JP7135624B2

JP7135624B2 - 周波数逓倍器

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Publication number: JP7135624B2
Application number: JP2018170455A
Authority: JP
Inventors: 修姉川
Original assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Current assignee: Sumitomo Electric Industries Ltd
Priority date: 2018-09-12
Filing date: 2018-09-12
Publication date: 2022-09-13
Anticipated expiration: 2038-09-12
Also published as: JP2020043506A

Description

本発明は、入力信号の高調波を出力する周波数逓倍器に関するものである。

従来から、マイクロ波等の入力信号の周波数の逓倍の周波数を有する高調波を出力する周波数逓倍器が用いられている。例えば、下記特許文献１に記載の周波数逓倍器では、入力されるマイクロ波信号を、位相器によって互いに逆相の信号に分配し、分配された信号を基にＦＥＴ（Field Effect Transistor）等のトランジスタによって基本周波数成分と高調波成分とを含む信号を生成し、それらの信号を合成する。これにより、基本周波数の奇数倍の高調波を抑圧することができる。一方、トランジスタで生成される二次高調波（基本周波数の偶数倍の高調波）は、２ｎ×１８０度（ｎは自然数）の位相差で合成されるために、減衰することなく出力される。

特開平３－１５８００８号公報

上記の従来の周波数逓倍器においては、フィルタ、整合回路等を用いて、基本周波数の偶数倍の高調波のうちから、必要な高調波を抜き出すことにより、所望の高調波（例えば、２倍波）を取り出すことができる。しかしながら、整合回路を用いる構成においては、各素子のばらつきが要因で位相器の振幅ずれあるいは位相ずれが生じる結果、不要な高調波の抑圧には限界がある。また、フィルタを用いる構成においては、広帯域の周波数逓倍器の場合に、必要な高調波の周波数と不要な高調波の周波数とが重なることもあり、不要な高調波を十分に抑圧することが困難であった。

そこで、本発明は、かかる課題に鑑みてなされたものであり、不要な高調波を十分に抑圧できる周波数逓倍器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の一側面に係る周波数逓倍器は、入力信号を互いに逆相の一対の平衡信号に変換する変換器と、一対の平衡信号によって駆動され、一対の平衡信号が増幅された増幅平衡信号を、共通の負荷に対して出力する一対のトランジスタと、共通の負荷に並列に接続された素子であって、増幅平衡信号の強度に従って抵抗値が減少する可変抵抗素子と、を備える。

本発明によれば、不要な高調波を十分に抑圧することができる。

実施形態に係る周波数逓倍器の概略構成を示すブロック図である。図１の周波数逓倍器において処理される信号の波形を示す図である。実施形態に係る周波数逓倍器の詳細構成を示す回路図である。図３の可変抵抗素子の電圧－電流特性を示すグラフである。本実施形態において入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数を２０ＧＨｚに固定した場合の入力電力と出力電力との関係を示すグラフである。本実施形態において入力電力を１２ｄＢｍに固定した場合の入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数と出力電力との関係を示すグラフである。変形例にかかる可変抵抗素子１４７の構成を示す回路図である。変形例において入力電力を１２ｄＢｍに固定した場合の入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数と出力電力との関係を示すグラフである。

本発明の一側面に係る周波数逓倍器は、本発明の一側面に係る周波数逓倍器は、入力信号を互いに逆相の一対の平衡信号に変換する変換器と、一対の平衡信号によって駆動され、一対の平衡信号が増幅された増幅平衡信号を、共通の負荷に対して出力する一対のトランジスタと、共通の負荷に並列に接続された素子であって、増幅平衡信号の強度に従って抵抗値が減少する可変抵抗素子と、を備える。

このような周波数逓倍器によれば、入力信号が変換器によって互いに逆相の一対の平衡信号に変換され、一対のトランジスタが一対の平衡信号によってそれぞれ駆動されることによって増幅平衡信号が生成され、それらの増幅平衡信号が共通の負荷に合成して出力される。その際、一対のトランジスタの出力には、負荷に並列に可変抵抗素子が接続されているので、増幅平衡信号に含まれる比較的レベルの低い高調波を十分に抑圧することができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。

