JP7326823B2 - LIGHTING DEVICE, LIGHTING EQUIPMENT, CONTROL METHOD FOR LIGHTING DEVICE - Google Patents

LIGHTING DEVICE, LIGHTING EQUIPMENT, CONTROL METHOD FOR LIGHTING DEVICE Download PDF

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Description

本発明は、点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法に関する。 The present invention relates to a lighting device, a lighting fixture, and a control method for a lighting device.

例えば発光ダイオード（LED）などの発光素子を点灯させるための各種の光源点灯装置が知られている。この種の光源点灯装置は商用交流電源を整流、平滑して直流電圧を生成するＡＣ－ＤＣ変換回路と、得られた直流電圧からＬＥＤに適した電流を供給するＤＣ－ＤＣコンバータを備える。多くの照明器具においては高力率を要求される。そのため、特許文献１に示すような、昇圧チョッパ形の力率改善回路がＡＣ－ＤＣ変換回路として用いられている。 BACKGROUND ART Various light source lighting devices for lighting light emitting elements such as light emitting diodes (LEDs) are known. This type of light source lighting device includes an AC-DC conversion circuit that rectifies and smoothes commercial AC power to generate a DC voltage, and a DC-DC converter that supplies a current suitable for the LED from the obtained DC voltage. A high power factor is required in many lighting fixtures. Therefore, a step-up chopper type power factor correction circuit as disclosed in Patent Document 1 is used as an AC-DC conversion circuit.

昇圧チョッパ形の力率改善回路は、スイッチング素子がオンすると、スイッチング素子を介してインダクタに電流が流れ、エネルギを充電する。この時、インダクタ電流は直線的に増加する。次にスイッチング素子がオフすると、インダクタに蓄えられたエネルギを負荷側に放電し、インダクタ電流は直線的に減少する。そしてインダクタ電流がゼロまで低下すると、これを検出して次のスイッチングを開始する、所謂臨界モードで動作する。これにより各スイッチング周期における、インダクタ電流のピーク値が正弦波状となるようにスイッチング素子のオン時間を制御し、力率を改善するものである。 In a boost chopper type power factor correction circuit, when a switching element is turned on, a current flows through the inductor via the switching element to charge energy. At this time, the inductor current increases linearly. Next, when the switching element turns off, the energy stored in the inductor is discharged to the load side, and the inductor current decreases linearly. Then, when the inductor current drops to zero, it detects this and starts the next switching, which is the so-called critical mode. As a result, the on-time of the switching element is controlled so that the peak value of the inductor current becomes sinusoidal in each switching cycle, thereby improving the power factor.

ところで、このような光源点灯装置には、従来、シリコン（Si）半導体を用いた、例えばＭＯＳＦＥＴなどのスイッチング素子が用いられてきたが、ガリウムナイトライド（GaN）又はシリコンカーバイド（SiC）などのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子が注目されている。これより高速なスイッチング動作が可能となり、例えば高周波駆動を行うことで、光源点灯装置の小型化が期待できる。 By the way, switching elements such as MOSFETs using silicon (Si) semiconductors have been conventionally used in such light source lighting devices. Switching elements using bandgap semiconductors are attracting attention. Higher-speed switching operation becomes possible, and for example, by performing high-frequency driving, it is expected that the size of the light source lighting device can be reduced.

特開２０１０－４０４００号公報Japanese Patent Application Laid-Open No. 2010-40400

臨界モードで動作する力率改善回路では、インダクタ電流がゼロまで低下すると、スイッチング素子のドレイン-ソース間の電圧が、インダクタのインダクタンス成分とスイッチング素子の寄生容量成分による共振周波数で振動する。スイッチング素子を駆動制御する制御部は、ドレイン－ソース間の振動電圧が一番低くなるボトム点に到達したタイミングでスイッチング素子をオンすることにより、ゼロ電圧スイッチングに近い状態となり、スイッチング損失を低減できる。ここで、制御部は例えばマイコン等で構成され、インダクタのゼロ電流を検出してから、次のスイッチングを開始するまでに、マイコンの処理時間を必要とするため、若干の遅れ時間を有する。この遅れ時間がドレイン－ソース間の共振電圧の周期に対して十分短い場合は、ドレイン－ソース間の共振電圧のボトム付近でターンオンすることが可能となる。 In a power factor correction circuit operating in critical mode, when the inductor current drops to zero, the drain-source voltage of the switching element oscillates at the resonant frequency due to the inductance component of the inductor and the parasitic capacitance component of the switching element. The control unit that drives and controls the switching element turns on the switching element at the timing when the oscillating voltage between the drain and the source reaches the lowest point, resulting in a state close to zero-voltage switching and reducing switching loss. . Here, the control unit is composed of, for example, a microcomputer, and has a slight delay time since the microcomputer requires processing time from the detection of zero current in the inductor to the start of the next switching. If this delay time is sufficiently short with respect to the period of the resonance voltage between the drain and the source, it becomes possible to turn on near the bottom of the resonance voltage between the drain and the source.

しかしながら、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子で高周波駆動を行う場合、インダクタのインダクタンスが小さくなり、スイッチング素子の寄生容量も小さいので、スイッチング素子のドレイン－ソース間に発生する振動電圧の共振周期も短くなる。したがって、インダクタのゼロ電流を検出してから次のスイッチングを開始するまでの制御部の遅れ時間の影響が無視できなくなり、ドレイン－ソース間の振動電圧がボトムを過ぎてからターンオンしてしまい、スイッチング損失が増加するという課題がある。 However, for example, when a switching element using a wide bandgap semiconductor is used for high-frequency driving, the inductance of the inductor becomes small and the parasitic capacitance of the switching element becomes small. is also shorter. Therefore, the effect of the delay time of the control unit from the detection of zero current in the inductor to the start of the next switching cannot be ignored, and the oscillating voltage between the drain and source passes through the bottom before turning on, causing switching. There is a problem that the loss increases.

本発明は、上述のような課題を解決するためになされたもので、ドレイン-ソース間に発生する振動電圧のボトム電圧付近でスイッチング素子をターンオンし、スイッチング損失を低減する点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法を提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made to solve the above-described problems. And it aims at providing the control method of a lighting device.

本開示に係る点灯装置は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、該スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、を備え、該制御部は、該スイッチング素子のあるスイッチング周期における、該スイッチング素子がオフしてから、該検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間に、予め定められた調整期間を加えた合計期間を、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において該スイッチング素子をオフする期間とすることを特徴とし、該調整期間は、該オフ期間の終了後、該振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間である。 A lighting device according to the present disclosure includes a DC power supply circuit that charges and discharges energy using a switching element and an inductor to generate a DC voltage, a controller that controls driving of the switching element, and a controller that is magnetically coupled to the inductor. and a detection winding, wherein the control unit determines a predetermined off period from when the switching element is turned off until an oscillating voltage is generated in the detection winding in a certain switching cycle of the switching element. a period in which the switching element is turned off in a switching period after the switching period , and the adjustment period is a period in which the oscillating voltage is generated after the off period ends. is the time until it reaches near the bottom .

本開示に係る点灯装置の制御方法は、制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、該スイッチング素子のあるスイッチング周期において、該スイッチング素子がオフしてから、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において、該スイッチング素子をオフする期間として、該オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備え、該調整期間は、該オフ期間の終了後、該振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間である。
本開示に係る点灯装置の制御方法は、制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、該スイッチング素子のあるスイッチング周期において、該スイッチング素子がオフしてから、該インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、該スイッチング周期の後のスイッチング周期において、該スイッチング素子をオフする期間として、該オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備え、該合計期間を用いたことで、該スイッチング素子をオンするタイミングと該スイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが一致する。 A control method for a lighting device according to the present disclosure comprises: generating a DC voltage by charging and discharging energy by a switching element and an inductor driven and controlled by a control unit; is turned off until an oscillating voltage is generated in a detection winding magnetically coupled to the inductor; and turning off the switching element in a switching period after the switching period. using, as a period, a total period obtained by adding a predetermined adjustment period to the off period, and the adjustment period is the time after the end of the off period until the oscillating voltage reaches near the bottom. is .
A control method for a lighting device according to the present disclosure comprises: generating a DC voltage by charging and discharging energy by a switching element and an inductor driven and controlled by a control unit; is turned off until an oscillating voltage is generated in a detection winding magnetically coupled to the inductor; and turning off the switching element in a switching period after the switching period. and using, as a period, a total period obtained by adding a predetermined adjustment period to the off period, and using the total period enables the timing to turn on the switching element and the period between the source and the drain of the switching element. The timing at which the voltage becomes the minimum matches.

本発明のその他の特徴は以下に明らかにする。 Other features of the invention will become apparent below.

本発明によれば、スイッチング素子をターンオフしてから、インダクタ電流がゼロ又はゼロ付近となるまでの期間をカウントし、このカウント値は、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子をオンするタイミングを決定する要素として使用する。これにより、制御部の遅れ時間の影響を受けず、ドレイン-ソース間電圧の振動電圧がボトム付近でスイッチング素子をオンすることができる。このことは、例えばワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子のスイッチング損失の低減を可能とする。 According to the present invention, the period from when the switching element is turned off until the inductor current becomes zero or near zero is counted, and this count value is a factor that determines the timing of turning on the switching element in the next switching cycle. Use as As a result, the switching element can be turned on near the bottom of the oscillating voltage between the drain and the source without being affected by the delay time of the control section. This makes it possible to reduce the switching loss of a switching element using a wide bandgap semiconductor, for example.

実施の形態１にかかる点灯装置の回路構成図である。1 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to Embodiment 1; FIG. 実施の形態１にかかる点灯装置の動作波形図である。4 is an operation waveform diagram of the lighting device according to the first embodiment; FIG. 実施の形態２にかかる点灯装置の回路構成図である。2 is a circuit configuration diagram of a lighting device according to a second embodiment; FIG. 実施の形態２にかかる点灯装置の動作波形図である。FIG. 10 is an operation waveform diagram of the lighting device according to the second embodiment; 実施の形態３における照明器具の断面図である。FIG. 11 is a cross-sectional view of a lighting fixture in Embodiment 3;

実施の形態に係る点灯装置、照明器具、及び点灯装置の制御方法について図面を参照して説明する。同じ又は対応する構成要素には同じ符号を付し、説明の繰り返しを省略する場合がある。 A lighting device, a lighting fixture, and a control method for the lighting device according to embodiments will be described with reference to the drawings. The same reference numerals are given to the same or corresponding components, and repetition of description may be omitted.

