JP7090498B2

JP7090498B2 - Speed sensorless motor control device

Info

Publication number: JP7090498B2
Application number: JP2018145068A
Authority: JP
Inventors: 正志高木
Original assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Current assignee: Toyo Electric Manufacturing Ltd
Priority date: 2018-08-01
Filing date: 2018-08-01
Publication date: 2022-06-24
Anticipated expiration: 2038-08-01
Also published as: JP2020022285A

Description

本発明は、電動機のトルク制御に関するものであり、特に、電動機の初期速度と初期二次磁束の推定を高精度にし、電動機トルク制御を高精度にするものである。 The present invention relates to torque control of a motor, and in particular, makes the estimation of the initial speed and the initial secondary magnetic flux of the motor highly accurate, and makes the torque control of the motor highly accurate.

電動機のメンテナンス性を高めたり、電動機を小さくしても大きな出力を得られるようにしたりする観点から、速度センサが設けられていない、いわゆる速度センサレス電動機制御装置が知られている（例えば特許文献１，２参照）。このような速度センサレス電動機制御装置で電動機のトルクを制御する際には、一般に電動機の速度（角速度）を推定する必要がある。 From the viewpoint of improving the maintainability of the motor and obtaining a large output even if the motor is made smaller, a so-called speed sensorless motor control device without a speed sensor is known (for example, Patent Document 1). , 2). When controlling the torque of a motor with such a speed sensorless motor control device, it is generally necessary to estimate the speed (angular velocity) of the motor.

図３は、従来の速度センサレス電動機制御装置の構成例を示すブロック図である。従来の速度センサレス電動機制御装置は、トルク制御部１と、拾い上げ制御部２と、切替部３と、電力変換部４と、電流検出部５と、初期値推定部７と、同定用タイマ２１と、磁束演算器２２と、演算磁束メモリ２３と、演算磁束抽出器２４と、Ｒ１Ａ同定器２５と、を備える。同定用タイマ２１、磁束演算器２２、演算磁束メモリ２３、演算磁束抽出器２４、及びＲ１Ａ同定器２５の各機能については後述する。 FIG. 3 is a block diagram showing a configuration example of a conventional speed sensorless motor control device. The conventional speed sensorless motor control device includes a torque control unit 1, a pick-up control unit 2, a switching unit 3, a power conversion unit 4, a current detection unit 5, an initial value estimation unit 7, and an identification timer 21. , A magnetic flux calculator 22, a magnetic flux memory 23, a magnetic flux extractor 24, and an R1A classifier 25. The functions of the identification timer 21, the magnetic flux calculation device 22, the calculation magnetic flux memory 23, the calculation magnetic flux extractor 24, and the R1A identification device 25 will be described later.

電流検出部５は、電動機６に流れる電流ベクトルｉを検出する。拾い上げ制御部２は、電流検出部５で検出した電流ベクトルｉ、直流電流指令Ｉ、及び電流位相角指令θを入力し、電動機６に流れる電流ｉを指令（Ｉ，θ）通りの直流電流にするための、拾い上げ電圧指令ｖ０を出力する。 The current detection unit 5 detects the current vector i flowing through the electric motor 6. The pick-up control unit 2 inputs the current vector i, the DC current command I, and the current phase angle command θ detected by the current detection unit 5, and sets the current i flowing through the motor 6 to the DC current as commanded (I, θ). The pick-up voltage command v0 is output.

初期値推定部７は、電流ベクトルｉ、拾い上げ電圧指令ｖ０、電動機６の一次抵抗R1及び拾い上げ制御開始指令ＳＴを入力とし、電動機６の初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０を出力する。 The initial value estimation unit 7 inputs the current vector i, the pick-up voltage command v0, the primary resistance R1 of the motor 6, and the pick-up control start command ST, and outputs the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the motor 6.

トルク制御部１は、トルク制御開始指令ＳＷがオンになると、初期値推定部７の出力である初期速度ωｍ０と初期二次磁束φ２０とを初期値として、電流ベクトルｉを元に、電動機６のトルクを制御するトルク制御電圧指令Ｖ１を出力する。なお、ここで示す例では、電動機６の電源が投入された時点では、トルク制御開始指令ＳＷはオフの状態となっている。 When the torque control start command SW is turned on, the torque control unit 1 sets the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20, which are the outputs of the initial value estimation unit 7, as initial values, and based on the current vector i, the torque control unit 1 of the electric motor 6 The torque control voltage command V1 that controls the torque is output. In the example shown here, the torque control start command SW is in the off state when the power of the electric motor 6 is turned on.

切替部３は、トルク制御開始指令ＳＷにより、拾い上げ電圧指令ｖ０とトルク制御電圧指令Ｖ１を切替えて出力する。すなわち、トルク制御開始指令ＳＷがオンになるまでは拾い上げ電圧指令ｖ０を電圧指令Ｖ＊とし、トルク制御開始指令ＳＷがオンになるとトルク制御電圧指令Ｖ１を電圧指令Ｖ＊として出力する。 The switching unit 3 switches and outputs the pick-up voltage command v0 and the torque control voltage command V1 by the torque control start command SW. That is, the pick-up voltage command v0 is output as the voltage command V * until the torque control start command SW is turned on, and the torque control voltage command V1 is output as the voltage command V * when the torque control start command SW is turned on.

電力変換部４は、電圧指令Ｖ＊を増幅して電動機６に電力を供給する。 The power conversion unit 4 amplifies the voltage command V * and supplies electric power to the electric motor 6.

上述の構成により、トルク制御開始指令ＳＷがオンになるまでは、拾い上げ制御部２と初期値推定部７とで、電動機６の初期速度ωｍ０と初期二次磁束φ２０を推定する。トルク制御開始指令ＳＷがオンになると、ＳＷがオンになった時点の初期速度ωｍ０と初期二次磁束φ２０を初期値として、電動機６のトルク制御が行われる。トルク制御開始指令ＳＷをオンにするタイミングは、拾い上げ制御実施時間、初期速度ωｍ０と初期二次磁束φ２０の状態、等に基づいて決定する。 With the above configuration, the pick-up control unit 2 and the initial value estimation unit 7 estimate the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the motor 6 until the torque control start command SW is turned on. When the torque control start command SW is turned on, the torque control of the motor 6 is performed with the initial speed ωm0 at the time when the SW is turned on and the initial secondary magnetic flux φ20 as initial values. The timing for turning on the torque control start command SW is determined based on the pick-up control execution time, the initial speed ωm0, the state of the initial secondary magnetic flux φ20, and the like.

以下、トルク制御開始指令ＳＷがオンになるまでの、拾い上げ制御における初期値推定部７の動作に関して詳細に説明する。 Hereinafter, the operation of the initial value estimation unit 7 in the pick-up control until the torque control start command SW is turned on will be described in detail.

初期値推定部７では、電流ベクトルｉ、拾い上げ電圧指令ｖ０から電動機６の初期速度ωｍ０を推定し、初期二次磁束φ２０を推定する。図４は、初期値推定部７の一構成例である。初期値推定部７は、実磁束推定部９と、実磁束メモリ１０と、実磁束抽出部１１と、初期速度推定部１２と、初期磁束推定部１３と、演算用タイマ１４と、を有する。 The initial value estimation unit 7 estimates the initial velocity ωm0 of the motor 6 from the current vector i and the pick-up voltage command v0, and estimates the initial secondary magnetic flux φ20. FIG. 4 is a configuration example of the initial value estimation unit 7. The initial value estimation unit 7 includes an actual magnetic flux estimation unit 9, an actual magnetic flux memory 10, an actual magnetic flux extraction unit 11, an initial velocity estimation unit 12, an initial magnetic flux estimation unit 13, and a calculation timer 14.

実磁束推定部９は、電流ベクトルｉ、拾い上げ電圧指令ｖ０、及び電動機６の一次抵抗Ｒ１を用いて、式（Ａ）により電動機６の実磁束推定ベクトルφ２ｒを演算する。

ここで、Ｌ１は一次自己インダクタンス、Ｌ２は二次自己インダクタンス、Ｍは相互インダクタンスである。 The actual magnetic flux estimation unit 9 calculates the actual magnetic flux estimation vector φ2r of the motor 6 by the equation (A) using the current vector i, the pick-up voltage command v0, and the primary resistance R1 of the motor 6.

Here, L1 is the primary self-inductance, L2 is the secondary self-inductance, and M is the mutual inductance.

演算用タイマ１４は、拾い上げ制御開始指令ＳＴのエッジで０クリアされるタイマカウンタであり、拾い上げ時刻ｔ０を出力する。 The calculation timer 14 is a timer counter that is cleared to 0 at the edge of the pick-up control start command ST, and outputs the pick-up time t0.

実磁束メモリ１０は、時々刻々と変化する実磁束推定ベクトルφ２ｒの、時刻０から拾い上げ時刻ｔ０の区間までを記憶する。実磁束抽出部１１は、時刻０～ｔ０の区間から、任意の３時点ｔ００，ｔ０１，ｔ０２の実磁束推定ベクトルφ２ｒであるφ（ｔ００），φ（ｔ０１），φ（ｔ０２）をそれぞれ抽出する。 The real magnetic flux memory 10 stores the interval from the time 0 to the pick-up time t0 of the real magnetic flux estimation vector φ2r that changes from moment to moment. The actual magnetic flux extraction unit 11 extracts φ (t00), φ (t01), and φ (t02), which are the actual magnetic flux estimation vectors φ2r at arbitrary three time points t00, t01, and t02, from the section from time 0 to t0, respectively. ..

