JP7167843B2 - car charger - Google Patents
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Description
本発明は、車載充電器に関する。 The present invention relates to an in-vehicle charger.
交流電源から車載バッテリに充電する車載充電器では、交流電源から力率改善(PFC:Power Factor Correction)回路(以下、PFC回路と称する)、コンバータ回路を介して充電を行う構成が採用されている。 An in-vehicle charger that charges an in-vehicle battery from an AC power supply uses a configuration in which charging is performed from an AC power supply via a power factor correction (PFC) circuit (hereinafter referred to as a PFC circuit) and a converter circuit. .
コンバータ回路およびPFC回路にはそれぞれ充電動作中の回路の温度を検出するために温度センサが設けられる。温度センサは、例えばサーミスタなどの温度係数を有する抵抗素子を設けて温度を検出し、温度異常が検出された時には充電動作を停止するように構成されている。 A temperature sensor is provided in each of the converter circuit and the PFC circuit to detect the temperature of the circuit during the charging operation. The temperature sensor is configured to detect temperature by providing a resistance element having a temperature coefficient, such as a thermistor, and to stop the charging operation when a temperature abnormality is detected.
この場合、従来のものでは、PFC回路およびコンバータ回路の温度センサは、充電動作を実施している時の温度変化の仕方にはある程度の相関関係があることがわかっている。これを利用して、両温度センサの検出温度の大小関係や温度変化の相関関係をあらかじめ記憶しておき、検出動作において大小関係や相関関係が崩れたことが検出された場合に、温度センサが故障していることを判定している。 In this case, it is known that the temperature sensors of the PFC circuit and the converter circuit have a certain degree of correlation in how the temperature changes during the charging operation. By using this, the magnitude relationship between the temperatures detected by both temperature sensors and the correlation between temperature changes are stored in advance. It is determined to be faulty.
しかしながら、上記構成のものでは、温度センサに異常を来して故障していることを判断することはできるが、故障している温度センサがPFC回路のものかコンバータ回路のものかについては、不変・短絡・断線モードの異常については判定しているが、例えば材料の経年劣化による特性変化などに起因する他の異常については個別の判定をしていない。このため、不変・短絡・断線モード以外の異常が発生している場合には、故障している温度センサを特定することができないものであった。 However, in the configuration described above, although it is possible to determine that the temperature sensor is malfunctioning due to an abnormality, it does not change whether the malfunctioning temperature sensor is in the PFC circuit or in the converter circuit.・Short-circuit/disconnection mode anomalies are judged, but other anomalies caused by changes in characteristics due to aged deterioration of materials, for example, are not individually judged. Therefore, when an abnormality other than the permanent/short-circuit/disconnection mode has occurred, it has been impossible to identify the temperature sensor that has failed.
このため、交流電源からの充電だけでなく、コンバータ回路の入力部から直流電源により車載バッテリに充電することもできるように構成された車載充電器では、上記の構成を採用する場合には、温度センサの故障部位が特定できない場合には、どちらの充電も使用不能となるものであった。 Therefore, in an on-vehicle charger that is configured to charge the on-vehicle battery not only from an AC power supply but also from a DC power supply from the input section of the converter circuit, when adopting the above configuration, the temperature If the faulty part of the sensor could not be identified, either charging would be unusable.
本発明は、上記事情を考慮してなされたもので、その目的は、複数の温度センサを設ける構成で、温度センサの異常検出時に、PFC部側のものかコンバータ部側のものかを確実に判定できるようにした車載充電器を提供することにある。 The present invention has been made in consideration of the above circumstances, and its object is to provide a configuration in which a plurality of temperature sensors are provided, and when an abnormality is detected in a temperature sensor, it is possible to reliably determine whether the temperature sensor is on the PFC side or the converter side. To provide an in-vehicle charger capable of determining.