実施の形態１．
図１は、実施の形態１にかかる点灯装置１００の回路構成図である。点灯装置１００は、交流電源１から電力の供給を受けて光源９を点灯させるものである。光源９としては例えばＬＥＤ（Light Emitting Diode）を用いることができる。点灯装置１００は、力率改善回路２、ＤＣ－ＤＣコンバータ３、力率改善回路の制御部４、ＤＣ－ＤＣコンバータの制御部５を備えている。力率改善回路２は整流回路ＤＢを含む。整流回路ＤＢは交流電源を全波整流する。この全波整流電圧は、力率改善回路２の動作中は平滑されず、交流電源１の２倍の周波数を含むリプル電圧となる。 Embodiment 1.
FIG. 1 is a circuit configuration diagram of the lighting device 100 according to the first embodiment. The lighting device 100 receives power from the AC power source 1 to light the light source 9 . As the light source 9, for example, an LED (Light Emitting Diode) can be used. The lighting device 100 includes a power factor improvement circuit 2, a DC-DC converter 3, a control section 4 for the power factor improvement circuit, and a control section 5 for the DC-DC converter. The power factor correction circuit 2 includes a rectifier circuit DB. A rectifier circuit DB performs full-wave rectification of the AC power supply. This full-wave rectified voltage is not smoothed while the power factor correction circuit 2 is operating, and becomes a ripple voltage containing twice the frequency of the AC power supply 1 .

力率改善回路２は昇圧チョッパ型であり、フィルタコンデンサＣ１、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１、ダイオードＤ１及び平滑コンデンサＣ２を備えている。スイッチング素子ＳＷ１は、例えばＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体で形成される。力率改善回路２は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３を介して光源９に直流電流を供給するために、スイッチング素子ＳＷ１とインダクタＬ１でエネルギの充放電を行い、所望の直流電圧に変換する。インダクタＬ１には検出巻線Ｌ２が磁気的に結合されている。また、力率改善回路２は出力電圧を検出する出力電圧検出抵抗Ｒ１を備えている。力率改善回路２の出力には、光源９に電流を供給するためのＤＣ－ＤＣコンバータ３が接続されている。 The power factor correction circuit 2 is of a boost chopper type and includes a filter capacitor C1, an inductor L1, a switching element SW1, a diode D1 and a smoothing capacitor C2. The switching element SW1 is made of a wide bandgap semiconductor such as GaN. The power factor correction circuit 2 charges and discharges energy with the switching element SW1 and the inductor L1 in order to supply a direct current to the light source 9 via the DC-DC converter 3, and converts the energy into a desired direct current voltage. A sensing winding L2 is magnetically coupled to the inductor L1. The power factor correction circuit 2 also has an output voltage detection resistor R1 for detecting the output voltage. An output of the power factor correction circuit 2 is connected to a DC-DC converter 3 for supplying current to the light source 9 .

力率改善回路２は制御部４の制御を受けて動作する。具体的には、制御部４がスイッチング素子ＳＷ１の駆動を制御する。力率改善回路２は、整流回路ＤＢが全波整流した電圧を昇圧して直流平滑する。さらに、力率改善回路２は、制御部４の制御により入力電流波形が正弦波状で且つ交流電源１の電圧と同位相となるように動作し、力率改善を行う。 The power factor correction circuit 2 operates under the control of the control section 4 . Specifically, the control unit 4 controls driving of the switching element SW1. The power factor correction circuit 2 boosts the voltage full-wave rectified by the rectifier circuit DB and smoothes the DC voltage. Furthermore, the power factor correction circuit 2 operates so that the input current waveform is sinusoidal and in phase with the voltage of the AC power supply 1 under the control of the control section 4 to improve the power factor.

制御部４は、電圧比較部４ａ、ゼロ電流検出部４ｂ、時間計測部４ｃ、駆動信号生成部４ｄ及びゲート駆動部４ｅを備えている。制御部４は少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成し得る。制御部４は、力率改善回路２の出力電圧が予め設定された電圧値となり、且つ入力電流波形が交流電源１の電圧とほぼ同位相で正弦波となるように、スイッチング素子ＳＷ１を制御する。 The control unit 4 includes a voltage comparison unit 4a, a zero current detection unit 4b, a time measurement unit 4c, a drive signal generation unit 4d, and a gate drive unit 4e. At least part of the control unit 4 can be configured by a microcomputer. The control unit 4 controls the switching element SW1 so that the output voltage of the power factor correction circuit 2 becomes a preset voltage value and the input current waveform becomes a sinusoidal wave in substantially the same phase as the voltage of the AC power supply 1. .

電圧比較部４ａは、出力電圧検出抵抗Ｒ１に発生する出力電圧信号と、力率改善回路２の目標出力電圧に相当する目標信号Ｅ１とを比較し、両者の差に応じた信号を出力する。駆動信号生成部４ｄは、電圧比較部４ａの出力信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング１周期におけるオン時間を決定し、スイッチング素子ＳＷ１の駆動信号を生成する。駆動信号は例えばＰＷＭ(Pulse Width Modulation)信号である。 The voltage comparator 4a compares the output voltage signal generated at the output voltage detection resistor R1 with the target signal E1 corresponding to the target output voltage of the power factor correction circuit 2, and outputs a signal corresponding to the difference between the two. The drive signal generator 4d receives the output signal of the voltage comparator 4a, determines the ON time in one switching cycle of the switching element SW1, and generates a drive signal for the switching element SW1. The drive signal is, for example, a PWM (Pulse Width Modulation) signal.

ゲート駆動部４ｅは、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に接続され、駆動信号生成部４ｄから出力されたゲート信号の電圧をスイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した電圧に増幅してスイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に出力する。ゲート駆動部４ｅは、例えば、駆動信号生成部４ｄから出力された５Ｖのゲート信号を、スイッチング素子ＳＷ１の駆動に適した１０Ｖに増幅する。スイッチング素子ＳＷ１は、ゲート駆動部４ｅから出力されたゲート駆動信号によりオンオフ動作を行う。なお、スイッチング素子ＳＷ１のゲート端子に例えばゲート抵抗等を接続してもよい。 The gate drive unit 4e is connected to the gate terminal of the switching element SW1, amplifies the voltage of the gate signal output from the drive signal generation unit 4d to a voltage suitable for driving the switching element SW1, and outputs the amplified voltage to the gate terminal of the switching element SW1. Output. The gate driver 4e amplifies, for example, the 5V gate signal output from the drive signal generator 4d to 10V suitable for driving the switching element SW1. The switching element SW1 performs ON/OFF operations according to a gate drive signal output from the gate drive section 4e. A gate resistor or the like may be connected to the gate terminal of the switching element SW1.

ゼロ電流検出部４ｂは、検出巻線Ｌ２に発生する電圧を受けて、インダクタＬ１に流れる電流がゼロになるタイミングを検出し、ゼロ電流検出信号を時間計測部４ｃに出力する。時間計測部４ｃは、駆動信号生成部４ｄからスイッチング素子ＳＷ１がターンオフしたタイミングでターンオフ信号を受け取り、ターンオフしたタイミングからゼロ電流検出信号を受け取るまでの時間（以後、オフ期間と呼ぶことがある）を計測し、オフ期間を駆動信号生成部４ｄに出力する。駆動信号生成部４ｄは時間計測部４ｃより受け取ったオフ期間を基に、次のスイッチング周期における、スイッチング素子ＳＷ１のターンオンタイミングを決定する。 The zero current detection unit 4b receives the voltage generated in the detection winding L2, detects the timing when the current flowing through the inductor L1 becomes zero, and outputs a zero current detection signal to the time measurement unit 4c. The time measurement unit 4c receives a turn-off signal from the drive signal generation unit 4d at the timing when the switching element SW1 is turned off, and measures the time from the turn-off timing to the reception of the zero current detection signal (hereinafter sometimes referred to as an off period). It measures and outputs the OFF period to the drive signal generator 4d. The drive signal generator 4d determines the turn-on timing of the switching element SW1 in the next switching cycle based on the OFF period received from the time measurement unit 4c.

ＤＣ－ＤＣコンバータ３は制御部５により駆動及び制御される。ＤＣ－ＤＣコンバータ３は、光源９に流れる電流が目標電流値となるように定電流フィードバック制御される。なお、ＤＣ－ＤＣコンバータ３は、例えば降圧チョッパ回路又はフライバックコンバータなどの既知の回路で構成され得る。 The DC-DC converter 3 is driven and controlled by the controller 5 . The DC-DC converter 3 is subjected to constant current feedback control so that the current flowing through the light source 9 becomes a target current value. Note that the DC-DC converter 3 can be configured by a known circuit such as a step-down chopper circuit or a flyback converter.

次に、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を説明する。点灯装置１００に交流電源１が印加されると、整流回路ＤＢは入力された交流電圧を全波整流し、整流された電圧がフィルタコンデンサＣ１の両端に印加される。フィルタコンデンサＣ１は、スイッチングリプルを除去する目的で設けられたものであり、ここでは交流電源1の周波数成分を平滑するためのものではない。したがって力率改善回路２の動作中は、フィルタコンデンサＣ１の両端電圧は、交流電源周波数の２倍周波数で正弦波状に脈動する全波整流電圧となる。 Next, operation of the lighting device 100 according to the first embodiment will be described. When the AC power supply 1 is applied to the lighting device 100, the rectifying circuit DB full-wave rectifies the input AC voltage, and the rectified voltage is applied across the filter capacitor C1. The filter capacitor C1 is provided for the purpose of removing switching ripples, not for smoothing the frequency component of the AC power supply 1 here. Therefore, during operation of the power factor correction circuit 2, the voltage across the filter capacitor C1 becomes a full-wave rectified voltage that pulsates sinusoidally at twice the frequency of the AC power supply.

