JP7238424B2 - 電動機駆動装置 - Google Patents

Description

本発明は、２台のインバータで電動機を駆動する電動機駆動装置に関する。

従来、２つの電源及び２台のインバータの間に設けた１台の交流電動機を駆動する技術が知られている。例えば特許文献１に開示された交流電動機ドライブシステムは、２つの電源のうち一方を可変電圧キャパシタ電源とした構成で、発生する電動機トルク（出力）制御とキャパシタ電圧制御との干渉を排して、駆動を安定させる。

特開２０１５－７３３７３号公報

特許文献１の従来技術では、２つの電源が接続された２台のインバータの駆動状態に応じて、交流電動機の出力、及び、２台のインバータ電力（又は２つの電源電力）の３つのパラメータが決まるところ、一方は電圧制御であるため、各インバータ電力だけでなく、効率まで成り行きになる。

また特許文献１の従来技術では、２電源２インバータ方式において一方のインバータを最大出力まで高め、キャパシタを前提とした他方のインバータを電圧制御とすることで、干渉を排している。しかし、この技術により安定させる対象はトルクのみであり、ＳＯＣ等の電源状態が反映されるインバータ電力を安定させることについて言及されていない。特に、インバータ出力とトルクと各電力とには関係性があり、いずれか１つのパラメータのみ（例えばトルク）を満足しようとすると他の要素（例えば電力）は成り行きで決まるため、結果として、効率はおろか安定性や出力状態を不安定にさせる。

更に、一方の電源がキャパシタ（出力型電源）の構成でなく、両電源がバッテリ（容量型電源）の構成では、２電源管理が求められるとともに、低電力消費（すなわち低損失）も求められるが、その駆動状態を実現する手法に言及されていない。また、両電源がバッテリである構成に従来技術を適用しようとすると、電圧制御では、運転状況によって、各電源電力はもとより、通電電流によって決まるトルクすら実現できないおそれがある。

本発明は上述の課題に鑑みて創作されたものであり、その目的は、２電源２インバータの構成で、電動機のトルクを管理しつつ損失を低減するように、優先要素に応じて適切な駆動パターンを選択可能な電動機駆動装置を提供することにある。

本発明による電動機駆動装置は、２つの電源が個別に接続される２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する。この電動機駆動装置は、第１インバータ（６０）と、第２インバータ（７０）と、制御部（３００）と、を備える。第１インバータは、第１電源（１１）から直流電力が入力され、巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１～６６）を有し、巻線の一端に接続される。第２インバータは、第２電源（１２）から直流電力が入力され、巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１～７６）を有し、巻線の他端に接続される。

制御部は、トルク指令に基づき、第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（３０１）、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（３０２）、の２つのインバータ制御回路を有する。第１インバータ制御回路又は第２インバータ制御回路の少なくとも一方は、トルクフィードバック制御により電動機のトルクを管理する「トルク管理回路」として動作する。

各インバータ制御回路は、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力するＰＷＭ制御モード、及び、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御モードによりインバータを駆動可能である。

制御部は、２台のインバータの両方をＰＷＭ制御モードにより駆動する「大自由度パターン」、２台のインバータの一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動する「高効率パターン」、及び、２台のインバータの両方を矩形波制御モードにより駆動する「最大出力パターン」、の３通りの駆動パターンのうちいずれかを選択するパターン選択部（３０５）を有する。パターン選択部は、電力調整自由度の要求、システム損失低減要求、又は、電動機の出力要求に応じて駆動パターンを選択する。

スイッチング回数が多いＰＷＭ制御モードが共に用いられる大自由度パターンは、電力調整自由度が大きく、２電源のＳＯＣ調整に適している。ＰＷＭ制御モードと矩形波制御モードとを組み合わせた高効率パターンは、システム損失低減に有効である。また、電動機に高出力（トルク）が要求される場合には、共に矩形波制御モードが用いられる最大出力パターンが適している。本発明の電動機駆動装置は、制御すべき電動機トルクや２電源の電力状態を要求通りに安定して実現しながら、電力自由度、損失低減又は電動機出力から選択される優先要素に応じて、少なくとも３通りの駆動パターンが選択される。したがって、その時の運転状態に対する適応性が向上する。

本発明の第一の態様では、制御部は、現在の駆動パターンがパターン選択部により選択された駆動パターンと異なる場合、選択された駆動パターンに状態遷移させる状態遷移部（３０６）を有する。状態遷移部は、各電源からの入力電圧に対する各インバータもしくは電動機への印加電圧の比である電圧利用率に加え、電力分配比率もしくは電力量の要求値、又は、各インバータ制御回路の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づき状態を遷移させる。これにより、制御の乱れなく安定して状態を遷移させることができる。

本発明の第二の態様では、第１インバータ制御回路又は第２インバータ制御回路のいずれか一方は、トルク管理回路として動作し、第１インバータ制御回路又は第２インバータ制御回路の他方は、２台のインバータへ供給される電力分配比率または電力量を管理する電力管理回路として動作する。

また、ＰＷＭ制御モードには、電動機の出力及び各インバータの電力量に応じて、正弦波制御モード及び過変調制御モードが含まれる。パターン選択部は、各インバータ制御回路による正弦波制御モード、過変調制御モード又は矩形波制御モードの組合せについて９通り、第１インバータ制御回路及び第２インバータ制御回路によるトルク管理回路及び電力管理回路の役割設定について２通りを乗じた計１８通りの駆動パターンのうちいずれかを選択する。これにより、電力調整、損失低減、電動機出力の要求に対し狙いの性能をより適切に実現することができる。

一実施形態の電動機駆動装置が適用されるシステムの全体構成図。 一実施形態の制御部の概略構成図。 第１、第２インバータ制御回路の制御構成を記したブロック図。 パターン選択部及び状態遷移部の構成を示すブロック図。 最大トルク最小電流の電流ラインの図。 （ａ）ＰＷＭ＋ＰＷＭモード、（ｂ）矩形＋ＰＷＭモード、（ｃ）矩形＋矩形モードの作用を対比する図。 （ａ）１電源１インバータ方式、（ｂ）２電源２インバータ方式での矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替を説明する図。 アクセル全開から緩めたシーンでの運転例における制御モードの遷移を示す図。 （ａ）切替例１の図、（ｂ）図９（ａ）を補足する図。 （ａ）切替例２の図、（ｂ）切替例３の図、（ｃ）切替例４の図。 第１、第２インバータ制御回路によるトルク管理及び電力管理の役割入替を説明する概念図。 （ａ）役割入替例１の図、（ｂ）役割入替例２の図、（ｃ）役割入替例３の図。 役割入替例４の図。 「ＦＢ制御によるトルク管理」と「ＦＦ制御＋電力制御による電力管理」との制御モード組合せを示す図。 矩形波制御モードとＰＷＭ制御モードとの組合せでの駆動例における制御モードの遷移を示す図。 一実施形態による処理の基本概念を示すフローチャート。 一実施形態による処理の詳細なフローチャート。 「ＦＢ制御によるトルク管理」同士での制御モード組合せを示す図。

（一実施形態）
以下、電動機駆動装置の一実施形態を図面に基づいて説明する。本実施形態の電動機駆動装置は、ハイブリッド自動車や電気自動車の動力源であるモータジェネレータ（以下、「ＭＧ」）を駆動するシステムにおいて、３相交流電動機であるＭＧの駆動を制御する装置である。実施形態中の「ＭＧ」及び「ＭＧ制御装置」は、「電動機」及び「電動機駆動装置」に相当する。

［システム構成］
図１に、「２電源２インバータ」、すなわち、２つの電源１１、１２及び２台のインバータ６０、７０が用いられるシステムの全体構成を示す。ＭＧ８０は、Ｕ相巻線８１、Ｖ相巻線８２及びＷ相巻線８３を有する永久磁石式同期型の３相交流電動機である。ハイブリッド車両に適用される場合、ＭＧ８０は、駆動輪を駆動するためのトルクを発生する電動機としての機能、及び、エンジンや駆動輪から伝わる車両の運動エネルギにより駆動されて発電可能な発電機としての機能を有する。

