JP7143602B2 - Receiving device, receiving method - Google Patents
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Description
本発明は、受信技術に関し、特にFSK信号を受信する受信装置、受信方法に関する。 The present invention relates to reception technology, and more particularly to a receiving apparatus and receiving method for receiving FSK signals.
デジタル無線通信では、例えば、周波数偏移変調方式(FSK:Frequency Shift Keying)が使用される。このようなデジタル無線通信において、DC(Direct Current)オフセット等の影響を除去するために、検波信号からDCオフセット情報等を抽出し、その情報をもとにリファレンス・フレーム同期ワードを補正してから相関処理を実行する(例えば、特許文献1参照)。 In digital wireless communication, for example, frequency shift keying (FSK) is used. In such digital wireless communication, in order to remove the influence of DC (Direct Current) offset, etc., DC offset information etc. are extracted from the detected signal, and the reference frame synchronization word is corrected based on that information. Correlation processing is executed (see, for example, Patent Document 1).
受信特性を向上させるためには、DCオフセットの影響だけではなく、周波数オフセットの影響も低減する必要があるとともに、受信した信号を増幅する際の増幅率を適切に設定する必要がある。一方、これらによって処理が複雑化されると、回路規模が大きくなり、コストが上昇してしまう。 In order to improve reception characteristics, it is necessary to reduce not only the influence of DC offset but also the influence of frequency offset, and it is necessary to appropriately set the amplification factor when amplifying the received signal. On the other hand, if the processing is complicated by these, the circuit scale is increased and the cost is increased.
本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上する技術を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a technique for improving reception characteristics while suppressing complication of processing.
上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、(1)準備モードと(2)受信モードとを有する受信装置であって、信号発生器と、信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、ミキサからの中間周波数の信号に対してPLL復調を実行するPLL復調部と、PLL復調部からの信号を増幅する増幅部と、増幅部の増幅率を検出する検出部と、増幅部からの信号に対してFSK復調を実行するFSK復調部とを備える。(1)準備モードにおいて、信号発生器は、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第0周波数(f0)の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第1周波数(f1>f0)の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第2周波数(f2<f0)の信号とを出力し、ミキサは、信号発生器からの第0周波数(f0)の信号と、第1周波数(f1>f0)の信号と、第2周波数(f2<f0)の信号とを出力し、検出部は、第0周波数(f0)の場合の第0電圧を検出するとともに、第1周波数(f1)の場合の第1電圧と第2周波数(f2)の場合の第2電圧と、第1電圧および第2電圧に対してプロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を導出し、(2)受信モードにおいて、信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、ミキサは、信号発生器からのローカル発振信号と、アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、増幅部は、検出部において検出した増幅率によって、PLL復調部からの信号を増幅し、FSK復調部は、検出部において検出した第0電圧を使用して、FSK復調を実行する。 In order to solve the above problems, a receiver according to one aspect of the present invention is a receiver having (1) a preparation mode and (2) a reception mode, comprising: a signal generator; a mixer that outputs an intermediate frequency signal, a PLL demodulator that performs PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, an amplifier that amplifies the signal from the PLL demodulator, and an amplification factor of the amplifier and a FSK demodulator for performing FSK demodulation on the signal from the amplifier. (1) In the preparation mode, the signal generator maximizes at a frequency deviation determined based on the signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band and the protocol of the signal received by the receiver. It outputs a signal of a first frequency (f1>f0) of frequencies and a signal of a second frequency (f2<f0) whose frequency is minimized by the frequency deviation determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. , the mixer outputs a signal of the 0th frequency (f0), a signal of the first frequency (f1>f0), and a signal of the second frequency (f2<f0) from the signal generator, While detecting the 0th voltage in the case of the 0th frequency (f0), the first voltage in the case of the first frequency (f1), the second voltage in the case of the second frequency (f2), the first voltage and the second voltage Based on the theoretical value determined based on the protocol for the voltage, the amplification factor is derived, and (2) in the receive mode, the signal generator outputs a local oscillation signal, and the mixer outputs the local oscillation signal from the signal generator. Based on the oscillation signal and the radio frequency signal from the antenna, an intermediate frequency signal is output. performs FSK demodulation using the 0th voltage detected in the detector.
本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、信号発生器と、信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、ミキサからの中間周波数の信号に対してPLL復調を実行するPLL復調部と、PLL復調部からの信号を増幅する増幅部と、増幅部の増幅率を検出する検出部と、増幅部からの信号に対してFSK復調を実行するFSK復調部とを備え、(1)準備モードと(2)受信モードとを有する受信装置における受信方法であって、(1)準備モードにおいて、信号発生器が、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第0周波数(f0)の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第1周波数(f1>f0)の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第2周波数(f2<f0)の信号とを出力するステップと、ミキサが、信号発生器からの第0周波数(f0)の信号と、第1周波数(f1>f0)の信号と、第2周波数(f2<f0)の信号とを出力するステップと、検出部が、第0周波数(f0)の場合の第0電圧を検出するとともに、第1周波数(f1)の場合の第1電圧と、第2周波数(f2)の場合の第2電圧と、第1電圧および第2電圧に対してプロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を算出するステップと、(2)受信モードにおいて、信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、ミキサが、信号発生器からのローカル発振信号と、アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、増幅部が、検出部において検出した増幅率によって、PLL復調部からの信号を増幅するステップと、FSK復調部が、検出部において検出した第0電圧を使用して、FSK復調を実行するステップと、を備える。
Another aspect of the invention is a receiving method. This method includes a signal generator, a mixer connected to the signal generator and an antenna and outputting an intermediate frequency signal, a PLL demodulator for performing PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, and a PLL demodulator. (1) a preparation mode and ( 2) a receiving method in a receiving device having a receiving mode, wherein: (1) in the preparation mode, a signal generator receives a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in a band of intermediate frequencies; The signal of the first frequency (f1>f0), which is the maximum frequency at the frequency shift determined based on the protocol of the signal to be received, and the minimum at the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device outputting a signal of a second frequency (f2<f0) of the frequency, a mixer outputting a signal of a 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of a first frequency (f1>f0), a step of outputting a signal of two frequencies (f2<f0); and a detection unit detecting the 0th voltage in the case of the 0th frequency (f0) and the first voltage in the case of the first frequency (f1). , a step of calculating an amplification factor based on a second voltage at a second frequency (f2) and theoretical values determined based on a protocol for the first voltage and the second voltage; (2) receiving mode; wherein the signal generator outputs a local oscillation signal; and the mixer outputs an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna; , the amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit by the amplification factor detected by the detection unit; and the FSK demodulation unit performing FSK demodulation using the 0th voltage detected by the detection unit. And prepare.
なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Any combination of the above constituent elements, and any conversion of expressions of the present invention into methods, devices, systems, recording media, computer programs, etc. are also effective as embodiments of the present invention.
本発明によれば、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。 According to the present invention, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing.
本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例は、データに応じて搬送波の周波数が変化された信号を受信する受信装置に関する。このような変調方式は、アナログ変調においてFM(Frequency Modulation)と呼ばれ、デジタル変調においてFSKと呼ばれる。また、これらをFMと上位概念化されることもある。ここでは、アナログ変調だけを示すためにFMという用語を使用したり、アナログ変調とデジタル変調とをまとめるためにFMという用語を使用したりする。従来の安価な受信装置として、PLL復調方式を実行する安価なIC(Integrated Circuit)が使用される。一方、受信特性を向上させるために、受信装置では、受信信号から復調したベースバンド信号で受信信号の搬送波を再生し、その搬送波によって受信信号を直交検波することが求められる。しかしながら、そのための処理が複雑になり、中間周波数(IF:Intermediate Frequency)信号を高速にAD(Analog-to-Digital)変換可能な高価なADコンバータ、DSP(Digital Signal Processor)、専用IC等が必要とされる。 Before specifically describing the present invention, an overview will be given first. An embodiment of the present invention relates to a receiver that receives a signal whose carrier frequency is changed according to data. Such a modulation method is called FM (Frequency Modulation) in analog modulation, and FSK in digital modulation. In addition, these are sometimes referred to as FM as a higher-level concept. The term FM is used herein to refer only to analog modulation, and the term FM is used to combine analog and digital modulation. As a conventional inexpensive receiver, an inexpensive IC (Integrated Circuit) that implements the PLL demodulation scheme is used. On the other hand, in order to improve reception characteristics, a receiver is required to reproduce the carrier wave of the received signal using a baseband signal demodulated from the received signal, and quadrature-detect the received signal using the carrier wave. However, the processing for that becomes complicated, and expensive AD converters, DSPs (Digital Signal Processors), dedicated ICs, etc. that can convert intermediate frequency (IF) signals to AD (Analog-to-Digital) at high speed are required. It is said that
また、無線装置をデジタル変調に適用する場合、多値FSKを復調するためには、単純な交流成分の検出ではなく、多値FSKの変調レベルに対応した復調レベルを知るあるいは調整しておく必要がある。DSP、専用ICを使用する場合、これらにおいて復調レベルが取得される。しかしながら、これらを使用せずに、PLL復調方式を実行する安価なICを使用する場合、生産ラインにおいて、信号発生器からの基準となる信号を受信させて、その振幅を計測し保存し、使用時に保存した結果から、受信時の復調レベルが計算されている。生産ラインにおいて、無線装置とは別の信号発生器を使用するので、手間がかかるとともに、時間的変化、温度変化、各ICに実施しているキャリブレーション等のばらつきといった変化に対しては対処できない。 Further, when a radio apparatus is applied to digital modulation, in order to demodulate multi-valued FSK, it is necessary to know or adjust the demodulation level corresponding to the modulation level of multi-valued FSK instead of simple detection of AC components. There is When using DSP, dedicated IC, the demodulation level is obtained in these. However, when using an inexpensive IC that executes the PLL demodulation method without using these, in the production line, a reference signal is received from the signal generator, its amplitude is measured, stored, and used. The demodulation level at the time of reception is calculated from the results saved at that time. Since a signal generator separate from the wireless device is used in the production line, it takes time and effort, and it is not possible to deal with changes such as changes over time, changes in temperature, and variations in calibration performed for each IC. .
本実施例では、高価なDSPを使うことなく、PLL復調方式を実行する安価なICで、多値FSKに対応した無線装置を実現することを目的とする。また、多値FSKに対応した復調レベルを取得するために、PLL復調方式を実行する安価なICに適した増幅器の増幅率を簡易に取得することを目的とする。 An object of the present embodiment is to realize a radio apparatus compatible with multilevel FSK using an inexpensive IC that executes a PLL demodulation method without using an expensive DSP. Another object of the present invention is to easily obtain the amplification factor of an amplifier suitable for an inexpensive IC that executes a PLL demodulation method in order to obtain a demodulation level corresponding to multilevel FSK.
