JP7291578B2 - Rotating electric machine control method and rotating electric machine control system - Google Patents

Description

本発明は、回転電機制御方法及び回転電機制御システムに関する。 The present invention relates to a rotating electric machine control method and a rotating electric machine control system.

特許文献１には、三相以上の多相巻線組をステータに複数有する多重多相回転電機に対し、ステータの複数巻線組への通電を位置センサレス制御で制御する制御装置が提案されている。この多重多相回転電機の制御装置は、電流の高調波成分を相殺する高調波成分相殺部として機能する電圧加算器及び電流加算器を備えている。 Patent Document 1 proposes a control device that controls energization of a plurality of winding sets of a stator by position sensorless control for a multiplex multiphase rotating electric machine having a plurality of multiphase winding sets of three or more phases in the stator. there is This control device for a multiplex polyphase rotating electrical machine includes a voltage adder and a current adder that function as a harmonic component canceling section that cancels harmonic components of current.

具体的に、この制御装置の高調波成分相殺部は、複数系統（複数の巻線組）のγδ軸電圧指令値の合計、及び、複数系統のγδ軸電流値の合計を算出する相殺処理により、電流等の基本波成分に重畳した高調波成分を低減する。 Specifically, the harmonic component canceling unit of this control device performs a canceling process of calculating the sum of the γδ-axis voltage command values of multiple systems (multiple winding sets) and the sum of the γδ-axis current values of multiple systems. , to reduce harmonic components superimposed on fundamental wave components such as current.

ここで、上記相殺処理では、電圧加算器及び電流加算器から取得した「各系統に共通の情報」、具体的には各系統の電圧指令値及び電流検出値のそれぞれの平均値に基づいて拡張誘起電圧を算出する。そして、拡張誘起電圧に基づいて軸ずれΔθ（γ軸の位相である磁気位置θγと検出値に基づく電気角θの間の差）の関数を算出する。そして、軸ずれΔθを０に収束させるＰＩ制御演算によりロータの磁気位置θγを推定する。 Here, in the above offset processing, the "information common to each system" obtained from the voltage adder and the current adder, specifically the average value of the voltage command value and current detection value of each system. Calculate the induced voltage. Then, the function of the axis shift Δθ (the difference between the magnetic position θγ, which is the phase of the γ-axis, and the electrical angle θ based on the detected value) is calculated based on the extended induced voltage. Then, the magnetic position θγ of the rotor is estimated by the PI control calculation that converges the axial deviation Δθ to zero.

特開２０１７－２０８９０１号公報JP 2017-208901 A

しかしながら、上記特許文献１の制御装置による制御方法では、各系統の電圧指令値及び電流検出値の平均値から拡張誘起電圧を求め、これにより回転電機を制御するための磁気位置θγを推定する。すなわち、磁気位置θγは各系統の電圧及び電流が上記平均値に揃っていることが前提として推定されるものである。したがって、この推定された磁気位置θγを用いて行う制御では、当該制御の精度を確保する観点から、各系統の巻線に供給する電流は上記平均値に拘束されることとなる。すなわち、各系統における巻線の駆動条件（特に電流）を揃える必要があるという制限が課されるので、制御自由度が低下する。 However, in the control method by the control device of Patent Document 1, the extended induced voltage is obtained from the average value of the voltage command value and the current detection value of each system, and the magnetic position θγ for controlling the rotating electric machine is estimated from this. That is, the magnetic position .theta..gamma. is estimated on the assumption that the voltage and current of each system are equal to the above average values. Therefore, in the control using the estimated magnetic position θγ, the current supplied to the windings of each system is restricted to the above average value from the viewpoint of ensuring the accuracy of the control. That is, since it is necessary to match the drive conditions (especially current) of the windings in each system, the degree of freedom of control is reduced.

このような事情に鑑み、本発明は、固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機において各多相巻線に供給する電流制御の自由度の低下を抑制することのできる回転電機制御方法及び回転電機制御システムを提供することを目的とする。 In view of such circumstances, the present invention is directed to suppressing a decrease in the degree of freedom in controlling the current supplied to each polyphase winding in a multiplex polyphase rotating electric machine in which a stator is provided with a plurality of polyphase windings. It is an object of the present invention to provide a rotating electric machine control method and a rotating electric machine control system that can

本発明のある態様によれば、固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機において、各多相巻線に電圧指令値に基づく電圧を供給することで多重多相回転電機の作動を制御する回転電機制御方法が提供される。この回転電機制御方法は、多重多相回転電機の回転子の回転状態を表す回転状態パラメータ及び各多相巻線に供給される電流の検出値である電流検出値を取得する入力工程と、回転状態パラメータ及び電流検出値に基づいて多重多相回転電機のインダクタンスを推定する推定工程と、回転状態パラメータ、電流検出値、及び推定したインダクタンスに基づいて電圧指令値を算出する電圧指令値算出工程と、を有する。 According to one aspect of the present invention, in a multiplex polyphase rotating electric machine in which a stator is provided with a plurality of polyphase windings, a voltage based on a voltage command value is supplied to each polyphase winding, whereby multiplex polyphase rotation is performed. A rotary electric machine control method for controlling the operation of an electric machine is provided. This rotary electric machine control method includes an input step of obtaining a rotation state parameter representing the rotation state of a rotor of a multiplex polyphase rotary electric machine and a current detection value that is a detection value of a current supplied to each polyphase winding; an estimating step of estimating the inductance of the multiple multiphase rotating electric machine based on the state parameter and the current detected value; and a voltage command value calculating step of calculating the voltage command value based on the rotating state parameter, the current detected value, and the estimated inductance. , has

本発明によれば、固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機において各多相巻線に供給する電流制御の自由度の低下を抑制しつつ、好適に回転電機の作動を制御することができる。 According to the present invention, in a multiplex polyphase rotating electric machine in which a stator is provided with a plurality of polyphase windings, a decrease in the degree of freedom in controlling the current supplied to each polyphase winding is suppressed, and the rotating electric machine is preferably controlled. Actuation can be controlled.

図１は、本発明の各実施形態に共通するモータ制御システムの構成を説明するブロック図である。FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of a motor control system common to each embodiment of the present invention. 図２は、第１実施形態による高調波電流制御部の構成を説明するブロック図である。FIG. 2 is a block diagram illustrating the configuration of the harmonic current controller according to the first embodiment. 図３は、第２実施形態による高調波電流制御部の構成を説明するブロック図である。FIG. 3 is a block diagram illustrating the configuration of a harmonic current control section according to the second embodiment. 図４Ａは、比較例のシステムにおいて発生するインダクタンスの空間高調波を説明するためのグラフである。FIG. 4A is a graph for explaining spatial harmonics of inductance generated in the system of the comparative example. 図４Ｂは、第２実施形態のモータ制御方法によるｄ軸電流の高調波成分の低減効果を説明するためのグラフである。FIG. 4B is a graph for explaining the effect of reducing harmonic components of the d-axis current by the motor control method of the second embodiment. 図４Ｃは、第２実施形態のモータ制御方法によるｑ軸電流の高調波成分の低減効果を説明するためのグラフである。FIG. 4C is a graph for explaining the effect of reducing the harmonic component of the q-axis current by the motor control method of the second embodiment.

以下、本発明の実施形態について説明する。 Embodiments of the present invention will be described below.

（第１実施形態）
図１は、本実施形態による回転電機制御方法（モータ制御方法）を実行するためのモータ制御システム１００の構成を説明するブロック図である。 (First embodiment)
FIG. 1 is a block diagram illustrating the configuration of a motor control system 100 for executing a rotating electric machine control method (motor control method) according to this embodiment.

本実施形態のモータ制御システム１００は、固定子（ステータ）に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機としてのモータ１０１の動作を制御するシステムである。 A motor control system 100 of the present embodiment is a system that controls the operation of a motor 101 as a multiplex multiphase electric rotating machine in which a stator is provided with a plurality of multiphase windings.

モータ１０１は、種々の駆動力要求装置の動力源として用いることができる。特に、モータ１０１は、電気自動車（ＥＶ）又はハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等の電動モータの駆動力で走行する任意の車両における駆動源としての用途が想定される。 The motor 101 can be used as a power source for various driving force demanding devices. In particular, the motor 101 is assumed to be used as a drive source in any vehicle that runs with the driving force of an electric motor, such as an electric vehicle (EV) or a hybrid vehicle (HEV).

ここで、本実施形態における多相巻線とは、各相（例えば、三相交流の場合、Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相の各相）のそれぞれに対応する一組の巻線を組み合わせて成る巻線組を意味する。 Here, the multiphase winding in the present embodiment is a combination of a set of windings corresponding to each phase (for example, each phase of U phase, V phase, and W phase in the case of three-phase alternating current). means a set of windings consisting of

また、以下の説明において、上記複数の多相巻線の内の特定の巻線組への通電を制御する一組の構成要素の単位を「系統」と称する。例えば、モータ１０１がいわゆる三相二重巻線型のモータで構成される場合には、ステータに２つの三相巻線が設けられる。したがって、この場合、モータ１０１の動作を制御するモータ制御システム１００には、２つの巻線組へのそれぞれの通電を制御する２つの系統が存在することとなる。 Further, in the following description, a unit of a set of constituent elements for controlling energization of a specific set of windings among the plurality of multi-phase windings is referred to as a "system". For example, when the motor 101 is configured as a so-called three-phase double-winding motor, the stator is provided with two three-phase windings. Therefore, in this case, the motor control system 100 that controls the operation of the motor 101 has two systems that control the energization of the two winding sets.

そして、本実施形態では、特に、モータ１０１が三相二重巻線型の永久磁石同期モータとして構成されることを前提としたモータ制御システム１００におけるモータ制御方法について説明する。しかしながら、このことは、本発明のモータ制御方法を、三相二重巻線型の永久磁石同期モータ以外の多重多相回転電機を有するシステムに適用することを妨げるものではない。 In this embodiment, the motor control method in the motor control system 100 will be described on the premise that the motor 101 is configured as a three-phase double-winding permanent-magnet synchronous motor. However, this does not prevent the motor control method of the present invention from being applied to a system having a multi-multiphase electric rotating machine other than a three-phase double-winding permanent magnet synchronous motor.

さらに、以下の説明においては、三相二重巻線型永久磁石同期モータとして構成されるモータ１０１を備えるモータ制御システム１００において、上述した２つの系統をそれぞれ「系統１」及び「系統２」と称する。特に、系統１における各制御量（電流など）及び系統２における各制御量を区別する必要がある場合には、これら各制御量に「１」又は「２」という下付きの添え字を付する。 Furthermore, in the following description, in the motor control system 100 including the motor 101 configured as a three-phase double-winding permanent-magnet synchronous motor, the two systems described above are referred to as "system 1" and "system 2," respectively. . In particular, when it is necessary to distinguish between each controlled variable (current, etc.) in system 1 and each controlled variable in system 2, each of these controlled variables is given a subscript "1" or "2". .

また、これら系統１及び系統２における各制御量を包括して説明する場合には、各制御量に「ｎ」（ｎ＝１又は２）という下付きの添え字を付する。例えば、系統１における三相電圧の指令値「三相電圧指令値（ｖ^* _u1，ｖ^* _v1，ｖ^* _w1）」及び系統２における三相電圧の指令値「三相電圧指令値（ｖ^* _u2，ｖ^* _v2，ｖ^* _w2）」を包括して、「三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）」などと表記する。 Further, when each control amount in system 1 and system 2 is comprehensively described, each control amount is given a subscript "n" (n=1 or 2). For example, the command value for the three-phase voltage in the system 1 “three-phase voltage command value (v ^* _u1 , v ^* _v1 , v ^* _w1 )” and the command value for the three-phase voltage in the system 2 “three-phase voltage command value (v ^* _u2 , v ^* _v2 , v ^* _w2 )” are collectively referred to as “three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn )”.