上述した周波数逓倍器においては、可変抵抗素子は、出力とグラウンドとの間に互いに並列に逆極性で接続された一対のダイオード素子を含む、ことが好適である。このような構成によれば、一対のダイオード素子を比較的レベルの低い高調波に関して抵抗値が減少する可変抵抗素子として機能させることができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。

また、可変抵抗素子は、出力とグラウンドとの間に接続された２つのトランジスタを含み、該２つのトランジスタは、増幅平衡信号が分岐された後に互いに逆相の信号に変換されることによって生成された一対の信号によってそれぞれ駆動される、ことも好適である。こうすれば、２つのトランジスタを比較的レベルの低い高調波に関して抵抗値が減少する可変抵抗素子として機能させることができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。

さらに、一対のトランジスタは、Ｂ級動作あるいはＡＢ級動作を行う、ことも好適である。かかる構成を備えれば、平衡信号を基に入力信号の周波数の偶数倍の高調波を効率よく生成することができる。その結果、所望の高調波を効率よく生成することができる。

またさらに、変換器は、マーチャントバランである、ことも好適である。このような構成によれば、互いに逆位相の一対の平衡信号を簡易な回路で生成できる。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しながら説明する。なお、図面の説明において同一要素には同一符号を付し、重複する説明は省略する。
［周波数逓倍器の構成］

図１は、実施形態に係る周波数逓倍器の構成を示すブロック図である。図１に示すように、周波数逓倍器１は、１８０度分配器３、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂ、及び同相合成器７を含んで構成されている。周波数逓倍器１は、例えば、マイクロ波帯あるいはミリ波帯の無線通信装置で使用される。

１８０度分配器３は、１つの入力端子１１及び２つの出力端子１３Ａ，１３Ｂを有し、入力端子１１から入力された入力信号ＲＦ_ＩＮを分岐し、入力信号ＲＦ_ＩＮを互いの位相差がπ（１８０度）である逆相の一対の平衡信号に変換する。そして、１８０度分配器３は、一対の平衡信号を、それぞれ、出力端子１３Ａ，１３Ｂから出力する。この１８０度分配器３の２つの出力端子１３Ａ，１３Ｂは、それぞれ、非線形素子５Ａ，５Ｂの入力端子１５Ａ，１５Ｂに電気的に接続されている。

非線形素子５Ａは、ＦＥＴ等のトランジスタによって構成され、入力端子１５Ａと出力端子１７Ａを有する。この非線形素子５Ａは、一方の平衡信号を入力端子１５Ａに受けて、その平衡信号を非線形増幅して一方の増幅平衡信号を生成し、その増幅平衡信号を出力端子１７Ａから出力する。非線形素子５Ａが生成する一方の増幅平衡信号には、入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数成分とその周波数成分に対応した高調波成分も含まれる。

同様に、非線形素子５Ｂは、ＦＥＴ等のトランジスタによって構成され、入力端子１５Ｂと出力端子１７Ｂを有する。この非線形素子５Ｂは、他方の平衡信号を入力端子１５Ｂに受けて、その平衡信号を非線形増幅して他方の増幅平衡信号を生成し、その増幅平衡信号を出力端子１７Ｂから出力する。非線形素子５Ｂが生成する他方の増幅平衡信号には、入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数成分とその周波数成分に対応した高調波成分も含まれる。

同相合成器７は、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂから一対の増幅平衡信号の入力を受け、一対の増幅平衡信号を同相合成して出力信号ＲＦ_ＯＵＴを生成し、生成した出力信号ＲＦ_ＯＵＴを出力端子１９から出力する。この同相合成器７の出力端子１９は、出力信号ＲＦ_ＯＵＴを外部に出力するための端子２１が電気的に接続されている。