請求項1に記載の車載充電器は、交流入力電圧を交流入力部から力率改善部(20)およびコンバータ部(40)を介して車載バッテリに充電するとともに、直流入力電圧を前記コンバータ部の直流入力部から前記車載バッテリに充電する車載充電器であって、前記力率改善部は、前記交流入力電圧を直流出力に変換する全波整流回路(21)と、前記全波整流回路の直流出力を、コイル(26)およびスイッチング素子(27)により力率改善して平滑コンデンサ(25)に充電する力率改善回路(22)とを備え、前記コンバータ部は、前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路(41)と、前記インバータ回路の交流電圧を整流平滑して前記車載バッテリに供給する出力回路(42)とを備え、前記力率改善部および前記コンバータ部のそれぞれの温度を検出するように設けられた第1温度センサ(28)および第2温度センサ(43)と、前記交流入力電圧がゼロクロス近傍となるゼロクロス期間を検出し、前記ゼロクロス期間に前記スイッチング素子をオンオフ駆動してそのときのスイッチング時間を検出する検出回路(31)と、前記第1及び第2温度センサの検出信号から温度検出をするとともに、両検出信号の相関関係が所定範囲からずれたときに前記第1および第2温度センサのいずれかの故障状態を検出し、前記検出回路からのスイッチング時間から前記スイッチング素子の温度を推定する制御回路(29)とを備えている。前記制御回路は、前記ゼロクロス期間での前記スイッチング素子のスイッチング時間から推定した前記スイッチング素子の温度に基づいて、前記第1および第2温度センサのうちのいずれが前記故障状態となったか判定する。
The vehicle-mounted charger according to
上記構成を採用することにより、検出回路は、交流入力電圧がゼロクロス近傍となるゼロクロス期間を検出するとともに検出したゼロクロス期間にスイッチング素子をオンオフ駆動してそのときのスイッチング時間を検出する。制御回路は、第1及び第2温度センサの検出信号から温度検出をするとともに、両検出信号の相関関係が所定範囲からずれたときに第1および第2温度センサのいずれかの故障状態を検出する。そして、制御回路は、検出回路からのスイッチング時間に基づいてスイッチング素子の温度を推定するので、第1および第2温度センサのうちのいずれが故障しているかを判定することができる。 By adopting the above configuration, the detection circuit detects a zero-cross period in which the AC input voltage is close to zero-cross, drives the switching element on and off during the detected zero-cross period, and detects the switching time at that time. The control circuit detects temperature from detection signals of the first and second temperature sensors, and detects a failure state of either the first or second temperature sensor when the correlation between the detection signals deviates from a predetermined range. do. Since the control circuit estimates the temperature of the switching element based on the switching time from the detection circuit, it can be determined which of the first and second temperature sensors has failed.
この結果、第1温度センサが故障していることが判定できた場合には、第1温度センサを用いることなく充電動作を実施する直流入力による充電時には、充電動作が可能となるので、緊急の場合などにおいても、充電を実施することができるようになる。 As a result, when it can be determined that the first temperature sensor is out of order, the charging operation can be performed during charging by DC input in which the charging operation is performed without using the first temperature sensor. Even in such a case, charging can be performed.
以下、一実施形態について、図1~図8を参照して説明する。
図1において、車載バッテリ100に充電を行う車載充電器10は、商用電源からの交流入力プラグ200、および直流電源からの急速充電用の直流入力プラグ300を備えている。車載充電器10は、PFC部20およびコンバータ部40を備えている。
An embodiment will be described below with reference to FIGS. 1 to 8. FIG.
