JP7090498B2 - Speed sensorless motor control device - Google Patents
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Description
本発明は、電動機のトルク制御に関するものであり、特に、電動機の初期速度と初期二次磁束の推定を高精度にし、電動機トルク制御を高精度にするものである。 The present invention relates to torque control of a motor, and in particular, makes the estimation of the initial speed and the initial secondary magnetic flux of the motor highly accurate, and makes the torque control of the motor highly accurate.
電動機のメンテナンス性を高めたり、電動機を小さくしても大きな出力を得られるようにしたりする観点から、速度センサが設けられていない、いわゆる速度センサレス電動機制御装置が知られている(例えば特許文献1,2参照)。このような速度センサレス電動機制御装置で電動機のトルクを制御する際には、一般に電動機の速度(角速度)を推定する必要がある。 From the viewpoint of improving the maintainability of the motor and obtaining a large output even if the motor is made smaller, a so-called speed sensorless motor control device without a speed sensor is known (for example, Patent Document 1). , 2). When controlling the torque of a motor with such a speed sensorless motor control device, it is generally necessary to estimate the speed (angular velocity) of the motor.
図3は、従来の速度センサレス電動機制御装置の構成例を示すブロック図である。従来の速度センサレス電動機制御装置は、トルク制御部1と、拾い上げ制御部2と、切替部3と、電力変換部4と、電流検出部5と、初期値推定部7と、同定用タイマ21と、磁束演算器22と、演算磁束メモリ23と、演算磁束抽出器24と、R1A同定器25と、を備える。同定用タイマ21、磁束演算器22、演算磁束メモリ23、演算磁束抽出器24、及びR1A同定器25の各機能については後述する。
FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional speed sensorless motor control device. The conventional speed sensorless motor control device includes a
電流検出部5は、電動機6に流れる電流ベクトルiを検出する。拾い上げ制御部2は、電流検出部5で検出した電流ベクトルi、直流電流指令I、及び電流位相角指令θを入力し、電動機6に流れる電流iを指令(I,θ)通りの直流電流にするための、拾い上げ電圧指令v0を出力する。
The
初期値推定部7は、電流ベクトルi、拾い上げ電圧指令v0、電動機6の一次抵抗R1及び拾い上げ制御開始指令STを入力とし、電動機6の初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20を出力する。
The initial
トルク制御部1は、トルク制御開始指令SWがオンになると、初期値推定部7の出力である初期速度ωm0と初期二次磁束φ20とを初期値として、電流ベクトルiを元に、電動機6のトルクを制御するトルク制御電圧指令V1を出力する。なお、ここで示す例では、電動機6の電源が投入された時点では、トルク制御開始指令SWはオフの状態となっている。
When the torque control start command SW is turned on, the
切替部3は、トルク制御開始指令SWにより、拾い上げ電圧指令v0とトルク制御電圧指令V1を切替えて出力する。すなわち、トルク制御開始指令SWがオンになるまでは拾い上げ電圧指令v0を電圧指令V*とし、トルク制御開始指令SWがオンになるとトルク制御電圧指令V1を電圧指令V*として出力する。
The
電力変換部4は、電圧指令V*を増幅して電動機6に電力を供給する。
The
上述の構成により、トルク制御開始指令SWがオンになるまでは、拾い上げ制御部2と初期値推定部7とで、電動機6の初期速度ωm0と初期二次磁束φ20を推定する。トルク制御開始指令SWがオンになると、SWがオンになった時点の初期速度ωm0と初期二次磁束φ20を初期値として、電動機6のトルク制御が行われる。トルク制御開始指令SWをオンにするタイミングは、拾い上げ制御実施時間、初期速度ωm0と初期二次磁束φ20の状態、等に基づいて決定する。
With the above configuration, the pick-
以下、トルク制御開始指令SWがオンになるまでの、拾い上げ制御における初期値推定部7の動作に関して詳細に説明する。
Hereinafter, the operation of the initial
初期値推定部7では、電流ベクトルi、拾い上げ電圧指令v0から電動機6の初期速度ωm0を推定し、初期二次磁束φ20を推定する。図4は、初期値推定部7の一構成例である。初期値推定部7は、実磁束推定部9と、実磁束メモリ10と、実磁束抽出部11と、初期速度推定部12と、初期磁束推定部13と、演算用タイマ14と、を有する。
The initial
実磁束推定部9は、電流ベクトルi、拾い上げ電圧指令v0、及び電動機6の一次抵抗R1を用いて、式(A)により電動機6の実磁束推定ベクトルφ2rを演算する。
演算用タイマ14は、拾い上げ制御開始指令STのエッジで0クリアされるタイマカウンタであり、拾い上げ時刻t0を出力する。
The
実磁束メモリ10は、時々刻々と変化する実磁束推定ベクトルφ2rの、時刻0から拾い上げ時刻t0の区間までを記憶する。実磁束抽出部11は、時刻0~t0の区間から、任意の3時点t00,t01,t02の実磁束推定ベクトルφ2rであるφ(t00),φ(t01),φ(t02)をそれぞれ抽出する。
The real
初期速度推定部12は、例えば式(B)~式(G)により、初期速度ωm0を演算する。この方法では、最初に、3つの実磁束推定ベクトルφ(t00),φ(t01),φ(t02)の各終点を通る円の中心Rを式(B)~式(E)で求める。
The initial
次に、円の中心Rから見た、実磁束推定ベクトルφ(t00)と実磁束推定ベクトルφ(t02)との間の角度θCを式(F)で求める。 Next, the angle θC between the actual magnetic flux estimation vector φ (t00) and the actual magnetic flux estimation vector φ (t02) as seen from the center R of the circle is obtained by the equation (F).
時刻t00からt02まで(例えば数十ミリ秒)の電動機6の回転速度は、ほぼ一定とみなすことができる。このため、式(G)により初期速度ωm0を求めることができる。
The rotation speed of the
初期磁束推定部13は、電流ベクトルiを使って、式(H)により初期二次磁束φ20を求める。
しかしながら、上述の拾い上げ技術においては、以下に示すように改良の余地がある。
電動機6の温度の変動等により一次抵抗R1に誤差が発生している場合、式(A)の積分項により、当該誤差が実磁束演算器9の出力値である実磁束ベクトルφ2rに積算されていく。その結果、実磁束抽出器11の出力であるφ(t00),φ(t01),φ(t02)に誤差が生じる。また、φ(t00),φ(t01),φ(t02)に基づいて式(B)~式(H)で推定する初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20にも同様に、誤差が生じる。
However, there is room for improvement in the above-mentioned pick-up technique as shown below.