図２には、周波数逓倍器１において生成される信号の波形を示し、（ａ）部には１８０度分配器３によって生成される一対の平衡信号ＲＦ_ＢＡ，ＲＦ_ＢＢの波形を示し、（ｂ）部には非線形素子５Ａ，５Ｂによって生成される一対の増幅平衡信号ＲＦ_ＡＡ，ＲＦ_ＡＢの波形を示し、（ｃ）部には出力信号ＲＦ_ＯＵＴの波形を示す。

図２の（ａ）部及び（ｂ）部に示すように、一対の平衡信号ＲＦ_ＢＡ，ＲＦ_ＢＢのそれぞれが、Ｂ級動作を行う非線形素子５Ａ，５Ｂによって増幅されることにより、一対の増幅平衡信号ＲＦ_ＡＡ，ＲＦ_ＡＢが生成される。そして、図２の（ｃ）部に示すように、一対の増幅平衡信号ＲＦ_ＡＡ，ＲＦ_ＡＢが同相合成されることにより出力信号ＲＦ_ＯＵＴが生成される。その結果、出力信号ＲＦ_ＯＵＴにおいては、入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数（以下、基本周波数という。）の奇数倍の高調波成分が抑圧される。その一方で、一対の増幅平衡信号ＲＦ_ＡＡ，ＲＦ_ＡＢが同相合成された場合には基本周波数の偶数倍の高調波成分は２ｎ×１８０度（ｎは自然数）の位相差で合成されるために減衰することなく、同相合成器７に含まれる整合回路により、所望の周波数の高調波（例えば、２倍波）のみが抽出されて出力信号ＲＦ_ＯＵＴとして出力される（詳細は、後述する）。

図３を参照して、周波数逓倍器１の具体的な回路構成を説明する。図３は、実施形態に係る周波数逓倍器１の詳細構成を示す回路図である。

周波数逓倍器１を構成する１８０度分配器３は、具体的には、４つの伝送線路３１，３２，３３，３４によって構成されている。４つの伝送線路のうちの２つの伝送線路３１，３３、及び２つの伝送線路３２，３４は、それぞれ、基本周波数に対応する波長をλとした場合のλ／４の線路長を有する。また、伝送線路３１と伝送線路３２とは直列に接続されており、伝送線路３１の伝送線路３２に対して反対側の端部は入力端子１１に電気的に接続されており、伝送線路３２の伝送線路３１に対して反対側の端部は開放されている。また、伝送線路３３，３４の一端は共に接地されており、伝送線路３３，３４の他端は、それぞれ、整合回路３５Ａ，３５Ｂを介して端子１５Ａ，１５Ｂに電気的に接続されている。このような１８０度分配器３は、４つの伝送線路３１～３４によって構成されるマーチャントバランであり、互いに逆相（位相差がπ）で同振幅の一対の平衡信号（差動信号）を出力する。

非線形素子５Ａ，５Ｂは、サイズが同一（例えば、ゲート幅が８０μｍ）のＦＥＴによって構成されており、それぞれの制御端子（ゲート端子）が入力端子１５Ａ，１５Ｂを構成し、それぞれの一方の電流端子（ドレイン端子）が出力端子１７Ａ，１７Ｂを構成する。また、非線形素子５Ａ，５Ｂの他方の電流端子（ソース端子）はともに接地され、非線形素子５Ａ，５Ｂの制御端子には、それぞれ、所定の抵抗値（例えば、２ｋΩ）の抵抗素子３７Ａ，３７Ｂを介して所定電圧（例えば、－０．５Ｖ）の負バイアスが印加されている。これらの非線形素子５Ａ，５Ｂの出力端子１７Ａ，１７Ｂは、電気的に共通に出力端子１９が接続されている。

