JP7106769B2 - 同期ｂｕｃｋ回路の制御方法、装置、システム及び電子装置 - Google Patents

同期ｂｕｃｋ回路の制御方法、装置、システム及び電子装置 Download PDF

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Description

関連出願の相互参照
本出願は、２０２１年０３月１１日に提出された中国特許出願第２０２１１０２６３６３４６号（発明の名称：同期ＢＵＣＫ回路の制御方法、装置、システム及び電子装置）の優先権を主張し、そのすべての内容は、参照により本明細書に組み込まれる。
本発明は、回路制御技術分野に関し、特に同期ＢＵＣＫ回路の制御方法、装置、システム及び電子装置に関する。
ここでの記述は、本出願に関連する背景情報のみを提供するものであり、必ずしも例示的な技術を構成するものではない
ＢＵＣＫ回路は、降圧回路の一種であり、ＤＣ－ＤＣ回路構造を採用して直流から直流への降圧変換を実現するためのものである。ＢＵＣＫ回路は様々な回路に広く使用されており、大電流を出力する場合、効率を上げるために同期ダイオードを還流に使用することが多い。小電流で軽負荷の場合、無効電流による損失を減らすために、同期スイッチは動作せず、ダイオードを用いて還流を行う。また、小電流で軽負荷の場合、ＢＵＣＫ回路は、断続動作モードで動作することが多い。特に、同期ダイオードが異なる動作状態の間に切り換える際に、断続モードと連続モードとの突然の切換も存在する。この２つのモードでのＢＵＣＫ回路の出力／入力のゲイン差が大きいため、ＢＵＣＫ回路には大きな衝撃電流が発生し、回路の出力には一時的なオーバーシュート又は立ち下がりなどの現象が発生する場合もある。
本発明の各実施例によれば、同期ＢＵＣＫ回路の制御方法、装置、システム及び電子装置が提供される。
本発明の実施例によれば、同期ＢＵＣＫ回路の制御方法であって、
上記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
上記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
上記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
上記出力電流が上記オフ電流閾値よりも低い場合、上記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値から上記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
を含む制御方法が提供される。
本発明の実施例によれば、同期ＢＵＣＫ回路の制御方法であって、
上記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
上記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
上記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
上記出力電流が上記オフ電流閾値よりも小さい場合、上記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値から第１デューティ比の算式により上記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
を含む制御方法が提供される。
Figure 0007106769000001
式中、Ｄは上記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示し、Ｌは上記同期ＢＵＣＫ回路におけるインダクタンスのインダクタンス量を示し、Ｉｘは上記オフ電流閾値を示し、Ｔｓは上記メインスイッチのオン／オフ周期を示す。
本発明の実施例によれば、同期ＢＵＣＫ回路の制御装置であって、
上記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流、並びに上記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得するとともに、上記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得する取得モジュールと、
上記出力電流が上記オフ電流閾値より低い場合、上記同期スイッチをオフ状態に切り換える切換モジュールと、
上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値から上記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算する計算モジュールと、
上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路を制御する駆動制御モジュールと、
を含む制御装置が提供される。
本発明の実施例によれば、同期ＢＵＣＫ回路及び制御装置を含む同期ＢＵＣＫ回路システムであって、
上記制御装置は、同期ＢＵＣＫ回路の制御方法を実行するものであり、
上記同期ＢＵＣＫ回路は、メインスイッチ、インダクタンス、同期スイッチ、エネルギ貯蔵コンデンサ及びサンプリング回路を含み、
上記サンプリング回路は、上記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を採取し、上記制御装置に出力し、
上記メインスイッチの第１端子は電源の正極に接続され、第２端子は上記インダクタンスの第１端子に接続され、制御端子は上記制御装置に接続され、
上記同期スイッチの第１端子は上記メインスイッチの第２端子及び上記インダクタンスの第１端子にそれぞれ接続され、第２端子は上記電源の負極に接続され、制御端子は上記制御装置に接続され、
上記インダクタンスの第２端子は上記エネルギ貯蔵コンデンサの正極に接続され、上記エネルギ貯蔵コンデンサの負極は上記電源の負極に接続され、上記エネルギ貯蔵コンデンサの両端は負荷にも並列接続され、
上記同期ＢＵＣＫ回路の制御方法は、
上記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
上記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
上記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
上記出力電流が上記オフ電流閾値よりも低い場合、上記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値から上記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