本実施形態のＭＧ８０は、３相巻線８１、８２、８３の端点同士が結合されていないオープン巻線の構成である。第１インバータ６０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の一端８１１、８２１、８３１に接続されており、第２インバータ７０の各相出力端子は、３相巻線８１、８２、８３の他端８１２、８２２、８３２に接続されている。回転角センサ８５は、レゾルバ等により構成され、ＭＧ８０の機械角θｍを検出する。機械角θｍは、制御部３００の電気角演算部８７で電気角θｅに換算される。

第１電源１１及び第２電源１２は、互いに絶縁された独立した２つの電源であり、それぞれがニッケル水素、リチウムイオン等の二次電池や電気二重層キャパシタ等の充放電可能な蓄電装置である。例えば第１電源１１に出力型のリチウムイオン電池を用い、第２電源１２に容量型のリチウムイオン電池を用いるというような構成であってもよい。電源１１、１２の電力はＳＯＣ（State Of Charge）で表される。また、電源１１、１２の電圧は同等であってもよく、異なっていてもよい。

２台のインバータ６０、７０は、２つの電源１１、１２から個別に直流電力が入力される。第１電源１１は、第１インバータ６０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能であり、第２電源１２は、第２インバータ７０を経由してＭＧ８０と電力を授受可能である。第１インバータ６０の出力は第１電源１１の電力に等しく、第２インバータ７０の出力は第２電源１２の電力に等しい。

ＭＧ８０は、第１インバータ６０を経由して第１電源１１から電力が供給され、第２インバータ７０を経由して第２電源１２から電力が供給される。３相巻線８１、８２、８３の第１インバータ６０側には、Ｕ相電圧ＶＵ１、Ｖ相電圧ＶＶ１、Ｗ相電圧ＶＷ１が印加される。３相巻線８１、８２、８３の第２インバータ７０側には、Ｕ相電圧ＶＵ２、Ｖ相電圧ＶＶ２、Ｗ相電圧ＶＷ２が印加される。

例えば第１インバータ６０からＭＧ８０への電力経路に、３相巻線８１、８２、８３に通電される相電流を検出する電流センサ８４が設けられる。図１の例では、Ｖ相電流Ｉｖ及びＷ相電流Ｉｗが検出されるが、どの２相又は３相の電流が検出されてもよい。また、電流センサ８４は、第２インバータ７０からＭＧ８０への電力経路に設けられてもよく、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の両方の経路に設けられてもよい。

第１コンデンサ１６は、高電位側配線Ｐ１と低電位側配線Ｎ１との間に接続され、第２コンデンサ１７は、高電位側配線Ｐ２と低電位側配線Ｎ２との間に接続される。第１電圧センサ１８は、第１電源１１から第１インバータ６０に入力される入力電圧ＶＨ１を検出する。第２電圧センサ１９は、第２電源１２から第２インバータ７０に入力される入力電圧ＶＨ２を検出する。なお、各電源１１、１２からの入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２に対するインバータ６０、７０又はＭＧ８０への印加電圧の比が「電圧利用率」である。

ＭＧ制御装置１００は、第１インバータ６０、第２インバータ７０、制御部３００及びドライブ回路６７、７７を備える。第１インバータ６０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第１スイッチング素子６１～６６を有する。スイッチング素子６１、６２、６３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子６４、６５、６６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。第２インバータ７０は、巻線８１、８２、８３の各相に対応して設けられ、ブリッジ接続される６つの第２スイッチング素子７１～７６を有する。スイッチング素子７１、７２、７３は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の上アームのスイッチング素子であり、スイッチング素子７４、７５、７６は、それぞれＵ相、Ｖ相、Ｗ相の下アームのスイッチング素子である。

各スイッチング素子６１～６６、７１～７６は、例えばＩＧＢＴで構成され、低電位側から高電位側へ向かう電流を許容する還流ダイオードが並列に接続されている。高電位側配線Ｐ１、Ｐ２と低電位側配線Ｎ１、Ｎ２との短絡を防止するため、各相の上アーム素子と下アーム素子とは、同時にオンせず、相補的にオンオフするように、すなわち、一方がオンのとき他方がオフするように制御される。

制御部３００は、マイコン等により構成され、図示しないＣＰＵ、ＲＯＭ、Ｉ／Ｏ、及び、これらの構成を接続するバスライン等を備えている。制御部３００は、ＲＯＭ等の実体的なメモリ装置（すなわち、読み出し可能非一時的有形記録媒体）に予め記憶されたプログラムをＣＰＵで実行することによるソフトウェア処理や、専用の電子回路によるハードウェア処理による制御を実行する。

制御部３００は、トルク指令ｔｒｑ^*及び検出値の情報に基づき、第１インバータ６０への出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路３０１、及び、第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路３０２を有する。各インバータ制御回路３０１、３０２には、電気角θｅ、入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２等の情報が入力される。第１ドライブ回路６７は、第１インバータ制御回路３０１が生成した第１電圧指令に基づくゲート信号を第１インバータ６０へ出力する。第２ドライブ回路７７は、第２インバータ制御回路３０２が生成した第２電圧指令に基づくゲート信号を第２インバータ７０へ出力する。

［制御部の構成］
図２に制御部３００の概略構成を示す。以下の図中、インバータを「ＩＮＶ」と記す。第１インバータ制御回路３０１及び第２インバータ制御回路３０２は、ｄｑ制御（すなわちｄｑ軸座標でのベクトル制御）により、それぞれ第１インバータ６０及び第２インバータ７０を駆動する。インバータ制御回路３０１、３０２は、個別のマイコン内にそれぞれ設けられてもよく、共通の１つのマイコン内に設けられてもよい。各インバータ制御回路３０１、３０２は、２電源２インバータのシステムとして駆動するために、独立且つ協調した電圧指令を生成する。

制御部３００が取得する情報として、ＭＧ８０は共通であるため、角度（具体的には電気角θｅ）及び３相電流の検出値は共通でよい。ただし、破線で示すように、電流センサ８４や回転角センサ８５が複数設けられ、各インバータ制御回路３０１、３０２が対応する検出値を取得してもよい。また、第２インバータ制御回路３０２は、フィードフォワード制御を行う場合、破線で示すように３相電流の検出値を取得しなくてもよい。

ところで、インバータ制御回路３０１、３０２が各インバータ６０、７０を駆動するためのｄｑ制御は独立しているため、制御自由度が有る反面、各インバータ指令がＭＧ出力（すなわちトルク）や各インバータ６０、７０の電力（及び電源ＳＯＣ）にも影響する。その結果として、通電電流量や各インバータ６０、７０のスイッチング状態まで変化させてしまうため、システム損失にも影響が及ぶ。そこで本実施形態では、各インバータ制御回路３０１、３０２がトルク管理及び電力管理の役割を果たすように設定した上で、各インバータ６０、７０を駆動する制御モードを適切に選択し、制御の優先要素に応じた駆動の実現を図る。

本実施形態の制御部３００は、少なくとも一方のインバータ制御回路がトルクフィードバック制御によりＭＧ８０のトルクを管理するトルク管理回路として動作する。図２の構成では、一方の第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路として、フィードバック制御によりトルクを実現する。また、他方の第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路として、フィードフォワード制御及び電力分配制御により電力を管理する。以下の図中、「フィードバック」を「ＦＢ」、「フィードフォワード」を「ＦＦ」と記す。また、以下の明細書中、電力分配制御を単に「電力制御」とも記す。なお、第１インバータ制御回路３０１と第２インバータ制御回路３０２との役割を入れ替えてもよい。

この構成では、第１インバータ制御回路３０１によるフィードバック制御でトルクが指令に追従するよう外乱抑圧を補正しつつ、第２インバータ制御回路３０２において、指令により一意に決まるフィードバック制御により、各インバータ６０、７０の電力が管理される。このように、電力管理回路でインバータ電力を調整しつつ、トルク管理回路が要求トルクを実現するようフィードバック制御で外乱抑圧を補正することで、制御部３００は、制御干渉なく、所望のＭＧトルクと各電源電力との実現を両立する。

図３にインバータ制御回路３０１、３０２の制御構成を簡易的に示す。第１インバータ制御回路３０１は、トルク減算器３２及び制御器３３を含む。トルク減算器３２は、上位ＥＣＵ等から入力されたトルク指令ｔｒｑ^*と実トルクとのトルク偏差Δｔｒｑを算出する。実トルクｔｒｑは、直接検出されてもよく、ｄｑ軸電流の検出値に基づいて推定値が算出されてもよい。制御器３３は、トルク偏差Δｔｒｑを０に近づけるように電圧位相をＰＩ演算し、別途演算された電流振幅と合わせて第１電圧指令を出力する。