上記構成の非線形素子５Ａ，５Ｂは、それぞれの制御端子１５Ａ，１５Ｂに一対の平衡信号が入力されることにより駆動される。なお、非線形素子５Ａ，５ＢにＢ級動作をさせるために、抵抗素子３７Ａ，３７Ｂの抵抗値及びそれぞれの制御端子１５Ａ，１５Ｂに印加する負バイアスの値が予め設定されている。

同相合成器７は、伝送線路３９、出力バイアス回路４１、出力整合回路４３、増幅器４５、及び可変抵抗素子４７を含んで構成されている。伝送線路３９は、その一端が非線形素子５Ａ，５Ｂの出力端子１７Ａ，１７Ｂに電気的に接続され、非線形素子５Ａ，５Ｂから出力された一対の増幅平衡信号を同相合成して、出力整合回路４３、及び増幅器４５を経由して出力端子１９に出力する。

同相合成器７の出力バイアス回路４１は、伝送線路４１Ａ及び容量素子４１Ｂを有し、伝送線路４１Ａの一端が伝送線路３９の他端に接続され、伝送線路４１Ａの他端は、所定電圧（例えば、３Ｖ）の正バイアスが印加され、容量素子４１Ｂを介して接地されている。容量素子４１Ｂの容量値は、例えば２ｐＦに設定されている。この出力バイアス回路４１は、同相合成器７から出力される出力信号ＲＦ_ＯＵＴにバイアス電圧を設定する機能を有する。

また、同相合成器７の出力整合回路４３は、非線形素子５Ａ，５Ｂの出力端子１７Ａ，１７Ｂと、増幅器４５との間に設けられたインピーダンス整合用の回路である。この出力整合回路４３は、３本の伝送線路４３Ａ，４３Ｂ，４３Ｃと容量素子４３Ｄとから構成されている。３本の伝送線路４３Ａ，４３Ｂ，４３Ｃは、一端が互いに電気的に接続されており、伝送線路４３Ｂの他端は開放されており、伝送線路４３Ｃの他端は容量素子４３Ｄを介して増幅器４５の入力に電気的に接続され、伝送線路４３Ａの他端は伝送線路３９の他端に電気的に接続されている。容量素子４３Ｄは、非線形素子５Ａ，５Ｂと増幅器４５との間をＤＣ的に遮断する。容量素子４３Ｄの容量値は、例えば０．２ｐＦに設定されている。このような出力整合回路４３は、基本周波数の所定倍の高調波（例えば、２倍波）の周波数帯域において、非線形素子５Ａ，５Ｂの出力インピーダンスと増幅器４５の入力インピーダンスとのインピーダンス整合を行う。

また、同相合成器７の増幅器４５は、一対の増幅平衡信号が同相合成された信号を増幅する。この増幅器４５は、図示しない出力整合回路を内蔵し、所定の高調波（例えば、２倍波）の周波数帯域においてその出力インピーダンスが出力端子２１に接続される負荷のインピーダンス（例えば、５０Ωの特性インピーダンス）に整合された構成を有する。

同相合成器７の可変抵抗素子４７は、出力端子２１に接続された負荷に並列に、かつ、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂの出力１７Ａ，１７Ｂに、伝送線路３９、出力整合回路４３、及び増幅器４５を介して接続されている。可変抵抗素子４７は、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂから出力された一対の増幅平衡信号の強度が大きくなるに従って抵抗値が減少する素子である。具体的には、可変抵抗素子４７は、出力端子１９とグラウンドとの間で互いに並列に逆極性で接続された一対のダイオード素子４７Ａ，４７Ｂを含む。

このような構成の同相合成器７は、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂから出力された一対の増幅平衡信号を合成することによって出力信号ＲＦ_ＯＵＴを生成し、その出力信号ＲＦ_ＯＵＴを出力端子２１に接続された負荷に対して出力する。この際、増幅平衡信号の中の小振幅の成分に対しては、可変抵抗素子４７が高インピーダンスを示すことになるので、増幅素子４５から見込んだ負荷インピーダンスに影響を与えることなく、同相合成器７の出力整合回路は適正にマッチング動作を行うこととなる。一方で、増幅平衡信号のうちの大振幅の成分に対しては、可変抵抗素子４７が低インピーダンスを示すことになるので、増幅器４５から見込んだ負荷の実効インピーダンスに大きな影響を与えることとなり、同相合成器７の出力整合回路は適正にマッチング動作を行うことができなくなる。