In FIG. 1, an
PFC部20は、全波整流回路21、および力率改善回路22および制御部23を備えている。全波整流回路21は、ダイオードブリッジ回路により構成され、交流入力プラグ200から入力される交流電圧Vacを全波整流した直流出力Vdcを力率改善回路22に出力する。
The
力率改善回路22は、全波整流回路21の直流出力Vdcを力率改善してダイオード24を介して平滑コンデンサ25に充電する。力率改善は、トランス26の1次コイルとスイッチング素子としてのMOSトランジスタ27を駆動制御して昇圧をすることで行う。MOSトランジスタ27の近傍にサーミスタからなる第1温度センサ28が配置され、PFC部20の温度を検出する。
The power
制御部23は、制御回路としてのマイコン29、駆動回路30、検出回路31などを備える。駆動回路30は、抵抗32を介してMOSトランジスタ27のゲートに駆動電圧Vdrvを与えてオンオフ駆動する。トランス26の一次コイルに流れる電流を、二次コイルの両端に接続した抵抗33により検出する。トランス26の二次コイル流れる電流により、抵抗33に電圧降下が発生し、マイコン29はこの電圧降下を電圧Vsenseとして検出する。
The
検出回路31は、MOSトランジスタ27のゲート電圧Vgs、駆動回路30の駆動電圧Vdrvおよび電圧Vsenseを取り込み、ゼロクロス期間およびMOSトランジスタ27のスイッチング時間を検出して検出信号Szc、Sswをマイコン29に出力する。マイコン29は、第1温度センサ28の検出信号が入力されるとともに、後述する第2温度センサ43の検出信号が入力される。マイコン29には表示部34が接続されており、表示部34に表示信号を出力してランプの点灯や表示素子への表示出力により、使用者に対して交流充電、直流充電のそれぞれが可能かどうかを通知する。
The
コンバータ部40は、インバータ回路41および出力回路42を備える。インバータ回路41は、4個のスイッチング素子であるMOSトランジスタ41a~41dをブリッジ接続したもので、PFC部20の出力である直流電圧を所定の交流電圧に変換して出力回路42に出力する。インバータ回路41は、急速充電用の直流入力プラグ300にも接続されており、直流電圧が入力される。MOSトランジスタ41bの近傍には、コンバータ部40の温度を検出するようにサーミスタからなる第2温度センサ43が配置される。
The
出力回路42は、絶縁用のトランス44、全波整流回路45、コイル46およびコンデンサ47を備える。インバータ回路41の交流出力は、トランス44を介して全波整流回路45に入力される。全波整流回路45は、全波整流した直流出力をコイル46およびコンデンサ47により平滑する。車載バッテ入り100は、コンデンサ47の両端子から充電を行う。
The
上記した検出回路31は、図2に示すように、コンパレータ31a、フリップフロップ31b、インバータ31c、コンパレータ31d、アンド回路31e、カウンタ31fを備えている。コンパレータ31aは、反転入力端子に電圧Vsenseが入力され、非反転入力端子に参照電圧Vrefが入力される。参照電圧Vrefはゼロクロス期間を判定するためのもので、0Vよりも少し大きい電圧に設定されている。
As shown in FIG. 2, the
コンパレータ31aの出力端子はフリップフロップ31bのセット端子Sに接続される。フリップフロップ31bのリセット端子Rには駆動電圧Vdrvが入力される。フリップフロップ31bの出力端子Qは、インバータ31cを介して反転させた出力信号をゼロクロス信号Szcとして出力する。
The output terminal of the
コンパレータ31dは、反転入力端子に比較電圧Vcompが入力され、非反転入力端子にゲート電圧Vgsが入力される。比較電圧Vcompは、ゲート電圧Vgsが減衰してほぼ0Vになるまでのスイッチング時間Tswを検出するために設定された電圧である。コンパレータ32dの出力端子はアンド回路31eの一方の入力端子に接続される。アンド回路31eの他方の入力端子には駆動電圧Vdrvの反転信号が入力される。
The
アンド回路31eの出力端子はカウンタ31fの入力端子ENに接続される。カウンタ31fのクロック端子CLKにはクロック信号CLKが入力される。カウンタ31fは、入力端子ENの入力信号がハイレベルである期間中、クロック信号CLKをカウントアップしてカウント信号Stcとして出力端子から出力する。
The output terminal of the
次に、上記構成の作用について、図3から図8も参照して説明する。
車載充電器10において、商用の交流電源から車載バッテリ100に充電する場合には、交流入力プラグ200から交流電圧VacがPFC部20の全波整流回路21に入力される。交流電圧Vacは、全波整流回路21で全波整流され、脈流状の直流電圧Vdcとして力率改善回路22に入力される。このとき、マイコン29は、駆動回路30に駆動信号を与えて力率改善回路22のMOSトランジスタ27をオンオフの駆動電圧Vdrvにより駆動し、力率改善をしながら平滑コンデンサ25に充電を実施する。
Next, the operation of the above configuration will be described with reference to FIGS. 3 to 8 as well.