第２インバータ制御回路３０２は電力制御部５０を含む。電力制御部５０には、第１インバータ制御回路３０１が生成した第１電圧指令、第２インバータ制御回路３０２が生成した第２電圧指令、各インバータ６０、７０の入力電力ＶＨ１、ＶＨ２、及び、目標電力指令として目標電力分配比率又は目標電力量が入力される。これらの情報に基づいて電力制御部５０が生成した分配用の調整量は、調整量加算器３６にて、フィードフォワード演算部３４が出力した第２電圧指令に加算される。これにより、インバータ６０、７０の電力量について、目標の電力分配が実現される。

その上で制御部３００は、ＭＧ出力や各電源の電力量（ＳＯＣ）、又はその大小関係に応じて、システム損失が最小となるように、各インバータ制御回路３０１、３０２によりインバータ６０、７０を駆動する制御モードを設定する。制御モードには、正弦波制御モード、過変調制御モード及び矩形波制御モードの３通りがある。なお、各制御モードの定義や電圧利用率との関係は、モータ制御技術分野における周知技術であるため説明を省略する。

また、ＰＷＭ制御モードには、ＭＧ８０の出力及び各インバータ６０、７０の電力量に応じて、正弦波制御モード及び過変調制御モードが含まれるため、正弦波制御モード及び過変調制御モードは、まとめてＰＷＭ制御モードとして扱われる。各インバータ制御回路３０１、３０２は、ＰＷＭ制御モードでは、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力し、矩形波制御モードでは、電気１周期に１パルスを出力することで、インバータ６０、７０を駆動する。以下の図中、ＰＷＭ制御モードを「ＰＷＭ」、矩形波制御モードを「矩形」と記す。

図４に示すように、本実施形態の制御部３００は、各インバータ６０、７０を駆動する制御モードを適切に設定するための構成として、パターン選択部３０５及び状態遷移部３０６を含む。パターン選択部３０５は、ＭＧ出力要求、電力調整要求、損失低減要求、電源ＳＯＣ等の情報が入力される。これらの情報は、破線で示すように、インバータ制御回路３０１、３０２を経由して入力されてもよい。パターン選択部３０５は、これらの情報に基づき、後述するように、大分類３通りの駆動パターン、又は、小分類１８通りの駆動パターンのうちいずれかを選択する。

状態遷移部３０６は、現在の駆動パターンがパターン選択部３０５により選択された駆動パターンと異なる場合、トルクや電力を変動させることなく、選択された駆動パターンに状態遷移させる。状態遷移部３０６は、電圧利用率、電力分配比率もしくは電力量の要求値、各インバータ制御回路３０１、３０２の制御モードもしくは電圧指令ベクトルの情報を取得し、これらの情報に基づき、状態を遷移させる。これにより、不適な矩形停滞の維持が回避され、必要な時に狙いの状態が実現される。なお、「矩形停滞」の意味は後述する。

また状態遷移部３０６は、選択された駆動パターンに基づき、第１インバータ制御回路３０１及び第２インバータ制御回路３０２によるトルク管理回路及び電力管理回路の役割を入れ替えることで、次に起こり得る駆動状態を実現する。さらに状態遷移部３０６は、各インバータ６０、７０の電力量、又は、各インバータ制御回路３０１、３０２の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づいて判断したタイミングで、トルク管理回路及び電力管理回路の役割を入れ替える。

［高効率駆動原理］
次に図５、図６を参照し、ＭＧ駆動における高効率駆動原理について説明する。高効率駆動原理の第１は、図５に示すように、指令トルクを最大トルク最小電流で実現することである。周知の通り、最大トルク最小電流ラインは、ｄｑ軸電流座標におけるＩｄ＜０、Ｉｑ＞０の領域で、原点から立ち上がり、等トルクライン上の電流最小となる点を結ぶ線として描かれる。要求トルクに応じて、最大トルク最小電流ラインに沿って電流指令ベクトルが決定されることで、最小電流で要求トルクが実現される。これにより、ＭＧの銅損や、スイッチング及び導通によるインバータ損失が小さくなる。

高効率駆動原理の第２は、最小電流を少ないスイッチング回数で実現することである。スイッチング回数が少ないと、インバータのスイッチング損失が小さくなる。高効率駆動原理の第３は、ＭＧ印加電圧のマルチレベル化（多段化）である。例えば特開２０１７－１７５７００号公報には、２台の３相インバータの動作を組み合わせて５レベルの巻線端電圧を切り替える電圧マルチレベル化の技術が開示されている。マルチレベル化は、２台のインバータ６０、７０が非対称、すなわち完全反転でないパルスを出力することで実現される。ＭＧ８０への印加電圧がマルチレベル化するほど、印加電圧のパルス波形は正弦波に近づき、電流リプルが低減する。リプルが低減すると高調波成分が減少し、ＭＧ鉄損が小さくなる。

本実施形態では、２台のインバータ６０、７０を駆動する制御モードの選択に応じて、ＭＧ８０の高効率駆動を実現する。なお、本実施形態では、説明の都合上、両電源１１、１２の電源電圧が同等であることを前提として制御モードを選択するが、他の実施形態では電源電圧の関係は同等に限らない。ここで、通電する電流量、特性を実現する制御モードには、各インバータ６０、７０につき、正弦波制御モード、過変調制御モード及び矩形波制御モードの３通りがあり、２台のインバータ６０、７０の制御モードの組合せにより計９通りの駆動パターンができる。さらに、２つのインバータ制御回路３０１、３０２によるトルク管理回路及び電力管理回路の役割の入替を含めると、２電源２インバータ方式の構成では、（９×２＝）計１８通りの駆動パターンが使用可能である。

また、正弦波制御モード及び過変調制御モードは、まとめてＰＷＭ制御モードとして扱うことができる。ＰＷＭ制御モード又は矩形波制御モードの２択の組合せで整理すると、２台のインバータ６０、７０の駆動パターンは、大きく次の３通りとなる。
（１）２台のインバータ６０、７０の両方をＰＷＭ制御モードにより駆動するパターン
（２）２台のインバータ６０、７０の一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動するパターン
（３）２台のインバータ６０、７０の両方を矩形波制御モードにより駆動するパターン

以下の説明において区別が必要な場合、便宜上、３通りの駆動パターンを「大分類３通りの駆動パターン」といい、上記１８通りの駆動パターンを「小分類１８通りの駆動パターン」という。大分類（１）の駆動パターンには８通り、大分類（２）の駆動パターンには８通り、大分類（３）の駆動パターンには２通りの小分類の駆動パターンが含まれる。続いて、大分類３通りの駆動パターンの特性と選択について説明し、その後、選択された駆動パターンへの切替について、ＰＷＭ制御モード及び矩形波制御モードの２択を基本として説明する。そして、明細書の最後の方で、ＰＷＭ制御モードを正弦波制御モードと過変調制御モードとに分け、小分類１８通りの駆動パターンの性能比較について説明する。なお、本明細書では、動詞の「切り替える」、「入れ替える」には送り仮名を付し、名詞の「切替」、「入替」には送り仮名を付さないで表記する。

＜大自由度パターン＞
図６（ａ）に、２台のインバータ６０、７０の両方をＰＷＭ制御モードにより駆動するパターンを示す。ＰＷＭ制御モードは、スイッチング回数（図中「ＳＷ回数」）は多いが、電力分配の微調整が可能であり、電力の大小関係、具体的には電源のＳＯＣの大小関係を変えられる。つまり、電力調整の自由度が大きい。そこで、この駆動パターンを「大自由度パターン」という。大自由度パターンは、２つの電源１１、１２のＳＯＣ調整を優先したい場合、例えば均等に電力を使用したい場合に有効である。

＜高効率パターン＞
図６（ｂ）に、２台のインバータ６０、７０の一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動するパターンを示す。矩形波制御モードとＰＷＭ制御モードとの組合せでは、大自由度パターンに比べてスイッチング回数が少なく、高効率、低損失である。そこで、この駆動パターンを「高効率パターン」という。矩形波制御モードで駆動されるインバータの電力は、ＰＷＭ制御モードで駆動されるインバータの電力よりも大きい。つまり、電力大小関係が一意に決まるため、電力自由度は小さい。