図1は、無線装置100の構成を示す。無線装置100は、マイク10、音声処理部12、信号発生器14、送受切替部16、PA(Power Amplifier)18、送信フィルタ20、アンテナ切替部22、アンテナ24、受信フィルタ26、LNA(Low Noise Amplifier)28、ミキサ30、IFフィルタ32、PLL復調部34、受信処理部36、スピーカ38を含む。音声処理部12は、AD部40、生成部42、DA部44を含む。信号発生器14は、基準信号発生部50、比較部52、ループフィルタ54、VCO56、分周部58を含む。PLL復調部34は、増幅部60、比較部62、LPF64、VCO66を含む。受信処理部36は、AD部72、増幅部70、検出部74、FSK復調部76、DA部78、AFC部80、DA部82を含む。ここでは、無線装置100の構成を、(1)送信モード、(2)受信モードの基本動作、(3)AFCのための準備モード、(4)増幅率の設定についての準備モード、(5)受信モードの順に説明する。このうち、(2)受信モードの基本動作、(3)AFCのための準備モード、(4)増幅率の設定についての準備モード、(5)受信モードは、無線装置100のうちの受信装置において実行されるといえる。
FIG. 1 shows the configuration of a
(1)送信モード
マイク10は音声を取り込む。AD部40は、取り込んだ音声をデジタルデータに変換し、生成部42は、デジタルデータに対してマッピング、デジタルフィルタリングを実行することによって、FSK変調波形データを生成する。DA部44は、FSK変調波形データをアナログの変調信号に変換する。信号発生器14は、基準信号発生部50、比較部52、ループフィルタ54、VCO56、分周部58からなり、PLL方式によって、送信周波数の搬送波信号、つまりローカル発振信号を発生する。VCO56において、ループフィルタ54から出力される周波数制御電圧に変調信号が重畳されることによって、変調がなされる。変調された送信信号は、送受切替部16を介してPA18で所要のレベルまで増幅され、送信フィルタ20で高調波等の不要な信号を低減された後、アンテナ切替部22、アンテナ24を介して送信される。
(1) Transmission mode Microphone 10 captures sound. The
(2)受信モードの基本動作
受信モードにおいて、アンテナ切替部22は受信側にセットされ、アンテナ24で受信した信号は、受信フィルタ26で帯域外の信号を減衰され、LNA28で低雑音増幅され、ミキサ30に入力される。送信モードにおいて使用した信号発生器14は、受信モードにおいて、受信周波数とIFの差または和の周波数のローカル発振信号を発生し、送受切替部16を切り替えてミキサ30に入力する。ミキサ30は、信号発生器14とアンテナ24に接続され、ローカル発振信号と受信信号とを掛け合わせることによって、IFの信号を出力する。IFの信号は、IFフィルタ32でIF帯域以外の成分を低減され、PLL復調部34に入力される。
(2) Basic operation of reception mode In the reception mode, the
PLL復調部34は、ミキサ30からのIFの信号に対してPLL復調を実行する。PLL復調がなされたベースバンド信号は、図2のように示される。図2は、PLL復調部34において復調された多値FSK信号を復調した信号を示す。ここで、多値FSK変調は4値FSK変調であるとする。多値FSK変調の復調は、復調したベースバンド信号の電圧レベルからデータ判定される。図1に戻る。AD部72は、PLL復調部34において復調された信号に対して、アナログ/デジタル変換を実行することによって、デジタルベースバンド波形データを生成する。増幅部70は、AD部72からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。増幅部70における増幅率については後述する。
The
FSK復調部76は、増幅部70において増幅されたデジタルベースバンド波形データに対してFSK復調を実行する。つまり、FSK復調部76は、デジタルベースバンド波形から再生したFSKデータのデータクロックのタイミングでデジタルベースバンド波形データの電圧値をサンプリングして、そのときの電圧値からデータを再生する。4値FSK変調の場合、図2のように4つの電圧で示された復調レベルに対し、各電圧に2ビットのデータが割り当てられており、データクロックの各判定タイミング、つまり図2中のナイキスト点で4つのシンボル値のどの復調レベルに近いかが判定される。再生したデータから音声データが再生され、音声データは、DA部78でアナログ信号に変換されてからスピーカ38から受信音声として出力される。
The
以下では、このような受信モードにおける課題を説明する。図3は、PLL復調部34の特性を示す。PLL復調では、PLL復調部34内のVCO66の出力信号と入力信号の周波数、位相の差分の電圧が復調信号として出力される。VCO66の出力中心周波数が、ICのばらつきや、温度ドリフトで入力信号Bの中心周波数f0とずれているとDCオフセットとして出力される。また、同様に入力信号Bの中心周波数f0が送信側との周波数オフセットでVCO66の中心周波数と異なる場合も、出力信号CにおいてDCオフセットが生じる。この信号を多値FSK復調信号としてデータ判定する場合、図2のような信号は検出できるがその振幅やDCオフセットはばらつき、復調レベルを最適なレベルに設定できず、データ判定誤りを生じてしまう。
Problems in such a reception mode will be described below. FIG. 3 shows the characteristics of the
ここで、PLL復調部34からの出力信号Cでは、VCO66のフリーランの中心周波数がICのばらつきや温度で、設定したIFとずれるので、そのずれ分がDCオフセットとして出力される。VCO66の周波数がずれていなくても、送信側の周波数調整がずれていれば同様にDCオフセットが出力される。また、PLL復調部34の入力周波数対出力電圧の傾きもICのばらつきや温度で、ばらつく。アナログのFMの場合は、DCオフセットはコンデンサ等でDCカットすれば問題にはならず、入力周波数対出力電圧の傾きが多少変わっても、復調音声の音量が少し変わるだけである。しかしながら、FSK変調の場合、図2のようなベースバンド信号にDCオフセットや入力周波数対出力電圧の傾きにばらつきがあると、各シンボル値に対する復調レベルが変動することになる。
Here, in the output signal C from the
また、デジタル変調信号を十分なレベルで受信し、図2中のナイキスト点でデータ判定できている状態、つまり受信同期できている状態において、ナイキスト点の電圧値は各シンボル値に相当する電圧値のいずれかになる。各シンボル値に対する電圧値は、PLL復調部34の入力周波数対出力電圧の特性とDCオフセット、デジタル無線変調の規格で決められた変調度や波形整形フィルタの仕様で一義的に決まる値である。ここで、各シンボル値に対する電圧値に近づくように、増幅部70の増幅率も設定されるべきである。