In the
コンバータ部40では、PFC部20の平滑コンデンサ25の直流電圧を取り込んで車載バッテリ100の電圧に対応するように調整をして出力する。まず、インバータ回路41のMOSトランジスタ41a~41dを駆動制御して所定の交流電圧に変換し、トランス44を介して全波整流回路で直流変換し、コイル46を介してコンデンサ47に出力する。これにより、車載バッテリ100に対応した直流電圧に変換された状態で充電動作を実行する。
The
上記の動作を実行する状態では、マイコン29は、第1温度センサ28および第2温度センサ43からの温度検出信号を取り込み、PFC部20およびコンバータ部40の温度を監視している。充電動作を継続することで、PFC部20およびコンバータ部40の温度は徐々に上昇する。このとき、PFC部20とコンバータ部40とは、同様に動作しているので、温度上昇の傾向は互いに相関がある。このことを利用して、第1温度センサ28および第2温度センサ43の温度を推定する処理を実行している。
While executing the above operation,
また、これら第1温度センサ28および第2温度センサ43のうちの一方が故障した場合に備えて、マイコン29は、スイッチング素子であるMOSトランジスタ27の温度を異なる検出原理に基づいて検出している。この検出原理と実際の動作について、以下に説明する。
Also, in case one of the
まず、MOSトランジスタ27のオン時もしくはオフ時のスイッチング時間の検出について説明する。図7は、本実施形態のMOSトランジスタ27部分に対応するモデルを示すものである。電源電圧VDDとグランドとの間に、トランス26の一次コイルに相当するコイルLとMOSトランジスタ27に相当するMOSトランジスタTrが直列に接続された構成である。
First, the detection of the switching time when the
次に、図8において、MOSトランジスタTrのドレイン・ソース間に電圧VDSが印加された状態でスイッチング動作すると、ゲート電圧Vgsの波形にミラー期間が発生する。このミラー期間の長さは、電圧VDSの大きさやドレイン電流IDによって変化する。これは、MOSトランジスタTrは、端子間にそれぞれ寄生容量Cgs、Cgd、Cdsを有しているからである。 Next, in FIG. 8, when the switching operation is performed with the voltage VDS applied between the drain and source of the MOS transistor Tr, a mirror period occurs in the waveform of the gate voltage Vgs. The length of this mirror period changes depending on the magnitude of the voltage VDS and the drain current ID. This is because the MOS transistor Tr has parasitic capacitances Cgs, Cgd, and Cds between terminals.
このうち支配的なのはゲート・ソース間の寄生容量Cgsであるため、ゲートをオフする動作は寄生容量Cgsから電荷を引き抜く動作となる。この電荷引き抜き動作では、ゲート電圧Vgsが低下してくると、ドレイン・ソース間電圧VDSが上昇し始め(t1)これにより変位電流iG=Cgd・(dVDS/dt)がドレインからゲートに流れるようになる。 Since the parasitic capacitance Cgs between the gate and the source is dominant among them, the operation of turning off the gate is the operation of drawing out electric charges from the parasitic capacitance Cgs. In this electric charge extraction operation, when the gate voltage Vgs decreases, the drain-source voltage VDS begins to rise (t1), causing a displacement current iG=Cgd·(dVDS/dt) to flow from the drain to the gate. Become.
