JP7233057B2 - 二重インバータ駆動装置の使用によるdcグリッドを介した電気車両の定電流高速充電 - Google Patents
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Description
本願は、2017年6月15日に出願された米国特許出願第62/519946号、2017年12月19日に出願された米国特許出願第62/607549号、および、2017年10月23日に出願されたカナダ特許出願第2983328号(これら3つの特許は「CONSTANT CURRENT FAST CHARGING OF ELECTRIC VEHICLES VIA DC GRID USING DUAL INVERTER DRIVE」を発明の名称とし、参照することにより本願に援用される)の仮出願ではなく、優先権を含む、これら3つの特許のすべての利益を主張する。
例示的なDC充電構成が図2において示されている。本明細書の目的のために、スイッチ、電圧および電流の量は、上方モジュールおよび下方モジュールに対して、それぞれ「1」および「2」と標示される。上方モジュールおよび下方モジュールが図面において示されており、より多数の、より小数の、または代替的な電子的構成要素を含み得る。上方ならびに下方のモジュールおよびこれらの構成要素の態様は、連結されてもよく、取り付けられてもよく、直接的に接続されてもよく、または間接的に(例えば1つまたは複数の中間的構成要素を介して)接続されてもよい。モジュールおよび構成要素の態様は動作可能に接続されてもよい。n-ストリングからなるEVバッテリーパックは、1対の2レベル電圧源インバータ間で均等に分割される。各バッテリーストリングは1ストリングあたり同一個数の電池を有し、したがって組み合わされたバッテリーパックと同一の公称電圧が維持される。AC側は、機械漏れインダクタンスが2つのスイッチネットワーク間で共有されるよう、電動モータの開放終端巻線に接続される。
いくつかの実施形態では、二重インバータは、トラクションモードにおけるdc/ac変換の実施とは対照的に、充電モードにおいて1組のdc/dcコンバータとして動作するよう構成されている。動作に関するその原理は図3において示される平均モデルを介して分析される。このセクションでは、相補的かつインターリーブされたスイッチングが高調波性能に対して与える影響について強調する。
二重インバータの平均モデルは、分割バッテリーバックの場合と同様に、同等なエネルギー貯蔵統合化のために開発された。バッテリーパックのバランシングについてはセクションIVにおいてさらに扱われるであろう。マルチレベルコンバータのためのハーフブリッジネットワークの動的モデルは[19]において開発されたが、平均スイッチモデルを表すためにも使用され得る。6個のハーフブリッジコンバータの各コンバータは、理想的な制御された電圧源としてモデル化される。電圧は、貯蔵ユニットが挿入される期間に依存する。バッテリー電流i1およびi2は出力バランスから誘導される。出力フローは双方向であり得るが、本研究では、Vdcは入力として、V1およびV2は出力として指定される。
V1i=d1iV1 (1)
V2i=d2iV2 (2)
式中、3つのインターリーブされたdc/dc段階に対してi={a,b,c}である。
d1=d1i (3)
d2=d2i (4)
が、この分析に対して成り立つことに注意すべきである。
Vdc=V1d1i+V2d2i (5)
理想化された対称的なシステムに対して、d1i=d2i=dを仮定すると、次の式が得られる。
Vdc=(V1+V2)d (6a)
idc=isa+isb+isc (7)
出力電流i1およびi2は出力バランスから誘導される。すなわち、
V1i1=V1di(isa+isb+isc) (8a)
i1=idcd1 (8b)
i2=idcd2 (8c)
式中、i1およびi2は各モジュールにおいてデューティサイクルにより設定されるDC入力電流の一部である。
P1=V1idcd1 (9a)
P2=V2idcd2 (9b)
したがってバッテリーへの平均電流は、組み合わされたステータ電流およびデューティサイクルの関数である。ハーフブリッジスイッチネットワークの適切なスイッチング動作により、提案される充電器は個々のバッテリーパック電流を効果的に制御することが可能である。
i1i=isiS1i’ (12)
i2i=isiS2i’ (13)
インダクタ・リプルもバッテリーに伝搬することに注意すべきである。インダクタ・リプルが、分岐電流を合計することにより生成される脈動電流と較べて無視可能であるため、相補的スイッチングはバッテリー電流に対して最小の効果を有する。したがってバッテリーにおいて電流高調波成分を最少化するために、並列位相間でインターリーブされたスイッチングが使用される。提案されるスイッチング方法は、DC入力におけるスイッチング・リプルも減少させる。
