JP7258113B1 - 電力変換装置 - Google Patents
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Abstract
【課題】 パワーモジュールの共振による誤オンを抑制することができる電力変換装置を提供する。
【解決手段】 パワーモジュール(12aおよび12b)のドレイン端子およびソース端子間を導通させるオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える制御部(10)と、制御部(10)とパワーモジュール(12aおよび12b)のゲート端子との間に接続された抵抗素子(Raa,Rba)と、パワーモジュールごとに設けられた半導体スイッチング素子が有するドレイン端子が、パワーモジュール(12aおよび12b)が有するゲート端子に接続され、半導体スイッチング素子が有するソース端子が、パワーモジュール(12aおよび12b)が有するソース端子に接続されたバイパス回路(41)と、を備え、制御部(10)は、パワーモジュール(12aおよび12b)をオフ状態に切り替えたときにバイパス回路(41)の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える。
【選択図】 図11
【解決手段】 パワーモジュール(12aおよび12b)のドレイン端子およびソース端子間を導通させるオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える制御部(10)と、制御部(10)とパワーモジュール(12aおよび12b)のゲート端子との間に接続された抵抗素子(Raa,Rba)と、パワーモジュールごとに設けられた半導体スイッチング素子が有するドレイン端子が、パワーモジュール(12aおよび12b)が有するゲート端子に接続され、半導体スイッチング素子が有するソース端子が、パワーモジュール(12aおよび12b)が有するソース端子に接続されたバイパス回路(41)と、を備え、制御部(10)は、パワーモジュール(12aおよび12b)をオフ状態に切り替えたときにバイパス回路(41)の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える。
【選択図】 図11
Description
本開示は、電力変換装置に関する。
電動パワートレインに用いられる電力変換装置は、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、または、MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)といったパワーモジュールを複数個並列に接続して構成される。これらのパワーモジュールを同時にスイッチングすることで、電力変換装置の電力容量が増大される。
ただし、パワーモジュール間の特性差、または電力変換装置の主回路または制御回路のインダクタンスのばらつきに起因して、パワーモジュール間でスイッチングのタイミングにずれが生じる場合がある。パワーモジュール間のスイッチングのタイミングにずれがあると、これに起因した電流のアンバランスが発生する。例えば、最も早くスイッチングしたパワーモジュールに電流が集中することで、損失が増大してパワーモジュールが破壊される虞がある。
また、電力変換装置において、パワーモジュール間でスイッチングのタイミングにずれが生じると、このずれに起因した電位差が生じる。パワーモジュール間の電位差は、パワーモジュールとその寄生容量との間のインダクタンス、制御ライン(例えば、パワーモジュールであるトランジスタのゲートラインまたはソースライン)のインダクタンス成分に起因した共振現象が生じる。共振現象による電圧上昇がゲート電圧に重畳されることで、トランジスタの誤点弧(以下誤オンと記載する。)が誘発され、パワーモジュールが破壊される可能性がある。特に、この不具合は、トランジスタを高速にスイッチングした場合に顕著に表れる。
上述した不具合を解消するため、パワーモジュール間の共振現象の発端となるパワーモジュール間のスイッチングタイミングのずれを抑制する電力変換装置が提案されている。例えば、特許文献1に記載される電力変換装置は、並列接続された半導体モジュールと、半導体モジュールを駆動させるゲート駆動回路と、各半導体モジュールに設けられ、半導体モジュールとゲート駆動回路または他の半導体モジュールとの間を接続するゲート配線とを備える。当該電力変換装置において、ゲート閾値電圧が低い半導体モジュールであるほど、インピーダンスがより低いゲート配線でゲート駆動回路または他の半導体モジュールと接続することで、オフ動作において、各半導体モジュールに供給されるゲート電流値が同じ値となるように制御される。
特許文献1に記載の電力変換装置は、パワーモジュール間のスイッチングタイミングのずれを低減することができる。しかしながら、電力変換装置において、パワーモジュール間でスイッチングタイミングが揃っていても、各パワーモジュールの主回路のインピーダンスにばらつきがあると、各相でリカバリ電流が発生するタイミングが異なってしまう。このため、例えば、半導体スイッチング素子であるトランジスタのドレイン-ソース間電圧Vdsに電圧差が生じる。このドレイン-ソース間電圧Vdsの電圧差に起因してパワーモジュール間に生じた共振電流の一部がゲートラインに回り込むと、ゲート電圧が上昇して誤オンが引き起こされ、パワーモジュールが故障するという課題があった。
本開示は上記課題を解決するものであり、パワーモジュールの共振による誤オンを抑制することができる電力変換装置を得ることを目的とする。
本開示に係る電力変換装置は、並列に接続された複数のパワーモジュールを備えた電力変換装置であって、パワーモジュールが有する制御端子と端子対のうち、制御端子に対して制御信号を供給することにより、パワーモジュールの端子対間を導通させるオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える制御部と、制御部とパワーモジュールの制御端子との間に接続された抵抗素子と、パワーモジュールごとに半導体スイッチング素子を有しており、半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子が、パワーモジュールが有する制御端子に接続され、半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子が、パワーモジュールが有する端子対のうち一方の端子に接続されたバイパス回路と、を備え、制御部は、パワーモジュールをオフ状態に切り替えたときにバイパス回路の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える。
本開示によれば、パワーモジュールをオフ状態に切り替えたときにバイパス回路の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替えることで、バイパス回路が、パワーモジュールの制御端子に流れる共振電流を低減させる。これにより、本開示に係る電力変換装置は、パワーモジュールの共振による誤オンを抑制することができる。
実施の形態1.
