JP7165997B2 - Power converter and power supply - Google Patents
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Description
本開示は、電力変換装置及び電源装置を説明する。 The present disclosure describes power converters and power supplies.
特許文献１は、高電圧発生回路を有する半導体集積回路装置を開示する。この回路装置は、高電圧発生回路としてチャージポンプ方式を採用する。そして、回路装置は、発振器とチャージポンプとを有する。
非特許文献１は、ＡＣ－ＤＣ変換回路を開示する。この変換回路は、入力電圧を直流電圧に変換する。また、変換回路は、直流電圧を所定の電圧まで昇圧する。変換回路は、例えば、数百メガヘルツ以上数ギガヘルツ以下の周波数を有する入力電圧を受ける。このような周波帯は、例えばＲＦＩＤ（Radio Frequency IDentifier）に適用される。
Non-Patent
電力変換装置として、スイッチング・コンバータ回路を利用するものと、昇圧回路を利用するものと、が挙げられる。スイッチング・コンバータ回路は、インダクタを用いる。しかし、当該インダクタを集積回路に適当な大きさで実装することは困難である。その一方、昇圧回路は集積回路に適当な大きさで実装することが可能である。 Power converters include those that use a switching converter circuit and those that use a booster circuit. A switching converter circuit uses an inductor. However, it is difficult to implement such an inductor in an integrated circuit with a suitable size. On the other hand, the boost circuit can be implemented in an integrated circuit with a reasonable size.
非特許文献１に開示された回路のように、高周波の交流電圧の電力が昇圧回路に入力された場合、電力の変換効率は、良好である。しかし、低周波の交流電圧の電力が昇圧回路に入力された場合には、昇圧回路の動作原理に起因して、電力変換効率が低下してしまう。
As in the circuit disclosed in
そこで、本開示は、電力変換効率を向上させ得る電力変換装置及び電源装置を説明する。 Accordingly, the present disclosure describes a power conversion device and a power supply device that can improve power conversion efficiency.
本開示の一形態に係る電力変換装置は、第１周波数を有する第１電圧を受け、第１電圧に対して第１周波数よりも高い第２周波数を有するパルス波が重畳された第２電圧を生成する周波数変調部と、周波数変調部から第２電圧を受け、チャージポンプ動作によって第２電圧よりも高い出力電圧を生成する昇圧部と、を備え、昇圧部は、第２電圧によって充電されるキャパシタを有すると共に、キャパシタに電荷を蓄積する第１動作と、電荷に基づく電圧と第２電圧とを重畳して出力する第２動作と、を第２電圧に含まれたパルス波に基づいて切り替える。 A power conversion device according to an aspect of the present disclosure receives a first voltage having a first frequency, and generates a second voltage in which a pulse wave having a second frequency higher than the first frequency is superimposed on the first voltage. and a booster that receives the second voltage from the frequency modulator and generates an output voltage higher than the second voltage by a charge pump operation, the booster being charged by the second voltage. A first operation of having a capacitor and accumulating electric charge in the capacitor and a second operation of superimposing and outputting a voltage based on the electric charge and a second voltage are switched based on a pulse wave included in the second voltage. .
昇圧部は、第１電圧によってキャパシタを充電して電荷をキャパシタに蓄積する第１動作と、蓄積された電荷に基づく電圧と第１電圧とを重畳させて出力する第２動作と、を含む。ここで、昇圧部から出力される出力電力は、出力電圧と出力電流とにより規定される。まず、出力電圧の最大値は、第１電圧のピーク電圧値と互いに直列に接続されたキャパシタの数により決定される。次に、出力電流の大きさは、充電動作と出力動作との繰り返し数に比例する。つまり、充電動作及び出力動作を繰り返す数が多くなるほど、多くの電荷の転送が行われる。その結果、出力電流が増大する。この電力変換装置は、周波数変調部において第１周波数を有する第１電圧に対して、第１周波数よりも高い第２周波数を有するパルス波を重畳することによって、第２電圧を生成する。そして、昇圧部は、当該パルス波に基づいて、充電動作と出力動作とを切り替える。従って、第１電圧を直接に昇圧部に入力する構成よりも、充電動作及び出力動作の繰り返し数が多い。つまり、多くの電荷の転送が行われる。その結果、パルス波の周波数に応じて昇圧部から出力される出力電流は、大きくなる。従って、昇圧部から出力される平均的な出力電力が大きくなる。その結果、電力変換装置は、電力変換効率を高めることができる。 The boosting unit includes a first operation of charging a capacitor with a first voltage and accumulating charges in the capacitor, and a second operation of superimposing a voltage based on the accumulated charges and the first voltage and outputting the superimposed voltage. Here, the output power output from the booster is defined by the output voltage and the output current. First, the maximum value of the output voltage is determined by the peak voltage value of the first voltage and the number of capacitors connected in series. Next, the magnitude of the output current is proportional to the number of repetitions of charging operation and output operation. In other words, the greater the number of times the charge operation and the output operation are repeated, the more charges are transferred. As a result, the output current increases. This power conversion device generates a second voltage by superimposing a pulse wave having a second frequency higher than the first frequency on a first voltage having a first frequency in the frequency modulation section. Then, the booster switches between the charging operation and the output operation based on the pulse wave. Therefore, the number of repetitions of the charging operation and the output operation is greater than in the configuration in which the first voltage is directly input to the booster. That is, many charges are transferred. As a result, the output current output from the boosting section increases according to the frequency of the pulse wave. Therefore, the average output power output from the booster section is increased. As a result, the power conversion device can improve power conversion efficiency.
上記の電力変換装置は、電力源から第１周波数を有する入力電圧を受け、入力電圧を整流して第１電圧を生成し、第１電圧を周波数変調部に提供する整流部をさらに備えてもよい。この構成によれば、昇圧部における電荷の転送の回数が増える。その結果、出力電流がさらに大きくなる。従って、電力変換装置は、電力変換効率をさらに高めることができる。 The above power conversion device may further include a rectifying unit that receives an input voltage having a first frequency from a power source, rectifies the input voltage to generate the first voltage, and provides the first voltage to the frequency modulating unit. good. This configuration increases the number of charge transfers in the boosting section. As a result, the output current becomes even larger. Therefore, the power conversion device can further improve the power conversion efficiency.
上記の電力変換装置は、電力源から入力電圧を受け、入力電圧の絶対値と入力閾値との大小関係に基づく入力制御信号を生成し、入力制御信号を整流部に提供する入力電圧検出部をさらに備えてもよい。整流部は、入力制御信号に基づいて入力電圧を整流して第１電圧を生成してもよい。この構成によれば、入力電圧を確実に整流することができる。 The above power conversion device includes an input voltage detection unit that receives an input voltage from a power source, generates an input control signal based on the magnitude relationship between the absolute value of the input voltage and an input threshold value, and provides the input control signal to the rectification unit. You may have more. The rectifier may rectify the input voltage based on the input control signal to generate the first voltage. According to this configuration, the input voltage can be reliably rectified.
上記の電力変換装置は、電力源から入力電圧を受け、入力電圧検出部を駆動するための駆動電圧を生成し、入力電圧検出部に駆動電圧を提供する内部電圧生成部をさらに備えてもよい。この構成によれば、入力電圧検出部の駆動に要する駆動電圧は、入力電圧から生成される。つまり、電力変換装置は、入力電圧検出部を駆動させるための電圧を供給するバッテリを備える必要がない。さらに、電力変換装置は、バッテリを交換する必要もない。従って、電力変換装置は、維持管理が容易である。 The above power converter may further include an internal voltage generator that receives an input voltage from a power source, generates a drive voltage for driving the input voltage detector, and provides the drive voltage to the input voltage detector. . According to this configuration, the drive voltage required to drive the input voltage detection section is generated from the input voltage. That is, the power conversion device does not need to have a battery that supplies voltage for driving the input voltage detection section. Furthermore, the power converter does not require battery replacement. Therefore, the power converter is easy to maintain.
上記の電力変換装置は、入力電圧検出部から入力制御信号を受け、入力制御信号に基づいて周波数変調部におけるパルス波を生じさせる発振動作の開始及び停止を制御する発振制御信号を生成し、発振制御信号を周波数変調部に提供する発振制御部をさらに備えてもよい。この構成によれば、入力電圧の絶対値に基づいて発振動作の開始及び停止を制御することが可能になる。その結果、入力電圧の絶対値が閾値より小さい場合には、発振動作を停止することができる。従って、電力変換に提供する入力電圧の大きさは、閾値以上に限定される。その結果、電力変換装置は、所望の大きさの出力電圧を出力することができる。 The above power conversion device receives an input control signal from the input voltage detection unit, generates an oscillation control signal for controlling the start and stop of an oscillation operation that generates a pulse wave in the frequency modulation unit based on the input control signal, and oscillates An oscillation controller that provides a control signal to the frequency modulator may also be provided. According to this configuration, it becomes possible to control the start and stop of the oscillation operation based on the absolute value of the input voltage. As a result, the oscillation operation can be stopped when the absolute value of the input voltage is smaller than the threshold. Therefore, the magnitude of the input voltage provided for power conversion is limited to a threshold value or higher. As a result, the power converter can output a desired magnitude of output voltage.
上記の電力変換装置は、昇圧部から出力電圧を受け、出力電圧の絶対値と出力閾値との大小関係に基づく出力制御信号を生成し、出力制御信号を発振制御部に提供する出力電圧検出部をさらに備え、発振制御部は、入力制御信号及び出力制御信号に基づいて、発振制御信号を生成し、周波数変調部は、発振制御信号に基づいて発振動作の開始及び停止を制御してもよい。この構成によれば、出力電圧が閾値よりも大きくなった場合に、発振動作を停止させることが可能になる。従って、電力変換装置は、出力電圧の大きさに制限を設けることができる。 The above power converter receives the output voltage from the booster, generates an output control signal based on the magnitude relationship between the absolute value of the output voltage and the output threshold, and provides the output control signal to the oscillation control unit. The oscillation control unit may generate an oscillation control signal based on the input control signal and the output control signal, and the frequency modulation unit may control start and stop of the oscillation operation based on the oscillation control signal. . According to this configuration, it is possible to stop the oscillation operation when the output voltage exceeds the threshold. Therefore, the power converter can limit the magnitude of the output voltage.
上記の電力変換装置は、昇圧部から出力電圧を受け、出力電圧の最大値を規定するリミッタ部をさらに備えてもよい。この構成によれば、電力変換装置から出力される電圧に上限を設けることができる。 The above power converter may further include a limiter section that receives the output voltage from the booster section and defines the maximum value of the output voltage. According to this configuration, an upper limit can be set for the voltage output from the power converter.
