JP7336137B2 - power converter - Google Patents
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Description
本発明は、電力変換装置に関するものである。 The present invention relates to power converters.
特許文献1に開示されている電力変換装置の中、特に、〔第11の実施の形態〕として、明細書の段落0200から段落0240および図面の図31から図36で開示されている絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータおよび絶縁型双方向DC/ACインバータがある。
Among the power conversion devices disclosed in
この電力変換装置では、出力電圧を、スイッチS1、S2と、スイッチS4a、S4bを駆動する波形の「位相関係」によって決めることができ、出力電圧を正負自由に制御できる。 In this power converter, the output voltage can be determined by the "phase relationship" of the waveforms driving the switches S1 and S2 and the switches S4a and S4b, and the output voltage can be freely controlled to be positive or negative.
またこの電力変換装置においては、図36のように、負荷の代わりに電源などを接続した場合は、直流電源に電力を回生する動作を行うことも可能である。 Moreover, in this power conversion device, when a power source or the like is connected instead of a load as shown in FIG.
特許文献1のこのような電力変換装置や、本発明の実施の形態の絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータおよび絶縁型双方向DC/ACインバータを、以下「電力変換装置」と記載する。電力変換装置は、絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータと絶縁型双方向DC/ACインバータの両方の機能として使用することもできるし、いずれか一方として使用することもできる。また、必ずしも双方向として使用する必要はなく、用途等に応じて力行・回生のいずれかの方向だけで使用することもできる。
Such a power conversion device of
電力変換装置において電力損失を抑制することが望まれる。電力変換装置においてノイズを抑制することが望まれる。 It is desirable to suppress power loss in power converters. It is desirable to suppress noise in power converters.
本発明の一態様に係る電力変換装置は、直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路を備える。電力変換装置は、1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路を備える。電力変換装置は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、直流電源の出力端、1次側回路の出力端、2次側回路の出力端または電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路を備える。 A power converter according to an aspect of the present invention includes a primary side circuit that outputs alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a direct current power supply. A power conversion device receives a voltage based on the output of a primary circuit, and outputs a voltage having the same polarity as the input voltage by switching the conduction state of a secondary side switch element, or outputs a voltage with the same polarity as the input voltage. A secondary side circuit for switching whether to output a voltage of reverse polarity is provided. In the power converter, whether to advance or delay the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the primary side switch element is determined by the output terminal of the DC power supply and the output terminal of the primary side circuit. , a control circuit for switching according to the polarity of the current at the output end of the secondary side circuit or the output end of the power converter.
1次側回路は、直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子と、直流電源の両端の間に直列接続された第1静電容量素子および第2静電容量素子と、を備えるハーフブリッジ回路であってよい。1次側回路の出力の一端は、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点に接続されてよい。1次側回路の出力の他端は、第1静電容量素子と第2静電容量素子との接続点に接続されてよい。 The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the DC power supply, and a first capacitance element and a second electrostatic capacitance element connected in series between both ends of the DC power supply. and a capacitive element. One end of the output of the primary circuit may be connected to a connection point between the first switch element and the second switch element. The other end of the output of the primary side circuit may be connected to the connection point between the first capacitance element and the second capacitance element.
第1静電容量素子の静電容量値は、第2静電容量素子の静電容量値と略等しくてよい。 The capacitance value of the first capacitance element may be substantially equal to the capacitance value of the second capacitance element.
1次側回路は、直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子と、直流電源の一端と1次側回路の出力の一端に接続された静電容量素子と、を備えるハーフブリッジ回路であってよい。1次側回路の出力の他端は、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点に接続されてよい。 The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the DC power supply, and a capacitance element connected to one end of the DC power supply and one end of the output of the primary side circuit. , may be a half-bridge circuit comprising: The other end of the output of the primary circuit may be connected to the connection point between the first switch element and the second switch element.
直流電源は、直列接続された第1直流電源および第2直流電源を備えてよい。1次側回路は、直列接続された第1直流電源および第2直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子を備えるハーフブリッジ回路であってよい。1次側回路の出力の一端は、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点に接続されてよい。1次側回路の出力の他端は、第1直流電源と第2直流電源との接続点に接続されてよい。 The DC power supply may comprise a first DC power supply and a second DC power supply connected in series. The primary side circuit may be a half bridge circuit comprising a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of a first DC power supply and a second DC power supply connected in series. One end of the output of the primary circuit may be connected to a connection point between the first switch element and the second switch element. The other end of the output of the primary circuit may be connected to a connection point between the first DC power supply and the second DC power supply.
直流電源は、直列接続された第1直流電源および第2直流電源を備えてよい。1次側回路は、直列接続された第1直流電源および第2直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子と、第1直流電源と第2直流電源との接続点と1次側回路の出力の一端との間に接続される静電容量素子と、を備えるハーフブリッジ回路であってよい。1次側回路の出力の他端は、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点に接続されてよい。 The DC power supply may comprise a first DC power supply and a second DC power supply connected in series. The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of a first DC power supply and a second DC power supply connected in series, and a first DC power supply and a second DC power supply. and a capacitive element connected between the connection point and one end of the output of the primary side circuit. The other end of the output of the primary circuit may be connected to the connection point between the first switch element and the second switch element.
1次側回路は、直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子と、直流電源の両端の間に直列接続された第3スイッチ素子および第4スイッチ素子と、を備えるフルブリッジ回路であってよい。1次側回路の出力の一端は、第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点に接続されてよい。1次側回路の出力の他端は、第3スイッチ素子と第4スイッチ素子との接続点に接続されてよい。 The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the DC power supply, a third switch element and a fourth switch element connected in series between both ends of the DC power supply, may be a full bridge circuit comprising One end of the output of the primary circuit may be connected to a connection point between the first switch element and the second switch element. The other end of the output of the primary circuit may be connected to a connection point between the third switch element and the fourth switch element.
第1スイッチ素子と第2スイッチ素子との接続点と1次側回路の出力の一端との間、および、第3スイッチ素子と第4スイッチ素子との接続点と1次側回路の出力の他端との間、の少なくとも一方の間に設けられた静電容量素子を備えてよい。 Between the connection point between the first switch element and the second switch element and one end of the output of the primary circuit, and between the connection point between the third switch element and the fourth switch element and the output of the primary circuit A capacitive element may be provided between at least one of the ends.
2次側回路は、1次側回路の出力が入力される1次巻線と、第1の2次巻線および第2の2次巻線と、を備えるトランスを備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と第1の2次巻線の一端との間、または、2次側回路の出力の他端と第1の2次巻線の他端との間に設けられた第1双方向性スイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と第2の2次巻線の一端との間、または、2次側回路の出力の他端と第2の2次巻線の他端との間に設けられた第2双方向性スイッチ素子を備えてよい。2次側回路は、第1双方向性スイッチ素子および第2双方向性スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、第1の2次巻線の一端および他端をそれぞれ2次側回路の出力の一端および他端に接続するか、第2の2次巻線の一端および他端をそれぞれ2次側回路の出力の一端および他端に接続するかを切り替えてよい。 The secondary circuit may comprise a transformer comprising a primary winding to which the output of the primary circuit is input, a first secondary winding and a second secondary winding. The secondary side switch element is positioned between one end of the output of the secondary side circuit and one end of the first secondary winding, or between the other end of the output of the secondary side circuit and the other end of the first secondary winding. A first bidirectional switch element may be provided between the ends. The secondary side switch element is positioned between one end of the output of the secondary side circuit and one end of the second secondary winding, or between the other end of the output of the secondary side circuit and the other end of the second secondary winding. A second bidirectional switch element may be provided between the ends. The secondary circuit switches one end and the other end of the first secondary winding to one end of the output of the secondary circuit by switching the conductive state of the first bidirectional switch element and the second bidirectional switch element. and the other end, or connecting one end and the other end of the second secondary winding to the one end and the other end of the output of the secondary side circuit, respectively.
2次側回路は、1次側回路の出力が入力される1次巻線と、第1の2次巻線および第2の2次巻線と、を備えるトランスを備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と第1の2次巻線の一端との間に設けられた第1一方向性スイッチ素子と、第1一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第1ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の他端と第1の2次巻線の他端との間に設けられた第2一方向性スイッチ素子と、第2一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第2ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と第2の2次巻線の一端との間に設けられた第3一方向性スイッチ素子と、第3一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第3ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の他端と第2の2次巻線の他端との間に設けられた第4一方向性スイッチ素子と、第4一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第4ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子を備えてよい。第1一方向性スイッチ素子と第2一方向性スイッチ素子とは、第1の2次巻線を挟んで極性が逆向きに直列接続されてよい。第3一方向性スイッチ素子と第4一方向性スイッチ素子とは、第2の2次巻線を挟んで極性が逆向きに直列接続されてよい。 The secondary circuit may comprise a transformer comprising a primary winding to which the output of the primary circuit is input, a first secondary winding and a second secondary winding. The secondary side switch element includes a first unidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary side circuit and one end of the first secondary winding; and a first diode element connected in parallel with opposite polarity. The secondary side switch elements are a second unidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary side circuit and the other end of the first secondary winding, and a second unidirectional switch element. and a second diode element connected in parallel with the opposite polarity to the switch element. The secondary switch element includes a third unidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary circuit and one end of the second secondary winding, and and a third diode element connected in parallel with opposite polarity. The secondary switch elements include a fourth unidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the second secondary winding, and a fourth unidirectional switch element. and a fourth diode element connected in parallel with a reverse polarity to the switch element. The first unidirectional switch element and the second unidirectional switch element may be connected in series with opposite polarities across the first secondary winding. The third unidirectional switch element and the fourth unidirectional switch element may be connected in series with opposite polarities across the second secondary winding.
2次側回路は、1次側回路の出力が入力される1次巻線と、2次巻線と、を備えるトランスを備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と2次巻線の一端との間に設けられた第1双方向性スイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の他端と2次巻線の他端との間に設けられた第2双方向性スイッチ素子を備えてよい。2次側スイッチ素子は、2次側回路の出力の一端と2次巻線の他端との間に設けられた第3双方向性スイッチ素子を備えてよい。2次側回路の出力の他端と2次巻線の一端との間に設けられた第4双方向性スイッチ素子を備えてよい。 The secondary circuit may include a transformer including a primary winding to which the output of the primary circuit is input, and a secondary winding. The secondary side switch element may comprise a first bidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary side circuit and one end of the secondary winding. The secondary side switch element may comprise a second bidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary side circuit and the other end of the secondary winding. The secondary side switch element may comprise a third bidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary side circuit and the other end of the secondary winding. A fourth bidirectional switch element may be provided between the other end of the output of the secondary circuit and one end of the secondary winding.
電力変換装置は、2次側回路の出力側に接続された平滑回路を備えてよい。平滑回路は、平滑回路の入力の一端と平滑回路の出力の一端との間に接続されたインダクタ素子を備えてよい。 The power converter may comprise a smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit. The smoothing circuit may comprise an inductor element connected between one of the smoothing circuit's inputs and one of the smoothing circuit's outputs.
平滑回路は、平滑回路の出力に並列に接続された静電容量素子を備えてよい。 The smoothing circuit may comprise a capacitive element connected in parallel with the output of the smoothing circuit.
電力変換装置の出力に接続される負荷は、抵抗性負荷であってよい。 The load connected to the output of the power converter may be a resistive load.
電力変換装置の出力に接続される負荷は、電力変換装置への電力供給を行う負荷であってよい。 The load connected to the output of the power converter may be a load that supplies power to the power converter.
電力変換装置の出力に接続される負荷は、電力変換装置から出力される電力の消費および電力変換装置への電力供給を行う負荷であってよい。 The load connected to the output of the power converter may be a load that consumes power output from the power converter and supplies power to the power converter.
制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す基準信号を1次側回路に出力する1次側制御回路を備えてよい。制御回路は、直流電源の出力端、1次側回路の出力端、2次側回路の出力端または電力変換装置の出力端の電流の極性を判定する判定回路を備えてよい。制御回路は、判定回路の判定結果に応じて基準信号に対し進みの時間差または遅れの時間差を持つ信号を、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として2次側回路に出力する2次側制御回路を備えてよい。 The control circuit may include a primary side control circuit that outputs to the primary side circuit a reference signal indicating the switching timing of the conduction state of the primary side switch element. The control circuit may include a determination circuit that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter. The control circuit outputs a signal having an advance time difference or a delay time difference with respect to the reference signal according to the determination result of the determination circuit as a signal indicating switching timing of the conduction state of the secondary side switch element to the secondary side circuit. A secondary side control circuit may be provided.
制御回路は、直流電源の出力端、1次側回路の出力端、2次側回路の出力端または電力変換装置の出力端の電流の極性を判定する判定回路を備えてよい。制御回路は、判定回路の判定結果に応じて基準信号または基準信号を反転した信号を、1次側スイッチ素子を制御する1次側制御信号として1次側回路に出力する1次側制御回路を備えてよい。判定回路の判定結果に応じて基準信号に対し進みの時間差を持つ信号または基準信号に対し遅れの時間差を持つ信号を反転した信号を、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として2次側回路に出力する2次側制御回路を備えてよい。 The control circuit may include a determination circuit that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter. The control circuit outputs a reference signal or a signal obtained by inverting the reference signal according to the determination result of the determination circuit to the primary side circuit as a primary side control signal for controlling the primary side switch element. Be prepared. A signal obtained by inverting a signal having a lead time difference with respect to the reference signal or a signal having a lag time difference with respect to the reference signal according to the decision result of the decision circuit is used as a signal indicating the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element. A secondary side control circuit that outputs to the secondary side circuit may be provided.
制御回路の少なくとも一部は、プログラマブルデバイスまたはプロセッサによって実現されてよい。 At least part of the control circuitry may be implemented by a programmable device or processor.
電力変換装置は、2次側回路の出力側に接続され、2次側回路の出力端の電流を検出する電流センサを備えてよい。制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替えてよい。 The power conversion device may include a current sensor that is connected to the output side of the secondary circuit and detects current at the output end of the secondary circuit. The control circuit may switch whether to advance or delay the switching timing of the conductive state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conductive state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor.
電力変換装置は、2次側回路の出力側に接続され、2次側回路の出力電圧を平滑化する平滑回路を備えてよい。電力変換装置は、平滑回路の出力端の電流を検出する電流センサを備えてよい。制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替えてよい。 The power conversion device may include a smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit and smoothing the output voltage of the secondary circuit. The power conversion device may include a current sensor that detects the current at the output end of the smoothing circuit. The control circuit may switch whether to advance or delay the switching timing of the conductive state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conductive state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor.
電力変換装置は、2次側回路の出力側に接続され、2次側回路の出力電圧を平滑化する平滑回路を備えてよい。電力変換装置は、平滑回路の出力端の電圧を検出する電圧センサを備えてよい。制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、電圧センサにより検出された電圧の極性に応じて切り替えてよい。 The power conversion device may include a smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit and smoothing the output voltage of the secondary circuit. The power conversion device may include a voltage sensor that detects the voltage at the output terminal of the smoothing circuit. The control circuit may switch whether to advance or delay the switching timing of the conductive state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conductive state of the primary side switch element according to the polarity of the voltage detected by the voltage sensor.
電力変換装置は、直流電源の出力端、または1次側回路の出力端と2次側回路との間の電流を検出する電流センサを備えてよい。制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替えてよい。 The power conversion device may include a current sensor that detects current between the output terminal of the DC power supply or the output terminal of the primary side circuit and the secondary side circuit. The control circuit may switch whether to advance or delay the switching timing of the conductive state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conductive state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor.
制御回路は、基準信号に基づいて、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す1次側制御信号を生成する1次側制御回路を備えてよい。制御回路は、電力変換装置の出力目標値を示す外部信号の極性を判定する判定回路を備えてよい。制御回路は、判定回路の判定結果に応じて基準信号に対し進みの時間差または遅れの時間差を持つ信号を、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として2次側回路に出力する2次側制御回路を備えてよい。 The control circuit may include a primary side control circuit that generates a primary side control signal indicating switching timing of the conduction state of the primary side switch element based on the reference signal. The control circuit may include a determination circuit that determines the polarity of the external signal that indicates the output target value of the power converter. The control circuit outputs a signal having an advance time difference or a delay time difference with respect to the reference signal according to the determination result of the determination circuit as a signal indicating switching timing of the conduction state of the secondary side switch element to the secondary side circuit. A secondary side control circuit may be provided.
電力変換装置は、電流センサの出力信号の高周波成分を減衰させるローパスフィルタを備えてよい。制御回路は、ローパスフィルタの出力に基づいて、電流の極性を判定してよい。 The power converter may comprise a low pass filter that attenuates high frequency components of the output signal of the current sensor. The control circuit may determine the polarity of the current based on the output of the low pass filter.
電力変換装置は、電圧センサの出力信号の高周波成分を減衰させるローパスフィルタを備えてよい。制御回路は、ローパスフィルタの出力に基づいて、電流の極性を判定してよい。 The power converter may comprise a low pass filter that attenuates high frequency components of the output signal of the voltage sensor. The control circuit may determine the polarity of the current based on the output of the low pass filter.
制御回路は、直流電源の出力端、1次側回路の出力端、2次側回路の出力端または電力変換装置の出力端の電流の極性を判定するヒステリシスコンパレータを備えてよい。 The control circuit may comprise a hysteresis comparator that determines the polarity of the current at the output of the DC power supply, the output of the primary circuit, the output of the secondary circuit, or the output of the power converter.
制御回路は、2次側回路の出力端または電力変換装置の出力端の電流の極性を判定するコンパレータを備えてよい。制御回路は、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングにおけるコンパレータの出力に応じて、コンパレータの出力、またはコンパレータの出力の反転を保持する保持回路を備えてよい。制御回路は、保持回路の出力に基づいて、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、保持回路の出力に応じて切り替える2次側制御回路を備えてよい。 The control circuit may comprise a comparator that determines the polarity of the current at the output of the secondary circuit or at the output of the power converter. The control circuit may include a holding circuit that holds the output of the comparator or the inversion of the output of the comparator according to the output of the comparator at the switching timing of the conduction state of the primary side switch element. Based on the output of the holding circuit, the control circuit advances or delays the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the output of the holding circuit. A secondary side control circuit that switches between
制御回路は、直流電源の出力端、または1次側回路の出力端の電流の極性を判定するコンパレータを備えてよい。制御回路は、コンパレータの出力を保持する保持回路を備えてよい。制御回路は、保持回路の出力に基づいて、1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、保持回路の出力に応じて切り替える2次側制御回路を備えてよい。 The control circuit may comprise a comparator that determines the polarity of the current at the output of the DC power supply or at the output of the primary circuit. The control circuit may comprise a hold circuit that holds the output of the comparator. Based on the output of the holding circuit, the control circuit advances or delays the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the output of the holding circuit. A secondary side control circuit that switches between
2次側回路は、1次側回路の出力が入力される1次巻線と、2次側スイッチ素子に接続された2次巻線と、1以上の3次巻線と、を備えるトランスを備えてよい。2次側回路は、1以上の3次巻線と、1以上の3次巻線に接続された1以上の整流回路とにより形成された1以上の電源回路を備えてよい。 The secondary circuit includes a transformer including a primary winding to which the output of the primary circuit is input, a secondary winding connected to a secondary switching element, and one or more tertiary windings. Be prepared. The secondary circuit may comprise one or more power supply circuits formed by one or more tertiary windings and one or more rectifying circuits connected to the one or more tertiary windings.
電力変換装置は、1以上の電源回路のうちの少なくとも1つから供給される電力で動作する制御回路、または1次側スイッチ素子および2次側スイッチ素子の少なくとも1つを駆動するドライバを備えてよい。 A power conversion device includes a control circuit that operates with power supplied from at least one of one or more power supply circuits, or a driver that drives at least one of a primary side switch element and a secondary side switch element. good.
電力変換装置は、1以上の電源回路のうちの少なくとも1つから供給される電力で動作する上記の電流センサを備えてよい。 A power conversion device may comprise the current sensor described above that operates on power supplied from at least one of the one or more power supply circuits.
電力変換装置は、1以上の電源回路のうちの少なくとも1つから供給される電力で動作する上記の電圧センサを備えてよい。 A power conversion device may comprise the voltage sensor described above that operates on power supplied from at least one of the one or more power supply circuits.
上記の電力変換装置によれば、従来の電力変換装置にくらべ、電力損失の低減やスイッチングノイズの低減という効果を得ることができる。 According to the power conversion device described above, it is possible to obtain effects such as reduction in power loss and reduction in switching noise as compared with the conventional power conversion device.
〔第1の実施の形態〕 (基本的な構成例による全体の説明)
第1の実施の形態は、1次側回路のスイッチ素子のオン/オフ制御に対する2次側回路のスイッチ素子のオン/オフ制御を、遅れ、進みの2通りの時間差のいずれで行うかを、電力変換装置内の電流の方向に基づいて切り替える、電力変換装置の一例である。このような構成により、電力損失およびスイッチングノイズが低減される、という効果が得られる。
[First Embodiment] (Description of the whole based on a basic configuration example)
In the first embodiment, the on/off control of the switching element of the secondary side circuit with respect to the on/off control of the switching element of the primary side circuit is performed with either of the two types of time differences, delay or advance. 1 is an example of a power converter that switches based on the direction of current flow within the power converter. Such a configuration has the effect of reducing power loss and switching noise.
図1から図16Bに、第1の実施の形態に係る電力変換装置の例を示す。 1 to 16B show an example of a power converter according to the first embodiment.