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置1を示す概略構成図である。図1において、電力変換装置1はインバータ回路である。電力変換装置1の入力段には、直流入力電源2が接続されており、出力段には、負荷であるモータ3が接続されている。直流入力電源2は、バッテリである直流蓄電池であり、直流電圧を出力する。電力変換装置1が電気自動車またはハイブリッド自動車に適用されるインバータ回路である場合は、直流入力電源2としてニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池が用いられ、例えば100V以上の電圧を出力する。
図1は、実施の形態1に係る電力変換装置1を示す概略構成図である。図1において、電力変換装置1はインバータ回路である。電力変換装置1の入力段には、直流入力電源2が接続されており、出力段には、負荷であるモータ3が接続されている。直流入力電源2は、バッテリである直流蓄電池であり、直流電圧を出力する。電力変換装置1が電気自動車またはハイブリッド自動車に適用されるインバータ回路である場合は、直流入力電源2としてニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池が用いられ、例えば100V以上の電圧を出力する。
電力変換装置1は、図1に示すように、入力段に平滑コンデンサ11を備え、6つのパワーモジュール群12~17(図1中のPM12~17)を備えた3相インバータ回路であり、平滑コンデンサ11が電圧リプルおよびノイズを除去した出力電圧を3相交流として、3相の出力端子Vu、VvおよびVwに出力する。3相交流は、出力端子Vu、VvおよびVwからモータ3に供給される。モータ3は、例えば、発電機あるいは電動機が備えるモータである。制御部10は、制御線32a~32fを通じてパワーモジュール群12~17に制御信号を出力して、所定のデッドタイムを挟んでオンオフ制御する。
例えば、パワーモジュール群12は、制御線32aを通じて制御部10からの制御信号が供給されて、スイッチング動作を行う。パワーモジュール群12のスイッチングとは、パワーモジュール群12におけるパワーモジュールである半導体スイッチング素子が備える制御端子(例えば、ゲート端子)に制御電圧を印加して、当該半導体スイッチング素子が備える端子対(例えば、ソース端子とドレイン端子の対)間を導通するオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える動作である。
パワーモジュール群13は、制御線32bを通じて制御部10からの制御信号が供給されてスイッチング動作を行う。パワーモジュール群14は、制御線32cを通じて制御部10からの制御信号が供給されてスイッチング動作を行う。パワーモジュール群15は、制御線32dを通じて制御部10からの制御信号が供給されてスイッチング動作を行う。パワーモジュール群16は、制御線32eを通じて制御部10からの制御信号が供給されてスイッチング動作を行う。パワーモジュール群17は、制御線32fを通じて制御部10からの制御信号が供給されてスイッチング動作を行う。
電圧センサ回路20(図1中のSV20)は、電力変換装置1の入力段において、平滑コンデンサ11と並列接続され、直流入力電源2からの直流電圧を検出する回路である。制御部10は、信号線31aを通じて電圧センサ回路20が検出した直流電圧情報を取得する。また、出力端子Vu、VvおよびVwからモータ3までの出力段には、各相に対応して電流センサ回路21a~21c(図1中のSC21a~21c)が設けられる。電流センサ回路21aは、3相交流のうち、出力端子Vuとモータ3との間の交流電流Iuを検出する。電流センサ回路21bは、出力端子Vvとモータ3との間の交流電流Ivを検出する。電流センサ回路21cは、出力端子Vwとモータ3との間の交流電流Iwを検出する。
制御部10は、信号線31bを通じて電流センサ回路21aが検出した交流電流情報を取得し、信号線31cを通じて電流センサ回路21bが検出した交流電流情報を取得し、信号線31dを通じて電流センサ回路21cが検出した交流電流情報を取得する。
なお、制御部10は、図1に図示されていない回転角センサおよびモータ制御装置と、信号線を介して接続されている。制御部10は、信号線を通じて回転角センサが検出したモータ3の回転角情報を取得し、信号線を通じてモータ制御装置からトルク指令値と直流電圧指令値とを取得する。制御部10は、取得した情報に基づいて、パワーモジュール群12~17のスイッチング動作を制御する。
なお、制御部10は、図1に図示されていない回転角センサおよびモータ制御装置と、信号線を介して接続されている。制御部10は、信号線を通じて回転角センサが検出したモータ3の回転角情報を取得し、信号線を通じてモータ制御装置からトルク指令値と直流電圧指令値とを取得する。制御部10は、取得した情報に基づいて、パワーモジュール群12~17のスイッチング動作を制御する。
パワーモジュール群12~17を構成する複数のパワーモジュールは、半導体スイッチング素子であり、例えば、MOSFETが用いられる。なお、パワーモジュールは、IGBTとダイオードDiで構成されたものを用いてもよい。以下の説明では、電力変換装置が備えるパワーモジュールがMOSFETであるものとする。
図2は、パワーモジュール群12の構成を示す部分回路図であり、従来の電力変換装置における一般的なパワーモジュール群の構成を示している。一般的なパワーモジュール群は、複数のパワーモジュールを備える。図2に示すパワーモジュール群12は、パワーモジュール12aおよび12bを並列に接続して構成されている。パワーモジュール12aおよび12bは、端子対であるドレイン端子とソース端子を有し、互いのドレイン端子間が接続され、互いのソース端子間が接続されている。
制御部10は、ゲートドライバ回路として機能する。制御部10は、抵抗素子であるゲート抵抗Raを介して、パワーモジュール12aが有する制御端子であるゲート端子に接続され、抵抗素子であるゲート抵抗Rbを介して、パワーモジュール12bのゲート端子に接続されている。図2において、左側のパワーモジュール12aをA相とし、右側のパワーモジュール12bをB相とする。
パワーモジュール群12において、パワーモジュール12aとパワーモジュール12bとのスイッチング動作のばらつきがあるか、インダクタンスのばらつきがあると、パワーモジュール12aとパワーモジュール12bとの間に電位差が生じる。この電位差によりパワーモジュール12aとパワーモジュール12bとの間に共振が発生し、共振によって生じた電圧がゲート端子に印加され、ゲート端子に印加された電圧が、閾値電圧Vthを上回ると、パワーモジュールが誤オンする。
次に、従来の電力変換装置における課題について詳細に説明する。
図3は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群の構成を示す部分回路図であり、図1において一点鎖線で囲った部分Aを示している。図3において、左側のパワーモジュール12aおよび13aをA相とし、右側のパワーモジュール12bおよび13bをB相とする。また、パワーモジュール12aおよび12bが上アーム側のパワーモジュールであり、パワーモジュール13aおよび13bが下アーム側のパワーモジュールである。
図3は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群の構成を示す部分回路図であり、図1において一点鎖線で囲った部分Aを示している。図3において、左側のパワーモジュール12aおよび13aをA相とし、右側のパワーモジュール12bおよび13bをB相とする。また、パワーモジュール12aおよび12bが上アーム側のパワーモジュールであり、パワーモジュール13aおよび13bが下アーム側のパワーモジュールである。
パワーモジュール12a,12b,13a,13bのドレイン-ソース間、ドレイン-ゲート間、およびゲート-ソース間には、図3に示すように、寄生容量が存在する。
パワーモジュール群12において、制御部10は、ゲート抵抗Raaを介して、パワーモジュール12aのゲート端子に接続され、ゲート抵抗Rbaを介して、パワーモジュール12bのゲート端子に接続される。パワーモジュール群13において、制御部10は、ゲート抵抗Rabを介して、パワーモジュール13aのゲート端子に接続され、ゲート抵抗Rbbを介して、パワーモジュール13bのゲート端子に接続されている。
パワーモジュール群12において、制御部10は、ゲート抵抗Raaを介して、パワーモジュール12aのゲート端子に接続され、ゲート抵抗Rbaを介して、パワーモジュール12bのゲート端子に接続される。パワーモジュール群13において、制御部10は、ゲート抵抗Rabを介して、パワーモジュール13aのゲート端子に接続され、ゲート抵抗Rbbを介して、パワーモジュール13bのゲート端子に接続されている。
上アーム側において、ゲート抵抗Raaからパワーモジュール12aのゲート端子までのゲートラインには、インダクタンス成分Lgaaが存在する。また、ゲート抵抗Rbaからパワーモジュール12bのゲート端子までのゲートラインには、インダクタンス成分Lgbaが存在する。制御部10からパワーモジュール12aのソース端子までの制御ソースラインには、インダクタンス成分Lsaaが存在し、制御部10からパワーモジュール12bのソース端子までの制御ソースラインには、インダクタンス成分Lsbaが存在する。
平滑コンデンサ11からパワーモジュール12aのドレイン端子までの配線には、インダクタンス成分Laaが存在する。平滑コンデンサ11からパワーモジュール12bのドレイン端子までの配線には、インダクタンス成分Lbaが存在する。また、パワーモジュール12aのソース端子に接続する配線には、インダクタンス成分Laa’が存在する。パワーモジュール12bのソース端子に接続する配線には、インダクタンス成分Lba’が存在する。
下アーム側において、ゲート抵抗Rabからパワーモジュール13aのゲート端子までのゲートラインには、インダクタンス成分Lgabが存在する。また、ゲート抵抗Rbbからパワーモジュール13bのゲート端子までのゲートラインには、インダクタンス成分Lgbbが存在する。制御部10からパワーモジュール13aのソース端子までの制御ソースラインには、インダクタンス成分Lsabが存在し、制御部10からパワーモジュール13bのソース端子までの制御ソースラインには、インダクタンス成分Lsbbが存在する。
平滑コンデンサ11からパワーモジュール13aのドレイン端子までの配線には、インダクタンス成分Labが存在する。平滑コンデンサ11からパワーモジュール13bのドレイン端子までの配線には、インダクタンス成分Lbbが存在する。また、パワーモジュール12aのソース端子に接続する配線には、インダクタンス成分Lab’が存在する。パワーモジュール12bのソース端子に接続する配線には、インダクタンス成分Lbb’が存在する。