上記の電力変換装置は、整流部としての第１整流部、周波数変調部としての第１周波数変調部及び昇圧部としての第１昇圧部は、出力電圧としての第１出力電圧を生成する第１電力変換部を構成し、第１整流部とは別の第２整流部と、第１周波数変調部とは別の第２周波数変調部と、第１昇圧部とは別の第２昇圧部と、を含み第１電力変換部に対して並列に接続された第２電力変換部をさらに備え、第２整流部は、入力電圧を受け、入力電圧が整流された第３電圧を生成する動作を、入力電圧に基づいて開始し、第２周波数変調部は、第３電圧を受け、３電圧に対して第３電圧が有する第３周波数よりも高い第４周波数を有するパルス波が重畳された第４電圧を生成する動作を、第３電圧に基づいて開始し、第２昇圧部は、第２周波数変調部から第４電圧を受け、チャージポンプ動作によって第４電圧よりも高い第２出力電圧を生成してもよい。この構成によれば、電力変換装置の起動時における動作の安定性を高めることができる。 In the above power conversion device, the first rectifying unit as the rectifying unit, the first frequency modulating unit as the frequency modulating unit, and the first boosting unit as the boosting unit generate the first output voltage as the output voltage. a second rectifying section different from the first rectifying section, a second frequency modulating section different from the first frequency modulating section, and a second boosting section different from the first boosting section. and connected in parallel to the first power conversion unit, the second rectification unit receiving an input voltage and generating a third voltage obtained by rectifying the input voltage. , based on the input voltage, a second frequency modulator receives a third voltage, and generates a second frequency modulator superimposed on the three voltages by a pulse wave having a fourth frequency higher than the third frequency of the third voltage. The operation of generating the four voltages is started based on the third voltage, the second booster receives the fourth voltage from the second frequency modulator, and generates a second output voltage higher than the fourth voltage by charge pump operation. may be generated. According to this configuration, it is possible to improve the stability of the operation when the power converter is started.
本開示の別の形態に係る電源装置は、第１周波数を有する入力電圧の電力を発生する電力源と、電力源に接続されて、入力電圧の電力を、直流電圧の電力に変換する上記の電力変換装置と、を備える。この電源装置は、上記の電力変換回路を有する。従って、良好な電力変換効率が得られる。その結果、電源装置は、所望の電力を供給することができる。 A power supply device according to another aspect of the present disclosure includes: a power source that generates power of an input voltage having a first frequency; and a power converter. This power supply device has the power conversion circuit described above. Therefore, good power conversion efficiency is obtained. As a result, the power supply can supply the desired power.
本開示の電力変換装置及び電源装置によれば、変換効率を向上させることができる。 According to the power conversion device and the power supply device of the present disclosure, conversion efficiency can be improved.
以下、添付図面を参照しながら本開示の電力変換装置及び電源装置を詳細に説明する。図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。 Hereinafter, the power conversion device and power supply device of the present disclosure will be described in detail with reference to the accompanying drawings. In the description of the drawings, the same elements are denoted by the same reference numerals, and overlapping descriptions are omitted.
＜第１実施形態＞
農業、工業、商業のさらなる効率化、高齢化及び人口減少などの社会の変動に対応するために、ＩｏＴ（Ｉｎｔｅｒｎｅｔ ｏｆ Ｔｈｉｎｇｓ）に注目が集まっている。ＩｏＴは、あらゆる装置にセンサと情報通信回路とを搭載し自律的に情報収集を行う技術である。ＩｏＴは、室内及び室外を問わず、温度、圧力、振動、化学物質、交通量などの環境変数である測定データを自律的にセンサで取得する。そして、ＩｏＴは、それらの測定データをインターネットを介してクラウドサーバに転送する。転送されたデータは、ビッグデータとして解析がなされる。解析の結果、異常が検出された場合、或いは、対応が必要な状態となった場合に、監視対象である装置にフィードバックを返す。このように、ＩｏＴでは、装置同士が基本的には人間を介さずに情報収集と、情報伝達と、フィードバックと、を行う。測定端末は、環境変数を測定し、情報をインターネットに送信する。ＩｏＴ用の集積回路システムは、この端末における重要な要素である。測定端末は、電力が供給されない場所でも自律的にＩｏＴ端末としての機能を発揮する。従って、環境エネルギを集積回路システムの電力として利用する、いわゆるエネルギハーベスティング技術が検討されている。特に、エネルギハーベスティング技術では、太陽光、熱、振動、電波などから電力を取り出す個別の回路システムの研究が盛んである。<First Embodiment>
Attention is focused on IoT (Internet of Things) in order to cope with social changes such as further efficiency improvement of agriculture, industry and commerce, aging and population decline. IoT is a technology for autonomously collecting information by installing sensors and information communication circuits in every device. IoT autonomously acquires measurement data, which are environmental variables such as temperature, pressure, vibration, chemical substances, and traffic volume, using sensors regardless of whether indoors or outdoors. The IoT then transfers those measurement data to the cloud server via the Internet. The transferred data is analyzed as big data. When an abnormality is detected as a result of the analysis, or when a state requiring countermeasures arises, feedback is returned to the device to be monitored. In this way, in IoT, devices basically perform information collection, information transmission, and feedback without human intervention. The measurement terminal measures environmental variables and sends information to the Internet. An integrated circuit system for IoT is a key element in this terminal. The measurement terminal autonomously functions as an IoT terminal even in a place where power is not supplied. Therefore, a so-called energy harvesting technology that utilizes environmental energy as power for an integrated circuit system is being studied. In particular, in the energy harvesting technology, research on individual circuit systems for extracting power from sunlight, heat, vibration, radio waves, etc. is active.
図１に示されるように、電源装置１Ａは、センサ装置２に用いられる。センサ装置２は、ＩｏＴを構成する端末装置である。
As shown in FIG. 1, the
センサ装置２は、アンテナ３を介してインターネット１００と接続されている。センサ装置２は、インターネット１００を介してクラウドサーバ１０１といった別のシステムへ収集したデータを送信する。また、センサ装置２は、インターネット１００を介して計測用プログラムといった種々のデータを受信する。
The sensor device 2 is connected to the
センサ装置２は、電源装置１Ａと、測定装置４と、を有する。測定装置４は、対象物１０２の温度、湿度或いは振動周波数といった種々のデータを収集する。測定装置４は、当該データを送信する。また、測定装置４は、外部からデータを受信する。例えば、測定装置４は、センサ４ａと、デジタル回路４ｂと、メモリ回路４ｃと、通信回路４ｄと、を有する。
The sensor device 2 has a
電源装置１Ａは、測定装置４を駆動するための電力を供給する。つまり、電源装置１Ａは、測定装置４を構成するセンサ４ａ、デジタル回路４ｂ、メモリ回路４ｃ及び通信回路４ｄの動作に要する電力を供給する。ここで、電源装置１Ａは、外部から供給されるエネルギ（例えば振動エネルギ）を変換して電力を得る。つまり、電源装置１Ａは、いわゆるバッテリといった予め電力を蓄えた装置から電力の提供を必要としない。従って、対象物１０２から振動エネルギを受けるとき、電源装置１Ａは、測定装置４への電力供給を継続する。エネルギ源とする振動は、正弦波振動でもよいし、ランダム振動でもよい。つまり、エネルギ源とする振動の種別は問われない。従って、センサ装置２は、対象物１０２に設置した後、対象物１０２の振動エネルギを利用して駆動し続ける。すなわち、センサ装置２は、バッテリ交換を行う必要がない。なお、対象物１０２は、対象物１０２ａと、対象物１０２ａから独立した対象物１０２ｂと、を備えている。対象物１０２ａは振動発電素子６にエネルギを供給してもよい。対象物１０２ｂは、センサ４ａから計測されてもよい。