を含む同期ＢＵＣＫ回路システムが提供される。
本発明の実施例によれば、上記同期ＢＵＣＫ回路システムを含む電子装置が提供される。
本発明の１つ又は複数の実施形態の詳細は、以下の図面及び説明で提示される。本明細書、図面及び特許請求の範囲から、本発明の他の特徴、目的及び利点が明らかになる。
本発明の技術的解決策をより明確に説明するために、以下、実施例に必要な図面を簡単に説明する。以下の図面は、本願のいくつかの実施例を示しているだけであり、したがって、本発明の保護範囲の限定とはみなされてはならないことを理解されたい。それぞれの図面において、同じ構成部分には同じ番号を付与する。
本発明の実施例に係る同期ＢＵＣＫ回路の構造模式図を示す。 同期ＢＵＣＫ回路の制御方法の第１フローチャートを示す。 実施例に係る同期ＢＵＣＫ回路のループ補償モジュールを含む構造模式図を示す。 本発明の実施例に係る同期ＢＵＣＫ回路の制御方法の第２フローチャートを示す。 本発明の実施例に係る同期ＢＵＣＫ回路の制御方法の第３フローチャートを示す。 本発明の実施例に係る同期ＢＵＣＫ回路の制御装置の構造模式図を示す。
以下、本発明の実施例における図面を参照しながら、本発明の実施例に係る技術的解決策を明確かつ完全に説明する。以下に記載の実施例は、すべての実施例ではなく、本出願の実施例の一部にすぎないことは明らかである。
通常、本明細書の図面に記載され示される本発明の実施形態の構成要素は、様々な異なる構成で配置し設計することができる。従って、以下、図面に示される本発明の実施例の詳しい説明は、特許請求の範囲を限定するものではなく、本発明の特定の実施例だけを示す。本発明の実施例に基づいて当業者が創造的な労働をせずに獲得したすべての他の実施例は、本発明の保護範囲に含まれる。
特に限定がない限り、本明細書で使用されるすべての用語（技術的用語及び科学的用語を含む）は、本発明の様々な実施例に属する分野の一般的な技術者が一般に理解する意味と同じ意味を有する。このような用語（例えば、一般的に使用されている辞典に規定されている用語）は、当該技術分野での言語的意味と同じ意味を持つものと解釈され、本発明の様々な実施例で明確に定義されない限り、理想化された意味又は過度に形式的な意味を有すると解釈されない。
図１及び図２を参照された。本実施例によれば、回路におけるスイッチがオン／オフにされるときに発生する動的衝撃を減少させることで回路性能を改善できる同期ＢＵＣＫ回路の制御方法が提供される。
例示的には、図１に示すように、上記同期ＢＵＣＫ回路１００は、メインスイッチＱ１、インダクタンスＬ、同期スイッチＱ２及びエネルギ貯蔵コンデンサＣを含む。メインスイッチＱ１の第１端子が電源ＢＡＴの正極に接続され、第２端子がインダクタンスＬの第１端子に接続され、制御端子が制御装置に接続される。同期スイッチＱ２の第１端子は、メインスイッチＱ１の第２端子及びインダクタンスＬの第１端子にそれぞれ接続され、第２端子は電源の負極に接続され、制御端子は制御装置に接続される。インダクタンスＬの第２端子はエネルギ貯蔵コンデンサＣの正極に接続され、エネルギ貯蔵コンデンサＣの負極は上記電源ＢＡＴの負極に接続される。エネルギ貯蔵コンデンサＣの両端は、さらに負荷ＲＬに並列接続されて負荷ＲＬに対応するエネルギ等を提供する。
例えば、メインスイッチＱ１及び同期スイッチＱ２はいずれもＭＯＳトランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ；金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ）により達成できる。理解できるように、上記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチＱ２は、汎用ＢＵＣＫ回路における還流ダイオードの代わりに、低オン抵抗を有する整流ＭＯＳトランジスタを使用することにより、回路における整流損失が減少され、回路の変換効率が大幅に向上する。
理解できるように、小電流で軽負荷の場合、図１に示される同期スイッチＱ２におけるボディダイオードは、同期ＢＵＣＫ回路の断続モードでの還流作用を実現できる。通常、上記同期スイッチＱ２は寄生ダイオード（即ち、ボディダイオード）を有する。他の場合において、同期スイッチＱ２におけるボディダイオードの代わりに、外部の独立したダイオードを使用してもよい。
従来の同期ＢＵＣＫ回路では、同期スイッチＱ２をオン及びオフにする際に、回路には断続モードと連続モードの突然切換が発生するため、大きな動的衝撃が引き起こされやすい。断続モードでは、ＢＵＣＫ回路においてインダクタンスを流れた電流は、メインスイッチＱ１がオフにされてから一定時間後に徐々に０になる。連続モードでは、インダクタンスを流れた電流は、いずれの周期においても０にならない。そのため、本実施例では、出力電流の大きさ及び同期スイッチＱ２の状態に基づいて、異なる時刻でメインスイッチＱ１のデューティ比を予測制御し、回路に発生する動的衝撃が減少されるように予測値に基づいてメインスイッチＱ１及び同期スイッチＱ２を制御する。
図２を参照しながら、上記同期ＢＵＣＫ回路の制御方法を詳しく説明する。理解できるように、図１における同期ＢＵＣＫ回路は基礎回路であり、本実施例に係る制御方法は他の変形同期ＢＵＣＫ回路にも適用できる。
ステップＳ１１０：同期ＢＵＣＫ回路１００の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得する。
例示的には、対応位置に、対応するサンプリング回路を設けることができる。例えば、同期ＢＵＣＫ回路１００の入力端にサンプリングユニットを設け、接続された電源電圧Ｖｉｎをサンプリングする。具体的には、このサンプリングユニットは、分圧抵抗及びアナログ－デジタル変換器（ＡＤＣ）などから構成されるものを採用できる。出力電流Ｉｏｕｔ及び出力電圧Ｖｏｕｔについては、回路の出力端に別のサンプリングユニットを設けてサンプリングすることができる。例えば、変流器などを用いて出力電流をサンプリングすることができる。理解できるように、ここでいうサンプリング回路の具体的な構造は、特に制限されず、実際の必要に応じて選択することができる。
ステップＳ１２０：同期スイッチＱ２の現在の状態を取得する。
ステップＳ１３０：同期スイッチＱ２がオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得する。
同期スイッチＱ２の状態は、オン状態及びオフ状態に分けられる。オン状態は、導通状態と呼ばれてもよい。オフ状態は、切断状態又は遮断状態と呼ばれてもよい。また、本実施例では、オフ電流閾値及びオン電流閾値の２つの電流閾値が設定される。オフ電流閾値はオン電流閾値よりも小さく、オン電流閾値及びオフ電流閾値はそれぞれ同期スイッチＱ２のオン時刻及びオフ時刻を決定する。