上アーム側におけるパワーモジュール12aのソース端子とパワーモジュール12bのソース端子とを接続する配線における、下アーム側のパワーモジュール13aのドレイン端子との接続点から、モータ3につながる配線との接続点までの配線部分には、インダクタンス成分ACL_aが存在する。また、上アーム側におけるパワーモジュール12aのソース端子とパワーモジュール12bのソース端子とを接続する配線における、モータ3につながる配線との接続点から下アーム側のパワーモジュール13bのドレイン端子との接続点までの配線部分には、インダクタンス成分ACL_bが存在する。
なお、上述したインダクタンス成分は、配線に生じた寄生インダクタンス成分である。
なお、上述したインダクタンス成分は、配線に生じた寄生インダクタンス成分である。
続いて、下アーム側のパワーモジュール13aおよび13bをオン状態としたときに、上アーム側のパワーモジュール12aおよび12bにおいて共振が発生するメカニズムについて説明する。図4は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群12および13がともにオフであるときの状態を示す部分回路図であり、図3に示した回路を示している。図4において、パワーモジュール12aおよび12bと、パワーモジュール13aおよび13bとは、ともにオフ状態となっている。このとき、図4において矢印で示すように、モータ3側からの電流は、パワーモジュール12aのソース端子とパワーモジュール12bのソース端子とを接続する配線に流れ込む。当該電流は、図4に示すように、パワーモジュール12aおよび12bが備える内部ダイオードを介してソース端子側からドレイン端子側へ流れる。
図5は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群12および13のうち、一方がオンであるときの状態を示す部分回路図であり、図3に示した回路において、パワーモジュール群13がオンされた状態を示している。図5において、モータ3側から流入した電流は、オン状態であるパワーモジュール13aおよび13bの各ドレイン端子に流れ、オフ状態であるパワーモジュール12aおよび12bの内部ダイオードに流れる電流となる。
ここで、パワーモジュール群13をオンする際に、パワーモジュール13aをオンするタイミングが早く、パワーモジュール13bが遅れてオンされたものとする。この場合、パワーモジュール13aのドレイン端子に流入するドレイン電流は、図5において太線の矢印で示すように、パワーモジュール13bのドレイン端子に流入するドレイン電流(細線の矢印)よりも大きくなる。
一方、パワーモジュール13aとソース端子を介して接続されているパワーモジュール12aの内部ダイオードに流れる電流は、細い破線の矢印で示すように、パワーモジュール12bの内部ダイオードに流れる電流(破線の矢印)よりも小さくなる。このため、パワーモジュール12aの内部ダイオードに流れる電流が先に0となり、内部ダイオードに逆回復(リカバリ)が発生する。
図6は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群12および13のA相にリカバリ電流が流れる状態を示す部分回路図であり、図3に示した回路において、A相にリカバリ電流iRが流れた状態を示している。パワーモジュール12aの内部ダイオードにリカバリが発生すると、太い破線の矢印で示すように、リカバリ電流iRがA相側に流れる。このとき、B相側のパワーモジュール12bおよび13bの内部ダイオードには、リカバリが発生しておらず、パワーモジュール12bの内部ダイオードは導通状態である。
図7は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群12および13における、A相側のパワーモジュール12aおよび13aとB相側のパワーモジュール12bおよび13bとの間に電位差が発生した状態を示す部分回路図である。パワーモジュール12aの内部ダイオードのリカバリが発生した後、図7に示すように、パワーモジュール12aのドレイン-ソース間の寄生容量が充電されて、ドレイン-ソース間電圧Vdsが上昇する。
一方、パワーモジュール12bの内部ダイオードは、導通状態であるため、ドレイン-ソース間電圧Vdsは、ほぼ0Vである。このとき、A相のパワーモジュール12aとB相のパワーモジュール12bとの間に電位差が発生する。図7においては、パワーモジュール12aのドレイン-ソース間電圧Vdsが、パワーモジュール12bのドレイン-ソース間電圧Vdsよりも高くなっている。
図8は、従来の電力変換装置が備えるパワーモジュール群12における、A相側のパワーモジュール12aとB相側のパワーモジュール12bとの間に発生した電位差により、A相からB相に電流I1およびI2が流れる状態を示す部分回路図である。パワーモジュール群12において、パワーモジュール12aのドレイン-ソース間電圧Vdsが、パワーモジュール12bのドレイン-ソース間電圧Vdsよりも大きくなり電位差が発生すると、A相のパワーモジュール12aからB相のパワーモジュール12bに電流I1およびI2が流れる。
電流I1は、図8において矢印で示すように、パワーモジュール12aのドレイン端子から、導通状態であるパワーモジュール12bの内部ダイオードを通って、両方のゲートラインに流れる。電流I2は、図8において矢印で示すように、パワーモジュール12aのドレイン端子から、導通状態であるパワーモジュール12bの内部ダイオードを通り、ソース側のライン、すなわち、パワーモジュール12aのソース端子とパワーモジュール12bのソース端子とを接続する配線に流れる。なお、パワーモジュール群13に流れるターンオン電流の説明は省略する。
図9は、従来の電力変換装置が備える、パワーモジュール群12における各パワーモジュール12aおよび12bが寄生容量間で共振した状態を示す部分回路図である。パワーモジュール12bの内部ダイオードのリカバリが完了すると、パワーモジュール12bに寄生容量が形成され始め、内部ダイオードに直前まで流れていた電流が、図9に示すように当該寄生容量を充電する。この後、寄生容量間で充電と放電が交互に行われて、矢印で示すように共振電流が流れることで、パワーモジュール12aとパワーモジュール12bとが寄生容量間で共振する。このとき、平滑コンデンサ11も、パワーモジュールと共に共振する。なお、図8と同様に、パワーモジュール群13に流れるターンオン電流の説明は省略する。
このように、パワーモジュール群をスイッチングした際に、内部ダイオードのリカバリタイミングがばらつくことにより、非スイッチング側のパワーモジュール(図3におけるパワーモジュール群12)間に電位差が発生して共振電流が流れることにより、ゲート-ソース間電圧Vgsが浮いて誤オンしてしまうことである。
図10は、従来の電力変換装置が備える、2つのパワーモジュール群12および13における電圧の時間変化を示す電圧波形図である。図10において、波形図(a)は、図4から図9に示した各状態におけるパワーモジュール12aおよび12bのゲート-ソース間電圧Vgsの電圧波形を示している。波形図(b)は、図5から図9に示したオン状態とされたパワーモジュール13aおよび13bのゲート-ソース間電圧Vgsの電圧波形を示している。波形図(c)は、パワーモジュール12aおよび12bのドレイン-ソース間電圧Vdsの電圧波形を示している。波形図(d)は、パワーモジュール13aおよび13bのドレイン-ソース間電圧Vdsの電圧波形を示している。
パワーモジュール12aとパワーモジュール12bとの間で内部ダイオードのリカバリのタイミングがずれることによって、波形図(c)において矢印Cで示すタイミングで、パワーモジュール12aのドレイン-ソース間電圧Vdsが、パワーモジュール12bのドレイン-ソース間電圧Vdsよりも高くなる。ドレイン-ソース間電圧Vdsに電位差が発生すると、パワーモジュール12aとパワーモジュール12bが、寄生容量間で共振する。
パワーモジュール12aとパワーモジュール12bが共振し、パワーモジュール12aおよび12bに電流I1が流れる。この電流I1により、波形図(a)において符号Bで示すタイミングで、パワーモジュール12aおよび12bのゲート-ソース間電圧Vgsが浮いてしまう。ゲート-ソース間電圧Vgsが閾値電圧Vthを超えることにより、パワーモジュールの誤オンが発生する。
なお、これまで、パワーモジュールのスイッチングのタイミングのずれにより、パワーモジュール間で内部ダイオードのリカバリのタイミングがずれることを前提として、従来の電力変換装置の課題を説明した。ただし、これは一例であり、パワーモジュール間で、スイッチングのタイミングが揃っていても、図3等に示した主回路のインダクタンス成分Lab,Lab’,Lbb,Lbb’が揃っていなければ、オン状態のパワーモジュールに流れる電流が互いに異なってしまう。これにより、パワーモジュールにおけるリカバリのタイミングもずれてしまう。
次に、実施の形態1に係る電力変換装置1について説明する。
前述したパワーモジュールのゲート-ソース間電圧Vgsの上昇を抑制するためには、図8に示したパワーモジュールの共振による電流I1の発生を抑制する必要がある。
なお、図9に示したパワーモジュール間の電位差の発生後に惰性で生じる寄生容量間の共振は、主に電流I1に起因して発生するものである。
これに対し、電力変換装置1は、パワーモジュール間でゲートラインとソースラインとをバイパスするバイパス回路を備え、バイパス回路が、パワーモジュールのゲート端子に共振電流I1が流入することを抑制する。これにより、パワーモジュールのゲート-ソース間電圧Vgsの上昇が抑制される。
前述したパワーモジュールのゲート-ソース間電圧Vgsの上昇を抑制するためには、図8に示したパワーモジュールの共振による電流I1の発生を抑制する必要がある。
なお、図9に示したパワーモジュール間の電位差の発生後に惰性で生じる寄生容量間の共振は、主に電流I1に起因して発生するものである。
これに対し、電力変換装置1は、パワーモジュール間でゲートラインとソースラインとをバイパスするバイパス回路を備え、バイパス回路が、パワーモジュールのゲート端子に共振電流I1が流入することを抑制する。これにより、パワーモジュールのゲート-ソース間電圧Vgsの上昇が抑制される。
図11は、実施の形態1に係る電力変換装置1が備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。図11には、パワーモジュール群12のみの構成を示したが、電力変換装置1は、図1で示したパワーモジュール群12~17の全てが、図11に示す構成である。電力変換装置1が備えるパワーモジュール群12(~17)には、バイパス回路41が設けられる。バイパス回路41は、2つの半導体スイッチング素子を備える。バイパス回路41が備える2つの半導体スイッチング素子は、制御部10によりオンオフ制御される。
バイパス回路41が備える半導体スイッチング素子としては、例えば、MOSFETが用いられる。なお、半導体スイッチング素子は、IGBTとダイオードDiで構成されたものを用いてもよい。以下の説明では、バイパス回路41が備える半導体スイッチング素子がMOSFETであるものとする。制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのソース端子とを接続する配線(以下、ソースラインという。)は、図3等で示したパワーモジュール13aおよび13bのドレイン端子とされている。また、パワーモジュール12aおよび12bのソース端子と、図11において図示しないパワーモジュール13aおよび13bのドレイン端子とを接続する配線を、主回路ラインと呼ぶ。