The
電源装置１Ａは、振動発電素子６（電力源）と、電力変換回路７Ａ（電力変換装置）と、を有する。振動発電素子６は、対象物１０２の振動エネルギを電力に変換する。この電力は、交流である。そして、電力変換回路７Ａは、交流電流を測定装置４の駆動に利用可能な直流電流に変換する。
The
振動発電素子６は、対象物１０２の振動を受け入れて、交流電力を発生させる。例えば、振動発電素子６は、圧電現象を利用する。振動発電素子６は、片持ち梁といった振動子を有する。当該振動子の共振周波数は、対象物１０２の振動周波数に調整されている。そして、振動発電素子６は、振動子が実際に振動する周波数に応じた交流電力を発生する。従って、振動発電素子６から出力される交流電力は、振動している振動子の周波数に応じる。また、振動発電素子６から出力される交流電力の周波数は、対象物１０２の振動周波数に対応する。例えば、交流電力の周波数は、数百ヘルツ以上数メガヘルツ以下である。
The vibration
電力変換回路７Ａは、振動発電素子６に対して電気的に接続される。また、電力変換回路７Ａは、測定装置４に対して電気的に接続される。電力変換回路７Ａは、上述したように、振動発電素子６から出力される交流電力を、測定装置４の仕様に応じた直流電力に変換する。つまり、電力変換回路７Ａは、直流電圧を出力する。
The
以下、電力変換回路７Ａについて詳細に説明する。
The
電力変換回路７Ａは、機能的には、入力電圧検出部１１と、周波数変調部１２Ａと、昇圧部１３Ａと、を有する。入力電圧検出部１１は、入力電圧の大きさを検出する。周波数変調部１２Ａは、交流電流の周波数を低い値から高い値へ変換する。昇圧部１３Ａは、集積回路である測定装置４に直流電力を提供する。電力変換回路７Ａは、入力交流電力を周波数変調して得られた信号を用いて、昇圧回路を駆動する。この構成によれば、振動発電素子が出力する交流電力の一周期において、複数回の電荷転送が行われる。従って、平均出力電力が増加する。さらに、無効電力が低減する。
The
図２に示されるように、電力変換回路７Ａは、入力７ａ、７ｂと、出力７ｃと、を有する。入力７ａは、振動発電素子６に接続されている。入力７ａは、電圧Ｖｄｄ（入力電圧、図６の（ａ）部参照）を受ける。入力７ｂは、振動発電素子６に接続されている。入力７ｂは、電圧Ｖｓｓを受ける。出力７ｃは、測定装置４に接続されている。出力７ｃは、電圧Ｖｏｕｔ（第１出力電圧）を提供する。
As shown in FIG. 2, the
電力変換回路７Ａは、電力変換部１４Ａと、制御部１６Ａと、を有する。電力変換部１４Ａは、振動発電素子６から交流電力を受け入れる。電力変換部１４Ａは、交流電力を直流電力に変換する。電力変換部１４Ａは、測定装置４へ直流電力を出力する。制御部１６Ａは、電力変換部１４Ａが受け入れる交流電力と、電力変換部１４Ａが出力する直流電力と、を利用して、電力変換部１４Ａの動作を制御する。
The
電力変換部１４Ａは、入力１４ａ、１４ｂと、出力１４ｃと、を有する。入力１４ａは、電力変換回路７Ａの入力７ａに接続されている。入力１４ａは、電圧Ｖｄｄを受ける。入力１４ｂは、電力変換回路７Ａの入力７ｂに接続されている。入力１４ｂは、電圧Ｖｓｓを受ける。出力１４ｃは、電力変換回路７Ａの出力７ｃに接続されている。出力１４ｃは、電圧Ｖｏｕｔを提供する。
The
電力変換部１４Ａは、入力１４ｄ、１４ｅを有する。入力１４ｄ、１４ｅは、制御部１６Ａが発生する入力制御信号φ１、入力制御信号φ２及び発振制御信号ＥＮを受ける。詳細は後述するが、入力１４ｄは、入力制御信号φ１及び入力制御信号φ２を受ける。入力１４ｅは、発振制御信号ＥＮを受ける。
The
電力変換部１４Ａは、整流部１７Ａ（第１整流部）と、周波数変調部１２Ａ（第１周波数変調部）と、昇圧部１３Ａ（第１昇圧部）と、を有する。整流部１７Ａは、電圧Ｖｄｄを整流する。周波数変調部１２Ａは、整流部１７Ａから出力された電圧ＶＨ、ＶＬに基づいて、クロック信号が重畳された電圧ＣＬＫを生成する。昇圧部１３Ａは、クロック信号が重畳された電圧ＣＬＫを昇圧する。
The
整流部１７Ａは、入力１７ａ、１７ｂ、１７ｃと、出力１７ｄ、１７ｅと、を有する。入力１７ａは、電力変換部１４Ａの入力１４ａに接続される。入力１７ａは、電圧Ｖｄｄを受ける。入力１７ｂは、電力変換部１４Ａの入力１４ｂに接続される。入力１７ｂは、電圧Ｖｓｓを受ける。入力１７ｃは、電力変換部１４Ａの入力１４ｄに接続される。入力１７ｃは、入力制御信号φ１、φ２を受ける。出力１７ｄは、周波数変調部１２Ａに接続される。出力１７ｄは、電圧ＶＨを出力する。出力１７ｅは、周波数変調部１２Ａに接続される。出力１７ｅは、電圧ＶＬを出力する。
The rectifying
図３の（ａ）部は、整流部１７Ａの回路構成を示す。整流部１７Ａは、スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、キャパシタＣ１と、を有する。スイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４は、例えば、ＭＯＳＦＥＴ（metal-oxide-semiconductor field-effect transistor）である。入力１７ａは、スイッチＳ１、Ｓ２にそれぞれ接続される。入力１７ｂは、スイッチＳ３、Ｓ４にそれぞれ接続される。スイッチＳ１は、スイッチＳ３に直列に接続される。スイッチＳ２は、スイッチＳ４に直列に接続される。そして、キャパシタＣ１の一端は、スイッチＳ１、Ｓ３の間に接続される。キャパシタＣ１の他端はスイッチＳ２、Ｓ４との間に接続される。
Part (a) of FIG. 3 shows the circuit configuration of the
例えば、電圧Ｖｄｄが正であるとき、入力制御信号φ１はＯＮ（１）である。また、入力制御信号φ２はＯＦＦ（０）である。この場合、整流部１７Ａは、出力１７ｄに入力１７ａを接続する。整流部１７Ａは、出力１７ｅに入力１７ｂを接続する。図６の（ｃ）部に示されるように、出力１７ｄには電圧Ｖｄｄが提供される（Ｖｄｄ＝ＶＨ）。出力１７ｅには電圧Ｖｓｓが提供される（Ｖｓｓ＝ＶＬ）。
For example, when the voltage Vdd is positive, the input control signal φ1 is ON (1). Also, the input control signal φ2 is OFF (0). In this case, the rectifying
逆に、電圧Ｖｄｄが負であるとき、入力制御信号φ１はＯＦＦ（０）である。入力制御信号φ２はＯＮ（１）である。この場合、整流部１７Ａは、出力１７ｄに入力１７ｂを接続する。整流部１７Ａは、出力１７ｅに入力１７ａを接続する。図６の（ｃ）部に示されるように、出力１７ｄには電圧Ｖｓｓが提供される（Ｖｓｓ＝ＶＨ）。出力１７ｅには電圧Ｖｄｄが提供される（Ｖｄｄ＝ＶＬ）。
Conversely, when the voltage Vdd is negative, the input control signal φ1 is OFF (0). The input control signal φ2 is ON (1). In this case, the rectifying
図２に示されるように、周波数変調部１２Ａは、入力１２ａ、１２ｂ、１２ｃと、出力１２ｄと、を有する。入力１２ａは、整流部１７Ａの出力１７ｄに接続される。入力１２ａは、電圧ＶＨを受ける。入力１２ｂは、整流部１７Ａの出力１７ｅに接続される。入力１２ｂは、電圧ＶＬを受ける。入力１２ｃは、電力変換部１４Ａの入力１４ｅに接続される。入力１２ｃは、発振制御信号ＥＮを受ける。出力１２ｄは、昇圧部１３Ａに接続される。出力１２ｄは、電圧ＣＬＫを出力する。電圧ＣＬＫは、クロック波形が重畳された波形を有する（図６の（ｄ）部参照）。クロック波形は、電圧ＶＨを包絡線として、ＯＮ－ＯＦＦを繰り返す。
As shown in FIG. 2, the
図３の（ｂ）部は、周波数変調部１２Ａの回路構成を示す。つまり、周波数変調部１２Ａは、いわゆるリングオシレータと呼ばれる回路構成を有する。周波数変調部１２Ａは、１個のＮＡＮＤ回路Ｇ１と、偶数個のインバータ回路Ｇ２、Ｇ３と、を有する。インバータ回路Ｇ２は、インバータ回路Ｇ３に直列に接続される。ＮＡＮＤ回路Ｇ１は、初段のインバータ回路Ｇ２に接続される。ＮＡＮＤ回路Ｇ１は、発振制御信号ＥＮに基づいて、発振動作の開始と発振動作の停止とを制御する。例えば、発振制御信号ＥＮがＯＮ（１）であるとき、周波数変調部１２Ａは、発振動作を開始する。逆に、発振制御信号ＥＮがＯＦＦ（０）であるとき、周波数変調部１２Ａは、発振動作を停止する。インバータ回路Ｇ２、Ｇ３の数は、所望のクロック周波数（第２周波数）に基づいて決定される。クロック周波数は、例えば、数メガヘルツ以上であってもよい。クロック周波数は、数ギガヘルツより大きくてもよい。換言すると、クロック周波数は、振動発電素子６が出力する電圧Ｖｄｄの周波数より大きければよい。それぞれのインバータ回路Ｇ２、Ｇ３には、駆動電圧として、入力１２ａが受けた電圧ＶＨと、入力１２ｂが受けた電圧ＶＬとが入力される。
Part (b) of FIG. 3 shows the circuit configuration of the
ここで、本実施形態でいう第１電圧とは、周波数変調部１２Ａが受け入れる電圧をいう。また、第１電圧とは、電圧ＣＬＫの生成に用いられる電圧である。例えば、図３の（ｂ）部に示される周波数変調部１２Ａは、電圧ＶＨ、ＶＬを受け入れる。周波数変調部１２Ａは、インバータ回路Ｇ２、Ｇ３に電圧ＶＨ、ＶＬを入力する。そして、電圧ＶＨ、ＶＬは、インバータ回路Ｇ２、Ｇ３の駆動電圧である。当該駆動電圧にはクロック電圧が重畳される。従って、本実施形態においては、第１電圧とは、電圧（ＶＨ－ＶＬ）である。
Here, the first voltage referred to in this embodiment refers to a voltage received by the
なお、第１電圧の態様は、電圧（ＶＨ－ＶＬ）に限定されない。第１電圧の態様は、インバータ回路Ｇ２、Ｇ３に入力される電圧によって種々の態様を取り得る。例えば、入力１２ａに電圧ＶＨが入力されると共に、入力１２ｂに電圧Ｖｓｓ（ＧＮＤ）が入力されてもよい。この場合には、第１電圧は、電圧ＶＨである。また、入力１２ａに電圧ＶＬが入力されると共に、入力１２ｂに電圧Ｖｓｓ（ＧＮＤ）が入力されてもよい。この場合には、第１電圧は、電圧ＶＬである。さらに、電力変換部１４Ａが整流部１７Ａを備えない場合には、入力１２ａに電圧Ｖｄｄが入力されると共に、入力１２ｂに電圧Ｖｓｓが入力されてもよい。この場合には、第１電圧は、電圧（Ｖｄｄ－Ｖｓｓ）である。
Note that the aspect of the first voltage is not limited to the voltage (VH-VL). The aspect of the first voltage can take various aspects depending on the voltages input to the inverter circuits G2 and G3. For example, voltage VH may be input to
本実施形態でいう第１周波数及び第３周波数は、振動発電素子６から出力される電圧Ｖｄｄの周波数と定義してもよい。また、上述したように電圧Ｖｄｄの周波数は、振動している振動子の周波数であり、振動子の周波数は、対象物１０２が発生させる振動の周波数である。従って、第１周波数は、対象物１０２から提供される振動の周波数としてもよい。例えば、機械的な振動の周波数は、概ね数ヘルツ以上数キロヘルツ以下である。その結果、第１周波数の範囲も概ね数ヘルツ以上数キロヘルツ以下である。
The first frequency and the third frequency referred to in this embodiment may be defined as frequencies of the voltage Vdd output from the vibration
本実施形態でいう第２周波数及び第４周波数は、リングオシレータ回路が発生させるクロック信号の周波数である。この第２周波数は、第１周波数よりも大きければよい。例えば、第１周波数の範囲が概ね数ヘルツ以上数キロヘルツ以下である場合には、第２周波数は、数メガヘルツより大きくてもよい。また、第２周波数は、数ギガヘルツよりも大きくてもよい。 The second frequency and the fourth frequency referred to in this embodiment are the frequencies of the clock signal generated by the ring oscillator circuit. This second frequency may be higher than the first frequency. For example, if the range of the first frequency is approximately several hertz to several kilohertz, the second frequency may be greater than several megahertz. The second frequency may also be greater than several gigahertz.