初期速度推定部１２は、例えば式（Ｂ）～式（Ｇ）により、初期速度ωｍ０を演算する。この方法では、最初に、３つの実磁束推定ベクトルφ（ｔ００），φ（ｔ０１），φ（ｔ０２）の各終点を通る円の中心Ｒを式（Ｂ）～式（Ｅ）で求める。 The initial velocity estimation unit 12 calculates the initial velocity ωm0 by, for example, the equations (B) to (G). In this method, first, the center R of the circle passing through the end points of each of the three real magnetic flux estimation vectors φ (t00), φ (t01), and φ (t02) is obtained by the equations (B) to (E).

ここで、ベクトルＦ１は、実磁束推定ベクトルφ（ｔ００）の終点からみた実磁束推定ベクトルφ（ｔ０１）の終点を示すベクトルである。ベクトルＦ２は、実磁束推定ベクトルφ（ｔ００）の終点からみた実磁束推定ベクトルφ（ｔ０２）の終点を示すベクトルである。また、（Ｆ１Ａ，Ｆ１Ｂ），（Ｆ２Ａ，Ｆ２Ｂ），（ＲＡ，ＲＢ）は、各々、ベクトルＦ１，Ｆ２，Ｒの各成分である。

Here, the vector F1 is a vector indicating the end point of the real magnetic flux estimation vector φ (t01) seen from the end point of the real magnetic flux estimation vector φ (t00). The vector F2 is a vector indicating the end point of the real magnetic flux estimation vector φ (t02) seen from the end point of the real magnetic flux estimation vector φ (t00). Further, (F1A, F1B), (F2A, F2B), and (RA, RB) are components of the vectors F1, F2, and R, respectively.

次に、円の中心Ｒから見た、実磁束推定ベクトルφ（ｔ００）と実磁束推定ベクトルφ（ｔ０２）との間の角度θＣを式（Ｆ）で求める。 Next, the angle θC between the actual magnetic flux estimation vector φ (t00) and the actual magnetic flux estimation vector φ (t02) as seen from the center R of the circle is obtained by the equation (F).

式（Ｆ）に示す記号「×」はベクトルの外積を示し、記号「・」はベクトルの内積を示す。

The symbol “x” shown in the equation (F) indicates the outer product of the vectors, and the symbol “·” indicates the inner product of the vectors.

時刻ｔ００からｔ０２まで（例えば数十ミリ秒）の電動機６の回転速度は、ほぼ一定とみなすことができる。このため、式（Ｇ）により初期速度ωｍ０を求めることができる。 The rotation speed of the motor 6 from time t00 to t02 (for example, several tens of milliseconds) can be regarded as substantially constant. Therefore, the initial velocity ωm0 can be obtained by the equation (G).

初期磁束推定部１３は、電流ベクトルｉを使って、式（Ｈ）により初期二次磁束φ２０を求める。

式（Ｈ）に示すｊは虚数単位である。Ｔ２は、電動機６の二次時定数であって、二次抵抗Ｒ２を用いてＬ２／Ｒ２で算出される。φｘｘは、拾い上げ制御開始時の残留磁束である。なお、式（Ｈ）の第２項は、ベクトルＲに対する実磁束推定ベクトルφ２ｒの相対ベクトルとして求めることもできる。 The initial magnetic flux estimation unit 13 obtains the initial secondary magnetic flux φ20 by the equation (H) using the current vector i.

J shown in the equation (H) is an imaginary unit. T2 is a secondary time constant of the motor 6, and is calculated by L2 / R2 using the secondary resistance R2. φxx is the residual magnetic flux at the start of pick-up control. The second term of the equation (H) can also be obtained as a relative vector of the actual magnetic flux estimation vector φ2r with respect to the vector R.

しかしながら、上述の拾い上げ技術においては、以下に示すように改良の余地がある。
電動機６の温度の変動等により一次抵抗Ｒ１に誤差が発生している場合、式（Ａ）の積分項により、当該誤差が実磁束演算器９の出力値である実磁束ベクトルφ２ｒに積算されていく。その結果、実磁束抽出器１１の出力であるφ（ｔ００），φ（ｔ０１），φ（ｔ０２）に誤差が生じる。また、φ（ｔ００），φ（ｔ０１），φ（ｔ０２）に基づいて式（Ｂ）～式（Ｈ）で推定する初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０にも同様に、誤差が生じる。 However, there is room for improvement in the above-mentioned pick-up technique as shown below.
When an error occurs in the primary resistance R1 due to fluctuations in the temperature of the motor 6, the error is integrated into the actual magnetic flux vector φ2r, which is the output value of the actual magnetic flux calculator 9, by the integral term of the equation (A). go. As a result, an error occurs in φ (t00), φ (t01), and φ (t02), which are the outputs of the actual magnetic flux extractor 11. Further, an error also occurs in the initial velocity ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 estimated by the equations (B) to (H) based on φ (t00), φ (t01), and φ (t02).

このように、一次抵抗Ｒ１に誤差が存在する場合、初期値推定部７が推定する初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０に誤差が生じ、トルク制御部１の初期値に誤差が存在するために、電動機６のトルク制御の精度が必ずしも十分でない場合があった。 As described above, when there is an error in the primary resistance R1, an error occurs in the initial velocity ωm0 estimated by the initial value estimation unit 7 and the initial secondary magnetic flux φ20, and there is an error in the initial value of the torque control unit 1. In some cases, the accuracy of torque control of the electric motor 6 is not always sufficient.

そこで、同定用タイマ２１、磁束演算器２２、演算磁束メモリ２３、演算磁束抽出器２４、及びＲ１Ａ同定器２５を用いて、式（Ａ）の一次抵抗Ｒ１を推定できるようにする。以下、詳細に説明する。 Therefore, the primary resistance R1 of the equation (A) can be estimated by using the identification timer 21, the magnetic flux calculator 22, the magnetic flux calculation memory 23, the magnetic flux extractor 24, and the R1A identifyr 25. Hereinafter, it will be described in detail.

同定用タイマ２１は、拾い上げ制御開始指令ＳＴのエッジで０クリアされるタイマカウンタであり、同定時刻ｔｘを出力する。磁束演算器２２は、電流ベクトルｉ、拾い上げ電圧指令ｖ０、一次抵抗ノミナル値Ｒ１Ｃから式（Ｉ）で演算磁束ベクトルφ２ｓを演算する。

The identification timer 21 is a timer counter that is cleared to 0 at the edge of the pick-up control start command ST, and outputs the identification time tx. The magnetic flux calculator 22 calculates the calculated magnetic flux vector φ2s by the equation (I) from the current vector i, the pick-up voltage command v0, and the primary resistance nominal value R1C.

演算磁束メモリ２３は、時々刻々と変化する演算磁束ベクトルφ２ｓを、時刻０～ｔｘの区間において記憶する。 The calculated magnetic flux memory 23 stores the calculated magnetic flux vector φ2s, which changes from moment to moment, in the section from time 0 to tx.

演算磁束抽出器２４は、時刻０～ｔｘの区間から、等間隔の３時点の演算磁束ベクトルφ２ｓの値φｓ（ｔｘ０）、φｓ（ｔｘ１）、φｓ（ｔｘ２）を抽出する。以下の説明において、時刻ｔｘ２として同定時刻ｔｘを用いる。また、３時点の間隔ｔｘｓを

と置く。 The calculated magnetic flux extractor 24 extracts the values φs (tx0), φs (tx1), and φs (tx2) of the calculated magnetic flux vectors φ2s at three time points at equal intervals from the interval from time 0 to tx. In the following description, the identification time tx is used as the time tx2. Also, the interval txs at 3 time points

And put.

Ｒ１Ａ同定器２５は、演算磁束ベクトルφｓ（ｔｘ０），φｓ（ｔｘ１），φｓ（ｔｘ）と、同定時刻ｔｘと、電流ベクトルｉと、一次抵抗ノミナル値Ｒ１Ｃと、が入力され、一次抵抗Ｒ１を出力する。以下、Ｒ１Ａ同定器２５について述べる。 In the R1A classifier 25, the calculated magnetic flux vectors φs (tx0), φs (tx1), φs (tx), the identification time tx, the current vector i, and the primary resistance nominal value R1C are input, and the primary resistance R1 is set. Output. Hereinafter, the R1A classifier 25 will be described.

式（Ｋ）に示すように、一次抵抗ノミナル値Ｒ１Ｃが誤差ΔＲだけ真値Ｒ１からずれていたと仮定する。

式（Ｉ）のＲ１Ｃに式（Ｋ）を代入すると、電流ベクトルｉは一定なので、式（Ｉ）は、式（Ａ）を用いて、式（Ｌ）で表される。

式（Ｌ）に示すｔは、演算磁束ベクトルφ２ｓの演算時間である。また、Ｌ２≒Ｍとした。 As shown in the equation (K), it is assumed that the primary resistance nominal value R1C deviates from the true value R1 by an error ΔR.

Substituting the equation (K) into R1C of the equation (I), the current vector i is constant, so that the equation (I) is represented by the equation (L) using the equation (A).

T shown in the equation (L) is the calculation time of the calculation magnetic flux vector φ2s. Further, L2≈M was set.

次に、式（Ｍ）～式（Ｏ）により、Ｅ０を計算する。
FS1=φr(tx1)-φr(tx0)＝φs(tx1)-φs(tx0)-txs*ΔR*i 式（Ｍ）
FS2=φr(tx)-φr(tx0)＝φs(tx)-φs(tx0)-2*txs*ΔR*i 式（Ｎ）

ここで、φｒ（ｔｘ０），φｒ（ｔｘ１），φｒ（ｔｘ）は、時刻ｔｘ０，ｔｘ１，ｔｘでの実磁束ベクトルφ２ｒである。また、Ｅ０Ａ，Ｅ０Ｂは、Ｅ０をΔＲについてまとめた場合の各係数である。 Next, E0 is calculated by the formulas (M) to (O).
FS1 = φr (tx1) -φr (tx0) = φs (tx1) -φs (tx0) -txs * ΔR * i Equation (M)
FS2 = φr (tx) -φr (tx0) = φs (tx) -φs (tx0) -2 * txs * ΔR * i Equation (N)

Here, φr (tx0), φr (tx1), and φr (tx) are actual magnetic flux vectors φ2r at times tx0, tx1, and tx. Further, E0A and E0B are coefficients when E0 is summarized for ΔR.