図1は、第1の実施の形態に係る電力変換装置100の全体の構成の一例を示している。図2は1次側回路10の動作の様子を示しており、図3は、1次側回路10において、デッドタイムを設けるためのデッドタイム生成回路110の一例と、その入出力関係を示している。図4は、1次側回路10と2次側回路20が接続された状態での動作の様子を示している。
FIG. 1 shows an example of the overall configuration of a
図5は、基準信号と、2次側回路20のスイッチ素子を制御する制御信号との関係を示している。図6は、1次側回路10の出力電圧、2次側回路20のスイッチ素子のオン/オフの状態と、2次側回路20の出力電圧の関係を示している。図7Aおよび図7Bは、2次側回路20の出力電圧波形の代表的なデューティ比と2次側回路20の出力電圧V2との関係を示している。
FIG. 5 shows the relationship between the reference signal and the control signal that controls the switch element of the
図8は、2次側回路20の出力電圧が、平滑回路30を通して出力電圧として負荷9に出力される様子を示している。図9は、平滑回路30の出力側にモータなどの誘導性の負荷や、充電手段などを接続した例を示している。
FIG. 8 shows how the output voltage of the
図10は、2次側回路20と平滑回路30の間に流れる電流の極性と、直流電源8の電流の向きの関係を示している。図11は、1次側回路10の出力における電流の極性に対する直流電源8の電流の向きを示している。図12A、図12B、図12C、および図12Dは、1次側回路10の制御信号が遷移する前後での直流電源8の電流の向きに関係する電流の経路を示している。図13は、直流電源8の電流の向きが放電となるか充電となるかを示している。
FIG. 10 shows the relationship between the polarity of the current flowing between the
図14は、トランスの1次側の励磁インダクタを含めた1次側回路10の等価回路を示している。図15Aおよび図15Bは、制御信号のデューティ比が0.5以外の場合で、時間差TDが進みと遅れの場合の例を示している。図16Aおよび図16Bは、1次側回路10と2次側回路20の制御信号のデューティ比が異なる場合で、時間差が進みと遅れの場合を示している。
FIG. 14 shows an equivalent circuit of the
図1は、直流電源8、1次側回路10、2次側回路20、平滑回路30、負荷9および制御回路40からなる、第1の実施の形態に係る電力変換装置100の構成の一例を示している。以下にそれぞれの回路の概要を説明する。
FIG. 1 shows an example of the configuration of a
1次側回路10は、両端の電位差をVDDとする直流電源8が入力され、その直流電源8の電圧を、直流電源8の両極に直列に接続された2つのスイッチ素子であるスイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフによりデューティ比がD0の矩形波の電圧として出力する回路である。なお、基準信号のデューティ比D0は、後述するトランスTで交流電圧として伝達することから、概0.5とすることが一般的である。しかし、取りうる値としては少なくとも0より大きく1より小さい値とすれば、交流成分が含まれるため、トランスTのコアが磁気的に飽和するまで、入力に直流電圧が印加され続けないという条件のもとで、動作は可能である。以下では、簡潔な説明のため、個別に考慮する必要がある場合を除き、このデューティ比D0を0.5であるとした説明を行う。しかし、後述するようにD0=0.5に限定するものではない。
The
スイッチ素子S1Hiに対して並列にダイオード素子D1Hiが、また、スイッチ素子S1Loに対して並列にダイオード素子D1Loが、図1の1次側回路10内に示されるように接続され、1次側回路10の出力の一端となる。ここで、直流電源8の負極側を基準電位としたときの、この1次側回路10の出力の一端の電位をV1Hiとする。また、直流電源8の両端に直列になるように、静電容量値C1Hiの静電容量素子16aと静電容量値C1Loの静電容量素子16bも配置され、2つの静電容量素子16aおよび静電容量素子16b同士が接続される部位を、1次側回路10の電圧出力のもう一端となる。この部位の、直流電源8の負極側を基準電位とする電位をV1Loとする。そして、V1Loを基準電位とするV1Hiの電位をV1とする。
A diode element D1Hi is connected in parallel with the switching element S1Hi, and a diode element D1Lo is connected in parallel with the switching element S1Lo as shown in the
1次側回路10の2つのスイッチ素子S1HiおよびS1Loは、オン/オフを切り替えるための制御信号を入力する端子を有し、1次側ドライバDrvS1からの制御信号により、オン/オフの状態が制御される。1次側ドライバDrvS1は、1次側制御信号SigS1に応じて、互いに異なる電位間にある2つのスイッチ素子S1HiおよびS1Loの制御信号を生成する回路である。これらのスイッチ素子のオン/オフの制御は、制御回路40で生成される制御信号SigS1に基づき、1次側ドライバDrvS1を介して行われる。
The two switch elements S1Hi and S1Lo of the
また、1次側回路10から2次側回路20に流れる電流を、図1中に示すようにi1とする。
A current flowing from the
2次側回路20は、1次側回路10の出力電圧V1が入力され、トランスTを介して絶縁され、スイッチ素子S2HiおよびS2Loのオン/オフにより、同じ符号か反転した符号のいずれかの2次側回路20の出力電圧V2として出力する部分である。説明の便宜上、トランスTの1次側も含めた形で2次側回路20としている。2次側回路20のスイッチ素子の制御は、制御回路40で生成される制御信号SigS2に基づき、2次側ドライバDrvS2を介して行われる。なお、便宜上、2次側回路20の2つの出力端それぞれの電位を、図1に記載したようにV2HiおよびV2Loとしており、このことよりV2=V2Hi-V2Loと表わせる。なお、V2HiおよびV2Loに対する基準電位は、必要があればその都度定めることとし、特に具体的な部位を基準電位としては定めない。
The
また、2次側回路20から平滑回路30に流れる電流を、図1中に示すようにi2とする。
Also, let the current flowing from the
平滑回路30は、インダクタ素子31と、必要に応じて配置される静電容量素子32により構成され、2次側回路20の出力電圧V2が入力され、2次側回路20の出力電圧V2の高周波成分を除去して、直流電圧成分である出力電圧V3を出力として得る回路である。平滑回路30の静電容量素子32は、省略可能である。そのことを示すため、平滑回路30を示す図面中では、静電容量素子32に〔〕を付記する。なお、便宜上、平滑回路30の2つの出力端それぞれの電位を、図1に記載したようにV3HiおよびV3Loとして定めており、このことよりV3=V3Hi-V3Loと表わせる。なお、V3HiおよびV3Loに対する基準電位は、必要があればその都度定めることとし、特に具体的な部位を基準電位としては定めない。
The smoothing
また、平滑回路30から負荷9に流れる電流を、図1中に示すようにi3とする。
Also, let the current flowing from the smoothing
制御回路40は、出力目標値Viに応じた、1次側回路10のスイッチ素子を制御する制御信号SigS1および2次側回路20のスイッチ素子を制御する制御信号SigS2を生成し、それぞれの回路を制御する回路である。
The
この制御回路40内を、3つの回路に分割した例として、(A)1次側制御回路41、(B)2次側制御回路42、(C)判定回路43としてそれぞれの説明をする。なお、これら3つの回路への分割の例は、簡潔な説明のための便宜上であり、各回路の分割位置や、3つの回路への分割である、ということを限定するものではない。
As an example in which the inside of the
(A)1次側制御回路41は、基準信号を基に、1次側回路10のスイッチ素子のオン/オフを制御するための制御信号SigS1を生成し、1次側ドライバDrvS1に対して出力する回路である。ここで、基準信号は、周期Tpを持ちデューティ比D0のロジック信号である。基準信号の周期Tpの下限は、主に、使用されるスイッチ素子のオン/オフの切替に要する応答時間に応じて決まる。電力変換装置100を含むスイッチング電源装置では、周期Tpとして、数百μsから数百ns程度、周波数で表わすと数kHzから数MHz程度の範囲で使用されるのが一般的である。
(A) Based on the reference signal, the primary
また、D0はデューティ比であり、動作上基準信号の周期Tpの内でロジックレベルが切り替わる必要があり、少なくとも0よりも大きく、1未満である。実使用上は、例えばこのデューティ比D0は0.5であり、本実施の形態の例における説明はD0=0.5として行うが、個別の動作上の制約がある場合を除き、D0=0.5に限定するものではない。 In addition, D0 is a duty ratio, and it is necessary to switch the logic level within the period Tp of the reference signal for operation, and is at least greater than 0 and less than 1. In actual use, the duty ratio D 0 is, for example, 0.5, and the description in the example of the present embodiment is made with D 0 =0.5. It is not limited to 0 = 0.5.
本実施の形態では、1次側制御回路41の出力である制御信号SigS1として、基準信号をそのまま用いた例を示している。
This embodiment shows an example in which the reference signal is directly used as the control signal Sig S1 that is the output of the primary
(B)2次側制御回路42は、2次側回路20のスイッチ素子のオン/オフを制御するための制御信号SigS2を生成し、2次側ドライバDrvS2に対して出力する回路である。
(B) The secondary
まず、入力として出力目標値Viがある。この出力目標値Viは、本実施の形態において、平滑回路30の出力電圧値V3を制御する信号である。例として、V3に比例する信号であり、この例による比例係数をA0とすると、定常状態における動作時、V3=A0・Viである。簡潔な説明のため、出力目標値Viは、平滑回路30の出力電圧V3に比例した信号として説明を行う。しかし、例えばViとV3との関係を、定数項を持つ1次関数の関係や、さらに一般化して1対1対応がつけられる関数関係を持たせて設計することも可能である。
First, there is an output target value Vi as an input. This output target value Vi is a signal for controlling the output voltage value V3 of the smoothing
次に、2次側制御回路42内では、三角波が生成され、コンパレータCOMP1およびCOMP2は、三角波の出力と、出力目標値Viおよび反転回路AMP1でViの符号を反転した信号である-Viをそれぞれ比較して、大小関係の判定結果を出力する。
Next, a triangular wave is generated in the secondary-
三角波生成手段108は、基準信号と同じ周期Tpで同期した、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がり部分に、その振幅の上限および下限を有する波形を生成する手段である。基準信号の立ち上がりと三角波の上限が、また基準信号の立ち下がりと三角波の下限が概一致するように同期され、図1の2次側制御回路42内における、基準信号と三角波との間に記載した「同期」は、このような関係を表わしている。
The triangular wave generating means 108 is means for generating a waveform having upper and lower amplitude limits at the rising and falling portions of the reference signal, synchronized with the same period Tp as that of the reference signal. Synchronization is performed so that the rising edge of the reference signal and the upper limit of the triangular wave, and the falling edge of the reference signal and the lower limit of the triangular wave are substantially coincident, and are described between the reference signal and the triangular wave in the secondary
このような同期関係において、コンパレータCOMP1の出力は、基準信号の立ち上がりに対して、出力目標値Viに応じた時間差を持って進み方向で立ち上がり、遅れ方向で立ち下がるロジック信号となる。ここでの時間差をTDとする。また、コンパレータCOMP2の出力は、基準信号の立ち下がりに対して、出力目標値Viに応じた時間差TDを持って進み方向で立ち上がり、遅れ方向で立ち下がるロジック信号となる。 In such a synchronous relationship, the output of the comparator COMP1 becomes a logic signal that rises in the advance direction with a time lag corresponding to the output target value Vi with respect to the rise of the reference signal and falls in the lag direction. Let the time difference here be TD . The output of the comparator COMP2 is a logic signal that rises in the leading direction and falls in the lagging direction with a time difference TD corresponding to the output target value Vi with respect to the falling edge of the reference signal.
これらの関係を持つコンパレータCOMP1の出力およびコンパレータCOMP2の出力は、その後段に配置された進み信号生成回路101および遅れ信号生成回路102に入力される。
The output of the comparator COMP1 and the output of the comparator COMP2, which have these relationships, are input to the leading
進み信号生成回路101および遅れ信号生成回路102は、それぞれ、コンパレータCOMP1およびCOMP2の出力の立ち上がりまたは立ち下がりに応じて、出力Xのロジック信号をセットまたはリセットする回路である。
The lead
ロジック信号の立ち上がりおよび立ち下がりに応じて出力が遷移するロジック回路は、例えばRSフリップフロップなどの基本的な論理回路を組み合わせることで設計可能であり、具体的な構成についての詳細は省略する。 A logic circuit whose output transitions according to the rise and fall of a logic signal can be designed by combining basic logic circuits such as RS flip-flops, and details of the specific configuration are omitted.
進み信号生成回路101の出力SigS2leadおよび遅れ信号生成回路102の出力SigS2lagは、切替手段SW1に入力され、判定回路43の出力である判定信号に応じて、いずれか一方が選択され、2次側制御信号SigS2として出力される。
The output Sig S2lead of the lead
(C)判定回路43としては、コンパレータCOMP3により構成する例を示している。2次側回路20の出力に配置された電流センサCTが検知する電流i2に応じた信号Signが、コンパレータCOMP3の入力の一方に入力される。そして、基準電位に対する信号Signとの大小関係を比較し、判定信号Selとして出力する。この判定信号Selが、例えば、電流i2に応じた信号Signが正であれば+、負であれば-のようにロジック信号として電流i2の向きと対応付けられた出力となる。この判定信号Selにより、2次側制御回路42の切替手段SW1により出力として選択される2次側制御信号SigS2を切り替える。切替手段SW1は、例えば、ロジックレベルで動作するセレクタ、ロジック回路の組み合わせやアナログスイッチによって構成することが可能である。具体的な構成についての詳細は省略する。
(C) As the
なお、ここでロジック信号を扱う構成の例を挙げたが、ロジック信号を扱う構成の部位の少なくとも一部を、例えば、PLD(Programmable Logic Device)、FPGA(Field Programmable Gate Array)、CPU(Central Processing Unit)などのプログラマブルデバイスまたはプロセッサを用いて、HDL(Hardware Description Language)や各種コンピュータ言語によるプログラムによって実現することも可能である。 Although an example of the configuration handling logic signals has been given here, at least part of the parts of the configuration handling logic signals may be, for example, PLD (Programmable Logic Device), FPGA (Field Programmable Gate Array), CPU (Central Processing Unit) or other programmable device or processor, and can be realized by a program written in HDL (Hardware Description Language) or various computer languages.
1次側回路10のスイッチ素子を制御する制御信号SigS1および2次側回路20のスイッチ素子を制御する制御信号SigS2は、制御回路40で生成され出力される2つの制御信号である。これら2つの制御信号も、いずれも基準信号の周期Tpと同期し、同じ周期Tpを持ち、デューティ比D0の信号である。
A control signal Sig S1 that controls the switch element of the
図1に示した構成例においては、制御信号SigS1は、基準信号が出力されている。これに対して制御信号SigS2は、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がりを基準として、進み、または遅れのいずれかの時間差TDを持って立ち上がりおよび立ち下がりを持つ信号が出力される。そして、その時間差TDは、出力目標値Viに応じた値を持つように制御される。この時間差TDは、負の値を用いないこととし、時間軸方向での考察が必要な場合は、進み、または遅れで表現することとする。その前提で、TDの値として下限は0であり、上限は、D0・Tpまたは(1-D0)・Tpのうち大きくない方までが、動作上意味を持つ値となる。この時間差TDの上限をTDMaxとする。例えば、D0=0.5の場合、「D0・Tpまたは(1-D0)・Tpのうち大きくない方」であるTDMaxは、0.5・Tpである。 In the configuration example shown in FIG. 1, the reference signal is output as the control signal Sig S1 . On the other hand, the control signal Sig S2 is output as a signal having rise and fall with a time difference TD which is either advanced or delayed with respect to the rise and fall of the reference signal. The time difference TD is controlled to have a value corresponding to the output target value Vi. A negative value is not used for this time difference TD , and when consideration in the direction of the time axis is required, it is expressed as lead or lag. On that premise, the lower limit of the value of T D is 0, and the upper limit is either D 0 ·T p or (1−D 0 )·T p , whichever is smaller, which is meaningful in terms of operation. The upper limit of this time difference TD is defined as TDMax . For example, if D 0 =0.5, T DMax , which is the lesser of D 0 ·T p or (1−D 0 )·T p , is 0.5·T p .
出力目標値Viに直流電圧を与えて出力電圧を一定に制御すれば、DC/DCコンバータとしての動作となる。またViに交流電圧を与えて、基準信号の周期Tpに対して、例えば数倍以上のような時間変化をする出力電圧とすれば、DC/ACインバータとしての動作となる。 If a DC voltage is given to the output target value Vi and the output voltage is controlled to be constant, it will operate as a DC/DC converter. Also, if an AC voltage is applied to Vi to produce an output voltage that varies with time, for example, several times or more with respect to the period Tp of the reference signal, it operates as a DC/AC inverter.
例えばDC/ACインバータとしては、基準信号の周期Tp=100μs(周波数10kHz)に対し、平滑回路30の出力電圧V3として50Hzや60Hzの周波数を持つ正弦波を出力し、商用電源を模擬する電源装置のような用途がある。
For example, the DC/AC inverter outputs a sine wave having a frequency of 50 Hz or 60 Hz as the output voltage V3 of the smoothing
ただし、これらの時間や周波数は例示であり、電力変換装置100の用途や使用範囲を限定するものではない。
However, these times and frequencies are only examples, and do not limit the application or range of use of the
図1のように、平滑回路30の出力側に負荷9として抵抗体、モータの力行動作状態などの、電力を消費する負荷が接続されている場合は、出力電流i3は出力電圧V3と同じ方向(V3Hi、V3Loのうち電位が高い方から流れ出す方向、電力変換装置100から見て力行)に流れる。
As shown in FIG. 1, when a power-consuming load such as a resistor or motor powering operation is connected to the output side of the smoothing
電力変換装置100はまた、負荷9として、モータなどの誘導性の負荷の回生動作状態や、蓄電池に充電を行う充電装置、太陽光インバータなどとした場合に、平滑回路30の出力電流i3を平滑回路30の出力電圧V3に対し流し込む方向の動作(V3Hi、V3Loのうち電位が高い方から流し込む方向、電力変換装置100に対して回生)として動作させることも可能な、双方向性の電力変換装置である。
The
さらに、本実施の形態は、負荷9として、商用交流電源を接続し、直流電源8としての蓄電池に充電する動作(DC/ACインバータの回生動作)も含めることが可能である。
Furthermore, the present embodiment can include an operation of connecting a commercial AC power supply as the
図2は、1次側回路10の動作の様子を示している。
FIG. 2 shows how the
図2(A)はスイッチ素子S1Hiをオン、S1Loをオフとした状態を表わしており、図2(B)はスイッチ素子S1Hiをオフ、S1Loをオンとした状態を表わしている。 FIG. 2A shows a state in which the switching element S1Hi is turned on and S1Lo is turned off, and FIG. 2B shows a state in which the switching element S1Hi is turned off and S1Lo is turned on.
なお、本明細書および添付の図面においては、スイッチ素子のS1Hi、S1Loなどに用いられるHi、Loと区別するために、一般的にHiおよびLoで称されるロジック信号の2つの状態を、+および-を用いて表わすこととする。また、それぞれ使用される際に、並列にダイオード素子が図中に示した向きに設けられた状態で用いられるスイッチ素子とする。このスイッチ素子は、並列に設けられるダイオード素子に対して逆方向の電流に対するオン/オフが可能なスイッチである。その一方で、並列に設けられているダイオード素子に対して順方向となる向きの電流は、オン/オフの制御ができる必要は、必ずしもない。ただし、そのような場合にオン/オフ制御ができても構わない。言い換えると、1次側回路10の構成の例で用いているスイッチ素子は、オンの際に流したい電流の向きで流せる必要があり、その方向を順方向とした場合、オフの際に順方向の電流を遮断できる必要はあるが、必ずしも逆方向の電流を遮断できる必要はない。
In this specification and the accompanying drawings, in order to distinguish from Hi and Lo used for switch elements S1Hi, S1Lo, etc., two states of logic signals generally referred to as Hi and Lo are referred to as + and - are used to represent. Also, when each of the switch elements is used, the switch element is used in a state in which the diode element is provided in parallel in the direction shown in the figure. This switch element is a switch that can be turned on/off with respect to the current in the opposite direction to the diode element provided in parallel. On the other hand, it is not always necessary to control the on/off of the current in the forward direction for the diode element provided in parallel. However, in such a case, on/off control may be possible. In other words, the switch element used in the example of the configuration of the
このようなスイッチ素子を、図2中のスイッチの記号で表わし、ダイオード素子の向きも図2に示した向きに揃えることとする。即ち、図2のスイッチ記号中のオフ時に切れる側と、ダイオード素子のカソード側が接続される方向である。 Such a switch element is represented by the switch symbol in FIG. 2, and the direction of the diode element is also aligned with the direction shown in FIG. That is, it is the direction in which the side of the switch symbol in FIG.
例えば、スイッチ素子の構成として、MOS-FET、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT、SiCデバイス、GaNトランジスタ等の一方向性スイッチ素子にダイオード素子を並列に設けられた構成例が挙げられる。また、Nチャンネル素子やNPN素子に代えてPチャンネル素子やPNP素子を用いたり、混在させたりすることもできる。 For example, the configuration of the switch element includes a configuration example in which a unidirectional switch element such as a MOS-FET, J-FET, bipolar transistor, IGBT, SiC device, or GaN transistor is provided in parallel with a diode element. Also, P-channel elements and PNP elements can be used instead of N-channel elements and NPN elements, or they can be used together.
さらに、スイッチ素子に並列に設けられたダイオード素子は、スイッチ素子自体に内蔵されているダイオードや寄生ダイオードも含んでおり、この場合はダイオード素子を別途取り付ける必要はない。このようなスイッチ素子を用いれば、実装面積やコストを減少させることができる。 Furthermore, the diode element provided in parallel with the switch element includes a diode built in the switch element itself and a parasitic diode, and in this case, it is not necessary to separately attach the diode element. By using such a switch element, the mounting area and cost can be reduced.
図2(C)は、制御信号SigS1を+と-で交互に遷移する場合を表わした図であり、スイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフが交互に遷移することで、1次側回路10の出力電圧V1(=V1Hi-V1Lo)として、±VDD/2の矩形波の出力電圧が得られる様子を示している。 FIG. 2C is a diagram showing a case where the control signal Sig S1 alternately transitions between + and -. 2 shows how a square-wave output voltage of ±V DD /2 is obtained as the output voltage V1 (=V1Hi−V1Lo) of .
なお、ここで「矩形波」とは、スイッチ素子によるオン/オフにより出力される段差を持った波形をも表わす用語とし、本明細書においては、理想的な矩形波だけでなく、広い意味で用いることとする。例えば、回路中の寄生静電容量成分、寄生インダクタ成分などによる波形の立ち上がりや立ち下がり部分にオーバーシュートやリンギングを持つ波形も矩形波に含む。また、理想的な矩形波においては振幅一定の平坦部にあたる部分に、静電容量素子やインダクタ素子へのエネルギーの供給や消費などにより生じる傾斜を持つような波形も含めて、矩形波と表記することとする。 Here, the term "rectangular wave" is also used as a term to express a waveform having a step that is output by turning on/off a switch element, and in this specification, not only an ideal rectangular wave but also a broader term We will use For example, a square wave includes a waveform having overshoot or ringing at the rising or falling portion of the waveform due to parasitic capacitance components, parasitic inductor components, etc. in the circuit. Also, in an ideal rectangular wave, a rectangular wave includes a waveform that has a slope caused by the supply or consumption of energy to a capacitance element or an inductor element in the flat part with a constant amplitude. It is assumed that
トランスTは、トランスTの1次側を含めて2次側回路20としてまとめているが、トランスTが1次側回路10にないことが本質ではなく、簡潔な説明を行う目的で、便宜上区切っている。回路構成上は、1次側にトランスTを配置しても、もちろん構わず、信号の流れを保持できる限りにおいて、どこからどこまでをそれぞれの回路に含めるかは、任意である。
Although the transformer T including the primary side of the transformer T is summarized as the
図1の構成例は、SigS1として基準信号をそのまま用いた例であり、基準信号は、周期Tpでデューティ比D0のロジック信号である。そのため、この場合、図2(C)で示す1次側回路10の出力電圧V1は、周期Tp、デューティ比D0の矩形波となる。
The configuration example of FIG. 1 is an example in which the reference signal is used as it is as Sig S1 , and the reference signal is a logic signal with a period Tp and a duty ratio D0 . Therefore, in this case, the output voltage V1 of the
1次側回路10は、直流電圧がVDDの直流電源8からデューティ比D0の矩形波状の電圧を出力する回路である。まず、1次側回路10について、このような矩形波状の電圧を得る動作の説明をする。なお、簡潔な説明のため、ここではデューティ比D0は0.5としており、D0≠0.5の場合は後述する。
The
1次側回路10の2つのスイッチ素子S1HiおよびS1Loは、直流電源8の両極に直列に配置され、いずれか一方をオンすることにより、V1Hiの電圧は、直流電源8の正負いずれかの端子電圧になるように接続されている。
The two switch elements S1Hi and S1Lo of the
特に、デューティ比D0が0.5であれば、V1Loは、直流電源8の電圧VDDが1/2に分圧された状態と近似できる。
In particular, when the duty ratio D0 is 0.5, V1Lo can be approximated to a state in which the voltage V DD of the
第1の実施の形態の例では、説明を簡潔にするため、静電容量素子16aおよび静電容量素子16bの静電容量値がC1Hi=C1Loである場合の説明としている。なお、本実施の形態は、静電容量素子16aおよび静電容量素子16bの静電容量値がC1Hi=C1Loの場合に限定したものではなく、C1Hi≠C1Loの場合の構成例については、後述する第5の実施の形態で説明を行う。
In the example of the first embodiment, in order to simplify the explanation, the case where the capacitance values of the
1次側ドライバDrvS1はスイッチ素子用のドライバであり、制御回路40からのロジック信号SigS1に基づいて、異なる電位にある1次側回路10のスイッチ素子それぞれのオン/オフを制御する信号を生成する。
The primary side driver Drv S1 is a switch element driver, and based on the logic signal Sig S1 from the
制御回路40で生成されたロジック信号SigS1が+のとき、1次側ドライバDrvS1は、スイッチ素子S1Hiの制御信号SigS1Hiによりスイッチ素子S1Hiをオンに制御し、スイッチ素子S1Loの制御信号SigS1Loによりスイッチ素子S1Loをオフに制御する。
When the logic signal Sig S1 generated by the
また、ロジック信号SigS1が-のとき、1次側ドライバDrvS1は、スイッチ素子S1Hiの制御信号SigS1Hiによりスイッチ素子S1Hiをオフに制御し、スイッチ素子S1Loの制御信号SigS1Loによりスイッチ素子S1Loをオンに制御する。 When the logic signal Sig S1 is negative, the primary side driver Drv S1 turns off the switch element S1Hi by the control signal Sig S1Hi of the switch element S1Hi, and turns off the switch element S1Lo by the control signal Sig S1Lo of the switch element S1Lo. control on.