バイパス回路41が備える2つの半導体スイッチング素子のそれぞれは、ソースラインにソース端子が接続され、制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子とを繋ぐゲートラインにドレイン端子が接続される。バイパス回路41が備える半導体スイッチング素子のドレイン端子とゲートラインとの接続点が、第1の接続点aである。すなわち、第1の接続点aは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子の端子対のうち一方の端子であるドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有する制御端子であるゲート端との接続点である。
主回路ラインとソースラインとの接続点が、第2の接続点bである。すなわち、第2の接続点bは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子であるソース端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有する端子対のうち一方の端子であるソース端子との接続点である。
また、バイパス回路41の半導体スイッチング素子のソース端子とソースラインとの接続点が、第3の接続点cである。すなわち、第3の接続点cは、制御部10と、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子であるソース端子との接続点である。
また、バイパス回路41の半導体スイッチング素子のソース端子とソースラインとの接続点が、第3の接続点cである。すなわち、第3の接続点cは、制御部10と、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子であるソース端子との接続点である。
制御部10から第1の接続点aまでのゲートラインの部分区間において、A相側に、抵抗素子であるゲート抵抗Raaが設けられ、B相側に、抵抗素子であるゲート抵抗Rbaが設けられる。このゲートラインの部分区間には、A相側にインダクタンス成分Lgaaが存在し、B相側にインダクタンス成分Lgbaが存在する。さらに、第1の接続点aからパワーモジュール12aのゲート端子までのゲートラインの部分区間には、インダクタンス成分Lgaa’が存在し、第1の接続点aからパワーモジュール12bのゲート端子までのゲートラインの部分区間には、インダクタンス成分Lgba’が存在する。
制御部10から第3の接続点cまでのソースラインの部分区間において、A相側には、インダクタンス成分Lsaaが存在し、B相側には、インダクタンス成分Lsbaが存在する。さらに、第3の接続点cから第2の接続点bまでのソースラインの部分区間において、A相側には、インダクタンス成分Lsaa’が存在し、B相側には、インダクタンス成分Lsba’が存在する。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチングに影響を与えないように、パワーモジュール12aおよび12bがオンであるときは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子をオフ状態とし、パワーモジュール12aおよび12bがオフであるときは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える。
図12は、電力変換装置1が備えるパワーモジュール群12に共振電流が流れる状態を示す部分回路図である。図12において、パワーモジュール群12は、図8に示したようにパワーモジュール12aの寄生容量が充電され、共振による電流I1(以下、共振電流I1という。)が発生した状態であるものとする。共振電流I1が発生したとき、パワーモジュール12aおよび12bはオフ状態であるので、制御部10は、バイパス回路41の半導体スイッチング素子をオン状態とする。
ここで、共振電流I1は、図12において矢印で示すように、パワーモジュール12aのドレイン端子からパワーモジュール12bのゲート端子に入力され、さらに、バイパス回路41の半導体スイッチング素子のドレイン端子からソース端子を通ってソースラインおよび主回路ラインに出力されて、パワーモジュール12aのソース端子にバイパスされる。これにより、共振電流I1が、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込むことが抑制され、パワーモジュール12aのゲート電圧(ゲート-ソース間電圧Vgs)の上昇が抑制される。
図13は、電力変換装置1が備えるパワーモジュール群12のゲート-ソース電圧の時間変化を示す電圧波形図であり、図12に示した状態のパワーモジュール12aのゲート-ソース電圧波形を示している。図13の左側の電圧波形は、従来の電力変換装置におけるパワーモジュール12aのゲート-ソース電圧波形である。共振電流I1が、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込むことで、パワーモジュール12aのゲート電圧(ゲート-ソース間電圧Vgs)が上昇している。
図13の右側の電圧波形は、電力変換装置1におけるパワーモジュール12aのゲート-ソース電圧波形である。バイパス回路41が、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込む共振電流I1を抑制することで、パワーモジュール12aのゲート-ソース間電圧Vgsの上昇がΔVだけ抑制される。
図14は、電力変換装置1においてパワーモジュール12a,12b間でバイパス回路41に電流が流れる状態を示す部分回路図である。図14に示すように、バイパス回路41の半導体スイッチング素子がオンされることにより、パワーモジュール12aのゲート端子に流入する共振電流I1は、バイパス回路41を通る。
第2の接続点bと第3の接続点cとの間における配線のインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’が大きい場合、共振電流I1のうち一部の電流I2は、図14において破線の矢印で示すように、パワーモジュール12aのゲート端子に流入する。または、共振電流I1のうち一部の電流I3は、インダクタンス成分Lsaa,Lsbaが存在するソースラインを通って、バイパス回路41を通過した後、パワーモジュール12aのゲート端子に戻る。これにより、共振電流がパワーモジュール12aの寄生容量を充電して、パワーモジュール12aのゲート-ソース間電圧Vgsを上昇させてしまう。
ゲート-ソース間電圧Vgsの上昇を抑制するため、第2の接続点bと第3の接続点cとの間に存在するインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’を、第1の接続点aと制御部10との間に存在するインダクタンス成分Lgaa,Lgbaよりも小さく、第3の接続点cと制御部10との間に存在するインダクタンス成分Lsaa,Lsbaよりも小さくする。これにより、共振電流I1の大部分は、バイパス回路41を通り、インダクタンス成分Lsaa’(またはLsba’)を有するソースラインを経由して、主回路ラインに流れるようになる。すなわち、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込む共振電流I1が抑制される。
次に、電力変換装置1の変形例について説明する。
図15は、実施の形態1に係る電力変換装置1の第1変形例が備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1の第1変形例では、図15に示すように、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に接続されたゲートラインにおいて、ゲート抵抗Raa,Rbaを第1の接続点aよりもゲート端子側に設けたものである。
図15は、実施の形態1に係る電力変換装置1の第1変形例が備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1の第1変形例では、図15に示すように、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に接続されたゲートラインにおいて、ゲート抵抗Raa,Rbaを第1の接続点aよりもゲート端子側に設けたものである。
ソースラインの電位は、制御部10側の基準グラウンド電位となるため、電力変換装置を構成するプリント基板ではソースラインがベタパターンとなることが多い。この場合、ソースラインに存在するインダクタンス成分Lsaa,Lsbaが小さくなるので、共振電流I1の一部の電流I3が、図15において破線の矢印で示すように、ソースラインとバイパス回路41とを経由して、パワーモジュール12aのゲート端子に戻る可能性がある。
電力変換装置1の第1変形例において、ゲート抵抗Raa,Rbaが、第1の接続点aよりもゲート端子側に設けられる。これにより、図15に示すように、電流I3が流れる経路におけるインピーダンスは、インダクタンス成分Lsaa,Lsba,Lgaa’に加え、ゲート抵抗Raaだけ増加するので、共振電流I1の一部である電流I3が、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込む量を抑制することができる。
なお、電力変換装置1の第1変形例が図15に示す構成とすることで、ソースラインがベタパターンであっても、共振電流I1が、パワーモジュール12aのゲート端子に流れ込む量を抑制できる。
また、図14に示した電力変換装置1のインピーダンスの状態においても、ゲート抵抗Raa,Rbaを、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子側の位置に変えることで、ゲート端子に流入される電流I3を低減できる。
さらに、電力変換装置1の第1変形例は、図15に示すインピーダンスの状態においても、ゲート抵抗Raa,Rbaを、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子側の位置に変えることで、ゲート端子に流入される電流I3を低減できる。
また、図14に示した電力変換装置1のインピーダンスの状態においても、ゲート抵抗Raa,Rbaを、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子側の位置に変えることで、ゲート端子に流入される電流I3を低減できる。
さらに、電力変換装置1の第1変形例は、図15に示すインピーダンスの状態においても、ゲート抵抗Raa,Rbaを、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子側の位置に変えることで、ゲート端子に流入される電流I3を低減できる。