定常動作状態における力率改善回路２の動作を説明する。まず、ゲート駆動部４ｅから出力される信号により、スイッチング素子ＳＷ１がオンしている状態とする。スイッチング素子ＳＷ１がオンすると、全波整流電圧はインダクタＬ１に印加され、インダクタＬ１、スイッチング素子ＳＷ１の経路で電流が流れ、インダクタＬ１にエネルギが蓄えられる。このとき、インダクタＬ１の電流は、図２の最上段に示されるように、直線的に増加していく。 The operation of the power factor correction circuit 2 in a steady operating state will be explained. First, the switching element SW1 is turned on by a signal output from the gate driving section 4e. When the switching element SW1 is turned on, the full-wave rectified voltage is applied to the inductor L1, current flows through the path of the inductor L1 and the switching element SW1, and energy is stored in the inductor L1. At this time, the current in inductor L1 increases linearly as shown in the uppermost part of FIG.

駆動信号生成部４ｄにより設定されたスイッチング素子のオン時間が経過すると、駆動信号生成部４ｄはオフ信号を出力しスイッチング素子ＳＷ１をオフする。スイッチング素子ＳＷ１がオフするとインダクタＬ１に蓄えられたエネルギが放出され、インダクタＬ１、ダイオードＤ１、平滑コンデンサＣ２の順に電流が流れる。これにより、平滑コンデンサＣ２を充電する。このようにエネルギを伝達して、ＤＣ－ＤＣコンバータ３は、平滑コンデンサＣ２に充電された電圧を入力として、光源９に電流を供給する。 After the ON time of the switching element set by the drive signal generator 4d has elapsed, the drive signal generator 4d outputs an OFF signal to turn off the switching element SW1. When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is released, and current flows through the inductor L1, the diode D1, and the smoothing capacitor C2 in that order. This charges the smoothing capacitor C2. By transmitting energy in this way, the DC-DC converter 3 receives the voltage charged in the smoothing capacitor C2 and supplies current to the light source 9 .

図２は、実施の形態１にかかる点灯装置１００の動作を示す波形図である。図２の波形図を用いて、制御部４の動作を説明する。 FIG. 2 is a waveform diagram showing the operation of lighting device 100 according to the first embodiment. The operation of the control unit 4 will be described with reference to the waveform diagram of FIG.

（期間ｔ０～ｔ１）
ここでは、力率改善回路２の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部４ｅによってスイッチング素子ＳＷ１がオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ１がオンしたとき、スイッチング素子ＳＷ１にはインダクタＬ１からの電流が流れる。インダクタＬ１の電流は増加していくため、スイッチング素子ＳＷ１に流れる電流も増加していく。このとき、インダクタＬ１には図１の矢印の方向に電圧ＶＬ１が印加されるため、検出巻線Ｌ２には矢印の方向に電圧ＶＬ２が発生し、ゼロ電流検出部４ｂには検出巻線Ｌ２から負電圧が入力される。 (Period t0-t1)
Here, the operation of the power factor correction circuit 2 is in a steady operation state, and the timing at which the switching element SW1 is turned on by the gate driving section 4e will be described. When the switching element SW1 is turned on, a current flows through the switching element SW1 from the inductor L1. Since the current of the inductor L1 increases, the current flowing through the switching element SW1 also increases. At this time, voltage VL1 is applied to inductor L1 in the direction of the arrow in FIG. A negative voltage is input.

（時刻ｔ１）
所定時間が経過し、時刻ｔ１になると、ゲート駆動部４ｅはスイッチング素子ＳＷ１をオフし、スイッチング素子ＳＷ１の電流を遮断する。スイッチング素子ＳＷ１のオン時間は電圧比較部４ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標信号Ｅ１に対して、出力電圧検出信号が小さければオン時間は長くなる方向に制御され、目標信号Ｅ１に対して、出力電圧検出信号が大きければオン時間は短くなる方向に制御される。 (time t1)
After a predetermined period of time has passed, at time t1, the gate driving section 4e turns off the switching element SW1 to cut off the current of the switching element SW1. The ON time of the switching element SW1 is determined by the comparison result of the voltage comparator 4a. That is, if the output voltage detection signal is small with respect to the target signal E1, the on-time is controlled to be long, and if the output voltage detection signal is large with respect to the target signal E1, the on-time is controlled to be short. .

（期間ｔ１～ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、時間計測部４ｃはこれを受けてカウントを開始し、スイッチング素子ＳＷ１がオフしたタイミングからの時間を計測する。スイッチング素子ＳＷ１がオフすると、インダクタＬ１に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ１を介して、平滑コンデンサＣ２に放出される。このとき、インダクタＬ１に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ１がオンの時とは逆向きの電圧となる。すなわち図１中の矢印とは逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ２に発生する電圧ＶＬ２も、図１中の矢印とは逆方向となり、ゼロ電流検出部４ｂには正電圧が入力される。スイッチング素子ＳＷ１がオフになると、インダクタＬ１がエネルギを放出するため、ダイオードＤ１を介して平滑コンデンサＣ２に流れる電流は減少していく。 (Period t1-t2)
When the switching element SW1 is turned off, the time measurement unit 4c receives this and starts counting, and measures the time from the timing when the switching element SW1 is turned off. When the switching element SW1 is turned off, the energy stored in the inductor L1 is released to the smoothing capacitor C2 via the diode D1. At this time, the voltage generated in the inductor L1 becomes a voltage opposite to that when the switching element SW1 is on. That is, a voltage is generated in the opposite direction to the arrow in FIG. As a result, the voltage VL2 generated in the detection winding L2 also has a direction opposite to that of the arrow in FIG. 1, and a positive voltage is input to the zero current detection section 4b. When the switching element SW1 is turned off, the inductor L1 releases energy, so the current flowing through the smoothing capacitor C2 via the diode D1 decreases.

（期間ｔ２～ｔ３）
インダクタＬ１がエネルギを放出し終えると、インダクタＬ１の電流がゼロになる。インダクタＬ１の電流がゼロになると、インダクタＬ１とスイッチング素子等の寄生容量に起因する共振現象が発生する。そのため、図２に示すように、検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２は急速に低下する。 (Period t2-t3)
When inductor L1 has finished releasing energy, the current in inductor L1 becomes zero. When the current in the inductor L1 becomes zero, a resonance phenomenon occurs due to the parasitic capacitance of the inductor L1 and the switching element. Therefore, as shown in FIG. 2, the voltage VL2 across the detection winding L2 drops rapidly.

（時刻ｔ３～ｔ４）
ゼロ電流検出部４ｂは検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２が低下し、予めプログラム等で設定した閾値電圧を下回るとこれを検出してゼロ電流検出信号Ｓｚを時間計測部４ｃへ出力する。時間計測部４ｃはゼロ電流検出信号Ｓｚを受けると、スイッチング素子ＳＷ１がターンオフしてからゼロ電流検出信号Ｓｚが出力されるまでの時間をオフ期間として駆動信号生成部４ｄに送り、駆動信号生成部４ｄはこれを記憶する。ここで測定されたオフ期間は図２において「オフ期間Ｔ２」と記載された期間である。「オフ期間Ｔ２」は、時間計測部４ｃが、時刻ｔ１からｔ３までの期間を計測して得られた期間である。 (Time t3-t4)
When the voltage VL2 of the detection winding L2 drops and falls below a threshold voltage set in advance by a program or the like, the zero current detection unit 4b detects this and outputs a zero current detection signal Sz to the time measurement unit 4c. Upon receiving the zero current detection signal Sz, the time measurement unit 4c sends the time from when the switching element SW1 is turned off until the zero current detection signal Sz is output to the drive signal generation unit 4d to the drive signal generation unit 4d as an off period. 4d stores this. The OFF period measured here is the period described as "OFF period T2" in FIG. The "off period T2" is a period obtained by measuring the period from time t1 to t3 by the time measurement unit 4c.

（時刻ｔ４）
一方で、駆動信号生成部４ｄは、図示しない時刻ｔ０以前における１つ前のスイッチング周期において時間計測部４ｃが計測したオフ期間を用いてスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミングを決定する。１つ前のスイッチング周期で得られたオフ期間は図２において「オフ期間Ｔ１」と記載されている。時刻ｔ１からの時間計測部４ｃのカウント値が、１つ前のスイッチング周期において計測したオフ期間である「オフ期間Ｔ１」に、予め定められた調整期間ΔＴを加えた合計時間に到達した時点で、スイッチング素子ＳＷ１が再びオンする。図２における時刻ｔ４は、時刻ｔ１から計測して、「オフ期間Ｔ１」と「調整期間ΔＴ」の合計時間に到達した時点である。 (time t4)
On the other hand, the drive signal generation unit 4d determines the timing to turn on the switching element SW1 using the OFF period measured by the time measurement unit 4c in the previous switching cycle before time t0 (not shown). The OFF period obtained in the previous switching period is described as "OFF period T1" in FIG. When the count value of the time measurement unit 4c from time t1 reaches the total time obtained by adding the predetermined adjustment period ΔT to the "off period T1" which is the off period measured in the previous switching cycle. , the switching element SW1 is turned on again. Time t4 in FIG. 2 is the time when the total time of the "off period T1" and the "adjustment period ΔT" has been reached, measured from time t1.