ここで、式（Ｈ）において拾い上げ時刻ｔ０を二次時定数Ｔ２に対して十分小さくすると、実磁束ベクトルφ２ｒは円を描くとみなせるので、ベクトルφｒ（ｔｘ０），φｒ（ｔｘ１），φｒ（ｔｘ）は同一円上に位置する。さらに、ベクトルφｒ（ｔｘ０），φｒ（ｔｘ１），及びφｒ（ｔｘ）は等間隔（ｔｘｓ間隔）で抽出したものである。このため、ベクトルφｒ（ｔｘ０）とφｒ（ｔｘ１）との位相差、及びφｒ（ｔｘ１）とφｒ（ｔｘ）との位相差が等しいため、Ｅ０の値は常に０である。一次抵抗誤差ΔＲは、式（Ｏ）にＥ０＝０を代入して整理した式（Ｐ）で求めることができる。
ΔＲ＝－E0A/E0B 式（Ｐ） Here, if the pick-up time t0 is made sufficiently smaller than the quadratic time constant T2 in the equation (H), the actual magnetic flux vector φ2r can be regarded as drawing a circle, so that the vectors φr (tx0), φr (tx1), φr (tx1). ) Are located on the same circle. Further, the vectors φr (tx0), φr (tx1), and φr (tx) are extracted at equal intervals (txs intervals). Therefore, since the phase difference between the vectors φr (tx0) and φr (tx1) and the phase difference between φr (tx1) and φr (tx) are equal, the value of E0 is always 0. The primary resistance error ΔR can be obtained by the equation (P) arranged by substituting E0 = 0 into the equation (O).
ΔR = −E0A / E0B equation (P)

上述のように、同定用タイマ２１、磁束演算器２２、演算磁束メモリ２３、演算磁束抽出器２４、及びＲ１Ａ同定器２５により、一次抵抗Ｒ１の変動を同定する。 As described above, the variation of the primary resistance R1 is identified by the identification timer 21, the magnetic flux calculator 22, the magnetic flux memory 23, the magnetic flux extractor 24, and the R1A classifier 25.

特開２００１－２１１６８９号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2001-2116889 特開２００１－２１１６９７号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2001-2116997

しかしながら、上述の従来技術においては、以下に示すように改良の余地がある。
式（Ｐ）を用いて一次抵抗誤差ΔＲを求めることが従来技術の主点であったが、図５に示すように、式（Ｐ）の分母であるＥ０Ｂ（図５の“従来分母値”）が略ゼロとなる区間Ｑが存在する。図５の“Ｆ２ｓＡ”と“Ｆ２ｓＢ”は、演算磁束ベクトルφ２ｓの成分である。式（Ｐ）において分母値Ｅ０Ｂが略ゼロとなると、一次抵抗誤差ΔＲに対する分子値Ｅ０Ａの感度が過度に増大し、一次抵抗誤差ΔＲの演算精度が著しく悪化する。かかる場合、一次抵抗Ｒ１に誤差が残り、初期値推定部７が推定する初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０に誤差が生じる。 However, in the above-mentioned prior art, there is room for improvement as shown below.
The main point of the prior art was to obtain the primary resistance error ΔR using the equation (P), but as shown in FIG. 5, E0B (“conventional denominator value” in FIG. 5” which is the denominator of the equation (P). ) Is almost zero, and there is a section Q. “F2sA” and “F2sB” in FIG. 5 are components of the calculated magnetic flux vector φ2s. When the denominator value E0B becomes substantially zero in the equation (P), the sensitivity of the numerator value E0A to the primary resistance error ΔR increases excessively, and the calculation accuracy of the primary resistance error ΔR deteriorates remarkably. In such a case, an error remains in the primary resistance R1, and an error occurs in the initial velocity ωm0 estimated by the initial value estimation unit 7 and the initial secondary magnetic flux φ20.

初期値推定部７が推定する初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０に誤差が生じると、トルク制御手段１の初期値に誤差があるために、電動機６のトルク制御を必ずしも高精度に行うことができない場合があった。 If an error occurs in the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 estimated by the initial value estimation unit 7, the initial value of the torque control means 1 has an error, so that the torque control of the motor 6 cannot always be performed with high accuracy. Sometimes I couldn't.

かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、電動機のトルク制御の精度を向上可能な電動機制御装置を提供することにある。 An object of the present invention made in view of such circumstances is to provide a motor control device capable of improving the accuracy of torque control of a motor.

上述の課題を解決するために、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置は、電動機に流れる電流ベクトルを検出する電流検出器と、前記電流ベクトルに基づいて前記電動機に直流電流を流す拾い上げ電圧指令を出力する拾い上げ制御部と、前記電流ベクトル、前記拾い上げ電圧指令、及び一次抵抗ノミナル値が入力され演算磁束ベクトルを出力する磁束演算器と、前記演算磁束ベクトルを電流軸方向へ回転座標変換し回転磁束ベクトルを出力する回転座標変換器と、同定時刻よりも前の複数時点における時刻をそれぞれ参照時刻に定めて出力する極値時間検出器と、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出され前記電動機の一次抵抗誤差の算出に用いられる分母値に基づいて、複数の前記参照時刻のうち何れか１つを選択時刻として出力する演算用磁束選択器と、前記選択時刻を用いて算出した前記分母値を用いて、前記一次抵抗誤差を算出する同定器と、前記同定時刻までの前記演算磁束ベクトルから、等間隔の３つの時点の演算磁束ベクトル値を抽出する演算磁束抽出器と、前記演算磁束抽出器で抽出された前記演算磁束ベクトル値に基づいて、前記電動機が低速であるか否かを示す低速判定信号を出力する低速判定器と、前記低速判定信号が低速を示す場合、前記一次抵抗誤差をゼロとする同定値選択器と、を備えることを特徴とする。 In order to solve the above-mentioned problems, the speed sensorless electric motor control device according to the present invention issues a current detector that detects a current vector flowing through the electric motor and a pick-up voltage command that causes a DC current to flow through the electric motor based on the current vector. The pick-up control unit to output, the magnetic flux calculator to which the current vector, the pick-up voltage command, and the primary resistance nominal value are input and output the calculated magnetic flux vector, and the calculated magnetic flux vector are rotationally coordinated in the current axis direction to convert the rotational magnetic flux. A rotational coordinate converter that outputs a vector, an extreme time detector that outputs the time at multiple time points before the identification time as a reference time, and a primary time detector that is calculated using each reference time. Based on the denominator value used to calculate the resistance error, a magnetic flux selector for calculation that outputs any one of the plurality of reference times as the selection time, and the denominator value calculated using the selection time are used. With the identifyr for calculating the primary resistance error, the calculated magnetic flux extractor for extracting the calculated magnetic flux vector values at three time points at equal intervals from the calculated magnetic flux vector up to the identification time, and the calculated magnetic flux extractor. A low-speed determination device that outputs a low-speed determination signal indicating whether or not the electric motor is low speed based on the extracted calculated magnetic flux vector value, and when the low-speed determination signal indicates low speed, the primary resistance error is zero. It is characterized by being provided with an identification value selector.

また、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置において、前記極値時間検出器は、前記回転磁束ベクトルの電流軸直交成分が極値となる複数の極値時刻のうち、前記同定時刻のよりも前の直近の２つの極値時刻を少なくとも含む複数の時刻を前記参照時刻に定めることが好ましい。 Further, in the speed sensorless motor control device according to the present invention, the extreme value time detector has a plurality of extreme value times at which the current axis orthogonal component of the rotational magnetic flux vector becomes an extreme value, which is before the identification time. It is preferable that a plurality of times including at least the two most recent extreme times of the above are set as the reference time.

また、本発明に係る速度センサレス電動機制御装置において、前記演算用磁束選択器は、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出される複数の前記分母値にそれぞれ含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数の絶対値が最も大きい前記分母値に対応する前記参照時刻を前記選択時刻に定めることが好ましい。 Further, in the speed sensorless motor control device according to the present invention, the calculation magnetic flux selector is a coefficient included in each of a plurality of the denominators calculated using each reference time, and is a coefficient based on the magnetic flux vector. It is preferable to set the reference time corresponding to the denominator value having the largest absolute value of to the selected time.

本発明に係る電動機制御装置によれば、電動機のトルク制御の精度を向上可能である。 According to the motor control device according to the present invention, the accuracy of torque control of the motor can be improved.

本発明の第１実施形態に係る電動機制御装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the motor control device which concerns on 1st Embodiment of this invention. 図１の演算用磁束選択部の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation of the magnetic flux selection part for calculation of FIG. 従来技術に係る電動機制御装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the motor control device which concerns on the prior art. 図１及び図３の初期値推定部を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the initial value estimation part of FIG. 1 and FIG. 図３のＲ１Ａ同定部の動作を説明するための図である。It is a figure for demonstrating the operation of the R1A identification part of FIG. 本発明の第２実施形態に係る電動機制御装置を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the motor control device which concerns on 2nd Embodiment of this invention. 電動機が高速である場合に図６の低速判定器に入力される３時点の演算磁束ベクトル値の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the calculated magnetic flux vector value at three time points input to the low speed determination device of FIG. 6 when a motor is a high speed. 電動機が低速である場合に図６の低速判定器に入力される３時点の演算磁束ベクトル値の例を示す図である。It is a figure which shows the example of the calculated magnetic flux vector value at 3 time points input to the low speed determination device of FIG. 6 when the motor is low speed.