高効率パターンは、効率を優先したい場合、例えば一方の電源のＳＯＣに余裕があり、その一方側の電力量を多く使用できる場合に有効である。なお、電力大小関係が一意に決まるという点に関し、矩形波制御モードで駆動するインバータとＰＷＭ制御モードで駆動するインバータとを交互に切り替えながら、長期的に電力を均等化するように使用することも可能である。ただし、一時的な電力の偏りを許容することが前提となる。また、矩形波制御モードとＰＷＭ制御モードとを組み合わせる高効率パターンでは、両インバータが常に異なるパルスを出力するため、マルチレベル化に有効である。

＜最大出力パターン＞
図６（ｃ）に、２台のインバータ６０、７０の両方を矩形波制御モードにより駆動するパターンを示す。この駆動パターンはスイッチング回数が最少であり、ＭＧ８０が最大のトルクを出力することができるため、「最大出力パターン」という。最大出力パターンは、ＭＧ８０を高出力域で駆動する場合に有効である。

このように、本実施形態のパターン選択部３０５は、電力調整自由度の要求が優先されるときは大自由度パターン、システム損失低減要求が優先されるときは高効率パターン、高出力域でのＭＧ出力要求が優先されるときは最大出力パターン、というように３通りの駆動パターンのうちいずれかを選択する。

［２電源２インバータ方式特有の課題－矩形停滞］
次に図７、図８を参照し、一方のインバータ制御回路における矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替時に発生する、２電源２インバータ方式特有の課題について説明する。まず対比のため、図７（ａ）に、１電源１インバータ方式でのＭＧ出力要求減少時における矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替挙動を示す。ｄｑ軸電流座標に実線で示す指令ラインは最大トルク最小電流ラインである。破線で示す切替ラインは、矩形波制御モードでの出力電圧が過多となり矩形出力不要となったためＰＷＭ制御モードへ切り替えるラインであり、指令ラインに対しマージン分だけ遅角側に設定される。

１電源１インバータ方式では、「ＭＧ出力＝インバータ出力＝電源電力」の関係にあるため、正弦波、過変調、矩形波のどの制御モードになるかはＭＧ８０の駆動状態によって一意に決まる。矩形波制御モードにおけるインバータ電流は、指令ラインに対し弱め界磁状態となる進角側に位置するように制御され、ＭＧ出力要求が減少すると遅角側に、すなわち指令ラインに近づくように移動する。矩形１パルス電圧による出力が要求に対し電圧過多となると、実電流は一時的に指令ラインを跨ぎ、弱め界磁状態から一転して強め界磁状態となる遅角側に変化する。そして実電流が切替ラインに達したことが判定されると、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えられる。

これに対し図７（ｂ）に示すように、２電源２インバータ方式では、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の出力、制御は独立しており、一方が矩形波制御モードでも他方が矩形波制御モードであるとは限らない。また、制御モード切替のタイミングも必ずしも一致しない。例えば、第１インバータ制御回路３０１がトルクフィードバック制御方式による矩形波制御モードで動作しており、第２インバータ制御回路３０２が電流フィードバック制御方式によるＰＷＭ制御モードで動作している場合を想定する。

ＰＷＭ制御モードは、矩形波制御モードよりスイッチングパルス数が多いため、制御自由度及び応答性に優れている。したがって、第２インバータ制御回路３０２は、他方の第１インバータ制御回路３０１が矩形波制御モードで動作していることに関係なく電流指令ラインをトレースする。これに起因し、ＭＧ出力要求が減少しても第１インバータ制御回路３０１が矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに遷移できない事象が発生する。このように、一方のインバータ制御回路が電流フィードバック制御方式によるＰＷＭ制御モードで動作している場合、矩形波制御モードで動作している他方のインバータ制御回路がＰＷＭ制御モードに遷移できず、矩形波制御モードに停滞する事象を「矩形停滞」という。

矩形停滞の具体的要因の一つ目は、制御や機器のばらつき、すなわち２台のインバータ６０、７０の現実的な差異によるものである。例えば、２マイコンの構成、割込タイミング、インバータ、複数センサの機差バラつき等の影響により、理想的には電流を共有していても、切替時に応答が遅れる側のインバータの矩形が切替ラインを跨ぎ切れない場合がある。

図７（ｂ）において、制御や機器のばらつきの影響で、第１インバータ電流及び第２インバータ電流の認識値は必ずしも共通にならない。例えば第１インバータ電流が第２インバータ電流よりも先に指令ラインを跨ぎ、切替ラインに達したと仮定する。すると、第１インバータ制御回路３０１では、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替判定が成立し、指令ラインに沿った制御に移行する。一方、第２インバータ電流が切替ラインに達する前に第１インバータ制御回路３０１が指令ラインでの制御に移行するため、第２インバータ制御回路３０２は、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替判定が成立しない。この挙動は、図７（ｂ）の（＊）部に示される。

このように一方のインバータ制御回路が電流フィードバック制御方式によるＰＷＭ制御モードで指令ラインを維持し続ける限り、矩形波制御モードで駆動しているインバータ側では切替ラインに到達する機会が失われ、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへ戻ることができなくなる。こうして、意図せず矩形波制御モードが維持された場合、ＭＧ出力に対し、一方の矩形出力が不要となるレベルにまでトルクや回転数が低下して出力が下がると、矩形出力電圧を打ち消すように電流フィードバック制御が働く。そのとき、印加電圧の差により出力電圧を打ち消すことができなければ、過電流が生じ、トルク変動や機器故障に繋がるという弊害が発生する。

矩形停滞の具体的要因の二つ目は、ＭＧ駆動システムの使い方に起因する各インバータ出力（または電源電力）の偏りによるものである。トルクフィードバック制御によりトルクが指令に追従し、ＭＧ出力が要求通り実現されたとしても、２電源電力のＳＯＣが調整される場合がある。第１電源１１側のＳＯＣを減らして第２電源１２側のＳＯＣを増やす（ＳＯＣ１＜ＳＯＣ２）ように調整された場合、トルク管理回路がフィードバック制御であり、電力管理回路がフィードフォワード制御及び電力制御である図２の構成に依らず、第２インバータ７０の出力は押し上げられて再び矩形波制御モードになる。その状態で、第１インバータ６０が電流フィードフォワード制御方式によりＰＷＭ制御モードで駆動されれば、指令ラインで制御されるため、第２インバータ電流は切替ラインに達する機会が失われる。

図８に、アクセル全開状態から緩めたシーンでの運転例における制御モードの遷移を示す。段階Ｉでは、第１インバータ６０及び第２インバータ７０は矩形波制御モード同士で駆動され、最大出力且つ電力均等の状態である。このとき、各インバータ６０、７０の均等な電力をＰｅｑとすると、ＭＧ電力はＰｅｑの２倍に相当する。段階ＩＩでは、ＭＧ出力が低下し、両方のインバータ６０、７０が電力均等状態を維持しつつ、ＰＷＭ制御モードに移行する。

段階ＩＩＩではＭＧ出力が更に低下する。このとき、ＳＯＣの調整により第２インバータ７０の出力が押し上げられると、第２インバータ７０側が再び矩形波制御モードになり、電圧過多の状態となる。しかし、上述のように、第２インバータ電流は切替ラインに達する機会が失われるため、過電流が生じるおそれがある。

［制御モードの切替］
制御モードの切替時において、上述の矩形停滞の状態を脱し、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへ切り替わることを「矩形脱出」という。状態遷移部３０６は、矩形波制御モードで動作しているインバータ制御回路が指令ラインに常時制御されていたとしても、必要な時に「矩形脱出」させるように駆動状態を遷移させる。

図９、図１０に、矩形波制御モードで動作しているインバータ制御回路を最大トルク最小電流から矩形脱出させ、ＰＷＭ制御モードに切り替える切替方法の例を列挙する。図９以下、［１］は第１インバータ６０又は第１インバータ制御回路３０１を示し、［２］は第２インバータ７０又は第２インバータ制御回路３０２を示す。

状態遷移部３０６は、電圧利用率に加え、各インバータ制御回路３０１、３０２の制御モード、電力分配比率もしくは電力量の要求値、又は電圧指令ベクトルに基づき駆動状態を遷移させる。各切替例では、第２インバータ制御回路３０２が電流フィードバック制御方式によるＰＷＭ制御モードで動作しており、第１インバータ制御回路３０１が矩形波制御モードから矩形脱出してＰＷＭ制御モードに切り替えられる。

