JP7143602B2 - Receiving device, receiving method - Google Patents

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Description

本発明は、受信技術に関し、特にＦＳＫ信号を受信する受信装置、受信方法に関する。 The present invention relates to reception technology, and more particularly to a receiving apparatus and receiving method for receiving FSK signals.

デジタル無線通信では、例えば、周波数偏移変調方式（ＦＳＫ：Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｓｈｉｆｔ Ｋｅｙｉｎｇ）が使用される。このようなデジタル無線通信において、ＤＣ（Ｄｉｒｅｃｔ Ｃｕｒｒｅｎｔ）オフセット等の影響を除去するために、検波信号からＤＣオフセット情報等を抽出し、その情報をもとにリファレンス・フレーム同期ワードを補正してから相関処理を実行する（例えば、特許文献１参照）。 In digital wireless communication, for example, frequency shift keying (FSK) is used. In such digital wireless communication, in order to remove the influence of DC (Direct Current) offset, etc., DC offset information etc. are extracted from the detected signal, and the reference frame synchronization word is corrected based on that information. Correlation processing is executed (see, for example, Patent Document 1).

特開２００８－２８９６１号公報JP-A-2008-28961

受信特性を向上させるためには、ＤＣオフセットの影響だけではなく、周波数オフセットの影響も低減する必要があるとともに、受信した信号を増幅する際の増幅率を適切に設定する必要がある。一方、これらによって処理が複雑化されると、回路規模が大きくなり、コストが上昇してしまう。 In order to improve reception characteristics, it is necessary to reduce not only the influence of DC offset but also the influence of frequency offset, and it is necessary to appropriately set the amplification factor when amplifying the received signal. On the other hand, if the processing is complicated by these, the circuit scale is increased and the cost is increased.

本発明はこうした状況に鑑みてなされたものであり、その目的は、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上する技術を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of such circumstances, and an object of the present invention is to provide a technique for improving reception characteristics while suppressing complication of processing.

上記課題を解決するために、本発明のある態様の受信装置は、（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置であって、信号発生器と、信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、ＰＬＬ復調部からの信号を増幅する増幅部と、増幅部の増幅率を検出する検出部と、増幅部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部とを備える。（１）準備モードにおいて、信号発生器は、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第０周波数（ｆ０）の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力し、ミキサは、信号発生器からの第０周波数（ｆ０）の信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力し、検出部は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧を検出するとともに、第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と、第１電圧および第２電圧に対してプロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を導出し、（２）受信モードにおいて、信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、ミキサは、信号発生器からのローカル発振信号と、アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、増幅部は、検出部において検出した増幅率によって、ＰＬＬ復調部からの信号を増幅し、ＦＳＫ復調部は、検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行する。 In order to solve the above problems, a receiver according to one aspect of the present invention is a receiver having (1) a preparation mode and (2) a reception mode, comprising: a signal generator; a mixer that outputs an intermediate frequency signal, a PLL demodulator that performs PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, an amplifier that amplifies the signal from the PLL demodulator, and an amplification factor of the amplifier and a FSK demodulator for performing FSK demodulation on the signal from the amplifier. (1) In the preparation mode, the signal generator maximizes at a frequency deviation determined based on the signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band and the protocol of the signal received by the receiver. It outputs a signal of a first frequency (f1>f0) of frequencies and a signal of a second frequency (f2<f0) whose frequency is minimized by the frequency deviation determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. , the mixer outputs a signal of the 0th frequency (f0), a signal of the first frequency (f1>f0), and a signal of the second frequency (f2<f0) from the signal generator, While detecting the 0th voltage in the case of the 0th frequency (f0), the first voltage in the case of the first frequency (f1), the second voltage in the case of the second frequency (f2), the first voltage and the second voltage Based on the theoretical value determined based on the protocol for the voltage, the amplification factor is derived, and (2) in the receive mode, the signal generator outputs a local oscillation signal, and the mixer outputs the local oscillation signal from the signal generator. Based on the oscillation signal and the radio frequency signal from the antenna, an intermediate frequency signal is output. performs FSK demodulation using the 0th voltage detected in the detector.

本発明の別の態様は、受信方法である。この方法は、信号発生器と、信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、ＰＬＬ復調部からの信号を増幅する増幅部と、増幅部の増幅率を検出する検出部と、増幅部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部とを備え、（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置における受信方法であって、（１）準備モードにおいて、信号発生器が、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第０周波数（ｆ０）の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力するステップと、ミキサが、信号発生器からの第０周波数（ｆ０）の信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力するステップと、検出部が、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧を検出するとともに、第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と、第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と、第１電圧および第２電圧に対してプロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を算出するステップと、（２）受信モードにおいて、信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、ミキサが、信号発生器からのローカル発振信号と、アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、増幅部が、検出部において検出した増幅率によって、ＰＬＬ復調部からの信号を増幅するステップと、ＦＳＫ復調部が、検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行するステップと、を備える。
Another aspect of the invention is a receiving method. This method includes a signal generator, a mixer connected to the signal generator and an antenna and outputting an intermediate frequency signal, a PLL demodulator for performing PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, and a PLL demodulator. (1) a preparation mode and ( 2) a receiving method in a receiving device having a receiving mode, wherein: (1) in the preparation mode, a signal generator receives a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in a band of intermediate frequencies; The signal of the first frequency (f1>f0), which is the maximum frequency at the frequency shift determined based on the protocol of the signal to be received, and the minimum at the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device outputting a signal of a second frequency (f2<f0) of the frequency, a mixer outputting a signal of a 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of a first frequency (f1>f0), a step of outputting a signal of two frequencies (f2<f0); and a detection unit detecting the 0th voltage in the case of the 0th frequency (f0) and the first voltage in the case of the first frequency (f1). , a step of calculating an amplification factor based on a second voltage at a second frequency (f2) and theoretical values determined based on a protocol for the first voltage and the second voltage; (2) receiving mode; wherein the signal generator outputs a local oscillation signal; and the mixer outputs an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna; , the amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit by the amplification factor detected by the detection unit; and the FSK demodulation unit performing FSK demodulation using the 0th voltage detected by the detection unit. And prepare.

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法、装置、システム、記録媒体、コンピュータプログラムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。 Any combination of the above constituent elements, and any conversion of expressions of the present invention into methods, devices, systems, recording media, computer programs, etc. are also effective as embodiments of the present invention.

本発明によれば、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。 According to the present invention, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing.

実施例に係る無線装置の構成を示す図である。1 is a diagram showing the configuration of a wireless device according to an embodiment; FIG. 図１のＰＬＬ復調部において復調された信号を示す図である。2 is a diagram showing a signal demodulated in the PLL demodulator of FIG. 1; FIG. 図１のＰＬＬ復調部の特性を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing characteristics of the PLL demodulator in FIG. 1; 図１におけるＡＦＣ部における移動平均処理を示す図である。2 is a diagram showing moving average processing in an AFC unit in FIG. 1; FIG. 図５（ａ）－（ｂ）は、図１におけるＡＦＣ部における別の移動平均処理を示す図である。5(a) and 5(b) are diagrams showing another moving average process in the AFC section in FIG. 1. FIG. 図１の無線装置による受信手順を示すフローチャートである。2 is a flow chart showing a reception procedure by the wireless device of FIG. 1;

本発明を具体的に説明する前に、まず概要を述べる。本発明の実施例は、データに応じて搬送波の周波数が変化された信号を受信する受信装置に関する。このような変調方式は、アナログ変調においてＦＭ（Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）と呼ばれ、デジタル変調においてＦＳＫと呼ばれる。また、これらをＦＭと上位概念化されることもある。ここでは、アナログ変調だけを示すためにＦＭという用語を使用したり、アナログ変調とデジタル変調とをまとめるためにＦＭという用語を使用したりする。従来の安価な受信装置として、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣ（Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）が使用される。一方、受信特性を向上させるために、受信装置では、受信信号から復調したベースバンド信号で受信信号の搬送波を再生し、その搬送波によって受信信号を直交検波することが求められる。しかしながら、そのための処理が複雑になり、中間周波数（ＩＦ：Ｉｎｔｅｒｍｅｄｉａｔｅ Ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）信号を高速にＡＤ（Ａｎａｌｏｇ－ｔｏ－Ｄｉｇｉｔａｌ）変換可能な高価なＡＤコンバータ、ＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）、専用ＩＣ等が必要とされる。 Before specifically describing the present invention, an overview will be given first. An embodiment of the present invention relates to a receiver that receives a signal whose carrier frequency is changed according to data. Such a modulation method is called FM (Frequency Modulation) in analog modulation, and FSK in digital modulation. In addition, these are sometimes referred to as FM as a higher-level concept. The term FM is used herein to refer only to analog modulation, and the term FM is used to combine analog and digital modulation. As a conventional inexpensive receiver, an inexpensive IC (Integrated Circuit) that implements the PLL demodulation scheme is used. On the other hand, in order to improve reception characteristics, a receiver is required to reproduce the carrier wave of the received signal using a baseband signal demodulated from the received signal, and quadrature-detect the received signal using the carrier wave. However, the processing for that becomes complicated, and expensive AD converters, DSPs (Digital Signal Processors), dedicated ICs, etc. that can convert intermediate frequency (IF) signals to AD (Analog-to-Digital) at high speed are required. It is said that

