JP7224391B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本願は、電力変換装置に関するものである。

近年、自動車の燃費規制が進んでおり、自動車機能の一部または全部を電動化した電動化車両が増加している。このような電動化車両においては、電動機に電力を供給するためのバッテリを備えており、直流電圧／電流が電動機のインバータに供給されることが多い。そのため、バッテリの直流電圧あるいは車両状態の変化に対して発電機/電動機が安定してトルク及び直流電流を入出力するための技術が、特許文献１および特許文献２などに記載されている。

特許文献１では、一つの車輪を駆動する内燃機関により駆動される発電機が出力する直流電力をインバータにより交流電力に変換して別の車輪を駆動する交流モータを駆動するシステムにおいて、発電機の動作が不安定になる領域を回避して動作させる技術が開示されている。また、特許文献２では、バッテリから電力を供給される電動機を動作させるシステムにおいて、バッテリ電圧に応じて最適な弱め界磁制御を行うことで、安定的にトルクを出力する技術が開示されている。

特開２００７‐２３７７８２号公報 特開２０００‐２２８８９２号公報

発電電動機の特性と運転状態によってはトルクと電流の関係が単調増加・単調減少とならない領域が存在するため、発電トルクを大きくしても発電電流が低下し、効率が低下する場合がある。

特許文献１に開示される技術は、界磁電流のみを制御するオルタネータ発電の制御方式であり、ステータ電流を制御するインバータ発電時にはそのまま適用できない。また、特許文献２に開示される技術では、発電トルクを大きくしても発電電流が低下する発電量特性逆転時の動作がカバーできない。

本願は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、運転状態によらず、直流電流が最大となる制御が可能となる電力変換装置を得ることを目的としている。

本願に開示される電力変換装置は、回転電機が接続される交流側の交流電力と、直流電源が接続される直流側の直流電力とを変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御器とを備えた電力変換装置であって、前記制御器は、前記インバータに接続される前記回転電機が前記回転電機から前記インバータを介して前記直流電源に電力を供給する発電機として動作するときに、前記インバータに接続される前記回転電機のトルクと前記インバータに接続される前記直流電源に流れる直流電流との関係における動作として、前記回転電機のトルクの増加に従って、前記直流電流が減少する動作領域が存在する場合において、前記動作領域を避けて制御するものである。

本願に開示される電力変換装置によれば、発電トルクを増加させても発電電流が減少するような運転状態を回避することが可能となるため、運転状態によらず直流電流が最大となる制御を実現できる。

実施の形態１による電力変換装置を車両に搭載した場合の全体システム構成図である。 実施の形態１による電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態１による電力変換装置のマップの一例を示す模式図である。 実施の形態１による電力変換装置の電圧指令生成部の構成を示すブロック図である。 発電トルクと発電電流が単調増加の関係にある場合のトルク－電流特性を示す線図である。 発電トルクの増加に対して発電電流の特性が逆転する領域を含むトルク－電流特性を示す線図である。 実施の形態２による電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態３による電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電力変換装置の構成を示すブロック図である。 実施の形態４による電力変換装置の電流指令生成部の構成を示すブロック図である。 実施の形態５による電力変換装置の構成を示すブロック図である。

実施の形態１．
図１は実施の形態１による電力変換装置を車両に搭載した場合の全体システム構成図である。図１において、回転電機２０１は、シャフトあるいはプーリおよびベルトを介した動力伝達部１０４によって車両用の内燃機関１０１にトルクを授受可能な状態で結合されている。交流と直流とを電力変換する電力変換装置２０４は、直流側がバッテリあるいはキャパシタなどの蓄電機能を備えた直流電源１０３に接続されており、交流側が回転電機２０１に接続されている。回転電機２０１は、車両用の内燃機関１０１を始動および補助する電動機、および直流電源１０３を充電する発電機として機能する。なお、直流電源１０３は、他の車両負荷と共用するものであっても、回転電機２０１専用であってもよい。