図９（ａ）に示す切替例１では、状態遷移部３０６は、各インバータ６０、７０の電圧利用率及び電力要求値に基づき切替を判定する。切替前の第１インバータ６０及び第２インバータ７０の電力要求値の比をＸ：Ｙとし、第２インバータ７０の電圧利用率をＶｕｆ２とすると、ＭＧ８０の電圧利用率Ｖｕｆ＿ＭＧは、「｛（Ｘ＋Ｙ）／Ｙ｝×Ｖｕｆ２」の式により算出される。なお、電力要求値は、電力指令でもよく、演算可能な実電力量でもよい。

状態遷移部３０６は、ＭＧの電圧利用率Ｖｕｆ＿ＭＧが減少し矩形脱出判定閾値を下回ったとき、矩形波制御モードを継続不要と判断し、第１インバータ制御回路３０１をＰＷＭ制御モードに切り替える。ここで、制御のハンチングを防ぐため、判定閾値にマージンを設定することが好ましい。つまり、状態遷移部３０６は、ＭＧの電圧利用率Ｖｕｆ＿ＭＧが判定閾値からマージンを差し引いた値を下回ったとき、切替時のハンチングのおそれがないと判断し、矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードへの切替を実行する。

ここで図９（ｂ）を参照し、切替例１について第１インバータ６０の電力変調度の視点から補足する。切替前、第１インバータ６０及び第２インバータ７０の制御変調度は共に矩形波制御モードの値である。ＭＧ駆動中に出力要求が減少し、両方のインバータ６０、７０による矩形出力が不要となったタイミングｔｒに第２インバータ７０の制御変調度が減少し始める。一方、第１インバータ６０は矩形停滞の状態となる。

その後、第１インバータ６０の電力変調度がＰＷＭ切替閾値まで低下したタイミングｔｘに、状態遷移部３０６は、第１インバータ制御回路３０１を矩形停滞からＰＷＭ制御モードに切り替える。タイミングｔｘ以降の「第１インバータ電力変調度」は、矩形停滞からＰＷＭ制御モードに切り替えた後に電力分配制御を実行した場合の変調度を示す。切替以降に電力制御により電力分配要求を実現したとしても、第１インバータ６０がＰＷＭ制御モードから再び矩形波制御モードに切り替わって停滞する不適な制御が抑制される。

要するに状態遷移部３０６は、第１インバータ６０がＰＷＭ制御モードから再び矩形波制御モードに切り替わることを防ぐ。そのために状態遷移部３０６は、電力分配状態を示す諸量と、矩形停滞させているＰＷＭ制御モード且つフィードバック制御側の第２インバータ７０の電圧利用率とから、矩形停滞側の第１インバータ６０が現在又は直後に負担する電力量で、矩形波制御モードに再び移る可能性があるか否かを判定する。

図１０（ａ）に示す切替例２では、状態遷移部３０６は、各インバータ制御回路３０１、３０２の制御モード、及び、各インバータ６０、７０の電圧利用率に基づき切替を判定する。切替前、矩形波制御モードで駆動される第１インバータ６０の電圧利用率は一定値Ｖｕｆ０に維持されており、ＰＷＭ制御モードで駆動される第２インバータ７０の電圧利用率は、ＭＧ出力減少に伴ってＶｕｆ０から漸減する。そして、第２インバータ７０の電圧利用率が閾値Ｖｕｆ＿ｔｈに達したタイミングｔｘで第１インバータ制御回路３０１が矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えられる。電圧利用率の閾値Ｖｕｆ＿ｔｈは、第１インバータ６０がそれ以上矩形波制御モードで駆動されると電圧過多になる限界値に設定される。

図１０（ｂ）に示す切替例３では、状態遷移部３０６は、各インバータ６０、７０の電力量に基づき切替を判定する。切替タイミングｔｘ前後の挙動は切替例２と同様である。第２インバータ７０の電力量がＰｗｒ０から漸減し、電力量閾値Ｐｗｒ＿ｔｈに達したタイミングｔｘで第１インバータ制御回路３０１が矩形波制御モードからＰＷＭ制御モードに切り替えられる。電力量閾値Ｐｗｒ＿ｔｈは、例えば、ゼロを含む十分に小さい値、又は負の値に設定される。

ここで、インバータ６０、７０の視点での出力電圧とＭＧ８０の視点での出力電圧とを区別し、それらの関係について説明する。本実施形態では１台のＭＧ８０を制御対象とするため、制御対象に視点を合わせ、各インバータ６０、７０をＭＧ視点の制御方式で制御するものとし、以下、その前提で説明する。ただし本技術の特性上、視点を限定する必要は無い。すなわち、制御対象のＭＧ視点に合わせるのでなく、インバータ視点で各インバータ６０、７０を制御してもよい。その場合、次に説明するインバータ電力を算出する上での補正比や、後述の各種判定手段に対する補正比の使用は不要となる。

インバータ視点での出力電圧は、各インバータ６０、７０の電圧振幅Ｖａｍｐ１、Ｖａｍｐ２と同義の値、又は、換算係数を乗じた値となる。したがって、第１インバータ６０の出力電圧Ｖａｍｐ１及び第２インバータ７０の出力電圧Ｖａｍｐ２は、各電源１１、１２から入力される入力電圧ＶＨ１、ＶＨ２に基づき、式（１．１）、（１．２）により把握可能である。｜Ｖｄｑ１｜、｜Ｖｄｑ２｜は、それぞれ、合計入力電圧が（ＶＨ１＋ＶＨ２）の時の第１インバータ６０及び第２インバータ７０に対応するＭＧ８０の視点での出力電圧である。また、分母の（ＶＨ１＋ＶＨ２）はＭＧ８０の視点での最大印加電圧であり、分子のＶＨ１、ＶＨ２は、各インバータ６０、７０自身が印加する最大電圧である。分数部分は、各インバータ６０、７０の補正比Ｋ１、Ｋ２と定義される。

また、第１インバータ６０の電力Ｐｗｒ１及び第２インバータ７０の電力Ｐｗｒ２は、式（２．１）、（２．２）により、電圧と電流と力率との積で表される。式中、Ｖａｍｐ１、Ｖθ１は第１インバータ６０の電圧振幅及び電圧位相、Ｖａｍｐ２、Ｖθ２は第２インバータ７０の電圧振幅及び電圧位相である。Ｉａｍｐ、Ｉθは共通の電流振幅及び電流位相である。電圧位相と電流位相との差（Ｖθ１－Ｉθ）、（Ｖθ２－Ｉθ）は力率角に相当する。ＭＧ８０の電力Ｐｗｒ＿ＭＧは、式（２．３）により、第１インバータ６０の電力Ｐｗｒ１及び第２インバータ７０の電力Ｐｗｒ２の和で表される。

また、各インバータ６０、７０の電力Ｐｗｒ１、Ｐｗｒ２は、補正比Ｋ１、Ｋ２、ｄｑ軸電流Ｉｄ、Ｉｑ、第１インバータ６０のｄｑ軸電圧Ｖｄ１、Ｖｑ１、及び第２インバータ７０のｄｑ軸電圧Ｖｄ２、Ｖｑ２に基づき、式（３．１）、（３．２）で表される。したがって、式（２．１）、（２．２）と式（３．１）、（３．２）との関係から各インバータ６０、７０の電力が把握可能である。

図１０（ｃ）に示す切替例４では、状態遷移部３０６は、各インバータ制御回路３０１、３０２の電圧指令ベクトルの関係により切替を判定する。左側の図の状態から出力が低下し、第１インバータ制御回路３０１による矩形波制御の出力電圧が過多になると、第２インバータ制御回路３０２の電圧指令ベクトルは、矩形波制御の電圧過多を打ち消す挙動として、ｄ軸電圧Ｖｄが正、又は、ｑ軸電圧Ｖｑが負となる領域に移動する。このとき、電圧位相が反転する変曲点の発生が検出され、切替判定に利用される。