以下、本発明の実施形態について、図面を参照して説明する。 Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

（第１実施形態）
図１は、本発明の第１実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置を示すブロック図である。電動機制御装置は、トルク制御部１と、拾い上げ制御部２と、切替部３と、電力変換部４と、電流検出器５と、初期値推定部７と、同定用タイマ２１と、磁束演算器２２と、回転座標変換器３１と、極値時間検出器３２と、演算用磁束選択器３３と、同定器３４と、回転磁束メモリ３５と、を備える。トルク制御部１、拾い上げ制御部２、切替部３、電力変換部４、電流検出器５、初期値推定部７、及び同定用タイマ２１は、上述した従来例と同様の構成である。 (First Embodiment)
FIG. 1 is a block diagram showing a speed sensorless motor control device according to the first embodiment of the present invention. The motor control device includes a torque control unit 1, a pick-up control unit 2, a switching unit 3, a power conversion unit 4, a current detector 5, an initial value estimation unit 7, an identification timer 21, and a magnetic flux calculator. It includes 22, a rotating coordinate converter 31, an extreme time detector 32, a magnetic flux selector 33 for calculation, an identifier 34, and a rotating magnetic flux memory 35. The torque control unit 1, the pick-up control unit 2, the switching unit 3, the power conversion unit 4, the current detector 5, the initial value estimation unit 7, and the identification timer 21 have the same configurations as the above-mentioned conventional example.

回転座標変換器３１は、演算磁束ベクトルφ２ｓと電流位相角θとが入力され、式（Ｑ）及び式（Ｒ）により固定座標系α－βから回転座標系Ａ－Ｂに変換した回転磁束ベクトルφ２ｔを算出する。
Ｆ２ｔＡ＝Ｆ２ｓα・cosθ＋Ｆ２ｓβ・sinθ 式（Ｑ）
Ｆ２ｔＢ＝－Ｆ２ｓα・sinθ＋Ｆ２ｓβ・cosθ 式（Ｒ）
ここで、Ｆ２ｓα及びＦ２ｓβは、固定座標系α－βにおける演算磁束ベクトルφ２ｓの成分である。Ｆ２ｔＡ及びＦ２ｔＢは、回転座標系Ａ－Ｂにおける回転磁束ベクトルφ２ｔの成分である。また、回転座標系Ａ－Ｂにおいて、Ａ軸は電流方向の軸（電流軸）、Ｂ軸は電流方向に直交する軸である。回転磁束ベクトルφ２ｔを式（Ｌ）に適用すると、
Ｆ２ｔＡ＝Ｆ２ｒｔＡ＋ΔＲ・Ｉ・ｔ式（Ｓ）
Ｆ２ｔＢ＝Ｆ２ｒｔＢ式（Ｔ）
となる。ここで、Ｆ２ｒｔＡ及びＦ２ｒｔＢは、回転座標系Ａ－Ｂにおける実磁束推定ベクトルφ２ｒの成分である。 In the rotating coordinate converter 31, the calculated magnetic flux vector φ2s and the current phase angle θ are input, and the rotating magnetic flux vector converted from the fixed coordinate system α-β to the rotating coordinate system AB by the equations (Q) and (R). Calculate φ2t.
F2tA = F2sα ・ cosθ + F2sβ ・ sinθ equation (Q)
F2tB = −F2sα ・ sinθ + F2sβ ・ cosθ equation (R)
Here, F2sα and F2sβ are components of the calculated magnetic flux vector φ2s in the fixed coordinate system α−β. F2tA and F2tB are components of the rotating magnetic flux vector φ2t in the rotating coordinate system AB. Further, in the rotating coordinate system AB, the A axis is an axis in the current direction (current axis), and the B axis is an axis orthogonal to the current direction. When the rotating magnetic flux vector φ2t is applied to the equation (L),
F2tA = F2rtA + ΔR ・ It ・ t equation (S)
F2tB = F2rtB equation (T)
Will be. Here, F2rtA and F2rtB are components of the actual magnetic flux estimation vector φ2r in the rotating coordinate system AB.

式（Ｓ）及び式（Ｔ）から明らかなように、回転座標変換器３１を用いて行う上述の回転座標変換によって、一次抵抗誤差ΔＲの影響がＦ２ｔＡのみとなり、Ｆ２ｔＢには一次抵抗誤差ΔＲの影響が無くなる。すなわち、演算磁束ベクトルφ２Ｓを電流位相角θ方向へ回転座標変換した回転磁束ベクトルφ２ｔにおいて、一次抵抗誤差ΔＲは、Ａ軸（電流軸）方向成分のみにあらわれる。 As is clear from the equations (S) and (T), the influence of the primary resistance error ΔR is only F2tA by the above-mentioned rotational coordinate transformation performed by using the rotating coordinate converter 31, and the primary resistance error ΔR is applied to F2tB. The effect disappears. That is, in the rotational magnetic flux vector φ2t obtained by transforming the calculated magnetic flux vector φ2S in the rotational phase angle θ direction, the primary resistance error ΔR appears only in the A-axis (current axis) direction component.

回転磁束ベクトルφ２ｔを用いて、式（Ｍ）～式（Ｐ）を展開すると、
F11A=Fx11A－Fx00A、F11B=Fx11B－Fx00B 式（Ｕ）
F22A=Fx22A－Fx00A、F22B=Fx22B－Fx00B 式（Ｖ）
ΔＲ＝[F22A*(2*F11A－F22A)+F22B*(2*F11B－F22B)]/(2*F11A－F22A)/(tx2-tx0)/I
式（Ｗ）
となる。ここで、Ｆｘ００Ａ及びＦｘ００Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘ０）の成分である。Ｆｘ１１Ａ及びＦｘ１１Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘ１）の成分である。Ｆｘ２２Ａ及びＦｘ２２Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘ２）の成分である。以下、時刻ｔｘ２として同定時刻ｔｘを用いる。 When equations (M) to (P) are expanded using the rotating magnetic flux vector φ2t,
F11A = Fx11A－Fx00A, F11B = Fx11B－Fx00B formula (U)
F22A = Fx22A－Fx00A, F22B = Fx22B－Fx00B formula (V)
ΔR = [F22A * (2 * F11A－F22A) + F22B * (2 * F11B－F22B)] / (2 * F11A－F22A) / (tx2-tx0) / I
Equation (W)
Will be. Here, Fx00A and Fx00B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx0). Fx11A and Fx11B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx1). Fx22A and Fx22B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx2). Hereinafter, the identification time tx is used as the time tx2.

図５に示す“従来分母値”は、式（Ｗ）を式（Ｐ）に適用した場合における、分母値Ｅ０Ｂの一部であって、式（Ｘ）で示す値である。
E0B/(tx-tx0)/I＝2*F11A-F22A＝2*Fx11A-Fx22A-Fx00A 式（Ｘ）
ここで、Ｆｘ１１Ａは演算磁束ベクトルφｓ（ｔｘ１）のＡ軸成分、Ｆｘ２２Ａは演算磁束ベクトルφｓ（ｔｘ）のＡ軸成分、及びＦｘ００Ａ＝０（ｔｘ０を図５の左端の時刻）である。式（Ｘ）で示す値は、分母値Ｅ０Ｂに含まれる、磁束ベクトルに基づいて定まる係数である。以下、分母値Ｅ０Ｂに含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数を、分母値Ｅ０Ｂの一部という。 The "conventional denominator value" shown in FIG. 5 is a part of the denominator value E0B when the formula (W) is applied to the formula (P), and is a value represented by the formula (X).
E0B / (tx-tx0) / I ＝ 2 * F11A-F22A ＝ 2 * Fx11A-Fx22A-Fx00A Equation (X)
Here, Fx11A is an A-axis component of the calculated magnetic flux vector φs (tx1), Fx22A is an A-axis component of the calculated magnetic flux vector φs (tx), and Fx00A = 0 (tx0 is the time at the left end of FIG. 5). The value represented by the equation (X) is a coefficient included in the denominator value E0B and determined based on the magnetic flux vector. Hereinafter, the coefficient included in the denominator value E0B and based on the magnetic flux vector is referred to as a part of the denominator value E0B.

回転磁束メモリ３５は、同定時刻ｔｘにおける回転座標変換器３１の出力である回転磁束ベクトルφ２ｔを記憶する。 The rotational flux memory 35 stores the rotational flux vector φ2t, which is the output of the rotating coordinate converter 31 at the identification time tx.

極値時間検出器３２は、時刻ｔｘよりも前の複数時点における時刻を参照時刻（ｔｘｂ１，ｔｘｂ２，…）として決定し、当該決定した参照時刻を出力する。第１実施形態に係る極値時間検出器３２は、２つの参照時刻ｔｘｂ１，ｔｘｂ２を出力する。 The extreme time detector 32 determines the time at a plurality of time points before the time tx as the reference time (txb1, txb2, ...), And outputs the determined reference time. The extreme time detector 32 according to the first embodiment outputs two reference times txb1 and txb2.