図２は実施の形態１による電力変換装置２０４の回転電機２０１を含む構成を示すブロック図である。回転電機２０１は、電機子巻線２０２、および回転子２０３を備え、回転子内には永久磁石を有している。電動機および発電機としての機能は、制御器２００によってインバータ２０５の制御が行われ、各電機子巻線への通電が行われることで実現される。電力変換装置２０４は、エンコーダあるいはレゾルバといった回転位置検出手段２０８を内蔵する。

電力変換装置２０４は、回転電機２０１が接続される交流側の交流電力と、直流電源１０３が接続される直流側の直流電力とを変換するインバータ２０５と、このインバータ２０５の動作を制御する制御器２００とを備えている。制御器２００として電流指令生成部２０６および電圧指令生成部２０７を有し、電流指令生成部２０６は、外部から入力されるトルク指令Ｔ_ｒｅｆ、インバータの直流側の端子電圧ＶＢ、および回転速度ωを入力として、各電機子巻線に通電する電流指令を生成する。電圧指令生成部２０７は、電機子巻線２０２に通電する電流指令をもとに、インバータ２０５へ入力する電圧指令を生成する。また、電力変換装置２０４は、回転位置検出手段２０８から得た回転子の位置情報をもとに回転速度を算出する回転速度検出部２０９を有する。

実施の形態１による電流指令生成部２０６は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆに追従するよう、電機子巻線２０２に通電する電流指令を、マップ参照によって決定する機能を有する。マップ参照はトルク指令Ｔ_ｒｅｆ、端子電圧値ＶＢ、回転速度ωを入力とし、各入力に応じた適切なｄ軸およびｑ軸の電機子電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆを出力する。

図３に電流指令生成部２０６が有するマップを示す。マップとは、インバータ２０５を制御するための複数のパラメータの間の関係を記憶したテーブルである。すなわち、マップは、入力された指令値、観測された状態量に対する適切な制御量あるいは出力をあらかじめ計算して記憶しているテーブルであり、マップ参照とは、入力値に応じた出力値をこのテーブルから選択することを示す。

ｄ、qは回転子の磁束方向に同期して回転する回転座標系を指し、ｄ軸は回転子の磁束方向、ｑ軸はそれに直交する軸として設定される。本実施の形態ではｄ－ｑ座標上での制御を例として説明するが、ｄ－ｑ座標と異なる回転座標系あるいは静止座標系上での制御を行ってもよい。

図４に電圧指令生成部２０７の構成を示す。電圧指令生成部２０７では、まず、電流検出手段２１０によって検出された電機子巻線２０２の電機子電流検出値であるＩ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを、回転位置検出手段２０８が検出した回転位置δに基づいて、三相二相変換して電機子巻線のｄ軸およびｑ軸の通電量Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを算出する。ｄ軸、ｑ軸電圧指令生成部２７０では、Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑの、電流指令生成部２０６において生成されたＩ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとの偏差からｄ－ｑ軸電流を指令に追従させるためのｄ軸およびｑ軸の電機子電圧指令Ｖ_ｄｒｅｆ、Ｖ_ｑｒｅｆを算出する。このＶ_ｄｒｅｆ、Ｖ_ｑｒｅｆを回転位置δに基づいて二相三相変換して、三相の電圧指令Ｖ_ｕｒｅｆ、Ｖ_ｖｒｅｆ、Ｖ_ｗｒｅｆを算出する。

以上のように構成される電力変換装置２０４は、回転電機２０１が所望のトルク・電流を出力するよう制御を行うが、回転電機２０１の磁気特性・電気特性と運転状態によっては、発電トルクが増加するにもかかわらず、発電電流（直流電流）は減少するような領域が存在する。

図５に、発電トルクと発電電流が単調増加の関係にある場合のトルク－電流特性を、図６に発電トルクの増加に対して発電電流の特性が逆転する領域が存在する場合のトルク－電流特性を示す。ここでは、発電電動機として使用されることの多い永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ：Permanent Magnet Synchronous Motor）について考える。ＰＭＳＭの定常状態におけるｄ－ｑ座標上での電圧Ｖ_ｄおよびＶ_ｑの電圧方程式は以下のように示される。