また、無線装置をデジタル変調に適用する場合、多値ＦＳＫを復調するためには、単純な交流成分の検出ではなく、多値ＦＳＫの変調レベルに対応した復調レベルを知るあるいは調整しておく必要がある。ＤＳＰ、専用ＩＣを使用する場合、これらにおいて復調レベルが取得される。しかしながら、これらを使用せずに、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣを使用する場合、生産ラインにおいて、信号発生器からの基準となる信号を受信させて、その振幅を計測し保存し、使用時に保存した結果から、受信時の復調レベルが計算されている。生産ラインにおいて、無線装置とは別の信号発生器を使用するので、手間がかかるとともに、時間的変化、温度変化、各ＩＣに実施しているキャリブレーション等のばらつきといった変化に対しては対処できない。 Further, when a radio apparatus is applied to digital modulation, in order to demodulate multi-valued FSK, it is necessary to know or adjust the demodulation level corresponding to the modulation level of multi-valued FSK instead of simple detection of AC components. There is When using DSP, dedicated IC, the demodulation level is obtained in these. However, when using an inexpensive IC that executes the PLL demodulation method without using these, in the production line, a reference signal is received from the signal generator, its amplitude is measured, stored, and used. The demodulation level at the time of reception is calculated from the results saved at that time. Since a signal generator separate from the wireless device is used in the production line, it takes time and effort, and it is not possible to deal with changes such as changes over time, changes in temperature, and variations in calibration performed for each IC. .

本実施例では、高価なＤＳＰを使うことなく、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣで、多値ＦＳＫに対応した無線装置を実現することを目的とする。また、多値ＦＳＫに対応した復調レベルを取得するために、ＰＬＬ復調方式を実行する安価なＩＣに適した増幅器の増幅率を簡易に取得することを目的とする。 An object of the present embodiment is to realize a radio apparatus compatible with multilevel FSK using an inexpensive IC that executes a PLL demodulation method without using an expensive DSP. Another object of the present invention is to easily obtain the amplification factor of an amplifier suitable for an inexpensive IC that executes a PLL demodulation method in order to obtain a demodulation level corresponding to multilevel FSK.

図１は、無線装置１００の構成を示す。無線装置１００は、マイク１０、音声処理部１２、信号発生器１４、送受切替部１６、ＰＡ（Ｐｏｗｅｒ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）１８、送信フィルタ２０、アンテナ切替部２２、アンテナ２４、受信フィルタ２６、ＬＮＡ（Ｌｏｗ Ｎｏｉｓｅ Ａｍｐｌｉｆｉｅｒ）２８、ミキサ３０、ＩＦフィルタ３２、ＰＬＬ復調部３４、受信処理部３６、スピーカ３８を含む。音声処理部１２は、ＡＤ部４０、生成部４２、ＤＡ部４４を含む。信号発生器１４は、基準信号発生部５０、比較部５２、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５６、分周部５８を含む。ＰＬＬ復調部３４は、増幅部６０、比較部６２、ＬＰＦ６４、ＶＣＯ６６を含む。受信処理部３６は、ＡＤ部７２、増幅部７０、検出部７４、ＦＳＫ復調部７６、ＤＡ部７８、ＡＦＣ部８０、ＤＡ部８２を含む。ここでは、無線装置１００の構成を、（１）送信モード、（２）受信モードの基本動作、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モード、（５）受信モードの順に説明する。このうち、（２）受信モードの基本動作、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モード、（５）受信モードは、無線装置１００のうちの受信装置において実行されるといえる。 FIG. 1 shows the configuration of a wireless device 100. As shown in FIG. The wireless device 100 includes a microphone 10, an audio processing unit 12, a signal generator 14, a transmission/reception switching unit 16, a PA (Power Amplifier) 18, a transmission filter 20, an antenna switching unit 22, an antenna 24, a reception filter 26, an LNA (Low Noise amplifier) 28 , mixer 30 , IF filter 32 , PLL demodulation section 34 , reception processing section 36 and speaker 38 . The audio processing section 12 includes an AD section 40 , a generation section 42 and a DA section 44 . The signal generator 14 includes a reference signal generator 50 , a comparator 52 , a loop filter 54 , a VCO 56 and a frequency divider 58 . The PLL demodulator 34 includes an amplifier 60 , a comparator 62 , an LPF 64 and a VCO 66 . The reception processing section 36 includes an AD section 72 , an amplification section 70 , a detection section 74 , an FSK demodulation section 76 , a DA section 78 , an AFC section 80 and a DA section 82 . Here, the configuration of radio apparatus 100 is divided into (1) transmission mode, (2) basic operation in reception mode, (3) preparation mode for AFC, (4) preparation mode for setting gain, and (5) Description will be made in the order of reception mode. Among these, (2) basic operation of the reception mode, (3) preparation mode for AFC, (4) preparation mode for setting the amplification factor, and (5) reception mode are performed in the reception device of the wireless device 100. can be said to be executed.

（１）送信モード
マイク１０は音声を取り込む。ＡＤ部４０は、取り込んだ音声をデジタルデータに変換し、生成部４２は、デジタルデータに対してマッピング、デジタルフィルタリングを実行することによって、ＦＳＫ変調波形データを生成する。ＤＡ部４４は、ＦＳＫ変調波形データをアナログの変調信号に変換する。信号発生器１４は、基準信号発生部５０、比較部５２、ループフィルタ５４、ＶＣＯ５６、分周部５８からなり、ＰＬＬ方式によって、送信周波数の搬送波信号、つまりローカル発振信号を発生する。ＶＣＯ５６において、ループフィルタ５４から出力される周波数制御電圧に変調信号が重畳されることによって、変調がなされる。変調された送信信号は、送受切替部１６を介してＰＡ１８で所要のレベルまで増幅され、送信フィルタ２０で高調波等の不要な信号を低減された後、アンテナ切替部２２、アンテナ２４を介して送信される。 (1) Transmission mode Microphone 10 captures sound. The AD unit 40 converts the captured voice into digital data, and the generation unit 42 performs mapping and digital filtering on the digital data to generate FSK modulated waveform data. The DA section 44 converts the FSK modulated waveform data into an analog modulated signal. The signal generator 14 is composed of a reference signal generator 50, a comparator 52, a loop filter 54, a VCO 56, and a frequency divider 58, and generates a carrier wave signal of a transmission frequency, that is, a local oscillation signal by the PLL method. In the VCO 56, the modulation signal is superimposed on the frequency control voltage output from the loop filter 54 to perform modulation. The modulated transmission signal is amplified to a required level by the PA 18 through the transmission/reception switching unit 16, and after unnecessary signals such as harmonics are reduced by the transmission filter 20, is transmitted through the antenna switching unit 22 and the antenna 24. sent.

