOSFET,
A power conversion device characterized by: 請求項１または２において、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のゲートを統括的に制御するゲート制御回路を備える、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 1 or 2 ,
comprising a gate control circuit that collectively controls gates of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element;
A power conversion device characterized by: 請求項８において、
前記ゲート制御回路は、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 8 ,
the gate control circuit controls the first reverse voltage application circuit and the second reverse voltage application circuit;
A power conversion device characterized by: 請求項９において、
前記ゲート制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に、入力の交流電圧の周波数より高い周波数を含むパルス状の高周波を挿入する、
ことを特徴とする電力変換装置。 In claim 9 ,
The gate control circuit includes a signal that controls the first switching element, the second switching element, the first reverse voltage application circuit, and the second reverse voltage application circuit, including a frequency higher than the frequency of the input AC voltage. Inserting pulsed high frequency waves,
A power conversion device characterized by: 交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有する第１スイッチング主回路と、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第３スイッチング素子と第４スイッチング素子の直列回路を有する第２スイッチング主回路と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
前記第２スイッチング素子に並列に接続された還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子、前記第３スイッチング素子、前記第４スイッチング素子のゲートを統括的に制御するゲート制御回路と、を備え、
前記ゲート制御回路は、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御するものであり、
前記ゲート制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に、入力の交流電圧の周波数より高い周波数を含むパルス状の高周波を挿入するものであり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のゲートを制御する信号に挿入するパルス状の高周波と、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に挿入するパルス状の高周波とが、同一のパルス数または同一の周波数である、
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that converts AC power to DC power,
a first switching main circuit having a series circuit of a first switching element and a second switching element connected between a positive DC bus and a negative DC bus;
a second switching main circuit having a series circuit of a third switching element and a fourth switching element connected between the positive DC bus and the negative DC bus;
a free wheel diode connected in parallel to each of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element;
a first reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the first switching element;
a second reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to a freewheeling diode connected in parallel to the second switching element;
A gate control circuit that collectively controls gates of the first switching element, the second switching element, the third switching element, and the fourth switching element,
The gate control circuit controls the first reverse voltage application circuit and the second reverse voltage application circuit,
The gate control circuit includes a signal that controls the first switching element, the second switching element, the first reverse voltage application circuit, and the second reverse voltage application circuit, including a frequency higher than the frequency of the input AC voltage. It inserts pulsed high frequency waves,
a pulsed high frequency wave inserted into a signal that controls the gates of the first switching element and the second switching element; and a pulsed high frequency wave inserted into a signal that controls the first reverse voltage application circuit and the second reverse voltage application circuit. has the same number of pulses or the same frequency as the high frequency of
A power conversion device characterized by: 交流電力を直流電力に変換する電力変換装置であって、
正側直流母線と負側直流母線との間に接続された第１スイッチング素子と第２スイッチング素子の直列回路を有するスイッチング主回路と、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続された第１整流ダイオードと第２整流ダイオードの直列回路を有する整流回路と、
前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子のそれぞれに並列に接続された還流ダイオードと、
前記第１スイッチング素子に並列に接続された前記還流ダイオードに逆電圧を印加する第１逆電圧印加回路と、
前記第２スイッチング素子に並列に接続された前記還流ダイオードに逆電圧を印加する第２逆電圧印加回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路とを統括的に制御するゲート制御回路と、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点に第１端子を接続するリアクトルと、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間に接続される平滑コンデンサと、を備え、
前記ゲート制御回路は、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御するものであり、
前記ゲート制御回路は、前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子と前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に、入力の交流電圧の周波数より高い周波数を含むパルス状の高周波を挿入するものであり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のゲートを制御する信号に挿入するパルス状の高周波と、前記第１逆電圧印加回路と前記第２逆電圧印加回路を制御する信号に挿入するパルス状の高周波とが、同一のパルス数または同一の周波数であり、
前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子は、ＭＯＳＦＥＴで構成され、
複数の前記還流ダイオードは、前記第１スイッチング素子、前記第２スイッチング素子のそれぞれに内在する寄生のダイオードで構成され、
前記リアクトルを介して前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子の接続点と、前記第１整流ダイオードと第２整流ダイオードの接続点との間に交流電力を入力し、
前記正側直流母線と前記負側直流母線との間から直流電力を出力する、
ことを特徴とする電力変換装置。 A power conversion device that converts AC power to DC power,
a main switching circuit having a series circuit of a first switching element and a second switching element connected between a positive DC bus and a negative DC bus;
a rectifier circuit having a series circuit of a first rectifier diode and a second rectifier diode connected between the positive DC bus and the negative DC bus;
a free wheel diode connected in parallel to each of the first switching element and the second switching element;
a first reverse voltage application circuit that applies a reverse voltage to the freewheeling diode connected in parallel to the first switching element;
a second reverse voltage applying circuit that applies a reverse voltage to the freewheeling diode connected in parallel to the second switching element;
a gate control circuit that collectively controls the first switching element, the second switching element, the first reverse voltage application circuit, and the second reverse voltage application circuit;
a reactor that connects a first terminal to a connection point between the first switching element and the second switching element;
a smoothing capacitor connected between the positive DC bus and the negative DC bus,
The gate control circuit controls the first reverse voltage application circuit and the second reverse voltage application circuit,
The gate control circuit includes a signal that controls the first switching element, the second switching element, the first reverse voltage application circuit, and the second reverse voltage application circuit, including a frequency higher than the frequency of the input AC voltage. It inserts pulsed high frequency waves,
a pulsed high frequency wave inserted into a signal that controls the gates of the first switching element and the second switching element; and a pulsed high frequency wave inserted into a signal that controls the first reverse voltage application circuit and the second reverse voltage application circuit. has the same number of pulses or the same frequency as the high frequency of
The first switching element and the second switching element are composed of MOSFETs,
The plurality of freewheeling diodes are comprised of parasitic diodes inherent in each of the first switching element and the second switching element,
Inputting AC power between a connection point between the first switching element and the second switching element and a connection point between the first rectifier diode and the second rectifier diode through the reactor,
outputting DC power from between the positive DC bus and the negative DC bus;
A power conversion device characterized by: 請求項１から請求項１２のいずれか一項に記載の電力変換装置と、
前記電力変換装置の出力を直流電源とするインバータ装置と、
を備え、
前記インバータ装置の交流出力でモータを駆動する、
ことを特徴とするモータ制御装置。 The power conversion device according to any one of claims 1 to 12 ,
an inverter device that uses the output of the power conversion device as a DC power source;
Equipped with
driving a motor with the AC output of the inverter device;
A motor control device characterized by: 請求項１３に記載のモータ制御装置を搭載する、
ことを特徴とする空気調和機。 Equipped with the motor control device according to claim 13 ,
An air conditioner characterized by:
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