図４は、可変抵抗素子４７の電圧－電流特性を示すグラフである。このように、可変抵抗素子４７は、印加電圧が低い絶縁領域Ｒ１においては、高インピーダンスの特性を示し大きな動作抵抗（等価抵抗）を有し、印加電圧が高いショート領域Ｒ２においては、低インピーダンスの特性を示し急激に動作抵抗が低下する性質を有する。

その結果、増幅平衡信号の中の大振幅の高調波成分は、増幅器４５の出力から負荷側を見込んだインピーダンス特性に不整合が生じ出力端子２１において大きく反射される。出力整合回路４３で整合される所定の高調波（例えば、２倍波）も反射されるが、本来的に振幅が大きいので、振幅は低下するものの出力信号ＲＦ_ＯＵＴに現れる。

図３に戻って、整合回路３５Ａは、非線形素子５Ａの入力端子１５Ａと、１８０度分配器３の出力端子１３Ａとの間に設けられたインピーダンス整合用の回路である。この整合回路３５Ａは、３本の伝送線路４９Ａ，４９Ｂ，４９Ｃと容量素子４９Ｄとから構成されている。３本の伝送線路４９Ａ，４９Ｂ，４９Ｃは、一端が互いに電気的に接続されており、伝送線路４９Ｂの他端は開放されており、伝送線路４９Ａの他端は容量素子４９Ｄを介して出力端子１３Ａに電気的に接続され、伝送線路４９Ｃの他端は端子１５Ａに電気的に接続されている。容量素子４９Ｄの容量値は、例えば０．３ｐＦに設定されている。このような整合回路３５Ａは、基本周波数の周波数帯域において、１８０度分配器３の出力インピーダンスと非線形素子５Ａの入力インピーダンスとのインピーダンス整合を行う。

整合回路３５Ｂは、整合回路３５Ａと同様の構成を有する。すなわち、整合回路３５Ｂは、非線形素子５Ｂの入力端子１５Ｂと、１８０度分配器３の出力端子１３Ｂとの間に設けられたインピーダンス整合用の回路である。この整合回路３５Ｂは、３本の伝送線路５１Ａ，５１Ｂ，５１Ｃと容量素子５１Ｄとから構成されている。このような整合回路３５Ｂは、基本周波数の周波数帯域において、１８０度分配器３の出力インピーダンスと非線形素子５Ｂの入力インピーダンスとのインピーダンス整合を行う。
［周波数逓倍器の作用効果］

以上説明した本実施形態の周波数逓倍器１によれば、入力信号ＲＦ_ＩＮが１８０度分配器３によって互いに逆相の一対の平衡信号に変換され、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂが一対の平衡信号によってそれぞれ駆動されることによって増幅平衡信号が生成され、それらの増幅平衡信号が共通の負荷に合成して出力される。その際、一対の非線形素子５Ａ，５Ｂの出力１７Ａ，１７Ｂには、負荷に並列に可変抵抗素子４７が接続されているので、増幅平衡信号に含まれる比較的レベルの低い高調波を十分に抑圧することができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。ここで、本実施形態では、帯域フィルタを用いないために、必要な所定の高調波と不要な高調波の帯域が重なっても不要な高調波の成分を抑圧することができる。

特に、互いに並列に逆極性で接続された一対のダイオード素子４７Ａ，４７Ｂを含む可変抵抗素子４７を用いることにより、一対のダイオード素子４７Ａ，４７Ｂを比較的レベルの低い高調波に関して抵抗値が減少する可変抵抗素子として機能させることができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。