（２）受信モードの基本動作
受信モードにおいて、アンテナ切替部２２は受信側にセットされ、アンテナ２４で受信した信号は、受信フィルタ２６で帯域外の信号を減衰され、ＬＮＡ２８で低雑音増幅され、ミキサ３０に入力される。送信モードにおいて使用した信号発生器１４は、受信モードにおいて、受信周波数とＩＦの差または和の周波数のローカル発振信号を発生し、送受切替部１６を切り替えてミキサ３０に入力する。ミキサ３０は、信号発生器１４とアンテナ２４に接続され、ローカル発振信号と受信信号とを掛け合わせることによって、ＩＦの信号を出力する。ＩＦの信号は、ＩＦフィルタ３２でＩＦ帯域以外の成分を低減され、ＰＬＬ復調部３４に入力される。 (2) Basic operation of reception mode In the reception mode, the antenna switching unit 22 is set to the reception side, and the signal received by the antenna 24 is attenuated by the reception filter 26 for out-of-band signals, and is amplified by the LNA 28 for low noise. Input to the mixer 30 . In the reception mode, the signal generator 14 used in the transmission mode generates a local oscillation signal having a frequency that is the difference or sum of the reception frequency and the IF, and inputs it to the mixer 30 by switching the transmission/reception switching section 16 . A mixer 30 is connected to the signal generator 14 and the antenna 24 and outputs an IF signal by multiplying the local oscillation signal and the received signal. The IF signal has components outside the IF band reduced by the IF filter 32 and is input to the PLL demodulator 34 .

ＰＬＬ復調部３４は、ミキサ３０からのＩＦの信号に対してＰＬＬ復調を実行する。ＰＬＬ復調がなされたベースバンド信号は、図２のように示される。図２は、ＰＬＬ復調部３４において復調された多値ＦＳＫ信号を復調した信号を示す。ここで、多値ＦＳＫ変調は４値ＦＳＫ変調であるとする。多値ＦＳＫ変調の復調は、復調したベースバンド信号の電圧レベルからデータ判定される。図１に戻る。ＡＤ部７２は、ＰＬＬ復調部３４において復調された信号に対して、アナログ／デジタル変換を実行することによって、デジタルベースバンド波形データを生成する。増幅部７０は、ＡＤ部７２からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。増幅部７０における増幅率については後述する。 The PLL demodulator 34 performs PLL demodulation on the IF signal from the mixer 30 . A baseband signal subjected to PLL demodulation is shown as in FIG. FIG. 2 shows a signal obtained by demodulating the multilevel FSK signal demodulated by the PLL demodulator 34. FIG. Here, it is assumed that the multi-level FSK modulation is 4-level FSK modulation. Demodulation of multilevel FSK modulation is determined from the voltage level of the demodulated baseband signal. Return to FIG. The AD section 72 generates digital baseband waveform data by performing analog/digital conversion on the signal demodulated by the PLL demodulation section 34 . The amplification section 70 amplifies the signal of the digital baseband waveform data from the AD section 72 . The amplification factor of the amplification section 70 will be described later.

ＦＳＫ復調部７６は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データに対してＦＳＫ復調を実行する。つまり、ＦＳＫ復調部７６は、デジタルベースバンド波形から再生したＦＳＫデータのデータクロックのタイミングでデジタルベースバンド波形データの電圧値をサンプリングして、そのときの電圧値からデータを再生する。４値ＦＳＫ変調の場合、図２のように４つの電圧で示された復調レベルに対し、各電圧に２ビットのデータが割り当てられており、データクロックの各判定タイミング、つまり図２中のナイキスト点で４つのシンボル値のどの復調レベルに近いかが判定される。再生したデータから音声データが再生され、音声データは、ＤＡ部７８でアナログ信号に変換されてからスピーカ３８から受信音声として出力される。 The FSK demodulator 76 performs FSK demodulation on the digital baseband waveform data amplified by the amplifier 70 . That is, the FSK demodulator 76 samples the voltage value of the digital baseband waveform data at the timing of the data clock of the FSK data reproduced from the digital baseband waveform, and reproduces the data from the voltage value at that time. In the case of 4-value FSK modulation, 2-bit data is assigned to each voltage for demodulation levels indicated by four voltages as shown in FIG. It is determined which demodulation level of the four symbol values the point is close to. Audio data is reproduced from the reproduced data, and the audio data is converted into an analog signal by the DA section 78 and then output from the speaker 38 as received audio.

以下では、このような受信モードにおける課題を説明する。図３は、ＰＬＬ復調部３４の特性を示す。ＰＬＬ復調では、ＰＬＬ復調部３４内のＶＣＯ６６の出力信号と入力信号の周波数、位相の差分の電圧が復調信号として出力される。ＶＣＯ６６の出力中心周波数が、ＩＣのばらつきや、温度ドリフトで入力信号Ｂの中心周波数ｆ０とずれているとＤＣオフセットとして出力される。また、同様に入力信号Ｂの中心周波数ｆ０が送信側との周波数オフセットでＶＣＯ６６の中心周波数と異なる場合も、出力信号ＣにおいてＤＣオフセットが生じる。この信号を多値ＦＳＫ復調信号としてデータ判定する場合、図２のような信号は検出できるがその振幅やＤＣオフセットはばらつき、復調レベルを最適なレベルに設定できず、データ判定誤りを生じてしまう。 Problems in such a reception mode will be described below. FIG. 3 shows the characteristics of the PLL demodulator 34. As shown in FIG. In the PLL demodulation, the voltage of the difference in frequency and phase between the output signal of the VCO 66 in the PLL demodulator 34 and the input signal is output as a demodulated signal. If the output center frequency of the VCO 66 deviates from the center frequency f0 of the input signal B due to IC variations or temperature drift, it is output as a DC offset. Similarly, when the center frequency f0 of the input signal B is different from the center frequency of the VCO 66 due to the frequency offset from the transmission side, the output signal C also has a DC offset. When this signal is used as a multilevel FSK demodulated signal for data determination, a signal such as that shown in FIG. 2 can be detected, but its amplitude and DC offset vary, and the demodulation level cannot be set to an optimum level, resulting in data determination errors. .

ここで、ＰＬＬ復調部３４からの出力信号Ｃでは、ＶＣＯ６６のフリーランの中心周波数がＩＣのばらつきや温度で、設定したＩＦとずれるので、そのずれ分がＤＣオフセットとして出力される。ＶＣＯ６６の周波数がずれていなくても、送信側の周波数調整がずれていれば同様にＤＣオフセットが出力される。また、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の傾きもＩＣのばらつきや温度で、ばらつく。アナログのＦＭの場合は、ＤＣオフセットはコンデンサ等でＤＣカットすれば問題にはならず、入力周波数対出力電圧の傾きが多少変わっても、復調音声の音量が少し変わるだけである。しかしながら、ＦＳＫ変調の場合、図２のようなベースバンド信号にＤＣオフセットや入力周波数対出力電圧の傾きにばらつきがあると、各シンボル値に対する復調レベルが変動することになる。 Here, in the output signal C from the PLL demodulator 34, the free-run center frequency of the VCO 66 deviates from the set IF due to IC variations and temperature, and the deviation is output as a DC offset. Even if the frequency of the VCO 66 does not deviate, if the frequency adjustment on the transmitting side deviates, a DC offset is similarly output. The slope of the input frequency versus output voltage of the PLL demodulator 34 also varies due to IC variations and temperature. In the case of analog FM, the DC offset does not become a problem if the DC is cut by a capacitor or the like, and even if the slope of the input frequency vs. the output voltage changes slightly, the volume of the demodulated voice changes only slightly. However, in the case of FSK modulation, the demodulation level for each symbol value fluctuates if the baseband signal shown in FIG. 2 has a DC offset or variations in the slope of the input frequency vs. the output voltage.

また、デジタル変調信号を十分なレベルで受信し、図２中のナイキスト点でデータ判定できている状態、つまり受信同期できている状態において、ナイキスト点の電圧値は各シンボル値に相当する電圧値のいずれかになる。各シンボル値に対する電圧値は、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の特性とＤＣオフセット、デジタル無線変調の規格で決められた変調度や波形整形フィルタの仕様で一義的に決まる値である。ここで、各シンボル値に対する電圧値に近づくように、増幅部７０の増幅率も設定されるべきである。 In addition, when a digital modulated signal is received at a sufficient level and data can be determined at the Nyquist point in FIG. be either The voltage value for each symbol value is uniquely determined by the characteristics of the input frequency versus the output voltage of the PLL demodulator 34, the DC offset, the degree of modulation determined by the digital radio modulation standard, and the specifications of the waveform shaping filter. Here, the amplification factor of the amplifier 70 should also be set so as to approach the voltage value for each symbol value.