i1=i1a+i1b+i1c (14)
i2=i2a+i2b+i2c (15)
図8では、並列位相を定電流制御するための3つのPI制御器が実装されている。EVSEが通常、車両導入口におけるDC電流を調節するため、各インダクタ電流は、DCバス電流基準の1/3を追跡するであろう。
図8では、電圧バランス制御器は電圧差を取得してΔdを出力し、次にΔdはd1iから減算され、d2iに加算される。したがって上方モジュールにおけるDC電源が下方モジュールと比較して過充電されている場合、下方モジュールは、より頻繁に挿入されるであろう。両方の供給源は同時に充電されるが、出力分布がシフトされるよう、オフセットが存在する状態で充電される。このオフセットがコンバータの動作限界を超過することがないことを保証するために、リミッタが電圧バランス制御器の出力において実装される。バランス制御器がDC電源内における全貯蔵エネルギーを推定するために電圧を使用することに注意すべきである。分割バッテリーパックの充電状態(クーロン数)の比較などの、他のパラメータもエネルギー管理のために使用され得る。
提案される統合化充電器のフルスイッチ・モデルが、PLECSツールボックスを用いてMATLAB/SIMULINKにおいて実装される。回路図が図12(a)において示されており、シミュレーションパラメータが表2において列挙されている。
・電流制御および電圧バランシング機能
・以前に提案された統合化充電器の1つの制限である動作点V1<Vdc、V2<VdcにおけるDC充電
・提案されるスイッチング方法の使用による電流リプル低減化
このセクションでは、提案される充電器トポロジーに基づく11kW実験室試作品の実験的試験について論じる。最も広く採用されるDC高速充電器の1つ(CHAdeMO)は定格が50kWである。本研究では、システム定格は、二重インバータ・パワートレインを使用する基本的な充電機能を検証するために、縮小化される。実験結果では、広い動作領域における定電流制御、電圧バランス、およびスイッチング・リプル低下について示される。2つの動作点、すなわち、1)V1<Vdc、V2<Vdc、および2)V1>Vdc、V2>Vdcにおける充電について、確認される。いずれのケースにおいても、このシステムは、モータの定格出力の94%で動作する。
図13(a)では、各スーパーキャパシタ電圧が入力電圧より低い場合の定電流制御の実験結果が示されている。これは、低充電状態における高エネルギー、低電圧EVバッテリーパックまたはバッテリーの充電に類似する。この結果では、isrefが0から15Aに上げられた後にその定格電流の50%にまで下げられたときの制御器の機能が示される。入力電流は、相電流の合計まで示される。1つのスーパーキャパシタバンクあたり175Vを有する組み合わされたエネルギー貯蔵システムは、10.35kW定格出力において230VのDC供給源から充電する。したがって定格機械出力に相当する出力でバッテリーを充電する。シミュレーションにおいて提示されたケースと同様に、idcおよびis,abcは新しい電流基準を追跡する。
図13(b)では、各スーパーキャパシタ電圧が入力電圧より大きい場合の定電流制御の実験結果が示されている。この動作シナリオは、高電圧および高速動作のために設計されたEVバッテリーの充電に当てはまる。入力電圧は230Vに固定され、各スーパーキャパシタバンクは245Vで充電し、合計充電出力も10.35kWである。同一の電流ステップがこの動作点に適用された。図14(a)において示されているように、相電流間のピークトゥピーク・リプルは同一ではない。突極ロータの使用は、ステータとロータとの間の非対称的な磁束漏れをもたらす。この磁束漏れは位相ごとの全インダクタンスにわずかな影響しか及ぼさない。
図15では、電圧バランス制御の機能が示されている。充電前のスーパーキャパシタ電圧は154Vおよび147Vである。制御器が有効化されると、DCバス電流は0から10Aに上がり、DC電源から2.3kWを引き込む。d1とd2との間に適用されたオフセットのために、「充電不足」状態のスーパーキャパシタバンクは「過充電」状態のスーパーキャパシタバンクと比較して、より速い充電速度を有する。スーパーキャパシタ電圧はおよそ178Vにおいて収束する。これらの結果は、初期電圧偏移に応答するバランス制御器の動作を確認する。