When an error occurs in the primary resistance R1 due to fluctuations in the temperature of the
このように、一次抵抗R1に誤差が存在する場合、初期値推定部7が推定する初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20に誤差が生じ、トルク制御部1の初期値に誤差が存在するために、電動機6のトルク制御の精度が必ずしも十分でない場合があった。
As described above, when there is an error in the primary resistance R1, an error occurs in the initial velocity ωm0 estimated by the initial
そこで、同定用タイマ21、磁束演算器22、演算磁束メモリ23、演算磁束抽出器24、及びR1A同定器25を用いて、式(A)の一次抵抗R1を推定できるようにする。以下、詳細に説明する。
Therefore, the primary resistance R1 of the equation (A) can be estimated by using the
同定用タイマ21は、拾い上げ制御開始指令STのエッジで0クリアされるタイマカウンタであり、同定時刻txを出力する。磁束演算器22は、電流ベクトルi、拾い上げ電圧指令v0、一次抵抗ノミナル値R1Cから式(I)で演算磁束ベクトルφ2sを演算する。
演算磁束メモリ23は、時々刻々と変化する演算磁束ベクトルφ2sを、時刻0~txの区間において記憶する。
The calculated
演算磁束抽出器24は、時刻0~txの区間から、等間隔の3時点の演算磁束ベクトルφ2sの値φs(tx0)、φs(tx1)、φs(tx2)を抽出する。以下の説明において、時刻tx2として同定時刻txを用いる。また、3時点の間隔txsを
R1A同定器25は、演算磁束ベクトルφs(tx0),φs(tx1),φs(tx)と、同定時刻txと、電流ベクトルiと、一次抵抗ノミナル値R1Cと、が入力され、一次抵抗R1を出力する。以下、R1A同定器25について述べる。
In the
式(K)に示すように、一次抵抗ノミナル値R1Cが誤差ΔRだけ真値R1からずれていたと仮定する。
次に、式(M)~式(O)により、E0を計算する。
FS1=φr(tx1)-φr(tx0)=φs(tx1)-φs(tx0)-txs*ΔR*i 式(M)
FS2=φr(tx)-φr(tx0)=φs(tx)-φs(tx0)-2*txs*ΔR*i 式(N)
FS1 = φr (tx1) -φr (tx0) = φs (tx1) -φs (tx0) -txs * ΔR * i Equation (M)
FS2 = φr (tx) -φr (tx0) = φs (tx) -φs (tx0) -2 * txs * ΔR * i Equation (N)
ここで、式(H)において拾い上げ時刻t0を二次時定数T2に対して十分小さくすると、実磁束ベクトルφ2rは円を描くとみなせるので、ベクトルφr(tx0),φr(tx1),φr(tx)は同一円上に位置する。さらに、ベクトルφr(tx0),φr(tx1),及びφr(tx)は等間隔(txs間隔)で抽出したものである。このため、ベクトルφr(tx0)とφr(tx1)との位相差、及びφr(tx1)とφr(tx)との位相差が等しいため、E0の値は常に0である。一次抵抗誤差ΔRは、式(O)にE0=0を代入して整理した式(P)で求めることができる。
ΔR=-E0A/E0B 式(P)
Here, if the pick-up time t0 is made sufficiently smaller than the quadratic time constant T2 in the equation (H), the actual magnetic flux vector φ2r can be regarded as drawing a circle, so that the vectors φr (tx0), φr (tx1), φr (tx1). ) Are located on the same circle. Further, the vectors φr (tx0), φr (tx1), and φr (tx) are extracted at equal intervals (txs intervals). Therefore, since the phase difference between the vectors φr (tx0) and φr (tx1) and the phase difference between φr (tx1) and φr (tx) are equal, the value of E0 is always 0. The primary resistance error ΔR can be obtained by the equation (P) arranged by substituting E0 = 0 into the equation (O).
ΔR = −E0A / E0B equation (P)
上述のように、同定用タイマ21、磁束演算器22、演算磁束メモリ23、演算磁束抽出器24、及びR1A同定器25により、一次抵抗R1の変動を同定する。
As described above, the variation of the primary resistance R1 is identified by the
しかしながら、上述の従来技術においては、以下に示すように改良の余地がある。
式(P)を用いて一次抵抗誤差ΔRを求めることが従来技術の主点であったが、図5に示すように、式(P)の分母であるE0B(図5の“従来分母値”)が略ゼロとなる区間Qが存在する。図5の“F2sA”と“F2sB”は、演算磁束ベクトルφ2sの成分である。式(P)において分母値E0Bが略ゼロとなると、一次抵抗誤差ΔRに対する分子値E0Aの感度が過度に増大し、一次抵抗誤差ΔRの演算精度が著しく悪化する。かかる場合、一次抵抗R1に誤差が残り、初期値推定部7が推定する初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20に誤差が生じる。
However, in the above-mentioned prior art, there is room for improvement as shown below.
The main point of the prior art was to obtain the primary resistance error ΔR using the equation (P), but as shown in FIG. 5, E0B (“conventional denominator value” in FIG. 5” which is the denominator of the equation (P). ) Is almost zero, and there is a section Q. “F2sA” and “F2sB” in FIG. 5 are components of the calculated magnetic flux vector φ2s. When the denominator value E0B becomes substantially zero in the equation (P), the sensitivity of the numerator value E0A to the primary resistance error ΔR increases excessively, and the calculation accuracy of the primary resistance error ΔR deteriorates remarkably. In such a case, an error remains in the primary resistance R1, and an error occurs in the initial velocity ωm0 estimated by the initial
初期値推定部7が推定する初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20に誤差が生じると、トルク制御手段1の初期値に誤差があるために、電動機6のトルク制御を必ずしも高精度に行うことができない場合があった。
If an error occurs in the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 estimated by the initial
かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、電動機のトルク制御の精度を向上可能な電動機制御装置を提供することにある。 An object of the present invention made in view of such circumstances is to provide a motor control device capable of improving the accuracy of torque control of a motor.