なお、2つのスイッチ素子S1HiおよびS1Loは、直流電源8と直列に接続されているため、両者が同時にオンすると、直流電源8の両極が短絡され2つのスイッチ素子S1HiおよびS1Loを通じて貫通電流が生じ、スイッチ素子などの損傷の原因となる。
Since the two switch elements S1Hi and S1Lo are connected in series with the
例えば半導体スイッチなどの現実の素子では、スイッチ素子のオン/オフの遷移に要する時間を0にはできないことから、貫通電流が生じうる。このことを避けるため、2つのスイッチ素子のオン/オフの状態が遷移する際に、デッドタイムと称する、一旦2つのスイッチ素子ともオフとなる期間を設けている。これによって、貫通電流が流れないよう、確実に一方がオフしてからもう一方をオンにする、という制御が行われる。 For example, in an actual element such as a semiconductor switch, a shoot-through current may occur because the time required for the ON/OFF transition of the switching element cannot be zero. In order to avoid this, when the on/off state of the two switch elements is changed, a period called dead time is provided in which the two switch elements are once turned off. As a result, control is performed such that one is turned off before the other is turned on so that a through current does not flow.
図3は、1次側回路10のスイッチ素子の制御信号にデッドタイムを設けるためのデッドタイム生成回路110の一例を示している。AND1およびAND2は、それぞれ2入力のANDゲート、INV1は反転ゲートである。抵抗値R1の抵抗素子111および静電容量値C1の静電容量素子112による時定数に応じた時間、SigS1Hiの立ち上がりがSigS1に対して遅延する。同様に、抵抗値R2の抵抗素子113および静電容量値C2の静電容量素子114に応じた時間、SigS1Hiの立ち下がりがSigS1に対して遅延する。図3中の四角の点線で囲った部分に、デッドタイムの様子を示す。
FIG. 3 shows an example of a dead
このような構成により、SigS1Hiは、SigS1との立ち上がり部分や立ち下がり部分にデッドタイムを設けつつ、それ以外の区間では、SigS1HiはSigS1と同じロジックで動作し、SigS1Loは、SigS1と反転したロジックで動作する。 With such a configuration, Sig S1Hi has a dead time in the rising portion and falling portion with Sig S1 , and in other sections, Sig S1Hi operates according to the same logic as Sig S1 , and Sig S1Lo operates according to the same logic as Sig S1. It operates with logic that is the inverse of S1 .
例示したデッドタイム生成回路110は、抵抗素子と静電容量素子による時定数を利用した回路であるが、タイマICを用いたり、PLD、FPGA、CPUなどのプログラマブルデバイスまたはプロセッサを用い、カウンタで時間を計測するような構成により信号の立ち上がりや立ち下がりを管理しデッドタイムを設けることも可能である。
The illustrated dead
SigS1HiおよびSigS1Loのデューティ比を、D1で表わすこととする。 Let D1 denote the duty ratio of Sig S1Hi and Sig S1Lo .
デッドタイム中、SigS1HiおよびSigS1Loが同時にオフにはなる期間があるものの、ダイオード素子D1HiまたはD1Loが導通することにより、いずれか一方のスイッチ素子がオンしているのとほぼ同じ回路の状態となるため、1次側回路10の出力電圧V1のデューティ比はD1ではなくD0と考える方が適当である。
During the dead time, although there is a period during which Sig S1Hi and Sig S1Lo are turned off at the same time, the state of the circuit is almost the same as one of the switching elements being turned on by the diode element D1Hi or D1Lo becoming conductive. Therefore, it is more appropriate to consider that the duty ratio of the output voltage V1 of the
なお、デッドタイム生成回路110の時定数や、使用するスイッチ素子のオン/オフの遷移に必要な時間に対してD0の値が小さいと、出力電圧V2の矩形波は出力パルスが消失しうる。そのため、D0や時定数を、必要な出力電圧V1が出力されるように選択する必要がある。例えば、D0・Tpおよび(1-D0)・Tpが、デッドタイム生成回路110の時定数よりも大きくなるようしておくとよい。実際の回路におけるD0の上限および下限は、ロジック回路の入力側のしきい値やノイズマージン、時定数を決める抵抗素子111および抵抗素子113の抵抗値や静電容量素子112および静電容量素子114の静電容量値のばらつきなどによっても左右される。そのため、D0を上限や下限にできるだけ近い値で使用する場合は、出力電圧V1の矩形波をオシロスコープなどで確認しながら、抵抗素子111および抵抗素子113の抵抗値や静電容量素子112および静電容量素子114の静電容量値を調整するようにしてもよい。
Note that if the value of D0 is small with respect to the time constant of the dead
また、デッドタイムが長いと、前述したダイオード素子D1HiまたはD1Loが導通している時間が長くなり、導通したダイオード素子に発生する持ち電圧に基づく電力損失が生じる時間が長くなる。そのため、使用するスイッチ素子のオフからオン、またはオンからオフに遷移する時間以上で、なるべく短い時間であることが、導通したダイオード素子による電力損失を減らすことになるので望ましい。 Further, if the dead time is long, the time during which the diode element D1Hi or D1Lo is conductive becomes long, and the power loss due to the voltage generated in the conductive diode element becomes long. Therefore, it is desirable that the time is as short as possible, longer than the time required for the switch element to be used to transition from off to on or from on to off, because this will reduce the power loss due to the conductive diode element.
また、デッドタイム生成回路110は、説明の便宜上1次側ドライバDrvS1内に設ける形で説明しているが、制御回路40側にあっても構わない。さらに、1次側ドライバDrvS1自体が、制御回路40側に配置し、スイッチ素子S1HiおよびS1Loの制御信号を制御回路40から2本、1次側回路10に出力する形でも構わない。2次側ドライバDrvS2についても同様に、制御回路40側に配置しても構わない。
For convenience of explanation, the dead
本明細書の説明では、実施の形態の本質を損なわない範囲でできるだけ簡潔な説明とするため、特にデッドタイム固有の状態を考慮する場合を除き、原則として、SigS1Hiは、SigS1と同じロジックで動作し、SigS1Loは、SigS1と反転したロジックで動作するものとして扱う。 In order to keep the description as concise as possible without detracting from the essence of the embodiments, Sig S1Hi is in principle the same logic as Sig S1 , except when dead-time specific conditions are considered. , and Sig S1Lo is treated as operating in the inverse logic of Sig S1 .
図4は、図2で生成された矩形波の電圧波形である1次側回路10の出力電圧V1が2次側回路20に入力され、トランスTとスイッチ素子S2HiまたはS2Loを介して2次側回路20の出力電圧V2として出力される様子を示している。
FIG. 4 shows that the output voltage V1 of the
なお、この2次側回路20はトランスTの1次側も含んでいるが、便宜上、トランスTの1次側も含めて2次側回路20と称することとする。
Although the
また、スイッチ素子S2HiおよびS2Loは、オンのときは双方向に電流を同じように流せるスイッチ素子であり、また、オフのときは、どちら向きの電流も同じように遮断することができる特性を有するスイッチ素子である。このようなスイッチ素子を、1次側回路10において説明したスイッチ素子と区別し、以下、「双方向性スイッチ素子」と表記する。第1の実施の形態の構成例において、双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loは、1次側回路10のスイッチ素子S1HiおよびS1Loと異なり、一方向に電流が流れ得る構成とするためのダイオード素子を並列には設けない。一方、1次側回路10で使用しているスイッチ素子S1HiおよびS1Loには、並列にダイオード素子を図示した方向に取り付ける前提で、双方向性スイッチ素子を用いてもよい。
The switch elements S2Hi and S2Lo are switch elements that allow the same flow of current in both directions when they are on, and have the characteristic of being able to cut off the current in both directions in the same way when they are off. It is a switch element. Such a switch element is distinguished from the switch element described in the
本明細書に添付の図中では、双方向性スイッチ素子を、図4でS2HiやS2Loのスイッチ素子として使用している記号で表わす。 In the drawings attached to this specification, the bidirectional switch elements are represented by the symbols used as S2Hi and S2Lo switch elements in FIG.
この例示におけるトランスTは、1次側巻線w1の巻線数をN1、2次側の2つの巻線w21およびw22の巻線数を2つともN2とするトランスである。 The transformer T in this example is a transformer in which the number of turns of the primary side winding w1 is N1, and the number of turns of the two windings w21 and w22 on the secondary side is both N2.
2次側回路20は、異なる電位にあるスイッチ素子のオン/オフ制御を行う2次側ドライバDrvS2を有し、ロジック信号SigS2により、双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loのうち、一方がオフのときもう一方がオンとなるように制御される。
The
トランスTの1次側に1次側回路10の出力電圧V1が入力される。
The output voltage V1 of the
トランスTの2次側は、巻線w21およびw22が2つ直列で接続され、その接続点が出力V2Loとして出力の一端とされる。そして、V2LoからみたV2Hiの電位である2次側回路20の出力電圧V2は、双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loのいずれがオンになるかにより、以下のようになる。ここで、m=N2/N1である。
・双方向性スイッチ素子S2Hiのみをオン:V2= m・V1 (図4(A))
・双方向性スイッチ素子S2Loのみをオン:V2=-m・V1 (図4(B))
特にN1=N2であれば、m=1であり、
・双方向性スイッチ素子S2Hiのみをオン:V2= V1 (図4(A))
・双方向性スイッチ素子S2Loのみをオン:V2=-V1 (図4(B))
となる。
On the secondary side of the transformer T, two windings w21 and w22 are connected in series, and the connection point is one end of the output as the output V2Lo. The output voltage V2 of the
・Turn on only the bidirectional switch element S2Hi: V2=mV1 (Fig. 4(A))
・Turn on only the bidirectional switch element S2Lo: V2=-mV1 (Fig. 4(B))
In particular, if N1=N2, then m=1, and
・Turn on only the bidirectional switch element S2Hi: V2=V1 (Fig. 4(A))
・Turn on only the bidirectional switch element S2Lo: V2=-V1 (Fig. 4(B))
becomes.
すなわち、2次側回路20の2つの双方向性スイッチ素子であるS2HiおよびS2Loのうちのいずれか一方をオン、他方をオフにする。そのようにすることにより、1次側回路10の出力電圧V1をm倍された電圧を2次側回路20の出力電圧V2として出力するか、符号を反転して2次側回路20の出力電圧V2として出力するかを制御する。
That is, one of the two bidirectional switch elements S2Hi and S2Lo of the
なお、トランスTの1次側の巻線w1の巻線数N1とトランスTの2次側の巻線w21およびw22の巻線数N2の影響は、以下の2点に現れるのみである。その2点とは、1次側回路10の出力電圧V1と2次側回路20の出力電圧V2との比率(V2=m・V1など)、および1次側回路10の出力電流i1と2次側回路20の出力電流i2との比率(i2=i1/m など)である。
The effects of the number of turns N1 of the winding w1 on the primary side of the transformer T and the number of turns N2 of the windings w21 and w22 on the secondary side of the transformer T appear only in the following two points. The two points are the ratio between the output voltage V1 of the
さらに、2次側の巻線w21およびw22の巻き数をそれぞれN21およびN22として、N21≠N22とすることも可能である。そのようにした場合、V2LoからみたV2Hiの電位である2次側回路20の出力電圧V2は、双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loのいずれがオンになるかにより、以下のようになる。ここで、m1=N21/N1、m2=N22/N1である。
・双方向性スイッチ素子S2Hiのみをオン:V2= m1・V1
・双方向性スイッチ素子S2Loのみをオン:V2=-m2・V1
Furthermore, it is also possible to set the number of turns of the windings w21 and w22 on the secondary side to N21 and N22, respectively, so that N21≠N22. In this case, the output voltage V2 of the
・Turn on only the bidirectional switch element S2Hi: V2=m1・V1
・Turn on only the bidirectional switch element S2Lo: V2=-m2・V1
以下では、簡潔な説明となるよう、N1=N2かつN21=N22=N2の場合としての説明を行う。ただし、N1≠N2や、N21≠N22であっても本実施の形態の本質は変わらず、N1≠N2やN21≠N22であるトランスTの場合での設計も可能である。 In the following, for the sake of simplicity, the case of N1=N2 and N21=N22=N2 will be described. However, even if N1≠N2 or N21≠N22, the essence of the present embodiment does not change, and it is possible to design a transformer T where N1≠N2 or N21≠N22.
2次側回路20の双方向性スイッチ素子のオン/オフ制御も、基準信号に同期したデューティ比0.5のロジック信号SigS2により行う。ただし、このSigS2は、基準信号に対し、出力目標値Viに応じて基準信号の立ち上がりに対して時間差TDを有するロジック信号である。
On/off control of the bidirectional switch element of the
この時間差TDは、基準信号の立ち上がりに対して、進み方向および遅れ方向の2通りの時間差の設け方がある。本実施の形態では、図1に示した進み信号生成回路101によって進み方向に時間差TDを持つ制御信号SigS2leadを生成すると共に、遅れ信号生成回路102によって遅れ方向に時間差TDを持つ制御信号SigS2lagを生成している。そして制御信号SigS2leadとSigS2lagを、切替手段SW1で切り替えて使用している。
This time difference TD can be provided in two ways, one in the leading direction and the other in the lagging direction, with respect to the rise of the reference signal. In this embodiment , the lead
図5は、図1の基準信号と、進み信号生成回路101が生成する2次側スイッチの制御信号SigS2lead、遅れ信号生成回路102が生成する2次側スイッチの制御信号SigS2lagとの関係を示している。
FIG. 5 shows the relationship between the reference signal in FIG. 1, the secondary-side switch control signal Sig S2lead generated by the lead
図1の制御回路40中の2次側制御回路42や、図5に波形として示した三角波は、基準信号と同じ周期Tpで同期しており、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がり部分に、三角波の振幅の上限および下限を有している。
The secondary
この三角波の電圧値と、出力目標値Viが、コンパレータCOMP1で比較される。また、この三角波の電圧値と、出力目標値ViをAMP1により反転した-Viが、コンパレータCOMP2で比較される。 The voltage value of this triangular wave and the output target value Vi are compared by the comparator COMP1. Also, the voltage value of this triangular wave and -Vi obtained by inverting the output target value Vi by AMP1 are compared by the comparator COMP2.
三角波の振幅の上限および下限は各々、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がり部分に対応している。このため、コンパレータCOMP1の出力は、基準信号の立ち上がりに対して、出力目標値Viに応じた時間差を持って進み方向で立ち上がり、遅れ方向で立ち下がるロジック信号となる。ここでの時間差をTDとする。また、コンパレータCOMP2の出力は、基準信号の立ち下がりに対して、出力目標値Viに応じた時間差TDを持って進み方向で立ち上がり、遅れ方向で立ち下がるロジック信号となる。 The upper and lower amplitude limits of the triangular wave correspond to the rising and falling portions of the reference signal, respectively. Therefore, the output of the comparator COMP1 becomes a logic signal that rises in the lead direction and falls in the lag direction with a time difference corresponding to the output target value Vi with respect to the rise of the reference signal. Let the time difference here be TD . The output of the comparator COMP2 is a logic signal that rises in the leading direction and falls in the lagging direction with a time difference TD corresponding to the output target value Vi with respect to the falling edge of the reference signal.
そのため、基準信号に対して進みの時間差TDを持つロジック信号SigS2leadは、以下の条件で+と-を持つロジック信号とすればよい。 Therefore, the logic signal Sig S2lead having the lead time difference TD with respect to the reference signal may be a logic signal having + and - under the following conditions.
・コンパレータCOMP1の出力の立ち上がりからコンパレータCOMP2の出力の立ち上がりまでが+となる。
・コンパレータCOMP2の出力の立ち上がりからコンパレータCOMP1の出力の立ち上がりまでが-となる。
同様に、基準信号に対して遅れの時間差TDを持つロジック信号SigS2lagは、以下の条件で+と-を持つロジック信号とすればよい。
・コンパレータCOMP1の出力の立ち下がりからコンパレータCOMP2の出力の立ち下がりまでが+となる。
・コンパレータCOMP2の出力の立ち下がりからコンパレータCOMP1の出力の立ち下がりまでが-となる。
・From the rise of the output of the comparator COMP1 to the rise of the output of the comparator COMP2 is positive.
・From the rise of the output of the comparator COMP2 to the rise of the output of the comparator COMP1 is negative.
Similarly, the logic signal Sig S2lag having a delay time difference TD with respect to the reference signal may be a logic signal having + and - under the following conditions.
• From the fall of the output of the comparator COMP1 to the fall of the output of the comparator COMP2 is positive.
・From the fall of the output of the comparator COMP2 to the fall of the output of the comparator COMP1 is negative.
なお、ここでは、基準信号に対して時間差TDの進みや遅れを持つロジック信号を生成する例を挙げたが、その他の実現手段として、以下のような構成もある。 Here, an example of generating a logic signal that leads or lags the reference signal by a time difference TD has been given, but other implementation means include the following configuration.
例えば、PLD(Programmable Logic Device)、FPGA(Field Programmable Gate Array)やCPU(Central Processing Unit)などのプログラマブルデバイスやプロセッサを用いて、デジタル数値データとしての出力目標値Viに対し時間差TDを演算処理によって算出する。その算出された数値に応じて基準信号に対してクロック信号をカウントする、などの手段により、基準信号に対し所望の時間差を持つロジック信号を生成することもできる。 For example, using programmable devices and processors such as PLD (Programmable Logic Device), FPGA (Field Programmable Gate Array) and CPU (Central Processing Unit), the time difference TD is calculated for the output target value Vi as digital numerical data. Calculated by A logic signal having a desired time difference with respect to the reference signal can also be generated by means such as counting clock signals with respect to the reference signal according to the calculated numerical value.
また、基準信号が、周期Tpの周期信号であることから、Tp-TDの遅れの形でも進みと同等の信号が得られる。基準信号のデューティ比D0が0.5であることから、基準信号の立ち下がりから(Tp/2)-TDの時間をカウントして立ち上がり、そのTp/2後に立ち下がるようにする、という形でも同等の信号が得られる。 Further, since the reference signal is a periodic signal with a period of T p , a signal equivalent to the lead can be obtained even in the form of a delay of T p −T D . Since the duty ratio D 0 of the reference signal is 0.5, it rises by counting the time of (T p /2)−T D from the fall of the reference signal, and falls after T p /2. An equivalent signal can also be obtained in the form of
図6(A)(B)は、このようにして得られる2つの制御信号SigS2leadおよびSigS2lagそれぞれにより、2次側回路20の双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loを制御する様子を示している。より詳しくは、V1として、最大値が+VDD/2、最小値が-VDD/2(m=1の場合に相当)である場合の、2次側回路20の双方向性スイッチ素子のオン/オフの状態と、2次側回路20の出力電圧V2の波形を示している。
FIGS. 6A and 6B show how the two control signals Sig S2lead and Sig S2lag thus obtained control the bidirectional switch elements S2Hi and S2Lo of the
ここで、時間差TD(ただし、0≦TD≦(D0・Tp)とする。)および基準信号の周期Tpに対し、2次側回路20の出力V2の電圧波形のデューティ比DVを以下のように定義する。
DV=1-TD/(Tp/2)
=1-2・TD/Tp
・・・式(1)
Here , the duty ratio D Define V as follows.
Dv = 1 - T D /(T p /2)
= 1-2 T D /T p
... formula (1)
このとき、2つの制御信号SigS2leadおよびSigS2lagのいずれを制御信号SigS2として用いて制御した場合でも、2次側回路20の出力電圧V2は±VDD/2の振幅、基準信号の1/2の周期(=Tp/2、周波数で表現すると2倍)で、デューティ比がDVの矩形波となることがわかる。
At this time, regardless of which of the two control signals Sig S2lead and Sig S2lag is used as the control signal Sig S2 for control, the output voltage V2 of the
図7Aおよび図7Bは、それぞれ図6(A)および図6(B)に対応する、代表的な2次側回路20の出力電圧V2の電圧波形のデューティ比DV(0から1まで1/4刻み)に対する、2つの制御信号SigS2leadおよびSigS2lagそれぞれで制御した場合の2次側回路20の出力電圧V2との関係の具体的な例を示している。
7A and 7B show the duty ratio D V (from 0 to 1 to 1/1) of the voltage waveform of the output voltage V2 of the representative
図7Aは、制御信号SigS2にSigS2leadを用いた場合(TDの時間差を進み方向に取った場合)であり、図7Bは、制御信号SigS2にSigS2lagを用いた場合(TDの時間差を遅れ方向に取った場合)である。 FIG . 7A shows the case where Sig S2lead is used as the control signal Sig S2 ( when the time difference of TD is taken in the leading direction), and FIG . when the time difference is taken in the delay direction).
図7Aおよび図7Bともに、時間差TDが進みか遅れかによらず、2次側回路20の出力電圧V2の電圧波形のデューティ比DVが同じになっている様子が確認できる。
7A and 7B, it can be confirmed that the duty ratio DV of the voltage waveform of the output voltage V2 of the
図7Aの場合、2次側回路20の出力電圧V2の立ち上がりに1次側回路10の出力電圧V1の立ち上がりおよび立ち下がりが常に揃う形で、2次側回路20の出力電圧V2の電圧波形のデューティ比DVが変化している。これに対して、図7Bの場合、2次側回路20の出力電圧V2の立ち下がりに1次側回路10の出力電圧V1の立ち上がりおよび立ち下がりが常に揃う形で、2次側回路20の出力電圧V2の電圧波形のデューティ比DVが変化する、という違いがみられる。
In the case of FIG. 7A, the voltage waveform of the output voltage V2 of the
図8は、この2次側回路20の出力電圧V2が平滑回路30を通して、平滑回路30の出力電圧V3として負荷9に出力される様子を示している。
FIG. 8 shows how the output voltage V2 of the
平滑回路30に入力される、2次側回路20の出力電圧V2およびそのデューティ比DVと、平滑回路30の出力電圧V3との関係を以下に説明する。
The relationship between the output voltage V2 of the
平滑回路30に静電容量素子32が含まれる場合、インダクタンス値がLoutのインダクタ素子31と静電容量値がCoutの静電容量素子32により2次のローパスフィルタが構成され、このローパスフィルタの出力に負荷9が接続される。そして、そのローパスフィルタのインダクタンス値Loutおよび静電容量値Coutは、カットオフ周波数がスイッチング周波数(=1/Tp)より低くなるように選択する。2次のローパスフィルタは、カットオフ周波数以上の周波数領域では、-40dB/decの傾斜に漸近する減衰特性を持つ。そのため、スイッチング周波数やその高調波成分がカットオフ周波数より高い周波数成分としておくことで、これらを減衰させることができる。
When the smoothing
応答速度が許容できる範囲で、スイッチング周波数よりもカットオフ周波数を十分に低い周波数、例えば数分の一よりも低い周波数とするのが好ましい。 It is preferable to set the cut-off frequency to a frequency sufficiently lower than the switching frequency, such as a frequency lower than a fraction of the switching frequency, within the range in which the response speed is acceptable.