図14(a)には、ケース#1に対するものであるが、ここではより低い電流基準における、idc、is,abc、i1、およびi2のスイッチング・リプルが示されている。これは、ピークトゥピーク・リプルの大きさが平均充電電流に依存しないことを示すためのものである。図13(a)からの電流基準ステップにおけるスイッチングノイズを無視すると、idc=15Aにおける充電とidc=45Aにおける充電との間のスイッチング・リプルは同等である。シミュレーションおよび実験研究のフーリエスペクトルを比較すると、スイッチング周波数(7.5kHz)におけるスイッチング・リプルは両方のシステムにおいて解消されている。シミュレーションと実験結果との間のいかなる齟齬も、動作点における差異およびロータ突起物に起因するものである。例えば、実験室結果から得られる出力電流i1およびi2は、第3高調波が優勢であるシミュレーション結果と比較して、第3高調波よりも高い第6高調波を有する。これは、シミュレーションモデルが定格状態で動作するという事実に起因するものである。実験研究では、低電流における充電は、より高い第6高調波リプルを導入する。
以下で提供されるDCフロントエンド回路は、好適な実施形態に係る構成要素である。
ケース1:Vbatt1+Vbatt2≦Vdc
ケース2:Vbatt1+Vbatt2>Vdc
に分割され得る。
ケース1:Vbatt1+Vbatt2+Vmargin≦Vdc
ケース2:Vbatt1+Vbatt2+Vmargin>Vdc
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Claims (23)
- DC電源からの駆動機能と充電機能の両方を有するように構成された装置であって:
電動モータ;
電気的に接続された第1のトラクションインバータおよび第1のバッテリを備える第1のインバータ回路であって、前記第1のインバータ回路は前記電動モータおよびDCフロントエンド回路に接続される、第1のインバータ回路;
電気的に接続された第2のトラクションインバータおよび第2のバッテリを備える第2のインバータ回路であって、前記第2のインバータ回路は、前記電動モータおよび前記DCフロントエンド回路に接続され、前記DCフロントエンド回路は前記DC電源および前記第1のインバータ回路および前記第2のインバータ回路に接続される、第2のインバータ回路;
前記第2のバッテリのマイナス端子と前記DCフロントエンド回路の間の第1の接続;
前記第1のバッテリのプラス端子と前記DCフロントエンド回路の間の第2の接続、
を備え、
前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリは前記DC電源と電力交換をし、前記DCフロントエンド回路は、前記第1および第2のバッテリのうち少なくとも1つに提供している充電入力を制御するように構成された少なくとも1つのスイッチング装置を備え、前記少なくとも1つのスイッチング装置は前記第1のインバータ回路および前記第2のインバータ回路のうち少なくとも1つのスイッチと連携して制御可能であり、前記少なくとも1つのスイッチング装置の動作をオンおよびオフの構成の間で制御することによって、前記充電入力が制御される、装置。 - 前記DCフロントエンド回路は前記第1および第2のインバータ回路と組合わせて、前記DC電源の入力電圧をアップコンバートまたはダウンコンバートして前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリに電力を供給するように動作される、請求項1に記載の装置。
- 前記DCフロントエンド回路は:
キャパシタであって、前記キャパシタの前記プラス端子が前記DC電源のプラス端子と接続され、かつ前記キャパシタの前記マイナス端子が前記DC電源のマイナス端子と接続される、キャパシタ;
ダイオードであって、前記ダイオードはプラス端子およびマイナス端子を有し、前記ダイオードのプラス端子は前記スイッチング装置および前記第1のバッテリの前記プラス端子に接続され、前記ダイオードのマイナス端子は前記第2のバッテリの前記マイナス端子に接続される、ダイオード、
を備え、
前記スイッチング装置は前記ダイオードの前記プラス端子を前記キャパシタの前記プラス端子に接続するように構成される、
請求項1に記載の装置。 - 前記DCフロントエンド回路は:
キャパシタであって、前記キャパシタの前記プラス端子は前記DC電源のプラス端子に接続され、前記キャパシタの前記マイナス端子は前記DC電源のマイナス端子と接続される、キャパシタ;
能動的動力用スイッチであって、前記能動的動力用スイッチはプラス端子およびマイナス端子を有し、前記能動的動力用スイッチのプラス端子は前記スイッチング装置および前記第1のバッテリの前記プラス端子と接続され、前記能動的動力用スイッチのマイナス端子は前記第2のバッテリの前記マイナス端子と接続される、能動的動力用スイッチ、
を備え、
前記スイッチング装置は前記能動的動力用スイッチの前記プラス端子を前記キャパシタの前記プラス端子に接続するように構成される、