上述の課題を解決するために、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置は、電動機に流れる電流ベクトルを検出する電流検出器と、前記電流ベクトルに基づいて前記電動機に直流電流を流す拾い上げ電圧指令を出力する拾い上げ制御部と、前記電流ベクトル、前記拾い上げ電圧指令、及び一次抵抗ノミナル値が入力され演算磁束ベクトルを出力する磁束演算器と、前記演算磁束ベクトルを電流軸方向へ回転座標変換し回転磁束ベクトルを出力する回転座標変換器と、同定時刻よりも前の複数時点における時刻をそれぞれ参照時刻に定めて出力する極値時間検出器と、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出され前記電動機の一次抵抗誤差の算出に用いられる分母値に基づいて、複数の前記参照時刻のうち何れか1つを選択時刻として出力する演算用磁束選択器と、前記選択時刻を用いて算出した前記分母値を用いて、前記一次抵抗誤差を算出する同定器と、前記同定時刻までの前記演算磁束ベクトルから、等間隔の3つの時点の演算磁束ベクトル値を抽出する演算磁束抽出器と、前記演算磁束抽出器で抽出された前記演算磁束ベクトル値に基づいて、前記電動機が低速であるか否かを示す低速判定信号を出力する低速判定器と、前記低速判定信号が低速を示す場合、前記一次抵抗誤差をゼロとする同定値選択器と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problems, the speed sensorless electric motor control device according to the present invention issues a current detector that detects a current vector flowing through the electric motor and a pick-up voltage command that causes a DC current to flow through the electric motor based on the current vector. The pick-up control unit to output, the magnetic flux calculator to which the current vector, the pick-up voltage command, and the primary resistance nominal value are input and output the calculated magnetic flux vector, and the calculated magnetic flux vector are rotationally coordinated in the current axis direction to convert the rotational magnetic flux. A rotational coordinate converter that outputs a vector, an extreme time detector that outputs the time at multiple time points before the identification time as a reference time, and a primary time detector that is calculated using each reference time. Based on the denominator value used to calculate the resistance error, a magnetic flux selector for calculation that outputs any one of the plurality of reference times as the selection time, and the denominator value calculated using the selection time are used. With the identifyr for calculating the primary resistance error, the calculated magnetic flux extractor for extracting the calculated magnetic flux vector values at three time points at equal intervals from the calculated magnetic flux vector up to the identification time, and the calculated magnetic flux extractor. A low-speed determination device that outputs a low-speed determination signal indicating whether or not the electric motor is low speed based on the extracted calculated magnetic flux vector value, and when the low-speed determination signal indicates low speed, the primary resistance error is zero. It is characterized by being provided with an identification value selector.
また、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置において、前記極値時間検出器は、前記回転磁束ベクトルの電流軸直交成分が極値となる複数の極値時刻のうち、前記同定時刻のよりも前の直近の2つの極値時刻を少なくとも含む複数の時刻を前記参照時刻に定めることが好ましい。 Further, in the speed sensorless motor control device according to the present invention, the extreme value time detector has a plurality of extreme value times at which the current axis orthogonal component of the rotational magnetic flux vector becomes an extreme value, which is before the identification time. It is preferable that a plurality of times including at least the two most recent extreme times of the above are set as the reference time.
また、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置において、前記演算用磁束選択器は、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出される複数の前記分母値にそれぞれ含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数の絶対値が最も大きい前記分母値に対応する前記参照時刻を前記選択時刻に定めることが好ましい。 Further, in the speed sensorless motor control device according to the present invention, the calculation magnetic flux selector is a coefficient included in each of a plurality of the denominators calculated using each reference time, and is a coefficient based on the magnetic flux vector. It is preferable to set the reference time corresponding to the denominator value having the largest absolute value of to the selected time.
本発明に係る電動機制御装置によれば、電動機のトルク制御の精度を向上可能である。 According to the motor control device according to the present invention, the accuracy of torque control of the motor can be improved.
以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(第1実施形態)
図1は、本発明の第1実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置を示すブロック図である。電動機制御装置は、トルク制御部1と、拾い上げ制御部2と、切替部3と、電力変換部4と、電流検出器5と、初期値推定部7と、同定用タイマ21と、磁束演算器22と、回転座標変換器31と、極値時間検出器32と、演算用磁束選択器33と、同定器34と、回転磁束メモリ35と、を備える。トルク制御部1、拾い上げ制御部2、切替部3、電力変換部4、電流検出器5、初期値推定部7、及び同定用タイマ21は、上述した従来例と同様の構成である。
(First Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a speed sensorless motor control device according to the first embodiment of the present invention. The motor control device includes a
回転座標変換器31は、演算磁束ベクトルφ2sと電流位相角θとが入力され、式(Q)及び式(R)により固定座標系α-βから回転座標系A-Bに変換した回転磁束ベクトルφ2tを算出する。
F2tA=F2sα・cosθ+F2sβ・sinθ 式(Q)
F2tB=-F2sα・sinθ+F2sβ・cosθ 式(R)
ここで、F2sα及びF2sβは、固定座標系α-βにおける演算磁束ベクトルφ2sの成分である。F2tA及びF2tBは、回転座標系A-Bにおける回転磁束ベクトルφ2tの成分である。また、回転座標系A-Bにおいて、A軸は電流方向の軸(電流軸)、B軸は電流方向に直交する軸である。回転磁束ベクトルφ2tを式(L)に適用すると、
F2tA=F2rtA+ΔR・I・t 式(S)
F2tB=F2rtB 式(T)
となる。ここで、F2rtA及びF2rtBは、回転座標系A-Bにおける実磁束推定ベクトルφ2rの成分である。
In the rotating coordinate
F2tA = F2sα ・ cosθ + F2sβ ・ sinθ equation (Q)
F2tB = −F2sα ・ sinθ + F2sβ ・ cosθ equation (R)
Here, F2sα and F2sβ are components of the calculated magnetic flux vector φ2s in the fixed coordinate system α−β. F2tA and F2tB are components of the rotating magnetic flux vector φ2t in the rotating coordinate system AB. Further, in the rotating coordinate system AB, the A axis is an axis in the current direction (current axis), and the B axis is an axis orthogonal to the current direction. When the rotating magnetic flux vector φ2t is applied to the equation (L),
F2tA = F2rtA + ΔR ・ It ・ t equation (S)
F2tB = F2rtB equation (T)
Will be. Here, F2rtA and F2rtB are components of the actual magnetic flux estimation vector φ2r in the rotating coordinate system AB.