ここで、予め定められた調整期間ΔＴとは、検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２がゼロ電流検出部４ｂの閾値電圧に到達してから、スイッチング素子のドレイン-ソース間の共振現象に伴う振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間であり、図２では時刻ｔ３～ｔ４間に相当する。両端電圧Ｖｓｄの振動電圧がボトム付近でスイッチング素子ＳＷ１をオンするように予めマイコン等に調整期間ΔＴを記憶しておくことができる。これにより、スイッチング素子ＳＷ１の両端電圧Ｖｓｄが低い状態でスイッチング素子ＳＷ１をターンオンできるため、ゼロ電圧スイッチングに近い動作となり、スイッチング損失を低減できる。 Here, the predetermined adjustment period ΔT means that after the voltage VL2 of the detection winding L2 reaches the threshold voltage of the zero current detection section 4b, the oscillating voltage associated with the resonance phenomenon between the drain and source of the switching element is This is the time until reaching near the bottom, which corresponds to time t3 to time t4 in FIG. The adjustment period ΔT can be stored in the microcomputer or the like in advance so that the switching element SW1 is turned on when the oscillating voltage of the voltage Vsd between both ends is near the bottom. As a result, the switching element SW1 can be turned on in a state where the voltage Vsd across the switching element SW1 is low, so that the operation becomes close to zero-voltage switching, and the switching loss can be reduced.

時刻ｔ４にてスイッチング素子ＳＷ１がオンすると、再び、時刻ｔ０の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間において時間計測部４ｃでカウントした時間である「オフ期間Ｔ２」は次の時刻ｔ８におけるターンオンのタイミングを決定する要素となる。具体的には、時刻ｔ５から、オフ期間Ｔ２と調整期間ΔＴの合計期間が経過した時点で、スイッチング素子ＳＷ１が再びオンする。時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間は時間計測部４ｃによってオフ期間Ｔ３として計測される。しかしながら、時刻ｔ５に達した時点で、オフ期間Ｔ２と調整期間ΔＴの合計期間は確定しているので、時刻ｔ８にてスイッチング素子ＳＷ１をターンオンするために演算処理は必要ない。 When the switching element SW1 is turned on at time t4, the condition at time t0 is restored and the same operation is repeated. The "off period T2", which is the time counted by the time measuring unit 4c during the period from time t1 to time t3, is a factor that determines the turn-on timing at the next time t8. Specifically, when the total period of the OFF period T2 and the adjustment period ΔT has elapsed from time t5, the switching element SW1 is turned on again. A period from time t5 to time t7 is measured by the time measuring unit 4c as an off period T3. However, since the total period of the OFF period T2 and the adjustment period ΔT is fixed at time t5, no arithmetic processing is required to turn on the switching element SW1 at time t8.

このように、１つ前のスイッチング周期における、スイッチング素子ＳＷ１がターンオフしてからインダクタ電流がゼロになるまでの時間であるオフ期間を、次のスイッチング周期におけるターンオンタイミングの決定に用いるので、ゼロ電流検出信号を受けてからスイッチング素子をターンオンする場合と比較して、検出遅れがなくスイッチング素子をターンオンすることができる。なお、オフ期間の終期はインダクタ電流がゼロになる時点又はインダクタ電流がゼロに十分近い値となった時点とすることができる。 In this way, the off period, which is the time from when the switching element SW1 is turned off until the inductor current becomes zero in the previous switching period, is used to determine the turn-on timing in the next switching period. The switching element can be turned on without a detection delay, compared to the case where the switching element is turned on after receiving the detection signal. It should be noted that the end of the off period can be the time when the inductor current becomes zero or the time when the inductor current reaches a value sufficiently close to zero.

従来では、ゼロ電流検出信号を受けてから、ターンオンするまでに制御部４での処理時間を要し、ドレイン-ソース間の振動電圧がボトムを過ぎてからスイッチング素子をターンオンしてしまう可能性があった。これに対し本実施形態では、予め１つ前のスイッチング周期において、ゼロ電流検出タイミングが判明しているため、次のスイッチング周期にてそのタイミングを使用することにより、スイッチング素子の振動電圧のボトム付近で遅れなくスイッチング素子をターンオンすることができる。 Conventionally, after receiving the zero current detection signal, it takes a processing time in the control unit 4 to turn on, and there is a possibility that the switching element is turned on after the oscillating voltage between the drain and the source has passed the bottom. there were. On the other hand, in the present embodiment, since the zero current detection timing is known in advance in the previous switching cycle, by using that timing in the next switching cycle, near the bottom of the oscillating voltage of the switching element can turn on the switching element without delay.

因みに、交流電源１は商用周波数５０Ｈｚまたは６０Ｈｚの交流電圧なので、力率改善回路２に印加される電圧の瞬時値は交流電源の位相角によって異なる。例えば交流電源１の位相角が０°、すなわちゼロクロス時点の場合、交流電源１の瞬時電圧値はゼロなので、位相角が９０°までは時間経過とともに位相角が進むと電源電圧は上昇していく。この場合、各スイッチング周期におけるオン時間が一定と仮定すると、インダクタ電流のピーク値は電源電圧の瞬時値に比例する。すなわち、交流電源１の瞬時電圧が上昇するほど、インダクタ電流のピーク値も上昇する。従って、スイッチング素子ＳＷ１がオフし、インダクタ電流がエネルギを放出してゼロになるまでの時間、すなわちオフ期間は増加する。よって、厳密には１つ前のスイッチング周期で測定したオフ期間に対して、次のスイッチング周期におけるオフ期間は若干長くなる。この場合、オフ時間が経過した時点で、直ちにスイッチング素子ＳＷ１をオンすると、インダクタＬ１電流がゼロに到達していないため、その次のスイッチング周期で使用するためのオフ期間が計測できない。 Incidentally, since the AC power supply 1 is an AC voltage with a commercial frequency of 50 Hz or 60 Hz, the instantaneous value of the voltage applied to the power factor correction circuit 2 varies depending on the phase angle of the AC power supply. For example, when the phase angle of the AC power source 1 is 0°, that is, at the time of zero crossing, the instantaneous voltage value of the AC power source 1 is zero. . In this case, assuming that the ON time in each switching period is constant, the peak value of the inductor current is proportional to the instantaneous value of the power supply voltage. That is, as the instantaneous voltage of the AC power supply 1 increases, the peak value of the inductor current also increases. Therefore, the time from when the switching element SW1 is turned off until the inductor current releases energy and becomes zero, that is, the off period increases. Therefore, strictly speaking, the OFF period in the next switching period is slightly longer than the OFF period measured in the previous switching period. In this case, if the switching element SW1 is turned on immediately after the off-time has elapsed, the off-period for use in the next switching cycle cannot be measured because the inductor L1 current has not reached zero.

しかしながら、交流電源１の周波数は５０Ｈｚまたは６０Ｈｚであり、これに対して、スイッチング素子ＳＷ１のスイッチング周波数は一般的に数十ｋＨｚから数百ｋＨｚであるため、隣り合うスイッチング周期での交流電源１の位相による変動はほぼ無視できるレベルである。すなわち、隣り合うスイッチング周期における交流電源１の電圧はほぼ同一とみなすことができる。更に、スイッチング素子の両端に発生する振動電圧（Ｖｓｄ）のボトム付近でオンするように調整期間ΔＴを有するので、実質的にインダクタＬ１電流がゼロに到達する前にスイッチング素子ＳＷ１がオンしてしまうことはなく、オフ期間を問題なく測定することができる。 However, the frequency of the AC power supply 1 is 50 Hz or 60 Hz, whereas the switching frequency of the switching element SW1 is generally several tens of kHz to several hundreds of kHz. Fluctuation due to phase is at a level that can be almost ignored. That is, the voltage of the AC power supply 1 in adjacent switching cycles can be regarded as substantially the same. Furthermore, since there is an adjustment period ΔT so as to turn on near the bottom of the oscillating voltage (Vsd) generated across the switching element, the switching element SW1 turns on before the inductor L1 current substantially reaches zero. Therefore, the OFF period can be measured without any problem.

また、例えば調光動作等により光源９の明るさを絞った状態、すなわち消費電力が小さい状態から、光源９を明るくなる方向に設定して消費電力が増えた場合もスイッチング素子のオン時間が増加するため、オフ期間も増加する。しかし、オン時間の変動幅は、隣り合うスイッチング周期においては、ほぼ無視できるほど小さく、スイッチング素子ＳＷ１の振動電圧がボトム付近でオンするための調整期間ΔＴも有するので、インダクタＬ１電流がゼロになる前にスイッチング素子ＳＷ１がオンすることはない。よって、確実に次のスイッチングのためのオフ期間を計測することができる。 Also, for example, when the brightness of the light source 9 is reduced by dimming operation or the like, that is, when the power consumption is low, the light source 9 is set to be brighter, and the power consumption increases, the ON time of the switching element also increases. Therefore, the OFF period also increases. However, the variation width of the on-time is so small that it can be ignored in adjacent switching cycles, and the oscillating voltage of the switching element SW1 also has an adjustment period ΔT for turning on near the bottom, so the inductor L1 current becomes zero. The switching element SW1 is never turned on before. Therefore, it is possible to reliably measure the off period for the next switching.

なお、交流電源１の瞬時電圧値が位相角９０°から１８０°の、時間経過とともに電圧値が低下する範囲、又は光源９が明るい状態から調光動作により消費電力を小さくする方向では、オフ期間は１つ前のスイッチング周期と比較して、原理的には短くなる。しかし、上述のとおり、実使用上はその時間差は無視できるレベルであり、スイッチング素子のオンタイミングがずれることによる影響はない。 In the range where the instantaneous voltage value of the AC power supply 1 is in a phase angle of 90° to 180°, in which the voltage value decreases with time, or in the direction in which the power consumption is reduced by the dimming operation from the bright state of the light source 9, the off period becomes shorter in principle than the previous switching period. However, as described above, the time difference is at a negligible level in actual use, and there is no influence due to the deviation of the on-timing of the switching element.

以上のように、臨界モードで動作する力率改善回路において、インダクタ電流がゼロになってからスイッチング素子ＳＷ１をオンするタイミングを、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いて決めるので、検出遅れが発生しない。これにより、スイッチング素子ＳＷ１に印加される電圧が低い状態でスイッチング素子ＳＷ１をオンできるので、ゼロ電圧スイッチングに近い動作が可能となり、スイッチング損失を抑制できる。したがって、より高効率な点灯装置を提供することができる。 As described above, in the power factor correction circuit operating in the critical mode, since the timing of turning on the switching element SW1 after the inductor current becomes zero is determined using the off period in the previous switching period, detection delay does not occur. As a result, the switching element SW1 can be turned on in a state where the voltage applied to the switching element SW1 is low, so that an operation close to zero voltage switching is possible and switching loss can be suppressed. Therefore, a more efficient lighting device can be provided.