平滑回路30に静電容量素子32が含まれない場合でも、負荷9が抵抗負荷であれば、インダクタ素子31と負荷9により形成される1次のローパスフィルタとして動作する。その場合、ローパスフィルタのカットオフ周波数以上における周波数領域では、-20dB/decの傾斜に漸近する減衰特性となり、カットオフ周波数より高い周波数成分を減衰させることができる。
Even if the smoothing
なお、平滑回路30の出力電圧V3には、ローパスフィルタの減衰量の周波数特性に応じたリップル成分が残留し、完全な直流電圧となるわけではない。しかし、説明を簡潔にするため、本明細書においては、特に断らない限り、平滑回路30の出力電圧V3や出力電流i3は、基準信号の周期Tpのオーダーでの時間変動は無視し、直流的にふるまうものとして扱う。
Note that the output voltage V3 of the smoothing
また、電力変換装置100が備える各素子の寄生成分、例えばインダクタ素子やトランスの巻線抵抗成分、端子間静電容量成分、コア材の透磁率の非線形性や、静電容量素子の誘電体損失など、電力変換装置100の動作を把握する上で、定性的、定量的な影響が小さく、理想的な素子として近似できる場合を想定する。そして、この想定に基づき、説明を簡潔にするため、理想素子と考えた近似で扱うものとする。つまり、定性的または定量的に実施の形態に関する必要がある要素以外、理想素子と仮定した説明となるが、例えば、理想素子からずれる要因となるような、例えば、インダクタ素子の巻線抵抗成分などが存在しない、あるいは、してはいけないということではない。
In addition, the parasitic components of each element included in the
この平滑回路30の入力に前述の2次側回路20の出力電圧V2を入力すると、カットオフ周波数以上の周波数成分が除去され、定常状態であればV2の平均値である直流成分が平滑回路30の出力電圧V3として出力される。2次側回路20の出力電圧V2が、±VDD/2の振幅で、デューティ比がDVの矩形波であるから、この定常状態における平均値である電圧V3AVEは、以下の式(2)で表わせる。
具体例として、DV=1でV3AVE=+VDD/2、DV=0.5でV3AVE=0、DV=0でV3AVE=-VDD/2となる。 As a specific example, when D V =1, V3 AVE =+V DD /2, when D V =0.5, V3 AVE =0, and when D V =0, V3 AVE =−V DD /2.
そして、例えば、負荷9が抵抗値Rの抵抗素子であれば、負荷9に流れる電流である平滑回路30の出力電流i3は、V3AVE/Rとなる。
Then, for example, if the
なお、平滑回路30のインダクタ素子31は、図8(A)で示す形だけでなく、例えば図8(B)のようなインダクタ素子31aおよびインダクタ素子31bを備える構成でもよい。Lout1+Lout2=Loutであれば、電位がV2Loの部位とV3Loの部位間に電位差が生じ得ることを除けば、図8(A)の構成と図8(B)の構成は同じように用いることができる。
Note that the
図9は、平滑回路30の出力側にモータなどの誘導性負荷や、直流電源8として接続された蓄電池に対して負荷側から充電を行う充電装置などを接続した例である。ここで、図には示していないが、誘導性負荷は負荷自体にインダクタ成分が含まれるため、そのような場合には、平滑回路30を含まずに電力変換装置として使用することも可能である。
また、負荷9の部分に商用交流電源を接続し、出力電圧V3の電位を出力目標値Viの入力側にフィードバックし、出力目標値を商用交流電源に追随する制御を行うような例も考えられる。この場合、平滑回路30のインダクタ素子31を介することにより、商用交流電源から直流電源8への充電を行う構成とすることもできる。
FIG. 9 shows an example in which an inductive load such as a motor and a charging device for charging a storage battery connected as a
Alternatively, a commercial AC power supply may be connected to the
負荷9として抵抗体などの、電力を消費する負荷が接続されている場合は、出力電流i3は出力電圧V3と同じ方向(V3Hi、V3Loのうち電位が高い方から流れ出す方向、電力変換装置100から見て力行)に流れる。
When a load that consumes power, such as a resistor, is connected as the
負荷9として、モータなどの誘導性の負荷、直流電源8として接続された蓄電池に対して負荷側から充電を行うための充電装置や太陽光インバータなどが接続されている場合は、出力電流i3を出力電圧V3に対し流し込む方向の動作(V3Hi、V3Loのうち電位が高い方から流し込む方向、電力変換装置100に対して回生)とすることも可能である。
As the
平滑回路30の出力側に、定電流源を接続した場合を考える。
Consider the case where a constant current source is connected to the output side of the smoothing
出力電圧V3が一定の定常状態では、この電流源によりLoutに定電流が流れ、電流は一定のため、Loutでの電圧降下はない。ここで、SigS2のデューティ比をD2で表わすこととする。この電流は、2次側回路20のトランスTの2次側にあたるスイッチ素子S2HiおよびS2Loによってデューティ比D2の矩形波電流に変換され、トランスTの2次側から1次側に伝達される。
In a steady state with a constant output voltage V3, this current source causes a constant current to flow through Lout , and since the current is constant, there is no voltage drop across Lout . Here, the duty ratio of Sig S2 is represented by D2 . This current is converted into a rectangular wave current with a duty ratio of D2 by switch elements S2Hi and S2Lo corresponding to the secondary side of the transformer T of the
この電流は、時間差TDにて1次側のスイッチ素子S1HiおよびS1Loによりデューティ比D1で極性が切り替えられる。 The polarity of this current is switched at a duty ratio D1 by the switch elements S1Hi and S1Lo on the primary side with a time difference TD .
直流電源8の電圧VDDの1次側回路10および2次側回路20における時間差TDによるスイッチ素子のオン/オフ状態と同様の過程により、定電流源から直流電源8側に流れ込む電流も、デューティ比DVの電流となる。これらの話の流れは力行の場合とほぼ重複するため、詳細は省略する。
The current flowing from the constant current source to the
本構成の1次側回路10で使用するスイッチ素子、2次側回路20で使用する双方向性スイッチ素子、トランスT、また、平滑回路30のインダクタ素子31などは、双方向に電流を流せる素子で構成されているため、電圧の向きとは無関係に動作させることが可能である。この場合、本電力変換装置100が、出力目標値Viに基づく出力電圧として平滑回路30の出力V3を電圧出力し、回路に流れる電流は、平均電流として、平滑回路30の出力側から回生され、1次側回路10の直流電源8に充電される。
The switch element used in the
図10は、2次側回路20と平滑回路30の間に流れる電流i2の極性と、直流電源8の電流の向きの関係を示している。直流電源8の電流の向き(放電か充電か)を、以下「電源電流状態」とし、電源電流状態が放電、電源電流状態が充電、のように表わす。
FIG. 10 shows the relationship between the polarity of the current i2 flowing between the
トランスTの1次巻線および2つの2次巻線と、双方向性スイッチ素子S2HiおよびS2Loとの接続の関係から、以下のことが言える。すなわち、2次側回路20の出力電流i2の極性に対してSigS2が+のときは、図10(A)のように、1次側回路10の出力電流i1の極性が+になる。また、2次側回路20の出力電流i2の極性に対してSigS2が-のときは、図10(B)のように、1次側回路10の電流i1の極性が-となる。各電流の向きは、具体的には、それぞれ図10(A)や図10(B)中に、矢印で付記した向きである。
From the relationship between the primary winding and two secondary windings of the transformer T and the bidirectional switch elements S2Hi and S2Lo, the following can be said. That is, when Sig S2 is + with respect to the polarity of the output current i2 of the
図11は、1次側回路10の出力における電流i1の極性に対し、1次側回路10の制御信号SigS1に応じたスイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフの状態における、電源電流状態を示したものである。
FIG. 11 shows the power supply current state in the on/off state of switch elements S1Hi and S1Lo according to the control signal Sig S1 of the
なお、電流i1=0の場合の扱いは、必要に応じ設計事項として、放電か充電かいずれかの状態に適宜含めればよい。 It should be noted that the handling of the current i1=0 may be appropriately included in either the discharging or charging state as a design matter as necessary.
2つの制御信号SigS1およびSigS2それぞれの遷移に応じて、図11に挙げた4つの状態間を遷移し、その遷移の仕方は、以下である。
・SigS1の遷移によって、(放-Hi)と(充-Lo)との間、あるいは(放-Lo)と(充-Hi)との間を、図11の斜め方向に遷移する。(i1の極性が保たれたまま、直流電源8と1次側回路出力との接続の極性が反転する。)
・SigS2の遷移によって、(放-Hi)と(充-Hi)との間、あるいは(放-Lo)と(充-Lo)との間を、図11の横方向に遷移する。(1次側回路10のスイッチ素子の状態は変わらず、電流i1の極性が変わる。)
According to the transition of each of the two control signals Sig S1 and Sig S2 , there is a transition between the four states listed in FIG. 11, and the manner of transition is as follows.
・Due to the transition of Sig S1 , there is a transition in the oblique direction in FIG. (While maintaining the polarity of i1, the polarity of the connection between the
・The transition of Sig S2 causes a transition in the horizontal direction of FIG. 11 between (open-Hi) and (full-Hi) or between (open-Lo) and (full-Lo). (The state of the switch element of the
例えば、図11の(放-Hi)の状態(SigS1:+)から、SigS1が-に遷移する場合、1次側回路10の出力における電流i1の極性は変わらず、直流電源8の極性とi1との関係が変わるという遷移となる。すなわち、この場合、(放-Hi)から(充-Lo)への遷移となる。 For example , when Sig S1 transitions from the (release -Hi) state (Sig S1 : +) to - in FIG. and i1 change. That is, in this case, there is a transition from (release-Hi) to (charge-Lo).
また、同じく図11の(放-Hi)の状態(SigS1:+)で、SigS2の極性が反転した場合、電流i1が反転する。すなわち、(放-Hi)から(充-Hi)へ遷移する。 Similarly, in the (release-Hi) state (Sig S1 : +) in FIG. 11, when the polarity of SigS2 is reversed, the current i1 is reversed. That is, there is a transition from (release-Hi) to (charge-Hi).
図12A、図12B、図12C、および図12Dは、1次側回路10の制御信号SigS1が遷移(+から-、または-から+)する前後での、電源電流状態に関係する電流の経路を、図3およびその説明で述べたデッドタイムの期間も含めて示している。
12A, 12B, 12C, and 12D show current paths related to power supply current states before and after the control signal Sig S1 of the
なお、これら4つの図中に点線で示した電流は、ダイオード素子D1HiまたはD1Loに流れている電流であることを示す。 It should be noted that the current indicated by the dotted line in these four figures indicates the current flowing through the diode element D1Hi or D1Lo.
図12Aは、図11における(充-Hi)から(放-Lo)への遷移の様子を示している。SigS1の遷移によって、電源電流状態が充電から放電に遷移する場合の1形態である。 FIG. 12A shows the state of transition from (full-Hi) to (release-Lo) in FIG. This is one form when the power supply current state transitions from charging to discharging due to the transition of Sig S1 .
遷移前は、電源電流状態が充電で、1次側回路10の制御信号SigS1が+、すなわちスイッチ素子S1Hiがオン、S1Loがオフの状態である。この状態では、スイッチ素子S1Loはオフしており、またダイオード素子D1Loには逆方向電圧が印加されている状態であるから、スイッチ素子S1Loおよびダイオード素子D1Loが並列に設けられている端子間の静電容量に対し電荷が蓄積された状態となる。このように電荷が蓄積されている箇所を示すため、図中では+Qと-Qとして表している。
Before the transition, the power supply current state is charging, and the control signal Sig S1 of the
この状態から、1次側回路10の制御信号SigS1が-に遷移する際、図3およびその説明で挙げたデッドタイムがあり、スイッチ素子S1HiおよびS1Loの両方のスイッチ素子がオフになる期間が存在する。
From this state, when the control signal Sig S1 of the
スイッチ素子S1HiおよびS1Loの両方のスイッチ素子がオフすることにより、元々S1Hiを流れていた電流の経路が遮断される。その際に発生するトランスTの誘起電圧により、(充-Hi')の点線で示したような電流経路でi1が流れる。 By turning off both switching elements S1Hi and S1Lo, the path of the current originally flowing through S1Hi is cut off. Due to the induced voltage of the transformer T generated at that time, i1 flows along the current path indicated by the dotted line (charge-Hi').
デッドタイム経過後、1次側回路10の制御信号SigS1が-であることからスイッチ素子S1Loがオンする。この際、ダイオードD1Hiの順方向電流が急激に遮断されることによるリカバリ損とそれに伴う大きな電磁ノイズがダイオードD1Hiにおいて発生し、かつD1Loに蓄積されていたQの電荷は、図12Aの(放-Lo)において、スイッチ素子S1Loとダイオード素子D1Loで形成される閉回路を流れることで、その静電エネルギーが消費される。具体的には、スイッチ素子S1Loに流れる電流とスイッチ素子S1Loが持つオン抵抗や、ダイオード素子D1Loの順方向電圧と、それらに流れる電流による熱エネルギーとしての消費が挙げられる。また、その急変する電流が、オンしたスイッチ素子S1Loとダイオード素子D1Loで構成される閉回路を流れることにより、その閉回路の閉曲面に対し垂直方向に磁束が発生する。そのことは、電場の変化を誘起する、すなわち、このことにより電磁波が発生する。すなわち電力変換装置のスイッチングノイズの発生源ともなる。
After the dead time has elapsed, the switch element S1Lo is turned on because the control signal Sig S1 of the
図12Bは、図11における(充-Lo)から(放-Hi)への遷移の様子を示している。 FIG. 12B shows the state of the transition from (full-Lo) to (release-Hi) in FIG.
遷移前の状態と遷移後の状態で、スイッチ素子のオン/オフや1次側回路10の電流i1の極性が、図12Aと逆であるが、図12Aと同様の過程となる。すなわち、スイッチ素子S1Hiがオンした際に、ダイオードD1Loの順方向電流が急激に遮断されることによるリカバリ損とそれに伴う大きな電磁ノイズがダイオードD1Loにおいて発生し、かつ、スイッチ素子S1Loおよびダイオード素子D1Loが並列に設けられている端子間に蓄積されていた電荷は、スイッチ素子S1Loとダイオード素子D1Loで形成される閉回路を流れる。そのことにより、その静電エネルギーが、熱やスイッチングノイズとして消費される。
The on/off state of the switch element and the polarity of the current i1 of the
図12Cは、図11における(放-Hi)から(充-Lo)への遷移の様子を示している。SigS1の遷移によって、電源電流状態が放電から充電に遷移する場合の1形態である。 FIG. 12C shows the transition from (release-Hi) to (charge-Lo) in FIG. This is one form in which the power supply current state transitions from discharging to charging due to the transition of Sig S1 .
この場合、スイッチ素子S1Hiがオン、かつ1次側回路10の電流i1の極性が+の状態で、スイッチ素子S1Loおよびダイオード素子D1Loが並列に設けられている端子間の静電容量に電荷が蓄積された状態となる。
In this case, when the switch element S1Hi is on and the polarity of the current i1 of the
この状態で1次側回路10の制御信号SigS1が+から-に遷移すると、デッドタイムの期間にスイッチ素子S1HiおよびS1Loの両方ともオフとなる。このとき、トランスTの誘起電圧により、V1がVDDからほぼ0V(0Vよりダイオード素子D1Loの順方向電圧分低い電圧)まで変化し、ダイオード素子D1Loが導通する。ダイオード素子D1Loが導通することで、(充-Lo')の点線で示したような電流経路でi1が流れ、電源電流状態が充電に変わる。そしてS1Loがオンすることで(充-Lo)の状態となり遷移が完了する。
In this state, when the control signal Sig S1 of the
この際、図12Aおよび図12Bの場合と異なり、ダイオードD1Hiによるリカバリ損は発生せず、かつスイッチ素子S1Loおよびダイオード素子D1Loによる閉回路は生じず、蓄積された電荷による静電エネルギーは、充電電流の一部となる。このため、蓄積された電荷による静電エネルギーは、熱やスイッチングノイズとして消費されることがない。 At this time, unlike the case of FIGS. 12A and 12B, no recovery loss occurs due to the diode D1Hi, no closed circuit occurs due to the switching element S1Lo and the diode element D1Lo, and the electrostatic energy due to the accumulated charge is transferred to the charging current. be part of Therefore, the electrostatic energy due to the accumulated charge is not consumed as heat or switching noise.
図12Dは、図11における(放-Lo)から(充-Hi)への遷移の様子を示している。SigS1の遷移によって電源電流状態が放電から充電に遷移する場合の1形態で、その点では図12Cと同様である。 FIG. 12D shows the state of the transition from (release-Lo) to (charge-Hi) in FIG. This is one form in which the power supply current state transitions from discharging to charging due to the transition of Sig S1 , which is the same as in FIG. 12C.
遷移前の状態と遷移後の状態で、スイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフや1次側回路10の電流i1の極性が、図12Cと逆であるが、図12Cと同様の過程となる。すなわち、スイッチ素子S1Hiおよびダイオード素子D1Hiが並列に設けられている端子間の静電容量に蓄積された電荷による静電エネルギーは、充電電流の一部となる。そして、スイッチ素子S1Hiおよびダイオード素子D1Hiによる閉回路で、静電エネルギーが消費されることがなく、ダイオードD1Loによるリカバリ損も発生しない。
In the state before the transition and the state after the transition, the on/off of the switch elements S1Hi and S1Lo and the polarity of the current i1 of the
図12Aや図12Bでは、1次側回路10の制御信号SigS1の遷移(+から-、または-から+)の際に、電源電流状態が充電から放電に遷移しており、順方向電流が流れていたダイオードのハードスイッチングによるリカバリ損や、オフしていたダイオードに蓄えられた静電エネルギーが熱やノイズとして消費される。これに対して図12Cや図12Dでは、1次側回路10の制御信号SigS1の遷移の際に、順方向電流が流れていたダイオードの端子電圧が急変しないソフトスイッチングによりリカバリ損が発生せず、また、電源電流状態が放電から充電に遷移しており、スイッチ素子S1Hiおよびダイオード素子D1Hiまたはスイッチ素子S1Loおよびダイオード素子D1Loの端子間に蓄積された電荷による静電エネルギーは充電電流の一部となる。即ち、1次側回路10の制御信号SigS1の遷移の際に、電源電流状態が放電から充電に遷移するようにすることで、電力損失を減らすことができる。
12A and 12B, when the control signal Sig S1 of the
(SigS1、SigS2lead、SigS2lagに対する電源電流状態)
図13は、図12A、図12B、図12Cおよび図12Dで挙げた4通りの遷移の過程において、SigS1、SigS2lead、SigS2lagに対し、電源電流状態が放電となるか充電となるかについて示している。図13(1)SigS1は、1次側回路10の制御信号SigS1が、基準信号の周期Tpで+と-を交互に出力する様子を表わす。
(Power supply current state for Sig S1 , Sig S2lead , Sig S2lag )
FIG. 13 shows whether the power supply current state is discharging or charging for Sig S1 , Sig S2lead , and Sig S2lag in the four transition processes shown in FIGS. 12A, 12B, 12C, and 12D. showing. FIG. 13(1) Sig S1 represents how the control signal Sig S1 of the
図13(2)のSigS2leadは、2次側回路20の制御信号SigS2として、基準信号の周期Tpとの時間差TDが進みである制御信号SigS2leadを用いている場合の、SigS1を基準にした出力の様子を示している。
Sig S2lead in FIG. 13(2) is Sig S1 in the case where the control signal Sig S2lead , which leads the time difference TD from the cycle Tp of the reference signal, is used as the control signal Sig S2 for the
図13(3)のi2の極性と電源電流状態の関係は、図13(1)のSigS1で1次側回路10が制御され、図13(2)のSigS2leadで2次側回路20が制御された場合の、2次側回路20の出力電流i2の極性に対する電源電流状態が、放電と充電のいずれになるかを示している。図13(3-1)は、2次側回路20の出力電流i2の極性が+の場合、図13(3-2)は、2次側回路20の出力電流i2の極性が-の場合である。
言い換えると、図13(2)、図13(3)、図13(3-1)、図13(3-2)は、2次側回路20の制御信号SigS2として、制御信号SigS1の周期Tpとの時間差TDが進みである2次側回路20の制御信号SigS2leadを用いている場合の、SigS1を基準にした出力の様子を表わしている。
13(3), the
In other words, FIGS. 13(2), 13(3), 13(3-1), and 13(3-2) show the period of the control signal Sig S1 as the control signal Sig S2 of the
一例として図13(3-1)は、下記(1)のような繰り返しを示している。
・図11左下:(放-Lo)から、図11右下:(充-Lo)に遷移
・図11右下:(充-Lo)から、図11左上:(放-Hi)に遷移、即ち図12B
・図11左上:(放-Hi)から、図11右上:(充-Hi)に遷移
・図11右上:(充-Hi)から、図11左下:(放-Lo)に遷移、即ち図12A
As an example, FIG. 13 (3-1) shows the repetition as in (1) below.
・ Fig. 11 lower left: transition from (release - Lo) to Fig. 11 lower right: transition to (full - Lo) ・ Fig. 11 lower right: transition from (full - Lo) to Fig. 11 upper left: transition to (release - Hi), that is Figure 12B
・ Fig. 11 upper left: transition from (release - Hi) to Fig. 11 upper right: transition to (full - Hi) ・ Fig. 11 upper right: transition from (full - Hi) to Fig. 11 lower left: transition to (release - Lo), that is, Fig. 12A
図13(2')、図13(3')、図13(3'-1)、図13(3'-2)は、2次側回路20の制御信号SigS2として、制御信号SigS1の周期Tpとの時間差TDが遅れである2次側回路20の制御信号SigS2lagを用いている場合の、SigS1を基準にした出力の様子を表わしている。
13(2′), FIG. 13(3′), FIG. 13(3′-1) and FIG . It shows the state of the output based on Sig S1 when using the control signal Sig S2lag of the
これら図13(3)および図13(3')の中で、「充電」および「放電」の表記の下の()内に、+または-の符号を3つ並べて記述している。これらの符号は、左から順番に、1番目が図13(1)の1次側回路10の制御信号SigS1の符号を表わし、2番目が図13(2)の2次側回路20の制御信号SigS2leadの符号を表わし、3番目が図13(3)の2次側回路20の出力電流i2の極性の符号を表わす。これら3つの符号のうち、負号(-)の数が偶数(0個か2個)であれば電源電流状態は放電となり、奇数(1個か3個)であれば電源電流状態は充電となる。
In these FIGS. 13(3) and 13(3'), three + or - signs are written side by side in parentheses under the notation of "charging" and "discharging". These codes, in order from the left, represent the code of the control signal Sig S1 for the
この表により、電源電流状態が、スイッチ素子S1Hi、S1Lo、S2HiおよびS2Loの制御と2次側回路20の出力電流i2の状態に応じて、どのように遷移するかが一覧できる。その中で、SigS1の状態が変化する前後で、電源電流状態が放電から充電に変化している部分を枠で囲ってあり、図13(3-2)および図13(3'-1)の場合が該当する。これらの変化では、電力損失の低減およびスイッチングノイズの低減の効果が得られる。
This table shows how the power supply current state transitions according to the control of the switch elements S1Hi, S1Lo, S2Hi and S2Lo and the state of the output current i2 of the
図13(3-2)は、i2の極性が-で、2次側回路20の制御信号SigS2としてSigS2leadを使用した場合であり、図13(3'-1)は、i2の極性が+で、2次側回路20の制御信号SigS2としてSigS2lagを使用した場合である。
FIG. 13(3-2) shows the case where the polarity of i2 is − and Sig S2lead is used as the control signal Sig S2 of the
前述の図6、図7Aおよび図7Bなどに係る説明でも述べたように、時間差TDが進み、遅れのいずれであっても、平滑回路30の出力電圧V3は同じとなる。
As described above with reference to FIGS. 6, 7A and 7B, the output voltage V3 of the smoothing
そして、図1に示したように、2次側回路20の制御電流i2の極性に応じて、その極性が-であればTDを進みにし、その極性が+であればTDを遅れにすることで、SigS1の遷移前後における電源電流状態が放電から充電に遷移するようにできる。そして、このことにより、電力損失の低減およびスイッチングノイズの低減の効果が得られる。
Then , according to the polarity of the control current i2 of the
以上では、SigS1のデューティ比D1やSigS2のデューティ比D2が、ともに0.5として、実施の形態の本質が分かりやすいよう、簡潔な説明を行った。しかしながら、以下で説明するように、D1、D2いずれも、必ずしも0.5でなくともよい。そのことについて、簡単に説明を加える。 In the above description, both the duty ratio D1 of Sig S1 and the duty ratio D2 of Sig S2 are assumed to be 0.5, and a brief description has been given so that the essence of the embodiment can be easily understood. However, as explained below, neither D 1 nor D 2 need necessarily be 0.5. I will add a brief explanation about it.