図１に示すように、本実施形態のモータ制御システム１００は、ＰＷＭ変換器１０２と、三相電圧型のインバータ１０３と、直流電源１０４と、電流センサ１０５と、Ａ/Ｄ変換器１０６と、３相/ｄｑ交流座標変換部１０９と、磁極位置検出器１０７と、パルスカウンタ１０８と、角速度演算部１１０と、電流指令値演算部１１１と、電流制御部１１２と、非干渉制御部１１３と、高調波電流制御部１１４と、電圧指令値演算部１１５と、ｄｑ/３相交流座標変換器１１６と、を有している。なお、これらの各構成の機能は、適宜、当該機能を実行するようにプログラムされたコンピュータにより実現される。 As shown in FIG. 1, the motor control system 100 of this embodiment includes a PWM converter 102, a three-phase voltage inverter 103, a DC power supply 104, a current sensor 105, an A/D converter 106, A three-phase/dq AC coordinate conversion unit 109, a magnetic pole position detector 107, a pulse counter 108, an angular velocity calculation unit 110, a current command value calculation unit 111, a current control unit 112, a non-interference control unit 113, It has a harmonic current control section 114 , a voltage command value calculation section 115 and a dq/3-phase AC coordinate converter 116 . It should be noted that the functions of each of these components are appropriately implemented by a computer programmed to execute the functions.

ＰＷＭ変換器１０２は、２系統の三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）に基づいて、２系統の三相電圧型のインバータ１０３のスイッチング素子（IGBTなど）のPWM_Ｄuty駆動信号（Ｄ^* _uun，Ｄ^* _uln，Ｄ^* _vun，Ｄ^* _vln，Ｄ^* _wun，Ｄ^* _wln）を生成する。 The PWM converter 102 adjusts the PWM_Duty of the switching elements (such as IGBTs) of the two-system three-phase voltage inverter 103 based on the two-system three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ). Generate drive signals (D ^* _uun , D ^* _uln , D ^* _vun , D ^* _vln , D ^* _wun , D ^* _wln ).

インバータ１０３は、ＰＷＭ変換器１０２によって生成されるPWM_Ｄuty駆動信号（Ｄ^* _uun，Ｄ^* _uln，Ｄ^* _vun，Ｄ^* _vln，Ｄ^* _wun，Ｄ^* _wln）に基づいてスイッチング素子を操作し、直流電源１０４からの直流電圧を三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）に応じた三相交流電圧（ｖ_un，ｖ_vn，ｖ_wn）に変換し、モータ１０１に供給する。 The inverter 103 operates the switching elements based on the PWM_Duty drive signals (D ^* _uun , D ^* _uln , D ^* _vun , D ^* _vln , D ^* _wun , D ^* _wln ) generated by the PWM converter 102 to generate direct current. DC voltage from power supply 104 is converted into three-phase AC voltage (v _un , v _vn , v _wn ) corresponding to three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ), and supplied to motor 101 do.

直流電源１０４は、積層型リチウムイオンバッテリなどの蓄電デバイスにより構成される。 The DC power supply 104 is composed of an electricity storage device such as a laminated lithium ion battery.

電流センサ１０５は、モータ１０１の各多相巻線に流れる三相交流電流（i_uns，i_vns，i_wns）のうち、少なくとも２相の電流（例えば、u相電流i_un、ｖ相電流i_vn）を検出する。なお、電流センサ１０５を２相のみに取り付ける場合、残りの１相の電流i_wnsは、次式（１）により求めることができる。

Current sensor 105 detects at _least two phase currents ( _for example, u-phase current i _{un ,} v-phase current i _vn ). When the current sensors 105 are attached to only two phases, the current i _wns of the remaining one phase can be obtained by the following equation (1).

Ａ/Ｄ変換器１０６は、電流センサ１０５による三相交流電流検出値をデジタル信号に変換する。 A/D converter 106 converts the three-phase AC current detection value by current sensor 105 into a digital signal.

磁極位置検出器１０７は、モータ１０１の回転子位置に応じたＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスをパルスカウンタ１０８に出力する。 The magnetic pole position detector 107 outputs A-phase, B-phase and Z-phase pulses corresponding to the rotor position of the motor 101 to the pulse counter 108 .

パルスカウンタ１０８は、磁極位置検出器１０７からのＡ相Ｂ相Ｚ相のパルスに基づいて、モータ１０１の電気角度θ_reを演算する。この電気角度θ_reは、実際の機械角度θ_rm及びモータ１０１の構造により定まるモータ極対数ｐ（磁極の対の数）に基づいて定まる、モータ１０１の電気角の実値に相当する値である。すなわち、電気角度θ_reはモータ１０１の回転子（ロータ）の回転状態を表す回転状態パラメータに相当する。 The pulse counter 108 calculates the electrical angle θ _re of the motor 101 based on the A-phase, B-phase, and Z-phase pulses from the magnetic pole position detector 107 . This electrical angle θ _re is a value corresponding to the actual value of the electrical angle of the motor 101 , which is determined based on the actual mechanical angle θ _rm and the motor pole pair number p (number of magnetic pole pairs) determined by the structure of the motor 101 . . That is, the electrical angle θ _re corresponds to a rotation state parameter representing the rotation state of the rotor of the motor 101 .

３相/ｄｑ交流座標変換部１０９は、パルスカウンタ１０８で演算される電気角度θ_reを用いて、Ａ/Ｄ変換器１０６でデジタル信号に変換された三相交流電流検出値を３相交流座標系（ｕｖｗ軸）から直交2軸直流座標系（ｄｑ軸）に変換する。 A 3-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 uses the electrical angle θ _re calculated by the pulse counter 108 to transform the detected 3-phase AC current value converted into a digital signal by the A/D converter 106 into a 3-phase AC coordinate. Transform from the system (uvw axis) to the orthogonal two-axis DC coordinate system (dq axis).

具体的に、先ず、３相/ｄｑ交流座標変換部１０９は、以下の式（２）及び式（３）に基づいて電気角度θ_reから系統ｎの電気角θ_nを算出する。 Specifically, first, the three-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 calculates the electrical angle θ _n of the system n from the electrical angle θ _re based on the following equations (2) and (3).

なお、式（２）及び式（３）中の「θ_offset」は電気角度θ_reと系統１の位相差を意味する。また、「θ₁₂」は、系統１に対する系統２の位相差を意味する。すなわち「θ₁₂」は、「θ₂－θ₁」に相当する。 Note that "θ _offset " in equations (2) and (3) means the phase difference between the electrical angle θ _re and system 1. Also, “θ ₁₂ ” means the phase difference of system 2 with respect to system 1 . That is, "θ ₁₂ " corresponds to "θ ₂ -θ ₁ ".

さらに、３相/ｄｑ交流座標変換部１０９は、以下の式（４）に基づき、電気角θ_nを用いて上記三相交流電流検出値から系統１のｄｑ軸電流（ｉ_d1，ｉ_q1）及び系統２のｄｑ軸電流（ｉ_d2，ｉ_q2）を算出する。なお、以下では、適宜、電流等のｄｑ座標系におけるｄ軸成分及びｑ軸成分を包括する符号「ｘ」（ｘ＝ｄ又はｑ）を用いて、系統１及び２と、これら系統のそれぞれの電流等の制御量を包括した表示を行う。具体的に、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）などの表示を用いる。 Further, the 3-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 calculates the dq-axis currents (i _d1 , i _q1 ) of system 1 from the 3-phase AC current detection values using the electrical angle θ _n based on the following equation (4). and the dq-axis currents (i _d2 , i _q2 ) of system 2 are calculated. In the following description, the symbol “x” (x=d or q) that includes the d-axis component and the q-axis component in the dq coordinate system of the current, etc., is used as appropriate, and the systems 1 and 2 and each of these systems The control amount such as current is comprehensively displayed. Specifically, a representation such as the dq-axis current (i _xn ) is used.

角速度演算部１１０は、パルスカウンタ１０８からの電気角度θ_reを時間微分して電気角速度ω_reを演算する。また、角速度演算部１１０は、電気角速度ω_reをモータ極対数pで除して機械角速度ω_rmを演算する。 The angular velocity calculator 110 time-differentiates the electrical angle θ _re from the pulse counter 108 to compute an electrical angular velocity ω _re . Further, the angular velocity calculator 110 divides the electrical angular velocity ω _re by the motor pole logarithm p to calculate the mechanical angular velocity ω _rm .

電流指令値演算部１１１は、図示しないメモリに記憶される予め定められたマップに基づいて、駆動力要求装置の要求駆動力に基づいて定まるトルク指令値T^*、モータ回転数（機械角速度ω_rm）、直流電源１０４からの供給電圧の大きさである直流電圧V_dcを入力情報とし、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _xn）を算出する。 Based on a predetermined map stored in a memory (not shown), the current command value calculation unit 111 calculates a torque command value T ^* determined based on the required driving force of the driving force requesting device, the motor rotation speed (mechanical angular velocity ω _rm ), the dq-axis current command value (i ^* _xn ) is calculated using the DC voltage _Vdc , which is the magnitude of the voltage supplied from the DC power supply 104, as input information.

電流制御部１１２は、上述のように３相/ｄｑ交流座標変換部１０９で求められる実計測値相当のｄｑ軸電流（ｉ_xn）が電流指令値演算部１１１からのｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _xn）に定常偏差なく所望の応答性で追従するように、基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）を算出する。 The current control unit 112 converts the dq-axis current (i _xn ) corresponding to the actual measurement value obtained by the 3-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 to the dq-axis current command value (i ^* _xn ) with desired responsiveness without steady-state deviation, the basic dq-axis voltage command values (v _{xn_dsh} ) are calculated.

また、非干渉制御部１１３は、角速度演算部１１０からの電気角速度ω_re、及び３相/ｄｑ交流座標変換部１０９からのｄｑ軸電流（ｉ_xn）を入力情報として、d軸及びq軸間の干渉電圧を相殺するために必要な非干渉電圧（ｖ_{xn_dcpl}）を算出する。 In addition, the non-interference control unit 113 uses the electrical angular velocity ω _re from the angular velocity calculation unit 110 and the dq-axis current (i _xn ) from the 3-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 as input information to Calculate the non-interference voltage (v _{xn_dcpl} ) required to cancel the interference voltage of .

なお、非干渉制御部１１３は、上記非干渉電圧（ｖ_{xn_dcpl}）の算出にあたり、実検出値相当のｄｑ軸電流（ｉ_xn）に代え、ｄｑ軸電流指令値（ｉ^* _xn）に基づいて定まるｄｑ軸電流規範応答（ｉ_{xn_ref}）を用いても良い。 In calculating the non-interference voltage (v _{xn_dcpl} ), the non-interference control unit 113 is determined based on the dq-axis current command value (i ^* _xn ) instead of the dq-axis current (i _xn ) corresponding to the actual detected value. A dq-axis current reference response ( _{ixn_ref} ) may be used.

高調波電流制御部１１４は、パルスカウンタ１０８からの電気角度θ_re、角速度演算部１１０からの電気角速度ω_re、及び３相/ｄｑ交流座標変換部１０９からのｄｑ軸電流（ｉ_xn）を入力情報として、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算する。なお、高調波電流制御部１１４におけるｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）の演算の詳細については後述する。 Harmonic current control unit 114 receives electrical angle θ _re from pulse counter 108 , electrical angular velocity ω _re from angular velocity calculation unit 110 , and dq-axis current (i _xn ) from 3-phase/dq AC coordinate conversion unit 109 . As information, the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is calculated. Details of calculation of the dq-axis correction voltage (v _{xn — hc} ) in the harmonic current control unit 114 will be described later.

電圧指令値演算部１１５は、電流制御部１１２からの基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）、非干渉制御部１１３からの非干渉電圧（ｖ_{xn_dcpl}）、及び高調波電流制御部１１４からのｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を入力情報として、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _xn）を求める。 The voltage command value calculation unit 115 calculates the basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ) from the current control unit 112, the non-interference voltage (v _{xn_dcpl} ) from the non-interference control unit 113, and the dq A dq-axis voltage command value (v ^* _xn ) is obtained using the axis correction voltage ( _{vxn_hc} ) as input information.

具体的に、電圧指令値演算部１１５は、基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）に非干渉電圧（ｖ_{dn_dcpl}，ｖ_{qn_dcpl}）及びｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を加算してｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _xn）を算出する。 Specifically, the voltage command value calculation unit 115 adds the non-interference voltages (v _{dn_dcpl} , v _{qn_dcpl} ) and the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) to the basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ) to calculate the dq-axis voltage command value. Calculate the value (v ^* _xn ).