また、スイッチング素子ＳＷ１として炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いて、シリコンなどを材料とするスイッチング素子を用いた場合より高周波で駆動することとしてもよい。この場合でも、実施の形態１に係る点灯装置ではあるスイッチング周期においてスイッチング素子をオフすべき期間は、そのスイッチング周期が始まる前に確定しているので、処理速度が高速でない安価なマイコンが使用でき低コスト化ができる。 Further, a wide bandgap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride-based material, or diamond may be used as the switching element SW1, and driven at a higher frequency than when a switching element made of silicon or the like is used. Even in this case, in the lighting device according to Embodiment 1, the period during which the switching element should be turned off in a certain switching period is determined before the switching period starts, so that an inexpensive microcomputer whose processing speed is not high can be used. Cost can be reduced.

なお、本実施の形態では、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いて次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ１のオンタイミングを決定した。具体的には、制御部４は、スイッチング周期の度にオフ期間を測定し、測定したオフ期間は、オフ期間が測定されたスイッチング周期の直後のスイッチング周期において使用される。しかしながら、１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を、その直後のスイッチング周期で用いることは必須ではない。スイッチング素子のオンタイミングのずれに影響がない範囲であれば、例えば２つ前のスイッチング周期におけるオフ期間を用いてもよい。言い換えると、測定したオフ期間を、次のスイッチング周期におけるオンタイミングのみならず、更にその次のスイッチング周期のオンタイミングの決定に用いるなど、連続する複数周期に渡って用いてもよい。一例によれば、制御部４は、上述の合計期間を、オフ期間が測定されたスイッチング周期の後の連続する２回以上のスイッチング周期において、スイッチング素子をオフする期間として使用することができる。これにより、全てのスイッチング周期においてオフ期間を測定する必要がなくなるので、マイコンの処理負荷を軽減することができる。例えば、制御部４は、複数のスイッチング周期のうち、オフ期間を測定するスイッチング周期と、オフ期間を測定しないスイッチング周期を定めることができる。 In this embodiment, the ON timing of the switching element SW1 in the next switching period is determined using the OFF period in the previous switching period. Specifically, the control unit 4 measures the OFF period in each switching period, and the measured OFF period is used in the switching period immediately after the switching period in which the OFF period is measured. However, it is not essential to use the OFF period in the immediately previous switching period in the immediately following switching period. For example, the OFF period in the switching period two cycles before may be used as long as it does not affect the deviation of the ON timing of the switching element. In other words, the measured off-period may be used over a plurality of continuous cycles, such as determining not only the on-timing in the next switching cycle, but also the on-timing in the next switching cycle. According to an example, the control unit 4 can use the above-mentioned total period as the period during which the switching element is turned off in two or more consecutive switching periods after the switching period in which the off period was measured. This eliminates the need to measure the OFF period in all switching cycles, thereby reducing the processing load on the microcomputer. For example, the control unit 4 can determine a switching cycle in which the OFF period is measured and a switching cycle in which the OFF period is not measured, among a plurality of switching cycles.

したがって、制御部４は、スイッチング素子のあるスイッチング周期における「オフ期間」に、予め定められた「調整期間」を加えた「合計期間」を、そのスイッチング周期の後のスイッチング周期においてスイッチング素子をオフする期間とすることができる。 Therefore, the control unit 4 sets the "total period" obtained by adding a predetermined "adjustment period" to the "off period" in a certain switching period of the switching element, and turns off the switching element in the switching period after that switching period. can be a period of time.

本実施の形態では、力率改善回路２を臨界モードで駆動する例について説明したが、これに限定するものではない。スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する様々な直流電源回路において、上述した本実施形態の動作を採用し得る。例えば、ＤＣ－ＤＣコンバータ３を臨界モードで駆動する際にも上述の動作を適用することができる。 In this embodiment, an example of driving the power factor correction circuit 2 in the critical mode has been described, but the present invention is not limited to this. The operation of the present embodiment described above can be employed in various DC power supply circuits that charge and discharge energy using a switching element and an inductor to generate a DC voltage. For example, the above operation can also be applied when the DC-DC converter 3 is driven in the critical mode.

本実施の形態においては定常状態の動作についてのみ説明したが、例えば交流電源１を投入した起動直後で１つ前のスイッチング周期におけるオフ期間が存在しない場合と、起動直後における過渡的な状態でオフ期間が正確に測定できない場合が想定される。これらの起動直後においては通常の臨界モード動作としてゼロ電流検出信号を受けてスイッチング素子ＳＷ１をターンオンし、動作が安定してオフ期間が測定可能となった段階で、本実施の形態で述べた動作に切り替えてもよい。「動作が安定してオフ期間が測定可能となった段階」というのは、例えば検出巻線Ｌ２の電圧ＶＬ２の波形が安定した段階のことをいう。 In the present embodiment, only the operation in a steady state has been described. It is assumed that the period cannot be measured accurately. Immediately after these start-up, the switching element SW1 is turned on by receiving the zero current detection signal as a normal critical mode operation, and at the stage when the operation is stabilized and the OFF period can be measured, the operation described in the present embodiment is performed. You can switch to "The stage at which the operation is stabilized and the OFF period can be measured" means, for example, the stage at which the waveform of the voltage VL2 of the detection winding L2 is stabilized.

このような起動直後の事情を考慮し、制御部４は、直流電源回路に電源投入した直後の予め定められた期間はスイッチング素子のスイッチング周期で得られたオフ期間をそのスイッチング周期のオフ期間を決めるために用い、予め定められた期間が経過すると前述の合計期間を用いた制御に移行し得る。 In consideration of the circumstances immediately after startup, the control unit 4 sets the OFF period obtained in the switching period of the switching element to be the OFF period of the switching period for the predetermined period immediately after the power supply to the DC power supply circuit is turned on. It can be used for determining, and after a predetermined period has elapsed, control can be shifted to using the above-described total period.

以下の実施の形態に係る点灯装置、照明器具、点灯装置の制御方法については、実施の形態１との相違点を中心に説明する。実施の形態１において説明した変形は以下の実施の形態に係る点灯装置、照明器具、点灯装置の制御方法にも応用し得る。 A lighting device, a lighting fixture, and a control method for the lighting device according to the following embodiments will be described with a focus on differences from the first embodiment. The modification described in Embodiment 1 can also be applied to the lighting device, the lighting fixture, and the control method of the lighting device according to the following embodiments.

実施の形態２．
図３は、実施の形態２に係る点灯装置１１０の回路構成図である。実施の形態１と同様の構成部分は同一の符号を付して説明を省略する。本実施の形態ではＤＣ－ＤＣコンバータ３の構成及び調光時における動作について述べる。本実施形態では、直流電源回路を構成するＤＣ－ＤＣコンバータ３は光源の点灯に用いられる。 Embodiment 2.
FIG. 3 is a circuit configuration diagram of lighting device 110 according to the second embodiment. Components similar to those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted. In this embodiment, the configuration of the DC-DC converter 3 and its operation during dimming will be described. In this embodiment, the DC-DC converter 3 constituting the DC power supply circuit is used for lighting the light source.

ＤＣ－ＤＣコンバータ３は例えば降圧チョッパ型であり、インダクタＬ３、例えばＧａＮなどのワイドバンドギャップ半導体で構成されるスイッチング素子ＳＷ２、ダイオードＤ２及び平滑コンデンサＣ３を備えている。ＤＣ－ＤＣコンバータ３は力率改善回路２から直流電圧を受けて、スイッチング素子ＳＷ２とインダクタＬ３でエネルギの充放電を行い、光源９の点灯に適した直流電圧及び直流電流を出力する。これにより光源９は点灯する。インダクタＬ３には検出巻線Ｌ４が磁気的に結合されている。また、ＤＣ－ＤＣコンバータ３は、出力電流を検出する出力電流検出抵抗Ｒ２を備えている。 The DC-DC converter 3 is, for example, a step-down chopper type, and includes an inductor L3, a switching element SW2 made of a wide bandgap semiconductor such as GaN, a diode D2, and a smoothing capacitor C3. The DC-DC converter 3 receives a DC voltage from the power factor correction circuit 2, charges and discharges energy through the switching element SW2 and the inductor L3, and outputs a DC voltage and a DC current suitable for lighting the light source 9. FIG. As a result, the light source 9 is turned on. A sensing winding L4 is magnetically coupled to the inductor L3. The DC-DC converter 3 also has an output current detection resistor R2 for detecting the output current.

ＤＣ－ＤＣコンバータ３の制御部５は、電流比較部５ａ、ゼロ電流検出部５ｂ、時間計測部５ｃ、駆動信号生成部５ｄ及びゲート駆動部５ｅを備えている。制御部５は少なくとも一部をマイクロコンピュータで構成してもよい。また、制御部４と制御部５を共通のマイクロコンピュータとしてもよい。制御部５は、ＤＣ－ＤＣコンバータ３の出力電流、すなわち光源９に流れる電流が予め定められた電流値となるように、スイッチング素子ＳＷ２を制御する。予め定められた電流値は、例えば、室内の壁面に取り付けられた調光器又はリモコン等で設定する明るさの設定値で決まる。すなわち、調光器又はリモコン等から出力される調光信号を制御部５が受けて、それに対応した電流値となるようにスイッチング素子ＳＷ２を制御する。 The control section 5 of the DC-DC converter 3 includes a current comparing section 5a, a zero current detecting section 5b, a time measuring section 5c, a driving signal generating section 5d and a gate driving section 5e. At least part of the control unit 5 may be configured by a microcomputer. Also, the control unit 4 and the control unit 5 may be a common microcomputer. The control unit 5 controls the switching element SW2 so that the output current of the DC-DC converter 3, that is, the current flowing through the light source 9 has a predetermined current value. The predetermined current value is determined, for example, by a brightness setting value set by a dimmer attached to the wall surface of the room or by a remote controller or the like. That is, the controller 5 receives a dimming signal output from a dimmer, a remote controller, or the like, and controls the switching element SW2 so that the current value corresponding to the received dimming signal is obtained.