［インバータ制御回路の役割の入替］
次に図１１を参照し、第１インバータ制御回路３０１及び第２インバータ制御回路３０２によるトルク管理回路及び電力管理回路の役割入替について説明する。第１電源１１のＳＯＣが第２電源１２のＳＯＣより高く、第１インバータ６０の電力に余裕がある場合、図の上側に示すように、第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路、第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路として役割設定される。一方、第２電源１２のＳＯＣが第１電源１１のＳＯＣより高く、第２インバータ７０の電力に余裕がある場合、図の下側に示すように、第１インバータ制御回路３０１が電力管理回路、第２インバータ制御回路３０２がトルク管理回路として役割設定される。

２通りの役割設定に対し、優先要素に応じてそれぞれ大分類の３通りの駆動パターンが切り替えられる。電力自由度が優先される場合、トルク管理回路は、ＰＷＭ制御モードでフィードバック制御を行い、電力管理回路は、ＰＷＭ制御モードでフィードフォワードの電力分配制御を行う。高効率（すなわち低損失）が優先される場合、トルク管理回路は、矩形波制御モードで動作し、電力管理回路は、ＰＷＭ制御モードでフィードフォワードの電力分配制御を行う。最大出力が優先される場合、トルク管理回路、電力管理回路ともに矩形波制御モードで動作する。

図の左側の両方向実線矢印は、「矩形－矩形」の駆動パターン同士で２つのインバータ制御回路の役割を入れ替える操作を示す。また、両方向破線矢印は、「ＰＷＭ－ＰＷＭ」の駆動パターン同士で２つのインバータ制御回路の役割を入れ替える操作を示す。このように、インバータの駆動状態に応じて２つのインバータ制御回路の役割を入れ替えることで小分類１８通りの駆動パターンが実現される。これにより、一方のインバータ制御回路が矩形波制御モード、他方のインバータ制御回路がＰＷＭ制御モードで動作している状態において、最大トルク最小電流となる指令ラインを維持するように制御可能となる。

図１２、図１３に、状態遷移部３０６によりトルク管理回路と電力管理回路との役割を入れ替える操作において、入替の瞬間にインバータ６０、７０及びＭＧ８０の変動が無く安定して駆動する入替方法の例を列挙する。図中、「トルク」はトルク管理回路、「電力」は電力管理回路を意味する。以下の例に示すように、状態遷移部３０６は、各インバータ６０、７０の電力量、又は、各インバータ制御回路３０１、３０２の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づいて判断したタイミングで、トルク管理回路及び電力管理回路の役割を入れ替える。

図１２（ａ）に示す入替例１では、入替前に、第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路、第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路としてＰＷＭ制御モード同士で動作している。第１インバータ６０の電力量はＡ［Ｗ］から漸減し、第２インバータ７０の電力量はＢ［Ｗ］（＜Ａ［Ｗ］）から漸増する。そして、各インバータ６０、７０の電力量が共に（Ａ＋Ｂ）／２［Ｗ］で等しくなったタイミングｔｘｘに役割が入れ替えられ、第１インバータ制御回路３０１が電力管理回路、第２インバータ制御回路３０２がトルク管理回路となる。入替例１では、インバータ６０、７０及びＭＧ８０の瞬間的な電力が担保される。

図１２（ｂ）に示す入替例２では、入替前に、第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路、第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路としてＰＷＭ制御モード同士で動作している。第１インバータ制御回路３０１の出力が増加し、ＰＷＭ制御モードから矩形波制御モードに切り替わったタイミングｔｘｘに役割が入れ替えられ、第２インバータ制御回路３０２がトルク管理回路となる。第１インバータ制御回路３０１は電力管理回路又はトルク管理回路のどちらとして動作してもよい。入替例２では、一方が矩形波制御モードであっても指令ラインを維持する処置が実現される。

図１２（ｃ）に示す入替例３では、入替前に、第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路、第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路として矩形波制御モード同士で動作している。第１インバータ６０の電力量Ａ［Ｗ］及び第２インバータ７０の電力量Ｂ［Ｗ］は同等である。動作中のあるタイミングｔｘｘに、各電源１１、１２のＳＯＣ大小に基づき役割が入れ替えられ、第１インバータ制御回路３０１が電力管理回路、第２インバータ制御回路３０２がトルク管理回路となる。

また、あるタイミングｔｄｎからＭＧ出力が低下すると、第２インバータ７０の電力量はＢ［Ｗ］からＢＢ［Ｗ］に低下し、第２インバータ制御回路３０２はＰＷＭ制御モードに切り替わる。一方、第１インバータ６０の電力量はＡ［Ｗ］からＡＡ［Ｗ］となり、第１インバータ制御回路３０１は矩形波制御モードで動作する。このように入替例３では、矩形波制御モードからの脱出後の事前準備として役割が入れ替えられる。

図１３に示す入替例４では、各インバータ制御回路３０１、３０２の電圧指令ベクトルが常時共有されており、状態遷移部３０６は、任意のタイミングで指令を交換することで各インバータ制御回路３０１、３０２の役割を入れ替える。入替例４では、役割を強制的に入れ替えることができる。

［制御モード組合せの性能比較］
図１４に、第１インバータ制御回路３０１がトルク管理回路としてフィードバック制御を行い、第２インバータ制御回路３０２が電力管理回路としてフィードフォワード制御且つ電力制御を行う構成における、９通りの制御モードの組合せによる性能の違いを示す。図中の記号「◎」は非常に良いこと、「○」は良いこと、「△」は劣ること、「×」は非常に劣ることを意味する。「＝」、「＞」は、性能の優劣を等号又は不等号で表現する。図の左上と右下とを結ぶ対角線に対し、右上の欄と左下の欄とは対称の関係にある。

第１インバータ６０の出力（＝第１電源１１の電力）が小さいとき正弦波制御モード、中間のとき過変調制御モード、大きいとき矩形波制御モードが選択される。また、第２インバータ７０の出力（＝第２電源１２の電力）が小さいとき正弦波制御モード、中間のとき過変調制御モード、大きいとき矩形波制御モードが選択される。

正弦波制御モード同士の組合せでは、電力自由度は大きく、スイッチング回数は最多である。正弦波制御モードと過変調制御モードとの組合せでは、電力自由度は中であり、スイッチング回数は少ない。正弦波制御モードと矩形波制御モードとの組合せ、及び、過変調制御モード同士の組合せでは、電力自由度は小さく、スイッチング回数は少ない。過変調制御モードと矩形波制御モードとの組合せでは、電力自由度はほぼ無く、スイッチング回数はほぼ最少である。

矩形波制御モード同士の組合せでは、電力自由度は無く、スイッチング回数は最少である。補足すると、矩形波制御モード同士の組合せでは、第１インバータ６０、第２インバータ７０ともに出力が大きくＭＧ出力は最大となる。ただし、指令電流は、最大トルク最小電流ラインよりも進角側の弱め界磁領域に設定されるため、トルクに対する必要電流は最小とならない。

ここで、第１インバータ６０を矩形波制御モード、第２インバータ７０をＰＷＭ制御モードで駆動する例における制御モードの遷移を図１５に示す。段階Ｉでは、第１インバータ６０及び第２インバータ７０はＰＷＭ制御モード同士で駆動され、出力電力は均等の状態である。このとき、各インバータ６０、７０の均等な電力をＰｅｑとすると、ＭＧ電力はＰｅｑの２倍に相当する。

段階ＩＩでは、第１インバータ６０が矩形波制御モードとなるように、第２インバータ制御回路３０２がＰＷＭ制御モードで電力制御を行う。これにより、第１インバータ６０の出力は増加し、その分、第２インバータ７０の出力は減少する。段階ＩＩＩでは、ＭＧ出力が低下する。このとき、第２インバータ制御回路３０２は、ＭＧ出力が変化しても第１インバータ６０が矩形波制御モードを維持するように電力制御を行う。

［処理のフローチャート］
図１６のフローチャートに、本実施形態の制御部３００による処理の基本概念を示す。フローチャートの説明で、記号「Ｓ」はステップを意味する。Ｓ０１で制御部３００は、ＭＧ８０の駆動状態を把握する。具体的には各インバータ６０、７０の役割、ＭＧ出力、制御電流や電圧、制御状態等を把握する。なお、これらの情報は、通常制御に使用される制御量の情報で代用されてもよい。Ｓ０２では、ＭＧ駆動制御における優先要素として、（１）２電源の電力調整に係る大自由度、（２）高効率（すなわち低損失）、（３）最大出力の実現、のいずれを優先するか決定される。