このため、寄生容量Cgsからの電荷引き抜きが阻害され、ゲート電圧Vgsが下がらないミラー期間が発生する。このミラー期間はVDSが電源電圧VDDに達するまで(t2)続く。また、ミラー期間の長さはdV/dtに依存するためVDDに依存し、また電流値IDにも依存するため、ゲートのスイッチング速度はPFCの動作中に大きく変化することになる。 Therefore, the extraction of charges from the parasitic capacitance Cgs is hindered, and a mirror period occurs during which the gate voltage Vgs does not decrease. This mirror period continues until VDS reaches the power supply voltage VDD (t2). In addition, the length of the mirror period depends on dV/dt, which in turn depends on VDD, and also on the current value ID, so that the switching speed of the gate changes greatly during the operation of the PFC.
これに対して、MOSトランジスタTrのドレイン・ソース間に電圧VDSが印加されていない状態では、図8に示しているように、上記したようなミラー期間が発生しないので、ゲート電圧Vgsが所定レベルVthまで低下した時点までの時間を計測することでスイッチング時間を検出することができる。 On the other hand, when the voltage VDS is not applied between the drain and source of the MOS transistor Tr, as shown in FIG. The switching time can be detected by measuring the time until the voltage drops to Vth.
また、上記したゲート・ソース間の寄生容量Cgsは、温度依存性を有することがわかっているので、ゲート電圧Vgsの上昇時間あるいは下降時間を測定することで、予め設定した相関データを参照することでMOSトランジスタ27の温度を推定することができる。
Further, since it is known that the parasitic capacitance Cgs between the gate and the source has temperature dependence, it is possible to refer to preset correlation data by measuring the rise time or fall time of the gate voltage Vgs. , the temperature of the
このため、本実施形態においては、検出回路31によりMOSトランジスタ27のドレイン・ソース間に電圧が印加されない期間をゼロクロス期間として検出し、マイコン29により、ゼロクロス期間中にMOSトランジスタ27のスイッチング時間Tswを測定して温度を推定するように構成している。
Therefore, in the present embodiment, the
具体的には、図4に示すように、正弦派の交流入力Vacを全波整流回路29にて全波整流する際に、ダイオードの順方向電圧Vfの電圧降下により、ゼロクロス期間Tzcが発生する。具体的には、例えば60Hzの交流200Vでは、ゼロクロスtzの前後に直流電圧Vdcが0Vとなるゼロクロス期間Tzcが20us程度発生する。この期間Tzcでは、MOSトランジスタ27のドレイン・ソース間に電圧VDSが印加されない期間となるので、スイッチング時間を検出することに利用できる。
Specifically, as shown in FIG. 4, when the sinusoidal AC input Vac is full-wave rectified by the full-
図4に示すように、時刻tza~tzb間のゼロクロス期間Tzcでは、MOSトランジスタ27に電流が流れないので、Vsenseもゼロとなる期間である。このゼロクロス期間Tzc中にも駆動回路30からMOSトランジスタ27のゲートに駆動電圧Vdrvが印加されるので、オフとなる時点t0からMOSトランジスタ27のゲート電圧Vgsが所定レベルVcomp以下になるまでの時間を測定する。
As shown in FIG. 4, during the zero-cross period Tzc between times tza and tzb, no current flows through the