（３）ＡＦＣのための準備モード
準備モードにおいて、信号発生器１４は、ＩＦのＣＷ（Ｃｏｎｔｉｎｕｏｕｓ Ｗａｖｅ）信号を発生し、送受切替部１６を切り替えてミキサ３０、ＩＦフィルタ３２を介して、ＰＬＬ復調部３４へ出力する。このときの周波数は、ＩＦの帯域における第０周波数（ｆ０）である。そのため、ＰＬＬ復調部３４は、ＰＬＬ復調部３４内のＶＣＯ６６のフリーラン周波数と信号発生器１４から出力された信号の第０周波数（ｆ０）の差に比例したＤＣ電圧を出力する。このＤＣ電圧が、ＰＬＬ復調部３４内部のＶＣＯ６６のフリーランの中心周波数がＩＣのばらつきや温度で、設定したＩＦとずれ分によるＤＣオフセットである。検出部７４は、これを測定し、基本のＤＣオフセット電圧Ｏｆｆｓｅｔ０として記憶する。なお、基本のＤＣオフセット電圧Ｏｆｆｓｅｔ０は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧とも呼ばれる。後述のＦＳＫ復調部７６は、第０電圧を復調レベルから減算することによって、ＰＬＬ復調部３４のばらつきによるＤＣオフセットをキャンセル可能である。また、このＤＣオフセットのキャンセルを適宜行えば、温度によるＤＣオフセットのキャンセルも可能である。 (3) Preparation mode for AFC In the preparation mode, the signal generator 14 generates an IF CW (Continuous Wave) signal, switches the transmission/reception switching unit 16, and performs PLL demodulation via the mixer 30 and the IF filter 32. Output to unit 34 . The frequency at this time is the 0th frequency (f0) in the IF band. Therefore, the PLL demodulator 34 outputs a DC voltage proportional to the difference between the free-running frequency of the VCO 66 in the PLL demodulator 34 and the 0th frequency (f0) of the signal output from the signal generator 14 . This DC voltage is a DC offset due to the difference between the free-run center frequency of the VCO 66 inside the PLL demodulator 34 and the set IF due to IC variations and temperature. The detector 74 measures this and stores it as a basic DC offset voltage Offset0. Note that the basic DC offset voltage Offset0 is also called the 0th voltage for the 0th frequency (f0). The FSK demodulator 76, which will be described later, can cancel the DC offset caused by the variation in the PLL demodulator 34 by subtracting the 0th voltage from the demodulation level. Also, if the DC offset is canceled appropriately, it is possible to cancel the DC offset due to temperature.

信号発生器１４は、ＩＦ+ΔｆのＣＷ信号を出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の復調出力電圧を測定し、この電圧をＯｆｆｓｅｔ１として記憶する。ここで、ＩＦ+Δｆは第１周波数（ｆ１＞ｆ０）と呼ばれ、Ｏｆｆｓｅｔ１は第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と呼ばれる。第１周波数（ｆ１）もＩＦの帯域内である。また、信号発生器１４は、ＩＦ－ΔｆのＣＷ信号を出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の復調出力電圧を測定し、この電圧をＯｆｆｓｅｔ２として記憶する。ここで、ＩＦ－Δｆは第２周波数（ｆ２＜ｆ０）と呼ばれ、Ｏｆｆｓｅｔ１は第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と呼ばれる。第２周波数（ｆ２）もＩＦの帯域内である。Δｆの値は、デジタル変調の最大デビエーション周波数を用いると、デジタル復調時の復調レベルによる判定にも使用できる。つまり、信号発生器１４は、第０周波数（ｆ０）から少しずれた周波数のＣＷ信号を何種類か出力し、検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４から出力されるＤＣ電圧を周波数毎に測定する。 The signal generator 14 outputs a CW signal of IF+Δf, the detector 74 measures the demodulated output voltage of the PLL demodulator 34, and stores this voltage as Offset1. Here, IF+Δf is called the first frequency (f1>f0) and Offset1 is called the first voltage for the first frequency (f1). The first frequency (f1) is also within the IF band. Further, the signal generator 14 outputs a CW signal of IF-Δf, the detector 74 measures the demodulated output voltage of the PLL demodulator 34, and stores this voltage as Offset2. Here, IF-Δf is called the second frequency (f2<f0) and Offset1 is called the second voltage for the second frequency (f2). The second frequency (f2) is also within the IF band. If the maximum deviation frequency of digital modulation is used, the value of Δf can also be used for determination based on the demodulation level during digital demodulation. That is, the signal generator 14 outputs several types of CW signals with frequencies slightly shifted from the 0th frequency (f0), and the detector 74 measures the DC voltage output from the PLL demodulator 34 for each frequency. .

検出部７４は、ＰＬＬ復調部３４の入力周波数対出力電圧の傾き、つまり単位周波数あたりの電圧変化を計算する。具体的に説明すると、検出部７４は、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆを計算する。
Δｆｃｏｅｆｆ＝（Ｏｆｆｓｅｔ１－Ｏｆｆｓｅｔ２）／（２×Δｆ）
単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆは、ＰＬＬ復調部３４において発生するずれ量であり、周波数オフセットを補正する際の補正値計算に使用される。なお、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆは、ＦＳＫ復調時の復調レベルを決定するために使用されてもよい。 The detector 74 calculates the slope of the input frequency versus the output voltage of the PLL demodulator 34, that is, the voltage change per unit frequency. Specifically, the detector 74 calculates the voltage variation Δf coeff of the demodulated output per unit frequency.
Δf coeff =(Offset1−Offset2)/(2×Δf)
The amount of voltage change Δf coeff of the demodulated output per unit frequency is the amount of deviation generated in the PLL demodulator 34, and is used to calculate the correction value when correcting the frequency offset. Note that the amount of voltage change Δf coeff of the demodulated output per unit frequency may be used to determine the demodulation level during FSK demodulation.

（４）増幅率の設定についての準備モード
準備モードにおいて、検出部７４は、増幅部７０の増幅率として、初期値であるＧｄｅｓｉｇｎを設定する。（３）ＡＦＣのための準備モードと同様に、信号発生器１４は、ＩＦの帯域において、第０周波数（ｆ０）のＣＷ信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）のＣＷ信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）のＣＷ信号とを出力する。また、ミキサ３０は、信号発生器１４からの第０周波数（ｆ０）のＣＷ信号と、第１周波数（ｆ１＞ｆ０）のＣＷ信号と、第２周波数（ｆ２＜ｆ０）のＣＷ信号とを出力する。さらに、検出部７４は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧、第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧、第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧を測定する。これらの処理は、（３）ＡＦＣのための準備モードと共通して実行されてもよい。 (4) Preparation Mode for Setting Amplification In the preparation mode, the detector 74 sets the initial value G design as the amplification of the amplifier 70 . (3) As in the preparation mode for AFC, the signal generator 14 generates the CW signal of the 0th frequency (f0), the CW signal of the first frequency (f1>f0), and the CW signal of the 1st frequency (f1>f0) in the IF band. A CW signal with a frequency (f2<f0) is output. Further, the mixer 30 outputs the CW signal of the 0th frequency (f0) from the signal generator 14, the CW signal of the first frequency (f1>f0), and the CW signal of the second frequency (f2<f0). do. Furthermore, the detection unit 74 measures the 0th voltage for the 0th frequency (f0), the first voltage for the first frequency (f1), and the second voltage for the second frequency (f2). These processes may be executed in common with (3) the preparation mode for AFC.

ここで、第１周波数（ｆ１）は、（２）受信モードにおいて、ミキサ３０から出力される信号のうちの最も高い周波数に対応するように設定され、第２周波数（ｆ２）は、（２）受信モードにおいて、ミキサ３０から出力される信号のうちの最も低い周波数に対応するように設定される。４値ＦＳＫ変調の場合、－３、－１、+１、+３の４値をとるので、第１周波数（ｆ１）は、+３レベル相当の周波数を示し、第２周波数（ｆ２）は、－３レベル相当の周波数を示す。以下では、第１電圧をＬ（＋３）と示し、第２電圧をＬ（－３）と示す場合、それらの設計値は、Ｄ（＋３）とＤ（－３）とそれぞれ示される。ここで、設計値には理論値が使用される。 Here, the first frequency (f1) is set to correspond to the highest frequency among the signals output from the mixer 30 in (2) reception mode, and the second frequency (f2) is set to (2) In receive mode, it is set to correspond to the lowest frequency of the signals output from mixer 30 . In the case of 4-value FSK modulation, since it takes 4 values of -3, -1, +1, +3, the first frequency (f1) indicates a frequency corresponding to +3 level, and the second frequency (f2) is It indicates the frequency corresponding to -3 level. In the following, when the first voltage is indicated as L(+3) and the second voltage is indicated as L(-3), their design values are indicated as D(+3) and D(-3), respectively. Here, theoretical values are used as design values.