式(S)及び式(T)から明らかなように、回転座標変換器31を用いて行う上述の回転座標変換によって、一次抵抗誤差ΔRの影響がF2tAのみとなり、F2tBには一次抵抗誤差ΔRの影響が無くなる。すなわち、演算磁束ベクトルφ2Sを電流位相角θ方向へ回転座標変換した回転磁束ベクトルφ2tにおいて、一次抵抗誤差ΔRは、A軸(電流軸)方向成分のみにあらわれる。
As is clear from the equations (S) and (T), the influence of the primary resistance error ΔR is only F2tA by the above-mentioned rotational coordinate transformation performed by using the rotating coordinate
回転磁束ベクトルφ2tを用いて、式(M)~式(P)を展開すると、
F11A=Fx11A-Fx00A、F11B=Fx11B-Fx00B 式(U)
F22A=Fx22A-Fx00A、F22B=Fx22B-Fx00B 式(V)
ΔR=[F22A*(2*F11A-F22A)+F22B*(2*F11B-F22B)]/(2*F11A-F22A)/(tx2-tx0)/I
式(W)
となる。ここで、Fx00A及びFx00Bは、回転磁束ベクトルφt(tx0)の成分である。Fx11A及びFx11Bは、回転磁束ベクトルφt(tx1)の成分である。Fx22A及びFx22Bは、回転磁束ベクトルφt(tx2)の成分である。以下、時刻tx2として同定時刻txを用いる。
When equations (M) to (P) are expanded using the rotating magnetic flux vector φ2t,
F11A = Fx11A-Fx00A, F11B = Fx11B-Fx00B formula (U)
F22A = Fx22A-Fx00A, F22B = Fx22B-Fx00B formula (V)
ΔR = [F22A * (2 * F11A-F22A) + F22B * (2 * F11B-F22B)] / (2 * F11A-F22A) / (tx2-tx0) / I
Equation (W)
Will be. Here, Fx00A and Fx00B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx0). Fx11A and Fx11B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx1). Fx22A and Fx22B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx2). Hereinafter, the identification time tx is used as the time tx2.
図5に示す“従来分母値”は、式(W)を式(P)に適用した場合における、分母値E0Bの一部であって、式(X)で示す値である。
E0B/(tx-tx0)/I=2*F11A-F22A=2*Fx11A-Fx22A-Fx00A 式(X)
ここで、Fx11Aは演算磁束ベクトルφs(tx1)のA軸成分、Fx22Aは演算磁束ベクトルφs(tx)のA軸成分、及びFx00A=0(tx0を図5の左端の時刻)である。式(X)で示す値は、分母値E0Bに含まれる、磁束ベクトルに基づいて定まる係数である。以下、分母値E0Bに含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数を、分母値E0Bの一部という。
The "conventional denominator value" shown in FIG. 5 is a part of the denominator value E0B when the formula (W) is applied to the formula (P), and is a value represented by the formula (X).
E0B / (tx-tx0) / I = 2 * F11A-F22A = 2 * Fx11A-Fx22A-Fx00A Equation (X)
Here, Fx11A is an A-axis component of the calculated magnetic flux vector φs (tx1), Fx22A is an A-axis component of the calculated magnetic flux vector φs (tx), and Fx00A = 0 (tx0 is the time at the left end of FIG. 5). The value represented by the equation (X) is a coefficient included in the denominator value E0B and determined based on the magnetic flux vector. Hereinafter, the coefficient included in the denominator value E0B and based on the magnetic flux vector is referred to as a part of the denominator value E0B.
回転磁束メモリ35は、同定時刻txにおける回転座標変換器31の出力である回転磁束ベクトルφ2tを記憶する。
The
極値時間検出器32は、時刻txよりも前の複数時点における時刻を参照時刻(txb1,txb2,…)として決定し、当該決定した参照時刻を出力する。第1実施形態に係る極値時間検出器32は、2つの参照時刻txb1,txb2を出力する。
The
好適には、第1実施形態の極値時間検出器32は、図2に示すように、回転磁束ベクトルφ2tのB軸成分(電流軸直交成分)F2tBにおいて同定時刻txより前の最初(1個目)の極値を検出する。極値時間検出器32は、回転磁束ベクトルφ2tのB軸成分が極値となる時刻(極値時刻)を参照時刻txb1として決定する。同様に、極値時間検出器32は、B軸成分F2tBにおいて同定時刻tx以前の2個目の極値を検出し、検出した極値の極値時刻を参照時刻txb2として決定する。すなわち、極値時間検出器32は、同定時刻txより前の直近の2つの極値時刻を、参照信号txb1,2として決定する。好適には、極値時間検出器32は、B軸成分F2tBにおいて、同定時刻tx以前に極値が1つのみ存在する場合、参照時刻txb2=0と定める。また好適には、極値時間検出器32は、B軸成分F2tBにおいて同定時刻txより以前に極値が存在しない場合、参照時刻txb1=txb2=0と定める。
Preferably, as shown in FIG. 2, the
演算用磁束選択器33は、極値時間検出器32が出力した複数の参照時刻のうちいずれか1つの参照時刻を選択時刻txbとして決定し、決定した選択時刻txbを出力する。選択時刻txbの決定のために、演算用磁束選択器33は、参照時刻ごとに式(P)に用いる分母値E0Bに基づいて選択時刻txbを決定する。選択時刻txbの決定方法の詳細については後述する。また、演算用磁束選択器33は、時刻txb,txmb,txにおける回転磁束ベクトルφt(txb),φt(txmb),φt(tx)を出力する。時刻txmbは、選択時刻txbと同定時刻txの中間時点における時刻である。
The calculation
以下、選択時刻txbの決定方法について説明する。例えば、第1実施形態に係る演算用磁束選択器33は、参照時刻txb1,txb2を用いて、式(Y)及び式(Z)により、式(P)の分母値E0Bの一部として用いるための、異なる2つの値E0B_1,E0B_2をそれぞれ算出する。
E0B_1=2*Fx1mA-Fx22A-Fx_txb1A 式(Y)
E0B_2=2*Fx2mA-Fx22A-Fx_txb2A 式(Z)
ここで、Fx1mAは、参照時刻txb1と同定時刻txの中間時点における回転磁束ベクトルφ2tのA軸成分である。Fx22Aは、同定時刻txにおける回転磁束ベクトルφt(tx)のA軸成分である。Fx_txb1Aは、参照時刻txb1における回転磁束ベクトルφt(txb1)のA軸成分である。Fx2mAは、参照時刻txb2と同定時刻txの中間時点における回転磁束ベクトルφ2tのA軸成分である。Fx_txb2Aは、参照時刻txb2における回転磁束ベクトルφt(txb2)のA軸成分である。
Hereinafter, a method for determining the selection time txb will be described. For example, the
E0B_1 = 2 * Fx1mA-Fx22A-Fx_txb1A Equation (Y)
E0B_2 = 2 * Fx2mA-Fx22A-Fx_txb2A Equation (Z)
Here, Fx1mA is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φ2t at an intermediate time point between the reference time txb1 and the identification time tx. Fx22A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (tx) at the identification time tx. Fx_txb1A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (txb1) at the reference time txb1. Fx2mA is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φ2t at an intermediate time point between the reference time txb2 and the identification time tx. Fx_txb2A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (txb2) at the reference time txb2.