次に、検出回路31の動作について説明する。コンパレータ31aは、図5に示すように、MOSトランジスタ27の電流IDの信号であるVsenseがほぼゼロとなる参照電圧Vref以下の状態でハイレベルの信号S1を出力する。そして、フリップフロップ31bおよびインバータ31cにより、信号S1がハイレベルの状態では、駆動電圧Vdrvがオンになるタイミングすなわち、駆動電圧Vdrvによって電流が流れない期間をゼロクロス信号Szcとして検出する。ゼロクロス信号Szcがハイレベルとなる時刻t1からt2の期間がゼロクロス期間Tzcとなる。
Next, operation of the
また、検出回路31において、スイッチング時間の計測は、図5に示したゼロクロス信号Szcがハイレベルの期間中で、駆動電圧Vdrvがオフになるタイミングで実施する。図6に示すように、駆動電圧Vdrvが時刻t0でローレベルになると、MOSトランジスタ27のゲート電圧Vgsは、寄生容量Cgsの電荷が抵抗32を介して放電されるので徐々に低下していく。
In addition, the
コンパレータ31dは、ゲート電圧Vgsがゼロレベルを判定するVcomp以上の状態では、出力信号S2がハイレベルの状態となる。アンド回路31eにおいては、駆動電圧Vdrvがローレベルの状態で、コンパレータ31dからハイレベルの出力信号S2が入力される時刻t0からt1の期間中、出力信号S3はハイレベルとなる。出力信号S3がハイレベルとなる期間は、MOSトランジスタ27のオフのスイッチング時間に相当する。
The output signal S2 of the
カウンタ回路31fは、アンド回路31eからの信号S3がハイレベルの期間をクロック信号CLKに基づいてカウントアップしたカウント信号Sswとして出力する。カウント信号Sswのカウント値すなわち波高値がスイッチング時間Tswに相当する。これにより、マイコン29には、検出回路31からゼロクロス信号Szcおよびカウント信号Sswが入力される。
The
マイコン29は、図3に示す流れにしたがって第1温度センサ28および第2温度センサ43による温度検出処理を行うとともに、検出温度データに基づいて第1及び第2温度センサ28および43のうちのいずれかの故障を判定する。また、マイコン29は、第1及び第2温度センサ28および43のうちのいずれかが故障したときには、検出回路31からゼロクロス信号Szcおよびカウント信号Sswに基づいて、予め記憶されているスイッチング時間Tswと素子温度の相関データにより温度を推定する。さらに、推定した温度と第1温度センサ28の計測温度との間に乖離があれば第1温度センサ28の故障を判断する。
The
マイコン29は、図3に示す温度検出処理を適宜のタイミングで繰り返し実行している。図3において、マイコン29は、まず、ステップS101で、第1温度センサ28および第2温度センサ43による温度検出を行う。この処理では、マイコン29は、第1温度センサ28および第2温度センサ43により検出される検出信号に基づき、予め記憶されている温度と検出信号との相関データに基づいて温度を検出する。
The
次に、マイコン29は、ステップS102で、第1温度センサ28および第2温度センサ43の検出温度差ΔTが所定範囲内にあるか否かを判断する。交流入力により車載バッテリ100への充電を実施している状態では、PFC部20およびコンバータ部40がともに動作し、両者に電流が流れることで、第1温度センサ28および第2温度センサ43の間で一定の相関関係を有する。この温度センサ間の相関関係は、温度の上昇の仕方と両者間の温度差データが予め記憶されており、この温度差データと比較して大きく外れているか否かを判断するものである。
Next, in step S102, the
マイコン29は、第1温度センサ28および第2温度センサ43の検出温度差ΔTが所定範囲内にある場合にはYESと判断し、正常に温度検出が行われているとともに、異常な温度が検出されていないとして温度検出処理を終了する。
If the temperature difference ΔT detected by the
これに対して、第1温度センサ28および第2温度センサ43の検出温度差ΔTが所定範囲から外れている場合には、マイコン29はNOと判断し、次にステップS103に移行する。この場合、検出温度差ΔTが所定範囲から外れているということは、第1温度センサ28および第2温度センサ43が同時に故障することは稀であるから、いずれか一方が故障していることが推定できる。
On the other hand, if the temperature difference ΔT detected by the
マイコン29は、ステップS103で、前述したスイッチング時間TswのデータからMOSトランジスタ27の温度すなわちPFC部20の温度を推定する処理を実施する。このとき推定する温度は、第1温度センサ28による検出温度とは無関係に得るものであるから、第1温度センサ28が正常に温度検出をしている場合には、推定温度と相関関係があるはずである。
In step S103, the
次に、マイコン29は、ステップS104で、スイッチング時間Tswから推定したPFC部20の温度と、第1温度センサ28により検出した温度とが相関関係にあるか否かを判定する。ここで、NOの場合すなわち相関関係が無い場合には、マイコン29は、ステップS105に進み、第1温度センサ28が異常であることを判定する。
Next, in step S104, the