図16は、電力変換装置1の第2変形例が備えるパワーモジュール群12においてオンとオフでゲート抵抗Raaをそれぞれ変更した状態を示す部分回路図である。電力変換装置1の第2変形例では、パワーモジュール12aおよび12bのオンオフのスイッチング速度が異なった場合を想定し、互いに異なる抵抗値を有したゲート抵抗Raa(ON)とゲート抵抗Raa(OFF)とに切り替える。
例えば、制御部10が、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態とするときにゲート抵抗Raa(ON)に切り替え、オフ状態にするときにゲート抵抗Raa(OFF)に切り替える。ここで、ゲート抵抗Raa(ON)は、ゲート抵抗Raa(OFF)よりも大きい値であるものとする。
図17は、電力変換装置1の第2変形例が備えるパワーモジュール群12において、バイパス回路41に共振電流I1が流れるように、ゲート抵抗Raaの配置を変更したものを示す部分回路図である。図17に示すパワーモジュール群12は、図16に示したゲートラインにおける第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間の配線部分に、第1の抵抗素子であるゲート抵抗Raa(OFF)を設けている。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は、図17に示すように、Raa(ON)-Raa(OFF)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、0オームとしている。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするとき、バイパス回路41に共振電流I1が流れるように、ゲート抵抗をRaa(ON)-Raa(OFF)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、下記式(1)のように表される。
Raa(ON)-Raa(OFF)+Raa(OFF)=Raa(ON)・・・(1)
Raa(ON)-Raa(OFF)+Raa(OFF)=Raa(ON)・・・(1)
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするとき、ゲート抵抗を0オームに切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、下記式(2)のように表される。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
0オーム+Raa(OFF)=Raa(OFF)・・・(2)
0オーム+Raa(OFF)=Raa(OFF)・・・(2)
図18は、電力変換装置1の第2変形例が備えるパワーモジュール群12において、オフのゲート抵抗がオンのゲート抵抗よりも高くなるように、ゲート抵抗の配置を変更したものを示す部分回路図である。図18に示すパワーモジュール群12は、図16に示したゲートラインにおける第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間の配線部分に、第1の抵抗素子であるゲート抵抗Raa(ON)が配置されている。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、図18に示すように、Raa(OFF)-Raa(ON)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は0オームとしている。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするとき、ゲート抵抗を0オームに切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、下記式(3)のように表される。
0オーム+Raa(ON)=Raa(ON)・・・(3)
0オーム+Raa(ON)=Raa(ON)・・・(3)
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに、ゲート抵抗をRaa(OFF)-Raa(ON)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、下記式(4)のように表される。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
Raa(OFF)-Raa(ON)+Raa(ON)=Raa(OFF)・・・(4)
Raa(OFF)-Raa(ON)+Raa(ON)=Raa(OFF)・・・(4)
以上のように、実施の形態1に係る電力変換装置1は、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子に制御信号を供給することにより、パワーモジュール12aおよび12bのドレイン端子およびソース端子間を導通させるオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える制御部10と、制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間に接続されたゲート抵抗Raa,Rbaと、パワーモジュールごとに設けられた半導体スイッチング素子が有するドレイン端子が、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子に接続され、半導体スイッチング素子が有するソース端子が、パワーモジュールが有するソース端子に接続されたバイパス回路41と、を備え、制御部10は、パワーモジュール12aおよび12bをオフ状態に切り替えたときにバイパス回路41の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える。パワーモジュール12aおよび12bをオフ状態に切り替えたときにバイパス回路41の半導体スイッチング素子をオン状態に切り替えることで、バイパス回路41が、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れる共振電流I1を低減させる。これにより、電力変換装置1は、パワーモジュール12aおよび12bの共振による誤オンを抑制することができる。
実施の形態1に係る電力変換装置1において、制御部10は、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子と接続されている。バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子との接続点が、第1の接続点aである。バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するソース端子との接続点が、第2の接続点bである。制御部10と、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子との接続点が、第3の接続点cである。第2の接続点bと第3の接続点cとの間のインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’は、第1の接続点aと制御部10との間のインダクタンス成分Lgaa,Lgbaよりも小さく、第3の接続点cと制御部10との間のインダクタンス成分Lsaa,Lsbaよりも小さい。
これにより、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込む共振電流を抑制することができる。
これにより、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込む共振電流を抑制することができる。
実施の形態1に係る電力変換装置1において、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子との接続点が、第1の接続点aである。ゲート抵抗Raa,Rbaは、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子と第1の接続点aとの間に設けられる。このように、ゲート抵抗Raa,Rbaを、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子側の位置に変えることで、ゲート端子に流入される電流I3を低減できる。
実施の形態1に係る電力変換装置1において、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子との接続点が、第1の接続点aである。制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオンする際に選択されるオン側抵抗素子である抵抗Raa(ON)と、制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子であるRaa(OFF)を備える。制御部10は、抵抗Raa(ON)を通じて制御信号をパワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子に供給することにより、パワーモジュール12aおよび12bをオン状態とし、抵抗Raa(OFF)を通じて制御信号をパワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子に供給することにより、パワーモジュール12aおよび12bをオフ状態とする。これにより、バイパス回路41に共振電流I1が流れるようにすることができる。
実施の形態1に係る電力変換装置1において、制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオンする際に選択されるオン側抵抗素子である抵抗Raa(ON)と、制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子である抵抗Raa(OFF)を備える。ゲート抵抗Raa,Rbaは、抵抗Raa(OFF)と同じ抵抗値を有し、Raa(ON)は、Raa,Rbaとの差分の抵抗値を有し、抵抗Raa(OFF)は、抵抗値が0オームである。これにより、バイパス回路41に共振電流I1が流れるようにすることができる。
実施の形態1に係る電力変換装置1において、制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオンする際に選択されるオン側抵抗素子であるRaa(ON)と、制御部10と第1の接続点aとの間に設けられ、パワーモジュール12aおよび12bをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子である抵抗Raa(OFF)を備える。ゲート抵抗Raa,Rbaは、抵抗Raa(ON)と同じ抵抗値を有し、Raa(OFF)は、Raa,Rbaとの差分の抵抗値を有し、抵抗Raa(ON)は、抵抗値が0オームである。これにより、バイパス回路41に共振電流I1が流れるようにすることができる。
実施の形態2.