ｄｑ/３相交流座標変換器１１６は、パルスカウンタ１０８からの電気角度θ_re及び電圧指令値演算部１１５からのｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _xn）を入力情報として、三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を算出する。また、ｄｑ/３相交流座標変換器１１６は、算出した三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）をＰＷＭ変換器１０２に出力する。 The dq/three-phase AC coordinate converter 116 uses the electrical angle θ _re from the pulse counter 108 and the dq-axis voltage command value (v ^* _xn ) from the voltage command value calculator 115 as input information to convert the three-phase voltage command value ( v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ). Also, the dq/three-phase AC coordinate converter 116 outputs the calculated three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) to the PWM converter 102 .

具体的に、ｄｑ/３相交流座標変換器１１６は、上記式（２）及び式（３）に基づいて電気角度θ_reから系統ｎの電気角θ_nを算出する。 Specifically, the dq/three-phase AC coordinate converter 116 calculates the electrical angle θ _n of the system n from the electrical angle θ _re based on the above equations (2) and (3).

さらに、ｄｑ/３相交流座標変換器１１６は、電気角θ_nを用いて以下の式（５）に基づき、ｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _xn）を直交２軸直流座標系(ｄｑ軸)から３相交流座標系（ｕｖｗ軸）に変換して三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を求める。 Further, the dq/three-phase AC coordinate converter 116 converts the dq-axis voltage command value (v ^* _xn ) to the orthogonal two-axis DC coordinate system (dq-axis) based on the following equation (5) using the electrical angle _θn. to the three-phase AC coordinate system (uvw axis) to obtain the three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ).

次に、高調波電流制御部１１４における処理の詳細について説明する。 Next, details of processing in harmonic current control section 114 will be described.

図２は、高調波電流制御部１１４の機能を説明するブロック図である。図示のように、高調波電流制御部１１４は、インダクタンス推定部２０１と、電圧補正値演算部２０２と、を有する。 FIG. 2 is a block diagram illustrating the functions of harmonic current control section 114. As shown in FIG. As illustrated, the harmonic current controller 114 has an inductance estimator 201 and a voltage correction value calculator 202 .

インダクタンス推定部２０１は、ｄｑ交流座標変換部１０９からのｄｑ軸電流（ｉ_xn）及びパルスカウンタ１０８からの電気角度θ_reを入力情報として、直流成分及び高調波成分からなるモータ１０１のインダクタンスを推定する。 The inductance estimating unit 201 uses the dq-axis current (i _xn ) from the dq AC coordinate transforming unit 109 and the electrical angle θ _re from the pulse counter 108 as input information to estimate the inductance of the motor 101 composed of the DC component and the harmonic component. do.

電圧補正値演算部２０２は、推定されたインダクタンスに基づいて、当該インダクタンスの高調波成分によって生じるd軸及びq軸の高調波電流を相殺するために必要な補正電圧であるｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を算出する。 Based on the estimated inductance, the voltage correction value calculator 202 calculates a dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ).

以下、高調波電流制御部１１４におけるインダクタンス高調波推定値の演算及びｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）の演算のさらなる詳細について説明する。 Further details of the calculation of the inductance harmonic estimated value and the calculation of the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) in the harmonic current control unit 114 will be described below.

［インダクタンス推定部２０１の演算］
先ず、インダクタンス推定部２０１において演算されるインダクタンスの具体的な定義について説明する。 [Calculation of inductance estimator 201]
First, a specific definition of the inductance calculated by the inductance estimation unit 201 will be described.

三相二重巻線型永久磁石同期モータとして構成された本実施形態のモータ１０１に関する電圧方程式は以下の式（６）で表される。 A voltage equation for the motor 101 of this embodiment configured as a three-phase double-winding permanent-magnet synchronous motor is represented by the following equation (6).

式（６）中の各パラメータの定義は、既に説明したものも含めて以下のように定められる。 The definition of each parameter in Equation (6), including those already explained, is determined as follows.

ｉ_d1：第1系統のd軸電流
ｉ_q1：第1系統のq軸電流
ｉ_d2：第２系統のd軸電流
ｉ_q2：第２系統のq軸電流
ｖ_d1：第1系統のd軸電圧
ｖ_q1：第1系統のq軸電圧
ｖ_d2：第２系統のd軸電圧
ｖ_q2：第２系統のq軸電圧
Ｒ_a1：第1系統の固定子巻線抵抗
Ｒ_a2：第２系統の固定子巻線抵抗
φ_a1：第1系統の回転子磁石磁束
φ_a2：第２系統の回転子磁石磁束
Ｌ_d1：第1系統のd軸静的インダクタンス
Ｌ_q1：第1系統のq軸静的インダクタンス
Ｌ_d2：第２系統のd軸静的インダクタンス
Ｌ_q2：第２系統のq軸静的インダクタンス
Ｍ_d：第1系統と第２系統間のd軸相互インダクタンス
Ｍ_q：第1系統と第２系統間のq軸相互インダクタンス
Ｌ’_d1：第1系統のd軸動的インダクタンス
Ｌ’_q1：第1系統のq軸動的インダクタンス
Ｌ’_d2：第２系統のd軸動的インダクタンス
Ｌ’_q2：第２系統のq軸動的インダクタンス
Ｍ’_d：第1系統と第２系統間のd軸動的相互インダクタンス
Ｍ’_q：第1系統と第２系統間のq軸動的相互インダクタンス
ω_re：電気角速度
ｓ：微分演算子（微分演算子「ｄ／ｄｔ」をラプラス変換した演算子） i _d1 : d-axis current of the 1st system i _q1 : q-axis current of the 1st system i _d2 : d-axis current of the 2nd system i _q2 : q-axis current of the 2nd system v _d1 : d-axis voltage of the 1st system v _q1 : q-axis voltage of the first system v _d2 : d-axis voltage of the second system v _q2 : q-axis voltage of the second system R _a1 : stator winding resistance of the first system R _a2 : fixed of the second system Child winding resistance φ _a1 : 1st system rotor magnet flux φ _a2 : 2nd system rotor magnet flux L _d1 : 1st system d-axis static inductance L _q1 : 1st system q-axis static inductance L _d2 : d-axis static inductance of 2nd system L _q2 : q-axis static inductance of 2nd system M _d : d-axis mutual inductance between 1st system and 2nd system M _q : 1st system and 2nd system q-axis mutual inductance between L' _d1 : d-axis dynamic inductance of the first system L' _q1 : q-axis dynamic inductance of the first system L' _d2 : d-axis dynamic inductance of the second system L' _q2 : d-axis dynamic inductance of the second system q-axis dynamic inductance of the two systems M' _d : d-axis dynamic mutual inductance between the first and second systems M' _q : q-axis dynamic mutual inductance between the first and second systems ω _re : electrical Angular velocity s: Differential operator (operator obtained by Laplace transform of differential operator "d/dt")

なお、以下では、式（６）の第１項におけるＬ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_xを包括して「インダクタンスＬ［Ｌ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_x］」又は「インダクタンスＬ」とも称する。すなわち、インダクタンスＬ［Ｌ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_x］がインダクタンス推定部２０１において演算すべきモータ１０１のインダクタンスに相当する。 In the following, L _{xn ,} L' _xn , M _x , and M' _x in the first term of Equation (6) are collectively referred to as "inductance L [L _xn, L' _xn , M _x , M' _x ]". Or it is also called "inductance L". That is, the inductance L [L _{xn ,} L' _xn , M _x , M' _x ] corresponds to the inductance of the motor 101 to be calculated by the inductance estimator 201 .

ここで、インダクタンスＬの各成分にはモータ１０１の構造的要因により当該モータ１０１の回転状態（電気角度θ_re）に応じて変化する高調波成分総和を含む。 Here, each component of the inductance L includes a sum of harmonic components that varies according to the rotational state (electrical angle θ _re ) of the motor 101 due to structural factors of the motor 101 .

そして、本実施形態のように複数系統、より詳細には２つの系統として系統１及び系統２を備えるモータ１０１のインダクタンスＬは、系統１の位相（電気角θ₁）に応じて変化する高調波成分総和、及び系統２の位相（電気角θ₂）に応じて変化する高調波成分総和を含む。 In addition, the inductance L of the motor 101 provided with a plurality of systems, more specifically two systems, system 1 and system 2 as in the present embodiment, is a harmonic wave that changes according to the phase (electrical angle θ ₁ ) of the system 1. It includes the component sum and the harmonic component sum that varies according to the phase of system 2 (electrical angle θ ₂ ).

本実施形態では、モータ１０１において、全ての位相（周波数）における空間高調波の和を含むインダクタンス高調波Ｌ_{xn_ha}をインダクタンス高調波と定義する。そして、推定、解析又は計測によって導出したインダクタンス高調波をインダクタンス高調波推定値と定義する。 In this embodiment, in the motor 101, an inductance harmonic L _{xn_ha} including the sum of spatial harmonics in all phases (frequencies) is defined as an inductance harmonic. An inductance harmonic derived by estimation, analysis, or measurement is defined as an inductance harmonic estimated value.

以下、インダクタンス推定部２０１によるインダクタンスＬ［Ｌ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_x］の算出についてより詳細に説明する。 Calculation of inductance L[L _{xn ,} L' _xn , M _x , M' _x ] by inductance estimator 201 will be described in more detail below.

先ず、インダクタンス推定部２０１は、各入力情報に基づいて、下記の式（７）にしたがい、インダクタンスＬ［Ｌ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_x］の要素を構成する第ｎ系統x軸静的インダクタンスＬ_xn、及び第ｎ系統x軸動的インダクタンスＬ'_xnを演算する。なお、以下では、静的インダクタンスと動的インダクタンスを包括する場合に、第ｎ系統ｘ軸インダクタンス（Ｌ_xn，Ｌ'_xn）と表記する。 _First , based _on each input information, _the inductance estimating unit ₂₀₁ calculates the n-th system x Compute the axial static inductance L _xn and the n-th system x-axis dynamic inductance L' _xn . In addition, hereinafter, when the static inductance and the dynamic inductance are included, the n-th system x-axis inductance (L _xn , L' _xn ) is used.

なお、式（７）中の各パラメータの定義は、以下のように定められる。 In addition, the definition of each parameter in Formula (7) is defined as follows.

ｌ_xn： 第ｎ系統x軸静的インダクタンスの直流成分
ｌ_{xn_ha}： 第ｎ系統x軸静的インダクタンスの空間高調波成分の総和
Ａ_xnm： 第ｎ系統x軸静的インダクタンスの第ｍ次空間高調波の振幅
Ｃ_xnm： 第ｎ系統x軸静的インダクタンスの第ｍ次空間高調波の位相
ｌ’_xn： 第ｎ系統x軸動的インダクタンスの直流成分
ｌ’_{xn_ha}： 第ｎ系統x軸動的インダクタンスの空間高調波成分の総和
Ａ’_xnm： 第ｎ系統x軸動的インダクタンスの第ｍ次空間高調波の振幅
Ｃ’_xnm： 第ｎ系統x軸動的インダクタンスの第ｍ次空間高調波の位相
ｍ： 空間高調波の次数 l _xn : DC component of n-th system x-axis static inductance l _{xn_ha} : Sum of space harmonic components of n-th system x-axis static inductance A _xnm : m-th order space harmonic of n-th system x-axis static inductance Amplitude C _xnm : Phase of m-th order spatial harmonic of n-th system x-axis static inductance l' _xn : DC component of n-th system x-axis dynamic inductance l' _{xn_ha} : n-th system x-axis dynamic inductance Sum of spatial harmonic components A' _xnm : Amplitude of m-th spatial harmonic of n-th system x-axis dynamic inductance C' _xnm : Phase of m-th spatial harmonic of n-th system x-axis dynamic inductance m: Spatial harmonic order

ここで、式（７）から理解されるように、第ｎ系統x軸静的インダクタンスＬ_xnは、その直流成分ｌ_xnと高調波総和ｌ_{xn_ha}の和で表すことができる。なお、第ｎ系統x軸動的インダクタンスＬ'_xnについても同様に、その直流成分ｌ'_xnと高調波総和ｌ'_{xn_ha}の和で表すことができる。 Here, as can be understood from equation (7), the n-th system x-axis static inductance L _xn can be expressed by the sum of its DC component l _xn and harmonic summation l _{xn_ha} . Similarly, the n-th system x-axis dynamic inductance L' _xn can be represented by the sum of its DC component l' _xn and harmonic summation l' _{xn_ha} .