図14は、トランスTの1次側の励磁インダクタを含めた1次側回路の等価回路を示している。トランスTに直流電圧を印加し続けると、コアが磁気飽和してトランスとして機能しなくなるため、トランスTに直流電圧が印加され続けないようにすることが必要である。 FIG. 14 shows an equivalent circuit of the primary side circuit including the exciting inductor on the primary side of the transformer T. As shown in FIG. If a DC voltage is continuously applied to the transformer T, the core will be magnetically saturated and will not function as a transformer.
出力電圧V1の一方の電位V1Hiは、直流電源8の負極の電位を基準電位として0とすると、スイッチ素子S1HiおよびS1Loの交互のオン/オフにより、VDDと0を交互に出力する矩形波の電圧出力として表わせる。そのため、図14(A)矩形波発生器の要素として簡略化して記載している。
One potential V1Hi of the output voltage V1 is a square wave that alternately outputs VDD and 0 by alternately turning on/off the switch elements S1Hi and S1Lo, when the potential of the negative electrode of the
ここで、図14(B)のように、1次側回路10とトランスTの1次側の励磁インダクタを直流的に考えた場合、励磁インダクタは短絡と等価であり、また、静電容量素子16aおよび静電容量素子16bは開放と等価である。また、矩形波発生器は、直流的に考えた場合、直流成分を出力する直流電圧源と等価である。1次側回路の出力電圧V1の直流電圧(1周期の時間平均)を<V1>で表わすと、V1Hi=V1Lo=<V1>となる。つまり、1次側回路10の2つの出力端子の電位であるV1HiとV1Loは、直流的な電位としては、等しくなる。
Here, as shown in FIG. 14B, when the excitation inductor on the primary side of the
次に、図14(C)のように、交流等価回路を考える。このとき、直流電源8は短絡とみなせ、矩形波発生器は、その直流電圧分<V1>を差し引いた、V1-<V1>の交流成分のみの出力を行う矩形波発生器とみなせる。このとき、静電容量素子16aおよび静電容量素子16bの容量リアクタンスが矩形波の周波数で短絡とみなせるような静電容量値であれば、直流電源8の負極の電位を0として、交流等価回路を考えていることから、V1Loの電位は、(ほぼ)0となる。また、V1Hiは、矩形波発生器の出力と同電位であるから、交流的にはV1-<V1>である。つまり、1次側回路10に少なくとも一方の静電容量素子があれば、直流等価回路による考察と、交流等価回路による考察を合わせて考えると、1次側回路10の出力電圧は、矩形波の交流成分のみがトランスTの1次側に印加されるといえる。
Next, consider an AC equivalent circuit as shown in FIG. 14(C). At this time, the
つまり、1次側回路10に静電容量素子があることにより、デューティ比D1が0.5でなくても、スイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフにより生成された矩形波の電圧出力は、その交流成分のみが、トランスTの1次側に印加される動作となる。
That is, since the
なお、ここでの考察から、1次側回路10の静電容量素子16aおよび静電容量素子16bの2つの静電容量値の比は、定常状態での直流電位を決める役割は持たないことがわかる。そのため、デューティ比D1が0.5であっても、1次側回路10の2つの静電容量素子16aおよび静電容量素子16bの静電容量値C1HiとC1Loが等しい必要がないことは、ここでの考察からもわかる。さらに、図14(B)(C)の等価回路でわかるように、2つの静電容量素子16aおよび静電容量素子16bは、並列に配置されたのと等価であるため、いずれか一方でもよいこともわかる。
From the consideration here, it can be seen that the ratio of the two capacitance values of the
デューティ比D1、D2が0.5でない場合、それでも、その直流電圧成分が0となることから、1次側回路10の出力電圧V1の振幅の上限と下限の絶対値が等しくなくなり、また、時間差に対する出力電圧の関係が変わる。
If the duty ratios D 1 and D 2 are not 0.5, the DC voltage component is still 0, so the absolute values of the upper limit and the lower limit of the amplitude of the output voltage V1 of the
このことを、例を挙げて説明する。 This will be explained with an example.
図15Aおよび図15Bは、D1=D2≠0.5の例としてD1=D2<0.5である場合で、時間差TDが進みの場合を図15Aに、時間差TDが遅れの場合を図15Bに示している。図15Aおよび図15Bは、図7Aおよび図7Bに対応する図である。 15A and 15B show a case where D 1 =D 2 <0.5 as an example of D 1 =D 2 ≠0.5 and the time difference TD is advanced in FIG. 15A, and the time difference TD is delayed. is shown in FIG. 15B. 15A and 15B are diagrams corresponding to FIGS. 7A and 7B.
まず、V1について説明する。デューティ比D1が0.5ではない場合であり、直流成分が0となることから、電圧V1の上限値(正側の電圧値)と下限値(負側の電圧値)の絶対値が、等しくなくなる。
直流成分が0であり、つまり1周期の平均が0ということである。そしてデューティ比がD1であるから、正の電圧である区間が全体のD1、負の電圧である区間が全体の(1-D1)である。これらのことから、電圧V1の上限値(正側の電圧値)は、(1-D1)・VDDと表わせ、また下限値(負側の電圧値)は、-D1・VDDと表わせることがわかる。
なお、制御回路において、時間差TDの上限を、〔D1・Tpと(1-D1)・Tpのうち大きくない方〕未満に制限する必要がある。なぜならば、電源電流状態の充放電とi2の向きの対応が成り立たなくなるためである。図15Aおよび図15Bでは、D1<0.5の場合の例であるので、D1・Tp未満に制限する必要がある、ということになる。なお、時間差TDの上限がこの値であっても、与えられたD1に対して可能な出力範囲は網羅できる。この電圧V3の出力範囲の上限をVMAX、下限をVminとすると、それぞれ以下のように表わせる。
上限VMAX:2・D1・(1-D1)VDD
下限Vmin:D1<0.5の場合 -2・D1
2・VDD
Vmin:D1>0.5の場合 -2・(1-D1)2・VDD
First, V1 will be explained. Since the duty ratio D1 is not 0.5 and the DC component is 0, the absolute values of the upper limit value (positive side voltage value) and the lower limit value (negative side voltage value) of the voltage V1 are no longer equal.
The DC component is 0, which means that the average of one cycle is 0. Since the duty ratio is D 1 , the positive voltage interval is D 1 and the negative voltage interval is (1−D 1 ). From these facts, the upper limit value (positive voltage value) of the voltage V1 can be expressed as (1−D 1 )· VDD , and the lower limit value (negative voltage value) can be expressed as −D1·V DD . I understand.
In the control circuit, it is necessary to limit the upper limit of the time difference T D to less than [the lesser of D 1 ·T p and (1−D 1 )·T p ]. This is because the correspondence between the charging/discharging state of the power supply current and the direction of i2 does not hold. 15A and 15B are examples in which D1<0.5, so it is necessary to limit D1 to less than D1 ·Tp. Note that even if the upper limit of the time difference TD is this value, the possible output range for a given D1 can be covered. Assuming that the upper limit of the output range of the voltage V3 is V MAX and the lower limit is V min , they can be expressed as follows.
Upper limit V MAX : 2·D 1 ·(1−D 1 )V DD
Lower limit V min : When D 1 <0.5 −2·D 1 2 ·V DD
V min : When D 1 >0.5 −2·(1−D 1 ) 2 ·V DD
図16Aおよび図16Bは、D1≠D2の例としてD1<D2の場合で、時間差TDが進みの場合を図16Aに、時間差TDが遅れの場合を図16Bに示している。これらも、図7Aおよび図7Bに対応する図である。
図16Aおよび図16Bにおいても、電圧V2の平均値である電圧V3の取りうる上限をVMAX、下限をVminと表わす。
16A and 16B show a case where D 1 <D 2 as an example of D 1 ≠D 2 , and the time difference TD is advanced in FIG. 16A and the time difference TD is delayed in FIG. 16B. . These are also diagrams corresponding to FIGS. 7A and 7B.
In FIGS. 16A and 16B as well, the upper limit of voltage V3, which is the average value of voltage V2, is represented by V MAX and the lower limit by V min .
デューティ比がD1とD2で異なる場合、同じ時間差TDであっても、遅れと進みの場合で、出力電圧が変わってくる。例えば、時間差TDを進みの時間差とした例である図16Aでみると、(1)および(2)で示しているように、TDが0から|D2-D1|・Tpまでの間では、電圧V2の平均値である電圧V3は同じ電圧値VMAXのままである。そして、さらに時間差TDを大きくすることで、電圧V3の値をVminからVMAXまでの範囲で制御できるようになっている。 When the duty ratios of D1 and D2 are different, even if the time difference TD is the same, the output voltage varies depending on whether it is delayed or advanced. For example, looking at FIG. 16A, which is an example in which the time difference T D is the leading time difference, as shown in (1) and (2), T D is from 0 to |D 2 −D 1 |·T p. , voltage V3, which is the average value of voltage V2, remains at the same voltage value VMAX . By further increasing the time difference TD , the value of the voltage V3 can be controlled within a range from Vmin to VMAX .
対して、時間差TDを遅れの時間差とした例である図16Bでみると、(1)から(4)までで示しているように、TDが0からD1・Tpまでの間では、電圧V3の値をVminからVMAXまでの範囲で制御できるようになっている。そして、図16Bの(4)および(5)で示しているように、さらに時間差TDを大きくしても、電圧V2の平均値である電圧V3は同じ電圧値VMAXのまま変化しない。 On the other hand, looking at FIG. 16B, which is an example in which the time difference TD is the delay time difference, as shown in (1) to (4), when TD is between 0 and D1 · Tp , , the value of the voltage V3 can be controlled in the range from V min to V MAX . Then, as shown by (4) and (5) in FIG. 16B, even if the time difference TD is further increased, the voltage V3, which is the average value of the voltage V2, remains the same voltage value VMAX .
そのため、同じ電圧V3となるように時間差TDの遅れと進みを切り替えるに当たり、例えば、進み制御は、D1=D2のときの時間差TDに対してTDに|D1-D2|・Tpの補正値を加えた形で制御するようにすればよい。 Therefore, when switching the delay and advance of the time difference TD so that the same voltage V3 is obtained, for example, the advance control is performed to change the time difference TD when D 1 =D 2 to | D 1 −D 2 | • Control should be performed in a form in which a correction value for Tp is added.
時間差TDに関して、上記のように使用可能範囲や設計事項が加わるものの、充放電と損失発生の対応は変わらない。 Regarding the time difference TD , although the usable range and design items are added as described above, the correspondence between charge/discharge and occurrence of loss remains the same.
なお、図13におけるSigS1とSigS2との関係は、i2の向きと遷移の前後関係のみで決まっており、デューティ比D1、D2の値によって変わる要素はない。そのため、デューティ比D1、D2は、いずれも0.5である必要はなく、またこれらが等しい必要もない。 Note that the relationship between Sig S1 and Sig S2 in FIG. 13 is determined only by the direction of i2 and the relationship before and after the transition, and there is no element that changes depending on the values of the duty ratios D 1 and D 2 . Therefore, the duty ratios D 1 and D 2 do not need to be 0.5, nor do they need to be equal.
デューティ比D1、D2が0.5でないときや、これら2つのデューティ比が等しくない構成は、一例として制御回路40を以下のような形にすることで実現できる。即ち、基準信号の立ち上がりに、その振幅の上限を持つ、従来と同様の三角波(三角波1)を用意する。さらにもう一つ、基準信号の立ち下がりに、その振幅の下限を持つ三角波(三角波2)も用意する。デューティ比D0が0.5であれば、上記2つの三角波は重なり、一つで済む。図1や図5では、このような三角波が1つで済む場合を例示している。
When the duty ratios D 1 and D 2 are not 0.5, or when these two duty ratios are unequal, as an example, the
(従来の電力変換装置)
従来の電力変換装置は、i2の極性に応じて、判定回路を通じて2次側制御信号を切り替えるようにした構成は有していない。
(Conventional power converter)
A conventional power converter does not have a configuration in which the secondary side control signal is switched through a determination circuit according to the polarity of i2.
そのため、従来の電力変換装置では、例えば、抵抗素子の負荷に対し、少なくとも正の出力電圧か負の出力電圧のいずれかで、電力損失やスイッチングノイズが相対的に他方よりも大きくなる状態での動作となる場合がある。
(効果のまとめ)
このように、電力変換装置100において、判定回路43を通じて、i2の極性に応じて2次側制御信号を切り替える構成により、電力損失の低減やスイッチングノイズの低減という効果が得られる。
Therefore, in a conventional power conversion device, for example, with respect to the load of the resistive element, at least either positive output voltage or negative output voltage, power loss and switching noise are relatively larger than the other. It may work.
(Summary of effects)
As described above, in the
このことは、本実施の形態の従来の電力変換装置に対する優位性を示すものと言える。 This can be said to indicate the superiority of the present embodiment over the conventional power converter.
〔第2の実施の形態〕 (制御回路の変形例)
第2の実施の形態は、制御回路40の別の例である。
[Second Embodiment] (Modified Example of Control Circuit)
The second embodiment is another example of the
図17A、図17B、図17C、および図18に、第2の実施の形態に係る制御回路を示す。 17A, 17B, 17C, and 18 show control circuits according to the second embodiment.
図17A、図17B、および図17Cは、制御回路40の変形例を示しており、図18は、判定回路43の入力Signが正負それぞれの場合における、2次側回路20と平滑回路30の間に流れる電流i2の極性と電源電流状態の関係を示している。
17A, 17B, and 17C show modifications of the
図17A、図17B、図17C、および図18に基づき、第1の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、第1の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 17A, 17B, 17C, and 18, only different parts from the first embodiment will be explained, and explanations of parts common to the first embodiment will be omitted.
図17Aは、制御回路40の変形の一例としての制御回路40aを示している。
FIG. 17A shows a
判定回路43の入力信号Signの正負により、1次側回路10の制御信号SigS1のロジック信号を、正ならそのまま、負なら基準信号のロジックを反転回路INV2により反転した信号になるよう、切替手段SW2を用いて1次側制御回路41aを構成している。また、2次側回路制御信号SigS2は、進み遅れ信号生成回路103と切替手段SW3を図17Aの2次側制御回路42aのように構成することにより、判定回路43の入力信号Signが正なら基準信号に対して時間差TD遅れの信号を選択し、判定回路43の入力信号Signが負なら、基準信号に対して時間差TD進みの信号のロジックを反転した信号を選択するようにしている。
Depending on whether the input signal Sign of the
図18は、判定回路43の入力信号Signが正負それぞれの場合における、i2の極性と電源電流状態の関係を示している。i2の極性が+のときはSignを正に選択し、-のときは負に選択すれば、1次側回路10のスイッチ素子の状態が遷移前後で、電源電流状態が、(充電から放電ではなく、)放電から充電に遷移することがわかる。そして、このように選択することによって、電力損失の低減およびスイッチングノイズの低減の効果が得られる。
FIG. 18 shows the relationship between the polarity of i2 and the power supply current state when the input signal Sign to the
なお、図17Aで、進み遅れ信号生成回路103と切替手段SW3に、コンパレータCOMP2の出力を反転した例を挙げた。しかしながら、SigS2としては、判定回路43の入力信号Signが正のときに基準信号に対する時間差TDの遅れ信号相当が得られれば良く、また、Signが負のときに時間差TDの進み信号相当に対しロジックを反転する信号が得られる構成であればよい。例えば、制御回路40中の進み信号生成回路101と遅れ信号生成回路102のうちいずれか一方の出力を選択する構成は、ロジックの反転などの軽微な設計変更により、進み遅れ信号生成回路104を用いた構成に変更することも可能である(図17Bの制御回路40b)。
In FIG. 17A, the example in which the output of the comparator COMP2 is inverted in the lead/lag
また、制御回路40中の進み信号生成回路101と遅れ信号生成回路102を用意したうえで、遅れ信号生成回路102の出力を反転した形(遅れ信号生成回路102a)としてもよい(図17Cの制御回路40cの2次側制御回路42c)。第1の実施の形態の例には、これらのような構成も含む。なお、図17Bにおける進み遅れ信号生成回路104の出力および図17Cにおける遅れ信号生成回路102aに、Xの上にバーを付けた形の出力信号を用いているが、これは図17Aでの進み遅れ信号生成回路103の出力および図1における遅れ信号生成回路102の出力の論理を反転した出力がされることを表わす。
Further, after preparing the lead
また、PLD、FPGA、CPUなどのプログラマブルデバイスまたはプロセッサを用いて、制御回路40a、制御回路40bおよび制御回路40cの少なくとも一部の機能と同等の機能を実現することも可能であり、これ(ら)を構成要素の中に含んだ形で実現しても構わない。
It is also possible to implement functions equivalent to at least part of the functions of the
第2の実施の形態で挙げた変形例のように、2次側回路20の制御信号SigS2だけでなく、1次側回路10の制御信号SigS1に対しても判定回路43の判定結果Selによる切替を適用することでも、電力損失の低減やスイッチングノイズの低減に有効である。
As in the modification described in the second embodiment, the determination result Sel of the
〔第3の実施の形態〕 (判定回路の変形例)
第3の実施の形態は、判定回路43中のコンパレータCOMP3の構成に関する変形例である。
[Third Embodiment] (Modification of Determination Circuit)
The third embodiment is a modification of the configuration of the comparator COMP3 in the
図19から図22に、第3の実施の形態に係る判定回路43aや判定回路43bの例、および関連する信号の様子を示している。
FIGS. 19 to 22 show examples of the
図19は、判定回路43の変形例としての判定回路43aを示している。図20は、平滑回路30を中心とした、各部の電圧、電流の様子を示しており、図21は、負荷9が抵抗素子である場合の、代表的なデューティ比DVと2次側回路20の出力電圧V2および2次側回路20の出力電流i2の波形の一例を示している。図22は、コンパレータCOMP3の出力を保持する手段を追加した例を示している。
FIG. 19 shows a
図19から図22に基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 Based on FIGS. 19 to 22, only parts different from other embodiments will be described, and descriptions of parts common to other embodiments will be omitted.
図19は、第3の実施の形態に係る、判定回路43についての変形例としての判定回路43aを示している。判定回路43aは、コンパレータCOMP3の出力を正帰還することにより、ヒステリシス付きのコンパレータとする構成の例である。リップル電流がコンパレータCOMP3のしきい値をまたぐ電流値となるような動作となる場合、判定信号が、基準信号の周期よりも短い間隔で切り替わる状態が発生する。コンパレータCOMP3の出力を、抵抗値がそれぞれR3およびR4である2つの抵抗素子で分圧し、コンパレータCOMP3の入力側に正帰還をする構成により判入力信号Signに対して、ヒステリシスを掛けている。なお、図1の判定回路43内のコンパレータCOMP3の部分を置き換える例としての図であるため、出力部分にロジックの反転回路INV2を設けている。このINV2の出力を判定結果Selとして用いればよい。電流センサCTからの信号Signのノイズによる信号比較の結果への影響を低減する効果を持たせることができる。また、ヒステリシス付きのコンパレータも部品として市販もされており、そのようなコンパレータをそのままコンパレータCOMP3として使用してもよい。
FIG. 19 shows a
ここでは、ヒステリシスの幅を設計によって決めて構成する例を挙げる。コンパレータCOMP3に外部回路を追加することで持たせるヒステリシスの好適な幅を求めるため、平滑回路30のインダクタ素子31に流れる電流i2が持つ時間依存性を、以下で検討する。2次側回路20側から負荷9側に向かって流れる向きを、電流の正の向きとする。
Here, an example is given in which the hysteresis width is determined by design. In order to obtain a suitable width of hysteresis provided by adding an external circuit to the comparator COMP3, the time dependence of the current i2 flowing through the
図20は、平滑回路30を中心とした、各部の電圧および電流の様子を示している。
FIG. 20 shows voltages and currents at various parts, centering on the smoothing
インダクタ素子31の両端に印加される電圧VLは、インダクタ素子31の負荷9側の一端を基準とすると、V2-V3AVEで表わせる。
The voltage VL applied across the
インダクタ素子31に流れる電流i2は、負荷9に流れる電流i3(=平滑回路30の出力電流)と、定常状態におけるインダクタ素子31の両端に印加される電圧V2-V3AVEの時間による積分量に比例する変動分との和である。インダクタ素子31に流れる電流が定常状態のとき、2次側回路20の出力電圧V2の出力波形のデューティ比をDVとすると、この変動分の振幅(上限と下限の幅)irplは、以下の形で表わせる。
図21は、負荷9が抵抗負荷の場合について、2次側回路20の出力電圧波形のデューティ比DVが0から1までを1/4間隔で、2次側回路20の出力電圧V2とインダクタ素子31に流れる電流(2次側回路20の出力電流)i2の様子を示している。
ただし、図21で、定数として、以下を用いる。
However, in FIG. 21, the following are used as constants.
定常状態でのインダクタ素子31に流れる電流i2は、平滑回路30の出力電流i3を平均値(直流分)とし、リップル振幅はDV=1/2で最大振幅のリップルを持つ電流となる。
The current i2 flowing through the
このリップル分によるTp/2以下の短時間での判定結果の変動を抑止するためには、COMP3のヒステリシス電流幅ihysが、リップルの最大値iM_rplよりも大きくなるようにすればよい。ヒステリシス電流幅ihysは、電流センサCTの利得(電流電圧変換比)と、コンパレータCOMP3の2値の出力電圧レベルに基づき、2つの抵抗の抵抗値R3、R4を選定することにより決めることができる。具体的な定数設計の詳細は省略する。 In order to suppress fluctuations in the determination result within a short time of T p /2 or less due to this ripple, the hysteresis current width i hys of COMP3 should be made larger than the maximum ripple value i M_rpl . The hysteresis current width i hys can be determined by selecting the resistance values R3 and R4 of the two resistors based on the gain (current-voltage conversion ratio) of the current sensor CT and the binary output voltage level of the comparator COMP3. . Details of specific constant design are omitted.