In addition, when a digital modulated signal is received at a sufficient level and data can be determined at the Nyquist point in FIG. be either The voltage value for each symbol value is uniquely determined by the characteristics of the input frequency versus the output voltage of the
(3)AFCのための準備モード
準備モードにおいて、信号発生器14は、IFのCW(Continuous Wave)信号を発生し、送受切替部16を切り替えてミキサ30、IFフィルタ32を介して、PLL復調部34へ出力する。このときの周波数は、IFの帯域における第0周波数(f0)である。そのため、PLL復調部34は、PLL復調部34内のVCO66のフリーラン周波数と信号発生器14から出力された信号の第0周波数(f0)の差に比例したDC電圧を出力する。このDC電圧が、PLL復調部34内部のVCO66のフリーランの中心周波数がICのばらつきや温度で、設定したIFとずれ分によるDCオフセットである。検出部74は、これを測定し、基本のDCオフセット電圧Offset0として記憶する。なお、基本のDCオフセット電圧Offset0は、第0周波数(f0)の場合の第0電圧とも呼ばれる。後述のFSK復調部76は、第0電圧を復調レベルから減算することによって、PLL復調部34のばらつきによるDCオフセットをキャンセル可能である。また、このDCオフセットのキャンセルを適宜行えば、温度によるDCオフセットのキャンセルも可能である。
(3) Preparation mode for AFC In the preparation mode, the
信号発生器14は、IF+ΔfのCW信号を出力し、検出部74は、PLL復調部34の復調出力電圧を測定し、この電圧をOffset1として記憶する。ここで、IF+Δfは第1周波数(f1>f0)と呼ばれ、Offset1は第1周波数(f1)の場合の第1電圧と呼ばれる。第1周波数(f1)もIFの帯域内である。また、信号発生器14は、IF-ΔfのCW信号を出力し、検出部74は、PLL復調部34の復調出力電圧を測定し、この電圧をOffset2として記憶する。ここで、IF-Δfは第2周波数(f2<f0)と呼ばれ、Offset1は第2周波数(f2)の場合の第2電圧と呼ばれる。第2周波数(f2)もIFの帯域内である。Δfの値は、デジタル変調の最大デビエーション周波数を用いると、デジタル復調時の復調レベルによる判定にも使用できる。つまり、信号発生器14は、第0周波数(f0)から少しずれた周波数のCW信号を何種類か出力し、検出部74は、PLL復調部34から出力されるDC電圧を周波数毎に測定する。
The
検出部74は、PLL復調部34の入力周波数対出力電圧の傾き、つまり単位周波数あたりの電圧変化を計算する。具体的に説明すると、検出部74は、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δfcoeffを計算する。
Δfcoeff=(Offset1-Offset2)/(2×Δf)
単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δfcoeffは、PLL復調部34において発生するずれ量であり、周波数オフセットを補正する際の補正値計算に使用される。なお、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δfcoeffは、FSK復調時の復調レベルを決定するために使用されてもよい。
The
Δf coeff =(Offset1−Offset2)/(2×Δf)
The amount of voltage change Δf coeff of the demodulated output per unit frequency is the amount of deviation generated in the
(4)増幅率の設定についての準備モード
準備モードにおいて、検出部74は、増幅部70の増幅率として、初期値であるGdesignを設定する。(3)AFCのための準備モードと同様に、信号発生器14は、IFの帯域において、第0周波数(f0)のCW信号と、第1周波数(f1>f0)のCW信号と、第2周波数(f2<f0)のCW信号とを出力する。また、ミキサ30は、信号発生器14からの第0周波数(f0)のCW信号と、第1周波数(f1>f0)のCW信号と、第2周波数(f2<f0)のCW信号とを出力する。さらに、検出部74は、第0周波数(f0)の場合の第0電圧、第1周波数(f1)の場合の第1電圧、第2周波数(f2)の場合の第2電圧を測定する。これらの処理は、(3)AFCのための準備モードと共通して実行されてもよい。
(4) Preparation Mode for Setting Amplification In the preparation mode, the
ここで、第1周波数(f1)は、(2)受信モードにおいて、ミキサ30から出力される信号のうちの最も高い周波数に対応するように設定され、第2周波数(f2)は、(2)受信モードにおいて、ミキサ30から出力される信号のうちの最も低い周波数に対応するように設定される。4値FSK変調の場合、-3、-1、+1、+3の4値をとるので、第1周波数(f1)は、+3レベル相当の周波数を示し、第2周波数(f2)は、-3レベル相当の周波数を示す。以下では、第1電圧をL(+3)と示し、第2電圧をL(-3)と示す場合、それらの設計値は、D(+3)とD(-3)とそれぞれ示される。ここで、設計値には理論値が使用される。
Here, the first frequency (f1) is set to correspond to the highest frequency among the signals output from the
検出部74は、L(+3)、L(-3)、D(+3)、D(-3)から、次のように増幅部70の増幅率を導出する。
増幅率=Gdesign×{D(+3)-D(-3)}/{L(+3)-L(-3)}
導出された増幅率は増幅部70に設定される。
なお、プロトコルによりFSKの周波数偏移が異なるので、複数のプロトコルに対応する場合は、各プロトコルに対して前述の処理が実行される。
The
Amplification = G design × {D(+3)-D(-3)}/{L(+3)-L(-3)}
The derived amplification factor is set in the
Note that since the FSK frequency shift differs depending on the protocol, the above-described processing is executed for each protocol when a plurality of protocols are supported.