次に、インダクタンス推定部２０１は、ｘ軸静的相互インダクタンスＭ_x及びｘ軸動的相互インダクタンスＭ'_xを演算する。 Next, the inductance estimator 201 calculates the x-axis static mutual inductance M _x and the x-axis dynamic mutual inductance M' _x .

ここで、以下の式（８）のように、ｘ軸静的相互インダクタンスＭ_xはその直流成分ｍ_xと高調波成分総和ｍ_{x_ha}の和で表すことができる。同様に、ｘ軸動的相互インダクタンスＭ'_xも、その直流成分ｍ'_xと高調波成分総和ｍ'_{x_ha}の和で表すことができる。 Here, the x-axis static mutual inductance M _x can be represented by the sum of its DC component m _x and the sum of harmonic components m _{x_ha} , as in the following equation (8). Similarly, the x-axis dynamic mutual inductance _M'x can also be represented by the sum of its DC component _m'x and the summation of harmonic components _{m'x_ha} .

一方、インダクタンスＬ（自己インダクタンス）と相互インダクタンスＭの間には、一般に以下の式（９）の関係が成り立つ。

On the other hand, between the inductance L (self-inductance) and the mutual inductance M, the following formula (9) generally holds.

なお、式（９）中の「k」は、モータ１０１の仕様などに応じて定まる磁気結合係数である。 Note that "k" in equation (9) is a magnetic coupling coefficient that is determined according to the specifications of the motor 101 and the like.

さらに、式（７）の関係を式（９）のｘ軸静的相互インダクタンスＭ_xに適用して変形すると、以下の式（１０）が得られる。 Further, by applying the relationship of Equation (7) to the x-axis static mutual inductance M _x of Equation (9) and transforming it, Equation (10) below is obtained.

さらに、上記式（１０）に対して、インダクタンスの直流成分（「ｌ_x1」及び「ｌ_x2」）と高調波成分総和（「ｌ_{x1_ha}」及び「ｌ_{x2_ha}」）の項を分離すべく、右辺を「ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1」及び「ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2」の級数に展開する。 Furthermore, in _{the above} equation (10), _the right _side is into a series of 'l _{x1_ha} /l _x1 ' and 'l _{x2_ha} /l _x2 '.

具体的には、式（１０）の右辺の２番目の平方根部分√（１＋ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1）と３番目の平方根部分√（１＋ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2）を「ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1」及び「ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2」の関数とみなして、それぞれに対してマクローリン展開を行う。 Specifically, the second square root part √(1+l _{x1_ha} /l _x1 ) and the third square root part √(1+l _{x2_ha} /l _x2 ) on the right side of equation (10) are changed to "l _{x1_ha} /l _x1 " and "l _{x2_ha} /l _x2 '', and Maclaurin expansion is performed on each of them.

ここで、√（１＋ｙ）の形の関数はｙに関して無限回微分可能である。また、インダクタンスは負値をとらず、一般的に直流成分ｌ_x1，ｌ_x2は高調波総和ｌ_{x1_ha}，ｌ_{x2_ha}よりも大きい。すなわち、「ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1」及び「ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2」はいずれも１よりも小さくなる。 where functions of the form √(1+y) are infinitely differentiable with respect to y. Inductance does not take a negative value, and DC components l _x1 and l _x2 are generally larger than harmonic sums l _{x1 — ha} and l _{x2 — ha} . That is, both "l _{x1_ha} /l _x1 " and "l _{x2_ha} /l _x2 " are smaller than one.

そのため、√（１＋ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1）及び√（１＋ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2）をそれぞれマクローリン展開して得られる無限級数は、何れも収束する。 Therefore, infinite series obtained by Maclaurin expansion of √(1+l _{x1_ha} /l _x1 ) and √(1+l _{x2_ha} /l _x2 ) converge.

したがって、式（１０）に対して上記マクローリン展開を行うことで以下の式（１１）を得ることができる。 Therefore, the following formula (11) can be obtained by performing the Maclaurin expansion on the formula (10).

ただし、式（１１）中のＯ［（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）²］は、（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）の２次以上の項を意味する。より詳細には、Ｏ［（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）²］は、少なくとも（ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1）²、（ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2）²、又は（ｌ_{x1_ha}／ｌ_x1）×（ｌ_{x2_ha}／ｌ_x2）を因数に持つ項の総和を意味する。 However, O[(l _{xn_ha} /l _xn ) ² ] in equation (11) means a second or higher term of (l _{xn_ha} /l _xn ). More specifically, O[( _{lxn_ha} / _lxn ) ² ] is at least ( _{lx1_ha} / _lx1 ) ² , ( _{lx2_ha} / _lx2 ) ² , or ( _{lx1_ha} / _lx1 )*( _{lx2_ha} / l _x2 ) as a factor.

そして、式（８）の第１式及び式（１１）を参照すれば、ｘ軸静的相互インダクタンスＭ_xに関し、以下の式（１２）で表される関係が導かれる。 Then, referring to the first expression of the expression (8) and the expression (11), the relationship expressed by the following expression (12) is derived for the x-axis static mutual inductance M _x .

式（１２）から理解されるように、ｘ軸静的相互インダクタンスＭ_xの高調波成分総和ｍ_{x_ha}は、第1系統x軸インダクタンスの直流成分ｌ_x1、第２系統x軸インダクタンスの直流成分ｌ_x2、第1系統x軸インダクタンス高調波総和ｌ_{x1_ha}、及び第２系統x軸インダクタンス高調波総和ｌ_{x2_ha}を用いて表すことができる。 As can be understood from equation (12), the summation of harmonic components m _{x_ha} of the x-axis static mutual inductance M _x is the DC component l _x1 of the first system x-axis inductance and the DC component l x1 of the second system x-axis inductance. _x2 , the first system x-axis inductance harmonic sum _{lx1_ha} , and the second system x-axis inductance harmonic sum _{lx2_ha} .

ｘ軸動的相互インダクタンスＭ'_xに対しても、上述したｘ軸静的相互インダクタンスＭ_xに対する演算と同様の演算を行うことで、以下の式（１３）で表される関係が導かれる。 For the x-axis dynamic mutual inductance _M'x , the same calculation as that for the x-axis static mutual inductance _Mx described above is performed to derive the relationship represented by the following equation (13).

式（１３）から理解されるように、ｘ軸動的相互インダクタンスＭ'_xの高調波成分総和ｍ'_{x_ha}は、第1系統x軸動的インダクタンスの直流成分ｌ'_x1、第２系統x軸動的インダクタンスの直流成分ｌ'_x2、第1系統x軸動的インダクタンス高調波総和ｌ'_{x1_ha}、及び第２系統x軸動的インダクタンス高調波総和ｌ'_{x2_ha}を用いて表すことができる。 As can be understood from equation (13), the total harmonic component _{m'x_ha} of the x-axis dynamic mutual inductance _M'x is the DC component l' _x1 of the first system x-axis dynamic inductance, the second system x-axis It can be expressed using the DC component l' _x2 of the dynamic inductance, the first system x-axis dynamic inductance harmonic sum l' _{x1_ha} , and the second system x-axis dynamic inductance harmonic sum l' _{x2_ha} .

そして、本実施形態のインダクタンス推定部２０１は、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）及び電気角度θ_reに基づいて、インダクタンス直流成分ｌ_xn，ｌ'_xnを求める。 Then, the inductance estimator 201 of this embodiment obtains the inductance DC components l _xn and l′ _xn based on the dq-axis current (i _xn ) and the electrical angle θ _re .

また、インダクタンス推定部２０１は、図示しないセンサ等により取得する各周波数のインダクタンス高調波の振幅Ａ_xnm,Ａ'_xnm及び位相Ｃ_xnm，Ｃ'_xnmを用いて、各周波数相当の位相θ_n、２θ_n、３θ_n、４θ_n、・・・ごとの高調波成分（すなわち、式（７）の右辺のΣ内）を求め、これらの総和を取ることでインダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}を算出する。そして、インダクタンス推定部２０１は、求めたインダクタンス直流成分ｌ_xn，ｌ'_xn及びインダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}を式（７）に適用することで、第ｎ系統x軸静的インダクタンスＬ_xn及び第ｎ系統x軸動的インダクタンスＬ'_xnを求める。 Further, the inductance estimator 201 uses the amplitudes A _{xnm ,} A' _xnm and the phases C _xnm , C' _xnm of the inductance harmonics of each frequency obtained by a sensor or the like (not shown) to obtain the phases θ _n , 2θ corresponding to each frequency. Harmonic components for each _{of n , 3θn} , _4θn , . calculate. Then, the inductance estimation unit 201 applies the obtained inductance DC components l _xn , l′ _xn and the inductance harmonic summations l _{xn_ha} , l′ _{xn_ha} to the equation (7) to obtain the n-th system x-axis static inductance L _xn and the n-th system x-axis dynamic inductance L' _xn are obtained.

さらに、インダクタンス推定部２０１は、求めたインダクタンス直流成分ｌ_xn，ｌ'_xn及びインダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}を、式（８）～式（１３）に適用することで、ｘ軸静的相互インダクタンスＭ_x及びｘ軸動的相互インダクタンスＭ'_xを求める。 Furthermore, the inductance estimator 201 applies the obtained inductance DC components l _xn , l′ _xn and inductance harmonic summations l _{xn_ha} , l′ _{xn_ha} to equations (8) to (13) to obtain x-axis static Obtain the dynamic mutual inductance M _x and the x-axis dynamic mutual inductance M' _x .

したがって、インダクタンス推定部２０１は、式（７）のインダクタンスＬ［Ｌ_xn,Ｌ’_xn，Ｍ_x，Ｍ'_x］を、各直流成分ｌ_xn，ｌ'_xn及び各高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}で表す。さらに、インダクタンス推定部２０１は、これに式（７）を当てはめることで各周波数相当（ｍ＝１，２，３・・・）の三角関数の和として表されるインダクタンスＬ［ΣＡ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）_,ΣＡ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）］をインダクタンス推定値として演算することができる。そして、インダクタンス推定部２０１は、このインダクタンスＬを電圧補正値演算部２０２に出力する。 Therefore, the inductance estimator 201 calculates the inductance L[L _{xn ,} L' _xn , M _x , M' _x ] in Equation (7) from each DC component l _xn , l' _xn and each harmonic summation l _{xn_ha} , l ' Represented by _{xn_ha} . Furthermore, the inductance estimator 201 applies the equation (7) to the inductance L[ΣA _xnm sin(mθ _n + C _xnm ) _, ΣA' _xnm sin(mθ _n +C' _xnm )] can be calculated as inductance estimates. Then, inductance estimating section 201 outputs this inductance L to voltage correction value calculating section 202 .

［電圧補正値演算部２０２の演算］
本実施形態の電圧補正値演算部２０２は、インダクタンス推定部２０１が求めたインダクタンス推定値からｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算する。以下、その詳細を説明する。 [Calculation of voltage correction value calculation unit 202]
The voltage correction value calculator 202 of this embodiment calculates the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) from the inductance estimated value obtained by the inductance estimator 201 . The details are described below.

先ず、上記式（６）の電圧方程式に対して、インダクタンス高調波総和を含む項とこれを含まない項に分離する変形を行う。 First, the voltage equation of the above equation (6) is transformed into a term including the sum of inductance harmonics and a term not including the sum of inductance harmonics.

具体的には、式（６）に対して、式（７）及び式（８）を適用して、以下の式（１４）を得る。 Specifically, by applying the equations (7) and (8) to the equation (6), the following equation (14) is obtained.

なお、式（１４）の導出にあたり、微分演算子ｓが施されている項には、適宜、合成関数の微分の公式（連鎖公式）を用いた。また、特に、巻線抵抗又は静的インダクタンスなどの実質的に時間変化をしないとみなすことのできるパラメータについては、微分演算子ｓを施すにあたりこれを時間に対する定数関数とみなして演算を行っている。 In deriving equation (14), a formula for differentiation of a composite function (chain formula) was used as appropriate for terms to which the differential operator s was applied. In particular, for parameters such as winding resistance and static inductance, which can be regarded as not substantially changing with time, the differential operator s is regarded as a constant function with respect to time. .