好適には、第１実施形態の極値時間検出器３２は、図２に示すように、回転磁束ベクトルφ２ｔのＢ軸成分（電流軸直交成分）Ｆ２ｔＢにおいて同定時刻ｔｘより前の最初（１個目）の極値を検出する。極値時間検出器３２は、回転磁束ベクトルφ２ｔのＢ軸成分が極値となる時刻（極値時刻）を参照時刻ｔｘｂ１として決定する。同様に、極値時間検出器３２は、Ｂ軸成分Ｆ２ｔＢにおいて同定時刻ｔｘ以前の２個目の極値を検出し、検出した極値の極値時刻を参照時刻ｔｘｂ２として決定する。すなわち、極値時間検出器３２は、同定時刻ｔｘより前の直近の２つの極値時刻を、参照信号ｔｘｂ１，２として決定する。好適には、極値時間検出器３２は、Ｂ軸成分Ｆ２ｔＢにおいて、同定時刻ｔｘ以前に極値が１つのみ存在する場合、参照時刻ｔｘｂ２＝０と定める。また好適には、極値時間検出器３２は、Ｂ軸成分Ｆ２ｔＢにおいて同定時刻ｔｘより以前に極値が存在しない場合、参照時刻ｔｘｂ１＝ｔｘｂ２＝０と定める。 Preferably, as shown in FIG. 2, the extreme time detector 32 of the first embodiment is the first (one) before the identification time tx in the B-axis component (current axis orthogonal component) F2tB of the rotational magnetic flux vector φ2t. Detect the extreme value of the eye). The extreme value time detector 32 determines the time (extreme value time) at which the B-axis component of the rotational magnetic flux vector φ2t becomes the extreme value as the reference time txb1. Similarly, the extreme value time detector 32 detects the second extreme value before the identification time tx in the B-axis component F2tB, and determines the extreme value time of the detected extreme value as the reference time txb2. That is, the extreme time detector 32 determines the two nearest extreme times before the identification time tx as the reference signals txb1 and 2. Preferably, the extremum time detector 32 sets the reference time txb2 = 0 when there is only one extremum before the identification time tx in the B-axis component F2tB. Further, preferably, when the extremum value does not exist before the identification time tx in the B-axis component F2tB, the extremum time detector 32 determines the reference time txb1 = txb2 = 0.

演算用磁束選択器３３は、極値時間検出器３２が出力した複数の参照時刻のうちいずれか１つの参照時刻を選択時刻ｔｘｂとして決定し、決定した選択時刻ｔｘｂを出力する。選択時刻ｔｘｂの決定のために、演算用磁束選択器３３は、参照時刻ごとに式（Ｐ）に用いる分母値Ｅ０Ｂに基づいて選択時刻ｔｘｂを決定する。選択時刻ｔｘｂの決定方法の詳細については後述する。また、演算用磁束選択器３３は、時刻ｔｘｂ，ｔｘｍｂ，ｔｘにおける回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘｂ），φｔ（ｔｘｍｂ），φｔ（ｔｘ）を出力する。時刻ｔｘｍｂは、選択時刻ｔｘｂと同定時刻ｔｘの中間時点における時刻である。 The calculation magnetic flux selector 33 determines the reference time of any one of the plurality of reference times output by the extreme time detector 32 as the selection time txb, and outputs the determined selection time txb. In order to determine the selection time txb, the calculation magnetic flux selector 33 determines the selection time txb based on the denominator value E0B used in the equation (P) for each reference time. Details of the method for determining the selection time txb will be described later. Further, the magnetic flux selector 33 for calculation outputs the rotating magnetic flux vectors φt (txb), φt (txmb), φt (tx) at the times txb, txmb, and tx. The time txmb is a time at an intermediate time point between the selected time txb and the identification time tx.

以下、選択時刻ｔｘｂの決定方法について説明する。例えば、第１実施形態に係る演算用磁束選択器３３は、参照時刻ｔｘｂ１，ｔｘｂ２を用いて、式（Ｙ）及び式（Ｚ）により、式（Ｐ）の分母値Ｅ０Ｂの一部として用いるための、異なる２つの値Ｅ０Ｂ＿１，Ｅ０Ｂ＿２をそれぞれ算出する。
E0B_1=2*Fx1mA－Fx22A－Fx_txb1A 式（Ｙ）
E0B_2=2*Fx2mA－Fx22A－Fx_txb2A 式（Ｚ）
ここで、Ｆｘ１ｍＡは、参照時刻ｔｘｂ１と同定時刻ｔｘの中間時点における回転磁束ベクトルφ２ｔのＡ軸成分である。Ｆｘ２２Ａは、同定時刻ｔｘにおける回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘ）のＡ軸成分である。Ｆｘ＿ｔｘｂ１Ａは、参照時刻ｔｘｂ１における回転磁束ベクトルφｔ(ｔｘｂ１)のＡ軸成分である。Ｆｘ２ｍＡは、参照時刻ｔｘｂ２と同定時刻ｔｘの中間時点における回転磁束ベクトルφ２ｔのＡ軸成分である。Ｆｘ＿ｔｘｂ２Ａは、参照時刻ｔｘｂ２における回転磁束ベクトルφｔ(ｔｘｂ２)のＡ軸成分である。 Hereinafter, a method for determining the selection time txb will be described. For example, the magnetic flux selector 33 for calculation according to the first embodiment is used as a part of the denominator value E0B of the equation (P) by the equations (Y) and (Z) using the reference times txb1 and txb2. Two different values E0B_1 and E0B_2 are calculated respectively.
E0B_1 = 2 * Fx1mA－Fx22A－Fx_txb1A Equation (Y)
E0B_2 = 2 * Fx2mA－Fx22A－Fx_txb2A Equation (Z)
Here, Fx1mA is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φ2t at an intermediate time point between the reference time txb1 and the identification time tx. Fx22A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (tx) at the identification time tx. Fx_txb1A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (txb1) at the reference time txb1. Fx2mA is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φ2t at an intermediate time point between the reference time txb2 and the identification time tx. Fx_txb2A is an A-axis component of the rotating magnetic flux vector φt (txb2) at the reference time txb2.

そして、演算用磁束選択器３３は、例えば式（ＡＡ）及び式（ＡＢ）により、算出した２つの値Ｅ０Ｂ＿１，Ｅ０Ｂ＿２のうち、絶対値が大きい値に対応する参照時刻を選択時刻ｔｘｂとして決定する。
｜E0B_1｜≧｜E0B_2｜ならばtxb=txb1、｜E0B_1｜<｜E0B_2｜ならばtxb=txb2
式（ＡＡ）
txmb=(txb+tx)/2 式（ＡＢ） Then, the magnetic flux selector 33 for calculation determines the reference time corresponding to the value having the larger absolute value among the two values E0B_1 and E0B_2 calculated by the equations (AA) and (AB) as the selection time txb. ..
｜ E0B_1 ｜ ≧ ｜ E0B_2 ｜ then txb = txb1, ｜ E0B_1 ｜ <｜ E0B_2 ｜ then txb = txb2
Equation (AA)
txmb = (txb + tx) / 2 equation (AB)

同定器３４は、選択時刻ｔｘｂとφｔ（ｔｘｂ）、φｔ（ｔｘｍｂ）、φｔ（ｔｘ）を用いて、下記式（ＡＣ）～式（ＡＦ）より一次抵抗Ｒ１を演算する。
F111A=Fx111A－Fx000A、F111B=Fx111B－Fx000B 式（ＡＣ）
F222A=Fx222A－Fx000A、F222B=Fx222B－Fx000B 式（ＡＤ）
ΔＲ=[F222A*(2*F111A－F222A)+F222B*(2*F111B－F222B)]/(2*F111A－F222A)/(tx-txb)/I
式（ＡＥ）
Ｒ１=Ｒ１Ｃ＋ΔＲ式（ＡＦ）
ここで、Ｆｘ０００Ａ及びＦｘ０００Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘｂ）の成分である。Ｆｘ１１１Ａ及びＦｘ１１１Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘｍｂ）の成分である。Ｆｘ２２２Ａ及びＦｘ２２２Ｂは、回転磁束ベクトルφｔ（ｔｘ）の成分である。 The identifier 34 calculates the primary resistance R1 from the following equations (AC) to (AF) using the selection time txb and φt (txb), φt (txmb), and φt (tx).
F111A = Fx111A－Fx000A, F111B = Fx111B－Fx000B formula (AC)
F222A = Fx222A－Fx000A, F222B = Fx222B－Fx000B equation (AD)
ΔR = [F222A * (2 * F111A－F222A) + F222B * (2 * F111B－F222B)] / (2 * F111A－F222A) / (tx-txb) / I
Equation (AE)
R1 = R1C + ΔR equation (AF)
Here, Fx000A and Fx000B are components of the rotating magnetic flux vector φt (txb). Fx111A and Fx111B are components of the rotating magnetic flux vector φt (txmb). Fx222A and Fx222B are components of the rotating magnetic flux vector φt (tx).

次に、図２を参照して、従来例及び本発明の第１実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置の動作について説明する。図２において、“Ｆ２ｔＡ”及び“Ｆ２ｔＢ”は、それぞれ回転磁束ベクトルφ２ｔのＡ軸成分及びＢ軸成分である。“従来分母値”は、図５における“従来分母値”と同一であって、従来例による速度センサレス電動機制御装置が式（Ｘ）で算出した分母値Ｅ０Ｂの一部である。“分母値候補１”は、第１実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置が式（Ｙ）で算出した値Ｅ０Ｂ＿１である。“分母値候補２”は、第１実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置が式（Ｚ）で算出した値Ｅ０Ｂ＿２である。“発明分母値”は、選択時刻ｔｘｂを用いて同定器３４が算出した、式（ＡＥ）の分母値の一部（２＊Ｆ１１１Ａ－Ｆ２２２Ａ）である。 Next, with reference to FIG. 2, the operation of the speed sensorless motor control device according to the conventional example and the first embodiment of the present invention will be described. In FIG. 2, “F2tA” and “F2tB” are A-axis components and B-axis components of the rotating magnetic flux vector φ2t, respectively. The "conventional denominator value" is the same as the "conventional denominator value" in FIG. 5, and is a part of the denominator value E0B calculated by the speed sensorless motor control device according to the conventional example by the equation (X). The "denominator value candidate 1" is a value E0B_1 calculated by the speed sensorless motor control device according to the first embodiment by the equation (Y). The “denominator value candidate 2” is a value E0B_2 calculated by the speed sensorless motor control device according to the first embodiment by the equation (Z). The "invention denominator value" is a part (2 * F111A-F222A) of the denominator value of the formula (AE) calculated by the identifier 34 using the selection time txb.