(5)受信モード
増幅部70は、検出部74において検出した増幅率によって、AD部72からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。AFC部80は、増幅部70において増幅されたデジタルベースバンド波形データから、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧(DVavg)を取得する。デジタル変調では、図4のように、通常、無変調や、決まったパターンのプリアンブル信号が、同期のために最初に送信される。無変調の場合は、無変調信号が送信される期間に測定した値を全て平均化することで、中心周波数に相当する平均電圧(DVavg)が容易に取得される。「10101010」のパターンの場合でも、その期間のなかで1あるいは0のどちらかのタイミングのサンプリング値を平均化することで、データが1の場合の周波数に相当する電圧が取得される。また、データが1の場合と0の場合とを同じ数だけ測定して、測定結果を平均化することによって、中心周波数に相当する平均電圧(DVavg)が取得される。
(5) Reception Mode The
ここでは、このAFC機能をアナログ無線機に応用した場合の例を説明する。アナログ無線機の場合も、AFC部80は、増幅部70において増幅されたデジタルベースバンド波形データを移動平均することで、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧(DVavg)を取得する。移動平均の時間を説明するために、ここでは図5(a)-(b)を使用する。図5(a)-(b)は、AFC部80における別の移動平均処理を示す。図5(a)は、増幅部70において増幅されたベースバンド波形データの時間変化を示す。移動平均区間200は、ベースバンド波形データである音声信号を十分に平滑化するために1秒以上に設定される。図5(b)は、CTCSS等のトーンスケルチを使用する場合を示す。CTCSS等のトーンスケルチを使用する場合、復調した信号の周波数や波形が予め分かっているので、そのトーンが受信されている際にその周波数の2倍以上でサンプリングし、移動平均区間200で示される整数周期分のデータが平均化される。アナログ無線機の場合、デジタル無線機に比べ平均時間を長くする必要があるが、AFCによって、受信性能を向上させることができる。図1に戻る。
Here, an example of applying this AFC function to an analog wireless device will be described. Also in the case of an analog radio, the
AFC部80は、平均電圧(DVavg)から第0電圧Offset0を減算することによって、周波数オフセットに起因する電圧を取得する。これは、ずれ量を検出することに相当する。また、AFC部80は、周波数オフセットに起因する電圧を、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δfcoeffで除算することによって、周波数オフセットfTXoffsetを次のように計算する。
fTXoffset=(DVavg-Offset0)÷Δfcoeff
つまり、AFC部80は、PLL復調部34からの信号の電圧と、検出部74において検出した第0電圧と電圧変化とをもとに周波数オフセットを検出する。さらに、AFC部80は、検出した周波数オフセットを信号発生器14に補正させる。
The
f TXoffset = (DVavg-Offset0)/Δf coeff
That is, the
AFC部80において検出された周波数オフセットは、DA部82で電圧に変換され、ローカル発振信号を発生させる信号発生器14の基準信号発生部50の周波数が調整される。具体的には、受信時に信号発生器14に設定したローカル発振信号の周波数に代わって、ローカル発振信号の周波数から周波数オフセットを差し引いた周波数が基準信号発生部50に再設定される。これによって、送信側との周波数オフセットや、無線装置100の移動に伴うドップラー効果による周波数オフセットが補正される。また、周波数オフセットの小さいIF信号がIFフィルタ32を介してPLL復調部34に入力されて復調される。そのため、波形のゆがみや隣接妨害に対する耐性のアンバランスが補正される。その結果、受信性能が向上する。
The frequency offset detected by the
なお、信号発生器14に周波数設定として補正する場合には、信号発生器14に設定している受信ローカル周波数fLOに対して周波数オフセットが補正されるので、信号発生器14にfLO-fTXoffsetを再設定することによって、周波数が補正される。また、基準信号発生部50の周波数を変えることによって補正する場合には、予め基準信号発生部50の周波数コントロール電圧とその周波数変化量が予め認識される。これにより、fTXoffsetを信号発生器14にfLOを設定する際の分周比で割った周波数だけ基準信号発生部50のコントロール電圧をオフセットすることによって、信号発生器14の出力周波数をfTXoffsetだけずらすように周波数が補正される。
When the
FSK復調部76は、検出部74において検出した第0電圧を使用して、FSK復調を実行する。なお、Δfcoeffが使用されてもよい。
The
この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのCPU、メモリ、その他のLSIで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。 This configuration can be implemented in terms of hardware by the CPU, memory, and other LSIs of any computer, and in terms of software, it is implemented by programs loaded in the memory. It depicts the function blocks to be used. Therefore, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.