ここで、式（１４）においてインダクタンス高調波総和を含まない第１項及び第２項は、インダクタンスが空間高調波を持たない理想状態の場合の電圧値に相当する。一方、インダクタンス高調波総和を含む第３項及び第４項はそれぞれ、インダクタンスの空間高調波によって電流の高調波振動を発生させる電圧値となる。すなわち、式（１４）の第３項及び第４項は、理想的な電圧方程式に対する外乱となる。 Here, the first and second terms that do not include the sum of inductance harmonics in Equation (14) correspond to voltage values in an ideal state in which the inductance has no spatial harmonics. On the other hand, the third and fourth terms, including the inductance harmonic summation, are voltage values that cause current harmonic oscillations due to the spatial harmonics of the inductance. That is, the third and fourth terms of equation (14) are disturbances to the ideal voltage equation.

なお、以下では、式（１４）の第３項における電流ベクトルに作用する行列を、第１インダクタンス空間高調波Ｌｈａ１［ｌ_{xn_ha}，ｌ’_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ’_{x_ha}］と称する。また、また、式（１４）の第４項における電流ベクトルの時間微分に作用する行列を、第２インダクタンス空間高調波Ｌｈａ２［ｌ’_{xn_ha}，ｍ’_{x_ha}］と称する。 In addition, below, the matrix which acts on the current vector in the 3rd term of Formula (14) is called 1st inductance space harmonic Lha1[ _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} ]. Also, the matrix acting on the time differentiation of the current vector in the fourth term of Equation (14) is referred to as second inductance spatial harmonic Lha2[l' _{xn_ha} , _{m'x_ha} ].

そして、本実施形態の電圧補正値演算部２０２は、式（１４）の第３項及び第４項に含まれるインダクタンス高調波に起因する高調波電流を相殺する観点から、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算する。 Then, the voltage correction value calculation unit 202 of the present embodiment uses the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ).

すなわち、電圧補正値演算部２０２は、以下の式（１５）にしたがい、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を算出する。 That is, the voltage correction value calculation unit 202 calculates the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) according to Equation (15) below.

式（１５）において第１インダクタンス空間高調波Ｌｈａ１［ｌ_{xn_ha}，ｌ’_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ’_{x_ha}］を含む右辺第１項は、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）の定常値に依存する項であり、当該ｄｑ軸電流（ｉ_xn）の時間変化に対する応答が相対的に低い定常状態を表す項である。一方、第２インダクタンス空間高調波Ｌｈａ２［ｌ’_{xn_ha}，ｍ’_{x_ha}］を含む右辺第２項は、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）の時間微分ｓ・（ｉ_xn）に依存する工程であり、当該ｄｑ軸電流（ｉ_xn）の時間変化に対する応答が相対的に高い過渡状態を表す項である。 In Equation (15), the first term on the right side including the first inductance space harmonic Lha1 [l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , m' _{x_ha} ] is a term that depends on the steady-state value of the dq-axis current (i _xn ). , and is a term representing a steady state in which the response to the time change of the dq-axis current (i _xn ) is relatively low. On the other hand, the second term on the right side including the second inductance space harmonic Lha2[l' _{xn_ha} , m' _{x_ha} ] is a process dependent on the time derivative s·(i _xn ) of the dq-axis current (i _xn ). This term represents a transient state in which the dq-axis current (i _xn ) has a relatively high response to the time change.

ここで、式（１５）中の第１インダクタンス空間高調波Ｌｈａ１［ｌ_{xn_ha}，ｌ’_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ’_{x_ha}］及び第２インダクタンス空間高調波Ｌｈａ２［ｌ’_{xn_ha}，ｍ’_{x_ha}］を、インダクタンス高調波の振幅Ａ_xnm,Ａ'_xnm及び位相Ｃ_xnm，Ｃ'_xnmを用いて表すために、相互インダクタンスの高調波成分総和ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を消去するとともに、「ｓｌ'_{xn_ha}」等の微分演算子を含む要素に対する演算を適宜行う。 Here, the first inductance space harmonic Lha1 [l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , m' _{x_ha} ] and the second inductance space harmonic Lha2 [l' _{xn_ha} , m' _{x_ha} ] in Equation (15) are In order to express using the amplitudes A _xnm, A' _xnm and the phases C _xnm , C' _xnm of the inductance harmonics, the total sums m _{x_ha} and m' _{x_ha} of the harmonic components of the mutual inductance are eliminated, and "sl' _{xn_ha} " etc. Perform operations on elements including the differential operator of , as appropriate.

具体的に、第ｎ系統x軸動的インダクタンスの空間高調波の時間微分ｓｌ'_{xn_ha}は、上記式（７）の第２式を時間微分することにより、以下の式（１６）のように定まる。 Specifically, the time derivative sl' _{xn_ha} of the spatial harmonic of the n-th system x-axis dynamic inductance is determined by the following equation (16) by time-differentiating the second equation of the above equation (7). .

すなわち、式（１６）及び余弦波と正弦波の位相差がπ/2[rad]であることを考慮すれば、第ｎ系統x軸動的インダクタンスの空間高調波の時間微分ｓｌ'_{xn_ha}は、電気角速度ω_re、第ｎ系統x軸動的インダクタンス高調波総和ｌ'_{xn_ha}で表現されていると言える。 That is, considering the equation (16) and the fact that the phase difference between the cosine wave and the sine wave is π/2 [rad], the time derivative sl' _{xn_ha} of the spatial harmonic of the n-th system x-axis dynamic inductance is It can be said that it is expressed by the electrical angular velocity ω _re and the n-th system x-axis dynamic inductance harmonic summation l′ _{xn_ha} .

また、ｘ軸動的相互インダクタンスの空間高調波の時間微分ｓｍ'_{x_ha}は、式（１３）の第２式を時間微分して以下の式（１７）で表される。

Also, the time derivative sm' _{x_ha} of the spatial harmonic of the x-axis dynamic mutual inductance is expressed by the following equation (17) by time-differentiating the second equation of equation (13).

すなわち、第ｎ系統x軸動的インダクタンスＬ'_xnの直流成分ｌ'_xn及び高調波総和ｌ'_{xn_ha}により表すことができる。 That _{is, it can be represented by the DC component l'xn and} the harmonic summation l' _{xn_ha} of the n-th system x-axis dynamic inductance L'xn.

したがって、電圧補正値演算部２０２は、式（１５）における第１インダクタンス空間高調波Ｌｈａ１［ｌ_{xn_ha}，ｌ’_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ’_{x_ha}］及び第２インダクタンス空間高調波Ｌｈａ２［ｌ’_{xn_ha}，ｍ’_{x_ha}］に、インダクタンス推定部２０１で推定されたインダクタンスＬ［ΣＡ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）_,ΣＡ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）］を適用することで、各周波数のインダクタンス高調波の振幅Ａ_xnm,Ａ'_xnm及び位相Ｃ_xnm，Ｃ'_xnmに基づいて、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算することができる。 Therefore, the voltage correction value calculation unit 202 calculates the first inductance space harmonic Lha1[ _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} ] and the second inductance space harmonic Lha2[l' _{xn_ha} , By applying the inductance L [ΣA _xnm sin(mθ _n +C _xnm ) _, ΣA' _xnm sin (mθ _n +C' _xnm )] estimated by the inductance estimating unit 201 to m' _{x_ha} ], the inductance harmonic at each frequency is calculated. Based on the wave amplitudes A _xnm, A' _xnm and phases C _xnm , C' _xnm , the dq-axis correction voltages (v _{xn_hc} ) can be calculated.

そして、電圧指令値演算部１１５において、基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）がｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）で補正されることで、インダクタンス高調波の影響を打ち消す観点から好適な最終的なｄｑ軸電圧指令値（ｖ^* _xn）を求めることができる。 Then, in the voltage command value calculation unit 115, the basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ) is corrected with the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ), so that the final A dq-axis voltage command value (v ^* _xn ) can be obtained.

以上説明した本実施形態の回転電機制御方法の構成及びそれによる作用効果について説明する。 The configuration of the rotary electric machine control method of the present embodiment described above and the effects thereof will be described.

本実施形態の回転電機制御方法は、固定子に複数の多相巻線（系統１及び系統２）が設けられた多重多相回転電機としてのモータ１０１において、各多相巻線に電圧指令値としての三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）に基づく電圧を供給することでモータ１０１の作動を制御する。 In the rotating electric machine control method of the present embodiment, in the motor 101 as a multiplex multiphase rotating electric machine in which the stator is provided with a plurality of multiphase windings (system 1 and system 2), each polyphase winding has a voltage command value The operation of the motor 101 is controlled by supplying a voltage based on the three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) as .

そして、この回転電機制御方法は、モータ１０１の回転子の回転状態を表す回転状態パラメータ（電気角度θ_re、電気角速度ω_re、及び機械角速度ω_rm）及び各多相巻線に供給される電流の検出値である電流検出値としてのｄｑ軸電流（ｉ_xn）を取得する入力工程（電流センサ１０５、Ａ/Ｄ変換器１０６、３相/ｄｑ交流座標変換部１０９、磁極位置検出器１０７、及びパルスカウンタ１０８）と、電気角度θ_re及びｄｑ軸電流（ｉ_xn）に基づいてモータ１０１のインダクタンスＬを推定する推定工程（インダクタンス推定部２０１）と、電気角速度ω_re、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）、及び推定したインダクタンスLに基づいて三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を算出する電圧指令値算出工程（電流指令値演算部１１１、電流制御部１１２、電圧補正値演算部２０２、及び電圧指令値演算部１１５）と、を有する。 This rotary electric machine control method uses rotational state parameters (electrical angle θ _re , electrical angular velocity ω _re , and mechanical angular velocity ω _rm ) representing the rotational state of the rotor of the motor 101 and the current supplied to each polyphase winding. Input step (current sensor 105, A/ _D converter 106, 3-phase/dq AC coordinate converter 109, magnetic pole position detector 107, and pulse counter 108), an estimating step (inductance estimator 201) for estimating the inductance L of the motor 101 based on the electrical angle θ _re and the dq-axis current (i _xn ), the electrical angular velocity ω _re , the dq-axis current (i _xn ⁾ , and ^a voltage command value calculation _step (current command ^value calculation unit 111 _, current control unit 112 _, and a voltage correction value calculation unit 202 and a voltage command value calculation unit 115).

これにより、多重多相回転電機として構成されるモータ１０１の各多相巻線に供給される実際の電流に応じて高調波成分を含むインダクタンスＬを推定し、このインダクタンスＬの推定値に応じてモータ１０１の作動電圧を調節することができる。すなわち、各系統に供給する電流を揃えるなどの制限に起因する電流制御の自由度の低下を抑制することができる。 As a result, the inductance L including harmonic components is estimated according to the actual current supplied to each multiphase winding of the motor 101 configured as a multiplex multiphase rotating electrical machine, and the estimated value of the inductance L is The operating voltage of motor 101 can be adjusted. That is, it is possible to suppress a decrease in the degree of freedom of current control due to restrictions such as uniformity of currents supplied to each system.

特に、本実施形態の回転電機制御方法によれば、上記推定工程では、インダクタンスＬに含まれるインダクタンス高調波としてのインダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を演算する（上記式（７）～式（１３）参照）。電圧指令値算出工程では、回転状態パラメータとしての機械角速度ω_rm及びｄｑ軸電流（ｉ_xn）に基づいて三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）の基本値である基本電圧指令値としての基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）を算出する（電流制御部１１２）。さらに、電圧指令値算出工程では、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}に基づいて、当該インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を打ち消すように基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）を補正するための電圧補正値としてｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を算出する（電圧補正値演算部２０２）。さらに、基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）及びｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）に基づいて三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を算出する（電圧指令値演算部１１５及びｄｑ/３相交流座標変換器１１６）。 In particular, according to the rotary electric machine control method of the present embodiment, in the estimation step, the inductance harmonic summations l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , and m' _{x_ha} as inductance harmonics contained in the inductance L are calculated ( See formulas (7) to (13) above). In the voltage command value calculation step, the basic values of the three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) are calculated based on the mechanical angular velocity _ωrm and the dq-axis current ( _ixn ) as the rotational state parameters. A basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ) as a basic voltage command value is calculated (current control unit 112). Furthermore, in the voltage command value calculation _step , based on the inductance harmonic summations _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} , the inductance harmonic summations lxn_ha, l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} are canceled. dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is calculated as a voltage correction value for correcting the basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ) (voltage correction value calculation unit 202). Furthermore, three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) are calculated based on the basic dq-axis voltage command value ( _{vxn_dsh} ) and the dq-axis correction voltage ( _{vxn_hc} ) (voltage command value calculation section 115 and dq/3-phase AC coordinate transformer 116).