このリップルの最大値iM_rplは、平滑回路30のローパスフィルタのカットオフ周波数以上の周波数の信号が全て除去される場合の近似である。この近似の元で、リップル電流の振幅は、基準信号の周期Tp、直流電源8の電圧VDDおよび平滑回路30のインダクタ素子31のインダクタンス値Loutで決まり、負荷には依存しない。リップル電流が負荷9に依存しないという性質は、コンパレータのヒステリシス幅を設計する上での有利な特徴といえる。
The maximum value iM_rpl of this ripple is an approximation when all signals with frequencies equal to or higher than the cutoff frequency of the low-pass filter of the smoothing
実装に当たっては、負荷9によらず決まる電流値ihysを調整範囲に含む形で、ヒステリシス幅を調整できる構成としてもよい。一例として、図19においてR3、R4のいずれか一方を、固定抵抗と可変抵抗の直列接続にすれば、ヒステリシス幅を調整できる。そして、実器を動作させた状態で、2次側回路20の出力電圧波形のデューティ比DVが0.5、平滑回路30の出力電圧V3が0の状態で、判定結果Selが、i2に含まれるリップル電流に応じてヒステリシス幅の調整を行う。そのように調整すれば、その実器でリップル電流による判定結果Selの反転がない判定回路43aの動作とすることが可能である。
In implementation, the hysteresis width may be adjusted by including the current value i_hys , which is determined regardless of the
図22は、第3の実施の形態に係る判定回路43bに関し、コンパレータCOMP3の出力を保持する手段である保持回路を追加した例を示したものである。
FIG. 22 shows an example in which a holding circuit, which is means for holding the output of the comparator COMP3, is added to the
コンパレータCOMP3の入力には電流センサCTからの信号Signが接続されており、コンパレータCOMP3の出力を、その出力の状態を保持する手段としてD-FF(D-フリップフロップ)のD入力に接続している。このような構成によって、コンパレータCOMP3の出力を、次にコンパレータCOMP4の出力であるトリガ信号CLによる立ち上がり信号がD-FFのトリガ入力に入力されるまで保持するようにしている。 A signal Sign from the current sensor CT is connected to the input of the comparator COMP3. there is With such a configuration, the output of the comparator COMP3 is held until the next rising signal by the trigger signal CL, which is the output of the comparator COMP4, is input to the trigger input of the D-FF.
D-FFのトリガ入力に入力されるトリガ信号CLは、この構成例では三角波とコンパレータCOMP4により生成している。そしてD-FFの出力は、判定回路43bの出力Selになっている。
A trigger signal CL input to the trigger input of the D-FF is generated by a triangular wave and a comparator COMP4 in this configuration example. The output of the D-FF is the output Sel of the
三角波の振幅の上限および下限は、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がり部分に対応しているため、トリガ信号CLは、基準信号の立ち上がりと立ち下がりの間に立ち上がりおよび立ち下がりを持つ信号となる。1次側回路10のスイッチ素子のオン/オフの遷移は、基準信号の立ち上がりおよび立ち下がりで起こるため、トリガ信号CLの立ち上がりおよび立ち下がりは、1次側回路10のスイッチ素子のオン/オフの遷移と遷移の間となる。
Since the upper and lower limits of the amplitude of the triangular wave correspond to the rising and falling portions of the reference signal, the trigger signal CL has rising and falling edges between the rising and falling edges of the reference signal. Since the ON/OFF transition of the switch element of the
なお、コンパレータCOMP4の比較電位は、共通電位である必要はなく、比較される三角波の電圧の上限と下限の間の電位になるように、任意に決めればよい。 The comparison potential of the comparator COMP4 does not need to be a common potential, and may be arbitrarily determined to be a potential between the upper limit and the lower limit of the triangular wave voltages to be compared.
第3の実施の形態によれば、コンパレータCOMP3を基に生成される判定結果Selの、2次側回路20の出力電流i2のリップル成分による影響を避けることができる。
According to the third embodiment, it is possible to avoid the influence of the ripple component of the output current i2 of the
この変形例のように、判定回路43のコンパレータCOMP3に対して、ヒステリシスを設けること、また、基準信号に同期したトリガ信号CLで判定結果を設けることが、リップル電流のもとで安定動作を図るうえで有効である。
As in this modification, providing hysteresis for the comparator COMP3 of the
〔第4の実施の形態〕 (出力電流検出の変形例)
第4の実施の形態は、電流センサCTに関する、電力変換装置の変形例である。
[Fourth Embodiment] (Modified Example of Output Current Detection)
4th Embodiment is a modification of the power converter device regarding the current sensor CT.
図23から図29に、第4の実施の形態に係る電力変換装置200、210、220、230および240、ならびに電力変換装置230および240に係る判定回路の構成例を示している。
FIGS. 23 to 29 show configuration examples of
図23は、電流センサCTと判定回路43の間にローパスフィルタLPFを配置した構成の一例を示している。図24は、電流センサCTを、平滑回路30の出力電流i3を検出するように構成した例を示しており、図25は、負荷9の出力に電圧センサVTを構成した例を示している。図26は、電流センサCTを直流電源8の出力端に構成した例を示しており、図27は、電流センサCTを直流電源8の出力端に構成した例における判定回路43dの構成例を示している。図28は、電流センサCTを示しており、1次側回路10と2次側回路20の間に構成した例を示している。図29は、電流センサCTを示しており、1次側回路10と2次側回路20の間に構成した例における判定回路43eの構成例を示している。
FIG. 23 shows an example of a configuration in which a low-pass filter LPF is arranged between the current sensor CT and the
図23から図29に基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 Based on FIGS. 23 to 29, only parts different from other embodiments will be described, and descriptions of parts common to other embodiments will be omitted.
図23は、電流センサCTと判定回路43の間に、ローパスフィルタLPFを配置した電力変換装置200の例を示している。
FIG. 23 shows an example of a
リップル成分の周期はTp/2となるため、ローパスフィルタLPFのカットオフ周波数はリップル成分の周波数よりも十分に低く、一例として数分の一とする。これにより、定常状態におけるリップル成分を所望の量以下に減衰させることが可能である。また、リップル成分以外の、外来ノイズの減衰効果も得られる。 Since the period of the ripple component is T p /2, the cutoff frequency of the low-pass filter LPF is sufficiently lower than the frequency of the ripple component, for example, a fraction of the frequency. This makes it possible to attenuate the ripple component in the steady state to a desired amount or less. In addition, an effect of attenuating external noise other than the ripple component can be obtained.
ローパスフィルタLPFとしては、例えば、抵抗素子と静電容量素子や、インダクタ素子と抵抗素子により構成される1次のローパスフィルタでもよいし、高次のローパスフィルタでもよい。さらに、受動素子のみの構成によるフィルタである必要はなく、アクティブフィルタでもよい。また、電流センサCTの検出信号SignをA/D変換し、デジタルフィルタを用いることも可能である。もちろん、アナログ回路としてのローパスフィルタを通してから、A/D変換をし、さらにデジタルフィルタを用いてもよい。特にデジタルフィルタの場合、移動平均フィルタにて積算区間をTp/2、あるいは、この正の整数倍とすれば、リップル成分の持つ周波数成分に対する感度が0となり、リップル成分を除去する目的に対する好適な構成といえる。フィルタに関しては、アナログフィルタ、デジタルフィルタとも、所望のカットオフ周波数を得るフィルタを、減衰量や応答速度などに応じて設計する手法があり、詳細は省略する。 The low-pass filter LPF may be, for example, a first-order low-pass filter composed of a resistive element and a capacitance element, an inductor element and a resistive element, or a high-order low-pass filter. Furthermore, the filter does not need to be composed only of passive elements, and may be an active filter. It is also possible to A/D convert the detection signal Sign of the current sensor CT and use a digital filter. Of course, after passing through a low-pass filter as an analog circuit, A/D conversion may be performed and a digital filter may be used. Especially in the case of a digital filter, if the integration interval in the moving average filter is set to T p /2 or a positive integral multiple thereof, the sensitivity to the frequency component of the ripple component becomes 0, which is suitable for the purpose of removing the ripple component. configuration. Regarding filters, both analog filters and digital filters have a method of designing a filter for obtaining a desired cutoff frequency according to the attenuation amount, response speed, etc., and the details thereof are omitted.
図24は、電流センサCTで、2次側回路20の出力電流i2に代えて、平滑回路30の出力電流i3を検出するように構成した電力変換装置210の例を示している。
FIG. 24 shows an example of a
この例では、平滑回路30を図23におけるローパスフィルタLPFとして用いたのと同等の信号が、電流センサCTで検出できる。このことは、次のように考えてもよい。すなわち、例えば基準信号の周期Tpの数倍以上の時間で考えるとリップル成分の平均は0となるため、2次側回路20の出力電流i2の平均が、平滑回路30の出力電流i3となる。そのため、平滑回路30の出力電流i3を電流センサCTによる検出信号として用いれば、別途図23およびその説明であげたようなローパスフィルタLPFを設けなくても、2次側回路20の出力電流i2を平均化した信号の検出が可能である。
In this example, the current sensor CT can detect a signal equivalent to when the smoothing
なお、平滑回路30の出力電圧V3は、2次側回路20の出力電圧波形のデューティ比DVの矩形波を平滑回路30により平滑化した電圧であるから、定常状態においても完全な直流とはならない。そのため、平滑回路30の出力電流i3を電流センサCTで検出した信号に対し、さらにローパスフィルタ、COMP3のヒステリシスやD-FFを用いた保持回路を併用してもよい。
Note that the output voltage V3 of the smoothing
図25は、負荷9の出力に電圧センサVTを構成した電力変換装置220の例を示している。
FIG. 25 shows an example of a
負荷9が抵抗素子のような抵抗負荷であれば、平滑回路30の出力電流i3は、平滑回路30の出力電圧V3に比例する。そのため、平滑回路30の出力電流i3の代わりに平滑回路30の出力電圧V3を検出しても、平滑回路30の出力電流i3を検出するのと同等の効果が得られる。
If the
なお、定常状態における平滑回路30の出力電圧V3は、出力目標値Viの設定に基づいて決まる。そのため、負荷9が抵抗負荷であれば、電流センサCTや電圧センサVTでの検出信号に基づいて判定結果Selを得る代わりに、出力目標値Viの正負に基づいて判定結果Selを生成してもよい。
Note that the output voltage V3 of the smoothing
また、さらに簡略化した判定結果Selを生成する手段として、手動の切替スイッチを設けてもよい。例えば、抵抗負荷で、出力目標値Viが決まっているような場合、手動で進みか遅れかを設定できるようにしてあれば、損失の少ない動作を得る目的を果たす手段として十分な使い方もある。 Further, a manual changeover switch may be provided as means for generating a further simplified determination result Sel. For example, in the case of a resistive load with a fixed output target value Vi, if it is possible to manually set whether to lead or lag, it can be used sufficiently as a means to achieve the purpose of obtaining operation with little loss.
図26は、電流センサCTで、直流電源8の出力電流i0を検出するように構成することで、直接、直流電源8の放電か充電の状態を検出する構成例である。
FIG. 26 shows a configuration example in which the discharge or charge state of the
図27(A)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち下がりの遷移に対して、コンパレータCOMP3の出力が+であればJK-FF(JK-フリップフロップ)の出力状態は変化せず、コンパレータCOMP3の出力が-であれば、JK-FFの出力状態が反転する回路の例である。
FIG. 27A shows that the output state of JK-FF (JK-flip-flop) does not change if the output of the comparator COMP3 is + with respect to the falling transition of the control signal Sig S1 of the
コンパレータCOMP3の出力の+および-は、図26の直流電源8の出力電流i0が、矢印で示した電流の向きに対して、それぞれ正の向きおよび負の向きに電流が流れていることを表わしている。
+ and - of the output of the comparator COMP3 indicate that the output current i0 of the
1次側回路10の制御信号SigS1の立ち下がりの直前に、コンパレータCOMP3の出力が+のときは、直流電源8は放電の状態であり、コンパレータCOMP3の出力が-のときは、直流電源8は充電の状態である。
Immediately before the fall of the control signal Sig S1 of the
制御信号SigS1の立ち下がりの際に直流電源8が充電の状態である場合、すなわちコンパレータCOMP3の出力が-のときに、判定回路の出力Selを反転させる。このように構成することで、制御信号SigS1の遷移の前後で、直流電源8の電源電流状態が放電から充電に遷移するようにすることができる。
When the
図27(B)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりの遷移に対して、コンパレータCOMP3の出力が+であればJK-FFの出力状態は変化せず、コンパレータCOMP3の出力が+であれば、JK-FFの出力状態が反転する判定回路の例である。
FIG. 27B shows that when the output of the comparator COMP3 is + with respect to the rising transition of the control signal Sig S1 of the
図27(B)は、図27(A)の例に対し、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりの遷移の際に判定を行うように構成した例である。
FIG. 27B shows an example in which the determination is made at the rising transition of the control signal Sig S1 of the
図27(C)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりおよび立ち下がりの両方の遷移の際に、直流電源8が放電から充電となるように構成した回路である。
FIG. 27(C) shows a circuit configured so that the
排他的論理和Ex-OR1の2つの入力に、1次側回路10の制御信号SigS1のおよび、その信号を抵抗素子RJKと静電容量素子CJKによる時定数回路を通過させた信号の2つの信号を入力する。その結果、排他的論理和Ex-OR1の出力は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりおよび立ち下がりの両方のエッジで立ち上がりを持つロジック信号となる。
The two inputs of the exclusive OR Ex-OR1 are the control signal Sig S1 of the
なお、抵抗素子RJKと静電容量素子CJKによる時定数は、例えば1次側回路10の制御信号SigS1の周期の数分の1程度以下となるような構成とすればよい。
The time constant of the resistance element R JK and the capacitance element C JK may be configured to be, for example, a fraction of the period of the control signal Sig S1 of the
このような構成により、図27(C)に例として示した判定回路は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりおよび立ち下がりそれぞれの遷移のタイミングで判定回路の出力Selを反転するか否かの判定が行うことができる。 With such a configuration, the determination circuit shown as an example in FIG . A determination can be made as to whether or not
これらの例で示すように、直流電源8の出力電流i0の極性に応じて、1次側回路10の制御信号SigS1の遷移時に、直流電源8の出力電流i0の極性が-の場合に判定回路の出力Selを反転することにより、直流電源8は放電から充電となるように制御することができる。
As shown in these examples, according to the polarity of the output current i0 of the
図28は、電流センサCTで、1次側回路10の出力電流i1を検出するように構成されている。
FIG. 28 shows a current sensor CT configured to detect the output current i1 of the
図29(A)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち下がりの遷移に対して、コンパレータCOMP3の出力が+であればJK-FFの出力状態は変化せず、コンパレータCOMP3の出力が-であれば、JK-FFの出力状態が反転する回路の例である。
FIG. 29A shows that when the output of the comparator COMP3 is + with respect to the falling transition of the control signal Sig S1 of the
コンパレータCOMP3の出力の+および-は、図28の1次側回路10の出力電流i1が、矢印で示した電流の向きに対して、それぞれ正の向きおよび負の向きに電流が流れていることを表わしている。1次側回路10の制御信号SigS1の立ち下がりの直前、すなわち制御信号SigS1が+のとき、直流電源8の正極側は、1次側回路10のスイッチ素子S1Hiのオンにより、1次側回路10の出力の電位をV1Hiで表わしている側と接続されている状態である。
The + and - outputs of the comparator COMP3 indicate that the output current i1 of the
1次側回路10の制御信号SigS1の立ち下がりの直前に、コンパレータCOMP3の出力が+のときは、直流電源8は放電の状態であり、コンパレータCOMP3の出力が-のときは、直流電源8は充電の状態である。
Immediately before the fall of the control signal Sig S1 of the
制御信号SigS1の立ち下がりの際に直流電源8が充電の状態である場合、すなわちコンパレータCOMP3の出力が-のときに、判定回路の出力Selを反転させるように判定回路を構成する。このようにすることで、制御信号SigS1の遷移の前後で、直流電源8の電源電流状態が放電から充電に遷移するようにすることができる。
When the
図29(B)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりの遷移に対して、コンパレータCOMP3の出力が-であればJK-FFの出力状態は変化せず、コンパレータCOMP3の出力が+であれば、JK-FFの出力状態が反転する判定回路の例である。1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりの直前、すなわち制御信号SigS1が-のとき、直流電源8の負極側は、1次側回路10のスイッチ素子S1Loのオンにより、1次側回路10の出力の電位をV1Hiで表わしている側と接続されている状態である。1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりの直前に、コンパレータCOMP3の出力が-のときは、直流電源8は放電の状態であり、コンパレータCOMP3の出力が+のときは、直流電源8は充電の状態である。
FIG. 29B shows that when the output of the comparator COMP3 is negative with respect to the rising transition of the control signal Sig S1 of the
制御信号SigS1の立ち上がりの際に直流電源8が充電の状態である場合、すなわちコンパレータCOMP3の出力が+のときに、判定回路の出力Selを反転させるように判定回路を構成する。このようにすることで、制御信号SigS1の遷移の前後で、直流電源8の電源電流状態が放電から充電に遷移するようにすることができる。
The determination circuit is configured to invert the output Sel of the determination circuit when the
図29(C)は、1次側回路10の制御信号SigS1の立ち上がりおよび立ち下がりの両方の遷移の際に、直流電源8が放電から充電となるように構成した回路である。
FIG. 29(C) is a circuit configured so that the
立ち上がりおよび立ち下がりそれぞれの遷移のタイミングで判定回路の出力Selを反転するか否かの判定を行うことができる。 Whether or not to invert the output Sel of the determination circuit can be determined at each transition timing of the rising edge and the falling edge.
なお、図27(A)(B)(C)および図29(A)(B)(C)における判定回路の構成例において、電流センサCTからの信号を、ローパスフィルタLPFを介してコンパレータCOMP3の+側の入力信号Signとしてもよい。また、これら判定回路におけるコンパレータCOMP3として、ヒステリシスコンパレータとしてもよい。 27A, 27B, 29C and 29A, 29B, and 29C, the signal from the current sensor CT is passed through the low-pass filter LPF to the comparator COMP3. It may be the + side input signal Sign. A hysteresis comparator may be used as the comparator COMP3 in these determination circuits.
〔第5の実施の形態〕 (1次側回路の変形例)
第5の実施の形態は、電力変換装置100の各種の1次側回路10の構成に関する一例である。
[Fifth Embodiment] (Modification of Primary Side Circuit)
5th Embodiment is an example regarding the structure of the various
いずれの構成においても、1次側回路10の出力電圧V1として矩形波状の出力電圧が得られる。
In either configuration, a rectangular wave-shaped output voltage is obtained as the output voltage V1 of the
図30、図31Aおよび図31Bに、第5の実施の形態に係る電力変換装置を示す。 30, 31A and 31B show a power converter according to the fifth embodiment.
図30(A)(B)(C)(D)は、1次側回路10の構成として、ハーフブリッジ型の実施の形態の例を示している。図31Aおよび図31Bは、1次側回路10の構成として、フルブリッジ型の実施の形態の例を示している。
30A, 30B, 30C, and 30D show an example of a half-bridge type embodiment as the configuration of the
図30、図31Aおよび図31Bに基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 30, 31A, and 31B, only different parts from other embodiments will be explained, and explanations of parts common to other embodiments will be omitted.
図30(A)の1次側回路10aおよび図30(B)の1次側回路10bは、図2で示す第1の実施の形態の例において、1次側回路10に2つ配置していた静電容量素子のうちのいずれか一方のみとした変形例である。
The
静電容量素子の静電容量値は、C1Hi≠C1Loでも可能である旨は、第1の実施の形態における説明の中で述べた。図30(A)や図30(B)は、それら2つの静電容量素子のうちのいずれか一方の静電容量値が0である場合の例と考えることもできる。 As described in the description of the first embodiment, the capacitance value of the capacitance element can be C1Hi.noteq.C1Lo. FIGS. 30A and 30B can also be considered as examples in which one of the two capacitance elements has a capacitance value of zero.
また、図30(C)の1次側回路10cおよび図30(D)の1次側回路10dは、1次側回路10の直流電源8として、直流電源を2つ使用した変形例である。図30(C)および図30(D)に示すように、直流電源8'は、直列接続される直流電源1および直流電源2を備える。直流電源1の両極間の電圧値をVDD1、直流電源2の両極間の電圧値をVDD2とする。このとき、スイッチ素子S1Hiのみがオンでは、直流電源1の負極側の電位(=直流電源2の正極側の電位)、すなわちV1Loを0として、出力電圧V1Hiの電位はVDD1となる。また、スイッチ素子S1Loのみがオンでは、出力電圧V1Hiの電位は-VDD2となる。これらの形態でも、V1として矩形波が出力される。ただし、図30(D)の形態では、静電容量素子を介さずに電圧を出力していることから、この出力の後段に接続されるトランスTの1次側に直流電圧分の継続的な印加がされないように1次側回路10dのスイッチ素子を制御する必要がある。
A
具体的には、直流電源8'を構成する2つの直流電源1および直流電源2の電圧VDD1、VDD2と1次側回路10dの制御信号のデューティ比D1について、以下の式が成り立つように制御する必要がある。
D1:1-D1=VDD2:VDD1
・・・(式6)
Specifically, regarding the voltages V DD1 and V DD2 of the two
D 1 : 1-D 1 = V DD2 : V DD1
... (Formula 6)
1次側回路10dのスイッチ素子がオン/オフの際の、電荷の蓄積や放出の過程は、第1の実施の形態での例と同様なため、詳細は省略する。
The process of accumulating and discharging electric charges when the switching element of the
図31Aの1次側回路10eおよび図31Bの1次側回路10fは、1次側回路の構成として、フルブリッジ型の実施の形態の例を示している。
A
2つの静電容量素子16aと静電容量素子16bを含む構成のハーフブリッジ型に対して、フルブリッジ型では、これら2つを各々、スイッチ素子(S1'Hi、S1'Lo)およびダイオード素子(D1'Hi、D1'Lo)の素子対を並列に設けた形に置き換えた構成としている。なお、図31Aに備えている静電容量値をC1Mで表わした静電容量素子は、電位がV1Hiの1次側出力端側ではなく、電位がV1Loの1次側出力端側に備えてもよく、1次側出力の両端に2つ備えてもよい。そして、スイッチ素子S1Hiのオン/オフに合わせてスイッチ素子S1'Loのオン/オフが制御され、また、スイッチ素子S1Loのオン/オフに合わせてスイッチ素子S1'Hiのオン/オフが制御される。デッドタイムについても同様である。図31Aにおいて1次側ドライバDrvS1の出力で四角の点線で囲った部分は、スイッチ素子のオン/オフの状態が同じ状態になる制御信号の組であることを表わす。
In contrast to the half-bridge type including two electrostatic
1次側回路10eおよび1次側回路10fの制御信号SigS1に対する、スイッチ素子S1HiおよびS1Loのオン/オフ制御は、他の実施形態の例と同様であるため、説明は省略する。
The on/off control of the switch elements S1Hi and S1Lo with respect to the control signal Sig S1 of the
フルブリッジ型は、直流電源8の両極が、オンしているスイッチ素子を介して正負どちらかの向きで1次側回路10eの出力となる構成である。そのため、第5の実施の形態における例では、V1Loを基準としたV1Hiの電位であるV1は、ハーフブリッジ型の2倍の出力電圧となる。
The full-bridge type has a configuration in which both poles of the
また、図31Bの形態は、図30(D)の場合と同様、静電容量素子を介さずに電圧を出力していることから、この出力の後段に接続されるトランスTの1次側に直流電圧成分の継続的な印加がされないように1次側回路10fのスイッチ素子を制御する必要がある。
31B, as in the case of FIG. 30(D), since the voltage is output without passing through the capacitance element, the primary side of the transformer T connected to the subsequent stage of this output It is necessary to control the switch element of the
具体的には、1次側回路10fの制御信号のデューティ比D1を0.5とする必要がある。
Specifically, it is necessary to set the duty ratio D1 of the control signal for the
このように、1次側回路10の出力電圧V1として矩形波状の出力電圧が得られる構成例として、第1の実施の形態の構成とは他の構成例がある。しかし、これらに限定するものではない。
In this way, there is a configuration example other than the configuration of the first embodiment as a configuration example in which a rectangular wave-shaped output voltage can be obtained as the output voltage V1 of the
〔第6の実施の形態〕 (双方向性スイッチ素子の具体例)
第6の実施の形態は、電力変換装置100のスイッチ素子の構成に関する例である。
[Sixth Embodiment] (Specific example of bidirectional switch element)
The sixth embodiment is an example relating to the configuration of the switch element of the
図32に基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 Based on FIG. 32, only parts different from other embodiments will be explained, and explanations of parts common to other embodiments will be omitted.