以上の構成による無線装置100の動作を説明する。図6は、無線装置100による受信手順を示すフローチャートである。検出部74は、第0電圧、第1電圧、第2電圧を測定する(S10)。検出部74は、増幅率を算出し(S12)、電圧変化を算出する(S14)。増幅部70には増幅率が設定される(S16)。AFC部80は、移動平均化した電圧を導出し(S18)、周波数オフセットを検出する(S20)。AFC部80は、周波数オフセットを補正し(S22)、ステップ18に戻る。
The operation of the
本実施例によれば、準備モードにおいて、信号発生器は中間周波数の信号を出力し、受信モードにおいて、信号発生器はローカル発振信号を出力するので、1つの信号発生器によって、キャリブレーションと受信とを実行できる。また、準備モードにおいて、PLL復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用して周波数オフセットを検出するので、周波数オフセットの検出精度を向上できる。また、準備モードにおいて、PLL復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用してFSK復調を実行するので、復調精度を向上できる。また、1つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、周波数オフセットを補正するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。また、第1周波数(f1)の信号と、第2周波数(f2)の信号とを出力してこれらに対する電圧をもとに、単位周波数あたりの電圧変化を検出するので、処理を簡易にできる。 According to this embodiment, in the preparation mode, the signal generator outputs an intermediate frequency signal, and in the reception mode, the signal generator outputs a local oscillation signal, so that calibration and reception can be performed by one signal generator. and Further, in the preparation mode, the amount of deviation is detected for the signal from the PLL demodulator, and in the reception mode, the detected deviation amount is used to detect the frequency offset, so that the detection accuracy of the frequency offset can be improved. Further, in the preparation mode, the amount of deviation is detected for the signal from the PLL demodulator, and in the reception mode, the detected deviation amount is used to perform FSK demodulation, so that the demodulation accuracy can be improved. Further, since the frequency offset is corrected while executing calibration and reception by one signal generator, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing. Moreover, since the signal of the first frequency (f1) and the signal of the second frequency (f2) are output and the voltage change per unit frequency is detected based on the voltages corresponding to these signals, the processing can be simplified.
また、高価なADコンバータ、DSP、専用ICを使用することなく、PLL復調部によって、4値FSK変復調を用いた受信装置を実現できる。また、PLL復調部と同等の単純な回路構成で受信装置を実現できる。また、多値FSK復調信号の復調レベルを補正するので、周囲温度やICのばらつきを補正できる。また、正確にデータ判定を行うので、低誤り率、つまり高感度な受信装置を実現できる。また、検出した周波数オフセットを補正するので、高感度なデジタル無線システムを構成できる。また、第0周波数から第2周波数の信号は、信号発生器で発生させ、ミキサの漏れを利用してPLL復調部に入力するので、受信系とはアイソレーションを高くできる。また、受信系とはアイソレーションが高くなるので、第0周波数から第2周波数の信号がアンテナから不要に放射されることを防止できる。また、工場出荷時の調整と異なり、温度変化が大きいときや電源投入時に実施するので、周囲温度の変化や、経年変化にも追従できる。また、信号発生器と、ソフトウエアで実現できるので、製造コストの上昇を抑制できる。 Also, a receiving apparatus using 4-value FSK modulation/demodulation can be realized by the PLL demodulator without using expensive AD converters, DSPs, and dedicated ICs. Also, the receiver can be realized with a simple circuit configuration equivalent to that of the PLL demodulator. Further, since the demodulation level of the multilevel FSK demodulated signal is corrected, variations in ambient temperature and IC can be corrected. In addition, since data determination is performed accurately, a receiver with a low error rate, that is, a highly sensitive receiver can be realized. Also, since the detected frequency offset is corrected, a highly sensitive digital radio system can be configured. Further, since the signal of the 0th frequency to the second frequency is generated by the signal generator and input to the PLL demodulator using the leakage of the mixer, the isolation from the receiving system can be increased. Also, since the isolation from the receiving system is high, it is possible to prevent signals of the 0th frequency to the second frequency from being unnecessarily radiated from the antenna. In addition, unlike the adjustment at the time of shipment from the factory, it is performed when there is a large temperature change or when the power is turned on, so it can follow changes in the ambient temperature and changes over time. Moreover, since it can be realized by a signal generator and software, it is possible to suppress an increase in manufacturing cost.
また、準備モードにおいて、増幅率を検出し、受信モードにおいて、検出した増幅率を使用してFSK復調を実行するので、受信精度を向上できる。また、1つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、増幅率を検出するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。第1周波数(f1)は、ミキサから出力される信号のうちの最も高い周波数であり、第2周波数(f2)は、ミキサから出力される信号のうちの最も低い周波数であるので、受信される信号に適した増幅率を設定できる。また、PLL復調部を用いていても、起動毎に増幅率が調節されるので、高価なDSPや専用ICを使うことなく多値FSK復調を正確に実行できる。また、起動毎に増幅率が調節されるので、生産ラインでの調整工数を削減できる。また、準備モードでは信号発生器で中間周波数信号を発生させて、それをミキサの入出力間のもれを利用してPLL復調部34に入力させてずれ量を測定するので、PAのフィルタ特性で中間周波数信号がアンテナから漏れ出て、他の無線装置に妨害を与えることを防止できる。
Further, since the amplification factor is detected in the preparation mode and the FSK demodulation is performed using the detected amplification factor in the reception mode, reception accuracy can be improved. Further, since the amplification factor is detected while executing calibration and reception by one signal generator, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing. The first frequency (f1) is the highest frequency of the signal output from the mixer and the second frequency (f2) is the lowest frequency of the signal output from the mixer so that the received Amplification suitable for the signal can be set. Moreover, even if a PLL demodulator is used, the amplification factor is adjusted at each startup, so multilevel FSK demodulation can be accurately performed without using an expensive DSP or dedicated IC. In addition, since the amplification factor is adjusted at each start-up, it is possible to reduce the adjustment man-hours on the production line. In addition, in the preparation mode, the signal generator generates an intermediate frequency signal, which is input to the
以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described above based on the examples. It should be understood by those skilled in the art that this embodiment is merely an example, and that various modifications can be made to combinations of each component and each treatment process, and such modifications are within the scope of the present invention. .