Ｖ_ｄ＝Ｒ_ａＩ_ｄ－ωＬ_ｑＩ_ｑ ・・・式（１）
Ｖ_ｑ＝Ｒ_ａＩ_ｑ＋ω（Ｌ_ｄＩ_ｄ＋ψ） ・・・式（２）
ここで、Ｒ_ａは電機子抵抗、ωは電気角速度、Ｌ_ｄはｄ軸インダクタンス、Ｌ_ｑはｑ軸インダクタンス、ψは永久磁石磁束である。

また、定常状態におけるトルク式と電流式は以下のように示される。
Ｔｒｑ＝ψ・Ｉ_ｑ＋（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）・Ｉ_ｄ・Ｉ_ｑ ・・・式（３）
Ｉ_ｄｃ＝（Ｖ_ｄ・Ｉ_ｄ＋Ｖ_ｑ・Ｉ_ｑ）／（Ｖ_ｄｃ・η） ・・・式（４）
Ｉ_ａ＝√（Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２）・・・式（５）
Ｉ_ｄ＝-Ｉａ・ｓｉｎθ ・・・式（６）
Ｉ_ｑ＝ Ｉａ・ｃｏｓθ ・・・式（７）
ここでＴｒｑは出力トルク、Ｉ_ｄｃはインバータの直流側の電流（直流電流）、Ｖ_ｄｃはインバータの直流側の電圧（直流電圧）、Ｉ_ａは電機子電流、ηは効率、θはｄ－ｑ座標上におけるＩ_ａのｑ軸からの位相、である。

式（４）と式（１）（２）からＩ_ｄｃを変換すると、
Ｉ_ｄｃ＝［（Ｒ_ａＩ_ｄ―ωＬ_ｑＩ_ｑ）Ｉ_ｄ＋｛Ｒ_ａＩ_ｑ＋ω（Ｌ_ｄＩ_ｄ＋ψ）｝Ｉ_ｑ］／（Ｖ_ｄｃ・η）
＝（Ｒ_ａＩ_ｄ ^２－ωＬ_ｑＩ_ｄＩ_ｑ＋Ｒ_ａＩ_ｑ ^２＋ωＬ_ｄＩ_ｄＩ_ｑ ＋ωψＩ_ｑ）／（Ｖ_ｄｃ・η）
Ｉ_ｄｃ＝｛Ｒ_ａ・(Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２)＋ω・Ｔｒｑ｝／（Ｖ_ｄｃ・η） ・・・式（８）

さらに式（３）、（８）を電機子電流Ｉａで表すと、
Ｔｒｑ＝ψＩ_ａ・ｃｏｓθ＋｛（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ ^２・ｓｉｎ２θ｝／２
・・・式（９）
Ｉ_ｄｃ＝［Ｒ_ａＩ_ａ ^２＋ω｛ψＩ_ａ・ｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ ^２・ｓｉｎ２θ｝／２｝］／（Ｖ_ｄｃ・η） ・・・式（１０）
となる。

これらの式から、トルク及び直流電流と電機子電流との依存関係を示すため、さらに電機子電流Ｉ_ａでそれぞれを微分すると、
ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＝ψ・ｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ
・・・式（１１）
ｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ＝２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ＋ω｛ψｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ）
＝２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ＋ω（ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ） ・・・式（１２）

式（１１）、（１２）において２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ≧０であるため、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０のときｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる点は存在しうる。例えば発電電動機を発電機として使用する場合を考えると、電機子電流の増加によって発電トルクが増加する一方、銅損が増えることで発電電流である直流電流は減少するような状態が該当する。

次に、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０のとき、式（１１）より
ψｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ＜０ ・・・式（１３）
が成り立つ。ｃｏｓθ＝０の時、式（１３）は成立しないので、ｃｏｓθ≠０と言える。

発電動作時について考えると、ｃｏｓθ＜０であるため、式（１３）の両辺を負値ｃｏｓθで除して、
ψ＋２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎθ＞０ ・・・式（１４）
を得る。以降、（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎθの符号によって条件が分岐するが、ここでは、（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎθ＜０の場合について考える。