図32は、双方向性スイッチ素子の具体例な構成例を示している。 FIG. 32 shows a specific configuration example of a bidirectional switch element.
双方向性スイッチ素子は、オンの場合に双方向に電流を流すことができ、かつ、オフの際には、どちら向きの電流も遮断できる必要がある。 A bidirectional switch element needs to be able to pass current in both directions when it is on, and to block current in either direction when it is off.
なお、1次側回路10の構成の例で用いているスイッチ素子S1HiおよびS1Loは、オンの際に流したい電流の向きで流せる必要があり、その方向を順方向とした場合、オフの際に順方向の電流を遮断できる必要はあるが、必ずしも逆方向の電流を遮断できる必要はない。
The switch elements S1Hi and S1Lo used in the example of the configuration of the
そして、このスイッチ素子S1HiおよびS1Loと並列に、順方向電流とは逆の向きにダイオード素子D1HiおよびD1Loを外部に取り付けるか、あるいは等価的にそのようなダイオード素子が内在する素子を、スイッチ素子とダイオード素子が並列に設けられた素子として用いる。このような素子の代表例として、MOS-FETが挙げられる。 In parallel with the switch elements S1Hi and S1Lo, diode elements D1Hi and D1Lo are attached to the outside in the direction opposite to the forward current, or equivalently, an element in which such a diode element is inherent is used as the switch element. It is used as an element in which diode elements are provided in parallel. A typical example of such an element is a MOS-FET.
図32(A)~(E)では、双方向性スイッチ素子に内在するスイッチ素子として、MOS-FETを例示しているが、J-FET、バイポーラトランジスタ、IGBT、SiCデバイス、GaNトランジスタ等、MOS-FET以外のスイッチ素子を使用することができる。また、Nチャンネル素子やNPN素子に代えてPチャンネル素子やPNP素子を用いたり、混在させたりすることもできる。さらに、スイッチ素子に並列にダイオード素子が設けられている場合、この代わりとして、スイッチ素子の内蔵ダイオード(寄生ダイオードを含む)を用いることもでき、実装面積やコストを減少させることができる。 FIGS. 32A to 32E exemplify MOS-FETs as the switching elements inherent in the bidirectional switching elements, but J-FETs, bipolar transistors, IGBTs, SiC devices, GaN transistors, etc., can also be used as MOS transistors. - switch elements other than FETs can be used; Also, P-channel elements and PNP elements can be used instead of N-channel elements and NPN elements, or they can be used together. Furthermore, when a diode element is provided in parallel with the switch element, a built-in diode (including a parasitic diode) of the switch element can be used instead, thereby reducing mounting area and cost.
図32(A)および図32(B)は、2つのスイッチ素子S5およびS5'を2つ逆向きに直列接続して構成した双方向性スイッチ素子の例を示している。スイッチ素子S5およびS5'には、逆方向電圧が印加された際、逆方向電流が流れることができるように寄生ダイオードや内蔵ダイオードを含んでいてもよい。さらに必要に応じて、スイッチ素子S5およびS5'に並列に、図32(A)および図32(B)において〔〕を付したダイオード素子D5およびD5'が別途接続されていてもよい。 FIGS. 32(A) and 32(B) show an example of a bidirectional switch element configured by connecting two switch elements S5 and S5' in series in opposite directions. The switch elements S5 and S5' may include a parasitic diode or a built-in diode so that a reverse current can flow when a reverse voltage is applied. Further, if necessary, diode elements D5 and D5' marked with [ ] in FIGS. 32A and 32B may be separately connected in parallel with switch elements S5 and S5'.
一例として、図32(A)において、左側のスイッチ素子S5をオンとし、左から右方向に電流が流れる場合を考える。左側のスイッチ素子S5には、ドレインからソース方向に、いわゆる順方向電流が流れる。右側のスイッチ素子S5'がオフのままでも、右側のスイッチ素子S5'に内蔵されているダイオード素子を経由し、または並列に設けられたダイオード素子D5'を経由して左から右方向に電流が流れる。しかし、右側のスイッチ素子S5'もオンにすれば、右側のスイッチ素子S5'にも左から右方向に電流が流れるため、スイッチング損失を低減することが出来る。 As an example, in FIG. 32A, consider a case where the switch element S5 on the left side is turned on and current flows from left to right. A so-called forward current flows from the drain to the source in the switch element S5 on the left side. Even if the right switch element S5' remains off, the current flows from left to right via the diode element built in the right switch element S5' or via the diode element D5' provided in parallel. flow. However, if the switch element S5' on the right side is also turned on, the current also flows from the left to the right in the switch element S5' on the right side, so that the switching loss can be reduced.
この場合、右側のスイッチ素子S5'には、ソースからドレインの方向に、いわゆる逆方向電流が流れることになる。スイッチ素子S5'の電気的特性は、逆方向電流については規定されていない場合が多い。しかし、図示しているMOS-FETや、J-FETの場合は、オン時に双方向に電流を流すことができることが知られている。また、バイポーラトランジスタ、IGBTなどの場合も、一般的に逆方向耐電圧が低いものの、オン時に双方向に電流を流せることが知られている。この実施の形態においては、必要に応じスイッチ素子S5、S5'に並列にダイオードD5、D5'を別途接続することで、スイッチ素子S5、S5'に印加される逆方向電圧を、ダイオード素子D5、D5'の順方向電圧までに抑えることができる。そのため、逆方向耐電圧が低いことによるスイッチ素子の破損などの問題は、スイッチ素子S5、S5'の逆方向耐電圧よりも低い順方向電圧となるダイオード素子をスイッチ素子S5、S5'に並列に別途接続することにより、回避することが可能である。 In this case, a so-called reverse current flows from the source to the drain in the right switch element S5'. The electrical characteristics of the switch element S5' are often not specified for the reverse current. However, it is known that the illustrated MOS-FET and J-FET are capable of bidirectional current flow when turned on. It is also known that bipolar transistors, IGBTs, and the like generally have a low reverse withstand voltage, but are capable of bidirectional current flow when turned on. In this embodiment, if necessary, diodes D5 and D5' are connected in parallel to the switch elements S5 and S5' so that the reverse voltage applied to the switch elements S5 and S5' can be controlled by the diode elements D5 and S5'. It can be suppressed to the forward voltage of D5'. Therefore, the problem of damage to the switch elements due to the low reverse withstand voltage is solved by connecting diode elements having a forward voltage lower than the reverse withstand voltage of the switch elements S5 and S5' in parallel with the switch elements S5 and S5'. It is possible to avoid this by making a separate connection.
図32(A)および図32(B)において両方のスイッチ素子S5およびS5'がオフしたときは、スイッチ素子S5およびS5'に並列に設けられたダイオード素子D5およびD5'にも電流が流れないので、図の左右両方の電流をオフすることができる。 When both switch elements S5 and S5' are turned off in FIGS. 32A and 32B, no current flows through diode elements D5 and D5' provided in parallel with switch elements S5 and S5'. Therefore, the current on both the left and right sides of the figure can be turned off.
図32(C)および図32(D)は、双方向性スイッチ素子の変形例を示し、各々スイッチ素子S5およびS5'とダイオード素子D5およびD5'の接続の順序を入れ替えたものを示している。 FIGS. 32(C) and 32(D) show modifications of the bidirectional switch element, respectively, in which the connection order of the switch elements S5 and S5' and the diode elements D5 and D5' are reversed. .
なお、直列に接続されているスイッチ素子S5およびS5'とダイオード素子S5およびS5'の組のうちの一方の組のみの接続順序を入れ替えることも可能である。すなわち、図32(C)の上側の組と図32(D)の下側の組を並列にした接続も可能であり、図32(C)の下側の組と図32(D)の上側の組を並列にした接続も可能である。 It is also possible to change the connection order of only one of the sets of the switch elements S5 and S5' and the diode elements S5 and S5' connected in series. That is, it is also possible to connect the upper group in FIG. 32(C) and the lower group in FIG. 32(D) in parallel. A parallel connection is also possible.
図32(E)は、双方向性スイッチ素子のさらなる構成例である。スイッチ素子S5が1個だけですみ、このスイッチ素子S5をオンするだけで双方向に電流を流すことができるという利点がある。 FIG. 32(E) is a further configuration example of the bidirectional switch element. There is an advantage that only one switch element S5 is required, and current can flow in both directions simply by turning on this switch element S5.
図32(F)は、十分な逆方向耐電圧を有するスイッチ素子S6およびS6'の場合に可能となる変形例を示している。例えば、逆方向耐電圧を有するIGBT(逆阻止IGBT)が存在しており、図32(F)に示す構成で使用することができる。 FIG. 32(F) shows a modification possible in the case of switch elements S6 and S6' having sufficient reverse withstand voltage. For example, there is an IGBT (reverse blocking IGBT) having a reverse withstand voltage, which can be used in the configuration shown in FIG. 32(F).
図32(G)は双方向性スイッチ素子S7による構成例である。図32(G)では双方向性IGBTのような図記号を用いて示しているが、バイポーラトランジスタ等の組み合わせにより構成される双方向性スイッチ素子であってもよい。 FIG. 32(G) is a configuration example using the bidirectional switch element S7. In FIG. 32(G), a symbol such as a bidirectional IGBT is used, but a bidirectional switch element configured by a combination of bipolar transistors or the like may also be used.
なお、双方向性スイッチ素子は、以上の例示に限らず、どのような素子や構成であっても、双方向の電流をオン/オフ可能であればよく、既述の例に限定されるものではない。 Note that the bidirectional switch element is not limited to the above examples, and any element or configuration may be used as long as it can turn on/off a bidirectional current, and is limited to the examples described above. isn't it.
このように、スイッチ素子の具体例として挙げられる様々なスイッチ素子を用いて双方向性スイッチ素子を構成でき、電力損失の低減などの効果を得ることができる。 In this manner, a bidirectional switch element can be configured using various switch elements that are given as specific examples of the switch element, and effects such as reduction of power loss can be obtained.
〔第7の実施の形態〕 (2次側回路の変形例)
第7の実施の形態は、電力変換装置の2次側回路の構成の変形例である。
[Seventh embodiment] (Modification of secondary circuit)
The seventh embodiment is a modification of the configuration of the secondary side circuit of the power converter.
図33、図34A、図34B、図34C、図34D、および図35は、2次側回路の実施の形態の例を示している。 Figures 33, 34A, 34B, 34C, 34D, and 35 illustrate example embodiments of secondary side circuitry.
図33は、双方向性スイッチ素子により構成される、2次側回路の実施の形態の例を示している。図34A、図34B、図34C、および図34Dは、スイッチ素子により構成される、2次側回路の実施の形態の例を示している。図35は、トランスTの2次側の巻線w2が単巻で構成される、2次側回路の実施の形態の例を示している。 FIG. 33 shows an example of an embodiment of a secondary side circuit composed of bidirectional switch elements. Figures 34A, 34B, 34C, and 34D show examples of embodiments of secondary side circuits that are composed of switch elements. FIG. 35 shows an embodiment of a secondary circuit in which the winding w2 on the secondary side of the transformer T is composed of a single turn.
図33、図34A、図34B、図34C、図34D、および図35に基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 33, 34A, 34B, 34C, 34D, and 35, only parts different from other embodiments will be described, and descriptions of parts common to other embodiments will be omitted. .
図33は、双方向性スイッチ素子により構成される、2次側回路の実施の形態の例を示している。2次側回路の双方向性スイッチ素子の配置は、図1や図4などで示した配置のほか、図33(A)の2次側回路20a、図33(B)の2次側回路20b、および図33(C)の2次側回路20cで示す配置としても、同等の動作となる。
FIG. 33 shows an example of an embodiment of a secondary side circuit composed of bidirectional switch elements. In addition to the arrangements shown in FIGS. 1 and 4,
図34A、図34B、図34C、および図34Dは、スイッチ素子により構成される、2次側回路の実施の形態の例を示している。双方向性スイッチ素子は、第6の実施の形態における例示により、スイッチ素子を2つ組み合わせたり、ダイオード素子を組み合わせたりする必要があり、1次側回路10で使用されるスイッチ素子と同じ素子を使用するなど、スイッチ素子を使用する方がコスト面での利点が得られる場合もある。そのような場合を含め、別の実施の形態として、スイッチ素子を用いた2次側回路の構成をした例が図34Aから図34Dである。図34Aの2次側回路20d、図34Bの2次側回路20e、図34Cの2次側回路20f、図34Dの2次側回路20gで挙げた構成例は、遮断できる方向を向い合せにした形でスイッチ素子をトランスTの2次側の同じ巻線の両極に接続することで、2つ併せて双方向性スイッチ素子と同等の機能を持たせる構成の例を示している。
Figures 34A, 34B, 34C, and 34D show examples of embodiments of secondary side circuits that are composed of switch elements. As illustrated in the sixth embodiment, the bidirectional switch element must be a combination of two switch elements or a combination of diode elements. In some cases, there are cost advantages to using switch elements. 34A to 34D show an example of a configuration of a secondary side circuit using a switch element as another embodiment including such a case. 34A, the
図35の2次側回路20hは、トランスTの2次側の巻線w2を単巻で構成した例である。1次側回路10の出力電圧V1に対する2次側回路の出力電圧V2の極性を、そのまま出力するか逆向きに出力するか、2次側回路20hの双方向性スイッチ素子のオン/オフにより切替えることができる。
A
このように、2次側回路の構成例として、スイッチ素子の配置を変えることができたり、双方向性スイッチ素子のみならず、スイッチ素子による構成も可能であることや、トランスTとして、2次側の巻線を単巻で構成することも可能である。 In this way, as examples of the configuration of the secondary circuit, it is possible to change the arrangement of the switch elements, to use not only bidirectional switch elements but also switch elements. It is also possible to configure the winding on the side with a single turn.
〔第8の実施の形態〕 (絶縁された直流電圧源を得る例)
第8の実施の形態は、電力変換装置のトランスTで絶縁された直流電圧源を得る変形例であり、図36は、絶縁された直流電圧源を追加する実施の形態の例を示している。
[Eighth embodiment] (Example of obtaining an insulated DC voltage source)
The eighth embodiment is a modified example of obtaining an insulated DC voltage source by the transformer T of the power converter, and FIG. 36 shows an example of an embodiment in which an insulated DC voltage source is added. .
図36に基づき、他の実施の形態と異なる部分についてのみ説明し、他の実施の形態と共通する部分については、説明を省略する。 Based on FIG. 36, only parts different from other embodiments will be described, and descriptions of parts common to other embodiments will be omitted.
図36の2次側回路20mは、トランスTに、3次巻線として、別巻線w23-1~w23-n(n:正の整数)を追加し、各々に整流回路24-1~24-nを設けることによって、各々が絶縁された直流電圧源25-1~25-nを得る構成例を示している。整流回路24-1~24-nに、さらに平滑化回路や電圧安定化機能などを追加することもできる。
The
このようにして得られた各々絶縁された直流電圧源25-1~25-nは、例えばスイッチ素子ドライバの駆動回路用の電源、駆動用の電源が必要なタイプの電流センサCTや電圧センサVTを用いる場合のセンサ用の電源など、動作上の基準電位が異なる複数の回路に対しても広く用いることができる。また、制御回路40を外部の回路起動用の直流電圧源にて駆動後、制御回路40を駆動する直流電圧源を、直流電圧源25-1~25-nのいずれかから駆動電源を得るように切り替える構成とすることも可能である。このような構成により、制御回路40や1次側回路10のスイッチ素子ドライバの駆動用電源も、直流電圧源25-1~25-nのいずれかから得るようにすることができる。
The insulated DC voltage sources 25-1 to 25-n obtained in this way are, for example, power sources for driving circuits of switch element drivers, current sensors CT and voltage sensors VT of a type requiring power sources for driving. It can be widely used for a plurality of circuits having different operational reference potentials, such as a power source for a sensor when using . After the
なお、直流電圧源25-1~25-nは、基準電位が同じとなる回路の駆動用として、各々絶縁されない形で用いることも可能であることは、言うまでもない。 Needless to say, the DC voltage sources 25-1 to 25-n can be used without being insulated for driving circuits having the same reference potential.
〔他の実施の形態〕 (フィードバック関係)
上記実施の形態において、平滑回路30の出力電圧V3を監視し、絶縁伝送部を介して制御回路40にフィードバックすることにより、実際の平滑回路30の出力電圧V3が、出力目標値Viに対してより正確になるように動作させることもできる。しかしこれらが無くても、動作可能である。
[Other Embodiments] (Feedback)
In the above-described embodiment, the output voltage V3 of the smoothing
また、制御回路40の構成や動作によって、定電流出力、定インピーダンス出力、定電力出力等にしたり、過電流保護(フの字垂下型や垂直垂下型など)を追加したりすることも任意である。
In addition, depending on the configuration and operation of the
上記実施の形態では、絶縁型両極性双方向DC/DCコンバータ動作、絶縁型双方向DC/ACインバータ動作について例示しているが、他の実施の形態の電力変換装置は、両極性や双方向性の動作形態だけでなく、一方の動作形態を目的として構成される場合にも適用可能である。 In the above embodiments, the isolated bipolar bidirectional DC/DC converter operation and the isolated bidirectional DC/AC inverter operation are exemplified. It can be applied not only to the sexual movement form but also to the case where it is configured for the purpose of one movement form.
以上説明したように、実施の形態等について説明したが、本発明は、上記記載に限定されるものではなく、特許請求の範囲に記載され、又は発明を実施するための形態に開示された発明の要旨に基づき、当業者において様々な変形や変更が可能であることは勿論であり、係る変形や変更が、本発明の範囲に含まれることは言うまでもない。 As described above, the embodiments and the like have been described, but the present invention is not limited to the above description, and the invention described in the claims or disclosed in the mode for carrying out the invention It goes without saying that various modifications and changes can be made by those skilled in the art based on the gist of the above, and such modifications and changes are included in the scope of the present invention.
〔実器での電力損失の比較例〕
図37Aおよび図37Bは、1次側回路10の出力電流i1と、1次側回路10の出力電圧V1をオシロスコープで測定した結果である。1次側回路10の出力電流i1は、1次側回路10のV1Hiの側から2次側回路20に流れ出る向きが正である。
[Comparison example of power loss in actual equipment]
37A and 37B are the results of measuring the output current i1 of the
図37Aおよび図37Bの測定回路では、第1の実施の形態の例に相当する電力変換装置100において、判定結果Selに、電流センサCTからの信号ではなく外部から正負の信号を入力した。これにより、時間差TDの向きの進みか遅れかを、外部から任意に選択できるようにした。また、時間差TDを、基準信号の周期Tpに対して、TD=Tp/8とし、平滑回路30の出力電圧を最大出力電圧の1/2とし、時間差TDの向きを進みに取った場合と遅れに取った場合を比較した。
In the measurement circuits of FIGS. 37A and 37B, in the
図37Aおよび図37Bの測定に用いた回路でも、1次側回路10の出力電流i1と1次側回路10の出力電圧V1がともに同じ符号であれば直流電源8に対して放電となり、逆向きであれば充電となる。図37Aおよび図37B中、1次側回路10の出力電圧V1の波形部分には、電源電流状態が、放電、充電のどちら向きであるかを重ねて記載している。
37A and 37B also, if the output current i1 of the
出力電流i1の波形の立ち上がり、立ち上がりは、2次側回路20の制御信号SigS2の遷移によって発生する。また、出力電圧V1の波形の立ち上がり、立ち上がりは、1次側回路10の制御信号SigS1の遷移によって発生する。
The rise and rise of the waveform of the output current i1 are caused by the transition of the control signal Sig S2 of the
時間差TDは、図37Aでは進みとし、図37Bでは遅れとした場合の波形である。 The time difference TD is a waveform when it is advanced in FIG. 37A and delayed in FIG. 37B.
それぞれの場合で、装置全体の消費電力を測定し、負荷9による消費電力を差し引くことによって、電力変換装置100の電力損失を求めた結果を示す。なお、負荷9は1Ωの抵抗負荷、負荷9への印加電圧は10Vの直流電圧で、10Aの電流を流し、負荷9による消費電力が100Wの場合である。
In each case, the power loss of the
図37Aの進みでは電力損失が72.0W、図37Bの遅れでは20.8Wという結果となった。 The advance of FIG. 37A resulted in a power loss of 72.0 W and the lag of FIG. 37B resulted in 20.8 W.
つまり、1次側回路10の出力電圧V1が遷移する際に、直流電源8に対する電流の向きが、放電から充電に変わるように制御した場合、直流電源8に対する電流の向きが、充電から放電に変わるように制御した場合に比べ、51.2Wの電力損失の低減が見られた。
That is, when the output voltage V1 of the
〔全体のまとめ〕
以上に説明した実施の形態の電力変換装置において、i2の極性に応じて、判定回路を通じて2次側制御信号を切り替える構成とすることにより、電力損失の低減やスイッチングノイズの低減という効果が得られる。
[Summary]
In the power conversion device of the embodiment described above, by adopting a configuration in which the secondary side control signal is switched through the determination circuit according to the polarity of i2, effects such as reduction in power loss and reduction in switching noise can be obtained. .
このことは、以上に説明した実施の形態の電力変換装置の、従来の技術に対する優位性を示すものと言える。 It can be said that this indicates the superiority of the power conversion device of the embodiment described above over the conventional technology.
以上に説明した実施の形態の電力変換装置は、下記に示す広い用途に利用可能であり、有益である。 The power converters of the embodiments described above can be used for a wide range of applications described below and are useful.
(1)絶縁型DC/DCコンバータとして使用し、正負両極性のいずれも出力可能な直流電源装置として利用することができる。一例として、直流モータにおいて、出力電圧の正負の極性によって回転方向を制御し、出力電圧の絶対値によって回転数を制御するというような用途に用いることができる。この場合、直流モータの慣性等による余剰電力の回生や、回生ブレーキ時に直流モータを発電機として使用する電力の回生なども可能である。 (1) It can be used as an insulated DC/DC converter and used as a direct-current power supply capable of outputting both positive and negative polarities. For example, in a direct current motor, the positive and negative polarities of the output voltage can be used to control the direction of rotation, and the absolute value of the output voltage can be used to control the number of rotations. In this case, it is possible to regenerate surplus power due to the inertia of the DC motor, or to regenerate power using the DC motor as a generator during regenerative braking.