ゲート駆動部５ｅは駆動信号生成部５ｄから出力されたゲート信号を受けて、スイッチング素子ＳＷ２のオンオフ動作を行う。ゼロ電流検出部５ｂは、検出巻線Ｌ４に発生する電圧を受けて、インダクタＬ３に流れる電流がゼロ又はゼロに近い値となるタイミングを検出し、時間計測部５ｃに出力する。駆動信号生成部５ｄは時間計測部５ｃから受け取ったオフ期間を基に、次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のターンオンタイミングを決定する。 The gate drive unit 5e receives the gate signal output from the drive signal generation unit 5d and performs on/off operation of the switching element SW2. The zero current detector 5b receives the voltage generated in the detection winding L4, detects the timing at which the current flowing through the inductor L3 becomes zero or has a value close to zero, and outputs the timing to the time measurement unit 5c. Based on the OFF period received from the time measurement unit 5c, the drive signal generation unit 5d determines the turn-on timing of the switching element SW2 in the next switching cycle.

次に、図４の動作波形を用いて、外部から入力される調光信号により光源９の明るさを絞った調光状態、すなわち点灯装置１１０の消費電力が全光時より小さい軽負荷で動作する場合について説明する。 Next, using the operation waveforms of FIG. 4, the brightness of the light source 9 is dimmed by a dimming signal input from the outside, that is, the lighting device 110 operates with a light load that consumes less power than when the lighting device 110 is fully lit. A case of doing so will be explained.

（期間ｔ０～ｔ１）
ここでは、ＤＣ－ＤＣコンバータ３の動作が定常動作状態で、ゲート駆動部５ｅによってスイッチング素子ＳＷ２がターンオンするタイミングから説明する。スイッチング素子ＳＷ２がオンすると、インダクタＬ３に電流が流れ、電流が直線的に増加していく。このとき、インダクタＬ３には図３の矢印の方向に電圧ＶＬ３が印加され、検出巻線Ｌ４には矢印の方向に電圧ＶＬ４が発生し、ゼロ電流検出部５ｂには負電圧が入力される。 (Period t0-t1)
Here, the operation of the DC-DC converter 3 is in a steady operation state, and the timing at which the switching element SW2 is turned on by the gate driving section 5e will be described. When the switching element SW2 is turned on, a current flows through the inductor L3 and the current increases linearly. At this time, a voltage VL3 is applied to the inductor L3 in the direction of the arrow in FIG. 3, a voltage VL4 is generated in the detection winding L4 in the direction of the arrow, and a negative voltage is input to the zero current detector 5b.

（時刻ｔ１）
予め定められた時間が経過すると、ゲート駆動部５ｅはスイッチング素子ＳＷ２をオフし、スイッチング素子ＳＷ２の電流を遮断する。スイッチング素子ＳＷ２のオン時間は電流比較部５ａの比較結果によって決定する。すなわち、目標電流値信号Ｅ２と比較して、出力電流検出抵抗Ｒ２の発生電圧が小さければオン時間は長くなる方向に制御され、出力電流検出抵抗Ｒ２の発生電圧が大きければオン時間は短くなる方向に制御される。 (time t1)
After a predetermined time elapses, the gate driving section 5e turns off the switching element SW2 to cut off the current of the switching element SW2. The ON time of the switching element SW2 is determined by the comparison result of the current comparator 5a. That is, when the voltage generated by the output current detection resistor R2 is smaller than the target current value signal E2, the ON time is controlled to be longer, and when the voltage generated by the output current detection resistor R2 is larger, the ON time is shortened. controlled by

（期間ｔ１～ｔ２）
スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、時間計測部５ｃはカウントを開始し、スイッチング素子ＳＷ２がオフしたタイミングからの時間を計測する。スイッチング素子ＳＷ２がオフすると、インダクタＬ３に蓄えられたエネルギは、ダイオードＤ２を介して、平滑コンデンサＣ３に放出される。このとき、インダクタＬ３に発生する電圧は、スイッチング素子ＳＷ２オン時とは逆向きの電圧となる。すなわち、図３に示す矢印とは逆方向の電圧が発生する。これにより検出巻線Ｌ４に発生する電圧も、図３に示す矢印とは逆方向となり、ゼロ電流検出部５ｂには正電圧が入力される。インダクタＬ３がエネルギを放出するため、ダイオードＤ２を介して平滑コンデンサＣ２に流入する電流は減少していく。 (Period t1-t2)
When the switching element SW2 is turned off, the time measurement unit 5c starts counting and measures the time from the timing when the switching element SW2 is turned off. When the switching element SW2 is turned off, the energy stored in the inductor L3 is released to the smoothing capacitor C3 via the diode D2. At this time, the voltage generated in the inductor L3 becomes a voltage opposite to that when the switching element SW2 is turned on. That is, a voltage is generated in the opposite direction to the arrow shown in FIG. As a result, the voltage generated in the detection winding L4 also has a direction opposite to the direction of the arrow shown in FIG. 3, and a positive voltage is input to the zero current detection section 5b. Since the inductor L3 releases energy, the current flowing into the smoothing capacitor C2 via the diode D2 decreases.

（時刻ｔ２～ｔ３）
インダクタＬ３がエネルギを放出し終えると、インダクタＬ３電流がゼロになり、共振現象を伴う振動電圧がインダクタＬ３に発生する。これに伴って検出巻線Ｌ４の電圧は急速に低下する。ゼロ電流検出部５ｂは、検出巻線Ｌ４の立下り電圧が、予めプログラム等で設定した閾値電圧を下回るとこれを１回目の立下りとしてカウントする。図４において１回目の立ち下がりのカウントのタイミングはＸで示されている。その後、駆動信号生成部５ｄはこのままスイッチング素子ＳＷ２をオフ状態に維持する。すると、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧Ｖｓｄは共振動作を継続するため、再び電圧の上昇と下降を繰り返す振動電圧が生じる。本実施の形態においては、ゼロ電流検出部５ｂは振動電圧の２回目の立下りを検出すると、時間計測部５ｃに対しゼロ電流検出信号Ｓｚを出力する。図４において２回目の立ち下がりのカウントのタイミングはＹで示されている。時間計測部５ｃはゼロ電流検出信号Ｓｚを受けると、ここまでの経過時間をオフ期間として駆動信号生成部５ｄに送り、駆動信号生成部５ｄはこれを記憶する。このように計測されたオフ期間は、図４のオフ期間Ｔｂである。 (Time t2-t3)
When the inductor L3 finishes releasing energy, the inductor L3 current becomes zero and an oscillating voltage accompanied by a resonance phenomenon is generated in the inductor L3. Accompanying this, the voltage of the detection winding L4 drops rapidly. When the falling voltage of the detection winding L4 falls below a threshold voltage set in advance by a program or the like, the zero current detector 5b counts this as the first falling. In FIG. 4, X indicates the timing of counting the first trailing edge. After that, the drive signal generator 5d keeps the switching element SW2 in the OFF state. Then, since the voltage Vsd across the switching element SW2 continues the resonance operation, an oscillating voltage is generated in which the voltage rises and falls again. In this embodiment, when the zero-current detector 5b detects the second fall of the oscillating voltage, it outputs the zero-current detection signal Sz to the time measuring part 5c. In FIG. 4, Y indicates the timing of counting the second trailing edge. Upon receiving the zero current detection signal Sz, the time measuring unit 5c sends the elapsed time up to this point to the driving signal generating unit 5d as an OFF period, and the driving signal generating unit 5d stores this. The off period measured in this way is the off period Tb in FIG.

(時刻ｔ３～ｔ４）
駆動信号生成部５ｄは、スイッチング素子ＳＷ２のターンオフ後の経過時間が、時刻ｔ０以前の１つ前のスイッチング周期においてオフ期間Ｔｂの測定と同じ測定方法で時間計測部５ｃが計測したオフ時間に、予め定められた調整期間を加えた合計時間に到達すると、スイッチング素子ＳＷ２を再びオンする。図４では、時刻ｔ１からの経過時間が、時刻ｔ０より前に測定されたオフ期間であるオフ期間Ｔａと調整期間Δｔの合計時間となると、スイッチング素子ＳＷ２をオンすることが示されている。すなわち、スイッチング素子ＳＷ２の両端の共振電圧の立下りが２回目を経過した後の、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧が低い状態においてスイッチング素子ＳＷ２をターンオンする。これにより、スイッチング素子ＳＷ２に印加する電圧が低い状態でスイッチング素子をスイッチングできるため、スイッチング損失を低減できる。 (Time t3-t4)
The drive signal generation unit 5d measures the elapsed time after the switching element SW2 is turned off in the off time measured by the time measurement unit 5c by the same measurement method as the off period Tb in the switching cycle one before the time t0. When the total time including the predetermined adjustment period is reached, the switching element SW2 is turned on again. FIG. 4 shows that the switching element SW2 is turned on when the elapsed time from time t1 reaches the sum of the OFF period Ta, which is the OFF period measured before time t0, and the adjustment period Δt. That is, the switching element SW2 is turned on in a state where the voltage across the switching element SW2 is low after the second fall of the resonance voltage across the switching element SW2. As a result, the switching element can be switched while the voltage applied to the switching element SW2 is low, so that the switching loss can be reduced.