図２に示されるように、昇圧部１３Ａは、入力１３ａと、出力１３ｂと、を有する。入力１３ａは、周波数変調部１２Ａの出力１２ｄに接続される。入力１３ａは、電圧ＣＬＫを受ける。出力１３ｂは、測定装置４に接続される。出力１３ｂは、電圧Ｖｏｕｔを出力する。
As shown in FIG. 2, the boosting
図３の（ｃ）部は、昇圧部１３Ａの回路構成を示す。昇圧部１３Ａは、複数のダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、複数のキャパシタＣ２、Ｃ３、Ｃ４と、を有する。昇圧部１３Ａは、キャパシタＣ２、Ｃ３に電荷をチャージする動作と、チャージされた電荷に起因する電圧を入力される電圧ＣＬＫに対して重畳する動作と、重畳された電圧ＣＬＫを出力する動作と、を繰り返す。この繰り返しは、電圧ＣＬＫが含むクロック周波数に基づいて制御される。つまり、電圧ＣＬＫの周波数が高いほど、チャージする動作と、重畳する動作と、出力する動作と、が多く繰り返される。その結果、多くの電荷が転送される。換言すると、昇圧部１３Ａは、クロック周波数に比例した電力を発生する。具体的には、電荷の転送回数に応じて、電流値が増加する。その結果、電力が増加する。そして、ダイオードＤ３から出力される電圧（第２電圧、図６の（ｄ）部参照）は、キャパシタＣ４によって安定化される。その結果、実質的な直流電圧として電圧Ｖｏｕｔが出力される。
Part (c) of FIG. 3 shows the circuit configuration of the boosting
ここで、本実施形態でいう第２電圧は、上記のようにダイオードＤ３から出力された電圧である。そして、第２電圧は、実質的に交流の電圧であってもよい。また、第２電圧は、キャパシタＣ４によって安定化された電圧である。第２電圧は、実質的に直流の電圧であってもよい。 Here, the second voltage referred to in this embodiment is the voltage output from the diode D3 as described above. And the second voltage may be a substantially alternating voltage. Also, the second voltage is a voltage stabilized by the capacitor C4. The second voltage may be a substantially DC voltage.
上述したとおり、整流部１７ＡにおけるスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオンオフ制御は、入力制御信号φ１、φ２に基づく。また、周波数変調部１２Ａにおける発振動作のオンオフ制御は、発振制御信号ＥＮに基づく。
As described above, the on/off control of the switches S1, S2, S3 and S4 in the
図２に示されるように、制御部１６Ａは、入力１６ａ、１６ｂ、１６ｃと、出力１６ｄ、１６ｅと、を有する。入力１６ａは、電力変換回路７Ａの入力７ａに接続される。入力１６ａは、電圧Ｖｄｄを受ける。入力１６ｂは、電力変換部１４Ａの出力１４ｃに接続される。入力１６ｂは、電圧Ｖｏｕｔを受ける。入力１６ｃは、内部電圧生成部２２（後述）に接続される。入力１６ｃは、電圧＋Ｖｐ、－Ｖｐを受ける。出力１６ｄは、電力変換部１４Ａの入力１４ｄに接続される。出力１６ｄは、入力制御信号φ１、φ２を出力する。出力１６ｅは、電力変換部１４Ａの入力１４ｅに接続される。出力１６ｅは、発振制御信号ＥＮを出力する。
As shown in FIG. 2, the
制御部１６Ａは、参照電圧発生部１８と、入力電圧検出部１１と、出力電圧検出部１９と、発振制御部２１と、を有する。
The
参照電圧発生部１８は、入力電圧検出部１１及び出力電圧検出部１９に参照電圧を提供する。具体的には、参照電圧発生部１８は、出力１８ａを介して入力電圧検出部１１に参照電圧＋Ｖｒｅｆ、－Ｖｒｅｆを提供する。また、参照電圧発生部１８は、出力１８ｂを介して出力電圧検出部１９に参照電圧＋Ｖｍａｘを提供する。
The
入力電圧検出部１１は、電圧Ｖｄｄに基づいて整流部１７ＡのスイッチＳ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４のオンオフ動作を制御する。入力電圧検出部１１は、電圧Ｖｄｄが閾値（参照電圧（＋Ｖｒｅｆ）及び参照電圧（－Ｖｒｅｆ））より大きくなったときに、周波数変調部１２Ａの発振動作を開始させる。参照電圧（＋Ｖｒｅｆ）及び参照電圧（－Ｖｒｅｆ）は、本実施形態でいう入力閾値である。入力閾値は、例えば、電力変換回路７Ａに要求される電圧Ｖｏｕｔ（或いは電力）に基づいて設定してよい。つまり、電圧Ｖｄｄの振幅が小さい場合には、変換後の電圧Ｖｏｕｔ（或いは電力）が要求値を満たさないことがあり得る。従って、変換後の電圧Ｖｏｕｔ（或いは電力）が要求値を満たす電圧Ｖｄｄの最小値を入力閾値としてよい。
The
入力電圧検出部１１は、入力１１ａ、１１ｂ、１１ｃと、出力１１ｄ、１１ｅと、を有する。入力１１ａは、制御部１６Ａの入力１６ａに接続される。入力１１ａは、電圧Ｖｄｄを受ける。入力１１ｂは、接地ＧＮＤに接続される。入力１１ｃは、参照電圧発生部１８の出力１８ａに接続される。入力１１ｃは、参照電圧＋Ｖｒｅｆ、－Ｖｒｅｆを受ける。出力１１ｄは、制御部１６Ａの出力１６ｄに接続される。出力１１ｄは、入力制御信号φ１、φ２を出力する。出力１１ｅは、発振制御部２１に接続される。出力１１ｅは、入力制御信号φ１、φ２を出力する。
The
図４の（ａ）部は、入力電圧検出部１１の回路構成を示す。入力電圧検出部１１は、２個のオペアンプＧ４、Ｇ５を有する。オペアンプＧ４の反転入力には、基準電圧＋Ｖｒｅｆが提供される。オペアンプＧ４の非反転入力には電圧Ｖｄｄが提供される。オペアンプＧ５の反転入力には、電圧Ｖｄｄが提供される。オペアンプＧ５の非反転入力には基準電圧－Ｖｒｅｆが提供される。
Part (a) of FIG. 4 shows the circuit configuration of the input
入力電圧検出部１１は、電圧Ｖｄｄの大きさに応じた入力制御信号φ１、φ２を発生する。具体的には、入力電圧検出部１１は、以下のように動作する（図６の（ａ）部及び図６の（ｂ）部参照）。
電圧Ｖｄｄ≧参照電圧（＋Ｖｒｅｆ）であるとき、入力制御信号φ１＝１。
電圧Ｖｄｄ＜参照電圧（＋Ｖｒｅｆ）であるとき、入力制御信号φ１＝０。
電圧Ｖｄｄ≧参照電圧（－Ｖｒｅｆ）であるとき、入力制御信号φ２＝０。
電圧Ｖｄｄ＜参照電圧（－Ｖｒｅｆ）であるとき、入力制御信号φ２＝１。The
When voltage Vdd≧reference voltage (+Vref), input control signal φ1=1.
When voltage Vdd<reference voltage (+Vref), input control signal φ1=0.
When voltage Vdd≧reference voltage (−Vref), input control signal φ2=0.
When voltage Vdd<reference voltage (-Vref), input control signal φ2=1.
出力電圧検出部１９は、電圧Ｖｏｕｔの電圧値が閾値（参照電圧（＋Ｖｍａｘ））より大きくなったときに、周波数変調部１２Ａの発振動作を停止させる。図２に示されるように、出力電圧検出部１９は、入力１９ａ、１９ｂ、１９ｃと、出力１９ｄと、を有する。入力１９ｃは、制御部１６Ａの入力１６ｂに接続される。入力１９ｃは、電圧Ｖｏｕｔを受ける。入力１９ｂは、接地ＧＮＤに接続される。入力１９ａは、参照電圧発生部１８の出力１８ｂに接続される。入力１９ａは、参照電圧（＋Ｖｍａｘ）を受ける。出力１９ｄは、発振制御部２１に接続される。出力１９ｄは、出力制御信号φ３を出力する。参照電圧（＋Ｖｍａｘ）は、実施形態における出力閾値である。出力閾値は、電力変換回路７Ａに要求される電圧Ｖｏｕｔの最大値に基づいて設定される。
The output
図４の（ｂ）部は、出力電圧検出部１９の回路構成を示す。出力電圧検出部１９は、１個のオペアンプＧ６を有する。オペアンプＧ６の非反転入力には、基準電圧＋Ｖｍａｘが提供される。オペアンプＧ６の反転入力には電圧Ｖｏｕｔが提供される。
Part (b) of FIG. 4 shows the circuit configuration of the output
出力電圧検出部１９は、電圧Ｖｏｕｔの大きさに応じた出力制御信号φ３を発生する。具体的には、出力電圧検出部１９は、以下のように動作する。
電圧Ｖｏｕｔ≧参照電圧（＋Ｖｍａｘ）であるとき、出力制御信号φ３＝０。
電圧Ｖｏｕｔ＜参照電圧（＋Ｖｍａｘ）であるとき、出力制御信号φ３＝１。The
When the voltage Vout≧reference voltage (+Vmax), the output control signal φ3=0.
When voltage Vout<reference voltage (+Vmax), output control signal φ3=1.
図２に示されるように、発振制御部２１は、入力２１ａ、２１ｂと、出力２１ｃと、を有する。入力２１ａは、入力電圧検出部１１の出力１１ｅに接続される。入力２１ａは、入力制御信号φ１、φ２を受ける。入力２１ｂは、出力電圧検出部１９の出力１９ｄに接続される。入力２１ｂは、出力制御信号φ３を受ける。出力２１ｃは、制御部１６Ａの出力１６ｅに接続される。出力２１ｃは、発振制御信号ＥＮを出力する。
As shown in FIG. 2, the
図５の（ａ）部は、発振制御部２１の回路構成を示す。発振制御部２１は、ＯＲ回路Ｇ７と、ＡＮＤ回路Ｇ８と、を有する。ＯＲ回路Ｇ７は、入力制御信号φ１、φ２を受け入れる。ＯＲ回路Ｇ７は、制御信号φ４を出力する。ＡＮＤ回路Ｇ８は、出力制御信号φ３及び制御信号φ４を受け入れる。ＡＮＤ回路Ｇ８は、発振制御信号ＥＮを出力する。発振制御部２１は、具体的には、以下のように動作する。
Part (a) of FIG. 5 shows the circuit configuration of the
φ１（０）、φ２（０）、φ３（０）であるとき、ＥＮ＝０。
φ１（１）、φ２（０）、φ３（０）であるとき、ＥＮ＝０。
φ１（０）、φ２（１）、φ３（０）であるとき、ＥＮ＝０。
φ１（０）、φ２（０）、φ３（１）であるとき、ＥＮ＝０。
φ１（１）、φ２（０）、φ３（１）であるとき、ＥＮ＝１。
φ１（０）、φ２（１）、φ３（１）であるとき、ＥＮ＝１。EN=0 when φ1(0), φ2(0), φ3(0).