第１実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置によれば、図２に示すように、同定開始よりも後の時点において発明分母値がゼロとなることがない。また、例えば式（ＡＡ）により、より高い値を有する分母値に対応する参照時刻を優先的に選択時刻ｔｘｂとして決定するため、一次抵抗誤差ΔＲを求める式（ＡＥ）の演算精度を向上可能である。 According to the speed sensorless motor control device according to the first embodiment, as shown in FIG. 2, the invention denominator value does not become zero at a time point after the start of identification. Further, for example, since the reference time corresponding to the denominator value having a higher value is preferentially determined as the selection time txb by the equation (AA), the calculation accuracy of the equation (AE) for obtaining the primary resistance error ΔR can be improved. be.

以上により、第１実施形態の速度センサレス電動機制御装置によれば、一次抵抗誤差ΔＲの推定精度を向上でき、その結果、電動機６の初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０の推定精度を向上し、電動機トルクの制御の精度を向上可能である。 As described above, according to the speed sensorless motor control device of the first embodiment, the estimation accuracy of the primary resistance error ΔR can be improved, and as a result, the estimation accuracy of the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the motor 6 is improved. It is possible to improve the accuracy of motor torque control.

（第２実施形態）
図６は、本発明の第２実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置を示すブロック図である。第２実施形態に係る電動機制御装置は、上述した第１実施形態と比較して、低速判定器１０１、同定値選択器１０２、及び演算磁束抽出器２４０を更に備えており、一次抵抗Ｒ１に替えて選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷを初期値推定部７に入力する点が異なる。以下、第１実施形態との相違点について説明し、共通点については説明を省略する。 (Second Embodiment)
FIG. 6 is a block diagram showing a speed sensorless motor control device according to a second embodiment of the present invention. The motor control device according to the second embodiment further includes a low speed determination device 101, an identification value selector 102, and an arithmetic magnetic flux extractor 240 as compared with the first embodiment described above, and is replaced with the primary resistance R1. The difference is that the selected primary resistance R1NEW is input to the initial value estimation unit 7. Hereinafter, the differences from the first embodiment will be described, and the common points will be omitted.

演算磁束抽出器２４０は、図３に示す演算磁束メモリ２３及び演算磁束抽出器２４と同様の構成及び機能を有する。具体的には、演算磁束抽出器２４０は、時々刻々と変化する演算磁束ベクトルφ２ｓを、時刻０～ｔｘの区間において記憶する。演算磁束抽出器２４０は、時刻０～ｔｘまでの区間から、等間隔の３時点（ｔｘ０，ｔｘ１，ｔｘ２）の演算磁束ベクトルφ２ｓの値φｓ（ｔｘ０），φｓ（ｔｘ１），φｓ（ｔｘ２）を抽出して出力する。ここで、ｔｘ２－ｔｘ１＝ｔｘ１－ｔｘ０である。 The calculated magnetic flux extractor 240 has the same configuration and function as the calculated magnetic flux memory 23 and the calculated magnetic flux extractor 24 shown in FIG. Specifically, the calculated magnetic flux extractor 240 stores the calculated magnetic flux vector φ2s, which changes from moment to moment, in the section from time 0 to tx. The calculated magnetic flux extractor 240 sets the values φs (tx0), φs (tx1), φs (tx2) of the calculated magnetic flux vector φ2s at three time points (tx0, tx1, tx2) at equal intervals from the interval from time 0 to tx. Extract and output. Here, tx2-tx1 = tx1-tx0.

低速判定器１０１は、演算磁束抽出器２４０の出力である等間隔の３時点の演算磁束ベクトルφ２ｓの値φｓ（ｔｘ０），φｓ（ｔｘ１），φｓ（ｔｘ２）を入力し、電動機６の速度（角速度）が低速であるか否かを示す低速判定信号ＬＳを出力する。具体的には、低速判定器１０１は、式（ＡＧ）及び式（ＡＨ）により、低速判定信号ＬＳを決定する。
φsL=2*[φs(tx1)-φs(tx0)]-[φs(tx2)-φs(tx0)] 式（ＡＧ）
φsL・φsL≧LSsetならばLS=0、φsL・φsL<LSsetならばLS=1 式（ＡＨ）
ここで、式（ＡＨ）に示す記号「・」はベクトルの内積を示す。また、ＬＳｓｅｔは、低速判定のための閾値を表す定数である。低速判定信号ＬＳ＝０は電動機６が「高速である（低速ではない）」ことを示し、低速判定信号ＬＳ＝１は電動機６が「低速である」ことを示す。なお後述するように、低速判定器１０１は、例外的に式（ＡＧ）及び式（ＡＨ）によらずＬＳ＝０と決定し得る。 The low-speed determination device 101 inputs the values φs (tx0), φs (tx1), φs (tx2) of the calculated magnetic flux vectors φ2s at three time points at equal intervals, which are the outputs of the calculated magnetic flux extractor 240, and inputs the speed of the motor 6 (tx2). A low-speed determination signal LS indicating whether or not the angular velocity) is low is output. Specifically, the low speed determination device 101 determines the low speed determination signal LS by the equation (AG) and the equation (AH).
φsL = 2 * [φs (tx1) -φs (tx0)]-[φs (tx2) -φs (tx0)] Equation (AG)
LS = 0 if φsL ・ φsL ≧ LS set, LS = 1 formula (AH) if φsL ・ φsL <LS set
Here, the symbol “·” shown in the equation (AH) indicates the inner product of the vectors. Further, LSset is a constant representing a threshold value for low-speed determination. The low speed determination signal LS = 0 indicates that the motor 6 is "high speed (not low speed)", and the low speed determination signal LS = 1 indicates that the motor 6 is "low speed". As will be described later, the low speed determination device 101 can exceptionally determine LS = 0 regardless of the equation (AG) and the equation (AH).

ここで、式（ＡＧ）及び式（ＡＨ）により電動機６の速度が低速であるか否かを判断できる理由について詳述する。上述したように、実磁束ベクトルφ２ｒが円を描くとみなすために拾い上げ時刻ｔ０を二次時定数Ｔ２に対して十分小さくした場合を考える。かかる場合、演算磁束ベクトルφ２ｓの時間変化は、電動機６の速度が低速であるほど直線的な変化となる。図７は、電動機６が「高速である」場合における、等間隔の３時点の演算磁束ベクトルの値φｓ（ｔｘ０），φｓ（ｔｘ１），φｓ（ｔｘ２）の例を示す。一方、図８は、電動機６が「低速である」場合における、等間隔の３時点の演算磁束ベクトルの値φｓ（ｔｘ０），φｓ（ｔｘ１），φｓ（ｔｘ２）の例を示す。図７及び図８の比較から明らかなように、電動機６の速度の大小でφｓＬの長さが変化する。φｓＬの長さが長いと電動機６が「高速である」と判定でき、φｓＬの長さが短いと電動機６が「低速である」と判定できる。したがって、低速判定器１０１は、式（ＡＧ）及び式（ＡＨ）により低速判定信号ＬＳを決定する。 Here, the reason why it is possible to determine whether or not the speed of the electric motor 6 is low by the equation (AG) and the equation (AH) will be described in detail. As described above, consider the case where the pick-up time t0 is sufficiently smaller than the secondary time constant T2 in order to consider that the actual magnetic flux vector φ2r draws a circle. In such a case, the time change of the calculated magnetic flux vector φ2s becomes a linear change as the speed of the electric motor 6 becomes lower. FIG. 7 shows an example of the values φs (tx0), φs (tx1), and φs (tx2) of the calculated magnetic flux vectors at three time points at equal intervals when the motor 6 is “high speed”. On the other hand, FIG. 8 shows an example of the values φs (tx0), φs (tx1), φs (tx2) of the calculated magnetic flux vectors at three time points at equal intervals when the motor 6 is “low speed”. As is clear from the comparison between FIGS. 7 and 8, the length of φsL changes depending on the speed of the motor 6. If the length of φsL is long, it can be determined that the motor 6 is “high speed”, and if the length of φsL is short, it can be determined that the motor 6 is “low speed”. Therefore, the low speed determination device 101 determines the low speed determination signal LS by the equation (AG) and the equation (AH).

しかしながら、φ２ｓ軌跡が２周程度になるとφｓＬの長さが短くなり、低速時と見分けがつかなくなる。このため、低速判定器１０１は例外的に、極値時間検出器３２でｔｘｂ１が決定できた場合には、φｓＬの長さに関わらず（即ち、式（ＡＧ）及び式（ＡＨ）によらず）、電動機６が「高速である」と判定して低速判定信号ＬＳ＝０と決定する。 However, when the φ2s locus becomes about two laps, the length of φsL becomes short, and it becomes indistinguishable from the low speed. Therefore, the low speed detector 101 is exceptional, when txb1 can be determined by the extreme time detector 32, regardless of the length of φsL (that is, regardless of the equation (AG) and the equation (AH)). ), The motor 6 determines that it is "high speed" and determines that the low speed determination signal LS = 0.

同定値選択器１０２は、低速判定器１０１の出力である低速判定信号ＬＳと、同定器３４の出力である一次抵抗Ｒ１と、を入力し、選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷを出力する。 The identification value selector 102 inputs the low-speed determination signal LS, which is the output of the low-speed determination device 101, and the primary resistance R1 which is the output of the identification device 34, and outputs the selective primary resistance R1NEW.