図19は、実施の形態2に係る電力変換装置1Aが備えるパワーモジュール群の構成を示す部分回路図である。図19には、パワーモジュール群12のみの構成を示したが、電力変換装置1Aは、図1で示したパワーモジュール群12~17の全てが、図19に示す構成である。電力変換装置1Aは、図19に示すように、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するソース端子とを接続する第1のコンデンサであるコンデンサCa,Cbを備える。
図19は、実施の形態2に係る電力変換装置1Aが備えるパワーモジュール群の構成を示す部分回路図である。図19には、パワーモジュール群12のみの構成を示したが、電力変換装置1Aは、図1で示したパワーモジュール群12~17の全てが、図19に示す構成である。電力変換装置1Aは、図19に示すように、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するソース端子とを接続する第1のコンデンサであるコンデンサCa,Cbを備える。
電力変換装置1Aにおいて、バイパス回路41の半導体スイッチング素子とパワーモジュール12aおよび12bとは、コンデンサCa,Cbを介して接続されたソース端子間の基準電位が互いに異なっている。例えば、図19に示すように、インダクタンス成分Lac,Lbcが存在する配線と、インダクタンス成分Lsaa,Lsbaが存在する配線との間では、基準電位が異なる。
バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子の電位と、パワーモジュール12aおよび12bが有するソース端子の電位とが異なる。このため、電力変換装置1と同様にバイパス回路41を接続してしまうと、各ソースライン間に短絡電流が流れてしまう。そこで、電力変換装置1Aでは、各ソースライン間にカップリング用のコンデンサCa,Cbを挿入している。これにより、電力変換装置1Aは、AC成分である共振電流を、バイパス回路41とコンデンサCa,Cbを介してソース端子側にバイパスすることができる。
図20は、電力変換装置1Aが備えるパワーモジュール群12において、バイパス回路41に共振電流が流れる状態を示す部分回路図である。図20に示すように、バイパス回路41が備える半導体スイッチング素子をオンすることで、共振電流I1’は、図20において実線の矢印で示すように、バイパス回路41を通る。一方、バイパス回路41が備える半導体スイッチング素子のソースラインとパワーモジュール12aおよび12bのソースラインとの間にあるコンデンサCa,Cbのインピーダンスが、バイパス回路41のソースラインのインダクタンス成分のインピーダンスよりも小さくする必要がある。
そこで、電力変換装置1Aは、基準となるインピーダンスの周波数を、共振電流の共振周波数(jω)とし、1/jωC<jωLの関係とすることにより、電流I3の電流経路の発生を抑制する。
そこで、電力変換装置1Aは、基準となるインピーダンスの周波数を、共振電流の共振周波数(jω)とし、1/jωC<jωLの関係とすることにより、電流I3の電流経路の発生を抑制する。
次に、電力変換装置1と同様に、パワーモジュール12aおよび12bのソースラインのインダクタンス成分Lsaa’、Lsba’が大きい場合、共振電流I1が、バイパス回路41を通過した後、図20に示すように、インダクタンス成分Lsba,Lsaaを有するソースラインを通って、バイパス回路41が有するもう一方の半導体スイッチング素子からゲート端子に戻る電流I4が発生してしまう。この共振電流I4によってパワーモジュール12aの寄生容量(ゲート容量)が充電され、ゲート電圧の上昇(ゲート浮き)が発生してしまう。これを防ぐため、電力変換装置1Aでは、第2の接続点bと第3の接続点cとの間の配線におけるインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’を、制御部10と第3の接続点cとの間の配線におけるインダクタンス成分Lsaa,Lsbaよりも小さくしている。
図21は、電力変換装置1Aの変形例が備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1Aの変形例は、実施の形態1に示した図15と同様に、ゲート抵抗Raa,Rbaを、第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間に配置したものである。これにより、共振電流I1から分岐してパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流入する電流I2~I4の電流経路のインピーダンスが増加するので、これらの電流が抑制される。
以上のように、実施の形態2に係る電力変換装置1Aは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するソース端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するソース端子とを接続する、カップリング用のコンデンサCa,Cbを備える。バイパス回路41の半導体スイッチング素子とパワーモジュール12aおよび12bは、コンデンサCa,Cbを介して接続された端子間の電位が互いに異なっている。これにより、電力変換装置1Aは、AC成分である共振電流を、バイパス回路41とコンデンサCa,Cbとを介してソース端子側にバイパスすることができる。
実施の形態3.