実施例における無線装置100は、増幅部70において可変の増幅率を設定したり、AFC部80において周波数オフセットを補正したりしている。しかしながらこれに限らず例えば、いずれか一方の機能が省略されてもよい。本変形例によれば、無線装置100の構成を簡易にできる。
In the
本実施例において、(3)AFCのための準備モード、(4)増幅率の設定についての準備モードの順に処理が実行される。しかしながらこれに限らず例えば、(4)増幅率の設定についての準備モード、(3)AFCのための準備モードの順に処理が実行されてもよい。あるいは、(4)増幅率の設定についての準備モード、(3)AFCのための準備モードとが並列に実行されてもよい。本変形例によれば、処理の自由度を向上できる。 In this embodiment, processing is executed in the order of (3) AFC preparation mode and (4) preparation mode for gain setting. However, the process is not limited to this, and for example, the processes may be executed in order of (4) preparation mode for setting gain and (3) preparation mode for AFC. Alternatively, (4) a preparation mode for gain setting and (3) a preparation mode for AFC may be executed in parallel. According to this modification, the degree of freedom of processing can be improved.
本実施例において、ローカル発振信号の周波数を補正するために、基準信号発生部50の周波数が可変に構成されている。しかしながらこれに限らず例えば、信号発生器14が小数点分周方式のように十分な分解能で周波数を設定可能に構成されてもよい。このようにすれば、信号発生器14の周波数を制御するのではなく、信号発生器14の分周部58の分周比を設定することでも周波数を補正可能である。本変形例によれば、周波数がデジタル的に補正され、基準発振器4の周波数が固定になり、かつDA部82も不要となるので、回路構成を簡略化できる。また、無線装置100を低価格化できる。
In this embodiment, the frequency of the
本実施例において、検出部74は、準備モードにおいて復調レベルを調節する。しかしながらこれに限らず例えば、周波数オフセットが小さい場合、ローカル発振信号の周波数を補正せず、検出部74は、受信中に測定した送信側の周波数誤差に相当するDCオフセットを反映させながら復調レベルを調節してもよい。本変形によれば、ローカル発振信号の周波数の補正処理が不要になるので、処理を簡易化できる。
In this embodiment, the
本実施例において、信号発生器14のVCO56内に周波数を電圧で制御する可変容量ダイオード以外が使用されている。しかしながらこれに限らず例えば、変調用の可変容量ダイオードを別に有して、その素子に変調信号を入力することで変調してもよい。また、信号発生器14が、小数点分周方式でデルタシグマ変調回路を有していた場合に、そのデルタシグマ変調器に変調信号の周波数偏移のデータを逐次入力することで変調してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。
In the present embodiment, in the
本実施例において、送信用と受信用の信号発生器14を1つで共用したが、送信用と受信用とにおいて別の信号発生器14を使用してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。
In this embodiment, one
本実施例において、検出部74は、+3レベル相当の周波数の第1電圧と、-3レベル相当の周波数の第2電圧を測定している。しかしながらこれに限らず例えば、検出部74は、片方のみ計測して計算で2倍してもよいし、プロトコル毎のFSK偏移の違いについても計算にて求めてもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。
In this embodiment, the
本実施例において、検出部74は、増幅率を検出する際に設計値して理論値を使用している。しかしながらこれに限らず例えば、設計段階での受信エラーレート特性等から得られる最良の振幅とするように「理論値×係数」となるように設定してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。
In this embodiment, the
本実施例において、準備モードは、起動時に実行されている。しかしながらこれに限らず例えば、温度計測が可能な無線装置100であれば、温度変化をトリガとして再調整を実行してもよく、電源電圧を監視している無線装置100であれば電源変動をトリガとして再調整を実行させてもよい。本変形例によれば、PLL復調部の変動に追従できる。
In this example, the preparation mode is running at start-up. However, the present invention is not limited to this. For example, if the
10 マイク、 12 音声処理部、 14 信号発生器、 16 送受切替部、 18 PA、 20 送信フィルタ、 22 アンテナ切替部、 24 アンテナ、 26 受信フィルタ、 28 LNA、 30 ミキサ、 32 IFフィルタ、 34 PLL復調部、 36 受信処理部、 38 スピーカ、 40 AD部、 42 生成部、 44 DA部、 50 基準信号発生部、 52 比較部、 54 ループフィルタ、 56 VCO、 58 分周部、 60 増幅部、 62 比較部、 64 LPF、 66 VCO、 70 増幅部、 72 AD部、 74 検出部、 76 FSK復調部、 78 DA部、 80 AFC部、 82 DA部、 100 無線装置。
10
Claims (3)
信号発生器と、
前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、
前記ミキサからの中間周波数の信号に対してPLL復調を実行するPLL復調部と、
前記PLL復調部からの信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部の増幅率を検出する検出部と、
前記増幅部からの信号に対してFSK復調を実行するFSK復調部とを備え、
(1)準備モードにおいて、
前記信号発生器は、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第0周波数(f0)の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第1周波数(f1>f0)の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第2周波数(f2<f0)の信号とを出力し、
前記ミキサは、前記信号発生器からの第0周波数(f0)の信号と、前記第1周波数(f1>f0)の信号と、前記第2周波数(f2<f0)の信号とを出力し、
前記検出部は、第0周波数(f0)の場合の第0電圧を検出するとともに、前記第1周波数(f1)の場合の第1電圧と第2周波数(f2)の場合の第2電圧と、前記第1電圧および前記第2電圧に対して前記プロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を導出し、
(2)受信モードにおいて、
前記信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、
前記ミキサは、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、
前記増幅部は、前記検出部において検出した増幅率によって、前記PLL復調部からの信号を増幅し、
前記FSK復調部は、前記検出部において検出した第0電圧を使用して、FSK復調を実行することを特徴とする受信装置。 A receiving device having (1) a ready mode and (2) a receiving mode,
a signal generator;
a mixer connected to the signal generator and the antenna and outputting an intermediate frequency signal;
a PLL demodulator that performs PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer;
an amplifier that amplifies the signal from the PLL demodulator;
a detection unit that detects the amplification factor of the amplification unit;
An FSK demodulator that performs FSK demodulation on the signal from the amplifier,
(1) In preparation mode,
The signal generator generates a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band, and a first frequency that is the maximum frequency in the frequency deviation determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. outputting a signal of (f1>f0) and a signal of a second frequency (f2<f0) that is the minimum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device;
The mixer outputs a signal of the 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of the first frequency (f1>f0), and a signal of the second frequency (f2<f0),
The detection unit detects a 0th voltage at a 0th frequency (f0), a first voltage at the first frequency (f1), a second voltage at a second frequency (f2), Deriving an amplification factor based on theoretical values determined based on the protocol for the first voltage and the second voltage,
(2) in receive mode,
The signal generator outputs a local oscillation signal,
The mixer outputs an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna,
The amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit with the amplification factor detected by the detection unit,
The receiving apparatus, wherein the FSK demodulator uses the 0th voltage detected by the detector to perform FSK demodulation.