ここで、ＰＭＳＭの中でもＩＰＭＳＭ（Internal Permanent Magnet Synchronous Motor：埋込磁石同期モータ）は一般的に、マグネットトルクに加えてリラクタンストルクを利用する目的からＬ_ｑ＞Ｌ_ｄの逆突極性を持つような磁石配置となっている。そのため、Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ＜０が成り立っている。

よって、ＩＰＭＳＭにおいて発電動作時にｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０となるのは、Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑかつｓｉｎθ＞０、ｃｏｓθ＜０となるとき、すなわち
Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑかつ１８０°＜θ＜２７０°（逆突極性かつ強め磁束発電領域）の時である。

このとき、ｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる条件を考える。式（１２）から、
Ｉ_ａ・｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝＋ωψｃｏｓθ≧０
・・・式（１５）
が成り立つ。前提条件から２Ｒ_ａ≧０、Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ＞０、ｓｉｎ２θ＞０となり、２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θは正値となるため、式（１５）を正値２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θで除すると、
Ｉ_ａ≧－ωψｃｏｓθ／｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝ ・・・式（１６）
となる。一方で、トルクの条件から、Ｉａ＜－ψ／｛２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）ｓｉｎθ｝となる。

よって、Ｌ_ｄ＜Ｌ_ｑかつ１８０°＜θ＜２７０°（逆突極性かつ強め磁束発電領域）かつ
－ωψｃｏｓθ／｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝≦Ｉ_ａ＜－ψ／｛２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）ｓｉｎθ｝ ・・・条件（１）
の時、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０かつｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる。

以上より、ＩＰＭＳＭの最大発電制御を実施する場合には、条件（１）を満たす運転状態とならないように電流指令を制限する必要がある。実施の形態１による電流指令生成部２０６が持つ指令値マップは、予め制御対象である発電電動機の特性から条件（１）を満たす領域を使用しないようなＩ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆを生成するように作成される。すなわち、マップには、回転電機のトルクの増加に従って直流電流が減少する動作領域を含まない動作領域のみにおける複数のパラメータの間の関係が記憶される。

以上のように、実施の形態１にかかる電力変換装置によれば、発電トルクが増加するにもかかわらず発電電流が低下するような運転状態を回避することが出来るため、常に直流電流が最大となるような制御が可能となる。

本実施の形態１では回転電機２０１の電機子巻線２０２を３相Ｙ結線としているが、相数および結線方式はこれに限定されるものではない。本実施の形態１では電流検出手段２１０を持ち電圧指令生成時には電流フィードバックを行う構成としているが、電圧指令の生成方法はこれに限定されるものではなく、例えば、電流指令からフィードフォワードでマップあるいは数式に基づいて電圧指令を生成しても構わない。また本実施の形態１では回転位置検出手段を有し、検出した回転位置を制御に利用するとしているが、回転位置を参照せず、電圧あるいは電流の情報から位相を内部で算出して制御を実施する方式であってもよい。

実施の形態２．
図７は、実施の形態２による電力変換装置２０４の回転電機２０１を含む構成を示すブロック図である。本実施の形態２による電力変換装置の制御器２００は、第一制御器２２０と第二制御器２３０を備えている。第一制御器２２０と第二制御器２３０の電圧指令生成部２０７は共通であり、第一制御器２２０の電流指令生成部は、第一電流指令生成部６０２であり、第二制御器２３０の電流指令生成部は、第二電流指令生成部６０３である。この第一電流指令生成部６０２と第二電流指令生成部６０３を切替スイッチ６０１で切り替えるよう構成されている。第一電流指令生成部６０２は、実施の形態１における電流指令生成部２０６と同様の構成、すなわち、回転電機２０１のトルクの増加に従って直流電流が減少する動作領域を避けて制御するよう、電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ１}、Ｉ_{ｑｒｅｆ１}を生成する。一方、第二電流指令生成部６０３は、トルク指令Ｔ_ｒｅｆに常に追従するような電流指令Ｉ_{ｄｒｅｆ2}、Ｉ_{ｑｒｅｆ2}を生成する。図６では、第一制御器２２０と第二制御器２３０で一つの電圧指令生成部２０７を用いるようにしたが、第一制御器２２０と第二制御器２３０それぞれに電圧指令生成部を有するようにしても良く、第一制御器２２０と第二制御器２３０の制御を切り替える構成であればよい。