そして、この場合には、第1温度センサ28によるPFC部20の温度検出ができない状態であるから、マイコン29は、ステップS106でPFC部20を用いる交流入力による充電を禁止し、さらに表示部34により使用者に交流入力による充電を禁止する旨の表示を行わせ、温度検出処理を終了する。
In this case, since the temperature of the
なお、第1温度センサ28の故障が判定されたことで、第2温度センサ43はまだ使える状態であるから、PFC部20を介さずに直流充電を行う急速充電は可能であるものと判断し、直流電圧による急速充電は可能である旨を表示部34において表示させることも可能である。
Since it is determined that the
一方、マイコン29は、ステップS104で、YESの場合すなわち相関関係がある場合には、マイコン29は、ステップS107に進み、第2温度センサ43が異常であることを判定する。
On the other hand, if YES in step S104, that is, if there is a correlation, the
そして、この場合には、第2温度センサ43によるコンバータ部40の温度検出ができない状態であるから、マイコン29は、ステップS106でコンバータ部40を用いる交流入力および直流入力の充電をいずれも禁止し、さらに表示部34により使用者に交流入力による充電および直流入力による充電を禁止する旨の表示を行わせ、温度検出処理を終了する。
In this case, since the
このような本実施形態では、第1温度センサ28および第2温度センサ43による温度検出に加えて、制御回路PFC部20のMOSトランジスタ27のスイッチング時間によってPFC部20の温度を別途検出することで、第1温度センサ28および第2温度センサ43の故障時に、いずれが故障したかを特定できるようにした。
In this embodiment, in addition to the temperature detection by the
これにより、第1温度センサ28が故障である場合には、交流入力による充電ができない状態となるが、第2温度センサ43が正常であることから、直流入力による車載バッテリへの充電が可能であることを使用者に通知することができるようになる。
As a result, when the
(他の実施形態)
なお、本発明は、上述した実施形態のみに限定されるものではなく、その要旨を逸脱しない範囲で種々の実施形態に適用可能であり、例えば、以下のように変形または拡張することができる。
(Other embodiments)
The present invention is not limited to the above-described embodiments, and can be applied to various embodiments without departing from the scope of the invention. For example, the following modifications or extensions can be made.
なお、上記実施形態では、第1温度センサ28が故障していることが特定できた場合に、PFC部20が第1温度センサ28による温度検出が不能となることで交流入力による充電動作を禁止することとしたが、第2温度センサ43が正常で且つMOSトランジスタ27のスイッチング時間Tswを検出することでPFC部20の温度検出動作が継続可能な場合には、交流入力による充電を許容することも可能である。
In the above-described embodiment, when it is identified that the
本開示は、実施例に準拠して記述されたが、本開示は当該実施例や構造に限定されるものではないと理解される。本開示は、様々な変形例や均等範囲内の変形をも包含する。加えて、様々な組み合わせや形態、さらには、それらに一要素のみ、それ以上、あるいはそれ以下、を含む他の組み合わせや形態をも、本開示の範疇や思想範囲に入るものである。 Although the present disclosure has been described with reference to examples, it is understood that the present disclosure is not limited to such examples or structures. The present disclosure also includes various modifications and modifications within the equivalent range. In addition, various combinations and configurations, as well as other combinations and configurations, including single elements, more, or less, are within the scope and spirit of this disclosure.