そして、演算用磁束選択器33は、例えば式(AA)及び式(AB)により、算出した2つの値E0B_1,E0B_2のうち、絶対値が大きい値に対応する参照時刻を選択時刻txbとして決定する。
|E0B_1|≧|E0B_2|ならばtxb=txb1、|E0B_1|<|E0B_2|ならばtxb=txb2
式(AA)
txmb=(txb+tx)/2 式(AB)
Then, the
| E0B_1 | ≧ | E0B_2 | then txb = txb1, | E0B_1 | <| E0B_2 | then txb = txb2
Equation (AA)
txmb = (txb + tx) / 2 equation (AB)
同定器34は、選択時刻txbとφt(txb)、φt(txmb)、φt(tx)を用いて、下記式(AC)~式(AF)より一次抵抗R1を演算する。
F111A=Fx111A-Fx000A、F111B=Fx111B-Fx000B 式(AC)
F222A=Fx222A-Fx000A、F222B=Fx222B-Fx000B 式(AD)
ΔR=[F222A*(2*F111A-F222A)+F222B*(2*F111B-F222B)]/(2*F111A-F222A)/(tx-txb)/I
式(AE)
R1=R1C+ΔR 式(AF)
ここで、Fx000A及びFx000Bは、回転磁束ベクトルφt(txb)の成分である。Fx111A及びFx111Bは、回転磁束ベクトルφt(txmb)の成分である。Fx222A及びFx222Bは、回転磁束ベクトルφt(tx)の成分である。
The
F111A = Fx111A-Fx000A, F111B = Fx111B-Fx000B formula (AC)
F222A = Fx222A-Fx000A, F222B = Fx222B-Fx000B equation (AD)
ΔR = [F222A * (2 * F111A-F222A) + F222B * (2 * F111B-F222B)] / (2 * F111A-F222A) / (tx-txb) / I
Equation (AE)
R1 = R1C + ΔR equation (AF)
Here, Fx000A and Fx000B are components of the rotating magnetic flux vector φt (txb). Fx111A and Fx111B are components of the rotating magnetic flux vector φt (txmb). Fx222A and Fx222B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx).
次に、図2を参照して、従来例及び本発明の第1実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置の動作について説明する。図2において、“F2tA”及び“F2tB”は、それぞれ回転磁束ベクトルφ2tのA軸成分及びB軸成分である。“従来分母値”は、図5における“従来分母値”と同一であって、従来例による速度センサレス電動機制御装置が式(X)で算出した分母値E0Bの一部である。“分母値候補1”は、第1実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置が式(Y)で算出した値E0B_1である。“分母値候補2”は、第1実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置が式(Z)で算出した値E0B_2である。“発明分母値”は、選択時刻txbを用いて同定器34が算出した、式(AE)の分母値の一部(2*F111A-F222A)である。
Next, with reference to FIG. 2, the operation of the speed sensorless motor control device according to the conventional example and the first embodiment of the present invention will be described. In FIG. 2, “F2tA” and “F2tB” are A-axis components and B-axis components of the rotating magnetic flux vector φ2t, respectively. The "conventional denominator value" is the same as the "conventional denominator value" in FIG. 5, and is a part of the denominator value E0B calculated by the speed sensorless motor control device according to the conventional example by the equation (X). The "
第1実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置によれば、図2に示すように、同定開始よりも後の時点において発明分母値がゼロとなることがない。また、例えば式(AA)により、より高い値を有する分母値に対応する参照時刻を優先的に選択時刻txbとして決定するため、一次抵抗誤差ΔRを求める式(AE)の演算精度を向上可能である。 According to the speed sensorless motor control device according to the first embodiment, as shown in FIG. 2, the invention denominator value does not become zero at a time point after the start of identification. Further, for example, since the reference time corresponding to the denominator value having a higher value is preferentially determined as the selection time txb by the equation (AA), the calculation accuracy of the equation (AE) for obtaining the primary resistance error ΔR can be improved. be.