これにより、複数の系統（系統１及び系統２）を備えるモータ１０１において、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を打ち消すように観点からｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算し、当該ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を用いて外部の駆動力要求などに基づいて定まる基本ｄｑ軸電圧指令値（ｖ_{xn_dsh}）を補正した結果の電圧をモータ１０１に印加することができる。したがって、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}に起因する各系統１，２の高調波電流の発生を抑制することができる。 As a result, in the motor 101 having a plurality of systems (system 1 and system 2), the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is obtained from the viewpoint of canceling out the inductance harmonic summation l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , and m' _{x_ha} . is calculated, and the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is used to correct the basic dq-axis voltage command value (v _{xn_dsh} ), which is determined based on the external driving force request, and the like, and the resulting voltage is applied to the motor 101. can. Therefore, it is possible to suppress the generation of harmonic currents in the systems 1 and 2 caused by the inductance harmonic summations _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , and _{m'x_ha} .

さらに、本実施形態では、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）の時間微分値（式（１５）の右辺第２項）に基づいて演算する（電圧補正値演算部２０２）。 Furthermore, in the present embodiment, the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is calculated based on the time differential value of the dq-axis current (i _xn ) (second term on the right side of equation (15)) (voltage correction value calculation unit 202).

これにより、各系統１，２に流れる電流が過渡状態（すなわち、電流の時間変化率が所定閾値を越える場合）において、当該時間変化に応じて変動する高調波成分（式（１５）の第２項）の影響が考慮されたｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を演算することができる。すなわち、本実施形態の回転電機制御方法であれば、電流の過渡状態においても電流高調波成分を打ち消すことのできる三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を定め、エネルギー損失及び振動の発生が抑制された好適なモータ１０１の作動を実現することができる。 As a result, when the currents flowing through the systems 1 and 2 are in a transient state (that is, when the time change rate of the current exceeds a predetermined threshold), the harmonic component (the second term) can _be calculated. That is, with the rotary electric machine control method of the present embodiment, the three-phase voltage command values (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) that can cancel current harmonic components even in a current transient state are determined, Suitable operation of the motor 101 in which energy loss and vibration are suppressed can be achieved.

さらに、本実施形態の回転電機制御方法では、上記推定工程において、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）及び電気角度θ_reに基づいて、周波数ごと（ｍ＝１，２・・・）のインダクタンス高調波成分の振幅（「Ａ_xnm」，「Ａ’_xnm」）及び位相（「ｍθ_n＋Ｃ_xnm」，「ｍθ_n＋Ｃ’_xnm」）を推定し（（式（７）のΣ内））、推定されたインダクタンス高調波成分Ａ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）_,Ａ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）の和を取ることで算出する（インダクタンス推定部２０１及び式（７））。 Further, in the rotating electrical machine control method of the present embodiment, in the estimation step, the summation of inductance harmonics l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , m' _{x_ha} is calculated based on the dq-axis current (i _xn ) and the electrical angle θ _re , the amplitudes (“A _xnm ”, “A′ _xnm ”) and phases (“mθ _n +C _xnm ”, “mθ _n +C′ _xnm ”) of the inductance harmonic components for each frequency (m=1, 2, . . . ) ) ((within Σ of equation (7))), and by taking the sum of the estimated inductance harmonic components A _xnm sin (mθ _n + C _xnm ) _and A' _xnm sin (mθ _n + C' _xnm ) Calculate (inductance estimator 201 and equation (7)).

これにより、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を比較的簡易な演算で求めることができる。 As a result, the summation of inductance harmonics _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} can be obtained by relatively simple calculations.

さらに、本実施形態では、上記回転電機制御方法が実行される回転電機制御システムとしてのモータ制御システム１００が提供される。 Furthermore, in this embodiment, a motor control system 100 is provided as a rotating electrical machine control system in which the rotating electrical machine control method is executed.

モータ制御システム１００は、固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機としてのモータ１０１において、各多相巻線に電圧指令値としての三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）に基づく電圧を供給することでモータ１０１の作動を制御する。 A motor control system 100 applies a three-phase voltage command value (v ^* _un , v ^* _vn , v ^* _wn ) to control the operation of the motor 101 .

特に、モータ制御システム１００は、モータ１０１の回転子の回転状態を表す回転状態パラメータ（電気角度θ_re、電気角速度ω_re、及び機械角速度ω_rm）及び各多相巻線に供給される電流の検出値である電流検出値としてのｄｑ軸電流（ｉ_xn）を取得する入力情報取得部（電流センサ１０５、Ａ/Ｄ変換器１０６、３相/ｄｑ交流座標変換部１０９、磁極位置検出器１０７、及びパルスカウンタ１０８）と、電気角度θ_re及びｄｑ軸電流（ｉ_xn）に基づいてモータ１０１のインダクタンスLを推定する推定部（インダクタンス推定部２０１）と、電気角速度ω_re、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）、及び推定したインダクタンスLに基づいて三相電圧指令値（ｖ^* _un，ｖ^* _vn，ｖ^* _wn）を算出する電圧指令値算出部（電流指令値演算部１１１、電流制御部１１２、電圧補正値演算部２０２、及び電圧指令値演算部１１５）と、を有する。 In particular, the motor control system 100 includes rotational state parameters representing the rotational state of the rotor of the motor 101 (electrical angle θ _re , electrical angular velocity ω _re , and mechanical angular velocity ω _rm ) and current supplied to each polyphase winding. An input information acquisition unit (current sensor 105, A/D converter 106, 3-phase/dq AC coordinate conversion unit ₁₀₉ , magnetic pole position detector 107 , and pulse counter 108), an estimator (inductance estimator 201) for estimating the inductance L of the motor 101 based on the electrical angle θ _re and the dq-axis current (i _xn ), the electrical angular velocity ω _re , the dq-axis current ( _{i xn} ⁾ , and ^a voltage command value calculation unit (current command value calculation unit 111 ^, current _control unit ₁₁₂ , a voltage correction value calculation unit 202, and a voltage command value calculation unit 115).

これにより、本実施形態の回転電機制御方法を実行するための好適なシステム構成が実現される。 Thereby, a suitable system configuration for executing the rotary electric machine control method of the present embodiment is realized.

（第２実施形態）
以下、第２実施形態について説明する。なお、第１実施形態と同様の要素には、同一の符号を付し、その説明を省略する。 (Second embodiment)
A second embodiment will be described below. Elements similar to those of the first embodiment are assigned the same reference numerals, and descriptions thereof are omitted.

本実施形態では、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}が、インダクタンス直流成分ｌ_xn，ｌ'_xnに比べて十分に小さいことを前提とする。すなわち、上記式（１１）などに含まれている（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）の２次以上の項であるＯ［（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）²］及びＯ［（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）²］を０とみなした場合における高調波電流制御部１１４における処理について説明する。 In this embodiment, it is assumed that the inductance harmonic summations l _{xn_ha} and l' _{xn_ha} are sufficiently smaller than the inductance DC components l _xn and l' _xn . That is, O[(l _{xn_ha} /l _xn ) ² ] _and O[(l _{' xn_ha} /l ' _xn ) ² ] is assumed to be 0, the processing in the harmonic current control unit 114 will be described.

図３は、第２実施形態の高調波電流制御部１１４の構成を説明するブロック図である。 FIG. 3 is a block diagram illustrating the configuration of the harmonic current controller 114 of the second embodiment.

図示のように、本実施形態の高調波電流制御部１１４のインダクタンス推定部２０１は、各周波数ｍのインダクタンス高調波成分Ａ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）_,Ａ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）を演算する第ｍ次インダクタンス推定部２０１_mにより構成されている。なお、以下では、周波数ｍのインダクタンス高調波成分Ａ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）_,Ａ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）を「第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}」とも称する。 As shown in the figure, the inductance estimator 201 of the harmonic current controller 114 of this embodiment calculates inductance harmonic components A _xnm sin(mθ _n +C _xnm ) _and A' _xnm sin(mθ _n +C' _xnm ) is composed of an m-th order inductance estimator _201m . In the following description, the inductance harmonic component A _xnm sin(mθ _n +C _xnm ) _and A′ _xnm sin(mθ _n +C′ _xnm ) of frequency m are also referred to as “m-order inductance harmonic component l _{xnm_ha} ”.

第ｍ次インダクタンス推定部２０１_mは、第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}、及びインダクタンス直流成分ｌ_xn,ｌ’_xn，ｍ_x，ｍ'_xを電圧補正値演算部２０２に出力する。 The m-th order inductance estimation unit 201 _m outputs the m-th order inductance harmonic component l _{xnm_ha} and inductance DC components l _xn, l' _xn , m _x , m' _x to the voltage correction value calculation unit 202 .

さらに、本実施形態の電圧補正値演算部２０２は、第ｍ次電圧補正値演算部２０２_mと、加算部２０３と、を有している。 Furthermore, the voltage correction value calculation unit 202 of this embodiment has an m-th order voltage correction value calculation unit 202 _m and an addition unit 203 .

第ｍ次電圧補正値演算部２０２_mは、第ｍ次インダクタンス推定部２０１_mからのインダクタンス直流成分ｌ_xn,ｌ’_xn，ｍ_x，ｍ'_x及び第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}に基づいて、当該第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}を打ち消すための第ｍ次ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xnm_hc}）を演算する。 Based on the inductance DC components lxn _, l' _xn , _mx , _m'x and the mth order inductance harmonic component _{lxnm_ha} from the mth order inductance estimation unit _201m , the mth order voltage correction value calculation unit _202m Then, the m-th order dq-axis correction voltage (v _{xnm_hc} ) for canceling the m-th order inductance harmonic component l _{xnm_ha} is calculated.

また、加算部２０３は、第ｍ次電圧補正値演算部２０２_mで演算される第ｍ次ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xnm_hc}）のｍに関する総和をとってｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を算出する。 Further, the addition unit 203 calculates the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) by summing the m-th order dq-axis correction voltage (v _{xnm_hc} ) calculated by the m-th order voltage correction value calculation unit 202 _m with respect to m. .

以下では、図３に示す機能ブロックによりｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を好適に算出できる理由について説明する。 Below, the reason why the dq-axis correction voltage (v _{xn — hc} ) can be preferably calculated by the functional block shown in FIG. 3 will be described.

先ず、上述のように、Ｏ［（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）²］及びＯ［（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）²］を０とみなした場合、式（１２）及び式（１３）にしたがい、ｘ軸静的相互インダクタンスの高調波成分総和ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}は、以下の式（１８）及び式（１９）のように近似することができる。 First, as described above, when O[(l _{xn_ha} /l _xn ) ² ] and O[(l' _{xn_ha} /l' _xn ) ² ] are regarded as 0, according to equations (12) and (13) , x-axis static mutual inductance harmonic component sums m _{x_ha} and m' _{x_ha} can be approximated by the following equations (18) and (19).

また、ｘ軸動的相互インダクタンスの高調波成分総和ｍ'_{x_ha}の時間微分ｓｍ'_{x_ha}は、上記式（１９）を参照すると、以下の式（２０）で表される。 Further, the time derivative _{sm'x_ha} of the summation of harmonic components _{m'x_ha} of the x-axis dynamic mutual inductance is represented by the following formula (20) with reference to the above formula (19).

したがって、Ｏ［（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）²］及びＯ［（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）²］を０とみなすと、ｘ軸相互インダクタンスの高調波成分総和ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}、及びその時間微分ｓｍ'_{x_ha}は、いずれも（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）又は（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）の一次の項のみで表すことができる。 Therefore, if O[(l _{xn_ha} /l _xn ) ² ] and O[(l' _{xn_ha} /l' _xn ) ² ] are regarded as 0, then the summation of harmonic components of x-axis mutual inductance m _{x_ha} , m' _{x_ha} , and Any of the time derivatives sm' _{x_ha} can be represented by only the first-order terms of (l _{xn_ha} /l _xn ) or (l' _{xn_ha} /l' _xn ).