図22は、実施の形態3に係る電力変換装置1Bが備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。図22にはパワーモジュール群12のみの構成を示したが、電力変換装置1Bは、図1で示したパワーモジュール群12~17の全てが、図22に示す構成である。電力変換装置1Bは、図22に示すように、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子とを接続する第2のコンデンサであるコンデンサCa,Cbを備える。
図22は、実施の形態3に係る電力変換装置1Bが備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。図22にはパワーモジュール群12のみの構成を示したが、電力変換装置1Bは、図1で示したパワーモジュール群12~17の全てが、図22に示す構成である。電力変換装置1Bは、図22に示すように、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子とを接続する第2のコンデンサであるコンデンサCa,Cbを備える。
電力変換装置1Bにおいて、バイパス回路41の半導体スイッチング素子とパワーモジュール12aおよび12bとは、スイッチングのゲート駆動電あるが異なる。例えば、図22に示すように、制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間のゲートラインに印加されるゲート駆動電圧と、制御部10とバイパス回路41が有する半導体スイッチング素子のゲート端子との間の配線に印加されるゲート駆動電圧とが、互いに異なっている。
パワーモジュール12aおよび12bが、正負で駆動(例えば、-5V~+20)し、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が、0~5Vで駆動とした場合に、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bのゲートラインとは、DC的に接続することができず、AC的に接続する必要がある。このため、第1の接続点aとバイパス回路41との間の配線にコンデンサCa,Cbを設けている。これにより、実施の形態2に係る電力変換装置1Aと同様に、共振電流I1をバイパス回路41側に流し、ゲート浮きを抑制することができる。
ここで、共振電流I1を、コンデンサCa,Cbを通り、バイパス回路41を通って、主回路ラインにバイパスするためには、配線のインダクタンス成分を下記のように設定する必要がある。例えば、第2の接続点bと第3の接続点cとの間の配線に存在するインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’を、制御部10と第3の接続点cとの間の配線に存在するインダクタンス成分Lsaa,Lsbaよりも小さくし、制御部10と第1の接続点aとの間のゲートラインに存在するインダクタンス成分Lgaa,Lgbaよりも小さくする。
さらに、コンデンサCa,Cbとインダクタンス成分Lsaa’,Lsba’との合成インピーダンスを、ゲートラインにおけるインピーダンスよりも小さくする。
例えば、コンデンサCbとインダクタンス成分Lsba’との合成インピーダンス(1/jωCb+jωLsba’)を、ゲートラインにおけるインピーダンス(jωLgba+jωLgaa)よりも小さくする。これにより、共振電流I1の大部分が、コンデンサCa,Cbを通り、バイパス回路41を通り、インダクタンス成分Laba’(または、Lsaa’)が存在する配線を経由して、主回路ラインにバイパスされる。
例えば、コンデンサCbとインダクタンス成分Lsba’との合成インピーダンス(1/jωCb+jωLsba’)を、ゲートラインにおけるインピーダンス(jωLgba+jωLgaa)よりも小さくする。これにより、共振電流I1の大部分が、コンデンサCa,Cbを通り、バイパス回路41を通り、インダクタンス成分Laba’(または、Lsaa’)が存在する配線を経由して、主回路ラインにバイパスされる。
図23は、電力変換装置1Bの第1変形例が備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1Bの第1変形例は、ゲート抵抗Raa,Rbaを、第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間に配置したものである。パワーモジュール12aおよび12bのソース端子およびバイパス回路41の半導体スイッチング素子のソース端子にそれぞれ接続されたソースラインの電位は、制御部10の基準グラウンド電位となることがある。このため、ソースラインは、電力変換装置1Bが設けられたプリント基板のベタパターンとなることが多い。この場合、ソースラインに存在するインダクタンス成分Lsaa,Lsbaが小さくなって、共振電流I1の一部が電流I3として、図23において破線の矢印で示すように、ソースラインとバイパス回路41を経由して、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に戻る可能性がある。
これを抑制するため、ゲート抵抗Raa,Rbaを、第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間に配置することで、電流I3の電流経路におけるインピーダンス(Lsaa+Lsba+Lgaa’+Raa)が増加し、パワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込む電流I3を抑制することができる。
図24は、電力変換装置1Bの第2変形例が備えるパワーモジュール群12において、バイパス回路41に共振電流が流れるようにゲート抵抗を配置した状態を示す部分回路図である。電力変換装置1Bの第2変形例は、電力変換装置1Bの第2変形例では、パワーモジュール12aおよび12bのオンオフのスイッチング速度が異なった場合を想定し、互いに異なる抵抗値を有したゲート抵抗Raa(ON)とゲート抵抗Raa(OFF)とに切り替える。ここで、ゲート抵抗Raa(ON)は、ゲート抵抗Raa(OFF)よりも抵抗値が高い。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は、図24に示すように、Raa(ON)-Raa(OFF)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、0オームとしている。制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに、バイパス回路41に共振電流I1が流れるように、ゲート抵抗をRaa(ON)-Raa(OFF)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(1)のように表される。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするとき、ゲート抵抗を0オームに切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(2)のように表される。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
図25は、電力変換装置1Bの第2変形例が備えるパワーモジュール群12において、オフのゲート抵抗がオンのゲート抵抗よりも高くなるように、ゲート抵抗の配置を変更したものを示す部分回路図である。図25に示すパワーモジュール群12は、図25に示したゲートラインにおける第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間の配線部分に、第1の抵抗素子であるゲート抵抗Raa(ON)が配置されている。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、図25に示すように、Raa(OFF)-Raa(ON)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は0オームとしている。制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするとき、ゲート抵抗を0オームに切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(3)のように表される。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに、ゲート抵抗をRaa(OFF)-Raa(ON)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(4)のように表される。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
なお、各実施の形態において、ゲート抵抗がターンオン側とターンオフ側とで異なった場合の回路構成について、制御部10の出力がターンオン側とターンオフ側で別れていることを前提としたが、これに限るものではない。例えば、制御部10が一つのゲートラインで制御を行う構成であってもよい。
以上のように、実施の形態3に係る電力変換装置1Bは、バイパス回路41の半導体スイッチング素子が有するドレイン端子と、パワーモジュール12aおよび12bが有するゲート端子とを接続する第2のコンデンサであるコンデンサCa,Cbを備える。バイパス回路41の半導体スイッチング素子とパワーモジュール12aおよび12bは、ゲート端子に印加される駆動電圧が互いに異なる。これにより、電力変換装置1Bは、共振電流I1をバイパス回路41側に流し、ゲート電圧の上昇を抑制することができる。
実施の形態1~3に係る電力変換装置には、以下のような変形例がある。
図26は、実施の形態1~3のいずれかに係る電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aが備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aは、図26に示すように、制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子とを繋ぐゲートラインに、ダイオードD1,D2を設けたものである。
図26は、実施の形態1~3のいずれかに係る電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aが備えるパワーモジュール群12の構成を示す部分回路図である。電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aは、図26に示すように、制御部10とパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子とを繋ぐゲートラインに、ダイオードD1,D2を設けたものである。
例えば、ダイオードD1は、パワーモジュール12aとのゲートラインにおけるオフ側のゲート抵抗Raa(OFF)と直列に接続されている。ダイオードD2は、パワーモジュール12bとのゲートラインにおけるオフ側のゲート抵抗Raa(OFF)と直列に接続されている。制御部10からの出力が単一であってもダイオードD1,D2を使用することで、電力変換装置1,1A,1Bと同等の効果が得られる。
図27は、電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aが備えるパワーモジュール群12において、オンのゲート抵抗Raa(ON)がオフのゲート抵抗Raa(OFF)よりも高くなるように、ゲート抵抗の配置を変更したものを示す部分回路図である。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は、図27に示すように、Raa(ON)-Raa(OFF)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、0オームとしている。制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに、バイパス回路41に共振電流I1が流れるように、ゲート抵抗をRaa(ON)-Raa(OFF)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(1)のように表される。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は、図27に示すように、Raa(ON)-Raa(OFF)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、0オームとしている。制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに、バイパス回路41に共振電流I1が流れるように、ゲート抵抗をRaa(ON)-Raa(OFF)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(1)のように表される。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするとき、ゲート抵抗を0オームに切り替える。このとき、ダイオードD1,D2が接続されたゲートラインに切り替えられる。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