実施の形態２による電力変換装置によれば、最大トルクを目指す制御と最大直流電流を目指す制御を運転状態に応じて切り替えることで、発電トルクが必要な際には最大トルクを発生させ、そうでない場合のみ直流電流を最大とするような制御が可能となる。

実施の形態３．
図８は、実施の形態３による電力変換装置２０４の回転電機２０１を含む構成を示すブロック図である。実施の形態１では、あらかじめ特性が逆転しないような指令を記憶した指令値マップを備える場合について説明したが、本実施の形態３では特性が逆転しないようにリアルタイムで計算を実施する場合について説明する。

図８の全体の構成は図２とほぼ同一であるため、以下では異なる部分について記述する。本実施の形態３における電流指令生成部２０６はさらに電機子電流検出値Ｉ_ｕ，Ｉ_ｖ，Ｉ_ｗと回転位置検出値δを入力に持ち、電圧指令生成部２０７と同様に電機子巻線の通電量Ｉ_ｄ、Ｉ_ｑを算出し、式（１２）を満たす領域とならないよう、電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆをリアルタイムで変化させる。すなわち、電流指令生成部２０６において、演算の演算結果が、回転電機のトルクの増加に従って直流電流が減少する動作領域以外の動作領域となる演算を行うよう構成する。

以上のような構成の電力変換装置によれば、実施の形態1と同様に発電トルクが増加するにもかかわらず発電電流が低下するような運転状態を回避することが出来るため、常に直流電流が最大となるような制御が可能となる。または、最大トルクを目指す制御と最大直流電流を目指す制御を運転状態に応じて切り替えることで、発電トルクが必要な際には最大トルクを発生させ、そうでない場合のみＤＣ電流を最大とするような制御が可能となる。

実施の形態４．
図９は、実施の形態４による電力変換装置２０４の回転電機２０１を含む構成を示すブロック図である。実施の形態４では、特性の逆転を検知してそれ以降の指令値が一定になるよう、または制限することで特性が逆転する領域での運転が継続しないような制御を実施する。本実施の形態４における電力変換装置は、図９に示すように、直流電流推定部８０１を有する。直流電流推定部８０１は、電機子電流検出値Ｉ_ｕ、Ｉ_ｖ、Ｉ_ｗを三相二相変換したＩ_ｄ、Ｉ_ｑ、ｄ軸、ｑ軸電圧指令生成部２７０で算出したＶ_ｄｒｅｆ、Ｖ_ｑｒｅｆ、および端子電圧ＶＢを入力として、式（１７）によって直流電流推定値Ｉ_{ｄｃｅｓｔ}を算出する。
Ｉ_{ｄｃｅｓｔ}＝（Ｖ_ｄｒｅｆ・Ｉ_ｄ＋Ｖ_ｑｒｅｆ・Ｉ_ｑ）／ＶＢ ・・・式（１７）

図１０に、本実施の形態４における電流指令生成部２６０の構成を示す。電流指令候補発生部２６１の動作は、実施の形態２、すなわち図７で示す第二電流指令生成部６０３と同様の動作により電流指令候補Ｉ_{ｄｒｅｆ2}、Ｉ_{ｑｒｅｆ2}を生成する。逆転領域検知部２６２は、入力されるトルク指令Ｔ_ｒｅｆと直流電流推定値Ｉ_{ｄｃｅｓｔ}それぞれの時間変化ｄｕ／ｄｔにより、それぞれの変化方向を検知し、トルク指令Ｔ_ｒｅｆの変化方向と直流電流推定値Ｉ_{ｄｃｅｓｔ}の変化方向が逆となった場合、指令値制限部２６３に信号を送る。指令値制限部２６３は、逆転領域検知部２６２から信号を受け取った場合、出力する電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆを一定の値に固定する。指令値制限部２６３は、逆転領域検知部２６２から信号を受け取るまでは、電流指令候補Ｉ_{ｄｒｅｆ2}、Ｉ_{ｑｒｅｆ2}を電流指令Ｉ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆとして出力する。電流指令値を制限することで、電機子電流が一定の値に保たれ、それ以上発電トルクおよび発電電流が変化しなくなるので、発電トルクが増加するにもかかわらず発電電流が低下するような運転状態を回避することが出来る。