Ｓ０３でパターン選択部３０５は、制御モードの組合せについて９通り、インバータ制御回路３０１、３０２によるトルク管理回路及び電力管理回路の役割設定について２通りを乗じた計１８通りの駆動パターンから、いずれか１パターンを選択する。Ｓ０４で状態遷移部３０６は、現在の駆動パターンがパターン選択部３０５により選択された駆動パターンと異なる場合、選択された駆動パターンに状態遷移させる。

図１７のフローチャートに処理の詳細を示す。Ｓ１１で制御部３００は、上位の車両制御回路等からＭＧ８０への要求トルクを取得する。続くＳ１２～Ｓ２０は、パターン選択部３０５により、１８通りの駆動パターンからいずれか１パターンを選択するステップである。Ｓ１３、Ｓ１５、Ｓ１７、Ｓ１８における（×１）、（×４）、（×２）は、そのステップで規定される制御モード組合せのパターン数を示す。

Ｓ１２ではＭＧ８０の駆動が高出力域であるか判断され、ＹＥＳの場合、Ｓ１３に移行し、ＮＯの場合、Ｓ１４に移行する。Ｓ１３では、１通りの「［１］：矩形、［２］：矩形」の組合せにより最大出力の実現が選択される。Ｓ１４では電力調整の優先要求があるか、すなわち２電源のＳＯＣを均等化するように調整する優先的な要求があるか判断される。Ｓ１４でＹＥＳの場合、Ｓ１５に移行し、ＮＯの場合、Ｓ１６に移行する。Ｓ１５では、「［１］：ＰＷＭ、［２］：ＰＷＭ」の組合せにより積極的な電力調整が選択される。「［１］：ＰＷＭ、［２］：ＰＷＭ」の組合せは、各インバータにつき正弦波制御モード又は過変調制御モードが選択されるため４通りである。

Ｓ１６では、第１電源１１の電力優先使用の要求があるか判断される。第１電源１１のＳＯＣが第２電源１２のＳＯＣより大きく、第１電源１１の電力を優先して使用する場合、ＹＥＳと判断され、Ｓ１７に移行する。逆に第２電源１２のＳＯＣが第１源１１のＳＯＣより大きく、第２電源１２の電力を優先して使用する場合、ＮＯと判断され、Ｓ１８に移行する。

Ｓ１７では「［１］：矩形、［２］：ＰＷＭ」の組合せにより、また、Ｓ１８では「［１］：ＰＷＭ、［２］：矩形」の組合せにより、高効率運転が選択される。つまり、電力に余裕の有る電源側のインバータ制御回路は、電力がより多く使われる矩形波制御モードで動作し、電力に余裕の無い電源側のインバータ制御回路は、ＰＷＭ制御モードで動作して過不足調整する。「［１］：矩形、［２］：ＰＷＭ」及び「［１］：ＰＷＭ、［２］：矩形」の組合せは、ＰＷＭ制御モードとして正弦波制御モード又は過変調制御モードが選択されるため各２通りである。ここまでで計９通りの駆動パターンが選択される。

Ｓ１９では、第１インバータ制御回路３０１においてフィードバック制御でのトルク管理の要求があるか判断される。Ｓ１９でＹＥＳの場合、パターン選択部３０５は、Ｓ２０で、第１インバータ制御回路３０１をトルク管理回路に、第２インバータ制御回路３０２を電力管理回路に役割設定する。Ｓ１９でＮＯの場合、パターン選択部３０５は、Ｓ２１で、第１インバータ制御回路３０１を電力管理回路に、第２インバータ制御回路３０２をトルク管理回路に役割設定する。こうして、Ｓ１８までに規定される計９通りに、インバータ制御回路の役割設定について２通りが乗じられ、駆動パターンは計１８通りとなる。

次にＳ２２では、選択された駆動パターンへの状態遷移が状態遷移部３０６により実行される。Ｓ２３で制御部３００は、要求を達成するように電圧指令を演算し、インバータ駆動信号を生成する。以上のように、本実施形態では、制御すべきＭＧトルクや２電源の電力状態を要求通りに安定して実現しながら、複数の駆動パターンの中から、優先要素に応じて電力自由度の大きいパターンや損失最小となるパターンを選択することができる。

［インバータ制御回路の役割構成に関する変形例］
上記の基本的な実施形態では、一方のインバータ制御回路がトルク管理回路として、他方のインバータ制御回路が電力管理回路として動作し、その構成における制御モードの組合せは図１４に記される。これに対し、両方のインバータ制御回路がトルク管理回路としてフィードバック制御を行う役割構成における制御モードの組合せを図１８に示す。図中の記号は図１４に準ずる。

ここで、ＰＷＭ制御モードである正弦波制御モード又は過変調制御モード同士の組合せは、主に電力調整を目的として選択されるものである。すなわち、フィードバック制御同士ではなく、フィードバック制御及び電力制御を基本とするものであるため除外される。矩形波制御モード同士の場合、トルク実現のため、少なくとも一方はフィードバック制御である必要がある。また、矩形波制御モード同士の組合せは、主に最大出力を目的として選択されるものであり、「フィードバック制御＋電力制御」、又は、フィードバック制御同士のどちらでもよい。いずれの場合もスイッチング回数は最少となる。

正弦波制御モードと矩形波制御モードとの組合せでは、電力は成り行きとなり、スイッチング回数は少ない。過変調制御モードと矩形波制御モードとの組合せでは、電力は成り行きとなり、スイッチング回数は最少である。これらの組合せにおいて、電源電圧が同じ場合、矩形波制御モードの方が電力量は大きくなるため、２台のインバータ６０、７０の電力量の大小関係は把握可能である。また、電源電圧が異なる場合でも、両電源電圧の比率を補正することで実際に即した電力量の大小比較が可能となる。

ここで、「フィードバック制御によるトルク管理」同士の構成の意味合いについて説明する。電気１周期中のスイッチング回数が多いことや制御周期の違いにより、ＰＷＭ制御モード（特に正弦波制御モード）では、矩形波制御モードに比べ制御応答性が向上する。制御部３００は、この特性を利用して、矩形波制御モード側がフィードバック制御であっても、高速制御するＰＷＭ制御モードでのフィードバック制御により、最適な（例えばトルク最小となる）電流指令となるように、意図的に「矩形停滞」を発生させる。これにより、要求トルクを満足しながら、一方のインバータを矩形波制御モードで駆動したまま、ＰＷＭ制御モードでのフィードバック制御により最適電流を自動的に実現し続けることが可能となる。つまり、２電源２ＩＮＶ特有の「矩形停滞」事象を活用することができる。

（その他の実施形態）
（ａ）状態遷移部３０６による制御モードの切替、又は、２つのインバータ制御回路の役割入替の具体的な手段は、図９、１０、１２、１３に例示した手段に限らず、それ以外の手段が用いられてもよい。また、制御モードの切替時におけるＭＧトルクや電力変動を問題としない場合、状態遷移部３０６を設けず、パターン選択部３０５が選択した駆動パターンに常に強制的に入れ替えるようにしてもよい。

（ｂ）独立した２電源が用いられる構成において、各電源は、両方ともバッテリやキャパシタで代表される二次電池である構成に限定されない。例えば、一方の電源が二次電池であり、他方の電源が燃料電池や発電機により構成されてもよい。

（ｃ）電動機のオープン巻線の相数は、３相に限らず４相以上であってもよい。また、２相のオープン巻線がブリッジ接続された構成であってもよい。

（ｄ）２電源２インバータ式の電動機駆動装置は、電気自動車、燃料電池車などの純電気車や、ＰＨＶ（プラグインハイブリッド）、レンジエクステンダをはじめとする電気リッチなハイブリッドパワトレイン、さらには、１２～４８ＶのＩＳＧ（Integrated Starter Generator）といった軽い電動化車両に至るまで適用される。この技術は、従来技術として公知であるリアクトルによる昇圧回路を一切使用せず、電源電圧を直列化することで、高効率に高出力を実現する用途に適用可能な電圧型回路トポロジによるものである。この技術は、各車両において、従来の昇圧回路や大電流型インバータでは熱的に成立困難な領域においても高出力化が求められる用途に適し、従来のパワトレインよりも高効率運転を可能にする。

以上、本発明は、上記実施形態になんら限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲において種々の形態で実施可能である。