例示的には、同期スイッチＱ２が現在オン状態にある場合、オフ電流閾値を取得し、オフ電流閾値及び出力電流に基づいて現在この同期スイッチＱ２をオフにする必要があるか否かを判断する。例えば、現在の出力電流がこのオフ電流閾値よりも小さい場合、同期スイッチＱ２を現在のオン状態からオフ状態に切り替える（即ち、ステップＳ１４０）。そうではない場合、現在のオン状態を維持し続ける。
ステップＳ１４０：上記出力電流がオフ電流閾値よりも小さい場合、同期スイッチＱ２をオフ状態に切り換える。
ステップＳ１５０：上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値からメインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。
例示的には、同期スイッチＱ２がオフにされた後、同期ＢＵＣＫ回路は断続動作モードに入る。この場合、同期ＢＵＣＫ回路の断続モードのゲイン特性に基づいて、以下の第１デューティ比算式によりこの場合のメインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。
Figure 0007106769000002
式中、Ｄはメインスイッチのデューティ比であり、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧であり、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧であり、Ｌは同期ＢＵＣＫ回路におけるインダクタンスのインダクタンス量であり、Ｉｘはオフ電流閾値であり、ＴｓはメインスイッチＱ１のオン／オフ周期である。
ステップＳ１６０：上記デューティ比から対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
メインスイッチＱ１のデューティ比を算出した後、このデューティ比に基づいて対応するＰＷＭ駆動信号を生成し、メインスイッチＱ１及び同期スイッチＱ２を制御することができる。このデューティ比は、メインスイッチＱ１の次の動作モードに基づいて予測したものであるため、この予測したデューティ比をそのまま用いてメインスイッチＱ１を制御することにより、ＣＣＭ（連続モード）とＤＣＭ（断続モード）との２つの動作モードの切換過程中にメインスイッチＱ１に発生する電流衝撃が減少され、メインスイッチＱ１の信頼性及び出力性能が向上する。
理解できるように、同期ＢＵＣＫ回路が断続モードで動作する際に、メインスイッチＱ１がオンにされると、同期スイッチＱ２はオフにされる。このときに、インダクタンスＬはエネルギを貯蔵する。メインスイッチＱ１がオフにされる場合、インダクタンスＬに貯蔵された電気エネルギは、同期スイッチＱ２におけるボディダイオード又は外部のダイオードを介して還流を行う。
通常、同期ＢＵＣＫ回路１００は、電圧型制御、平均電流制御又はピーク電流制御などの様々な制御技術によって制御することができる。実際の必要に応じて適切な制御方式を選択することができる。図３に示すように、一実施例では、この同期ＢＵＣＫ回路１００は、ループ補償モジュールをさらに含む。サンプリングして得られた出力電圧Ｖｏｕｔと所定の基準電圧Ｖｒｅｆとの偏差値Ｅをループ補償モジュールの入力として、出力される電圧Ｕに基づいて偏差を補正するための調整量を計算することにより、出力電圧の調整が実現される。他の実施例では、ループ補償モジュールは、電流ループ構造をさらに含んでもよい。出力電圧Ｕを電流ループの所定値とし、この所定値及び出力電流に基づいて制御調整して対応するデューティ比の制御信号を生成する。
上記ループ補償モジュールには、対応する離散領域差分方程式が構築される。この離散領域差分方程式によりメインスイッチＱ１のデューティ比又はデューティ比を求めるための中間量を算出することができる。例示的には、この離散領域差分方程式は以下の通りである。
［数３］
U(n)=A1U(n-1)+…+AiU(n-i)+B1E(n)+B2E(n-1)+…+BjE(n-j)
式中、Ｕはデューティ比又はデューティ比を求めるための中間量を示し、ｎは現在のサンプリングを示し、ｎ－１は一回前のサンプリングを示し、Ｅは出力電圧と基準電圧との偏差を示し、ｉ及びｊはいずれも２以上の整数を示し、Ａ１、Ａｉ、Ｂ１、Ｂ２及びＢｊはそれぞれ対応する項のゲイン係数を示す。理解できるように、いずれかの項が存在しない場合、この項のゲイン係数が０であり、即ち、差分方程式の出力がこの項に影響されないことを示す。
図４に示すように、上記同期ＢＵＣＫ回路の制御方法は、さらにステップＳ２１０を含む。
ステップＳ２１０：同期スイッチＱ２がオン状態にあり、且つ上記出力電流が上記オフ電流閾値以上である場合、同期スイッチＱ２の現在の状態を維持する。
例示的には、現在のサンプリング時刻では、同期スイッチＱ２がオン状態にあり、且つこのときの出力電流がオフ電流閾値以上である場合、同期スイッチＱ２をオン状態に維持し続ける。この段階では、上記離散領域差分方程式によりメインスイッチＱ１のデューティ比を計算することができ、つまり、従来のデューティ比の確定方法によりデューティ比、又はこのデューティ比を確定するための中間量を確定する。
ステップＳ２２０：上記出力電圧と基準電圧との偏差及び上記離散領域差分方程式によりメインスイッチＱ１のデューティ比又は上記デューティ比を求めるための中間量を計算する。
異なるループ補償構造は、異なる離散領域差分方程式を有するため、実際の需要に応じてデューティ比又はデューティ比を求めるための中間量を計算することができる。例えば、電圧型制御方式のＰＩＤループ補償構造を例とすると、対応する差分方程式は以下の通りである。
［数４］
Ｕ（ｎ）＝Ｕ（ｎ－１）＋Ｂ１Ｅ（ｎ）＋Ｂ２Ｅ（ｎ－１）＋Ｂ３Ｅ（ｎ－２）
式中、Ｕ（ｎ）は現在出力されるデューティ比を計算するための中間量を示し、制御電圧であり、Ｕ（ｎ－１）は一回前の出力、即ち、一回前の履歴中間量を示し、Ｅ（ｎ）は現在サンプリングの出力電圧と基準電圧との偏差値を示し、Ｅ（ｎ－１）及びＥ（ｎ－２）はそれぞれ一回前及び二回前の履歴偏差値を示す。
また、例えば、別の電流ループＰＩの制御方式では、対応する差分方程式の出力は、ＰＷＭ信号のデューティ比を直接出力することができ、ここで説明を省略する。デューティ比を算出した後、同期ＢＵＣＫ回路１００における２つのスイッチに対して対応制御を行うことができる。理解できるように、ＰＩ制御、ＰＤ制御又はＰＩＤ制御などの異なるタイプのループコントローラは、対応する差分方程式が異なることが多い。