検出部７４は、Ｌ（＋３）、Ｌ（－３）、Ｄ（＋３）、Ｄ（－３）から、次のように増幅部７０の増幅率を導出する。
増幅率＝Ｇｄｅｓｉｇｎ×｛Ｄ（＋３）－Ｄ（－３）｝／｛Ｌ（＋３）－Ｌ（－３）｝
導出された増幅率は増幅部７０に設定される。
なお、プロトコルによりＦＳＫの周波数偏移が異なるので、複数のプロトコルに対応する場合は、各プロトコルに対して前述の処理が実行される。 The detector 74 derives the amplification factor of the amplifier 70 from L(+3), L(-3), D(+3), and D(-3) as follows.
Amplification = G design × {D(+3)-D(-3)}/{L(+3)-L(-3)}
The derived amplification factor is set in the amplification section 70 .
Note that since the FSK frequency shift differs depending on the protocol, the above-described processing is executed for each protocol when a plurality of protocols are supported.

（５）受信モード
増幅部７０は、検出部７４において検出した増幅率によって、ＡＤ部７２からのデジタルベースバンド波形データの信号を増幅する。ＡＦＣ部８０は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データから、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）を取得する。デジタル変調では、図４のように、通常、無変調や、決まったパターンのプリアンブル信号が、同期のために最初に送信される。無変調の場合は、無変調信号が送信される期間に測定した値を全て平均化することで、中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）が容易に取得される。「１０１０１０１０」のパターンの場合でも、その期間のなかで１あるいは０のどちらかのタイミングのサンプリング値を平均化することで、データが１の場合の周波数に相当する電圧が取得される。また、データが１の場合と０の場合とを同じ数だけ測定して、測定結果を平均化することによって、中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）が取得される。 (5) Reception Mode The amplification section 70 amplifies the signal of the digital baseband waveform data from the AD section 72 by the amplification factor detected by the detection section 74 . The AFC section 80 acquires an average voltage (DVavg) corresponding to the center frequency of the demodulated signal from the digital baseband waveform data amplified by the amplification section 70 . In digital modulation, as shown in FIG. 4, a non-modulated preamble signal or a preamble signal with a fixed pattern is usually transmitted first for synchronization. In the case of non-modulation, the average voltage (DVavg) corresponding to the center frequency can be easily obtained by averaging all the values measured during the period in which the non-modulation signal is transmitted. Even in the case of the "10101010" pattern, the voltage corresponding to the frequency when the data is 1 is obtained by averaging the sampling values at the timing of either 1 or 0 in that period. Also, by measuring the same number of times when the data is 1 and when the data is 0 and averaging the measurement results, an average voltage (DVavg) corresponding to the center frequency is obtained.

ここでは、このＡＦＣ機能をアナログ無線機に応用した場合の例を説明する。アナログ無線機の場合も、ＡＦＣ部８０は、増幅部７０において増幅されたデジタルベースバンド波形データを移動平均することで、復調信号の中心周波数に相当する平均電圧（ＤＶａｖｇ）を取得する。移動平均の時間を説明するために、ここでは図５（ａ）－（ｂ）を使用する。図５（ａ）－（ｂ）は、ＡＦＣ部８０における別の移動平均処理を示す。図５（ａ）は、増幅部７０において増幅されたベースバンド波形データの時間変化を示す。移動平均区間２００は、ベースバンド波形データである音声信号を十分に平滑化するために１秒以上に設定される。図５（ｂ）は、ＣＴＣＳＳ等のトーンスケルチを使用する場合を示す。ＣＴＣＳＳ等のトーンスケルチを使用する場合、復調した信号の周波数や波形が予め分かっているので、そのトーンが受信されている際にその周波数の２倍以上でサンプリングし、移動平均区間２００で示される整数周期分のデータが平均化される。アナログ無線機の場合、デジタル無線機に比べ平均時間を長くする必要があるが、ＡＦＣによって、受信性能を向上させることができる。図１に戻る。 Here, an example of applying this AFC function to an analog wireless device will be described. Also in the case of an analog radio, the AFC unit 80 obtains an average voltage (DVavg) corresponding to the center frequency of the demodulated signal by performing a moving average on the digital baseband waveform data amplified by the amplifier unit 70 . 5(a)-(b) are used here to explain the moving average time. 5(a) and 5(b) show another moving average process in the AFC section 80. FIG. FIG. 5(a) shows the temporal change of the baseband waveform data amplified by the amplifier 70. FIG. The moving average interval 200 is set to 1 second or more in order to sufficiently smooth the voice signal, which is baseband waveform data. FIG. 5(b) shows the case of using tone squelch such as CTCSS. When tone squelch such as CTCSS is used, the frequency and waveform of the demodulated signal are known in advance. The data for the period is averaged. In the case of an analog radio, it is necessary to make the averaging time longer than that of a digital radio, but the AFC can improve the reception performance. Return to FIG.

ＡＦＣ部８０は、平均電圧（ＤＶａｖｇ）から第０電圧Ｏｆｆｓｅｔ０を減算することによって、周波数オフセットに起因する電圧を取得する。これは、ずれ量を検出することに相当する。また、ＡＦＣ部８０は、周波数オフセットに起因する電圧を、単位周波数当たりの復調出力の電圧変化量Δｆｃｏｅｆｆで除算することによって、周波数オフセットｆＴＸｏｆｆｓｅｔを次のように計算する。
ｆＴＸｏｆｆｓｅｔ＝（ＤＶａｖｇ－Ｏｆｆｓｅｔ０）÷Δｆｃｏｅｆｆ
つまり、ＡＦＣ部８０は、ＰＬＬ復調部３４からの信号の電圧と、検出部７４において検出した第０電圧と電圧変化とをもとに周波数オフセットを検出する。さらに、ＡＦＣ部８０は、検出した周波数オフセットを信号発生器１４に補正させる。 The AFC unit 80 obtains the voltage caused by the frequency offset by subtracting the 0th voltage Offset0 from the average voltage (DVavg). This corresponds to detecting the amount of deviation. Further, the AFC unit 80 divides the voltage caused by the frequency offset by the voltage change amount Δf coeff of the demodulated output per unit frequency to calculate the frequency offset f TXoffset as follows.
f TXoffset = (DVavg-Offset0)/Δf coeff
That is, the AFC unit 80 detects the frequency offset based on the voltage of the signal from the PLL demodulator 34 and the 0th voltage and voltage change detected by the detector 74 . Furthermore, the AFC section 80 causes the signal generator 14 to correct the detected frequency offset.

ＡＦＣ部８０において検出された周波数オフセットは、ＤＡ部８２で電圧に変換され、ローカル発振信号を発生させる信号発生器１４の基準信号発生部５０の周波数が調整される。具体的には、受信時に信号発生器１４に設定したローカル発振信号の周波数に代わって、ローカル発振信号の周波数から周波数オフセットを差し引いた周波数が基準信号発生部５０に再設定される。これによって、送信側との周波数オフセットや、無線装置１００の移動に伴うドップラー効果による周波数オフセットが補正される。また、周波数オフセットの小さいＩＦ信号がＩＦフィルタ３２を介してＰＬＬ復調部３４に入力されて復調される。そのため、波形のゆがみや隣接妨害に対する耐性のアンバランスが補正される。その結果、受信性能が向上する。 The frequency offset detected by the AFC section 80 is converted into a voltage by the DA section 82, and the frequency of the reference signal generating section 50 of the signal generator 14 that generates the local oscillation signal is adjusted. Specifically, instead of the frequency of the local oscillation signal set in the signal generator 14 at the time of reception, the frequency obtained by subtracting the frequency offset from the frequency of the local oscillation signal is reset in the reference signal generator 50 . As a result, the frequency offset with respect to the transmitting side and the frequency offset due to the Doppler effect accompanying movement of the wireless device 100 are corrected. Also, an IF signal with a small frequency offset is input to the PLL demodulator 34 via the IF filter 32 and demodulated. Therefore, waveform distortion and imbalance in resistance to adjacent interference are corrected. As a result, reception performance is improved.