具体的には、同定値選択器１０２は、低速判定信号ＬＳ＝０である場合（即ち、電動機６が「高速である」場合）、選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷ＝Ｒ１＝Ｒ１Ｃ＋ΔＲと決定する。したがって、上述した第１実施形態と同様に、一次抵抗の値としてＲ１が初期値推定部７に入力されることになる。 Specifically, the identification value selector 102 determines that the selective primary resistance R1NEW = R1 = R1C + ΔR when the low speed determination signal LS = 0 (that is, when the motor 6 is “high speed”). Therefore, as in the first embodiment described above, R1 is input to the initial value estimation unit 7 as the value of the primary resistance.

一方、同定値選択器１０２は、低速判定信号ＬＳ＝１である場合（即ち、電動機６が「低速である」場合）、同定器３４の出力である一次抵抗Ｒ１に含まれる一次抵抗誤差ΔＲをゼロとして、選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷ＝Ｒ１Ｃと決定する。したがって、上述した第１実施形態と異なり、一次抵抗の値としてＲ１Ｃが初期値推定部７に入力されることになる。 On the other hand, when the low speed determination signal LS = 1 (that is, when the motor 6 is "low speed"), the identification value selector 102 determines the primary resistance error ΔR included in the primary resistance R1 which is the output of the identification device 34. As zero, it is determined that the selective primary resistance R1NEW = R1C. Therefore, unlike the first embodiment described above, R1C is input to the initial value estimation unit 7 as the value of the primary resistance.

第２実施形態に係る速度センサレス電動機制御装置によれば、電動機６の速度が低速である場合において、初期速度ω０ｍ及び初期二次磁束φ２０の推定精度が第１実施形態と比較して更に向上する。 According to the speed sensorless motor control device according to the second embodiment, when the speed of the motor 6 is low, the estimation accuracy of the initial speed ω0 m and the initial secondary magnetic flux φ20 is further improved as compared with the first embodiment. ..

即ち、上述したように実磁束ベクトルφ２ｒが円を描くとみなすために、式（Ｈ）において拾い上げ時刻ｔ０を二次時定数Ｔ２に対して十分小さくする必要がある。このため、電動機６の速度が低速である場合、例えば図２に示すグラフの左端付近しかあらわれず、第１実施形態における発明分母値はゼロに近い値しかとることができない。したがって、第１実施形態では、電動機６の低速時において、式（ＡＥ）で算出する一次抵抗誤差ΔＲの演算精度が必ずしも十分でない。元々、電動機６の低速時において一次抵抗誤差ΔＲの演算誤差の影響は比較的少ないが、それでも一次抵抗誤差ΔＲの演算誤差が積み重なると、結果的に初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０の推定精度が必ずしも十分でなくなる。 That is, in order to consider that the actual magnetic flux vector φ2r draws a circle as described above, it is necessary to make the pick-up time t0 sufficiently smaller than the quadratic time constant T2 in the equation (H). Therefore, when the speed of the electric motor 6 is low, for example, it appears only near the left end of the graph shown in FIG. 2, and the invention denominator value in the first embodiment can take only a value close to zero. Therefore, in the first embodiment, the calculation accuracy of the primary resistance error ΔR calculated by the equation (AE) is not always sufficient at the low speed of the motor 6. Originally, the influence of the calculation error of the primary resistance error ΔR is relatively small at the low speed of the motor 6, but if the calculation errors of the primary resistance error ΔR are accumulated, the estimation accuracy of the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 will be as a result. Is not always sufficient.

これに対して、第２実施形態によれば、電動機６の高速時には第１実施形態と同様に、一次抵抗誤差ΔＲの推定精度を向上でき、その結果、電動機６の初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０の推定精度を向上し、電動機トルクの制御の精度を向上可能である。一方、電動機６の低速時には第１実施形態と異なり、演算精度が必ずしも十分でない一次抵抗誤差ΔＲを算出する式（ＡＨ）を利用せずに、一次抵抗誤差ΔＲをゼロとする。かかる構成によれば、一次抵抗誤差ΔＲの演算誤差が積み重なることによる、電動機６の初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０の推定精度の低下が抑制される。したがって、第２実施形態によれば、第１実施形態と比較して、電動機６の低速時における電動機６の初期速度ωｍ０及び初期二次磁束φ２０の推定精度を更に向上し、電動機トルクの制御の精度を更に向上可能である。 On the other hand, according to the second embodiment, when the motor 6 has a high speed, the estimation accuracy of the primary resistance error ΔR can be improved as in the first embodiment, and as a result, the initial speed ωm0 and the initial secondary of the motor 6 can be improved. It is possible to improve the estimation accuracy of the magnetic flux φ20 and improve the accuracy of controlling the motor torque. On the other hand, unlike the first embodiment, when the motor 6 has a low speed, the primary resistance error ΔR is set to zero without using the equation (AH) for calculating the primary resistance error ΔR whose calculation accuracy is not always sufficient. According to this configuration, the deterioration of the estimation accuracy of the initial velocity ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the motor 6 due to the accumulation of the calculation errors of the primary resistance error ΔR is suppressed. Therefore, according to the second embodiment, as compared with the first embodiment, the estimation accuracy of the initial speed ωm0 and the initial secondary magnetic flux φ20 of the motor 6 at the low speed of the motor 6 is further improved, and the motor torque is controlled. The accuracy can be further improved.

また、上述した式（ＡＧ）は、式（Ｍ）及び式（Ｎ）を用いて
φsL=2*FS1-FS2
=2*[φr(tx1)-φr(tx0)]-[φr(tx2)-φr(tx0)]
=2*[φs(tx1)-φs(tx0)]-[φs(tx2)-φs(tx9)]
となり、実磁束推定ベクトルφ２ｒと演算磁束ベクトルφ２ｓとの間にあった一次抵抗誤差ΔＲの項が消えている。このため、第２実施形態に係る低速判定器１０１は、一次抵抗誤差の影響を受けずに、電動機６が低速であるか否かを判定可能である。 Further, in the above-mentioned equation (AG), φsL = 2 * FS1-FS2 using the equations (M) and (N).
= 2 * [φr (tx1) -φr (tx0)]-[φr (tx2) -φr (tx0)]
= 2 * [φs (tx1) -φs (tx0)]-[φs (tx2) -φs (tx9)]
Therefore, the term of the primary resistance error ΔR between the actual magnetic flux estimation vector φ2r and the calculated magnetic flux vector φ2s disappears. Therefore, the low speed determination device 101 according to the second embodiment can determine whether or not the motor 6 is low speed without being affected by the primary resistance error.

本発明を諸図面に基づき説明してきたが、当業者であれば本開示に基づき種々の変形や修正を行うことが容易であることに注意されたい。例えば、上述の実施形態では、極値時間検出器３２は、２つの極値時刻を参照時刻ｔｘｂ１，ｔｘｂ２として決定するが、３つ以上の極値時刻を参照時刻（ｔｘｂ１，ｔｘｂ２，…）として決定してもよい。また、同定時刻ｔｘよりも前の複数の任意の時刻を参照時刻（ｔｘｂ１，ｔｘｂ２，…）として決定してもよい。 Although the present invention has been described with reference to the drawings, it should be noted that those skilled in the art can easily make various modifications and modifications based on the present disclosure. For example, in the above embodiment, the extreme time detector 32 determines two extreme times as reference times txb1, txb2, but three or more extreme times as reference times (txb1, txb2, ...). You may decide. Further, a plurality of arbitrary times before the identification time tx may be determined as reference times (txb1, txb2, ...).

また、極値時間検出器３２が３つ以上の参照時刻（ｔｘｂ１，ｔｘｂ２，…）を出力する場合、演算用磁束選択器３３は、各参照時刻を用いてそれぞれ算出した分母値（Ｅ０Ｂ＿１，Ｅ０Ｂ＿２，…）の絶対値が最も小さい分母値を検出し、当該分母値に対応する参照時刻を除く複数の参照時刻のうちいずれか１つを選択時刻ｔｘｂに定める構成であってもよい。好適には、演算用磁束選択器３３は、絶対値が最も大きい分母値を検出し、当該分母値に対応する参照時刻を選択時刻ｔｘｂに定める。 Further, when the extreme time detector 32 outputs three or more reference times (txb1, txb2, ...), The calculation magnetic flux selector 33 has a denominator value (E0B_11, E0B_2) calculated using each reference time. , ...) May be configured to detect the denominator with the smallest absolute value and set any one of a plurality of reference times excluding the reference time corresponding to the denominator as the selection time ttxb. Preferably, the calculation magnetic flux selector 33 detects the denominator value having the largest absolute value, and sets the reference time corresponding to the denominator value at the selection time txb.

速度センサレス電動機において、温度変化などにより一次抵抗が変動した場合であっても、電動機の運転開始時の惰行速度を速やかに、かつ高精度に推定することができる。例えば、速度センサレス車両制御において、惰行走行状態からの再加速、惰行走行状態からのブレーキが可能となる。 In a speed sensorless motor, even if the primary resistance fluctuates due to a temperature change or the like, the coasting speed at the start of operation of the motor can be estimated quickly and with high accuracy. For example, in speed sensorless vehicle control, it is possible to re-accelerate from the coasting state and brake from the coasting state.