EN=0 when φ1(1), φ2(0), φ3(0).
EN=0 when φ1(0), φ2(1), φ3(0).
EN=0 when φ1(0), φ2(0), φ3(1).
EN=1 when φ1(1), φ2(0), φ3(1).
EN=1 when φ1(0), φ2(1), φ3(1).
発振制御部２１は、電圧Ｖｄｄが基準電圧＋Ｖｒｅｆ以上であり、且つ、電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｍａｘ以下であるときに、発振制御信号ＥＮ＝１を出力する。また、電圧Ｖｄｄが基準電圧－Ｖｒｅｆ以下であり、且つ、電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｍａｘ以下であるときに、発振制御信号ＥＮ＝１を出力する。発振制御信号ＥＮ＝１が周波数変調部１２Ａに入力されると、周波数変調部１２Ａは発振動作を開始する。逆に、発振制御部２１は、電圧Ｖｄｄが基準電圧＋Ｖｒｅｆ以下であるとき、発振制御信号ＥＮ＝０を出力する。また、発振制御部２１は、電圧Ｖｄｄが基準電圧－Ｖｒｅｆ以上であるとき、発振制御信号ＥＮ＝０を出力する。さらに、発振制御部２１は、電圧Ｖｏｕｔが基準電圧Ｖｍａｘ以上であるときに、発振制御信号ＥＮ＝０を出力する。発振制御信号ＥＮ＝０が周波数変調部１２Ａに入力されると、周波数変調部１２Ａは発振動作を停止する。
The
制御部１６Ａを構成する参照電圧発生部１８、入力電圧検出部１１、出力電圧検出部１９及び発振制御部２１は、それぞれの回路を駆動するための電力を要する。電源装置１Ａは、内部電圧生成部２２（図２参照）を有し、この内部電圧生成部２２が制御部１６Ａに対して必要な電力を供給する。
The reference
図２に示されるように、内部電圧生成部２２は、制御部１６Ａの動作に用いられる電圧を発生させる。つまり、内部電圧生成部２２は、電圧Ｖｄｄを受けて、電圧＋Ｖｐ、－Ｖｐを出力する。内部電圧生成部２２は、入力２２ａと、出力２２ｂと、を有する。入力２２ａは、電力変換回路７Ａの入力７ａに接続される。入力２２ａは、電圧Ｖｄｄを受ける。出力２２ｂは、制御部１６Ａの入力１６ｃに接続される。出力２２ｂは、電圧＋Ｖｐ、－Ｖｐを出力する。内部電圧生成部２２は、例えば、図５の（ｂ）部に示されるように、ｐＭＯＳＦＥＴであるゲートＧ９と、ｎＭＯＳＦＥＴであるゲートＧ１０とを含む。そして、内部電圧生成部２２は、それぞれのゲートＧ９、Ｇ１０に対して電圧Ｖｄｄを提供する。そうすると、ゲートＧ９は、電圧＋Ｖｐを出力する。一方、ゲートＧ１０は、電圧－Ｖｐを出力する。参照電圧発生部１８、入力電圧検出部１１、出力電圧検出部１９及び発振制御部２１は、これらの電圧＋Ｖｐ、－Ｖｐを用いて動作を行う。
As shown in FIG. 2, the
電力変換回路７Ａは、周波数変調部１２Ａと、昇圧部１３Ａと、を備える。周波数変調部１２Ａは、第１周波数ｆ１を有する電圧ＶＨを受ける。周波数変調部１２Ａは、電圧ＣＬＫを生成する。電圧ＣＬＫは、電圧ＶＨに対して第１周波数ｆ１よりも高い第２周波数ｆ２を有するパルス波が重畳されたものである。昇圧部１３Ａは、周波数変調部１２Ａから電圧ＣＬＫを受ける。周波数変調部１２Ａは、チャージポンプ動作によって電圧ＣＬＫよりも高い電圧Ｖｏｕｔを生成する。昇圧部１３Ａは、キャパシタＣ２、Ｃ３を有する。キャパシタＣ２、Ｃ３は、電圧ＣＬＫによって充電される。昇圧部１３Ａは、キャパシタＣ２、Ｃ３に電荷を蓄積する第１動作と、電荷に基づく電圧と電圧ＣＬＫとを重畳して出力する第２動作と、を行う。第１動作と第２動作との切り替えは、電圧ＣＬＫに含まれたパルス波に基づく。
The
昇圧部１３Ａは、電圧ＶＨによってキャパシタＣ２、Ｃ３を充電して電荷をキャパシタＣ２、Ｃ３に蓄積する動作と、蓄積された電荷に基づく電圧Ｖｃと電圧ＶＨとを重畳させて出力する動作と、を含む。ここで、昇圧部１３Ａから出力される出力電力は、電圧Ｖｏｕｔと出力電流とにより規定される。まず、電圧Ｖｏｕｔの最大値は、電圧ＶＨのピーク電圧値と、直列接続されたキャパシタＣ２、Ｃ３の数と、により決定される。次に、出力電流の大きさは、充電動作と出力動作との繰り返し数に比例する。つまり、充電動作及び出力動作を繰り返す数が多くなるほど、多くの電荷の転送が行われる。その結果、出力電流の大きさが増大する。この電力変換回路７Ａは、周波数変調部１２Ａにおいて第１周波数ｆ１を有する電圧ＶＨに対して、第１周波数ｆ１よりも高い第２周波数ｆ２を有するパルス波を重畳する。その結果、電圧ＣＬＫが生成される。そして、昇圧部１３Ａは、当該パルス波に基づいて、充電動作と出力動作とを切り替える。従って、電圧ＶＨを直接に昇圧部１３Ａに入力する構成よりも、充電動作及び出力動作の繰り返し数が多い。つまり、多くの電荷の転送が行われる。その結果、パルス波の周波数が高くなると、昇圧部１３Ａから出力される出力電流が大きくなる。従って、昇圧部１３Ａから出力される平均的な出力電力が大きくなる。その結果、電力変換効率を高めることができる。
The boosting
電力変換回路７Ａは、整流部１７Ａをさらに備える。整流部１７Ａは、振動発電素子６から第１周波数ｆ１を有する電圧Ｖｄｄを受け、電圧Ｖｄｄが全波整流された電圧ＶＨを生成し、電圧ＶＨを周波数変調部１２Ａに出力する。この構成によれば、昇圧部１３Ａにおける電荷の転送の回数が増える。その結果、出力電流がさらに大きくなる。従って、電力変換効率をさらに高めることができる。
The
電力変換回路７Ａは、入力電圧検出部１１をさらに備える。入力電圧検出部１１は、振動発電素子６から電圧Ｖｄｄを受け、電圧Ｖｄｄの絶対値と入力閾値との大小関係に基づく入力制御信号φ１、φ２を生成し、入力制御信号φ１、φ２を整流部１７Ａに出力する。整流部１７Ａは、入力制御信号φ１、φ２に基づいて電圧Ｖｄｄを電圧ＶＨ、ＶＬに整流する。この構成によれば、電圧Ｖｄｄを確実に全波整流することができる。
The
電力変換回路７Ａは、発振制御部２１をさらに備える。発振制御部２１は、入力電圧検出部１１から入力制御信号φ１、φ２を受け、入力制御信号φ１、φ２に基づいて周波数変調部１２Ａにおけるパルス波を生じさせる発振動作の開始及び停止を制御する発振制御信号ＥＮを生成し、発振制御信号ＥＮを周波数変調部１２Ａに出力する。この構成によれば、電圧Ｖｄｄの絶対値に基づいて発振動作の開始及び停止を制御することが可能になる。その結果、電圧Ｖｄｄの絶対値が閾値より小さい場合には、発振動作を停止することができる。従って、電力変換に提供する電圧Ｖｄｄの大きさを閾値よりも大きい値に限定することが可能になるので、電力変換回路７Ａは、所望の大きさの電圧Ｖｏｕｔを出力することができる。
The
上記の電力変換回路７Ａは、出力電圧検出部１９をさらに備える。出力電圧検出部１９は、昇圧部１３Ａから電圧Ｖｏｕｔを受け、電圧Ｖｏｕｔの絶対値と出力閾値との大小関係に基づく出力制御信号φ３を生成し、出力制御信号φ３を発振制御部２１に出力する。発振制御部２１は、入力制御信号φ１、φ２及び出力制御信号φ３に基づいて、発振動作の開始及び停止を制御する発振制御信号ＥＮを生成する。この構成によれば、電圧Ｖｏｕｔが閾値よりも大きくなった場合に、発振動作を停止させることが可能になる。従って、電圧Ｖｏｕｔの大きさに制限を設けることができる。
The
電力変換回路７Ａは、内部電圧生成部２２をさらに備える。内部電圧生成部２２は、振動発電素子６から電圧Ｖｄｄを受ける。内部電圧生成部２２は、入力電圧検出部１１、出力電圧検出部１９、及び、発振制御部２１を駆動するための電力を生成する。内部電圧生成部２２は、入力電圧検出部１１、出力電圧検出部１９、及び、発振制御部２１に電力を出力する。この構成によれば、各部の動作に要する電圧を電圧Ｖｄｄから生成する。従って、電力変換回路７Ａは、各部を動作させるための電圧を供給するバッテリを準備する必要がない。さらに、バッテリを交換する作業も要しない。従って、電力変換回路７Ａは、維持管理が容易である。
The
電源装置１Ａは、振動発電素子６と、電力変換回路７Ａと、を備える。振動発電素子６は、第１周波数ｆ１を有する電圧Ｖｄｄの電力を発生する。電力変換回路７Ａは、振動発電素子６に接続されて、電圧Ｖｄｄの電力を、直流電圧の電力に変換する。この電源装置１Ａは、上記の電力変換回路７Ａを有する。従って、良好な電力変換効率が得られる。その結果、電源装置１Ａは所望の電力を供給することができる。
The
電力変換回路７Ａは、交流電力を直流電力に変換する。電力変換回路７Ａは、昇圧回路である。電力変換回路７Ａは、交流の電圧振幅を高めることによって、交流電圧を高い電圧値を有する直流電圧に変換する。電力変換回路７Ａは、周波数を変調する変調回路に入力された交流電力を入力する。次に、電力変換回路７Ａは、変調回路からの高周波数化された信号を昇圧回路に入力する。この構成は、周波数変調型のＡＣ―ＤＣ昇圧方式と称することができる。この方式によれば、例えば、振動発電によって発生した１キロヘルツの周波数を有する交流電力を周波数変調回路によって１０メガヘルツの電力に変換する場合を仮定する。この変換において電力変換回路７Ａの出力電圧は、後述する比較例の電力変換回路の出力電圧の３０００倍程度である。この出力電力は、ＲＦＩＤで用いられている昇圧回路の出力電力に相当する。ＲＦＩＤは、電波を用いてＲＦタグのデータを非接触で読み書きするシステムである。結果として、電力変換回路７Ａは、実用的な大きさである。従って、電力変換回路７Ａは、振動発電用ＩｏＴ集積回路に集積することが可能である。その結果、電力変換回路７Ａは、ＩｏＴ端末の小型化に寄与する。
The
ところで、電力変換回路には、スイッチング・インダクタを用いたスイッチング・コンバータがある。また、別の回路として、キャパシタとスイッチとを有する昇圧回路がある。スイッチング・コンバータ用インダクタは、集積回路には現実的な大きさでは実装できない。従って、スイッチング・コンバータ用インダクタは、外付けされる。 By the way, among power conversion circuits, there is a switching converter using a switching inductor. Another circuit is a booster circuit having a capacitor and a switch. Inductors for switching converters cannot be implemented in practical sizes on integrated circuits. Therefore, the inductor for the switching converter is attached externally.