以上により、第1実施形態の速度センサレス電動機制御装置によれば、一次抵抗誤差ΔRの推定精度を向上でき、その結果、電動機6の初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20の推定精度を向上し、電動機トルクの制御の精度を向上可能である。
As described above, according to the speed sensorless motor control device of the first embodiment, the estimation accuracy of the primary resistance error ΔR can be improved, and as a result, the estimation accuracy of the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the
(第2実施形態)
図6は、本発明の第2実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置を示すブロック図である。第2実施形態に係る電動機制御装置は、上述した第1実施形態と比較して、低速判定器101、同定値選択器102、及び演算磁束抽出器240を更に備えており、一次抵抗R1に替えて選択一次抵抗R1NEWを初期値推定部7に入力する点が異なる。以下、第1実施形態との相違点について説明し、共通点については説明を省略する。
(Second Embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a speed sensorless motor control device according to a second embodiment of the present invention. The motor control device according to the second embodiment further includes a low
演算磁束抽出器240は、図3に示す演算磁束メモリ23及び演算磁束抽出器24と同様の構成及び機能を有する。具体的には、演算磁束抽出器240は、時々刻々と変化する演算磁束ベクトルφ2sを、時刻0~txの区間において記憶する。演算磁束抽出器240は、時刻0~txまでの区間から、等間隔の3時点(tx0,tx1,tx2)の演算磁束ベクトルφ2sの値φs(tx0),φs(tx1),φs(tx2)を抽出して出力する。ここで、tx2-tx1=tx1-tx0である。
The calculated
低速判定器101は、演算磁束抽出器240の出力である等間隔の3時点の演算磁束ベクトルφ2sの値φs(tx0),φs(tx1),φs(tx2)を入力し、電動機6の速度(角速度)が低速であるか否かを示す低速判定信号LSを出力する。具体的には、低速判定器101は、式(AG)及び式(AH)により、低速判定信号LSを決定する。
φsL=2*[φs(tx1)-φs(tx0)]-[φs(tx2)-φs(tx0)] 式(AG)
φsL・φsL≧LSsetならばLS=0、φsL・φsL<LSsetならばLS=1 式(AH)
ここで、式(AH)に示す記号「・」はベクトルの内積を示す。また、LSsetは、低速判定のための閾値を表す定数である。低速判定信号LS=0は電動機6が「高速である(低速ではない)」ことを示し、低速判定信号LS=1は電動機6が「低速である」ことを示す。なお後述するように、低速判定器101は、例外的に式(AG)及び式(AH)によらずLS=0と決定し得る。
The low-
φsL = 2 * [φs (tx1) -φs (tx0)]-[φs (tx2) -φs (tx0)] Equation (AG)
LS = 0 if φsL ・ φsL ≧ LS set, LS = 1 formula (AH) if φsL ・ φsL <LS set
Here, the symbol “·” shown in the equation (AH) indicates the inner product of the vectors. Further, LSset is a constant representing a threshold value for low-speed determination. The low speed determination signal LS = 0 indicates that the
ここで、式(AG)及び式(AH)により電動機6の速度が低速であるか否かを判断できる理由について詳述する。上述したように、実磁束ベクトルφ2rが円を描くとみなすために拾い上げ時刻t0を二次時定数T2に対して十分小さくした場合を考える。かかる場合、演算磁束ベクトルφ2sの時間変化は、電動機6の速度が低速であるほど直線的な変化となる。図7は、電動機6が「高速である」場合における、等間隔の3時点の演算磁束ベクトルの値φs(tx0),φs(tx1),φs(tx2)の例を示す。一方、図8は、電動機6が「低速である」場合における、等間隔の3時点の演算磁束ベクトルの値φs(tx0),φs(tx1),φs(tx2)の例を示す。図7及び図8の比較から明らかなように、電動機6の速度の大小でφsLの長さが変化する。φsLの長さが長いと電動機6が「高速である」と判定でき、φsLの長さが短いと電動機6が「低速である」と判定できる。したがって、低速判定器101は、式(AG)及び式(AH)により低速判定信号LSを決定する。
Here, the reason why it is possible to determine whether or not the speed of the
しかしながら、φ2s軌跡が2周程度になるとφsLの長さが短くなり、低速時と見分けがつかなくなる。このため、低速判定器101は例外的に、極値時間検出器32でtxb1が決定できた場合には、φsLの長さに関わらず(即ち、式(AG)及び式(AH)によらず)、電動機6が「高速である」と判定して低速判定信号LS=0と決定する。
However, when the φ2s locus becomes about two laps, the length of φsL becomes short, and it becomes indistinguishable from the low speed. Therefore, the
同定値選択器102は、低速判定器101の出力である低速判定信号LSと、同定器34の出力である一次抵抗R1と、を入力し、選択一次抵抗R1NEWを出力する。
The
具体的には、同定値選択器102は、低速判定信号LS=0である場合(即ち、電動機6が「高速である」場合)、選択一次抵抗R1NEW=R1=R1C+ΔRと決定する。したがって、上述した第1実施形態と同様に、一次抵抗の値としてR1が初期値推定部7に入力されることになる。
Specifically, the
一方、同定値選択器102は、低速判定信号LS=1である場合(即ち、電動機6が「低速である」場合)、同定器34の出力である一次抵抗R1に含まれる一次抵抗誤差ΔRをゼロとして、選択一次抵抗R1NEW=R1Cと決定する。したがって、上述した第1実施形態と異なり、一次抵抗の値としてR1Cが初期値推定部7に入力されることになる。
On the other hand, when the low speed determination signal LS = 1 (that is, when the
第2実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置によれば、電動機6の速度が低速である場合において、初期速度ω0m及び初期二次磁束φ20の推定精度が第1実施形態と比較して更に向上する。
According to the speed sensorless motor control device according to the second embodiment, when the speed of the
即ち、上述したように実磁束ベクトルφ2rが円を描くとみなすために、式(H)において拾い上げ時刻t0を二次時定数T2に対して十分小さくする必要がある。このため、電動機6の速度が低速である場合、例えば図2に示すグラフの左端付近しかあらわれず、第1実施形態における発明分母値はゼロに近い値しかとることができない。したがって、第1実施形態では、電動機6の低速時において、式(AE)で算出する一次抵抗誤差ΔRの演算精度が必ずしも十分でない。元々、電動機6の低速時において一次抵抗誤差ΔRの演算誤差の影響は比較的少ないが、それでも一次抵抗誤差ΔRの演算誤差が積み重なると、結果的に初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20の推定精度が必ずしも十分でなくなる。
That is, in order to consider that the actual magnetic flux vector φ2r draws a circle as described above, it is necessary to make the pick-up time t0 sufficiently smaller than the quadratic time constant T2 in the equation (H). Therefore, when the speed of the
これに対して、第2実施形態によれば、電動機6の高速時には第1実施形態と同様に、一次抵抗誤差ΔRの推定精度を向上でき、その結果、電動機6の初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20の推定精度を向上し、電動機トルクの制御の精度を向上可能である。一方、電動機6の低速時には第1実施形態と異なり、演算精度が必ずしも十分でない一次抵抗誤差ΔRを算出する式(AH)を利用せずに、一次抵抗誤差ΔRをゼロとする。かかる構成によれば、一次抵抗誤差ΔRの演算誤差が積み重なることによる、電動機6の初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20の推定精度の低下が抑制される。したがって、第2実施形態によれば、第1実施形態と比較して、電動機6の低速時における電動機6の初期速度ωm0及び初期二次磁束φ20の推定精度を更に向上し、電動機トルクの制御の精度を更に向上可能である。
On the other hand, according to the second embodiment, when the
また、上述した式(AG)は、式(M)及び式(N)を用いて
φsL=2*FS1-FS2
=2*[φr(tx1)-φr(tx0)]-[φr(tx2)-φr(tx0)]
=2*[φs(tx1)-φs(tx0)]-[φs(tx2)-φs(tx9)]
となり、実磁束推定ベクトルφ2rと演算磁束ベクトルφ2sとの間にあった一次抵抗誤差ΔRの項が消えている。このため、第2実施形態に係る低速判定器101は、一次抵抗誤差の影響を受けずに、電動機6が低速であるか否かを判定可能である。
Further, in the above-mentioned equation (AG), φsL = 2 * FS1-FS2 using the equations (M) and (N).