さらに、一対の非線形素子５Ａ，５ＢがＢ級動作を行う。この構成によれば、平衡信号を基に入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数の偶数倍の高調波を効率よく生成することができる。その結果、所望の周波数の高調波（例えば、２倍波）を効率よく生成することができる。

また、１８０度分配器３がマーチャントバランによって構成されている。このような構成によれば、互いに逆位相の一対の平衡信号を簡易な回路で生成できる。

次に、本実施形態の挙動をシミュレーションした結果を示す。

図５には、入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数を２０ＧＨｚに固定した場合の入力電力と出力電力との関係を、本実施形態と比較例とで比較して示している。また、図６には、入力電力を１２ｄＢｍに固定した場合の入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数と出力電力との関係を、本実施形態と比較例とで比較して示している。比較例では、本実施形態の構成から可変抵抗素子４７を除いた構成を用いている。それぞれのシミュレーション結果においては、本実施形態の基本周波数成分、２倍波成分、３倍波成分、及び４倍波成分の挙動を、それぞれ、グラフＧ_Ａ１、Ｇ_Ａ２、Ｇ_Ａ３、Ｇ_Ａ４で示し、比較例の基本周波数成分、２倍波成分、３倍波成分、及び４倍波成分の挙動を、それぞれ、グラフＧ_Ｂ１、Ｇ_Ｂ２、Ｇ_Ｂ３、Ｇ_Ｂ４で示している。

これらのシミュレーション結果に示すように、本実施形態では、回路（両波整流回路）の特性上、所望の高調波である２倍波が強調されて出力される。その一方で、３倍波は本実施形態で増加しているが、両波整流回路を採用することによりその強度は相対的に小さく設定されている。本実施形態では、基本周波数成分である１倍波、４倍波はその強度が実質的に減少しており、その減少の度合いは入力強度が大きくなるに従って拡大している。２倍波は他の高調波に比較して２５ｄＢｃ程度の抑圧比が確保されている。このように、本実施形態では、出力整合回路等によって抑圧された不要な高調波が可変抵抗素子４７を用いてさらに抑圧されていることが分かる。

以上、好適な実施の形態において本発明の原理を図示し説明してきたが、本発明は、そのような原理から逸脱することなく配置および詳細において変更され得ることは、当業者によって認識される。本発明は、本実施の形態に開示された特定の構成に限定されるものではない。したがって、特許請求の範囲およびその精神の範囲から来る全ての修正および変更に権利を請求する。

上記実施形態の可変抵抗素子４７の構成は、図７に示す可変抵抗素子１４７の構成に変更されてもよい。可変抵抗素子１４７は、一対の伝送線路６１Ａ，６１Ｂ、位相調整用の伝送線路６３、１８０度分配器６５、及びＦＥＴによって構成される一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂを含んで構成される。

伝送線路６１Ａは、増幅器４５の出力と出力端子１９の間に挿入され、伝送線路６１Ａと伝送線路６１Ｂとは互いにカップリングしている。伝送線路６１Ａ，６１Ｂは、１／４λの電気長を有する。伝送線路６１Ｂの一端は伝送線路６３を介して１８０度分配器６５の入力に接続され、伝送線路６１Ｂの他端は抵抗素子６９を介して接地されている。このような構成により、増幅器４５が増幅した増幅平衡信号の合成信号が、一対の伝送線路６１Ａ及び伝送線路６３を経由して分岐信号として取り出され１８０度分配器６５に入力される。

１８０度分配器６５は、１８０度分配器３と同様な構成を有し、４つの伝送線路７１，７２，７３，７４を含む。この１８０度分配器６５は、単相信号である分岐信号を互いに逆相の一対の差動信号に変換し、一対の差動信号を出力端子７５Ａ，７５Ｂから出力する。