実施の形態５．
図１１は実施の形態５による電力変換装置５０４の回転電機５０１を含む構成を示すブロック図である。実施の形態1では、回転電機としてＰＭＳＭを用いる場合について説明したが、本実施の形態５においては、巻線界磁型の同期電動機を用いる場合について説明する。

回転電機５０１は、電機子巻線２０２、および回転子２０３を備え、回転子内には界磁巻線５１０を有している。ここで、回転子２０３はその内部に永久磁石を有し、界磁巻線５１０への通電によって発生する磁束を補助するような構造となっていても構わない。電動機および発電機としての機能は、制御器２００によってインバータ２０５の制御が行われ、各電機子巻線への通電が行われることで実現される。電力変換装置２０４は、エンコーダあるいはレゾルバといった回転位置検出手段２０８を内蔵する。また、界磁巻線５１０の電流は、電力指令生成部２０７からの電圧指令Ｖ_ｆｒｅｆに基づいて界磁回路５１１により制御される。

巻線界磁型同期電動機の定常状態におけるｄ－ｑ座標上での電圧Ｖ_ｄ、Ｖ_ｑおよびＶ_ｆの電圧方程式は以下のように示される。

Ｖ_ｄ＝Ｒ_ａＩ_ｄ－ωＬ_ｑＩ_ｑ ・・・式（１）
Ｖ_ｑ＝Ｒ_ａＩ_ｑ＋ω（Ｌ_ｄＩ_ｄ＋ψ_ｆ） ・・・式（２ａ）
Ｖ_ｆ＝Ｒ_ｆＩ_ｆ・・・式（１８）
ここで、ψ_ｆは界磁磁束、Ｒ_ｆは界磁抵抗、Ｉ_ｆは界磁電流である。

また、定常状態におけるトルク式と電流式は以下のように示される。
Ｔｒｑ＝ψ_ｆ・Ｉ_ｑ＋（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）・Ｉ_ｄ・Ｉ_ｑ ・・・式（３ａ）
Ｉ_ｄｃ＝（Ｖ_ｄ・Ｉ_ｄ＋Ｖ_ｑ・Ｉ_ｑ＋Ｖ_f・Ｉ_f）／（Ｖ_ｄｃ・η）
・・・式（４ａ）
Ｉ_ａ＝√（Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２） ・・・式（５）

式（４ａ）と式（１）（２ａ）からＩ_ｄｃを変換すると、
Ｉ_ｄｃ＝［（Ｒ_ａＩ_ｄ―ωＬ_ｑＩ_ｑ）Ｉ_ｄ＋｛Ｒ_ａＩ_ｑ＋ω（Ｌ_ｄＩ_ｄ＋ψ）｝Ｉ_ｑ＋Ｒ_ｆＩ_ｆ ^２］／（Ｖ_ｄｃ・η）
Ｉ_ｄｃ＝｛Ｒ_ａ・(Ｉ_ｄ ^２＋Ｉ_ｑ ^２)＋ω・Ｔｒｑ＋Ｒ_ｆＩ_ｆ ^２｝／（Ｖ_ｄｃ・η）
・・・式（８ａ）

さらに式（３ａ）、（８ａ）を電機子電流Ｉａで表すと、
Ｔｒｑ＝ψ_ｆＩ_ａ・ｃｏｓθ＋｛（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）・Ｉ_ａ ^２・ｓｉｎ２θ｝／２
・・・式（９ａ）
Ｉ_ｄｃ＝［Ｒ_ａＩ_ａ ^２＋ω｛ψ_ｆＩ_ａ・ｃｏｓθ＋（Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ）・Ｉ_ａ ^２・ｓｉｎ２θ／２｝＋Ｒ_ｆＩ_ｆ ^２］／（Ｖ_ｄｃ・η） ・・・式（１０ａ）
となる。