請求項1に記載の装置。 - 前記DCフロントエンド回路は、第1モードおよび第2モードにより操作するように構成され、前記第1モードは前記第1のバッテリの電圧と前記第2のバッテリの電圧の合計が前記DC電源の電圧以下となるモードであり、前記第2モードは前記第1のバッテリの電圧と前記第2のバッテリの電圧の前記合計が前記DC電源の電圧超となるモードであるように構成される、請求項1に記載の装置。
- 前記第1モードの場合に、前記第1のインバータ回路のスイッチおよび前記第2のインバータ回路のスイッチが前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリを接続し、かつ前記DCフロントエンド回路が、前記DCフロントエンド回路の前記少なくとも1つのスイッチング装置を制御することによって前記電動モータの電流を制御するように構成され、前記少なくとも1つのスイッチング装置は、前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリのうち少なくとも1つに充電入力を提供するように制御される、請求項5に記載の装置。
- 前記第2モードの場合に、前記少なくとも1つのスイッチング装置がオン状態に維持され、かつ前記第1のインバータ回路のスイッチおよび前記第2のインバータ回路のスイッチが作動されて前記電動モータの電流を調節する、請求項5に記載の装置。
- 前記第1のインバータ回路および前記第2のインバータ回路は双方向動作をするように構成され、それによって、前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリから前記DC電源へ、または前記DC電源から前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリへの交互の電力の伝達をするように構成される、請求項4に記載の装置。
- DC電源から第1のインバータ回路または第2のインバータ回路への充電入力を制御するように構成されたDCフロントエンド回路であって、
(i)前記第1のインバータ回路は電気的に接続された第1のトラクションインバータおよび第1のバッテリを備え、電動モータと接続され、および前記DC電源からの駆動機能および充電機能を有するように構成され、
(ii)前記第2のインバータ回路は電気的に接続された第2のトラクションインバータおよび第2のバッテリを備え、前記電動モータおよび前記DCフロントエンド回路と接続され、
前記DCフロントエンド回路は:
前記第2のバッテリのマイナス端子と前記DCフロントエンド回路の間の第1の接続;
前記第1のバッテリのプラス端子と前記DCフロントエンド回路の間の第2の接続;
前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリのうち少なくとも1つに提供する前記充電入力を制御するように構成された少なくとも1つのスイッチング装置であって、前記少なくとも1つのスイッチング装置は前記第1のインバータ回路および前記第2のインバータ回路のうち少なくとも1つのスイッチと連携して制御可能であり、前記少なくとも1つのスイッチング装置の動作をオンおよびオフの構成の間で制御することによって、前記充電入力が制御される、スイッチング装置、
を備える、DCフロントエンド回路。 - 前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計が前記DC電源の入力電圧以下となる場合に、前記少なくとも1つのスイッチング装置は第1モードに動作することによって前記充電入力を制御するように構成され、
前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計が前記DC電源の入力電圧超となる場合に、前記少なくとも1つのスイッチング装置は第2モードに動作することによって前記充電入力を制御するように構成される、請求項9に記載のDCフロントエンド回路。 - 前記第1モードにおいて、前記少なくとも1つのスイッチング装置は前記第1および第2のインバータ回路のスイッチをON状態にスイッチしている間に、前記第1および第2のバッテリの充電を可能にするように制御される、請求項10に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記第1モードにおいて、前記第1および第2のインバータ回路のスイッチが前記第1および第2のバッテリを充電可能に制御される間、前記少なくとも1つのスイッチング装置はON状態に維持される、請求項10に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記第1モードにおいて、前記少なくとも1つのスイッチング装置は、デューティサイクルが前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