ここで、直流成分ｌ_xn,ｌ’_xn，ｍ_x，ｍ'_xは実質的に時間に依存しない定数とみなすことができる。また、既に説明したように、式（７）を参照するとわかるように、（ｌ_{xn_ha}／ｌ_xn）及び（ｌ'_{xn_ha}／ｌ'_xn）は、それぞれ、Ａ_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ_xnm）及びＡ'_xnmｓｉｎ（ｍθ_n＋Ｃ'_xnm）の線形和（Σ）の形で表される。 Here, the DC components lxn _, l' _xn , _mx , and _m'x can be regarded as constants that do not substantially depend on time. Also, as already explained, referring to equation (7), (l _{xn_ha} /l _xn ) and (l′ _{xn_ha} /l′ _xn ) are A _xnm sin(mθ _n +C _xnm ) and It is expressed in the form of a linear sum (Σ) of A' _xnm sin (mθ _n +C' _xnm ).

したがって、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}は、周波数ｍの三角関数（すなわち、上述の第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}）の線形和で表すことができる。 Therefore, the summation of inductance harmonics _{lxn_ha} , l' _{xn_ha} , _{mx_ha} , _{m'x_ha} can be represented by a linear sum of trigonometric functions of frequency m (that is, the m-th order inductance harmonic component _{lxnm_ha} described above).

したがって、上記式（１５）を用いると、本実施形態のｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）は以下の式（２１）のように表すことができる。 Therefore, using the above equation (15), the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) of this embodiment can be expressed as in the following equation (21).

ただし、式（２１）の右辺のＦ［ｍθ₁，ｍθ₂］及びＧ［ｍθ₁，ｍθ₂］は、ｍθ₁及びｍθ₂の関数を成分とする４×４行列である。より詳細には、Ｆ［ｍθ₁，ｍθ₂］及びＧ［ｍθ₁，ｍθ₂］のそれぞれの第ｉ行第ｊ列成分（ｉ，ｊ＝１～４）であるＦ_ij及びＧ_ijは、位相ｍθ₁若しくはｍθ₂の三角関数、又はその三角関数の和により定まる。また、式（２１）の右辺のΣ内が上述の第ｍ次ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xnm_hc}）に相当する。 However, F[mθ ₁ , mθ ₂ ] and G[mθ ₁ , mθ ₂ ] on the right side of Equation (21) are 4×4 matrices whose components are functions of mθ ₁ and mθ ₂ . More specifically, F ij and G _ij that are i-th row and j-th column components (i, j=1 to 4) of F[mθ ₁ , mθ ₂ ] and G[mθ ₁ , mθ _{2 ]} are: It is determined by a trigonometric function of the phase mθ ₁ or mθ ₂ or the sum of the trigonometric functions. Also, the inside of Σ on the right side of the equation (21) corresponds to the m-th order dq-axis correction voltage (v _{xnm_hc} ) described above.

行列Ｆ［ｍθ₁，ｍθ₂］は、具体的に以下の式（２２）のように表される。 Matrix F[mθ ₁ , mθ ₂ ] is specifically represented by the following equation (22).

より詳細に、各成分Ｆ_ijは以下の式（２３）のように定まる。 More specifically, each component F _ij is determined by the following equation (23).

さらに、行列Ｇ［ｍθ₁，ｍθ₂］は、具体的に以下の式（２４）のように表示される。 Furthermore, the matrix G[mθ ₁ , mθ ₂ ] is specifically displayed as in the following equation (24).

より詳細には、各成分Ｇ_ijは以下の式（２５）のように定まる。 More specifically, each component G _ij is determined by the following equation (25).

上記式（２１）～式（２５）を参照すると理解されるように、本実施形態のｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）は、各周波数ｍの第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}を打ち消す観点から定まる第ｍ次ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xnm_hc}）を求め、ｍに関する線形和を演算することで求めることができる。 As can be understood by referring to the above equations (21) to (25), the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) of this embodiment is calculated from the viewpoint of canceling out the m-th order inductance harmonic component l _{xnm_ha} of each frequency m. It can be obtained by obtaining the determined m-th order dq-axis correction voltage (v _{xnm_hc} ) and calculating the linear sum with respect to m.

次に、本実施形態の回転電機制御方法を実行した場合（実施例）の作用効果について比較例と対比しつつ、説明する。 Next, a description will be given of the effects of executing the rotary electric machine control method of the present embodiment (example) while comparing it with a comparative example.

（比較例）
高調波電流制御部１１４を備えていない以外は、第２実施形態で説明したモータ制御システム１００と同じ構成を有するシステムの動作をシミュレーションして、各系統のインダクタンス波形及び電流の変化を計測した。 (Comparative example)
The operation of a system having the same configuration as the motor control system 100 described in the second embodiment, except that the harmonic current control unit 114 is not provided, was simulated to measure changes in the inductance waveform and current of each system.

（実施例）
第２実施形態で説明したモータ制御システム１００の動作をシミュレーションして、各系統の電流の変化を計測した。 (Example)
By simulating the operation of the motor control system 100 described in the second embodiment, changes in current in each system were measured.

（結果）
図４Ａは、比較例におけるインダクタンスの波形を示している。特に、図４Ａ（ａ）は、電気角度θ_reの変化に応じた各系統におけるｄ軸インダクタンスＬ_dnとｄ軸相互インダクタンスＭ_dの変化を示している。また、図４Ａ（ｂ）は、電気角度θ_reの変化に応じた各系統におけるｑ軸インダクタンスＬ_qnの変化とｑ軸相互インダクタンスＭ_qの変化を示している。 (result)
FIG. 4A shows the waveform of the inductance in the comparative example. In particular, FIG. 4A(a) shows changes in the d-axis inductance _Ldn and the d-axis mutual inductance _Md in each system according to changes in the electrical angle _θre . FIG. 4A(b) shows changes in the q-axis inductance L _qn and changes in the q-axis mutual inductance M _q in each system according to changes in the electrical angle θ _re .

さらに、図４Ａでは、系統１のｄ軸インダクタンスＬ_d1を実線で示し、系統２のｄ軸インダクタンスＬ_d2を一点鎖線グラフで示す。また、ｄ軸相互インダクタンスＭ_d及びｑ軸相互インダクタンスＭ_qは何れも、破線グラフで示している。 Furthermore, in FIG. 4A, the d-axis inductance _Ld1 of system 1 is indicated by a solid line, and the d-axis inductance _Ld2 of system 2 is indicated by a dashed line graph. Also, the d-axis mutual inductance _Md and the q-axis mutual inductance _Mq are both indicated by broken line graphs.

また、図４Ａに示すインダクタンス波形は、インダクタンス直流成分で正規化している。 Also, the inductance waveform shown in FIG. 4A is normalized by the inductance DC component.

ここで、一般的に、インダクタンスの空間高調波はｄｑ軸座標系において電気角度θ_reの６ｍ次の周波数成分が特に問題となる。すなわち、電気角度θ_reを時間微分して得られる電気角速度ω_reの６ｍ倍相当の周波数の空間高調波が特に問題となる。図４Ａに示す比較例のシステムでは、特に、６次、１２次、及び１８次の周波数成分の空間高調波の影響が強く現れている。 Here, in general, regarding the spatial harmonics of the inductance, the 6m-order frequency component of the electrical angle θ _re in the dq-axis coordinate system is particularly problematic. That is, the spatial harmonic of the frequency corresponding to 6 m times the electrical angular velocity ω _re obtained by differentiating the electrical angle θ _re with time is particularly problematic. In the system of the comparative example shown in FIG. 4A, the effect of spatial harmonics of the 6th, 12th, and 18th frequency components appears particularly strong.

例えば、図４Ａ（ａ）に示す系統１のｄ軸インダクタンスＬ_d1では、６次、１２次、及び１８次の周波数成分の空間高調波が合成された結果のピーク（極大値）が、電気角度θ_reの一周期（３６０°）の内に６つ現れている。 For example, in the d-axis inductance L _d1 of system 1 shown in FIG. Six appear within one cycle (360°) of θ _re .

このような６ｍ次の周波数成分の空間高調波による影響によってモータ１０１に供給される電流が変動することで、エネルギー損失及び振動騒音がもたらされることが想定される。 It is assumed that the current supplied to the motor 101 fluctuates due to the influence of the spatial harmonics of the 6m-order frequency component, resulting in energy loss and vibration noise.

一方、図４Ｂ及び図４Ｃには、比較例と実施例のそれぞれにおける各系統の電気角度θ_reに応じた電流波形を示す。 On the other hand, FIGS. 4B and 4C show current waveforms according to the electrical angle θ _re of each system in the comparative example and the example, respectively.

特に、図４Ｂ（ａ）及び図４Ｂ（ｂ）には、それぞれ、系統１及び系統２のｄ軸電流ｉ_d1，ｉ_d2の変化を示す。また、実施例におけるｄ軸電流ｉ_dnの変化を実線で表し、比較例におけるｄ軸電流ｉ_dnの変化を点線で表す。 In particular, FIGS. 4B(a) and 4B(b) show changes in the d-axis currents _id1 and _id2 of the systems 1 and 2, respectively. Also, the change in the d-axis current _idn in the example is represented by a solid line, and the change in the d-axis current _idn in the comparative example is represented by a dotted line.

また、図４Ｃ（ａ）及び図４Ｃ（ｂ）には、それぞれ、系統１及び系統２のｑ軸電流ｉ_q1，ｉ_q2の変化を示す。また、実施例におけるｑ軸電流ｉ_qnを実線で表し、比較例におけるｑ軸電流ｉ_qnを点線で表す。 4C(a) and 4C(b) show changes in the q-axis currents i _q1 and i _q2 of the systems 1 and 2, respectively. A solid line represents the q-axis current i _qn in the example, and a dotted line represents the q-axis current i _qn in the comparative example.

さらに、図４Ｂ及び図４Ｃに示す電流波形は、電流目標値（≒ｄｑ軸電流指令値（i^* _dn，i^* _qn））で正規化している。 Furthermore, the current waveforms shown in FIGS. 4B and 4C are normalized by current target values (≈dq-axis current command values (i ^* _dn , i ^* _qn )).

図４Ｂ及び図４Ｃから理解されるように、点線で示す比較例における各系統のｄｑ軸電流（ｉ_xn）には、６次、１２次、及び１８次の周波数成分の電流高調波が生じている。これに対して、実線で示す実施例における各系統のｄｑ軸電流（ｉ_xn）では、６次、１２次、及び１８次の周波数成分の電流高調波が相殺されている。このため、ｄｑ軸電流（ｉ_xn）は、電気角度θ_reの変化に対して略一定値をとっている。したがって、インダクタンスの高調波成分総和に起因するエネルギー損失及び振動騒音の発生を抑制することができる。 As understood from FIGS. 4B and 4C, current harmonics of 6th, 12th, and 18th frequency components are generated in the dq-axis current (i _xn ) of each system in the comparative example indicated by the dotted line. there is On the other hand, in the dq-axis current (i _xn ) of each system in the embodiment indicated by the solid line, the current harmonics of the 6th, 12th, and 18th frequency components are cancelled. Therefore, the dq-axis current (i _xn ) takes a substantially constant value with respect to changes in the electrical angle θ _re . Therefore, it is possible to suppress energy loss and vibration noise caused by the sum of harmonic components of the inductance.

以上説明した本実施形態の回転電機制御方法の構成及びそれによる作用効果について説明する。 The configuration of the rotary electric machine control method of the present embodiment described above and the effects thereof will be described.

本実施形態の回転電機制御方法では、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}が、インダクタンス直流成分ｌ_xn，ｌ'_xnよりも所定値以上小さい場合に、インダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を周波数成分としての第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}ごとに演算する。そして、ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}に基づく電圧補正値成分としての第ｍ次ｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xnm_hc}）の線形和として演算する（図３参照）。 In the rotary electric machine control method of the present embodiment, when the sum of inductance harmonics l _{xn_ha} , l′ _{xn_ha} is smaller than the inductance DC components l _xn , l′ _xn by a predetermined value or more, the sum of inductance harmonics l _{xn_ha} , l′ _{xn_ha} , m _{x_ha} , and m' _{x_ha} are calculated for each mth-order inductance harmonic component l _{xnm_ha} as a frequency component. Then, the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) is calculated as a linear sum of the m-th order dq-axis correction voltage (v _{xnm_hc} ) as the voltage correction value component based on the m-th order inductance harmonic component l _{xnm_ha} (see FIG. 3). .