これらの式から、トルク及び直流電流と電機子電流との依存関係を示すため、さらに電機子電流Ｉ_ａでそれぞれを微分すると、
ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＝ψ_ｆ・ｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ
・・・式（１１ａ）
ｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ＝２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ＋ω｛ψ_ｆｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ）
＝２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ＋ω（ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ） ・・・式（１２ａ）
式（１１ａ）、（１２ａ）において２Ｒ_ａ・Ｉ_ａ≧０であるため、実施の形態１と同様に、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０のときｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる点は存在しうる。

次に、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０のとき、式（１１ａ）より
ψ_ｆｃｏｓθ＋（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎ２θ＜０ ・・・式（１３ａ）
が成り立つ。ｃｏｓθ＝０の時、式（１３ａ）は成立しないので、ｃｏｓθ≠０と言える。

発電動作時について考えると、ｃｏｓθ＜０であるため、式（１３ａ）の両辺を負値ｃｏｓθで除して、
ψ_ｆ＋２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・Ｉ_ａ・ｓｉｎθ＞０ ・・・式（１４ａ）
を得る。

ここで、一般的に巻線界磁型の同期電動機は、Ｌ_ｄ＞Ｌ_ｑの突極性を持っている。そのため、Ｌ_ｄ－Ｌ_ｑ＞０が成り立っている。よって、巻線界磁型の同期電動機において発電動作時にｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０となるのは、Ｌ_ｄ＞Ｌ_ｑかつｓｉｎθ＞０、ｃｏｓθ＜０となるとき、すなわちＬ_ｄ＞Ｌ_ｑかつ９０°＜θ＜１８０°（突極性かつ弱め磁束発電領域）の時である。

このとき、ｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる条件を考える。式（１２ａ）から、
Ｉ_ａ・｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝＋ωψ_ｆｃｏｓθ≧０
・・・式（１５ａ）
が成り立つ。前提条件から２Ｒ_ａ≧０、Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ＜０、ｓｉｎ２θ＜０となり、２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θは正値となる。式（１５´）を正値２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θで除すると、
Ｉ_ａ≧－ωψ_ｆｃｏｓθ／｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝
・・・式（１６）
となる。一方で、トルクの条件から、Ｉａ＜－ψ／｛２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）ｓｉｎθ｝となる。

よって、Ｌ_ｄ＞Ｌ_ｑかつ９０°＜θ＜１８０°（突極性かつ弱め磁束発電領域）かつ
－ωψｃｏｓθ／｛２Ｒ_ａ＋ω（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）・ｓｉｎ２θ｝≦Ｉ_ａ＜－ψ／｛２（Ｌ_ｑ－Ｌ_ｄ）ｓｉｎθ｝ ・・・条件（２）
の時、ｄＴｒｑ／ｄＩ_ａ＜０かつｄＩ_ｄｃ／ｄＩ_ａ≧０となる。

以上より、巻線界磁型の同期電動機において最大発電制御を実施する場合には、条件（２）を満たす運転状態とならないように電流指令を制限する必要がある。実施の形態５による電流指令生成部２０６が持つ指令値マップは、予め制御対象である発電電動機の特性から条件（２）を満たす領域を使用しないようなＩ_ｄｒｅｆ、Ｉ_ｑｒｅｆを生成するように作成される。すなわち、マップには、回転電機のトルクの増加に従って直流電流が減少する動作領域を含まない動作領域のみにおける複数のパラメータの間の関係が記憶される。

以上のように、実施の形態５にかかる電力変換装置によれば、発電トルクが増加するにもかかわらず発電電流が低下するような運転状態を回避することが出来るため、常に直流電流が最大となるような制御が可能となる。