１１・・・第１電源、 １２・・・第２電源、
３００・・・制御部、
３０１・・・第１インバータ制御回路、
３０２・・・第２インバータ制御回路、
３０５・・・パターン選択部、 ３０６・・・状態遷移部、
６０・・・第１インバータ、 ６１～６６・・・第１スイッチング素子、
７０・・・第２インバータ、 ７１～７６・・・第２スイッチング素子、
８０・・・ＭＧ（モータジェネレータ、電動機）、
８１、８２、８３・・・３相巻線。

Claims (9)

1. ２つの電源が個別に接続される２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置であって、
   第１電源（１１）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１～６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
   第２電源（１２）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１～７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
   トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（３０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（３０２）、の２つのインバータ制御回路を有する制御部（３００）と、
   を備え、
   前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路の少なくとも一方は、トルクフィードバック制御により前記電動機のトルクを管理するトルク管理回路として動作し、
   各前記インバータ制御回路は、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力するＰＷＭ制御モード、及び、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御モードにより前記インバータを駆動可能であり、
   前記制御部は、前記２台のインバータの両方をＰＷＭ制御モードにより駆動する大自由度パターン、前記２台のインバータの一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動する高効率パターン、及び、前記２台のインバータの両方を矩形波制御モードにより駆動する最大出力パターン、の３通りの駆動パターンのうちいずれかを選択するパターン選択部（３０５）、及び、現在の前記駆動パターンが前記パターン選択部により選択された前記駆動パターンと異なる場合、選択された前記駆動パターンに状態遷移させる状態遷移部（３０６）を有し、
   前記パターン選択部は、電力調整自由度の要求、システム損失低減要求、又は、前記電動機の出力要求に応じて駆動パターンを選択し、
   前記状態遷移部は、各前記電源からの入力電圧に対する各前記インバータもしくは前記電動機への印加電圧の比である電圧利用率に加え、電力分配比率もしくは電力量の要求値、又は、各前記インバータ制御回路の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づき状態を遷移させる電動機駆動装置。
2. ２つの電源が個別に接続される２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置であって、
   第１電源（１１）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１～６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
   第２電源（１２）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１～７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
   トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（３０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（３０２）、の２つのインバータ制御回路を有する制御部（３００）と、
   を備え、
   前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路のいずれか一方は、トルクフィードバック制御により前記電動機のトルクを管理するトルク管理回路として動作し、前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路の他方は、前記２台のインバータへ供給される電力分配比率または電力量を管理する電力管理回路として動作し、
   各前記インバータ制御回路は、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力するＰＷＭ制御モード、及び、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御モードにより前記インバータを駆動可能であり、
   前記制御部は、前記２台のインバータの両方をＰＷＭ制御モードにより駆動する大自由度パターン、前記２台のインバータの一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動する高効率パターン、及び、前記２台のインバータの両方を矩形波制御モードにより駆動する最大出力パターン、の３通りの駆動パターンのうちいずれかを選択するパターン選択部（３０５）を有し、
   前記パターン選択部は、電力調整自由度の要求、システム損失低減要求、又は、前記電動機の出力要求に応じて駆動パターンを選択する電動機駆動装置。
3. 前記ＰＷＭ制御モードには、前記電動機の出力及び各前記インバータの電力量に応じて、正弦波制御モード及び過変調制御モードが含まれ、
   前記パターン選択部は、
   各インバータ制御回路による正弦波制御モード、過変調制御モード又は矩形波制御モードの組合せについて９通り、前記第１インバータ制御回路及び前記第２インバータ制御回路による前記トルク管理回路及び前記電力管理回路の役割設定について２通りを乗じた計１８通りの駆動パターンのうちいずれかを選択する請求項２に記載の電動機駆動装置。
4. 前記制御部は、現在の前記駆動パターンが前記パターン選択部により選択された前記駆動パターンと異なる場合、選択された前記駆動パターンに状態遷移させる状態遷移部（３０６）を有し、
   前記状態遷移部は、選択された前記駆動パターンに基づき、前記第１インバータ制御回路及び前記第２インバータ制御回路による前記トルク管理回路及び前記電力管理回路の役割を入れ替える請求項３に記載の電動機駆動装置。
5. 前記状態遷移部は、各前記インバータの電力量、又は、各前記インバータ制御回路の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づいて判断したタイミングで、前記トルク管理回路及び前記電力管理回路の役割を入れ替える請求項４に記載の電動機駆動装置。
6. 前記状態遷移部は、各前記電源からの入力電圧に対する各前記インバータもしくは前記電動機への印加電圧の比である電圧利用率に加え、電力分配比率もしくは電力量の要求値、又は、各前記インバータ制御回路の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づき状態を遷移させる請求項４または５に記載の電動機駆動装置。
7. 前記パターン選択部は、前記２台のインバータの電力量又は前記２つの電源のＳＯＣに基づき、前記駆動パターンを選択する請求項１～６のいずれか一項に記載の電動機駆動装置。
8. ２つの電源が個別に接続される２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置のプログラムであって、
   前記電動機駆動装置は、
   第１電源（１１）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１～６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
   第２電源（１２）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１～７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
   トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（３０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（３０２）、の２つのインバータ制御回路を有する制御部（３００）と、
   を備え、
   前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路の少なくとも一方は、トルクフィードバック制御により前記電動機のトルクを管理するトルク管理回路として動作し、
   各前記インバータ制御回路は、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力するＰＷＭ制御モード、及び、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御モードにより前記インバータを駆動可能であり、
   前記制御部に対し、
   前記２台のインバータの両方をＰＷＭ制御モードにより駆動する大自由度パターン、前記２台のインバータの一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動する高効率パターン、及び、前記２台のインバータの両方を矩形波制御モードにより駆動する最大出力パターン、の３通りの駆動パターンのうちいずれかを、電力調整自由度の要求、システム損失低減要求、又は、前記電動機の出力要求に応じて選択するように動作させ、且つ、
   現在の前記駆動パターンが前記パターン選択部により選択された前記駆動パターンと異なる場合、各前記電源からの入力電圧に対する各前記インバータもしくは前記電動機への印加電圧の比である電圧利用率に加え、電力分配比率もしくは電力量の要求値、又は、各前記インバータ制御回路の制御モードもしくは電圧指令ベクトルに基づき、選択された前記駆動パターンに状態遷移させるように動作させるプログラム。
9. ２つの電源が個別に接続される２台のインバータを用いて、端点同士がオープンである２相以上の巻線（８１、８２、８３）を有する電動機（８０）の駆動を制御する電動機駆動装置のプログラムであって、
   前記電動機駆動装置は、
   第１電源（１１）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第１スイッチング素子（６１～６６）を有し、前記巻線の一端に接続される第１インバータ（６０）と、
   第２電源（１２）から直流電力が入力され、前記巻線の各相に対応して設けられる複数の第２スイッチング素子（７１～７６）を有し、前記巻線の他端に接続される第２インバータ（７０）と、
   トルク指令に基づき、前記第１インバータへの出力電圧指令である第１電圧指令を生成する第１インバータ制御回路（３０１）、及び、前記第２インバータへの出力電圧指令である第２電圧指令を生成する第２インバータ制御回路（３０２）、の２つのインバータ制御回路を有する制御部（３００）と、
   を備え、
   前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路のいずれか一方は、トルクフィードバック制御により前記電動機のトルクを管理するトルク管理回路として動作し、前記第１インバータ制御回路又は前記第２インバータ制御回路の他方は、前記２台のインバータへ供給される電力分配比率または電力量を管理する電力管理回路として動作し、
   各前記インバータ制御回路は、電圧指令と搬送波との比較に基づき電気１周期に搬送波周波数に応じた複数のパルスを出力するＰＷＭ制御モード、及び、電気１周期に１パルスを出力する矩形波制御モードにより前記インバータを駆動可能であり、
   前記制御部に対し、
   前記２台のインバータの両方をＰＷＭ制御モードにより駆動する大自由度パターン、前記２台のインバータの一方を矩形波制御モードにより、他方をＰＷＭ制御モードにより駆動する高効率パターン、及び、前記２台のインバータの両方を矩形波制御モードにより駆動する最大出力パターン、の３通りの駆動パターンのうちいずれかを、電力調整自由度の要求、システム損失低減要求、又は、前記電動機の出力要求に応じて選択するように動作させるプログラム。

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