図28は、電力変換装置1,1A,1Bの変形例Aが備えるパワーモジュール群12において、オフのゲート抵抗Raa(OFF)がオンのゲート抵抗Raa(ON)よりも高くなるように、ゲート抵抗の配置を変更したものを示す部分回路図である。図28に示すパワーモジュール群12は、第1の接続点aとパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子との間の配線部分に、第1の抵抗素子であるゲート抵抗Raa(ON)が配置されている。
制御部10がパワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに切り替える抵抗の値は、図28に示すように、Raa(OFF)-Raa(ON)とし、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに切り替える抵抗の値は、0オームとしている。制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオン状態にするときに、ダイオードD1,D2が接続されたゲートラインに切り替える。
制御部10は、パワーモジュール12aおよび12aをオフ状態にするときに、ゲート抵抗をRaa(OFF)-Raa(ON)に切り替える。このとき、ゲートラインの抵抗は、上記式(4)のように表される。パワーモジュール12aおよび12bがオンオフされるときに抵抗が配置されるので、バイパス回路41は、共振電流I1がパワーモジュール12aおよび12bのゲート端子に流れ込むことを抑制する。このとき、バイパス回路41は、パワーモジュール12aおよび12bのスイッチング速度に影響を与えない。
なお、パワーモジュール間の電位差による共振現象は、その電位差が大きいほど顕著に発生する。例えば、スイッチングタイミング、リカバリのタイミングのずれを抑えることができても、スイッチング速度(dV/dt)が速いと、少しのタイミングのずれが生じても、パワーモジュール間の電位差が発生してしまう。
このため、実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、高速にスイッチングする、すなわち、電位差が発生しやすいパワーモジュールを備えた電力変換装置に適用することにより、格段な効果を発揮する。例えば、パワーモジュールは、ワイドバンドギャップ半導体であるSiC素子ほど共振が発生しやすい。
そこで、電力変換装置1,1A,1Bが、ワイドバンドギャップ半導体を用いて生成された素子であるパワーモジュールを備えることで、パワーモジュールの共振による誤オンを抑制することができる。
このため、実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、高速にスイッチングする、すなわち、電位差が発生しやすいパワーモジュールを備えた電力変換装置に適用することにより、格段な効果を発揮する。例えば、パワーモジュールは、ワイドバンドギャップ半導体であるSiC素子ほど共振が発生しやすい。
そこで、電力変換装置1,1A,1Bが、ワイドバンドギャップ半導体を用いて生成された素子であるパワーモジュールを備えることで、パワーモジュールの共振による誤オンを抑制することができる。
実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、インバータ回路に限定されるものではなく、コンバータ回路であってもよい。
実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、パワーモジュールのパッケージ内のチップ数では1つでもよいし、複数でもよい。
実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、パワーモジュール群12~17において2つのパワーモジュールを並列に接続した構成に限定されるものではなく、3つ以上のパワーモジュールを並列に接続した構成であってもよい。
実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、パワーモジュールのパッケージ内のチップ数では1つでもよいし、複数でもよい。
実施の形態1~3に係る電力変換装置1,1A,1Bは、パワーモジュール群12~17において2つのパワーモジュールを並列に接続した構成に限定されるものではなく、3つ以上のパワーモジュールを並列に接続した構成であってもよい。
なお、各実施の形態の組み合わせまたは実施の形態のそれぞれの任意の構成要素の変形もしくは実施の形態のそれぞれにおいて任意の構成要素の省略が可能である。
1,1A,1B 電力変換装置、2 直流入力電源、3 モータ、10 制御部、11 平滑コンデンサ、12~17 パワーモジュール群、12a,12b,13a,13b パワーモジュール、20 電圧センサ回路、21a~21c 電流センサ回路、31a~32f 制御線、41 バイパス回路。
Claims (9)
- 並列に接続された複数のパワーモジュールを備えた電力変換装置であって、
前記パワーモジュールが有する制御端子と端子対のうち、制御端子に対して制御信号を供給することにより、前記パワーモジュールの端子対間を導通させるオン状態と非導通にするオフ状態とを切り替える制御部と、
前記制御部と前記パワーモジュールの制御端子との間に接続された抵抗素子と、
前記パワーモジュールごとに半導体スイッチング素子を有しており、前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子が、前記パワーモジュールが有する制御端子に接続され、前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子が、前記パワーモジュールが有する端子対のうち一方の端子に接続されたバイパス回路と、を備え、
前記制御部は、前記パワーモジュールをオフ状態に切り替えたときに前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子をオン状態に切り替える
ことを特徴とする電力変換装置。 - 前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子と、前記パワーモジュールが有する端子対のうち一方の端子とを接続する第1のコンデンサを備え、
前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子と前記パワーモジュールは、前記第1のコンデンサを介して接続された端子間の電位が互いに異なる
ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子と、前記パワーモジュールが有する制御端子とを接続する第2のコンデンサを備え、
前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子と前記パワーモジュールは、制御端子に印加される駆動電圧が互いに異なる
ことを特徴とする請求項1に記載の電力変換装置。 - 前記制御部は、前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子と接続されており、
前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子と、前記パワーモジュールが有する制御端子との接続点が、第1の接続点であり、
前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子と、前記パワーモジュールが有する端子対のうち一方の端子との接続点が、第2の接続点であり、
前記制御部と、前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち他方の端子との接続点が、第3の接続点であり、
前記第2の接続点と前記第3の接続点との間のインダクタンスは、前記第1の接続点と前記制御部との間のインダクタンスよりも小さく、前記第3の接続点と前記制御部との間のインダクタンスよりも小さい
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子と、前記パワーモジュールが有する制御端子との接続点が、第1の接続点であり、
前記抵抗素子は、前記パワーモジュールが有する制御端子と前記第1の接続点との間に設けられた第1の抵抗素子である
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記バイパス回路の前記半導体スイッチング素子が有する端子対のうち一方の端子と、前記パワーモジュールが有する制御端子との接続点が、第1の接続点であり、
前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオンする際に選択されるオン側抵抗素子と、
前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子と、を備え、
前記制御部は、
前記オン側抵抗素子を通じて制御信号を前記パワーモジュールが有する制御端子に供給することにより、当該パワーモジュールをオン状態とし、
前記オフ側抵抗素子を通じて制御信号を前記パワーモジュールが有する制御端子に供給することにより、当該パワーモジュールをオフ状態とする
ことを特徴とする請求項1から請求項3のいずれか1項に記載の電力変換装置。 - 前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオンする際に選択されるオン側抵抗素子と、
前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子と、を備え、
前記第1の抵抗素子は、前記オフ側抵抗素子と同じ抵抗値を有し、
前記オン側抵抗素子は、前記第1の抵抗素子との差分の抵抗値を有し、
前記オフ側抵抗素子は、抵抗値が0オームである
ことを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。 - 前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオンする際に選択されるオン側抵抗素子と、
前記制御部と前記第1の接続点との間に設けられ、前記パワーモジュールをオフする際に選択されるオフ側抵抗素子と、を備え、
前記第1の抵抗素子は、前記オン側抵抗素子と同じ抵抗値を有し、
前記オフ側抵抗素子は、前記第1の抵抗素子との差分の抵抗値を有し、
前記オン側抵抗素子は、抵抗値が0オームである
ことを特徴とする請求項5に記載の電力変換装置。 - 前記パワーモジュールは、ワイドバンドギャップ半導体を用いて生成された素子である
ことを特徴とする請求項1から請求項8のいずれか1項に記載の電力変換装置。
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---|---|---|---|---|
JP5710555B2 (ja) * | 2012-07-31 | 2015-04-30 | 株式会社東芝 | 半導体装置 |
JP2014090316A (ja) * | 2012-10-30 | 2014-05-15 | Juki Corp | ゲート駆動回路 |
-
2021
- 2021-12-16 JP JP2021203790A patent/JP7258113B1/ja active Active
-
2022
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Patent Citations (3)
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---|---|---|---|---|
JP2008301681A (ja) | 2007-06-04 | 2008-12-11 | Mitsubishi Electric Corp | 駆動装置およびそれを備えた交流電力供給装置 |
JP2019154095A (ja) | 2018-02-28 | 2019-09-12 | 株式会社デンソー | 駆動対象スイッチの駆動回路 |
JP2020156304A (ja) | 2019-03-22 | 2020-09-24 | 株式会社日立製作所 | 電力変換装置 |
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