ここまで示した実施の形態において、回転電機は永久磁石を有するＰＭＳＭまたは巻線界磁方式の同期電動機として説明を行ったが、リラクタンスモータにおいても、発電トルクが大きくなるにもかかわらず発電電流が低下するような運転状態は生じうる。本願で開示する技術はそれらの発電電動機にも適用可能である。

本願には、様々な例示的な実施の形態及び実施例が記載されているが、１つ、または複数の実施の形態に記載された様々な特徴、態様、及び機能は特定の実施の形態の適用に限られるのではなく、単独で、または様々な組み合わせで実施の形態に適用可能である。従って、例示されていない無数の変形例が、本願明細書に開示される技術の範囲内において想定される。例えば、少なくとも１つの構成要素を変形する場合、追加する場合または省略する場合、さらには、少なくとも１つの構成要素を抽出し、他の実施の形態の構成要素と組み合わせる場合が含まれるものとする。

１０１ 内燃機関、１０３ 直流電源、２００ 制御器、２０１、５０１ 回転電機、２０２ 電機子巻線、２０３ 回転子、２０５ インバータ、２２０ 第一制御器、２３０ 第二制御器、５１０ 界磁巻線

Claims (8)

1. 回転電機が接続される交流側の交流電力と、直流電源が接続される直流側の直流電力とを変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御器とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御器は、前記インバータに接続される前記回転電機が前記回転電機から前記インバータを介して前記直流電源に電力を供給する発電機として動作するときに、前記インバータに接続される前記回転電機のトルクと前記インバータに接続される前記直流電源に流れる直流電流との関係における動作として、前記回転電機のトルクの増加に従って、前記直流電流が減少する動作領域が存在する場合において、前記動作領域を避けて制御する電力変換装置。
2. 前記制御器は、前記直流電流が、前記トルクが最大となる直流電流よりも小さい動作領域のみで制御する請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御器は、前記交流電力と、前記直流電力とを変換する動作を制御するための複数のパラメータの間の関係を記憶したマップを参照して制御するよう構成されており、前記マップは、前記トルクの増加に従って前記直流電流が減少する動作領域以外の動作領域のみにおける、前記複数のパラメータの間の関係を記憶している請求項１または２に記載の電力変換装置。
4. 前記制御器は、前記交流電力と、前記直流電力とを変換する動作を制御するための複数のパラメータの間の関係をリアルタイム計算により演算して制御するよう構成されており、前記演算は演算結果が、前記トルクの増加に従って前記直流電流が減少する動作領域以外の動作領域となる演算である請求項１または２に記載の電力変換装置。
5. 回転電機が接続される交流側の交流電力と、直流電源が接続される直流側の直流電力とを変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御器とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御器は、前記インバータに接続される前記回転電機が前記回転電機から前記インバータを介して前記直流電源に電力を供給する発電機として動作するときに、前記インバータに接続される前記回転電機のトルクの増加に従って、前記インバータに接続される前記直流電源に流れる直流電流が減少する動作領域を検知した場合、前記直流電流を一定値に保持するよう制御する電力変換装置。
6. 回転電機が接続される交流側の交流電力と、直流電源が接続される直流側の直流電力とを変換するインバータと、前記インバータの動作を制御する制御器とを備えた電力変換装置であって、
   前記制御器は、前記インバータに接続される前記回転電機が前記回転電機から前記インバータを介して前記直流電源に電力を供給する発電機として動作するときに、前記インバータに接続される前記回転電機のトルクの増加に従って前記インバータに接続される前記直流電源に流れる直流電流が減少する動作領域を避けて制御する第一制御器と、前記トルクの増加に従って前記直流電流が減少する動作領域と、前記トルクの増加に従って前記直流電流が減少する動作領域以外の動作領域を含んで制御する第二制御器とを備え、前記第一制御器による制御と前記第二制御器による制御を切り替えて制御する電力変換装置。
7. 前記インバータに接続される前記回転電機は、動力伝達機構を介して内燃機関と接続されており、前記インバータに接続される前記直流電源は直流電源である請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記インバータに接続される前記回転電機は、回転子に界磁巻線を有する回転電機である請求項１から７のいずれか１項に記載の電力変換装置。

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