ステップＳ２３０：上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御し、或いは上記中間量からデューティ比を求めた後、上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
例示的には、差分方程式がデューティ比を直接出力できる場合、制御装置は、このデューティ比に基づいて対応するＰＷＭ駆動信号を生成し、メインスイッチＱ１及び同期スイッチＱ２を駆動制御することができる。差分方程式が中間量、例えば、上記制御電圧などを出力する場合、制御装置は、それをメインスイッチＱ１のデューティ比に変換して対応するＰＷＭ駆動信号を出力することができる。
さらに、図５に示すように、上記ステップＳ１２０では、同期スイッチＱ２にオフ状態も存在する。この場合、オン電流閾値を規準とし、大きさが異なる出力電流に対して、本実施例では異なる方式によりメインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。上記ステップＳ１２０の後に、この同期ＢＵＣＫ回路の制御方法は、以下のステップＳ３１０－Ｓ３４０をさらに含む。
ステップＳ３１０：同期スイッチＱ２がオフ状態にある場合、オン電流閾値を取得する。
ステップＳ３２０：上記出力電流が上記オン電流閾値よりも高い場合、同期スイッチＱ２をオン状態に切り換える。
例示的には、同期スイッチＱ２が現在オフ状態にある場合、オン電流閾値を取得し、このオン電流閾値及び出力電流のサイズに基づいて、現在、この同期スイッチＱ２をオンにする必要があるか否かを判断する。例えば、現在の出力電流がこのオン電流閾値よりも高い場合、同期スイッチＱ２を現在のオフ状態からオン状態に切り換え、即ち、ステップＳ３２０を実行し、そうではない場合、現在のオフ状態を維持し続ける。
ステップＳ３３０：上記入力電圧及び上記出力電圧からメインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。
例示的には、同期スイッチＱ２がオンにされると、同期ＢＵＣＫ回路は連続モードに入る。この場合、ＢＵＣＫ回路の連続モードのゲイン特性に応じて、以下の第２デューティ比の算式によりメインスイッチＱ１のデューティ比を計算することができる。第２デューティ比の算式は以下の通りである。
Figure 0007106769000003
式中、Ｄはメインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示す。
ステップＳ３４０：上記デューティ比に基づいて、対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
メインスイッチＱ１のデューティ比を算出した後、このデューティ比に基づいて対応するＰＷＭ駆動信号を生成し、メインスイッチＱ１及び同期スイッチＱ２を制御することができる。このデューティ比は、メインスイッチＱ１の次の動作モードに基づいて予測したものであるため、予測したこのデューティ比によりメインスイッチＱ１を制御することにより、モード切換過程においてメインスイッチＱ１に発生する電流衝撃が減少され、メインスイッチＱ１の信頼性及び出力の性能が向上する。
さらに、図５に示すように、この同期ＢＵＣＫ回路の制御方法は、ステップＳ４１０から４３０をさらに含む
ステップＳ４１０：同期スイッチＱ２がオフ状態にあり、且つ上記出力電流が上記オン電流閾値以下である場合、同期スイッチＱ２の現在の状態を維持する。
ステップＳ４２０：上記出力電圧と基準電圧との偏差から上記離散領域差分方程式により上記メインスイッチＱ１のデューティ比又は上記デューティ比を求めるための中間量を計算する。
例示的には、現在のサンプリング時刻では、同期スイッチＱ２がオフ状態にあり、かつこのときの出力電流がオン電流閾値以下である場合、この同期スイッチＱ２をオンにする時刻ではないため、現在のオフ状態を維持する。出力電流がオン電流閾値を超えた場合、同期スイッチＱ２をオンにする。
ステップＳ４３０：上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御し、或いは、上記中間量からデューティ比を求めた後、上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
同様に、デューティ比を算出した後、このデューティ比により同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。このステップは上記ステップＳ２３０と同じであるため、ここで、説明を省略する。
また、上記第１デューティ比の算式又は第２デューティ比の算式によりメインスイッチＱ１のデューティ比を算出するステップの後に、以下のことをさらに含む。
離散領域差分方程式の出力値が上記デューティ比又は上記デューティ比を求めるための中間量となるように算出されたメインスイッチＱ１のデューティ比に基づいて上記離散領域差分方程式における変量を調整する。
例示的には、上記第１デューティ比の算式又は第２デューティ比の算式によりデューティ比を計算する際に、この場合のデューティ比は算式により直接算出されたものであるため、このデューティ比に基づいて離散領域差分方程式の調整可能な変数に値を割り当てる（例えば、履歴出力値Ｕ（ｎ－１）、……、Ｕ（ｎ－ｉ）など）。
理解できるように、上記同期スイッチＱ２は、通常オン状態とオフ状態の間に切り換え、出力電流も変化し続ける。本実施例の同期ＢＵＣＫ回路の制御方法では、スイッチに対する制御をさらに多分岐に分け、異なる時刻では対応するデューティ比の算式によりデューティ比の予測制御値を付与することにより、スイッチの信頼性及び出力性能などに与える大きな動的衝撃の発生の影響が回避される。
図６を参照されたい。本実施例では、同期ＢＵＣＫ回路を制御して電力変換を実現するための同期ＢＵＣＫ回路の制御装置２００が提供される。例示的には、図１に示すように、同期ＢＵＣＫ回路１００は、メインスイッチＱ１、インダクタンスＬ、同期スイッチＱ２及びエネルギ貯蔵コンデンサＣを含む。メインスイッチＱ１の第１端子は電源ＢＡＴの正極に接続され、第２端子はインダクタンスＬの第１端子に接続され、制御端子は制御装置２００に接続される。同期スイッチＱ２の第１端子はメインスイッチＱ１の第２端子及びインダクタンスＬの第１端子にそれぞれ接続され、第２端子は電源ＢＡＴの負極に接続され、制御端子は制御装置２００に接続される。インダクタンスＬの第２端子はエネルギ貯蔵コンデンサＣの正極に接続され、エネルギ貯蔵コンデンサＣの負極は電源ＢＡＴの負極に接続され、エネルギ貯蔵コンデンサＣの両端は負荷にも並列接続される。