（時刻ｔ４～ｔ５）
スイッチング素子ＳＷ２がオンすると再び時刻ｔ０の条件に戻り、同様の動作を繰り返す。時刻ｔ１から時刻ｔ３の期間において時間計測部５ｃでカウントしたオフ期間Ｔｂは、次の時刻ｔ８におけるターンオンのタイミングを決定する要素となる。具体的には、オフ期間Ｔｂに調整期間Δｔを加えた合計時間に到達した時点である時刻ｔ８において、スイッチング素子ＳＷ２が再びオンする。時刻ｔ５から時刻ｔ７までの期間にはオフ期間Ｔｃが測定され、そのオフ期間Ｔｃが、次のスイッチング周期におけるオフ期間として利用される。 (Time t4-t5)
When the switching element SW2 is turned on, the condition at time t0 is restored and the same operation is repeated. The OFF period Tb counted by the time measuring unit 5c during the period from time t1 to time t3 is a factor that determines the turn-on timing at the next time t8. Specifically, the switching element SW2 is turned on again at time t8 when the sum of the OFF period Tb and the adjustment period Δt is reached. An off period Tc is measured during the period from time t5 to time t7, and the off period Tc is used as the off period in the next switching cycle.

以上のように、調光点灯時は、インダクタＬ３のゼロ電流がゼロになっても直ちにスイッチング素子ＳＷ２をオンせずに、スイッチング素子ＳＷ２の両端電圧Ｖｓｄの振動電圧の立下りが予め定められた回数経過するまで、ターンオンを遅延する。ここで、振動電圧の極性を反転させたり、振動電圧の信号を反転させて処理したりすることがあることを考慮すると、振動電圧の立下りの検出は、振動電圧の立ち上がりの検出に置きかえ得る。 As described above, during dimming lighting, the switching element SW2 is not turned on immediately even when the zero current of the inductor L3 becomes zero, and the fall of the oscillation voltage of the voltage Vsd across the switching element SW2 is predetermined. Delay turn-on until the number of times has elapsed. Considering that the polarity of the oscillating voltage may be reversed or the signal of the oscillating voltage may be reversed for processing, the detection of the falling edge of the oscillating voltage can be replaced with the detection of the rising edge of the oscillating voltage. .

制御部５は、光源の調光時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフしてから、検出巻線Ｌ４に発生する振動電圧の振動が２周期以上となるまでの期間を、オフ期間として測定する。そして、そのオフ期間を、次回以降のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のオフ期間として用いる。こうすることで、スイッチング素子ＳＷ２のターンオンが遅延するので、スイッチング周波数の上昇が抑制される。例えば、調光時においてスイッチング素子ＳＷ２の振動電圧の立下りが１回目のタイミングでターンオンする臨界モードで動作させると、軽負荷のため、オン時間が短く、且つインダクタＬ３のエネルギを放出する期間すなわち時刻ｔ１からｔ２までの期間も非常に短くなる。これにより、全光時と比較して著しく駆動周波数が上昇し、スイッチング損失が増加してしまう。 When the light source is dimmed, the control unit 5 measures the period from when the switching element SW2 is turned off until the oscillation of the oscillating voltage generated in the detection winding L4 reaches two cycles or more as an off period. Then, the off period is used as the off period of the switching element SW2 in the next and subsequent switching cycles. By doing so, the turn-on of the switching element SW2 is delayed, thereby suppressing an increase in the switching frequency. For example, when the switching element SW2 is operated in a critical mode in which the switching element SW2 is turned on at the first fall of the oscillating voltage during dimming, the ON time is short due to the light load, and the period during which the energy of the inductor L3 is released, i.e., The period from time t1 to t2 also becomes very short. As a result, the drive frequency rises significantly compared to when all light is applied, and the switching loss increases.

これに対し本実施の形態では、スイッチング素子ＳＷ２の振動電圧の立下りをカウントし、そのカウントが予め定められた回数に達するまでの時間をオフ期間として計測し、そのオフ期間に応じて次のスイッチング周期におけるスイッチング素子ＳＷ２のオンタイミングを決める。これは、スイッチング素子ＳＷ２のオフ状態を維持し、スイッチング周波数の上昇を抑えることに貢献する。よって、スイッチング損失を低減することができる。また、１つ前のスイッチング周期にてオフ期間を計測して、その次のスイッチング周期にてそのオフ期間を基にオンタイミングを決定するのでマイコンの演算に伴う時間遅れがなく、スイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチングすることが可能となり、スイッチング損失を抑制できる。 On the other hand, in the present embodiment, the falling of the oscillating voltage of the switching element SW2 is counted, and the time until the count reaches a predetermined number of times is measured as an OFF period. The ON timing of the switching element SW2 in the switching cycle is determined. This contributes to maintaining the OFF state of the switching element SW2 and suppressing an increase in the switching frequency. Therefore, switching loss can be reduced. In addition, since the off period is measured in the previous switching period and the on timing is determined based on the off period in the next switching period, there is no time delay associated with the calculation of the microcomputer, and it is applied to the switching element. It becomes possible to perform switching near the bottom of the oscillating voltage applied, and switching loss can be suppressed.

また、点灯中に調光動作等により光源の明るさを変更しても、隣り合うスイッチング周期においては、スイッチング素子ＳＷ２のオン時間変動は無視できるほど微小であるため、スイッチング素子ＳＷ２のオンタイミングが振動電圧のボトム付近から大幅にずれることはない。例えば、調光器により光源の明るさが暗い状態から明るい状態に変化し、１つ前のスイッチング周期のオン時間と比較して今回のスイッチング周期のオン時間が増加しても、オン時間の増加量はわずかである。さらに、予め定めた調整期間Δｔを経過してからスイッチング素子ＳＷ２をターンオンするため、そのスイッチング周期において、振動電圧が予め定められた回数だけ立ち下がる前にスイッチング素子がオンしてしまうことはない。 Even if the brightness of the light source is changed by a dimming operation or the like during lighting, the on-time variation of the switching element SW2 is so small that it can be ignored in adjacent switching cycles. There is no significant deviation from near the bottom of the oscillating voltage. For example, even if the brightness of the light source changes from dark to bright due to a dimmer and the on-time of the current switching cycle increases compared to the on-time of the previous switching cycle, the on-time increases. The quantity is small. Furthermore, since the switching element SW2 is turned on after the predetermined adjustment period Δt has elapsed, the switching element will not turn on before the oscillating voltage falls the predetermined number of times in the switching cycle.

なお、ここでは、調光時の動作について説明したが、全光時は振動電圧の立下り回数が１回の臨界モードで動作させてもよい。その場合、制御部５は、光源の全光時には、スイッチング素子ＳＷ２がオフしてから検出巻線Ｌ４に発生する振動電圧の振動が１周期目となるまでの期間を、オフ期間として測定する。別の例では、全光時においても振動電圧の複数回の立下りを検知する不連続モードで動作させてもよい。また、調光率に応じて、オフ期間を定義する振動電圧の立下り回数を変更してもよい。この場合、光源の消費電力が小さくなるほど検出する立下り回数を増加させてもよい。例えば、制御部５は、光源の調光時には、光源の調光率が低いほど、オフ期間の終期とする振動電圧の振動回数を増加させることができる。これにより、駆動周波数の上昇を抑制できる。 Although the operation at the time of dimming has been described here, the operation may be performed in the critical mode in which the oscillating voltage falls only once during full light. In this case, the control unit 5 measures the period from when the switching element SW2 is turned off until the oscillation of the oscillation voltage generated in the detection winding L4 reaches the first period as the off period when the light source is full of light. In another example, it may be operated in a discontinuous mode in which multiple falls of the oscillating voltage are sensed even in full light. Also, the number of times the oscillating voltage that defines the OFF period falls may be changed according to the dimming rate. In this case, the number of falling edges to be detected may be increased as the power consumption of the light source decreases. For example, when the light source is dimmed, the controller 5 can increase the number of vibrations of the oscillating voltage, which is the end of the OFF period, as the dimming rate of the light source is lower. Thereby, an increase in drive frequency can be suppressed.

また、本実施形態では軽負荷時の動作の説明として、ＤＣ－ＤＣコンバータ３を例に説明したが、本実施形態で説明した動作は、スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成する様々な直流電源回路において実現し得る。例えば、力率改善回路２においても同様の動作を実現することができる。例えば、力率改善回路２の軽負荷時は不連続モードとして、振動電圧の立下りが予め定められた回数に達するまでの時間をオフ期間として計測して、次のスイッチング周期にてそのオフ期間を基にオンタイミングを決定することで、駆動周波数の上昇抑制を実現でき、且つスイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチング素子をスイッチングすることによるスイッチング損失の抑制ができる。 In addition, in the present embodiment, the DC-DC converter 3 has been described as an example of the operation under light load. It can be realized in various DC power supply circuits that generate. For example, the same operation can be realized in the power factor correction circuit 2 as well. For example, when the load of the power factor correction circuit 2 is light, the discontinuous mode is set, and the time until the falling of the oscillating voltage reaches a predetermined number of times is measured as an OFF period, and the OFF period is measured in the next switching cycle. By determining the on-timing based on the above, it is possible to suppress an increase in the driving frequency, and to suppress the switching loss by switching the switching element near the bottom of the oscillating voltage applied to the switching element.

実施の形態１、２のどちらにおいても、計測するオフ期間の終期は「検出巻線に振動電圧が発生する」任意の時点とすることができる。実施の形態１、２のどちらにおいても、合計期間を用いたことで、スイッチング素子をオンするタイミングとスイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが一致し得る。しかしながら、スイッチング素子をオンするタイミングとスイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが概ね一致すれば多少のずれがあってもスイッチング損失が抑制され得る。 In both Embodiments 1 and 2, the end of the off-period to be measured can be an arbitrary point in time when "an oscillating voltage is generated in the detection winding". In both of Embodiments 1 and 2, by using the total period, the timing for turning on the switching element and the timing for minimizing the source-drain voltage of the switching element can match. However, if the timing at which the switching element is turned on and the timing at which the voltage between the source and the drain of the switching element is minimized are approximately the same, the switching loss can be suppressed even if there is some deviation.