一方、昇圧回路は、高周波化によってキャパシタの大きさ（容量）を集積化可能な程度まで小さくすることができる。従って、ＩｏＴ端末を小型化することが可能である。ＲＦＩＤでは、入力される交流電力が高周波である。従って、集積化昇圧回路を容易に適用することができる。図１９に示されるように、比較例に係る電力変換回路は、振動発電素子２０６からの交流電力（ＡＣ）を直接に昇圧部２０３に入力することにより、交流電力（ＡＣ）を直流電力（ＤＣ）に変換する。そして、比較例に係る電力変換回路は、直流電力（ＤＣ）を測定装置２０４に提供する。例えば、ＲＦＩＤに適用される電源装置２００は、振動発電素子２０６の出力を昇圧部２０３に対して直接に入力する。昇圧部２０３は、入力信号の周波数に比例した電力を発生する。これは、出力される電荷が一周期に一度しか転送されないためである。出力電圧は、安定化キャパシタによって平滑化される。
On the other hand, in the booster circuit, the size (capacitance) of the capacitor can be reduced to the extent that integration is possible by increasing the frequency. Therefore, it is possible to miniaturize the IoT terminal. In RFID, input AC power is high frequency. Therefore, an integrated booster circuit can be easily applied. As shown in FIG. 19 , the power conversion circuit according to the comparative example directly inputs the alternating current power (AC) from the vibration
一方、従来、振動発電素子が出力する交流電流は、周波数が低い。従って、外付けインダクタの必要なスイッチング・コンバータを用いる必要があった。振動発電素子の出力電圧は、例えば数百マイクロＷ／ｃｍ３程度である。そして、集積回路が１ボルト程度の電圧を要求すると仮定する。数百マイクロＷ／ｃｍ３程度の電圧を利用して１ボルトの電圧を発生させようとする場合、振動発電の電力周波数が１キロヘルツであるとすれば、昇圧回路の出力電力は数ナノワットである。すなわち、ほとんどの電力は無効電力である。一方、ＩｏＴ端末は、低周波交流電力を発生させる振動発電素子６を備えている。電力変換回路７Ａは、集積化が可能な昇圧回路制御手段である。従って、電力変換回路７Ａを備えたＩｏＴ端末は、小型化することができる。On the other hand, conventionally, the alternating current output by the vibration power generation element has a low frequency. Therefore, it was necessary to use a switching converter that required an external inductor. The output voltage of the vibration power generation element is, for example, about several hundred microW/cm 3 . Now assume that the integrated circuit requires a voltage on the order of 1 volt. When trying to generate a voltage of 1 volt using a voltage of several hundred microW/cm 3 , if the power frequency of vibration power generation is 1 kHz, the output power of the booster circuit is several nanowatts. . That is, most of the power is reactive power. On the other hand, the IoT terminal has a vibration
図７の（ａ）部は比較例に係る電源装置２００のエネルギ収支を概念的に示す。図７の（ｂ）部は実施形態に係る電源装置１Ａのエネルギ収支を概念的に示す。振動発電素子６、２０６が発生させる電力Ｐ１、Ｐ２は、電力Ｐ１ａ、Ｐ２ａと、消費電力Ｐ１ｂ、Ｐ２ｂと、無効電力Ｐ１ｃ、Ｐ２ｃと、に振り分けられる。電力Ｐ１ａ、Ｐ２ａは、有効に変換される電力である。消費電力Ｐ１ｂ、Ｐ２ｂは、電力変換回路が消費する電力である。無効電力Ｐ１ｃ、Ｐ２ｃは、振動発電素子６、２０６と変換回路との間で往復するだけであって消費されることのない電力である。
Part (a) of FIG. 7 conceptually shows the energy balance of the
図７の（ａ）部に示されるように、比較例に係る電源装置２００では、振動発電素子２０６が発生する電力Ｐ１の大部分が無効電力Ｐ１ｃである。電源装置２００において、有効に変換される電力Ｐ１ａはわずかである。なぜならば、上述したように、昇圧部２０３に対して振動発電素子２０６の出力が直接に提供されると、昇圧部２０３で振動発電素子２０６の出力周波数に応じて電荷の転送が行われる。つまり、電荷の転送回数が少ないので、取り出せる電流はわずかである。
As shown in part (a) of FIG. 7, in the
一方、図７の（ｂ）部に示されるように、電源装置１Ａは、無効電力Ｐ２ｃを低減する。そして電源装置１Ａは、有効に変換される電力Ｐ２ａを増加する。ここで、電源装置１Ａでは、制御部１６Ａ等における消費電力Ｐ２ｂが存在するとしても、有効に変換される電力Ｐ２ａが増加する。その結果、電源装置１Ａは、変換効率を高めることができる。
On the other hand, as shown in part (b) of FIG. 7, the
＜計算機による実験例＞
図８は、昇圧回路が従来のＡＣ－ＤＣ動作を行った場合の出力電力と、昇圧回路が実施形態に係るＡＣ－ＤＣ動作を行った場合の出力電力と、を比較する。図８の横軸は、昇圧回路に入力される交流電力の周波数を示す。縦軸は、昇圧回路から出力される直流電力を示す。なお、昇圧回路の出力電圧は１ボルトとした。比較例に係るＡＣ－ＤＣ動作によれば、入力される交流電力が１キロヘルツである。そして、出力電力は、数ナノワットである（符号Ａ１参照）。つまり、比較例に係るＡＣ－ＤＣ動作では、ほとんどの電力が無効電力となることがわかった。一方、実施形態に係るＡＣ－ＤＣ動作によれば、例えば、周波数を１０メガヘルツに高める。その場合、出力電力は数十マイクロワット（符号Ａ２参照）であることがわかった。つまり、電力変換回路７Ａの大きさは、ＲＦＩＤのような高周波入力の場合に必要な昇圧回路と同等にすることが可能である。従って、電力変換回路７Ａは、振動発電用のＡＣ－ＤＣ昇圧回路システムの集積化を実現できることが確認できた。<Example of computer experiment>
FIG. 8 compares the output power when the booster circuit performs the conventional AC-DC operation and the output power when the booster circuit performs the AC-DC operation according to the embodiment. The horizontal axis of FIG. 8 indicates the frequency of AC power input to the booster circuit. The vertical axis indicates DC power output from the booster circuit. Note that the output voltage of the booster circuit was set to 1 volt. According to the AC-DC operation according to the comparative example, the input AC power is 1 kHz. The output power is then a few nanowatts (see symbol A1). That is, in the AC-DC operation according to the comparative example, it was found that most of the power was reactive power. On the other hand, AC-DC operation according to embodiments increases the frequency to, for example, 10 megahertz. In that case, the output power was found to be several tens of microwatts (see symbol A2). In other words, the size of the
＜第２実施形態＞
図９に示されるように、第２実施形態に係る電源装置１Ｂは、振動発電素子６と、電力変換回路７Ｂと、を有する。電力変換回路７Ｂは、電力変換部１４Ｂと、制御部１６Ｂと、内部電圧生成部２２と、を有する。電力変換部１４Ｂは、整流部１７Ａと、周波数変調部１２Ｂ（第２周波数変調部）と、昇圧部１３Ａと、を有する。ここで、周波数変調部１２Ｂは、制御部１６Ｂからの発振制御信号ＥＮを要しない点で、周波数変調部１２Ａに対して相違する。さらに、制御部１６Ｂは、発振制御信号ＥＮを生成するための発振制御部２１及び出力電圧検出部１９を有しない点で制御部１６Ａと相違する。制御部１６Ｂは、リミッタ３１（リミッタ部）を有する点で制御部１６Ａと相違する。<Second embodiment>
As shown in FIG. 9, a
図１０の（ａ）部に示されるように、周波数変調部１２Ｂは、ＬＣ発振回路である。周波数変調部１２Ｂは、リングオシレータではない。周波数変調部１２Ｂは、コイルＬ１、Ｌ２と、キャパシタＣ５、Ｃ６と、電界効果型のトランジスタＭ１、Ｍ２（ＦＥＴ）と、を有する。コイルＬ１、キャパシタＣ５及びトランジスタＭ１は、電圧ＣＬＫを出力１２ｄに生成する。コイルＬ２、キャパシタＣ６及びトランジスタＭ２は、電圧ＣＬＫｂを出力１２ｅに生成する。この構成によれば、ＬＣ発振回路は自律的に発振動作を行う。従って、発振制御信号ＥＮを省略することができる。つまり、電圧Ｖｄｄがある程度大きくなると、周波数変調部１２Ｂは、自動的に発振を開始する。例えば、周波数変調部１２Ｂは、トランジスタＭ１、Ｍ２のトランスコンダクタンスがＬＣ共振器のロスより高くなると、発振を開始する。
As shown in part (a) of FIG. 10, the
このＬＣ共振回路の共振周波数は、電圧Ｖｄｄの周波数よりも充分に高く設定する。例えば、電圧Ｖｄｄの周波数がｆ＿ＡＣであり、発振周波数がｆ＿ｃｌｋであるとする。この発振周波数は、ｆ＿ｃｌｋ＝１／２π√（ＬＣ）である。そして、ｆ＿ＡＣ＜＜ｆ＿ｃｌｋを満たすように、コイルＬ１、Ｌ２及びキャパシタＣ５、Ｃ６を設定する。 The resonance frequency of this LC resonance circuit is set sufficiently higher than the frequency of the voltage Vdd. For example, assume that the frequency of the voltage Vdd is f_AC and the oscillation frequency is f_clk. This oscillation frequency is f_clk=1/2π√(LC). Coils L1 and L2 and capacitors C5 and C6 are set so as to satisfy f_AC<<f_clk.