例示的には、図６に示すように、この制御装置２００は取得モジュール２１０、切換モジュール２２０、計算モジュール２３０及び駆動制御モジュール２４０を含む。取得モジュール２１０は、同期ＢＵＣＫ回路１００の入力電圧、出力電圧及び出力電流、並びに同期スイッチＱ２の現在の状態を取得する。取得モジュール２１０はまた、同期スイッチＱ２がオン状態にある場合にオフ電流閾値を取得する。切換モジュール２２０は、上記出力電流がオフ電流閾値よりも低い場合に同期スイッチＱ２をオフ状態に切り換える。計算モジュール２３０は、上記入力電圧、上記出力電圧及び上記オフ電流閾値からメインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。駆動制御モジュール２４０は、上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
さらに、取得モジュール２１０はまた、上記同期スイッチＱ２がオフ状態にある場合、オン電流閾値を取得する。切換モジュール２２０はまた、上記出力電流が上記オン電流閾値よりも高い場合、上記同期スイッチＱ２をオン状態に切り換える。計算モジュール２３０はまた、上記入力電圧及び上記出力電圧から上記メインスイッチＱ１のデューティ比を計算する。
さらに、上記同期ＢＵＣＫ回路１００は、ループ補償モジュールをさらに含む。上記ループ補償モジュールには、上記メインスイッチＱ１のデューティ比又は上記デューティ比を求めるための中間量を確定するために、対応する離散領域差分方程式が構築される。
そのため、切換モジュール２２０はまた、上記同期スイッチＱ２がオン状態にあり、且つ上記出力電流が上記オフ電流閾値以上である場合、又は上記同期スイッチＱ２がオフ状態にあり、且つ上記出力電流が上記オン電流閾値以下である場合、上記同期スイッチＱ２の現在の状態を維持する。計算モジュール２３０はまた、上記出力電圧と基準電圧との偏差から上記離散領域差分方程式により上記メインスイッチＱ１のデューティ比又は上記デューティ比を求めるための中間量を計算する。駆動制御モジュール２４０は、上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路１００を制御し、或いは上記中間量からデューティ比を求めた後、上記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、上記同期ＢＵＣＫ回路１００を制御する。
理解できるように、上記実施例１におけるオプションは本実施例にも適用できるため、ここで説明を省略する。
本発明の実施例では、同期ＢＵＣＫ回路システムがさらに提供される。例示的には、この同期ＢＵＣＫ回路システムは、同期ＢＵＣＫ回路及び制御装置を含む。上記制御装置は、上記実施例２における同期ＢＵＣＫ回路の制御装置２００を使用することができる。
例示的には、図３に示すように、同期ＢＵＣＫ回路１００はメインスイッチＱ１、インダクタンスＬ、同期スイッチＱ２、エネルギ貯蔵コンデンサＣ及びサンプリング回路を含む。メインスイッチＱ１の第１端子は電源ＢＡＴの正極に接続され、第２端子は上記インダクタンスＬの第１端子に接続され、制御端子は制御装置における制御装置２００に接続される。同期スイッチＱ２の第１端子はメインスイッチＱ１の第２端子及びインダクタンスＬの第１端子にそれぞれ接続され、第２端子は電源ＢＡＴの負極に接続され、制御端子は制御装置２００に接続される。インダクタンスＬの第２端子はエネルギ貯蔵コンデンサＣの正極に接続され、エネルギ貯蔵コンデンサＣの負極は電源ＢＡＴの負極に接続され、エネルギ貯蔵コンデンサＣの両端は負荷にも並列接続される。
本実施例では、サンプリング回路は、主に同期ＢＵＣＫ回路１００の入力電圧、出力電圧及び出力電流をサンプリングし、サンプリングしたこれらの電気信号を制御装置２００に入力する。制御装置２００はこれらのサンプリングデータに基づいて回路を制御する。入力電圧及び出力電圧をサンプリングする際に、例えば、分圧抵抗により対応する回路の入力端及び出力端でサンプリングすることができる。出力電流については、例えば、変流器によりサンプリングすることができる。
理解できるように、上記実施例１におけるオプションは本実施例にも適用できるため、ここで説明を省略する。
本発明の実施例では、電子装置がさらに提供される。例示的には、この電子装置は、上記実施例の同期ＢＵＣＫ回路システムを含む。例えば、この電子装置は電源設備などであってもよい。
本発明で提供されるいくつかの実施例では、開示された装置及び方法はまた、他の方法で実施され得ることが理解されるべきである。上記の装置実施例は例示的なものに過ぎない。例えば、図面におけるフローチャート及び構造図は、本発明のいくつかの実施例による装置、方法、及びコンピュータプログラム製品の可能なシステムアーキテクチャ、機能及び操作を示している。フローチャート及びブロック図の各ブロックは、モジュール、プログラムセグメント、及びコードの一部を表すことができる。上記モジュール、プログラムセグメント、及びコードの一部には、所定のロジック機能を実現するための１つ以上の実行可能命令が含まれる。代替的な実現方法では、四角枠に示される機能は、図面に示される順序と異なる順序で発生することもある。例えば、２つの連続する四角枠は、実際には基本的に並行して実行できるが、関連機能によっては、逆の順序で実行される場合もある。なお、構造図及び／又はフローチャートにおける各四角枠、並びに構造図及び／又はフローチャートにおける四角枠の組み合わせは、所定の機能又は動作を実行するための専用のハードウェアに基づくシステムにより実現でき、或いは専用のハードウェアとコンピュータ命令との組み合わせにより実現できる。
また、本発明の各実施例における各機能モジュール又はユニットは、独立した１つの部分に集積してもよく、それぞれ単独で存在してもよく、２つ以上が独立した１つの部分に集積してもよい。
上記の記載は、本発明の具体的な実施方式に過ぎず、本発明の保護範囲を限定するものではない。当業者であれば、本申請に開示された技術の範囲内で変化や変更を容易に想到でき、これらの変化や変はすべて本発明の保護範囲に含まれるべきである。

Claims (20)

  1. 同期ＢＵＣＫ回路の制御方法であって、
    前記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
    前記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
    前記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