(2)絶縁型双方向DC/ACインバータとして使用し、バッテリーからの交流電力の生成や、双方向性による交流電力からのバッテリーの充電などに利用でき、
(2-1)大容量バッテリーやフライホイール等の蓄電装置を使用し、商用電源の消費電力平準化装置として利用することができる。(商用電源が不足気味の時には、DC/ACインバータとして動作してバッテリーから商用電源に電力を供給する系統連系インバータとして使用する。商用電源が余り気味の時には、AC/DCコンバータとして動作して、商用電源から蓄電装置に充電するために使用する。)
(2-2)定置型バッテリーを使用し、停電時の非常用電源、兼、バッテリー充電器として利用することができる。(停電時にはDC/ACインバータとして、非常用電源として使用する。通常時にはAC/DCコンバータとして、商用電源からバッテリーに充電するために使用する。)
(2-3)プラグインハイブリッド車や電気自動車等をバッテリーとして使用して、商用電源停電時の非常用電源等(系統連係インバータ)、兼、商用電源によるバッテリー充電器として利用することができる。電力変換装置は、定置側、車載側いずれに設けることもできるが、絶縁型であるという特徴、回路構成が簡単で小型・軽量化に適しているという特徴から、特に車載型とする場合にメリットが大きい。
(2-4)ハイブリッド車や電気自動車等において、加速時にはバッテリーから交流モータに対して任意の電圧や周波数の交流電力を供給し、回生ブレーキ時には交流モータを発電機として使用してバッテリーに直流電力を回生し、バッテリーに充電するために利用することができる。
(3)絶縁型DC/ACインバータとして使用し、風力発電、燃料電池発電、太陽電池発電における系統連系インバータやパワーコンディショナとして利用することができる。(さらにバッテリー等を併用して電力回生機能を活かし、発電した電力が余り気味の時にはバッテリーに充電し、電力が不足気味の時にはバッテリーから電力を供給することも可能である。)
(2) It can be used as an isolated bi-directional DC/AC inverter to generate AC power from a battery or to charge a battery from AC power through bi-directionality.
(2-1) Using a power storage device such as a large-capacity battery or a flywheel, it can be used as a power consumption leveling device for a commercial power supply. (When the commercial power supply is insufficient, it operates as a DC/AC inverter and is used as a grid-connected inverter that supplies power from the battery to the commercial power supply. When the commercial power supply is somewhat surplus, it operates as an AC/DC converter. , used to charge the storage device from the commercial power supply.)
(2-2) Using a stationary battery, it can be used both as an emergency power supply and as a battery charger in the event of a power outage. (During a power outage, it is used as a DC/AC inverter and as an emergency power supply. Normally, it is used as an AC/DC converter to charge the battery from commercial power.)
(2-3) A plug-in hybrid vehicle, an electric vehicle, or the like can be used as a battery, and can be used as an emergency power source (system-connected inverter) in the event of a commercial power failure, and also as a battery charger using a commercial power source. The power conversion device can be installed either on the stationary side or on the vehicle side, but it is particularly advantageous when it is installed on the vehicle because it is an insulated type and the circuit configuration is simple and suitable for miniaturization and weight reduction. is large.
(2-4) In hybrid vehicles, electric vehicles, etc., supplying AC power of any voltage and frequency from the battery to the AC motor during acceleration, and using the AC motor as a generator during regenerative braking to supply DC power to the battery. can be regenerated and used to charge the battery.
(3) It can be used as an insulated DC/AC inverter, and can be used as a grid-connected inverter or power conditioner in wind power generation, fuel cell power generation, and solar cell power generation. (Furthermore, it is also possible to utilize the power regeneration function by using a battery, etc., to charge the battery when there is a surplus of generated power, and to supply power from the battery when there is a shortage of power.)
8 直流電源
10 1次側回路
16a、16b 静電容量素子
20 2次側回路
30 平滑回路、31 インダクタ素子、32 静電容量素子
40 制御回路、41 1次側制御回路、42 2次側制御回路、43 判定回路
100、200、210、220 電力変換装置
101 進み信号生成回路、102、102a 遅れ信号生成回路
103 進み遅れ信号生成回路、104 進み遅れ信号生成回路
108 三角波生成手段
110 デッドタイム生成回路、111 抵抗素子、112 静電容量素子、113 抵抗素子、114 静電容量素子
8
Claims (35)
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性を判定する判定回路を有し、前記判定回路の判定結果に応じて前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを切り替える制御回路と
を備える電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
a judgment circuit for judging the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, the output terminal of the secondary side circuit, or the output terminal of the power converter, wherein the judgment of the judgment circuit and a control circuit for switching whether to advance or delay switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to a result .
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、 a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、 A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性の判定結果を保持する保持回路を有し、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記保持回路の出力に応じて切り替える制御回路と a holding circuit for holding a determination result of current polarity at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power conversion device; a control circuit for switching, according to the output of the holding circuit, whether to advance or delay the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the secondary side switching element;
を備える電力変換装置。A power conversion device comprising:
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、 a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、 A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
を備え、with
前記制御回路は、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性の判定結果に応じて前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す1次側制御信号に対し進みの時間差または遅れの時間差を持つ信号を、前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として前記2次側回路に出力する The control circuit controls the primary circuit according to the determination result of the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter. A signal having an advance time difference or a delay time difference with respect to a primary side control signal indicating switching timing of the conductive state of the secondary side switch element is used as a signal indicating switching timing of the conductive state of the secondary side switch element. Output to circuit
電力変換装置。Power converter.
前記1次側回路の出力の一端は、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子との接続点に接続され、
前記1次側回路の出力の他端は、前記第1静電容量素子と前記第2静電容量素子との接続点に接続される
請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The primary side circuit includes a first switching element and a second switching element connected in series between both ends of the DC power supply, and a first capacitance element and a first switching element connected in series between both ends of the DC power supply. 2 capacitive elements, and a half bridge circuit,
one end of the output of the primary circuit is connected to a connection point between the first switch element and the second switch element;
The power conversion according to any one of claims 1 to 3 , wherein the other end of the output of the primary side circuit is connected to a connection point between the first capacitance element and the second capacitance element. Device.
請求項4に記載の電力変換装置。 5. The power converter according to claim 4 , wherein the capacitance value of said first capacitance element is substantially equal to the capacitance value of said second capacitance element.
前記1次側回路の出力の他端は、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子との接続点に接続される
請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the DC power supply, and a static switch connected to one end of the DC power supply and one end of the output of the primary side circuit. A half bridge circuit comprising a capacitive element,
The power converter according to any one of claims 1 to 3 , wherein the other end of the output of the primary side circuit is connected to a connection point between the first switch element and the second switch element.
前記1次側回路は、前記直列接続された前記第1直流電源および前記第2直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子を備えるハーフブリッジ回路であり、
前記1次側回路の出力の一端は、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子との接続点に接続され、
前記1次側回路の出力の他端は、前記第1直流電源と前記第2直流電源との接続点に接続される
請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The DC power supply comprises a first DC power supply and a second DC power supply connected in series,
The primary side circuit is a half bridge circuit comprising a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the first DC power supply and the second DC power supply connected in series,
one end of the output of the primary circuit is connected to a connection point between the first switch element and the second switch element;
The power converter according to any one of claims 1 to 3 , wherein the other end of the output of the primary circuit is connected to a connection point between the first DC power supply and the second DC power supply.
前記1次側回路は、前記直列接続された前記第1直流電源および前記第2直流電源の両端の間に直列接続された第1スイッチ素子および第2スイッチ素子と、前記第1直流電源と前記第2直流電源との接続点と前記1次側回路の出力の一端との間に接続される静電容量素子と、を備えるハーフブリッジ回路であり、
前記1次側回路の出力の他端は、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子との接続点に接続される
請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The DC power supply comprises a first DC power supply and a second DC power supply connected in series,
The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the first DC power supply and the second DC power supply connected in series, and the first DC power supply and the A half bridge circuit comprising a capacitance element connected between a connection point with a second DC power supply and one end of the output of the primary circuit,
The power converter according to any one of claims 1 to 3 , wherein the other end of the output of the primary side circuit is connected to a connection point between the first switch element and the second switch element.
前記1次側回路の出力の一端は、前記第1スイッチ素子と前記第2スイッチ素子との接続点に接続され、
前記1次側回路の出力の他端は、前記第3スイッチ素子と前記第4スイッチ素子との接続点に接続される
請求項1から3のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The primary side circuit includes a first switch element and a second switch element connected in series between both ends of the DC power supply, and a third switch element and a fourth switch element connected in series between both ends of the DC power supply. A full bridge circuit comprising:
one end of the output of the primary circuit is connected to a connection point between the first switch element and the second switch element;
The power converter according to any one of claims 1 to 3 , wherein the other end of the output of the primary side circuit is connected to a connection point between the third switch element and the fourth switch element.
請求項9に記載の電力変換装置。 Between a connection point between the first switch element and the second switch element and one output end of the primary side circuit, and between a connection point between the third switch element and the fourth switch element and the primary side circuit. 10. The power converter according to claim 9 , comprising a capacitance element provided between at least one of the other end of the output of the side circuit and the other end of the output of the side circuit.
前記1次側回路の出力が入力される1次巻線と、第1の2次巻線および第2の2次巻線と、を備えるトランス
を備え、
前記2次側スイッチ素子は、
前記2次側回路の出力の一端と前記第1の2次巻線の一端との間、または、前記2次側回路の出力の他端と前記第1の2次巻線の他端との間に設けられた第1双方向性スイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の一端と前記第2の2次巻線の一端との間、または、前記2次側回路の出力の他端と前記第2の2次巻線の他端との間に設けられた第2双方向性スイッチ素子と
を備え、
前記2次側回路は、前記第1双方向性スイッチ素子および前記第2双方向性スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記第1の2次巻線の一端および他端をそれぞれ前記2次側回路の出力の一端および他端に接続するか、前記第2の2次巻線の一端および他端をそれぞれ前記2次側回路の出力の一端および他端に接続するかを切り替える
請求項1から10のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The secondary circuit is
A transformer comprising a primary winding to which the output of the primary side circuit is input, and a first secondary winding and a second secondary winding,
The secondary side switch element is
Between one end of the output of the secondary circuit and one end of the first secondary winding, or between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the first secondary winding a first bidirectional switch element provided therebetween;
Between one end of the output of the secondary circuit and one end of the second secondary winding, or between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the second secondary winding a second bidirectional switch element provided therebetween;
The secondary circuit switches one end and the other end of the first secondary winding to the secondary side by switching the conductive state of the first bidirectional switch element and the second bidirectional switch element. from claim 1, switching between connecting one end and the other end of the output of the circuit and connecting one end and the other end of the second secondary winding to the one end and the other end of the output of the secondary circuit, respectively; 11. The power converter according to any one of 10 .
前記1次側回路の出力が入力される1次巻線と、第1の2次巻線および第2の2次巻線と、を備えるトランス
を備え、
前記2次側スイッチ素子は、
前記2次側回路の出力の一端と前記第1の2次巻線の一端との間に設けられた第1一方向性スイッチ素子と、前記第1一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第1ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の他端と前記第1の2次巻線の他端との間に設けられた第2一方向性スイッチ素子と、前記第2一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第2ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の一端と前記第2の2次巻線の一端との間に設けられた第3一方向性スイッチ素子と、前記第3一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第3ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の他端と前記第2の2次巻線の他端との間に設けられた第4一方向性スイッチ素子と、前記第4一方向性スイッチ素子に対し逆極性で並列接続された第4ダイオード素子と、を備えるスイッチ素子と
を備え、
前記第1一方向性スイッチ素子と前記第2一方向性スイッチ素子とは、前記第1の2次巻線を挟んで極性が逆向きに直列接続され、
前記第3一方向性スイッチ素子と前記第4一方向性スイッチ素子とは、前記第2の2次巻線を挟んで極性が逆向きに直列接続される
請求項1から10のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The secondary circuit is
A transformer comprising a primary winding to which the output of the primary side circuit is input, and a first secondary winding and a second secondary winding,
The secondary side switch element is
a first unidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary circuit and one end of the first secondary winding; and a reverse polarity parallel parallel to the first unidirectional switch element. a switch element comprising a connected first diode element;
a second unidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the first secondary winding; and a polarity opposite to the second unidirectional switch element. a switch element comprising a second diode element connected in parallel with
a third unidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary circuit and one end of the second secondary winding; a switch element comprising a connected third diode element;
a fourth unidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the second secondary winding; and a polarity opposite to the fourth unidirectional switch element. A switch element comprising a fourth diode element connected in parallel with
the first unidirectional switch element and the second unidirectional switch element are connected in series with opposite polarities across the first secondary winding;
11. The third unidirectional switch element and the fourth unidirectional switch element are connected in series with opposite polarities across the second secondary winding. The power conversion device according to .
前記1次側回路の出力が入力される1次巻線と、2次巻線と、を備えるトランス
を備え、
前記2次側スイッチ素子は、
前記2次側回路の出力の一端と前記2次巻線の一端との間に設けられた第1双方向性スイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の他端と前記2次巻線の他端との間に設けられた第2双方向性スイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の一端と前記2次巻線の他端との間に設けられた第3双方向性スイッチ素子と、
前記2次側回路の出力の他端と前記2次巻線の一端との間に設けられた第4双方向性スイッチ素子と
を備える
請求項1から10のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The secondary circuit is
A transformer comprising a primary winding to which the output of the primary side circuit is input, and a secondary winding,
The secondary side switch element is
a first bidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary circuit and one end of the secondary winding;
a second bidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary circuit and the other end of the secondary winding;
a third bidirectional switch element provided between one end of the output of the secondary circuit and the other end of the secondary winding;
The power converter according to any one of claims 1 to 10 , further comprising a fourth bidirectional switch element provided between the other end of the output of the secondary side circuit and one end of the secondary winding. Device.
を備え、
前記平滑回路は、前記平滑回路の入力の一端と前記平滑回路の出力の一端との間に接続されたインダクタ素子を備える
請求項1から13のいずれか一項に記載の電力変換装置。 A smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit,
14. The power converter according to any one of claims 1 to 13 , wherein the smoothing circuit comprises an inductor element connected between one end of the input of the smoothing circuit and one end of the output of the smoothing circuit.
請求項14に記載の電力変換装置。 15. The power conversion device according to claim 14 , wherein said smoothing circuit comprises a capacitance element connected in parallel to the output of said smoothing circuit.
請求項1から15のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 15 , wherein the load connected to the output of said power converter is a resistive load.
請求項1から15のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The power converter according to any one of claims 1 to 15 , wherein the load connected to the output of the power converter is a load that supplies power to the power converter.
請求項1から15のいずれか一項に記載の電力変換装置。 16. The load connected to the output of the power conversion device is a load that consumes power output from the power conversion device and supplies power to the power conversion device. power converter.
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と
を備え、
前記制御回路は、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す基準信号を前記1次側回路に出力する1次側制御回路と、
前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性を判定する判定回路と、
前記判定回路の判定結果に応じて前記基準信号に対し進みの時間差または遅れの時間差を持つ信号を、前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として前記2次側回路に出力する2次側制御回路と
を備える
電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
with
The control circuit is
a primary side control circuit that outputs a reference signal indicating switching timing of the conduction state of the primary side switch element to the primary side circuit;
a determination circuit that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter;
A signal having an advance time difference or a delay time difference with respect to the reference signal is output to the secondary circuit as a signal indicating switching timing of the conduction state of the secondary switch element according to the decision result of the decision circuit. A secondary side control circuit
Power converter.
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と
を備え、
前記制御回路は、
前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性を判定する判定回路と、
前記判定回路の判定結果に応じて基準信号または前記基準信号を反転した信号を、前記1次側スイッチ素子を制御する1次側制御信号として前記1次側回路に出力する1次側制御回路と、
前記判定回路の判定結果に応じて前記基準信号に対し進みの時間差を持つ信号または前記基準信号に対し遅れの時間差を持つ信号を反転した信号を、前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として前記2次側回路に出力する2次側制御回路と
を備える
電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
with
The control circuit is
a determination circuit that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter;
a primary side control circuit for outputting a reference signal or a signal obtained by inverting the reference signal to the primary side circuit as a primary side control signal for controlling the primary side switch element according to the determination result of the determination circuit; ,
A signal obtained by inverting a signal having a lead time difference with respect to the reference signal or a signal having a lag time difference with respect to the reference signal according to the decision result of the decision circuit is used as timing for switching the conductive state of the secondary side switch element. and a secondary side control circuit that outputs to the secondary side circuit as a signal indicating
Power converter.
請求項1から20のいずれか一項に記載の電力変換装置。 21. A power converter according to any one of claims 1 to 20 , wherein at least part of said control circuit is implemented by a programmable device or processor.
を備え、
前記制御回路は、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替える
請求項1から21のいずれか一項に記載の電力変換装置。 a current sensor connected to the output side of the secondary circuit and detecting a current at the output end of the secondary circuit;
The control circuit advances or delays switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor. 22. The power converter according to any one of claims 1 to 21 , wherein switching is performed.
前記平滑回路の出力端の電流を検出する電流センサと
を備え、
前記制御回路は、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替える
請求項1から21のいずれか一項に記載の電力変換装置。 a smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit for smoothing the output voltage of the secondary circuit;
A current sensor that detects the current at the output end of the smoothing circuit,
The control circuit advances or delays switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor. 22. The power converter according to any one of claims 1 to 21 , wherein switching is performed.
前記平滑回路の出力端の電圧を検出する電圧センサと
を備え、
前記制御回路は、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記電圧センサにより検出された電圧の極性に応じて切り替える
請求項16、または請求項16に従属する請求項21に記載の電力変換装置。 a smoothing circuit connected to the output side of the secondary circuit for smoothing the output voltage of the secondary circuit;
A voltage sensor that detects the voltage at the output end of the smoothing circuit,
The control circuit advances or delays switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the polarity of the voltage detected by the voltage sensor. 22. A power converter as claimed in claim 16 , or claim 21 depending on claim 16 , which switches.
前記制御回路は、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対する前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記電流センサにより検出された電流の極性に応じて切り替える
請求項1から21のいずれか一項に記載の電力変換装置。 A current sensor that detects a current between the output terminal of the DC power supply or the output terminal of the primary circuit and the secondary circuit,
The control circuit advances or delays switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to switching timing of the conduction state of the primary side switch element according to the polarity of the current detected by the current sensor. 22. The power converter according to any one of claims 1 to 21 , wherein switching is performed.
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と
を備え、
前記電力変換装置の出力に接続される負荷は、抵抗性負荷であり、
前記制御回路は、
基準信号に基づいて、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す1次側制御信号を生成する1次側制御回路と、
前記電力変換装置の出力目標値を示す外部信号の極性を判定する判定回路と、
前記判定回路の判定結果に応じて前記基準信号に対し進みの時間差または遅れの時間差を持つ信号を、前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを示す信号として前記2次側回路に出力する2次側制御回路と
を備える電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
with
The load connected to the output of the power conversion device is a resistive load,
The control circuit is
a primary side control circuit that generates a primary side control signal indicating switching timing of the conduction state of the primary side switch element based on a reference signal;
a determination circuit that determines the polarity of an external signal indicating the output target value of the power conversion device;
A signal having an advance time difference or a delay time difference with respect to the reference signal is output to the secondary circuit as a signal indicating switching timing of the conduction state of the secondary switch element according to the decision result of the decision circuit. A power conversion device comprising a secondary side control circuit.
を備え、
前記制御回路は、前記ローパスフィルタの出力に基づいて、前記電流の極性を判定する
請求項22、23、または25のいずれか一項に記載の電力変換装置。 A low-pass filter that attenuates high-frequency components of the output signal of the current sensor,
26. A power converter according to any one of claims 22 , 23 , or 25 , wherein the control circuit determines the polarity of the current based on the output of the low pass filter.
を備え、
前記制御回路は、前記ローパスフィルタの出力に基づいて、前記電流の極性を判定する
請求項24に記載の電力変換装置。 A low-pass filter that attenuates high-frequency components of the output signal of the voltage sensor,
25. The power converter of claim 24 , wherein the control circuit determines the polarity of the current based on the output of the low pass filter.
前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性を判定するヒステリシスコンパレータ
を備える
請求項1から28のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The control circuit is
29. Any one of claims 1 to 28 , comprising a hysteresis comparator that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary circuit, the output terminal of the secondary circuit, or the output terminal of the power converter. or the power converter according to claim 1.
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と
を備え、
前記制御回路は、
前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性を判定するコンパレータと、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングにおける前記コンパレータの出力に応じて、前記コンパレータの出力、または前記コンパレータの出力の反転を保持する保持回路と、
前記保持回路の出力に基づいて、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記保持回路の出力に応じて切り替える2次側制御回路と
を備える電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
with
The control circuit is
a comparator that determines the polarity of the current at the output end of the secondary circuit or the output end of the power conversion device;
a holding circuit that holds the output of the comparator or the inversion of the output of the comparator according to the output of the comparator at the switching timing of the conduction state of the primary side switch element;
Based on the output of the holding circuit, whether to advance or delay the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the primary side switching element is determined according to the output of the holding circuit. A power conversion device comprising a secondary side control circuit that switches by.
直流電源の両端の間に直列接続された1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、交流を出力する1次側回路と、
前記1次側回路の出力に基づく電圧が入力され、2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えにより、前記入力された電圧の極性と同極性の電圧を出力するか前記入力された電圧と逆極性の電圧を出力するかを切り替える2次側回路と、
前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記直流電源の出力端、前記1次側回路の出力端、前記2次側回路の出力端または前記電力変換装置の出力端の電流の極性に応じて切り替える制御回路と
を備え、
前記制御回路は、
前記直流電源の出力端、または前記1次側回路の出力端の電流の極性を判定するコンパレータと、
前記コンパレータの出力を保持する保持回路と、
前記保持回路の出力に基づいて、前記1次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングに対して前記2次側スイッチ素子の導通状態の切り替えタイミングを進めるか遅らせるかを、前記保持回路の出力に応じて切り替える2次側制御回路と
を備える電力変換装置。 A power converter,
a primary side circuit that outputs an alternating current by switching the conduction state of a primary side switch element connected in series between both ends of a DC power supply;
A voltage based on the output of the primary side circuit is input, and by switching the conduction state of the secondary side switch element, a voltage having the same polarity as the input voltage or having a polarity opposite to the input voltage is output. a secondary circuit for switching whether to output a voltage of
The output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, and the timing of switching the conduction state of the secondary side switching element to advance or delay the switching timing of the conduction state of the primary side switching element are determined by the output terminal of the DC power supply, the output terminal of the primary side circuit, a control circuit that switches according to the polarity of the current at the output terminal of the secondary circuit or at the output terminal of the power converter;
with
The control circuit is
a comparator that determines the polarity of the current at the output terminal of the DC power supply or the output terminal of the primary circuit;
a holding circuit that holds the output of the comparator;
Based on the output of the holding circuit, whether to advance or delay the switching timing of the conduction state of the secondary side switch element with respect to the switching timing of the conduction state of the primary side switching element is determined according to the output of the holding circuit. A power conversion device comprising a secondary side control circuit that switches by.
前記1次側回路の出力が入力される1次巻線と、前記2次側スイッチ素子に接続された2次巻線と、1以上の3次巻線と、を備えるトランスと、
前記1以上の3次巻線と、前記1以上の3次巻線に接続された1以上の整流回路とにより形成された1以上の電源回路とを備える、
請求項1から31のいずれか一項に記載の電力変換装置。 The secondary circuit is
a transformer including a primary winding to which the output of the primary circuit is input, a secondary winding connected to the secondary switching element, and one or more tertiary windings;
One or more power supply circuits formed by the one or more tertiary windings and one or more rectifier circuits connected to the one or more tertiary windings,
32. A power converter as claimed in any one of claims 1 to 31 .
を備える
請求項32に記載の電力変換装置。 A driver that drives at least one of the control circuit that operates with power supplied from at least one of the one or more power supply circuits, or the primary side switch element and the secondary side switch element. 33. A power converter according to Item 32 .
請求項22、23または25に従属する請求項32に記載の電力変換装置。 33. A power converter as claimed in claim 32 when dependent on claim 22 , 23 or 25 , wherein the current sensor operates on power supplied from at least one of the one or more power supply circuits.
請求項24に従属する請求項32に記載の電力変換装置。 33. A power converter as claimed in claim 32 when dependent on claim 24 , wherein the voltage sensor operates on power supplied from at least one of the one or more power supply circuits.
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