なお、信号発生器１４に周波数設定として補正する場合には、信号発生器１４に設定している受信ローカル周波数ｆＬＯに対して周波数オフセットが補正されるので、信号発生器１４にｆＬＯ－ｆＴＸｏｆｆｓｅｔを再設定することによって、周波数が補正される。また、基準信号発生部５０の周波数を変えることによって補正する場合には、予め基準信号発生部５０の周波数コントロール電圧とその周波数変化量が予め認識される。これにより、ｆＴＸｏｆｆｓｅｔを信号発生器１４にｆＬＯを設定する際の分周比で割った周波数だけ基準信号発生部５０のコントロール電圧をオフセットすることによって、信号発生器１４の出力周波数をｆＴＸｏｆｆｓｅｔだけずらすように周波数が補正される。 When the signal generator 14 is corrected as a frequency setting, the frequency offset is corrected with respect to the reception local frequency f LO set in the signal generator 14, so that the signal generator 14 outputs f LO -f The frequency is corrected by resetting the TXoffset . Further, when the correction is performed by changing the frequency of the reference signal generator 50, the frequency control voltage of the reference signal generator 50 and its frequency change amount are recognized in advance. Thus, by offsetting the control voltage of the reference signal generator 50 by the frequency obtained by dividing f TXoffset by the division ratio when setting f LO in the signal generator 14, the output frequency of the signal generator 14 is set to f TXoffset The frequency is corrected so that it is shifted by

ＦＳＫ復調部７６は、検出部７４において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行する。なお、Δｆｃｏｅｆｆが使用されてもよい。 The FSK demodulator 76 uses the 0th voltage detected by the detector 74 to perform FSK demodulation. Note that Δf coeff may also be used.

この構成は、ハードウエア的には、任意のコンピュータのＣＰＵ、メモリ、その他のＬＳＩで実現でき、ソフトウエア的にはメモリにロードされたプログラムなどによって実現されるが、ここではそれらの連携によって実現される機能ブロックを描いている。したがって、これらの機能ブロックがハードウエアのみ、ソフトウエアのみ、またはそれらの組合せによっていろいろな形で実現できることは、当業者には理解されるところである。 This configuration can be implemented in terms of hardware by the CPU, memory, and other LSIs of any computer, and in terms of software, it is implemented by programs loaded in the memory. It depicts the function blocks to be used. Therefore, those skilled in the art will understand that these functional blocks can be realized in various forms by hardware only, software only, or a combination thereof.

以上の構成による無線装置１００の動作を説明する。図６は、無線装置１００による受信手順を示すフローチャートである。検出部７４は、第０電圧、第１電圧、第２電圧を測定する（Ｓ１０）。検出部７４は、増幅率を算出し（Ｓ１２）、電圧変化を算出する（Ｓ１４）。増幅部７０には増幅率が設定される（Ｓ１６）。ＡＦＣ部８０は、移動平均化した電圧を導出し（Ｓ１８）、周波数オフセットを検出する（Ｓ２０）。ＡＦＣ部８０は、周波数オフセットを補正し（Ｓ２２）、ステップ１８に戻る。 The operation of the wireless device 100 configured as above will be described. FIG. 6 is a flow chart showing a reception procedure by radio apparatus 100. As shown in FIG. The detector 74 measures the 0th voltage, the first voltage, and the second voltage (S10). The detection unit 74 calculates the amplification factor (S12) and calculates the voltage change (S14). An amplification factor is set in the amplification unit 70 (S16). The AFC unit 80 derives the moving averaged voltage (S18) and detects the frequency offset (S20). The AFC unit 80 corrects the frequency offset (S22) and returns to step 18.

本実施例によれば、準備モードにおいて、信号発生器は中間周波数の信号を出力し、受信モードにおいて、信号発生器はローカル発振信号を出力するので、１つの信号発生器によって、キャリブレーションと受信とを実行できる。また、準備モードにおいて、ＰＬＬ復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用して周波数オフセットを検出するので、周波数オフセットの検出精度を向上できる。また、準備モードにおいて、ＰＬＬ復調部からの信号に対してずれ量を検出し、受信モードにおいて、検出したずれ量を使用してＦＳＫ復調を実行するので、復調精度を向上できる。また、１つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、周波数オフセットを補正するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。また、第１周波数（ｆ１）の信号と、第２周波数（ｆ２）の信号とを出力してこれらに対する電圧をもとに、単位周波数あたりの電圧変化を検出するので、処理を簡易にできる。 According to this embodiment, in the preparation mode, the signal generator outputs an intermediate frequency signal, and in the reception mode, the signal generator outputs a local oscillation signal, so that calibration and reception can be performed by one signal generator. and Further, in the preparation mode, the amount of deviation is detected for the signal from the PLL demodulator, and in the reception mode, the detected deviation amount is used to detect the frequency offset, so that the detection accuracy of the frequency offset can be improved. Further, in the preparation mode, the amount of deviation is detected for the signal from the PLL demodulator, and in the reception mode, the detected deviation amount is used to perform FSK demodulation, so that the demodulation accuracy can be improved. Further, since the frequency offset is corrected while executing calibration and reception by one signal generator, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing. Moreover, since the signal of the first frequency (f1) and the signal of the second frequency (f2) are output and the voltage change per unit frequency is detected based on the voltages corresponding to these signals, the processing can be simplified.

また、高価なＡＤコンバータ、ＤＳＰ、専用ＩＣを使用することなく、ＰＬＬ復調部によって、４値ＦＳＫ変復調を用いた受信装置を実現できる。また、ＰＬＬ復調部と同等の単純な回路構成で受信装置を実現できる。また、多値ＦＳＫ復調信号の復調レベルを補正するので、周囲温度やＩＣのばらつきを補正できる。また、正確にデータ判定を行うので、低誤り率、つまり高感度な受信装置を実現できる。また、検出した周波数オフセットを補正するので、高感度なデジタル無線システムを構成できる。また、第０周波数から第２周波数の信号は、信号発生器で発生させ、ミキサの漏れを利用してＰＬＬ復調部に入力するので、受信系とはアイソレーションを高くできる。また、受信系とはアイソレーションが高くなるので、第０周波数から第２周波数の信号がアンテナから不要に放射されることを防止できる。また、工場出荷時の調整と異なり、温度変化が大きいときや電源投入時に実施するので、周囲温度の変化や、経年変化にも追従できる。また、信号発生器と、ソフトウエアで実現できるので、製造コストの上昇を抑制できる。 Also, a receiving apparatus using 4-value FSK modulation/demodulation can be realized by the PLL demodulator without using expensive AD converters, DSPs, and dedicated ICs. Also, the receiver can be realized with a simple circuit configuration equivalent to that of the PLL demodulator. Further, since the demodulation level of the multilevel FSK demodulated signal is corrected, variations in ambient temperature and IC can be corrected. In addition, since data determination is performed accurately, a receiver with a low error rate, that is, a highly sensitive receiver can be realized. Also, since the detected frequency offset is corrected, a highly sensitive digital radio system can be configured. Further, since the signal of the 0th frequency to the second frequency is generated by the signal generator and input to the PLL demodulator using the leakage of the mixer, the isolation from the receiving system can be increased. Also, since the isolation from the receiving system is high, it is possible to prevent signals of the 0th frequency to the second frequency from being unnecessarily radiated from the antenna. In addition, unlike the adjustment at the time of shipment from the factory, it is performed when there is a large temperature change or when the power is turned on, so it can follow changes in the ambient temperature and changes over time. Moreover, since it can be realized by a signal generator and software, it is possible to suppress an increase in manufacturing cost.