一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂは、出力端子１９とグラウンドとの間に接続されている。すなわち、一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂの一方の電流端子（ドレイン端子）が共通に出力端子１９に接続され、一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂの他方の電流端子（ソース端子）が接地されている。そして、一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂの制御端子（ゲート端子）には、それぞれ、伝送線路７７Ａ，７７Ｂを介して共通のバイアス（例えば、－０．５Ｖのバイアス）が印加されるとともに、１８０度分配器６５の出力端子７５Ａ，７５Ｂから一対の差動信号が与えられる。これにより、一対のトランジスタ６７Ａ，６７Ｂは、一対の差動信号によってそれぞれ駆動される。ここで、トランジスタ６７Ａ，６７Ｂの制御端子に設定されるバイアスは、差動信号の強度が小さいときにトランジスタ６７Ａ，６７Ｂをオフし、差動信号の強度が有意な強度で大きいときにトランジスタ６７Ａ，６７Ｂをオンするような値に設定される。

このような可変抵抗素子１４７の構成を採用した変形例においては、２つのトランジスタ６７Ａ，６７Ｂを比較的レベルの低い高調波に関して抵抗値が減少する可変抵抗素子として機能させることができる。その結果、出力における不要な高調波を十分に抑圧することができる。加えて、可変抵抗素子１４７を用いることで、可変抵抗素子が動作する信号強度をバイアス調整による簡易な調整により可変とすることができる。

図８には、入力電力を１２ｄＢｍに固定した場合の入力信号ＲＦ_ＩＮの周波数と出力電力との関係を、変形例と比較例とで比較して示している。比較例では、変形例の構成から可変抵抗素子１４７を除いた構成を用いている。それぞれのシミュレーション結果においては、変形例の基本周波数成分、２倍波成分、３倍波成分、及び４倍波成分の挙動を、それぞれ、グラフＧ_Ｃ１、Ｇ_Ｃ２、Ｇ_Ｃ３、Ｇ_Ｃ４で示し、比較例の基本周波数成分、２倍波成分、３倍波成分、及び４倍波成分の挙動を、それぞれ、グラフＧ_Ｄ１、Ｇ_Ｄ２、Ｇ_Ｄ３、Ｇ_Ｄ４で示している。

これらのシミュレーション結果に示すように、変形例においても、２倍波においては１倍波に対して２８ｄＢｃの抑圧比が実現され、所望の高調波である２倍波が強調されて出力される。また、周波数に対する抑圧比の挙動の乱れが少なく、特に４倍波の挙動の乱れが少なくされる。

なお、上記実施形態及び上記変形例においては、非線形素子５Ａ，５ＢがＢ級動作を行うが、ＡＢ級動作を行ってもよい。

１…周波数逓倍器、３…１８０度分配器（変換器）、５Ａ，５Ｂ…非線形素子（トランジスタ）７…同相合成器、４７，１４７…可変抵抗素子、４７Ａ，４７Ｂ…ダイオード素子、６７Ａ，６７Ｂ…トランジスタ。

Claims

入力信号を互いに逆相の一対の平衡信号に変換する変換器と、
前記一対の平衡信号によって駆動され、前記一対の平衡信号が増幅された増幅平衡信号を、共通の負荷に対して出力する一対のトランジスタと、
前記共通の負荷に並列に前記一対のトランジスタの出力に接続された素子であって、前記増幅平衡信号の強度に従って抵抗値が減少する可変抵抗素子と、
を備え、
前記可変抵抗素子は、前記出力とグラウンドとの間に接続された２つのトランジスタを含み、
該２つのトランジスタは、前記増幅平衡信号が分岐された後に互いに逆相の信号に変換されることによって生成された一対の信号によってそれぞれ駆動される、
周波数逓倍器。
前記可変抵抗素子は、前記出力とグラウンドとの間に互いに並列に逆極性で接続された一対のダイオード素子を含む、
請求項１記載の周波数逓倍器。
前記一対のトランジスタは、Ｂ級動作あるいはＡＢ級動作を行う、
請求項１または請求項２に記載の周波数逓倍器。
前記変換器は、マーチャントバランである、
請求項１から請求項３のいずれか１項に記載の周波数逓倍器。