    前記出力電流が前記オフ電流閾値よりも低い場合、前記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
    前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
    を含むことを特徴とする、方法。
  2. 前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記メインスイッチのデューティ比を計算する際に、第１デューティ比の算式により計算し、
    Figure 0007106769000004
    式中、Ｄは前記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示し、Ｌは前記同期ＢＵＣＫ回路におけるインダクタンスのインダクタンス量を示し、Ｉｘは前記オフ電流閾値を示し、Ｔｓは前記メインスイッチのオン／オフ周期を示す
    ことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  3. 前記同期スイッチがオフ状態にある場合、オン電流閾値を取得することと、
    前記出力電流が前記オン電流閾値よりも高い場合、前記同期スイッチをオン状態に切り換えることと、
    前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
    をさらに含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
  4. 前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算する際に、第２デューティ比の算式により計算し、
    Figure 0007106769000005
    式中、Ｄは前記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示す
    ことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  5. 前記同期ＢＵＣＫ回路は、ループ補償モジュールをさらに含み、
    前記ループ補償モジュールには、前記メインスイッチのデューティ比又は前記デューティ比を求めるための中間量を確定するために対応する離散領域差分方程式が構築され、
    前記方法は、
    前記同期スイッチがオン状態にあり、且つ前記出力電流が前記オフ電流閾値以上である場合、前記同期スイッチの現在の状態を維持することと、
    前記出力電圧と基準電圧との偏差から前記離散領域差分方程式により前記メインスイッチのデューティ比又は前記デューティ比を求めるための中間量を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御し、或いは前記中間量からデューティ比を求めた後、前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
    をさらに含むことを特徴とする、請求項３に記載の方法。
  6. 前記同期スイッチがオフ状態にあり、且つ前記出力電流が前記オン電流閾値以下である場合、前記同期スイッチの現在の状態を維持することと、
    前記出力電圧と基準電圧との偏差から前記離散領域差分方程式により前記メインスイッチのデューティ比又は前記デューティ比を求めるための中間量を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御し、或いは前記中間量からデューティ比を求めた後、前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
    をさらに含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  7. 前記離散領域差分方程式は下式である：
    ［数３］
    U(n)=A1U(n-1)+…+AiU(n-i)+B1E(n)+B2E(n-1)+…+BjE(n-j)
    式中、Ｕはデューティ比又は前記デューティ比を算出するための中間量を示し、ｎは現在のサンプリングを示し、ｎ－１は一回前のサンプリングを示し、Ｅは力電圧と基準電圧との偏差を示し、ｉ及びｊはいずれも２以上の整数を示し、Ａ１、Ａｉ、Ｂ１、Ｂ２及びＢｊはそれぞれ対応する項のゲイン係数を示す
    ことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  8. 前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記メインスイッチのデューティ比を計算するステップの後には、
    調整後の離散領域差分方程式の出力値が前記デューティ比又は前記デューティ比を算出するための中間量となるように、算出された前記メインスイッチのデューティ比に基づいて前記離散領域差分方程式における変数を調整することをさらに含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  9. 前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算するステップの後には、
    調整後の離散領域差分方程式の出力値が前記デューティ比又は前記デューティ比を算出するための中間量となるように、算出された前記メインスイッチのデューティ比に基づいて前記離散領域差分方程式における変数を調整することをさらに含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  10. 前記ループ補償モジュールは、ＰＩ制御、ＰＤ制御又はＰＩＤ制御を用いたループコントローラを含むことを特徴とする、請求項５に記載の方法。
  11. 同期ＢＵＣＫ回路の制御方法であって、
    前記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
    前記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
    前記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
    前記出力電流が前記オフ電流閾値よりも低い場合、前記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
    前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から第１デューティ比の算式により前記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、を含み、