また、準備モードにおいて、増幅率を検出し、受信モードにおいて、検出した増幅率を使用してＦＳＫ復調を実行するので、受信精度を向上できる。また、１つの信号発生器によってキャリブレーションと受信とを実行しながら、増幅率を検出するので、処理の複雑化を抑制しながら、受信特性を向上できる。第１周波数（ｆ１）は、ミキサから出力される信号のうちの最も高い周波数であり、第２周波数（ｆ２）は、ミキサから出力される信号のうちの最も低い周波数であるので、受信される信号に適した増幅率を設定できる。また、ＰＬＬ復調部を用いていても、起動毎に増幅率が調節されるので、高価なＤＳＰや専用ＩＣを使うことなく多値ＦＳＫ復調を正確に実行できる。また、起動毎に増幅率が調節されるので、生産ラインでの調整工数を削減できる。また、準備モードでは信号発生器で中間周波数信号を発生させて、それをミキサの入出力間のもれを利用してＰＬＬ復調部３４に入力させてずれ量を測定するので、ＰＡのフィルタ特性で中間周波数信号がアンテナから漏れ出て、他の無線装置に妨害を与えることを防止できる。 Further, since the amplification factor is detected in the preparation mode and the FSK demodulation is performed using the detected amplification factor in the reception mode, reception accuracy can be improved. Further, since the amplification factor is detected while executing calibration and reception by one signal generator, reception characteristics can be improved while suppressing complication of processing. The first frequency (f1) is the highest frequency of the signal output from the mixer and the second frequency (f2) is the lowest frequency of the signal output from the mixer so that the received Amplification suitable for the signal can be set. Moreover, even if a PLL demodulator is used, the amplification factor is adjusted at each startup, so multilevel FSK demodulation can be accurately performed without using an expensive DSP or dedicated IC. In addition, since the amplification factor is adjusted at each start-up, it is possible to reduce the adjustment man-hours on the production line. In addition, in the preparation mode, the signal generator generates an intermediate frequency signal, which is input to the PLL demodulator 34 using the leakage between the input and output of the mixer, and the amount of deviation is measured. can prevent intermediate frequency signals from leaking out of the antenna and interfering with other radio equipment.

以上、本発明を実施例をもとに説明した。この実施例は例示であり、それらの各構成要素や各処理プロセスの組合せにいろいろな変形例が可能なこと、またそうした変形例も本発明の範囲にあることは当業者に理解されるところである。 The present invention has been described above based on the examples. It should be understood by those skilled in the art that this embodiment is merely an example, and that various modifications can be made to combinations of each component and each treatment process, and such modifications are within the scope of the present invention. .

実施例における無線装置１００は、増幅部７０において可変の増幅率を設定したり、ＡＦＣ部８０において周波数オフセットを補正したりしている。しかしながらこれに限らず例えば、いずれか一方の機能が省略されてもよい。本変形例によれば、無線装置１００の構成を簡易にできる。 In the radio apparatus 100 according to the embodiment, the amplifier section 70 sets a variable gain and the AFC section 80 corrects the frequency offset. However, not limited to this, for example, one of the functions may be omitted. According to this modification, the configuration of the wireless device 100 can be simplified.

本実施例において、（３）ＡＦＣのための準備モード、（４）増幅率の設定についての準備モードの順に処理が実行される。しかしながらこれに限らず例えば、（４）増幅率の設定についての準備モード、（３）ＡＦＣのための準備モードの順に処理が実行されてもよい。あるいは、（４）増幅率の設定についての準備モード、（３）ＡＦＣのための準備モードとが並列に実行されてもよい。本変形例によれば、処理の自由度を向上できる。 In this embodiment, processing is executed in the order of (3) AFC preparation mode and (4) preparation mode for gain setting. However, the process is not limited to this, and for example, the processes may be executed in order of (4) preparation mode for setting gain and (3) preparation mode for AFC. Alternatively, (4) a preparation mode for gain setting and (3) a preparation mode for AFC may be executed in parallel. According to this modification, the degree of freedom of processing can be improved.

本実施例において、ローカル発振信号の周波数を補正するために、基準信号発生部５０の周波数が可変に構成されている。しかしながらこれに限らず例えば、信号発生器１４が小数点分周方式のように十分な分解能で周波数を設定可能に構成されてもよい。このようにすれば、信号発生器１４の周波数を制御するのではなく、信号発生器１４の分周部５８の分周比を設定することでも周波数を補正可能である。本変形例によれば、周波数がデジタル的に補正され、基準発振器４の周波数が固定になり、かつＤＡ部８２も不要となるので、回路構成を簡略化できる。また、無線装置１００を低価格化できる。 In this embodiment, the frequency of the reference signal generator 50 is variable in order to correct the frequency of the local oscillation signal. However, the present invention is not limited to this, and for example, the signal generator 14 may be configured such that the frequency can be set with sufficient resolution, such as a decimal point division method. In this way, the frequency can be corrected not by controlling the frequency of the signal generator 14 but by setting the frequency dividing ratio of the frequency divider 58 of the signal generator 14 . According to this modification, the frequency is digitally corrected, the frequency of the reference oscillator 4 is fixed, and the DA section 82 is not required, so that the circuit configuration can be simplified. Also, the cost of the wireless device 100 can be reduced.

本実施例において、検出部７４は、準備モードにおいて復調レベルを調節する。しかしながらこれに限らず例えば、周波数オフセットが小さい場合、ローカル発振信号の周波数を補正せず、検出部７４は、受信中に測定した送信側の周波数誤差に相当するＤＣオフセットを反映させながら復調レベルを調節してもよい。本変形によれば、ローカル発振信号の周波数の補正処理が不要になるので、処理を簡易化できる。 In this embodiment, the detector 74 adjusts the demodulation level in the preparation mode. However, not limited to this, for example, when the frequency offset is small, the frequency of the local oscillation signal is not corrected, and the detection unit 74 adjusts the demodulation level while reflecting the DC offset corresponding to the frequency error on the transmission side measured during reception. may be adjusted. This modification eliminates the need for correcting the frequency of the local oscillation signal, thereby simplifying the process.

本実施例において、信号発生器１４のＶＣＯ５６内に周波数を電圧で制御する可変容量ダイオード以外が使用されている。しかしながらこれに限らず例えば、変調用の可変容量ダイオードを別に有して、その素子に変調信号を入力することで変調してもよい。また、信号発生器１４が、小数点分周方式でデルタシグマ変調回路を有していた場合に、そのデルタシグマ変調器に変調信号の周波数偏移のデータを逐次入力することで変調してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。 In the present embodiment, in the VCO 56 of the signal generator 14, other than a voltage-controlled varactor diode is used. However, the present invention is not limited to this, and for example, modulation may be performed by separately providing a variable capacitance diode for modulation and inputting a modulation signal to the element. Further, when the signal generator 14 has a delta-sigma modulation circuit with a fractional frequency division method, modulation may be performed by sequentially inputting frequency shift data of the modulation signal to the delta-sigma modulator. . According to this modified example, the degree of freedom in configuration can be improved.

本実施例において、送信用と受信用の信号発生器１４を１つで共用したが、送信用と受信用とにおいて別の信号発生器１４を使用してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。 In this embodiment, one signal generator 14 is shared for transmission and reception, but separate signal generators 14 may be used for transmission and reception. According to this modified example, the degree of freedom in configuration can be improved.

本実施例において、検出部７４は、+３レベル相当の周波数の第１電圧と、－３レベル相当の周波数の第２電圧を測定している。しかしながらこれに限らず例えば、検出部７４は、片方のみ計測して計算で２倍してもよいし、プロトコル毎のＦＳＫ偏移の違いについても計算にて求めてもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。 In this embodiment, the detector 74 measures a first voltage with a frequency corresponding to +3 level and a second voltage with a frequency corresponding to -3 level. However, the present invention is not limited to this. For example, the detection unit 74 may measure only one side and multiply it by calculation, or may calculate the difference in FSK shift for each protocol. According to this modified example, the degree of freedom in configuration can be improved.

本実施例において、検出部７４は、増幅率を検出する際に設計値して理論値を使用している。しかしながらこれに限らず例えば、設計段階での受信エラーレート特性等から得られる最良の振幅とするように「理論値×係数」となるように設定してもよい。本変形例によれば、構成の自由度を向上できる。 In this embodiment, the detector 74 uses a theoretical value as a design value when detecting the amplification factor. However, it is not limited to this, and for example, it may be set so as to be "theoretical value×coefficient" so as to obtain the best amplitude obtained from the reception error rate characteristics or the like at the design stage. According to this modified example, the degree of freedom in configuration can be improved.

本実施例において、準備モードは、起動時に実行されている。しかしながらこれに限らず例えば、温度計測が可能な無線装置１００であれば、温度変化をトリガとして再調整を実行してもよく、電源電圧を監視している無線装置１００であれば電源変動をトリガとして再調整を実行させてもよい。本変形例によれば、ＰＬＬ復調部の変動に追従できる。 In this example, the preparation mode is running at start-up. However, the present invention is not limited to this. For example, if the wireless device 100 is capable of temperature measurement, temperature change may be used as a trigger to perform readjustment. You may perform readjustment as . According to this modification, fluctuations in the PLL demodulator can be followed.