= 2 * [φr (tx1) -φr (tx0)]-[φr (tx2) -φr (tx0)]
= 2 * [φs (tx1) -φs (tx0)]-[φs (tx2) -φs (tx9)]
Therefore, the term of the primary resistance error ΔR between the actual magnetic flux estimation vector φ2r and the calculated magnetic flux vector φ2s disappears. Therefore, the low
本発明を諸図面に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。例えば、上述の実施形態では、極値時間検出器32は、2つの極値時刻を参照時刻txb1,txb2として決定するが、3つ以上の極値時刻を参照時刻(txb1,txb2,…)として決定してもよい。また、同定時刻txよりも前の複数の任意の時刻を参照時刻(txb1,txb2,…)として決定してもよい。
Although the present invention has been described with reference to the drawings, it should be noted that those skilled in the art can easily make various modifications and modifications based on the present disclosure. For example, in the above embodiment, the
また、極値時間検出器32が3つ以上の参照時刻(txb1,txb2,…)を出力する場合、演算用磁束選択器33は、各参照時刻を用いてそれぞれ算出した分母値(E0B_1,E0B_2,…)の絶対値が最も小さい分母値を検出し、当該分母値に対応する参照時刻を除く複数の参照時刻のうちいずれか1つを選択時刻txbに定める構成であってもよい。好適には、演算用磁束選択器33は、絶対値が最も大きい分母値を検出し、当該分母値に対応する参照時刻を選択時刻txbに定める。
Further, when the
速度センサレス電動機において、温度変化などにより一次抵抗が変動した場合であっても、電動機の運転開始時の惰行速度を速やかに、かつ高精度に推定することができる。例えば、速度センサレス車両制御において、惰行走行状態からの再加速、惰行走行状態からのブレーキが可能となる。 In a speed sensorless motor, even if the primary resistance fluctuates due to a temperature change or the like, the coasting speed at the start of operation of the motor can be estimated quickly and with high accuracy. For example, in speed sensorless vehicle control, it is possible to re-accelerate from the coasting state and brake from the coasting state.
また、上述した第2実施形態において、低速判定器101が低速判定信号LSを出力する構成について説明した。しかしながら、低速判定器101は、電動機6が「低速である」と判定した場合、及び電動機6が「高速である」と判定した場合のうち、一方の場合のみ低速判定信号LSを出力する構成も可能である。かかる場合、同定値選択器102は、例えば低速判定信号LS=0を受信しないときには選択一次抵抗R1NEW=R1=R1C+ΔRと決定する。或いは、同定値選択器102は、低速判定信号LS=1を受信しないときには選択一次抵抗R1NEW=R1Cと決定する。
Further, in the second embodiment described above, the configuration in which the low
1 トルク制御部
2 拾い上げ制御部
3 切替部
4 電力変換部
5 電流検出器
6 電動機
7 初期値推定部
9 実磁束推定部
10 実磁束メモリ
11 実磁束抽出部
12 初期速度推定部
13 初期磁束推定部
14 演算用タイマ
21 同定用タイマ
22 磁束演算器
23 演算磁束メモリ
24 演算磁束抽出器
25 R1A同定器
31 回転座標変換器
32 極値時間検出器
33 演算用磁束選択器
34 同定器
35 回転磁束メモリ
v0 拾い上げ電圧指令
V1 トルク制御電圧指令
V* 電圧指令
i 電流ベクトル
SW トルク制御開始指令
ST 拾い上げ制御開始指令
ωm0 初期速度
φ20 初期二次磁束
I 直流電流指令
θ 電流位相角指令
t0 拾い上げ時間
φ2r 実磁束ベクトル
φ(t0) 時刻t0の実磁束ベクトル
φ(t00) 時刻t00の実磁束ベクトル
φ(t01) 時刻t01の実磁束ベクトル
φ(t02) 時刻t02の実磁束ベクトル
tx 同定時刻
φ2s 演算磁束ベクトル
R1 一次抵抗
R1C 一次抵抗ノミナル値
φs(tx) 時刻txの演算磁束ベクトル
φs(tx0) 時刻tx0の演算磁束ベクトル
φs(tx1) 時刻tx1の演算磁束ベクトル
φs(tx2) 時刻tx2の演算磁束ベクトル
φr(tx) 時刻txの実磁束ベクトル
φr(tx0) 時刻tx0の実磁束ベクトル
φr(tx1) 時刻tx1の実磁束ベクトル
φ2t 回転磁束ベクトル
φt(tx) 時刻txの回転磁束ベクトル
txb1,txb2 参照時間
txb 選択時間
txmb 時刻txbと時刻tx2の中間時刻
φt(txb) 時刻txbの回転磁束ベクトル
φt(txmb) 時刻txmbの回転磁束ベクトル
101 低速判定器
102 同定値選択器
240 演算磁束抽出器
LS 低速判定信号
R1NEW 選択一次抵抗
1 Torque control unit 2 Pick-up control unit 3 Switching unit 4 Power conversion unit 5 Current detector 6 Electric motor 7 Initial value estimation unit 9 Actual magnetic flux estimation unit 10 Actual magnetic flux memory 11 Actual magnetic flux extraction unit 12 Initial speed estimation unit 13 Initial magnetic flux estimation unit 14 Calculation timer 21 Identification timer 22 Magnetic flux calculation device 23 Calculation magnetic flux memory 24 Calculation magnetic flux extractor 25 R1A identifyr 31 Rotational coordinate converter 32 Extreme time detector 33 Calculation magnetic flux selector 34 Identifier 35 Rotational magnetic flux memory v0 Pick-up voltage command V1 Torque control voltage command V * Voltage command i Current vector SW Torque control start command ST Pick-up control start command ωm0 Initial speed φ20 Initial secondary magnetic flux I DC current command θ Current phase angle command t0 Pick-up time φ2r Actual magnetic flux vector φ (T0) Actual magnetic flux vector at time t0 φ (t00) Actual magnetic flux vector at time t00 φ (t01) Actual magnetic flux vector at time t01 φ (t02) Actual magnetic flux vector at time t02 tx Identification time φ2s Calculated magnetic flux vector R1 Primary resistance R1C Primary resistance nominal value φs (tx) Time tx calculated magnetic flux vector φs (tx0) Time tx0 calculated magnetic flux vector φs (tx1) Time tx1 calculated magnetic flux vector φs (tx2) Time tx2 calculated magnetic flux vector φr (tx) Time tx Actual magnetic flux vector φr (tx0) Actual magnetic flux vector at time tx0 φr (tx1) Actual magnetic flux vector at time tx1 φ2t Rotating magnetic flux vector φt (tx) Intermediate time of time tx2 φt (txb) Rotational flux vector of time txb φt (txmb) Rotational flux vector of time txmb 101 Low speed judgment device 102 Identification value selector 240 Calculation magnetic flux extractor LS Low speed judgment signal R1NEW Selective primary resistance