    Figure 0007106769000006
    式中、Ｄは前記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示し、Ｌは前記同期ＢＵＣＫ回路におけるインダクタンスのインダクタンス量を示し、Ｉｘは前記オフ電流閾値を示し、Ｔｓは前記メインスイッチのオン／オフ周期を示す
    ことを特徴とする、方法。
  12. 同期ＢＵＣＫ回路の制御装置であって、
    前記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流、並びに前記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得するとともに、前記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得する取得モジュールと、
    前記出力電流が前記オフ電流閾値より低い場合、前記同期スイッチをオフ状態に切り換える切換モジュールと、
    前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算する計算モジュールと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御する駆動制御モジュールと、
    を含むことを特徴とする、制御装置。
  13. 前記計算モジュールは、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記メインスイッチのデューティ比を計算する際に、第１デューティ比の算式により計算し、
    Figure 0007106769000007
    式中、Ｄは前記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示し、Ｌは前記同期ＢＵＣＫ回路におけるインダクタンスのインダクタンス量を示し、Ｉｘは前記オフ電流閾値を示し、Ｔｓは前記メインスイッチのオン／オフ周期を示す
    ことを特徴とする、請求項１２に記載の制御装置。
  14. 前記取得モジュールはまた、前記同期スイッチがオフ状態にある場合、オン電流閾値を取得し、
    前記切換モジュールはまた、前記出力電流が前記オン電流閾値よりも高い場合、前記同期スイッチをオン状態に切り換え、
    前記計算モジュールはまた、前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算し、
    前記駆動制御モジュールはまた、前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することを特徴とする、請求項１２に記載の制御装置。
  15. 前記計算モジュールが前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算する際に、第２デューティ比の算式により計算し、
    Figure 0007106769000008
    式中、Ｄは前記メインスイッチのデューティ比を示し、Ｖｉｎは現在サンプリングの入力電圧を示し、Ｖｏｕｔは現在サンプリングの出力電圧を示す
    ことを特徴とする、請求項１４に記載の制御装置。
  16. 前記同期ＢＵＣＫ回路は、ループ補償モジュールをさらに含み、
    前記ループ補償モジュールには、前記メインスイッチのデューティ比又は前記デューティ比を求めるための中間量を確定するために、対応する離散領域差分方程式が構築され、
    前記切換モジュールはまた、前記同期スイッチがオン状態にあり、且つ前記出力電流が前記オフ電流閾値以上である場合、前記同期スイッチの現在の状態を維持し、
    前記計算モジュールはまた、前記出力電圧と基準電圧との偏差から前記離散領域差分方程式により前記メインスイッチのデューティ比又は前記デューティ比を求めるための中間量を計算し、
    前記駆動制御モジュールはまた、前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御し、或いは前記中間量からデューティ比を求めた後、前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することを特徴とする、請求項１４に記載の制御装置。
  17. 前記離散領域差分方程式は、下式である：
    ［数７］
    U(n)=A1U(n-1)+…+AiU(n-i)+B1E(n)+B2E(n-1)+…+BjE(n-j)
    式中、Ｕはデューティ比又は前記デューティ比を算出するための中間量を示し、ｎは現在のサンプリングを示し、ｎ－１は一回前のサンプリングを示し、Ｅは出力電圧と基準電圧との偏差を示し、ｉ及びｊはいずれも２以上の整数を示し、Ａ１、Ａｉ、Ｂ１、Ｂ２及びＢｊはそれぞれ対応する項のゲイン係数を示す
    ことを特徴とする、請求項１６に記載の制御装置。
  18. 前記計算モジュールは、前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記メインスイッチのデューティ比を計算した後、或いは前記入力電圧及び前記出力電圧から前記メインスイッチのデューティ比を計算した後に、さらに、
    調整後の離散領域差分方程式の出力値が前記デューティ比又は前記デューティ比を算出するための中間量となるように、算出された前記メインスイッチのデューティ比に基づいて前記離散領域差分方程式における変数を調整することを特徴とする、請求項１６に記載の制御装置。
  19. 同期ＢＵＣＫ回路及び制御装置を含む同期ＢＵＣＫ回路システムであって、
    前記制御装置は、同期ＢＵＣＫ回路の制御方法を実行するものであり、
    前記同期ＢＵＣＫ回路は、メインスイッチ、インダクタンス、同期スイッチ、エネルギ貯蔵コンデンサ及びサンプリング回路を含み、
    前記サンプリング回路は、前記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を採取し、前記制御装置に出力し、
    前記メインスイッチの第１端子は電源の正極に接続され、第２端子は前記インダクタンスの第１端子に接続され、制御端子は前記制御装置に接続され、
    前記同期スイッチの第１端子は前記メインスイッチの第２端子及び前記インダクタンスの第１端子にそれぞれ接続され、第２端子は前記電源の負極に接続され、制御端子は前記制御装置に接続され、
    前記インダクタンスの第２端子は前記エネルギ貯蔵コンデンサの正極に接続され、前記エネルギ貯蔵コンデンサの負極は前記電源の負極に接続され、前記エネルギ貯蔵コンデンサの両端は負荷にも並列接続され、