これにより、各周波数ｍに対応する第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}を個別に求め、これらの和をとるという簡素な演算によってインダクタンス高調波総和ｌ_{xn_ha}，ｌ'_{xn_ha}，ｍ_{x_ha}，ｍ'_{x_ha}を推定し、これに基づいてｄｑ軸補正電圧（ｖ_{xn_hc}）を定めることができる。 As a result, the m-th order inductance harmonic component l _{xnm_ha} corresponding to each frequency m is obtained individually, and the inductance harmonic summation l _{xn_ha} , l' _{xn_ha} , m _{x_ha} , m' _{x_ha} can be estimated and based on this the dq-axis correction voltage (v _{xn_hc} ) can be determined.

特に、周波数ｍごとに第ｍ次インダクタンス高調波成分ｌ_{xnm_ha}を求めるので、モータ１０１の動作に比較的大きい影響を与え得るインダクタンス周波数成分（例えば６ｍ次の周波数成分）を他の影響が小さい周波数成分から分離して把握することができる。 In particular, since the m-th order inductance harmonic component _{lxnm_ha} is obtained for each frequency m, the inductance frequency component (for example, the 6m-order frequency component) that can have a relatively large effect on the operation of the motor 101 is replaced with other frequency components that have a small effect. can be grasped separately from

以上、本発明の実施形態について説明したが、上記実施形態で説明した構成は本発明の適用例の一部を示したに過ぎず、本発明の技術的範囲を限定する趣旨ではない。 Although the embodiments of the present invention have been described above, the configurations described in the above embodiments merely show a part of application examples of the present invention, and are not intended to limit the technical scope of the present invention.

例えば、上記実施形態では、モータ１０１の回転子の種類が永久磁石型回転子である場合を前提としている。しかしながら、これに限られず、モータ１０１の回転子として、巻線型回転子、又は籠型回転子などの他の種類の回転子を採用しても良い。 For example, in the above embodiment, it is assumed that the rotor of the motor 101 is a permanent magnet rotor. However, the rotor of the motor 101 is not limited to this, and other types of rotor such as a wound rotor or a cage rotor may be employed.

また、上記各実施形態では、系統数が２つである場合について説明したが、適宜、系統数が３以上のシステムにおいて本発明の構成を適用しても良い。 Further, in each of the above-described embodiments, the case where the number of systems is two has been described, but the configuration of the present invention may be appropriately applied to a system with three or more systems.

さらに、上記実施形態では、図２及び図３に示すように、インダクタンス推定部２０１がｄｑ軸電流（ｉ_xn）を入力情報として取得している例を説明した。しかしながら、電流変化に応じてインダクタンスの変化が実質的に無視できる場合には、インダクタンス推定部２０１にｄｑ軸電流（ｉ_xn）を入力させない構成を採用しても良い。 Furthermore, in the above embodiment, as shown in FIGS. 2 and 3, the example in which the inductance estimator 201 acquires the dq-axis current (i _xn ) as input information has been described. However, if the change in inductance due to the change in current can be substantially ignored, a configuration may be adopted in which the dq-axis current (i _xn ) is not input to the inductance estimator 201 .

１００ モータ制御システム
１０１ モータ
１０２ ＰＷＭ変換器
１０３ インバータ
１０４ 直流電源
１０５ 電流センサ
１０６ Ａ/Ｄ変換器
１０７ 磁極位置検出器
１０８ パルスカウンタ
１０９ ３相/ｄｑ交流座標変換部
１１０ 角速度演算部
１１１ 電流指令値演算部
１１２ 電流制御部
１１３ 非干渉制御部
１１４ 高調波電流制御部
１１５ 電圧指令値演算部
１１６ ｄｑ/３相交流座標変換器
２０１ インダクタンス推定部
２０１ｍ ｍ次インダクタンス推定部
２０２ 電圧補正値演算部
２０２ｍ ｍ次電圧補正値演算部
２０３ 加算部 100 Motor Control System 101 Motor 102 PWM Converter 103 Inverter 104 DC Power Supply 105 Current Sensor 106 A/D Converter 107 Magnetic Pole Position Detector 108 Pulse Counter 109 3 Phase/dq AC Coordinate Conversion Part 110 Angular Velocity Operation Part 111 Current Command Value Operation Unit 112 Current control unit 113 Non-interference control unit 114 Harmonic current control unit 115 Voltage command value calculation unit 116 dq/3-phase AC coordinate converter 201 Inductance estimation unit 201m m order inductance estimation unit 202 Voltage correction value calculation unit 202m m order Voltage correction value calculator 203 Adder

Claims (5)

固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機において、各多相巻線に電圧指令値に基づく電圧を供給することで前記多重多相回転電機の作動を制御する回転電機制御方法であって、
前記多重多相回転電機の回転子の回転状態を表す回転状態パラメータ及び前記各多相巻線に供給される電流の検出値である電流検出値を取得する入力工程と、
前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて前記多重多相回転電機のインダクタンスを推定する推定工程と、
前記回転状態パラメータ、前記電流検出値、及び推定した前記インダクタンスに基づいて前記電圧指令値を算出する電圧指令値算出工程と、を有し、
前記推定工程では、
前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて、前記多重多相回転電機の各系統におけるそれぞれの自己インダクタンス高調波を算出し、
演算した前記自己インダクタンス高調波に基づき、自己インダクタンスと相互インダクタンスの間に成り立つ関係から、前記各系統の間の相互インダクタンス高調波を算出し、
前記電圧指令値算出工程では、
前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて前記電圧指令値の基本値である基本電圧指令値を算出し、
演算した前記自己インダクタンス高調波及び前記相互インダクタンス高調波を打ち消すように前記基本電圧指令値を補正するための電圧補正値を算出し、
前記基本電圧指令値及び前記電圧補正値に基づいて前記電圧指令値を算出する、
回転電機制御方法。 In a multiplex multiphase rotating electrical machine having a stator provided with a plurality of polyphase windings, a rotating electrical machine that controls the operation of the multiplexed multiphase rotating electrical machine by supplying a voltage based on a voltage command value to each polyphase winding. A control method comprising:
an input step of obtaining a rotation state parameter representing the rotation state of the rotor of the multiplex polyphase rotating electric machine and a current detection value that is a detection value of the current supplied to each of the polyphase windings;
an estimating step of estimating an inductance of the multi-multiphase rotating electric machine based on the rotational state parameter and the current detection value;
a voltage command value calculating step of calculating the voltage command value based on the rotation state parameter, the current detection value, and the estimated inductance ;
In the estimation step,
calculating each self-inductance harmonic in each system of the multiplex polyphase rotating electric machine based on the rotation state parameter and the current detection value;
Based on the calculated self-inductance harmonics, calculating the mutual inductance harmonics between the systems from the relationship established between the self-inductance and the mutual inductance,
In the voltage command value calculation step,
calculating a basic voltage command value, which is a basic value of the voltage command value, based on the rotation state parameter and the current detection value;
calculating a voltage correction value for correcting the basic voltage command value so as to cancel out the calculated self-inductance harmonic and the mutual inductance harmonic;
calculating the voltage command value based on the basic voltage command value and the voltage correction value;
Rotating electric machine control method. 請求項１に記載の回転電機制御方法であって、
前記電圧指令値算出工程では、
前記多重多相回転電機の電圧方程式を参照して、前記自己インダクタンス高調波、前記相互インダクタンス高調波、及び前記電流検出値の時間微分値から前記電圧補正値を算出する、
回転電機制御方法。 The rotary electric machine control method according to claim 1,
In the voltage command value calculation step,
calculating the voltage correction value from the time differential value of the self-inductance harmonic, the mutual inductance harmonic, and the current detection value with reference to the voltage equation of the multiplex polyphase rotating electric machine;
Rotating electric machine control method. 請求項２に記載の回転電機制御方法であって、
前記推定工程において、
前記自己インダクタンス高調波を、前記各系統における各電気角の次数に応じた周波数成分の総和として演算し、
各周波数成分の振幅及び位相は、前記電流検出値及び前記回転状態パラメータに基づいて推定され、
前記相互インダクタンス高調波を、自己インダクタンス直流成分に対する前記自己インダクタンス高調波の比の塁乗和から定める、
回転電機制御方法。 The rotary electric machine control method according to claim 2,
In the estimation step,
calculating the self-inductance harmonic as a sum of frequency components according to the order of each electrical angle in each system;
The amplitude and phase of each frequency component are estimated based on the current detection value and the rotation state parameter;
Determining the mutual inductance harmonic from the squared sum of the ratio of the self-inductance harmonic to the self-inductance DC component;
Rotating electric machine control method. 請求項３に記載の回転電機制御方法であって、
前記推定工程では、
前記自己インダクタンス高調波が前記自己インダクタンス直流成分よりも所定値以上小さい場合に、前記塁乗和における２次以上の項を０として、前記相互インダクタンス高調波を前記各系統ごとに定まる前記比の１乗和から定め、
前記電圧指令値算出工程では、
前記電圧方程式に、前記自己インダクタンス高調波及び前記相互インダクタンス高調波を適用することで、前記電圧補正値を前記周波数成分ごとの電圧補正値成分の線形和として演算する、
回転電機制御方法。 The rotary electric machine control method according to claim 3 ,
In the estimation step,
When the self-inductance harmonic is smaller than the self-inductance DC component by a predetermined value or more, the second or higher term in the squared sum is set to 0, and the mutual inductance harmonic is 1 of the ratio determined for each system. Determined from the sum of multiplications,
In the voltage command value calculation step,
By applying the self-inductance harmonic and the mutual inductance harmonic to the voltage equation, the voltage correction value is calculated as a linear sum of voltage correction value components for each frequency component.
Rotating electric machine control method. 固定子に複数の多相巻線が設けられた多重多相回転電機において、各多相巻線に電圧指令値に基づく電圧を供給することで前記多重多相回転電機の作動を制御する回転電機制御システムであって、
前記多重多相回転電機の回転状態を表す回転状態パラメータ及び前記各多相巻線に供給される電流である電流検出値を取得する入力情報取得部と、
取得した前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて前記多重多相回転電機のインダクタンスを推定する推定部と、
前記回転状態パラメータ、前記電流検出値、及び推定した前記インダクタンスに基づいて前記電圧指令値を算出する電圧指令値算出部と、を有し、
前記推定部は、
前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて、前記多重多相回転電機の各系統におけるそれぞれの自己インダクタンス高調波を算出し、
演算した前記自己インダクタンス高調波に基づき、自己インダクタンスと相互インダクタンスの間に成り立つ関係から、前記各系統の間の相互インダクタンス高調波を算出し、
前記電圧指令値算出部は、
前記回転状態パラメータ及び前記電流検出値に基づいて前記電圧指令値の基本値である基本電圧指令値を算出し、
演算した前記自己インダクタンス高調波及び前記相互インダクタンス高調波を打ち消すように前記基本電圧指令値を補正するための電圧補正値を算出し、
前記基本電圧指令値及び前記電圧補正値に基づいて前記電圧指令値を算出する、
回転電機制御システム。 In a multiplex multiphase rotating electrical machine having a stator provided with a plurality of polyphase windings, a rotating electrical machine that controls the operation of the multiplexed multiphase rotating electrical machine by supplying a voltage based on a voltage command value to each polyphase winding. A control system,
an input information acquisition unit that acquires a rotation state parameter representing the rotation state of the multiplex polyphase rotating electric machine and a current detection value that is the current supplied to each of the polyphase windings;
an estimating unit that estimates an inductance of the multiplex polyphase rotating electric machine based on the acquired rotational state parameter and the current detection value;
a voltage command value calculation unit that calculates the voltage command value based on the rotation state parameter, the current detection value, and the estimated inductance ,
The estimation unit
calculating each self-inductance harmonic in each system of the multiplex polyphase rotating electric machine based on the rotation state parameter and the current detection value;
Based on the calculated self-inductance harmonics, calculating the mutual inductance harmonics between the systems from the relationship established between the self-inductance and the mutual inductance,
The voltage command value calculator,
calculating a basic voltage command value, which is a basic value of the voltage command value, based on the rotation state parameter and the current detection value;
calculating a voltage correction value for correcting the basic voltage command value so as to cancel out the calculated self-inductance harmonic and the mutual inductance harmonic;
calculating the voltage command value based on the basic voltage command value and the voltage correction value;
Rotating electric machine control system.

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