また、上述した第２実施形態において、低速判定器１０１が低速判定信号ＬＳを出力する構成について説明した。しかしながら、低速判定器１０１は、電動機６が「低速である」と判定した場合、及び電動機６が「高速である」と判定した場合のうち、一方の場合のみ低速判定信号ＬＳを出力する構成も可能である。かかる場合、同定値選択器１０２は、例えば低速判定信号ＬＳ＝０を受信しないときには選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷ＝Ｒ１＝Ｒ１Ｃ＋ΔＲと決定する。或いは、同定値選択器１０２は、低速判定信号ＬＳ＝１を受信しないときには選択一次抵抗Ｒ１ＮＥＷ＝Ｒ１Ｃと決定する。 Further, in the second embodiment described above, the configuration in which the low speed determination device 101 outputs the low speed determination signal LS has been described. However, the low-speed determination device 101 is also configured to output the low-speed determination signal LS only in one of the cases where the motor 6 determines "low speed" and the motor 6 determines "high speed". It is possible. In such a case, the identification value selector 102 determines, for example, the selective primary resistance R1NEW = R1 = R1C + ΔR when the low speed determination signal LS = 0 is not received. Alternatively, the identification value selector 102 determines that the selective primary resistance R1NEW = R1C when the low speed determination signal LS = 1 is not received.

１トルク制御部
２拾い上げ制御部
３切替部
４電力変換部
５電流検出器
６電動機
７初期値推定部
９実磁束推定部
１０実磁束メモリ
１１実磁束抽出部
１２初期速度推定部
１３初期磁束推定部
１４演算用タイマ
２１同定用タイマ
２２磁束演算器
２３演算磁束メモリ
２４演算磁束抽出器
２５Ｒ１Ａ同定器
３１回転座標変換器
３２極値時間検出器
３３演算用磁束選択器
３４同定器
３５回転磁束メモリ
ｖ０拾い上げ電圧指令
Ｖ１トルク制御電圧指令
Ｖ＊電圧指令
ｉ電流ベクトル
ＳＷトルク制御開始指令
ＳＴ拾い上げ制御開始指令
ωｍ０初期速度
φ２０初期二次磁束
Ｉ直流電流指令
θ 電流位相角指令
ｔ０拾い上げ時間
φ２ｒ実磁束ベクトル
φ（ｔ０）時刻ｔ０の実磁束ベクトル
φ（ｔ００）時刻ｔ００の実磁束ベクトル
φ（ｔ０１）時刻ｔ０１の実磁束ベクトル
φ（ｔ０２）時刻ｔ０２の実磁束ベクトル
ｔｘ同定時刻
φ２ｓ演算磁束ベクトル
Ｒ１一次抵抗
Ｒ１Ｃ一次抵抗ノミナル値
φｓ（ｔｘ）時刻ｔｘの演算磁束ベクトル
φｓ（ｔｘ０）時刻ｔｘ０の演算磁束ベクトル
φｓ（ｔｘ１）時刻ｔｘ１の演算磁束ベクトル
φｓ（ｔｘ２）時刻ｔｘ２の演算磁束ベクトル
φｒ（ｔｘ）時刻ｔｘの実磁束ベクトル
φｒ（ｔｘ０）時刻ｔｘ０の実磁束ベクトル
φｒ（ｔｘ１）時刻ｔｘ１の実磁束ベクトル
φ２ｔ回転磁束ベクトル
φｔ（ｔｘ）時刻ｔｘの回転磁束ベクトル
ｔｘｂ１，ｔｘｂ２参照時間
ｔｘｂ選択時間
ｔｘｍｂ時刻ｔｘｂと時刻ｔｘ２の中間時刻
φｔ（ｔｘｂ）時刻ｔｘｂの回転磁束ベクトル
φｔ（ｔｘｍｂ）時刻ｔｘｍｂの回転磁束ベクトル
１０１低速判定器
１０２同定値選択器
２４０演算磁束抽出器
ＬＳ低速判定信号
Ｒ１ＮＥＷ選択一次抵抗 1 Torque control unit 2 Pick-up control unit 3 Switching unit 4 Power conversion unit 5 Current detector 6 Electric motor 7 Initial value estimation unit 9 Actual magnetic flux estimation unit 10 Actual magnetic flux memory 11 Actual magnetic flux extraction unit 12 Initial speed estimation unit 13 Initial magnetic flux estimation unit 14 Calculation timer 21 Identification timer 22 Magnetic flux calculation device 23 Calculation magnetic flux memory 24 Calculation magnetic flux extractor 25 R1A identifyr 31 Rotational coordinate converter 32 Extreme time detector 33 Calculation magnetic flux selector 34 Identifier 35 Rotational magnetic flux memory v0 Pick-up voltage command V1 Torque control voltage command V * Voltage command i Current vector SW Torque control start command ST Pick-up control start command ωm0 Initial speed φ20 Initial secondary magnetic flux I DC current command θ Current phase angle command t0 Pick-up time φ2r Actual magnetic flux vector φ (T0) Actual magnetic flux vector at time t0 φ (t00) Actual magnetic flux vector at time t00 φ (t01) Actual magnetic flux vector at time t01 φ (t02) Actual magnetic flux vector at time t02 tx Identification time φ2s Calculated magnetic flux vector R1 Primary resistance R1C Primary resistance nominal value φs (tx) Time tx calculated magnetic flux vector φs (tx0) Time tx0 calculated magnetic flux vector φs (tx1) Time tx1 calculated magnetic flux vector φs (tx2) Time tx2 calculated magnetic flux vector φr (tx) Time tx Actual magnetic flux vector φr (tx0) Actual magnetic flux vector at time tx0 φr (tx1) Actual magnetic flux vector at time tx1 φ2t Rotating magnetic flux vector φt (tx) Intermediate time of time tx2 φt (txb) Rotational flux vector of time txb φt (txmb) Rotational flux vector of time txmb 101 Low speed judgment device 102 Identification value selector 240 Calculation magnetic flux extractor LS Low speed judgment signal R1NEW Selective primary resistance

Claims

電動機に流れる電流ベクトルを検出する電流検出器と、
前記電流ベクトルに基づいて前記電動機に直流電流を流す拾い上げ電圧指令を出力する拾い上げ制御部と、
前記電流ベクトル、前記拾い上げ電圧指令、及び一次抵抗ノミナル値が入力され演算磁束ベクトルを出力する磁束演算器と、
前記演算磁束ベクトルを電流軸方向へ回転座標変換し回転磁束ベクトルを出力する回転座標変換器と、
同定時刻よりも前の複数時点における時刻をそれぞれ参照時刻に定めて出力する極値時間検出器と、
各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出され前記電動機の一次抵抗誤差の算出に用いられる分母値に基づいて、複数の前記参照時刻のうち何れか１つを選択時刻として出力する演算用磁束選択器と、
前記選択時刻を用いて算出した前記分母値を用いて、前記一次抵抗誤差を算出する同定器と、
前記同定時刻までの前記演算磁束ベクトルから、等間隔の３つの時点の演算磁束ベクトル値を抽出する演算磁束抽出器と、
前記演算磁束抽出器で抽出された前記演算磁束ベクトル値に基づいて、前記電動機が低速であるか否かを示す低速判定信号を出力する低速判定器と、
前記低速判定信号が低速を示す場合、前記一次抵抗誤差をゼロとする同定値選択器と、
を備える、速度センサレス電動機制御装置。 A current detector that detects the current vector flowing through the motor, and
A pick-up control unit that outputs a pick-up voltage command for passing a direct current through the motor based on the current vector, and a pick-up control unit.
A magnetic flux calculator to which the current vector, the pick-up voltage command, and the primary resistance nominal value are input and the calculated magnetic flux vector is output.
A rotational coordinate converter that converts the calculated magnetic flux vector into rotational coordinates in the direction of the current axis and outputs a rotational flux vector.
An extreme time detector that sets and outputs the time at multiple time points before the identification time as the reference time, and
A magnetic flux selector for calculation that outputs any one of the plurality of reference times as a selection time based on the denominator value calculated using each reference time and used for calculating the primary resistance error of the motor. ,
An identifier that calculates the primary resistance error using the denominator value calculated using the selection time, and
An calculated magnetic flux extractor that extracts the calculated magnetic flux vector values at three time points at equal intervals from the calculated magnetic flux vector up to the identification time.
Based on the calculated magnetic flux vector value extracted by the calculated magnetic flux extractor, a low-speed determination device that outputs a low-speed determination signal indicating whether or not the motor is low-speed, and a low-speed determination device.
When the low-speed determination signal indicates low speed, the identification value selector that sets the primary resistance error to zero, and
Equipped with a speed sensorless motor control device.

請求項１に記載の速度センサレス電動機制御装置であって、
前記極値時間検出器は、前記回転磁束ベクトルの電流軸直交成分が極値となる複数の極値時刻のうち、前記同定時刻のよりも前の直近の２つの極値時刻を少なくとも含む複数の時刻を前記参照時刻に定める、速度センサレス電動機制御装置。 The speed sensorless motor control device according to claim 1.
The extreme value time detector includes a plurality of extreme value times in which the current axis orthogonal component of the rotational magnetic flux vector becomes an extreme value, and includes at least the two most recent extreme value times prior to the identification time. A speed sensorless motor control device that sets the time to the reference time.

請求項１又は２に記載の速度センサレス電動機制御装置であって、
前記演算用磁束選択器は、各前記参照時刻を用いてそれぞれ算出される複数の前記分母値にそれぞれ含まれる係数であって磁束ベクトルに基づく係数の絶対値が最も大きい前記分母値に対応する前記参照時刻を前記選択時刻に定める、速度センサレス電動機制御装置。 The speed sensorless motor control device according to claim 1 or 2.
The calculation magnetic flux selector corresponds to the denominator value having the largest absolute value of the coefficient based on the magnetic flux vector, which is a coefficient included in each of the plurality of denominator values calculated using each reference time. A speed sensorless motor control device that sets a reference time to the selected time.