    前記同期ＢＵＣＫ回路の制御方法は、
    前記同期ＢＵＣＫ回路の入力電圧、出力電圧及び出力電流を取得することと、
    前記同期ＢＵＣＫ回路における同期スイッチの現在の状態を取得することと、
    前記同期スイッチがオン状態にある場合、オフ電流閾値を取得することと、
    前記出力電流が前記オフ電流閾値よりも低い場合、前記同期スイッチをオフ状態に切り換えることと、
    前記入力電圧、前記出力電圧及び前記オフ電流閾値から前記同期ＢＵＣＫ回路におけるメインスイッチのデューティ比を計算することと、
    前記デューティ比に基づいて対応する駆動信号を生成し、前記同期ＢＵＣＫ回路を制御することと、
    を含むことを特徴とする、同期ＢＵＣＫ回路システム。
  20. 請求項１９に記載の同期ＢＵＣＫ回路システムを含む電子装置。
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN112636598B (zh) * 2021-03-11 2021-05-25 深圳市正浩创新科技有限公司 同步buck电路的控制方法、装置、***和电子装置
CN116345906A (zh) * 2023-03-28 2023-06-27 苏州海鹏科技有限公司 基于双向直流变换器电路的控制方法

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130063114A1 (en) 2011-09-14 2013-03-14 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for controlling pwm input of driver circuit
JP2016208759A (ja) 2015-04-27 2016-12-08 株式会社オートネットワーク技術研究所 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
CN106374748A (zh) 2016-10-09 2017-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 Buck变换器及其控制方法
JP2018057203A (ja) 2016-09-30 2018-04-05 三菱電機株式会社 直流電力変換器

Family Cites Families (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2003085476A1 (en) 2002-04-03 2003-10-16 International Rectifier Corporation Synchronous buck converter improvements
US7436162B2 (en) 2005-04-15 2008-10-14 International Rectifier Corporation Buck converter having improved transient response to load step down
US7535210B2 (en) * 2006-10-18 2009-05-19 Texas Instruments Incorporated Predictive duty ratio generating circuit and method for synchronous boost converters operating in PFM mode
CN102202449B (zh) * 2011-06-30 2014-07-02 杭州士兰微电子股份有限公司 Led驱动控制电路及方法
CN104362851B (zh) * 2014-10-15 2017-04-26 西安交通大学 一种dc‑dc转换器控制***
US10090663B2 (en) * 2016-01-11 2018-10-02 Semiconductor Components Industries, Llc Over-current protection circuit and method for voltage regulators
US9806617B1 (en) * 2016-09-09 2017-10-31 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Switch mode power converter with overshoot and undershoot transient control circuits
US10525841B2 (en) * 2016-10-12 2020-01-07 Ford Global Technologies, Llc Gate driver with short circuit protection
DE102019200697A1 (de) * 2019-01-21 2020-07-23 Dialog Semiconductor (Uk) Limited Steuerung der Pulsfrequenzmodulation eines Leistungswandlers
CN110138209B (zh) * 2019-05-13 2021-08-06 矽力杰半导体技术(杭州)有限公司 开关电源的模式切换电路和模式切换方法
CN112636598B (zh) * 2021-03-11 2021-05-25 深圳市正浩创新科技有限公司 同步buck电路的控制方法、装置、***和电子装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130063114A1 (en) 2011-09-14 2013-03-14 Texas Instruments Incorporated Circuits and methods for controlling pwm input of driver circuit
JP2016208759A (ja) 2015-04-27 2016-12-08 株式会社オートネットワーク技術研究所 Ｄｃ／ｄｃコンバータ
JP2018057203A (ja) 2016-09-30 2018-04-05 三菱電機株式会社 直流電力変換器
CN106374748A (zh) 2016-10-09 2017-02-01 昂宝电子（上海）有限公司 Buck变换器及其控制方法
CN111697828A (zh) 2016-10-09 2020-09-22 昂宝电子（上海）有限公司 Buck变换器及其控制方法

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