前記信号発生器から出力される信号の第1周波数(f1)は、4値FSK変調におけるシンボル値が+3を示す復調レベルとなる周波数であり、
前記信号発生器から出力される信号の第2周波数(f2)は、4値FSK変調におけるシンボル値が-3を示す復調レベルとなる周波数であることを特徴とする請求項1に記載の受信装置。 (1) In preparation mode,
The first frequency (f1) of the signal output from the signal generator is a frequency at which the symbol value in 4-level FSK modulation is a demodulation level indicating +3,
2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the second frequency (f2) of the signal output from the signal generator is a frequency at which a symbol value in 4-level FSK modulation is a demodulation level indicating -3. .
(1)準備モードにおいて、
前記信号発生器が、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第0周波数(f0)の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第1周波数(f1>f0)の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第2周波数(f2<f0)の信号とを出力するステップと、
前記ミキサが、前記信号発生器からの第0周波数(f0)の信号と、前記第1周波数(f1>f0)の信号と、前記第2周波数(f2<f0)の信号とを出力するステップと、
前記検出部が、第0周波数(f0)の場合の第0電圧を検出するとともに、第1周波数(f1)の場合の第1電圧と、第2周波数(f2)の場合の第2電圧と、前記第1電圧および前記第2電圧に対して前記プロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を算出するステップと、
(2)受信モードにおいて、
前記信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、
前記ミキサが、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、
前記増幅部が、前記検出部において検出した増幅率によって、前記PLL復調部からの信号を増幅するステップと、
前記FSK復調部が、前記検出部において検出した第0電圧を使用して、FSK復調を実行するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。 a signal generator, a mixer connected to the signal generator and an antenna and outputting an intermediate frequency signal, a PLL demodulator for performing PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, and the PLL demodulator. (1) preparation mode and (2) A receiving method in a receiving device having a receiving mode,
(1) In preparation mode,
The signal generator generates a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band, and the first frequency of the maximum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. a step of outputting a signal of (f1>f0) and a signal of a second frequency (f2<f0) that is the minimum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device;
the mixer outputting a signal of the 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of the first frequency (f1>f0) and a signal of the second frequency (f2<f0); ,
The detection unit detects a 0th voltage at a 0th frequency (f0), a first voltage at a first frequency (f1), a second voltage at a second frequency (f2), calculating an amplification factor based on theoretical values determined based on the protocol for the first voltage and the second voltage;
(2) in receive mode,
the signal generator outputting a local oscillation signal;
the mixer outputting an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna;
a step in which the amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit by the amplification factor detected by the detection unit;
the FSK demodulator performing FSK demodulation using the 0th voltage detected by the detector;
A reception method characterized by comprising:
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Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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EP4293967A1 (en) * | 2021-02-15 | 2023-12-20 | Furuno Electric Co., Ltd. | Frequency deviation estimation device and frequency deviation estimation method |
Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000349840A (en) | 1999-06-03 | 2000-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Base band signal offset correction circuit, its method and fsk receiver provided with this correction circuit |
JP2003152814A (en) | 2001-11-14 | 2003-05-23 | Seiko Epson Corp | Multi-value fsk communication method and communication apparatus |
JP2005303650A (en) | 2004-04-12 | 2005-10-27 | Sony Corp | Receiver |
JP2005323152A (en) | 2004-05-10 | 2005-11-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Wireless receiver |
US20130183921A1 (en) | 2010-09-24 | 2013-07-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Complex Intermediate Frequency Mixer Stage and Calibration Thereof |
Family Cites Families (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPH11127203A (en) * | 1997-10-22 | 1999-05-11 | Sony Corp | Multivalued fsk signal demodulation output circuit |
-
2018
- 2018-03-20 JP JP2018052770A patent/JP7143602B2/en active Active
Patent Citations (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2000349840A (en) | 1999-06-03 | 2000-12-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Base band signal offset correction circuit, its method and fsk receiver provided with this correction circuit |
JP2003152814A (en) | 2001-11-14 | 2003-05-23 | Seiko Epson Corp | Multi-value fsk communication method and communication apparatus |
JP2005303650A (en) | 2004-04-12 | 2005-10-27 | Sony Corp | Receiver |
JP2005323152A (en) | 2004-05-10 | 2005-11-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Wireless receiver |
US20130183921A1 (en) | 2010-09-24 | 2013-07-18 | Telefonaktiebolaget L M Ericsson (Publ) | Complex Intermediate Frequency Mixer Stage and Calibration Thereof |
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