計を前記DC電源の前記入力電圧で割った値以下となるように制御される、請求項10に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記第2モードにおいて、前記第1および第2のインバータ回路のスイッチが前記第1および第2のバッテリが充電可能に制御される間、前記少なくとも1つのスイッチング装置はON状態に維持される、請求項10に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記少なくとも1つのスイッチング装置は双方向の電流伝導および単方向性の電圧ブロック能力を有する、請求項9に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記DCフロントエンド回路は入力フィルタと、前記少なくとも1つのインバータ回路に並列な単方向性電流伝導および単極性の電圧遮断能力を有するダイオードを備え、前記入力フィルタは前記DC電源の端子において接続され、前記ダイオードは前記第1の接続と前記第2の接続において接続される、請求項9に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記DCフロントエンド回路は前記少なくとも1つのインバータ回路のスイッチと連携して前記少なくとも1つのスイッチング装置を制御するための信号を生成するように構成された制御器を備える、請求項9に記載のDCフロントエンド回路。
- 前記DCフロントエンド回路は前記DC電源に電気系統の欠陥ブロック回路を備え、前記DC電源に欠陥が生じた場合に前記第1または第2のバッテリのうち少なくともいずれか一方を保護するように構成される、請求項9に記載のDCフロントエンド回路。
- DC電源からの駆動機能および充電機能の両方を有するように構成された装置に接続されたDCフロントエンド回路を作動するための方法であって、前記装置は:
電動モータ;
電気的に接続された第1のトラクションインバータと、第1のバッテリを備える第1のインバータ回路であって、前記第1のインバータ回路は前記電動モータおよび前記DCフロントエンド回路に接続される、第1のインバータ回路;
電気的に接続された第2のトラクションインバータと、第2のバッテリを備える第2のインバータ回路であって、前記第2のインバータ回路は、前記電動モータおよび前記DCフロントエンド回路に接続され、前記DCフロントエンド回路は前記DC電源、前記第1のインバータ回路、および前記第2のインバータ回路に接続される、第2のインバータ回路、
を備え、前記方法は:
前記少なくとも1つのインバータ回路および前記DCフロントエンド回路の前記DC電源に直列に配置された少なくとも1つのスイッチング装置を介して、前記第1のインバータ回路と前記第2のインバータ回路のうち少なくとも1つのスイッチと連携して、前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリのうち少なくとも一方に提供される充電入力を制御し、前記少なくとも1つのスイッチング装置の動作をオンおよびオフの構成の間で制御することによって、前記充電入力が制御される工程を包含する、方法。 - 前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計が前記DC電源の入力電圧以下である場合に、第1モードで前記スイッチング装置を作動させる工程a;
前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計が前記DC電源の入力電圧超である場合に、第2モードで前記スイッチング装置を作動させる工程b、
を包含する、請求項19に記載の方法。 - 前記工程aは、前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリを充電可能な前記第1および第2のインバータ回路のスイッチがON状態にあるとき、前記スイッチング装置を調整する工程を包含する、請求項20に記載の方法。
- 前記工程aは、前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリを充電可能な前記第1および第2のインバータ回路のスイッチが制御されている間に前記スイッチング装置をON状態にする工程を包含する、請求項20に記載の方法。
- 第1モードにおいて、デューティサイクルが前記第1のバッテリおよび前記第2のバッテリの電圧の合計を前記DC電源の前記入力電圧で割った値以下とするように前記スイッチング装置を制御する工程を含む、請求項21に記載の方法。
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