Claims (3)
前記電流ベクトルに基づいて前記電動機に直流電流を流す拾い上げ電圧指令を出力する拾い上げ制御部と、
前記電流ベクトル、前記拾い上げ電圧指令、及び一次抵抗ノミナル値が入力され演算磁束ベクトルを出力する磁束演算器と、
前記演算磁束ベクトルを電流軸方向へ回転座標変換し回転磁束ベクトルを出力する回転座標変換器と、
同定時刻よりも前の複数時点における時刻をそれぞれ参照時刻に定めて出力する極値時間検出器と、
各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出され前記電動機の一次抵抗誤差の算出に用いられる分母値に基づいて、複数の前記参照時刻のうち何れか1つを選択時刻として出力する演算用磁束選択器と、
前記選択時刻を用いて算出した前記分母値を用いて、前記一次抵抗誤差を算出する同定器と、
前記同定時刻までの前記演算磁束ベクトルから、等間隔の3つの時点の演算磁束ベクトル値を抽出する演算磁束抽出器と、
前記演算磁束抽出器で抽出された前記演算磁束ベクトル値に基づいて、前記電動機が低速であるか否かを示す低速判定信号を出力する低速判定器と、
前記低速判定信号が低速を示す場合、前記一次抵抗誤差をゼロとする同定値選択器と、
を備える、速度センサレス電動機制御装置。 A current detector that detects the current vector flowing through the motor, and
A pick-up control unit that outputs a pick-up voltage command for passing a direct current through the motor based on the current vector, and a pick-up control unit.
A magnetic flux calculator to which the current vector, the pick-up voltage command, and the primary resistance nominal value are input and the calculated magnetic flux vector is output.
A rotational coordinate converter that converts the calculated magnetic flux vector into rotational coordinates in the direction of the current axis and outputs a rotational flux vector.
An extreme time detector that sets and outputs the time at multiple time points before the identification time as the reference time, and
A magnetic flux selector for calculation that outputs any one of the plurality of reference times as a selection time based on the denominator value calculated using each reference time and used for calculating the primary resistance error of the motor. ,
An identifier that calculates the primary resistance error using the denominator value calculated using the selection time, and
An calculated magnetic flux extractor that extracts the calculated magnetic flux vector values at three time points at equal intervals from the calculated magnetic flux vector up to the identification time.
Based on the calculated magnetic flux vector value extracted by the calculated magnetic flux extractor, a low-speed determination device that outputs a low-speed determination signal indicating whether or not the motor is low-speed, and a low-speed determination device.
When the low-speed determination signal indicates low speed, the identification value selector that sets the primary resistance error to zero, and
Equipped with a speed sensorless motor control device.
前記極値時間検出器は、前記回転磁束ベクトルの電流軸直交成分が極値となる複数の極値時刻のうち、前記同定時刻のよりも前の直近の2つの極値時刻を少なくとも含む複数の時刻を前記参照時刻に定める、速度センサレス電動機制御装置。 The speed sensorless motor control device according to claim 1.
The extreme value time detector includes a plurality of extreme value times in which the current axis orthogonal component of the rotational magnetic flux vector becomes an extreme value, and includes at least the two most recent extreme value times prior to the identification time. A speed sensorless motor control device that sets the time to the reference time.
前記演算用磁束選択器は、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出される複数の前記分母値にそれぞれ含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数の絶対値が最も大きい前記分母値に対応する前記参照時刻を前記選択時刻に定める、速度センサレス電動機制御装置。 The speed sensorless motor control device according to claim 1 or 2.
The calculation magnetic flux selector corresponds to the denominator value having the largest absolute value of the coefficient based on the magnetic flux vector, which is a coefficient included in each of the plurality of denominator values calculated using each reference time. A speed sensorless motor control device that sets a reference time to the selected time.
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