１０ マイク、 １２ 音声処理部、 １４ 信号発生器、 １６ 送受切替部、 １８ ＰＡ、 ２０ 送信フィルタ、 ２２ アンテナ切替部、 ２４ アンテナ、 ２６ 受信フィルタ、 ２８ ＬＮＡ、 ３０ ミキサ、 ３２ ＩＦフィルタ、 ３４ ＰＬＬ復調部、 ３６ 受信処理部、 ３８ スピーカ、 ４０ ＡＤ部、 ４２ 生成部、 ４４ ＤＡ部、 ５０ 基準信号発生部、 ５２ 比較部、 ５４ ループフィルタ、 ５６ ＶＣＯ、 ５８ 分周部、 ６０ 増幅部、 ６２ 比較部、 ６４ ＬＰＦ、 ６６ ＶＣＯ、 ７０ 増幅部、 ７２ ＡＤ部、 ７４ 検出部、 ７６ ＦＳＫ復調部、 ７８ ＤＡ部、 ８０ ＡＦＣ部、 ８２ ＤＡ部、 １００ 無線装置。 10 microphone 12 audio processor 14 signal generator 16 transmission/reception switching unit 18 PA 20 transmission filter 22 antenna switching unit 24 antenna 26 reception filter 28 LNA 30 mixer 32 IF filter 34 PLL demodulation section 36 reception processing section 38 speaker 40 AD section 42 generation section 44 DA section 50 reference signal generation section 52 comparison section 54 loop filter 56 VCO 58 frequency division section 60 amplification section 62 comparison Section 64 LPF 66 VCO 70 Amplification Section 72 AD Section 74 Detection Section 76 FSK Demodulation Section 78 DA Section 80 AFC Section 82 DA Section 100 Wireless Device.

Claims (3)

（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置であって、
信号発生器と、
前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、
前記ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、
前記ＰＬＬ復調部からの信号を増幅する増幅部と、
前記増幅部の増幅率を検出する検出部と、
前記増幅部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部とを備え、
（１）準備モードにおいて、
前記信号発生器は、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第０周波数（ｆ０）の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力し、
前記ミキサは、前記信号発生器からの第０周波数（ｆ０）の信号と、前記第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、前記第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力し、
前記検出部は、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧を検出するとともに、前記第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と、前記第１電圧および前記第２電圧に対して前記プロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を導出し、
（２）受信モードにおいて、
前記信号発生器は、ローカル発振信号を出力し、
前記ミキサは、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力し、
前記増幅部は、前記検出部において検出した増幅率によって、前記ＰＬＬ復調部からの信号を増幅し、
前記ＦＳＫ復調部は、前記検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行することを特徴とする受信装置。 A receiving device having (1) a ready mode and (2) a receiving mode,
a signal generator;
a mixer connected to the signal generator and the antenna and outputting an intermediate frequency signal;
a PLL demodulator that performs PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer;
an amplifier that amplifies the signal from the PLL demodulator;
a detection unit that detects the amplification factor of the amplification unit;
An FSK demodulator that performs FSK demodulation on the signal from the amplifier,
(1) In preparation mode,
The signal generator generates a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band, and a first frequency that is the maximum frequency in the frequency deviation determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. outputting a signal of (f1>f0) and a signal of a second frequency (f2<f0) that is the minimum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device;
The mixer outputs a signal of the 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of the first frequency (f1>f0), and a signal of the second frequency (f2<f0),
The detection unit detects a 0th voltage at a 0th frequency (f0), a first voltage at the first frequency (f1), a second voltage at a second frequency (f2), Deriving an amplification factor based on theoretical values determined based on the protocol for the first voltage and the second voltage,
(2) in receive mode,
The signal generator outputs a local oscillation signal,
The mixer outputs an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna,
The amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit with the amplification factor detected by the detection unit,
The receiving apparatus, wherein the FSK demodulator uses the 0th voltage detected by the detector to perform FSK demodulation. （１）準備モードにおいて、
前記信号発生器から出力される信号の第１周波数（ｆ１）は、４値ＦＳＫ変調におけるシンボル値が＋３を示す復調レベルとなる周波数であり、
前記信号発生器から出力される信号の第２周波数（ｆ２）は、４値ＦＳＫ変調におけるシンボル値が－３を示す復調レベルとなる周波数であることを特徴とする請求項１に記載の受信装置。 (1) In preparation mode,
The first frequency (f1) of the signal output from the signal generator is a frequency at which the symbol value in 4-level FSK modulation is a demodulation level indicating +3,
2. The receiving apparatus according to claim 1, wherein the second frequency (f2) of the signal output from the signal generator is a frequency at which a symbol value in 4-level FSK modulation is a demodulation level indicating -3. . 信号発生器と、前記信号発生器とアンテナに接続され、中間周波数の信号を出力するミキサと、前記ミキサからの中間周波数の信号に対してＰＬＬ復調を実行するＰＬＬ復調部と、前記ＰＬＬ復調部からの信号を増幅する増幅部と、前記増幅部の増幅率を検出する検出部と、前記増幅部からの信号に対してＦＳＫ復調を実行するＦＳＫ復調部とを備え、（１）準備モードと（２）受信モードとを有する受信装置における受信方法であって、
（１）準備モードにおいて、
前記信号発生器が、中間周波数の帯域において中心周波数にあたる第０周波数（ｆ０）の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最大となる周波数の第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、前記受信装置が受信する信号のプロトコルに基づいて定まる周波数偏移で最小となる周波数の第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力するステップと、
前記ミキサが、前記信号発生器からの第０周波数（ｆ０）の信号と、前記第１周波数（ｆ１＞ｆ０）の信号と、前記第２周波数（ｆ２＜ｆ０）の信号とを出力するステップと、
前記検出部が、第０周波数（ｆ０）の場合の第０電圧を検出するとともに、第１周波数（ｆ１）の場合の第１電圧と、第２周波数（ｆ２）の場合の第２電圧と、前記第１電圧および前記第２電圧に対して前記プロトコルに基づいて定まる理論値をもとに、増幅率を算出するステップと、
（２）受信モードにおいて、
前記信号発生器が、ローカル発振信号を出力するステップと、
前記ミキサが、前記信号発生器からのローカル発振信号と、前記アンテナから無線周波数の信号とをもとに、中間周波数の信号を出力するステップと、
前記増幅部が、前記検出部において検出した増幅率によって、前記ＰＬＬ復調部からの信号を増幅するステップと、
前記ＦＳＫ復調部が、前記検出部において検出した第０電圧を使用して、ＦＳＫ復調を実行するステップと、
を備えることを特徴とする受信方法。 a signal generator, a mixer connected to the signal generator and an antenna and outputting an intermediate frequency signal, a PLL demodulator for performing PLL demodulation on the intermediate frequency signal from the mixer, and the PLL demodulator. (1) preparation mode and (2) A receiving method in a receiving device having a receiving mode,
(1) In preparation mode,
The signal generator generates a signal of the 0th frequency (f0) corresponding to the center frequency in the intermediate frequency band, and the first frequency of the maximum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device. a step of outputting a signal of (f1>f0) and a signal of a second frequency (f2<f0) that is the minimum frequency in the frequency shift determined based on the protocol of the signal received by the receiving device;
the mixer outputting a signal of the 0th frequency (f0) from the signal generator, a signal of the first frequency (f1>f0) and a signal of the second frequency (f2<f0); ,
The detection unit detects a 0th voltage at a 0th frequency (f0), a first voltage at a first frequency (f1), a second voltage at a second frequency (f2), calculating an amplification factor based on theoretical values determined based on the protocol for the first voltage and the second voltage;
(2) in receive mode,
the signal generator outputting a local oscillation signal;
the mixer outputting an intermediate frequency signal based on the local oscillation signal from the signal generator and the radio frequency signal from the antenna;
a step in which the amplification unit amplifies the signal from the PLL demodulation unit by the amplification factor detected by the detection unit;
the FSK demodulator performing FSK demodulation using the 0th voltage detected by the detector;
A reception method characterized by comprising:
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