なお、昇圧部１３Ａは電圧ＣＬＫｂを利用しない。従って、図１０の（ａ）部で示される周波数変調部１２Ｂの出力１２ｄを昇圧部１３Ａの入力１３ａに接続する。また、出力１２ｅを入力１３ｃと接続しない構成としてよい。
Note that the boosting
制御部１６Ｂは、入力電圧検出部１１と、参照電圧発生部１８と、リミッタ３１と、を有する。周波数変調部１２Ｂは、自律的に発振を開始する。従って、発振制御信号ＥＮは不要である。従って、制御部１６Ｂは、発振制御部２１を備えない。
The
リミッタ３１は、電圧Ｖｄｄの振幅が所定値を超えたときに、電圧Ｖｏｕｔが過剰に大きくなることを抑制する。従って、電圧Ｖｏｕｔは、所定の電圧値に制御される。図１０の（ｂ）部に示されるように、リミッタ３１は、ダイオードＤ４の整流作用を利用したリミッタ回路である。リミッタ３１は、ダイオードＤ４に対して電圧Ｖｏｕｔが逆方向電圧となるように接続されている。この接続構成によれば、ダイオードＤ４は、ターゲット電圧Ｖｐｐ（図１０の（ｃ）部参照）において、ターンオンする。従って、電圧Ｖｏｕｔが過剰に大きくなることを抑制できる。
＜第３実施形態＞
図１１に示されるように、第３実施形態に係る電源装置１Ｃは、振動発電素子６と、電力変換回路７Ｃと、を有する。電力変換回路７Ｃは、電力変換部１４Ｃと、制御部１６Ｃと、を有する。電力変換部１４Ｃは、整流部１７Ｂ（第２整流部）と、周波数変調部１２Ｂと、昇圧部１３Ａと、を有する。ここで整流部１７Ｂは、入力制御信号φ１、φ２を必要としない。整流部１７Ｂは、入力制御信号φ１、φ２を必要としない。従って、制御部１６Ｃは、入力制御信号φ１、φ２を発生させる構成を有しない。制御部１６Ｃの入力１６ｂは、電力変換部１４Ｃの出力１４ｃに接続される。制御部１６Ｃは、リミッタ３１を有する。リミッタ３１は、入力１６ｂから電圧Ｖｏｕｔを受ける。<Third Embodiment>
As shown in FIG. 11, a
図１２の（ａ）部に示されるように、整流部１７Ｂは、自律的なスイッチ回路である。整流部１７Ｂは、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓの大小関係に基づいて自動的に出力すべき電圧を切り替える。整流部１７Ｂは、一対のスイッチ回路Ｓ５、Ｓ６を有する。スイッチ回路Ｓ５は、一対のｐ型のトランジスタＱＰ１、ＱＰ２を有する。スイッチ回路Ｓ６は、一対のｎ型のトランジスタＱＮ１、ＱＮ２を有する。キャパシタＣ７は、出力１７ｄと出力１７ｅとの間に設けられる。
As shown in part (a) of FIG. 12, the
スイッチ回路Ｓ５には、電圧Ｖｄｄ、電圧Ｖｓｓが入力される。スイッチ回路Ｓ６にも、電圧Ｖｓｓ、電圧Ｖｓｓが入力される。スイッチ回路Ｓ５は、出力１７ｄに接続される。スイッチ回路Ｓ５は、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓの何れか一方を電圧ＶＨとして出力１７ｄに提供する。スイッチ回路Ｓ６は、出力１７ｅに接続される。スイッチ回路Ｓ６は、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓの何れか一方を電圧ＶＬとして出力１７ｄに提供する。提供される電圧は、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓの大小関係に基づいて決定される。
A voltage Vdd and a voltage Vss are input to the switch circuit S5. The voltage Vss and the voltage Vss are also input to the switch circuit S6. The switch circuit S5 is connected to the
例えば、図１２の（ｂ）部に示されるように、電圧Ｖｄｄが電圧Ｖｓｓより大きいとき（Ｖｄｄ＞Ｖｓｓ）、スイッチ回路Ｓ５は、出力１７ｄに電圧Ｖｄｄ（ＶＨ＝Ｖｄｄ）を提供する。また、スイッチ回路Ｓ６は、出力１７ｅに電圧Ｖｓｓを提供する（ＶＬ＝Ｖｓｓ）。一方、図１２の（ｃ）部に示されるように、電圧Ｖｄｄが電圧Ｖｓｓより小さいとき（Ｖｄｄ＜Ｖｓｓ）、スイッチ回路Ｓ５は、出力１７ｄに電圧Ｖｓｓを提供する（ＶＨ＝Ｖｓｓ）。また、スイッチ回路Ｓ６は、出力１７ｅに電圧Ｖｄｄを提供する（ＶＬ＝Ｖｄｄ）。
For example, as shown in part (b) of FIG. 12, when voltage Vdd is greater than voltage Vss (Vdd>Vss), switch circuit S5 provides voltage Vdd (VH=Vdd) to
この構成によれば、整流部１７Ｂは、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓの大小関係に基づいて、出力１７ｄ、１７ｅに提供する電圧を切り替える。そして、周波数変調部１２Ｂは、出力１７ｄ、１７ｅから供給された電圧ＶＨ、ＶＬの電圧振幅が発振可能な電圧以上になると、自律的に発振動作を開始する。そして、昇圧部１３Ａは、周波数変調部１２Ｂから提供される電圧ＣＬＫを受けて、昇圧動作を行う。このように、第３実施形態に係る電源装置１Ｃの電力変換部１４Ｃは、入力制御信号φ１、φ２及び発振制御信号ＥＮを必要としない。つまり、電力変換部１４Ｃは、電圧Ｖｄｄ、Ｖｓｓに基づいて自律的に動作を開始することができる。従って、電力変換回路７Ｃの構成を簡易にすることができる。
According to this configuration, the rectifying
＜第４実施形態＞
図１３に示されるように、第４実施形態に係る電源装置１Ｄは、振動発電素子６と、電力変換回路７Ｄと、を有する。電力変換回路７Ｄは、電力変換部１４Ａ（第１電力変換部）と、電力変換部１４Ｃ（第２電力変換部）と、制御部１６Ａと、内部電圧生成部２２と、を有する。電力変換回路７Ｄは、電力変換回路７Ａと、電力変換部１４Ｃとを有する。電力変換部１４Ｃは、電力変換部１４Ａに対して並列に接続される。電力変換部１４Ｃの入力１４ａは、電力変換回路７Ａの入力７ａに接続される。電力変換部１４Ｃの入力１４ｂは、電力変換回路７Ａの入力７ｂに接続される。電力変換部１４Ｃの出力１４ｃは、電力変換部１４Ｃの出力７ｃに接続される。<Fourth Embodiment>
As shown in FIG. 13, a
この構成によれば、振動発電素子６からの電圧Ｖｄｄの供給が開始されると、電圧Ｖｄｄ及び電圧Ｖｓｓに基づいて、まず、電力変換部１４Ｃが自律的に電力変換動作を開始する。具体的には、整流部１７Ｂ（第２整流部）は、電圧Ｖｄｄ、Ｖｓｓを受ける。そして整流部１７Ｂは、電圧ＶＨ２、ＶＬ２を出力する。周波数変調部１２Ｂ（第２周波数変調部）は、電圧ＶＨ２、ＶＬ２を受ける、次に周波数変調部１２Ｂは、電圧（ＶＨ２－ＶＬ２）を第３電圧として電圧ＣＬＫ２（第４電圧）を生成する。そして、昇圧部１３Ｂ（第２昇圧部）は、電圧ＣＬＫ２を受ける。そして、昇圧部１３Ｂは、出力１４ｃに電圧Ｖｏｕｔ２（第２出力電圧）を提供する。そして、この電圧Ｖｏｕｔ２が所定の電圧値に達したとき、電力変換部１４Ｃから電力変換部１４Ａの動作へ切り替わる。つまり、入力制御信号φ１、φ２及び発振制御信号ＥＮを制御部１６Ａから電力変換部１４Ａに提供する。そうすると、制御部１６Ａが安定して動作する条件が整った後に、制御部１６Ａ及び電力変換部１４Ａを動作させることが可能になる。従って、電源装置１Ｄにおける動作開始直後の安定性を向上させることができる。
According to this configuration, when the voltage Vdd supply from the vibration
本開示の電力変換回路及び電源装置について説明した。しかし、本開示の電力変換回路及び電源装置は上記の態様に限られない。 The power conversion circuit and power supply of the present disclosure have been described. However, the power conversion circuit and power supply device of the present disclosure are not limited to the above aspects.