実施の形態３．
図５は、実施の形態３に係る照明器具２００の断面図である。照明器具２００は、照明器具本体４０、コネクタ４１、光源基板４２、及び点灯装置４３を備えている。照明器具本体４０は、点灯装置４３などを取り付けるための筺体である。コネクタ４１は、商用電源などの交流電源から電力の供給を受けるための接続部である。光源基板４２は、ＬＥＤ又は有機ＥＬなどの光源４２ａを実装した基板である。 Embodiment 3.
FIG. 5 is a cross-sectional view of lighting fixture 200 according to Embodiment 3. As shown in FIG. The lighting fixture 200 includes a lighting fixture body 40 , a connector 41 , a light source board 42 , and a lighting device 43 . The lighting fixture main body 40 is a housing for mounting the lighting device 43 and the like. The connector 41 is a connection part for receiving power supply from an AC power supply such as a commercial power supply. The light source substrate 42 is a substrate on which a light source 42a such as LED or organic EL is mounted.

点灯装置４３の回路構成は、上述した点灯装置のいずれかと同じ回路構成である。点灯装置４３は、コネクタ４１と配線４４を介して交流電源からの電力供給を受ける。点灯装置４３は、入力した電力を変換し、変換された電力を配線４５を介して光源基板４２に供給する。点灯装置４３から供給された電力により、光源基板４２に実装された光源４２ａが点灯する。 The circuit configuration of the lighting device 43 is the same circuit configuration as any of the lighting devices described above. The lighting device 43 receives power supply from an AC power supply via the connector 41 and wiring 44 . The lighting device 43 converts the input electric power and supplies the converted electric power to the light source substrate 42 via the wiring 45 . The power supplied from the lighting device 43 lights the light source 42 a mounted on the light source substrate 42 .

これにより、実施の形態１、２のいずれかにかかる点灯装置の利点を備えた照明器具２００が提供される。照明器具２００によれば、実施の形態１、２で述べた点灯装置のいずれか１つを備えることで、例えば炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドなどのワイドバンドギャップ半導体を用いたスイッチング素子を用いて高周波スイッチングを行っても、スイッチング素子に印加される振動電圧のボトム付近でスイッチングが可能となるため、スイッチング損失を低減することができる。 Thereby, the lighting device 200 having the advantages of the lighting device according to any one of the first and second embodiments is provided. According to lighting fixture 200, by including any one of the lighting devices described in Embodiments 1 and 2, a switching element using a wide bandgap semiconductor such as silicon carbide, gallium nitride-based material, or diamond can be used. Even if high-frequency switching is performed using a switching element, switching can be performed near the bottom of the oscillating voltage applied to the switching element, so that switching loss can be reduced.

なお、ここまでに説明した変形例は、その変形例が記載された実施の形態以外の実施の形態にも応用できる。 It should be noted that the modified examples described so far can be applied to embodiments other than the embodiments in which the modified examples are described.

１ 交流電源、 ２ 力率改善回路、 ３ ＤＣ－ＤＣコンバータ、 ４，５ 制御部、 ９ 光源、 １００，１１０ 点灯装置、 ２００ 照明器具 1 AC power supply, 2 Power factor correction circuit, 3 DC-DC converter, 4, 5 Control unit, 9 Light source, 100, 110 Lighting device, 200 Lighting fixture

Claims (13)

スイッチング素子とインダクタによりエネルギの充放電を行い、直流電圧を生成する直流電源回路と、
前記スイッチング素子の駆動を制御する制御部と、
前記インダクタと磁気的に結合された検出巻線と、を備え、
前記制御部は、前記スイッチング素子のあるスイッチング周期における、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間に、予め定められた調整期間を加えた合計期間を、前記スイッチング周期の後のスイッチング周期において前記スイッチング素子をオフする期間とし、
前記調整期間は、前記オフ期間の終了後、前記振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間であることを特徴とする点灯装置。 a DC power supply circuit that charges and discharges energy using a switching element and an inductor to generate a DC voltage;
a control unit that controls driving of the switching element;
a sensing winding magnetically coupled with the inductor;
The control unit controls a total period obtained by adding a predetermined adjustment period to an OFF period from when the switching element is turned off to when an oscillating voltage is generated in the detection winding in a certain switching cycle of the switching element. is a period during which the switching element is turned off in a switching cycle after the switching cycle ,
The lighting device according to claim 1, wherein the adjustment period is a period of time after the end of the off period until the oscillating voltage reaches near a bottom . 前記制御部は、前記スイッチング周期の度に前記オフ期間を測定し、前記オフ期間は、前記オフ期間が測定されたスイッチング周期の直後のスイッチング周期において使用されることを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。 2. The control unit according to claim 1, wherein the off period is measured in each switching period, and the off period is used in a switching period immediately after the switching period in which the off period is measured. A lighting device as described. 前記制御部は、前記合計期間を、前記オフ期間が測定されたスイッチング周期の後の連続する２回以上のスイッチング周期において、前記スイッチング素子をオフする期間として使用することを特徴とする請求項１に記載の点灯装置。 2. The controller uses the total period as a period for turning off the switching element in two or more consecutive switching periods after the switching period in which the off period was measured. The lighting device according to . 前記制御部は、複数のスイッチング周期のうち、前記オフ期間を測定するスイッチング周期と、前記オフ期間を測定しないスイッチング周期を定めることを特徴とする請求項３に記載の点灯装置。 4. The lighting device according to claim 3, wherein the control unit determines a switching cycle in which the OFF period is measured and a switching cycle in which the OFF period is not measured, among a plurality of switching cycles. 前記制御部は、前記直流電源回路に電源投入した直後の予め定められた期間は、前記スイッチング素子のスイッチング周期で得られたオフ期間をそのスイッチング周期のオフ期間を決めるために用い、前記予め定められた期間が経過すると前記合計期間を用いた制御に移行することを特徴とする請求項１から４のいずれか１項に記載の点灯装置。 In a predetermined period immediately after the DC power supply circuit is powered on, the control unit uses an OFF period obtained in a switching period of the switching element to determine an OFF period of the switching period. 5. The lighting device according to any one of claims 1 to 4, wherein when the set period has elapsed, the control is shifted to control using the total period. 前記直流電源回路は光源の点灯に用いられ、前記制御部は、前記光源の調光時には、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に発生する振動電圧の振動が２周期以上となるまでの期間を、前記オフ期間として測定することを特徴とする請求項１から５のいずれか１項に記載の点灯装置。 The DC power supply circuit is used for lighting a light source, and the control unit controls that, when the light source is dimmed, the oscillation voltage generated in the detection winding has two cycles or more after the switching element is turned off. 6. The lighting device according to any one of claims 1 to 5, wherein the off period is measured as the period until the off period. 前記制御部は、前記光源の調光時には、前記光源の調光率が低いほど、前記オフ期間の終期とする前記振動電圧の振動回数を増加させることを特徴とする請求項６に記載の点灯装置。 7. The lighting according to claim 6, wherein, when dimming the light source, the control unit increases the number of oscillations of the oscillating voltage, which is the end of the off period, as the dimming rate of the light source is lower. Device. 前記制御部は、前記光源の全光時には、前記スイッチング素子がオフしてから、前記検出巻線に発生する振動電圧の振動が１周期目となるまでの期間を、前記オフ期間として測定することを特徴とする請求項６又は７に記載の点灯装置。 When the light source is fully illuminated, the control unit measures a period from when the switching element is turned off until the oscillation of the oscillation voltage generated in the detection winding reaches the first period as the off period. The lighting device according to claim 6 or 7, characterized by: 前記スイッチング素子はワイドバンドギャップ半導体によって形成されていることを特徴とする請求項１から８のいずれか１項に記載の点灯装置。 The lighting device according to any one of claims 1 to 8, wherein the switching element is made of a wide bandgap semiconductor. 前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム系材料又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項９に記載の点灯装置。 10. The lighting device according to claim 9, wherein the wide bandgap semiconductor is silicon carbide, a gallium nitride-based material, or diamond. 請求項１から請求項１０のいずれか１項に記載の点灯装置と、前記点灯装置が点灯させる光源と、を備えたことを特徴とする照明器具。 A lighting fixture comprising: the lighting device according to any one of claims 1 to 10; and a light source that is lit by the lighting device. 制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、
前記スイッチング素子のあるスイッチング周期において、前記スイッチング素子がオフしてから、前記インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、
前記スイッチング周期の後のスイッチング周期において、前記スイッチング素子をオフする期間として、前記オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備え、
前記調整期間は、前記オフ期間の終了後、前記振動電圧がボトム付近に到達するまでの時間である点灯装置の制御方法。 energy is charged and discharged by a switching element and an inductor that are driven and controlled by a control unit to generate a DC voltage;
measuring an off period from when the switching element is turned off to when an oscillating voltage is generated in a detection winding magnetically coupled to the inductor in a certain switching cycle of the switching element;
Using a total period obtained by adding a predetermined adjustment period to the off period as a period for turning off the switching element in a switching period after the switching period ,
The control method of the lighting device , wherein the adjustment period is a period of time after the end of the off period until the oscillating voltage reaches near the bottom . 制御部によって駆動制御されるスイッチング素子とインダクタとによりエネルギの充放電を行い直流電圧を生成することと、
前記スイッチング素子のあるスイッチング周期において、前記スイッチング素子がオフしてから、前記インダクタと磁気的に結合された検出巻線に振動電圧が発生するまでのオフ期間を測定することと、
前記スイッチング周期の後のスイッチング周期において、前記スイッチング素子をオフする期間として、前記オフ期間に予め定められた調整期間を加えた合計期間を用いることと、を備え、
前記合計期間を用いたことで、前記スイッチング素子をオンするタイミングと前記スイッチング素子のソースドレイン間電圧が最小になるタイミングが一致することを特徴とする点灯装置の制御方法。 energy is charged and discharged by a switching element and an inductor that are driven and controlled by a control unit to generate a DC voltage;
measuring an off period from when the switching element is turned off to when an oscillating voltage is generated in a detection winding magnetically coupled to the inductor in a certain switching cycle of the switching element;
Using a total period obtained by adding a predetermined adjustment period to the off period as a period for turning off the switching element in a switching period after the switching period,
A control method for a lighting device, wherein the timing for turning on the switching element and the timing for minimizing the source-drain voltage of the switching element are matched by using the total period.
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