図面中、10は車載充電器、20はPFC部、21は全波整流回路、22は力率改善回路、23は制御部、25は平滑コンデンサ、26はトランス(コイル)、27はMOSトランジスタ(スイッチング素子)、28は第1温度センサ、29はマイコン(制御回路)、30は駆動回路、31は検出回路、34は表示部、40はコンバータ部、41はインバータ回路、42は出力回路、43は第2温度センサ、100は車載バッテリ、200は交流入力プラグ、300は直流入力プラグである。 In the drawings, 10 is an onboard charger, 20 is a PFC section, 21 is a full wave rectifier circuit, 22 is a power factor correction circuit, 23 is a control section, 25 is a smoothing capacitor, 26 is a transformer (coil), and 27 is a MOS transistor ( 28 is a first temperature sensor; 29 is a microcomputer (control circuit); 30 is a drive circuit; 31 is a detection circuit; is a second temperature sensor, 100 is a vehicle-mounted battery, 200 is an AC input plug, and 300 is a DC input plug.
Claims (5)
前記力率改善部は、
前記交流入力電圧を直流出力に変換する全波整流回路(21)と、
前記全波整流回路の直流出力を、コイル(26)およびスイッチング素子(27)により力率改善して平滑コンデンサ(25)に充電する力率改善回路(22)とを備え、
前記コンバータ部は、
前記平滑コンデンサの直流電圧を交流電圧に変換するインバータ回路(41)と、
前記インバータ回路の交流電圧を整流平滑して前記車載バッテリに供給する出力回路(42)とを備え、
前記力率改善部および前記コンバータ部のそれぞれの温度を検出するように設けられた第1温度センサ(28)および第2温度センサ(43)と、
前記交流入力電圧がゼロクロス近傍となるゼロクロス期間を検出し、前記ゼロクロス期間に前記スイッチング素子をオンオフ駆動してそのときのスイッチング時間を検出する検出回路(31)と、
前記第1及び第2温度センサの検出信号から温度検出をするとともに、両検出信号の相関関係が所定範囲からずれたときに前記第1および第2温度センサのいずれかの故障状態を検出し、前記検出回路からのスイッチング時間から前記スイッチング素子の温度を推定する制御回路(29)と
を備え、
前記制御回路は、前記ゼロクロス期間での前記スイッチング素子のスイッチング時間から推定した前記スイッチング素子の温度に基づいて、前記第1および第2温度センサのうちのいずれが前記故障状態となったか判定する車載充電器。 An in-vehicle vehicle that charges an onboard battery with an AC input voltage from an AC input unit via a power factor correction unit (20) and a converter unit (40), and charges the onboard battery with a DC input voltage from a DC input unit of the converter unit. a charger,
The power factor improvement unit
a full-wave rectifier circuit (21) for converting the AC input voltage into a DC output;
a power factor correction circuit (22) for improving the power factor of the DC output of the full-wave rectification circuit by means of a coil (26) and a switching element (27) and charging a smoothing capacitor (25);
The converter section
an inverter circuit (41) for converting the DC voltage of the smoothing capacitor into an AC voltage;
an output circuit (42) for rectifying and smoothing the AC voltage of the inverter circuit and supplying it to the vehicle battery;
a first temperature sensor (28) and a second temperature sensor (43) arranged to detect respective temperatures of the power factor correction section and the converter section;
a detection circuit (31) for detecting a zero-cross period in which the AC input voltage is in the vicinity of zero-cross, driving the switching element on and off during the zero-cross period, and detecting a switching time at that time;
temperature detection from the detection signals of the first and second temperature sensors, and detecting a failure state of either the first or second temperature sensors when the correlation between the detection signals deviates from a predetermined range; a control circuit (29) for estimating the temperature of the switching element from the switching time from the detection circuit ;
The control circuit determines, based on the temperature of the switching element estimated from the switching time of the switching element in the zero-cross period, which of the first and second temperature sensors is in the failure state. charger.
前記検出回路は、前記スイッチング素子の電流を監視して電流が流れなかったサイクルをゼロクロス期間として検出する請求項1から3のいずれか一項に記載の車載充電器。 The control circuit drives and controls the switching element by PWM control,
The vehicle-mounted charger according to any one of claims 1 to 3, wherein the detection circuit monitors the current of the switching element and detects a cycle in which no current flows as a zero-cross period .
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