＜変形例１＞
例えば、図１４に示されるように、変形例１に係る電源装置１Ｅは、電力変換回路７Ｅを有してもよい。電力変換回路７Ｅは、電力変換部１４Ｄと、制御部１６Ａと、内部電圧生成部２２と、を有する。電力変換部１４Ｄは、整流部１７Ａと、周波数変調部１２Ｃと、昇圧部１３Ｂと、を有する。図１５の（ａ）部に示されるように、周波数変調部１２Ｃは、電圧ＣＬＫｂを取り出す構成を有する。なお、周波数変調部１２Ａは、電圧ＣＬＫｂを取り出す構成を有しない。つまり、周波数変調部１２Ｃは、インバータ回路Ｇ２とインバータ回路Ｇ３との間に接続された出力線を備える。出力線は、周波数変調部１２Ｃの出力１２ｅに接続される。図１５の（ｂ）部に示されるように、昇圧部１３Ｂは、第１の回路ＣＲ１と、第２の回路ＣＲ２と、を有する。第１の回路ＣＲ１と、第２の回路ＣＲ２とは、互いに並列に接続される。そして、第１の回路ＣＲ１には、電圧ＣＬＫが入力される。第２の回路ＣＲ２には、電圧ＣＬＫｂが入力される。この構成によれば、さらに出力電力を増加させることができる。なお、変形例１に係る周波数変調部１２Ｃ及び昇圧部１３Ｂは、第１、第２、第３及び第４実施形態に係る電力変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄに適用してもよい。<
For example, as shown in FIG. 14, a
＜変形例２＞
例えば、図１６に示されるように、変形例２に係る電源装置１Ｆは、補助電源３２を備えてもよい。この補助電源３２は、内部電圧生成部２２の機能を補助する。つまり、バッテリである補助電源３２は、制御部１６Ａを駆動するために必要な電圧の一部を提供する。この構成によれば、電源装置１Ｆは、補助電源３２と、内部電圧生成部２２と、により制御部１６Ａに対して必要な電圧を確実に提供することができる。また、補助電源３２が提供する電圧はわずかであるので、補助電源３２の交換周期を極めて長くすることができる。なお、変形例２に係る補助電源３２は、第１、第２、第３及び第４実施形態に係る電力変換回路７Ａ、７Ｂ、７Ｃ、７Ｄに適用してもよい。<Modification 2>
For example, as shown in FIG. 16 , a
＜変形例３＞
例えば、図１７に示されるように、変形例３に係る電源装置１Ｇは、第４実施形態に係る電源装置１Ｄの変形例である。電源装置１Ｇは、電源装置１Ｄが有する内部電圧生成部２２を省略したものである。つまり、電源装置１Ｇは、内部電圧生成部２２を有していなくてもよい。電源装置１Ｇは、電力変換部１４Ｃから出力される電圧Ｖｄｄ＿ｉｎｔを制御部１６Ａの駆動に利用する。具体的には、電力変換部１４Ｃの出力１４ｃは、制御部１６Ａの入力１６ｃに接続される。この接続構成により、電力変換部１４Ｃは、制御部１６Ａを駆動するために必要な電圧Ｖｄｄ＿ｉｎｔを提供できる。さらに、電力変換部１４Ｃの出力１４ｃには、リミッタ３３が接続される。リミッタ３３は、リミッタ３１と同様の構成を有する。このリミッタ３３によれば、制御部１６Ａに提供される電圧Ｖｄｄ＿ｉｎｔに制限を設けることが可能になる。従って、制御部１６Ａに過大な電圧が入力されることを抑制できる。さらに、この構成によれば、電源装置１Ｇの起動時における動作安定性が高まる。また、この構成によれば、電源装置１Ｇの回路構成を簡易化することができる。<Modification 3>
For example, as shown in FIG. 17, a
＜変形例４＞
例えば、昇圧部は、実施形態に示された回路構成に限定されない。図１８は、昇圧部１３Ｈの回路構成を示す。昇圧部１３Ｈは、ダイオードＤ１、Ｄ２、Ｄ３と、キャパシタＣ２、Ｃ３、Ｃ４とを有する。これらの接続構成は、昇圧部１３Ａと同様である。一方、昇圧部１３Ｈは、キャパシタＣ２、Ｃ３における電荷転送の制御に、電圧ＣＬＫｂを利用する。そして、キャパシタＣ２に入力される電圧ＣＬＫｂの位相と、キャパシタＣ３に入力される電圧ＣＬＫｂの位相と、を互いに反転させるために、キャパシタＣ２、Ｃ３にインバータ回路Ｇ１１、Ｇ１２、Ｇ１３が接続される。具体的には、キャパシタＣ２にはインバータ回路Ｇ１１が接続される。キャパシタＣ３にはインバータ回路Ｇ１２、Ｇ１３が接続される。<
For example, the boosting section is not limited to the circuit configuration shown in the embodiments. FIG. 18 shows the circuit configuration of the boosting
＜変形例５＞
例えば、上記実施形態では、電源装置１Ａの交流電力の電力源として振動発電素子を例示した。しかし、交流電力の電力源は、振動発電素子に限定されない。交流電力の電力源としては、周波数変調部１２Ａの周波数よりも低い周波数を有する交流電力を発生可能なあらゆる素子を適用してよい。例えば、電源装置１Ａは、無線電力受信回路としても低周波時に有効に適用できる。<Modification 5>
For example, in the above-described embodiment, the vibration power generation element was exemplified as the power source of the AC power of the
１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ，１Ｇ，２００…電源装置、２…センサ装置、３…アンテナ、４…測定装置、６，２０６…振動発電素子、７Ａ，７Ｂ，７Ｃ，７Ｄ，７Ｅ…電力変換回路、１１…入力電圧検出部、１２Ａ，１２Ｂ，１２Ｃ…周波数変調部、１３Ａ，１３Ｂ，１３Ｈ，２０３…昇圧部、１４Ａ，１４Ｂ，１４Ｃ…電力変換部、１６Ａ，１６Ｂ，１６Ｃ…制御部、１７Ａ，１７Ｂ…整流部、１８…参照電圧発生部、１９…出力電圧検出部、２２…内部電圧生成部、２１…発振制御部、３１，３３…リミッタ、３２…補助電源、１００…インターネット、１０１…クラウドサーバ、１０２…対象物、Ｖｄｄ…電圧（入力電圧）、ＣＬＫ…電圧、Ｖｏｕｔ…電圧（出力電圧）、φ１，φ２…入力制御信号、φ３…出力制御信号、φ４…制御信号、ＥＮ…発振制御信号。
1A, 1B, 1C, 1D, 1E, 1F, 1G, 200... power source device, 2... sensor device, 3... antenna, 4... measuring device, 6, 206... vibration power generation element, 7A, 7B, 7C, 7D, 7E
Claims (9)
前記第２電圧によって充電されるキャパシタを有すると共に、前記周波数変調部から前記第２電圧を受け、チャージポンプ動作を行う昇圧部と、を備え、
前記昇圧部は、前記キャパシタに電荷を蓄積する第１動作と、前記電荷に基づく電圧と前記第２電圧とを重畳して出力する第２動作と、を前記第２電圧に含まれた前記パルス波の前記第２周波数に基づいて切り替える前記チャージポンプ動作を実行し、
前記チャージポンプ動作によって、前記第２電圧の最大値よりも高い最大値を有する出力電圧が生成されると共に、前記第２周波数に基づく前記第１動作及び前記第２動作の切替の回数に応じた出力電流が生成され、
前記昇圧部は、前記出力電圧と前記出力電流の積によって決まる出力電力を出力する、
電力変換装置。 a frequency modulation unit that receives a first voltage having a first frequency and generates a second voltage in which a pulse wave having a second frequency higher than the first frequency is superimposed on the first voltage;
a boosting unit having a capacitor charged by the second voltage, receiving the second voltage from the frequency modulation unit, and performing a charge pump operation;
The boosting unit performs a first operation of accumulating electric charge in the capacitor and a second operation of superimposing a voltage based on the electric charge and the second voltage and outputting the second voltage. performing the charge pump operation that switches based on the second frequency of the pulse wave;
The charge pump operation produces an output voltage having a maximum value that is higher than the maximum value of the second voltage, and depending on the number of times of switching between the first operation and the second operation based on the second frequency. An output current is generated,
The booster outputs output power determined by the product of the output voltage and the output current.
Power converter.
前記整流部は、前記入力制御信号に基づいて前記入力電圧を整流して前記第１電圧を生成する、請求項２に記載の電力変換装置。 An input voltage detection unit that receives the input voltage from the power source, generates an input control signal based on a magnitude relationship between an absolute value of the input voltage and an input threshold, and provides the input control signal to the rectification unit. ,
3. The power converter according to claim 2, wherein said rectifying section rectifies said input voltage based on said input control signal to generate said first voltage.
前記発振制御部は、前記入力制御信号及び前記出力制御信号に基づいて、前記発振制御信号を生成し、
前記周波数変調部は、前記発振制御信号に基づいて前記発振動作の開始及び停止を制御する、請求項５に記載の電力変換装置。 an output voltage detection unit that receives the output voltage from the booster unit, generates an output control signal based on a magnitude relationship between an absolute value of the output voltage and an output threshold value, and provides the output control signal to the oscillation control unit; prepared,
The oscillation control unit generates the oscillation control signal based on the input control signal and the output control signal,
6. The power converter according to claim 5, wherein said frequency modulation section controls start and stop of said oscillation operation based on said oscillation control signal.
前記第１整流部とは別の第２整流部と、前記第１周波数変調部とは別の第２周波数変調部と、前記第１昇圧部とは別の第２昇圧部と、を含み前記第１電力変換部に対して並列に接続された第２電力変換部をさらに備え、
前記第２整流部は、前記入力電圧を受け、前記入力電圧が整流された第３電圧を生成する動作を、前記入力電圧に基づいて開始し、
前記第２周波数変調部は、前記第３電圧を受け、前記３電圧に対して前記第３電圧が有する第３周波数よりも高い第４周波数を有するパルス波が重畳された第４電圧を生成する動作を、前記第３電圧に基づいて開始し、
前記第２昇圧部は、前記第２周波数変調部から前記第４電圧を受け、チャージポンプ動作によって前記第４電圧よりも高い第２出力電圧を生成する、請求項２～６の何れか一項に記載の電力変換装置。 A first rectifying unit as the rectifying unit, a first frequency modulating unit as the frequency modulating unit, and a first boosting unit as the boosting unit are a first power conversion unit that generates a first output voltage as the output voltage. and configure
a second rectifying unit different from the first rectifying unit; a second frequency modulating unit different from the first frequency modulating unit; further comprising a second power conversion unit connected in parallel to the first power conversion unit;
the second rectifying unit receives the input voltage and starts an operation of generating a third voltage obtained by rectifying the input voltage based on the input voltage;
The second frequency modulation unit receives the third voltage and generates a fourth voltage in which a pulse wave having a fourth frequency higher than a third frequency of the third voltage is superimposed on the third voltage. Initiating an operation based on the third voltage;
7. The second booster receives the fourth voltage from the second frequency modulator, and generates a second output voltage higher than the fourth voltage by a charge pump operation. The power conversion device according to .
前記電力源に接続されて、前記入力電圧の電力を、直流電圧の電力に変換する請求項１～８の何れか一項に記載の電力変換装置と、を備える、電源装置。 a power source that generates power at an input voltage having a first frequency;
and a power conversion device according to any one of claims 1 to 8, which is connected to the power source and converts the power of the input voltage into the power of a DC voltage.
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